TW200403917A - Control circuit for DC/DC converter - Google Patents

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Kyuichi Takimoto
Takashi Matsumoto
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Description

200403917 玖、發明說明： I：發明戶斤屬之技術領域3 相關申請案對照 本申請案係以於2002年8月22日提出申請之日本專利 5申請案第2002-242422號案為基礎並且主張該案之優先權 的利益，該案的整個内容係被併合於此中作為參考。 發明領域 本發明係有關於一種直流對直流轉換器，更特別地， 係有關於一種被用作各式各樣之電子裝置之電源供應器的 10同步整流式直流對直流轉換器及一種該轉換器的控制電 路0 【先前技術】 發明背景 15
如在第1圖中所示，一種習知的同步整流式DC/DC轉換 器1包含一個形成於一單一半導體積體電路基體上的控制 電路2及七個外部地安裝的元件3至9。
該控制電路2的第一驅動訊號SG1係供應到該是為一 加強型N-通道MOS電晶體之主切換元件3的閘極。該切換元 件3係運作如-個用於驅動一負載的主開關。_換元件^ 的汲極係被供應有一個來自一電池的電源電壓％，而兮切 換70件3的源極係連接到該是為一加強型&通道廳$電晶 體之同步切換元件4的没極。該同步切換元 、件4的閘極係被 仏應有該控制電路2的第二驅動訊號8(}2, ^ , 向其之源極係連 接到地線GND。 20 —個在該主切換元件3與該同步切換元件4之間的節點 係經由一抗流線圈（ch〇ke coil)5來連接到該DC/DC轉換器1 的輪出端To且亦經由該返馳(fly_back)二極體6來連接到地 線GND。該同步切換元件4係在該DC/DC轉換器丨正在返馳 5時運作，藉此降低在該返馳二極體6的損失。 該輸出端To係經由該平滑電容器7來連接到地線 GND。該輸出端To,其輸出該DC/DC轉換器1的電壓Vo,係
連接到一個像CPU(圖中未示）般之控制單元的負載。該抗流 、、袭圈5與該平滑電容器7構成一個平滑電路。該輸出電壓v〇 係由電阻器8和9分割，而一個分割電壓V2係回饋到該控制 電路2。 該控制電路2包括一個誤差放大電路11、一個pwm比 車又電路12、一個三角波振盪電路13、一個閒置周期設定電 路14、及弟一和第二輸出電路15和16。
該誤差放大電路11把供應到一反相輸入端的該分割電 壓V2與供應到一非反相輸入端之來自一參考電源供應器 E1的參考電壓Vr(設定電壓）作比較並且把一個在該兩者之 間的差動電壓放大，藉此產生一個誤差訊號S1。 該PWM比較電路12把從該誤差放大電路11供應到該 2〇 非反相輸入端的該誤差訊號S1與從該三角波振盪電路13供 應到該反相輸入端的一三角波訊號S2作比較俾在一個該三 角波訊號S2在位準上係比該誤差訊號S1高的周期中產生一 個具有低(L)位準的脈衝訊號S3及在一個與其相反的周期 中產生具有高(H)位準的該脈衝訊號S3。
6 根據從該PWM比較電路12供應出來的該脈衝訊號 S3，该閒置周期設定電路14產生第一和第二控制訊號S4和 s5以致m切換元件3和該同步切換元件*係實質上互補 地被打開和關閉且亦以致於它們不同時地被打開（即，該等 切換元件3和4係在不同的時序交替地被打開和關）。一個 該等切換元件3和4被同時地關閉的周期係指一個同步整流 閒置周期（於此後稱為閒置周期）。該閒置周期係被設定俾防 止該系統被一個如果該等主切換元件3和4被同時地打開的 活會流過該等切換元件3和4的過度電流毁壞。 該第一輸出電路15把從該閒置周期設定電路14供應出 來的該第一控制訊號S4放大俾產生一個供應到該主切換元 件3的第一驅動訊號SG1。該第二輸出電路16把從該閒置周 期設定電路14供應出來的該第二控制訊號S5放大俾產生一 個供應到該同步切換元件4的第二驅動訊號SG2。 如在第2圖中所示，該閒置周期設定電路14包括五個反 相為電路21至25、兩個電晶體T1和T2、兩個電源供應器26 和27、及兩個電容器C1和C2。 該脈衝訊號S3係供應到該反相器電路21，該反相器電 路21把該脈衝訊號S3的反相訊號供應到該N-通道MOS電晶 體T1的閘極。該電晶體T1的源極係連接到該地線GND而其 之汲極係連接到該電流源26。一個在該電晶體T1與該電流 源26之間的節點係經由該反相器電路22來連接到該輸出該 第一控制訊號S4的反相器電路23，且亦經由該電容器C1來 連接到地線GND。 200403917 如在第3圖中所示，當該脈衝訊號幻上升時，該反相器 電路22的輸入訊號S6亦根據來自該電流源26的電流π與該 電容器C1的電容來上升。隨後，當該脈衝訊號83下降時， 该電晶體T1被打開，因此致使該輸入訊號86迅速地下降。
5當該輸入訊號S6的電壓超過該反相器電路22的臨界電壓 Vth時’该反相态電路22把該輸入訊號反相。因此，該第一 控制訊號S4係在相對於該脈衝訊號S3的上升時序延遲了對 應於該電容器C1之充電時間的時間tdl時上升及在實質上 與該脈衝訊號S3下降相同的時間來下降。該延遲時間tdl係 10 由下面的方程式來獲得： tdl = Vth*Cl/Il
該脈衝訊號S3係被供應到該Ν·通道MOS電晶體T2的 閘極。該電晶體Τ1的源極係連接到該地線GND而其之汲極 係連接到該電流源27。一個在該電晶體Τ2與該電流源27之 15 間的節點係經由該反相器電路24來連接到該輸出該第二控 制訊號S5的反相器電路25，且亦經由該電容器C2來連接到 該地線GND。 如在第3圖中所示，當該脈衝訊號S3上升時，該電晶體 Τ2被打開，因此致使該反相器電路24的輸入訊號S7迅速下 20 降。隨後，當該脈衝訊號S3下降時，該輸入訊號S7係根據 來自該電流源27的電流12和該電容器C2的電容來上升。當 該輸入訊號S7的電壓超過該反相器電路24的臨界電壓Vth 時，該反相器電路24把該輸入訊號S7反相。因此，該第二 控制訊號S5係實質上在與該脈衝訊號S3上升相同的時間下 200403917
降及係在相對於該脈衝訊號S3的上升時序延遲了對應於該 電容器C2之充電時間的時間td2時上升。該延遲時間td2係由 下面的方程式來獲得： td2 - Vth*C2/I2 5 最好的是，該DC/DC轉換器1係在一個低電源電壓下運
作俾可降低電力消耗。然而，該閒置周期設定電路14產生 該具有一個比該脈衝訊號S3之脈衝寬度小了該延遲時間 tdl之脈衝寬度的第一控制訊號S4。據此，如在第4圖中所 示’該第一控制訊號S4之相對於該誤差訊號S1之電壓的開 10態-佔空率（〇N-duty ratio)變得比理想特性的那個小。因 此要把δ亥弟一控制訊號S4(即’該第一驅動訊號SG1)的工 作週期設定成一個高的值（例如，一個在100%附近的值）是 不可能的。為了這原因，在習知的DC/DC轉換器1中，要降 低該電源電壓來降低該電力消耗是困難的。 15 【潑^明内溶L】 發明概要
在本發明的第一特徵中，一種用於控制一DC/DC轉換 裔之輸出電壓的控制電路係被提供。該DC/DC轉換器包括 個主切換元件和一個同步切換元件。該控制電路包括一 2〇個根據該輸出電壓來產生一用於控制該DC/DC轉換器之輸 出％壓之脈衝訊號的脈衝訊號產生電路。一個驅動訊號產 生電路係連接到該脈衝訊號產生電路。該驅動訊號產生電 路利用該脈衝訊號來產生分別供應到該主切換元件與該同 步切換元件的第一與第二驅動訊號以致於該主切換元件與 9 200403917 該同步切換元件係由於接收該第一和第二驅動訊號而在不 同的時序父替地被打開和關閉。該驅動訊號產生電路產生 該第一驅動訊號以致於該第一驅動訊號具有實質上與該脈 衝訊號之脈衝寬度相同的脈衝寬度。 5 在本發明的第二特徵中，一種用於控制一DC/DC轉換 器之輸出電壓的控制電路係被提供。該DC/DC轉換器包括 一個主切換元件和一個同步切換元件。該控制電路包括一 個把该DC/DC轉換之輸出電壓與一參考電壓作比較俾產 生一個誤差訊號的誤差放大電路。一個比較電路係連接到 10該誤差放大電路。該比較電路把該誤差訊號與一個三角波 说號作比較俾產生一個具有一與該誤差訊號之電壓成比例 之脈衝見度的脈衝號。' "***個驅動訊號產生電路係連接到 該比較電路。該驅動訊號產生電路利用該脈衝訊號來產生 分別供應到該主切換元件與該同步切換元件的第一和第二 15驅動说號以致於該主切換元件與該同步切換元件係由於接 收4弟一和弟一驅動況號而在不同的時序交替地被打開和 關閉。該驅動訊號產生電路產生該第一驅動訊號以致於該 第一驅動訊號具有實質上與該脈衝訊號之脈衝寬度相同的 脈衝寬度。 20 在本發明的第三特徵中，一種DC/DC轉換器係被提 供。該DC/DC轉換器包括一個主切換元件和一個串聯地連 接到該主切換元件的同步切換元件。一個平滑電路產生一 個輸出電壓。一個控制電路藉由把一個第一驅動訊號供應 到s玄主切換元件及把一個第二驅動訊號供應到該同步切換 10 70件來控制該輸出電壓。該控制電路包括一個根據該輸出 電壓來產生一個用於控制該輸出電壓之脈衝訊號的脈衝訊 旒產生電路。一個驅動訊號產生電路係連接到該脈衝訊號 產生電路。該驅動訊號產生電路藉由利用該脈衝訊號來產 生该第一和第二驅動訊號以致於該主切換元件與該同步切 換70件係在不同的時序交替地被打開和關閉。該驅動訊號 產生電路產生該第一驅動訊號以致於該第一驅動訊號具有 貫質上與該脈衝訊號之脈衝寬度相同的脈衝寬度。 在本發明的第四特徵中，一種用於控制一DC/DC轉換 时之輸出電壓的方法係被提供。該DC/DC轉換器包括一個 主切換元件和一個同步切換元件。該方法包括根據該輸出 f I來產生—個用於控制該轉換器之輸出電壓的脈 〃號產生一個具有貫質上與該脈衝訊號之脈衝寬度相 δ之脈衝見度的第一驅動訊號並且把該第一驅動訊號供應 到該主切換元件、及利用該脈衝訊號來產生一個第二驅動 訊號及該第一驅動訊號並且把該第二驅動訊號供應到該同 步切換元件以致於該主切換元件和該同步切換元件係在不 同的時序交替地被打開和關閉。 本t明之其他特徵和優點將會由於後面配合該等舉例 +、曰本备月之原理之附圖的說明而變得清楚理解。 圖式簡單說明 ^本叙月與其之目的和優點一起，藉由配合該等附圖 翏閱後面之目前較佳實施例的說明而得到更佳的了解，在 該等圖式中： 200403917 第1圖是為一種習知DC/DC轉換器的示意方塊圖； 第2圖是為第1圖之DC/DC轉換器之閒置周期設定電路 的示意電路圖； 第3圖是為第2圖之閒置周期設定電路的運作波形圖； 5 第4圖是為用於顯示在第1圖之DC/DC轉換器中之一開 態-佔空率與一誤差訊號之電壓之間之關係的圖表； 第5圖是為本發明之一實施例之DC/DC轉換器的示意 方塊圖；
第6圖是為第5圖之DC/DC轉換器之閒置周期設定電路 10 的不意方塊圖， 第7圖是為第6圖之閒置周期設定電路的運作波形圖； 第8圖是為第6圖之閒置周期設定電路的示意電路圖； 第9圖是為用於顯示在第5圖之DC/DC轉換器中之一開 態-佔空率與一誤差訊號之電壓之間之關係的圖表； 15 第10圖是為一閒置周期設定電路之另一例子的示意電
路圖， 第11圖是為第10圖之閒置周期設定電路的運作波形 圖；及 第12A至12C圖是為在第8或10圖之閒置周期設定電路 20 中所使用之反相器電路的示意電路圖。 【實施方式3 較佳實施例之詳細說明 在該等圖式中，相同的標號係從頭到尾用於相同的元 件0 12 200403917 如在第5圖中所示，本發明之一實施例的dc/DC轉換器 31包括一個形成於一單一半導體積體電路基體上的控制電 路32及七個外部地安裝的元件，即，一個主切換元件3、一 個同步切換元件4、一個抗流線圈5、一個返馳二極體6、一 5個平滑電容器7、及電阻器8和9。該抗流線圈5和該平滑電 谷器7構成一個平滑電路。
該等電阻器8和9把在一輸出端To的輸出電壓v〇分割俾 把一個分割電壓V2供應到該控制電路32。根據該分割電壓 V2,該控制電路32產生一個供應到該主切換元件3的第一驅 10動訊號SG11和一個供應到該同步切換元件4的第二驅動訊 號 SG12 〇 該控制電路32包括一個誤差放大電路11、一個PWM比 車父電路12、一個二角波振盈電路13、一個閒置周期設定電 路34、及第一和第二輸出電路15和16。 15 該誤差放大電路11把該供應到一反相輸入端的分割電
壓V2與一供應到一非反相輸入端之來自一參考電源供應器 E1的參考電壓Vr作比較並且把一個在該兩者之間的差動電 壓放大，藉此產生一個誤差訊號S1。 該PWM比較電路12把從該誤差放大電路11供應到該 20 非反相輸入端的誤差訊號S1與從該三角波振盪電路13供應 到該反相輸入端的三角波訊號S2作比車父俾在一個一三角波 訊號S2在位準上比該誤差訊號S1高的周期中產生一個具有 L位準的脈衝訊號S3而在一個與其相反的周期中產生一個 具有Η位準的脈衝訊號S3。 13 200403917 «置周期設定電路34從該pwM比較電路12接收該 脈㈣號S3並且產生-個具有實質上與該脈衝訊號幻之脈 衝見度相同之脈衝寬度的第—控制訊號814。再者，根據該 脈衝訊號S3和該第-控制訊號Sl4，該閒置周期設定電路34 5產生-個第二控制訊號Sl5以致於該主切換元件坤該同步 切換元件4係互補地被打開與_且亦以致於它們係不同 時地被打開（即，該等切換元件3和4係在不同的時序交替地 被打開和關閉）。-個於其内該等切換元件3和4不同時地被 打開的閒置周期係被設定俾可防止該系統被一個如果該等 1〇切換元件3和4被同時地打開的話會流通的過度電流毀損。 該第一輪出電路15把從該閒置周期設定電路3 4供應出 來的該第一控制訊號S14放大並且產生該被供應到該主切 換兀件3的第一驅動訊號S G丨丨。該第二輸出電路丨6把從該閒 置周期没定電路34供應出來的該第二控制訊號S15放大並 15且產生一個被供應到該同步切換元件4的第二驅動訊號 SG12 ° 如在第6圖中所示，該閒置周期設定電路34包括第一和 第二延遲電路35和36及一合成電路37。該第一延遲電路35 把該脈衝訊號S3延遲一個預定的延遲時間岀丨俾產生該具 20有貫質上與該脈衝訊號S3之脈衝寬度相同之脈衝寬度的第 一控制訊遽S14 ’如在第7圖中所示。 該第二延遲電路36從該第一延遲電路35接收該第一控 制訊號S14並且把該第一控制訊號s 14延遲一個預定的延遲 時間td2俾產生一個具有實質上與該第一控制訊號S14(脈衝 14 200403917 訊號S3)之脈衝寬度相同之脈衝寬度的延遲訊號S16，如在 第7圖中所示。 該合成電路37接收該脈衝訊號S3與該延遲訊號S16並 且邏輯地把該脈衝訊號S3與該延遲訊號S16合成俾產生該 5第二控制訊號S15以致於該主切換元件3與該同步切換元件 4被實質上互補地打開與關閉且亦以致於這兩個切換元件3 和4不同時地被打開。該第二控制訊號S15具有一個比該第 一控制訊號S14之脈衝寬度更大的脈衝寬度。
在如此的方式下，該閒置周期設定電路34產生該具有 1〇實質上與該脈衝訊號S3之脈衝寬度相同之脈衝寬度的第一 控制訊號S14。如在第9圖中所示，因此，該第一控制訊號 S14相對於該被供應到PWM比較電路12之誤差訊號S1之電 壓的開態-佔空率係實質上與該理想特性的開態_佔空率一 致。因此，要設定該第一控制訊號S14(即，第一驅動訊號 15 SG11)的佔空率在100%附近是有可能的，例如。
如在第8圖中所示，該閒置周期設定電路34的第一延遲 電路35包括數個（m個）串聯地連接的反相器電路35al至 35am。該脈衝訊號S3，其係被供應到該第一延遲電路35， 係被延遲該由表示反相器電路35al至35am之數目之❿所決 20定的延遲時間tdl。該第二延遲電路36包括數個(11個）串聯地 連接的反相器電路36al至36an。該第一控制訊號si4，其係 被供應到該第二延遲電路36，係被延遲該由表示反相器電 路36al至36an之數目之η所決定的延遲時間td2。該合成電路 37是為一個對該脈衝訊號S3與該延遲訊號S16執行或非運 15 200403917
作（neither-nor operation)俾產生該第二控制訊號S15的NOR 電路。
該閒置周期設定電路34包括反相器電路41至44，該等 反相器電路41至44係被設置因此該脈衝訊號S3的邏輯位準 5 能夠根據該第一和第二延遲電路35和36及該合成電路37的 電路結構來與該第一和第二控制訊號S14和S15的邏輯位準 相匹配。例如，如果偶數個反相器被包括於該第一延遲電 路35内的話，一路徑，該脈衝訊號S3係被供應至該路徑且 該弟一控制訊號S14係從該路徑輸出，係被設置有偶數個反 10相器電路。然後，該等反相器電路係根據該第一和第二延 遲電路35和36係如何連接來被插入。 本實施例的DC/DC轉換器31具有後面的優點。 (1) 該閒置周期設定電路34把從該PWM比較電路12供 應出來的脈衝訊號S3延遲並且產生該具有實質上與該脈衝
15訊號S3之脈衝寬度相同之脈衝寬度的第一控制訊號S14。該 主切換元件3係由該第一驅動訊號SG1丨打開和關閉，該第一 驅動吼號SG11具有一個對應於一根據該輸出電壓v〇來被 設定之理想佔空率的脈衝寬度。結果，該第一驅動訊號sGn 的佔空率能夠被設定成100%俾在一低供應電壓下運作該 2〇 DC/DC轉換器31，藉此降低電力消耗。 (2) s亥閒置周期設定電路34的合成電路37係邏輯地把該 脈衝訊號S3與該第-控軌號S14岐軌號§16合成並且 產生該第二控制訊號仍。當該主切換元件3為衡時，該同 步切換元件4係被確實地維持〇FF。因此，該閒置周期係被 16 200403917 確實地設定。 對於熟知此項技術的人仕來說，應該清楚了解的是， 本發明能夠在沒有離開本發明的精神或範圍下以很多其他 特定的形式來實施。特別地，應要了解的是，本發明能夠 5 以後面的形式實施。
a)該閒置周期設定電路34可以由如在第1〇圖中所示般 的閒置周期設定電路50代替。第丨丨圖顯示在該閒置周期設 定電路5〇中所使用之各式各樣的訊號波形。
该閒置周期設定電路50包括第一和第二延遲電路51和 1〇 52、一合成電路53、及反相器電路54到58。該第一延遲電 路51是為一個包括一連接在該等反相器55和56之間之電阻 器61，及一連接於一在該電阻器61與該反相器56之間之節 點與地線之間之電容器62的積分電路。該積分電路產生一 輸出訊號，該輸出訊號之對應於一輸入訊號之上升與下降 15時序的通過速率(through rate)係被延遲一個時間常數，該輸 出訊號延遲下一級之反相器電路56之輸出訊號的上升與下 降時序。在如此的方式下，該反相器電路56產生一個第一 控制訊號S23，該第一控制訊號S23係相對於該脈衝訊號S3 被延遲該延遲時間tdl並且具有實質上與該脈衝訊號幻之 2〇脈衝寬度相同的脈衝寬度。該延遲時間tdl係由該電阻器61 的電阻值R2、該電容器62的電容值C2、和該反相器電路56 的臨界值Vthl來被決定如下： tdl = C2 X R2 X ln(Vthl) 該第二延遲電路52是為一個包括一連接在該等反相器 £ δ r 17 57和58之間之電阻器63及一連接於一在該電阻器63與該反 相器58之間之節點與地線之間之電容器64的積分電路。該 積分電路產生一輸出訊號，該輸出訊號之對應於一輸入訊 號之上升與下降時序的通過速率係被延遲一個時間常數， 該輸出訊號延遲下一級之反相器電路58之輸出訊號的上升 與下降時序。在如此的方式下，該反相器電路58產生一個 延遲訊號S25,該延遲訊號S25係相對於該第一控制訊號S23 被延遲該延遲時間td2並且具有實質上與該脈衝訊號83之 脈衝寬度相同的脈衝寬度。該延遲時間td2係由該電阻器63 的電阻值R3、該電容器64的電容值C3、和該反相器電路58 的臨界值Vth2來被決定如下·· td2 = C3 X R3 X ln(Vth2) 該合成電路53是為一個對該脈衝訊號S3與該延遲訊號 S25執行一或非運作並且產生該第二控制訊號S26的N〇R電 路。該第一輸出電路15接收該第一控制訊號S23並且產生該 第一驅動訊號SG11，而該第二輸出電路16接收該第二控制 訊號S26並且產生該第二驅動訊號Sgi2。 b)該等反相器電路35al至35am，36al至36an，41至44,和 54至58各可以由在第12A至12C圖中所示的反相器電路 71’74,或77代替。弟12A圖的反相器電路71包括一電阻器72 和一NPN電晶體73。第12B圖的反相器電路74包括一電流源 乃和一npn電晶體76。如果這些反相器電路了丨和”被應用 於第10圖之閒置周期設定電路50的合成電路53和反相器電 路54至58的話，該等反相器電路54至58和該合成電路53係 200403917 能夠由與第—和第二延遲電路si和52之製程相同的製程來 被形成。 第12C圖的反相器電路77是為一個由P-通道MOS電晶 體78與义通逼]^電晶體79構成的cm〇s反相器電路。如 5果這反相器電路77被應用於該閒置周期設定電路料和湖 話，電力消耗係能夠被降低。 C)該等切換元件3和4及該等分壓電阻器8和9可以與該 控制電路32-起被形成於一單一半導體積體電路基體上。 因此目％的例子和實施例係被視為例證而不是限制 10而且本發明並不受限於在此中所提供的細節，而是可以在 後附之申請專利範圍的範圍與等效性之内作變化。 【圖式簡單說明】 第1圖是為一種習知〇〇/〇(：轉換器的示意方塊圖； 第2圖是為第！圖2DC/DC轉換器之閒置周期設定電路 15 的不意電路圖； 第3圖是為第2圖之閒置周期設定電路的運作波形圖； 第4圖是為用於顯示在第i圖之dc/DC轉換器中之一開 態-佔空率與一誤差訊號之電壓之間之關係的圖表； 第5圖是為本發明之一實施例之dc/DC轉換器的示意 20 方塊圖； 第6圖是為第5圖之DC/DC轉換器之閒置周期設定電路 的示意方塊圖； 第7圖是為第6圖之閒置周期設定電路的運作波形圖； 第8圖是為第6圖之閒置周期設定電路的示意電路圖； 19 200403917 第9圖是為用於顯示在第5圖之DC/DC轉換器中之一開 態-佔空率與一誤差訊號之電壓之間之關係的圖表； 第10圖是為一閒置周期設定電路之另一例子的示意電 路圖； 5 第11圖是為第10圖之閒置周期設定電路的運作波形 圖；及 第12A至12C圖是為在第8或10圖之閒置周期設定電路 中所使用之反相器電路的示意電路圖。
【圖式之主要元件代表符號表】 1 同步整流式DC/DC轉換器 2 控制電路 3 主切換元件 Ve 供應電壓 SG1 第一驅動訊號 SG2 第二驅動訊號 GND 地線 4 同步切換元件 5 抗流線圈 6 返馳二極體 To 輸出端 7 平滑電容器 Vo 電壓 8 電阻器 9 電阻器 V2 分割電壓 11 誤差放大電路 12 PWM比較電容器 13 三角波振盪電路 14 閒置周期設定電路 15 第一輸出電路 16 第二輸出電路 Vr 參考電壓 El 參考電源供應器 SI 誤差訊號 S2 三角波訊號 S3 脈衝訊號 S4 第一控制訊號 S5 第二控制訊號 21 反相器電路 20 200403917 22 反相器電路 23 反相器電路 24 反相器電路 25 反相器電路 ΤΙ 電晶體 T2 電晶體 26 電源供應器 27 電源供應器 Cl 電容器 C2 電容器 tdl 延遲時間 S6 輸入訊號 S7 輸入訊號 31 DC/DC轉換器 32 控制電路 SG11 第一驅動訊號 SG12 第二驅動訊號 34 閒置周期設定電路 S14 第一控制訊號 S15 第二控制訊號 35 第一延遲電路 36 第二延遲電路 37 合成電路 td2 延遲時間 S16 延遲訊號 35al至35am 反相器電路 36al至36an 反相器電路 50 閒置周期設定電路 51 第一延遲電路 52 第二延遲電路 53 合成電路 54 反相電路 55 反相電路 56 反相器電路 57 反相器電路 58 反相'電路 61 電阻器 62 電容器 S23 第一控制訊號 R2 電阻值 C2 電容值 Vthl 臨界值 63 電阻器 64 電容器 R3 電阻值 C3 電容值 Vth2 臨界值 S25 延遲訊號
21 200403917 S26 第二控制訊號 71 反相器電路 74 反相器電路 77 反相器電路 72 電阻器 73 NPN電晶體 75 電流源 76 NPN電晶體
22

Claims (1)

  1. 拾、申請專利範圍： 1·一種用於控制一直流對直流轉換器之輸出電壓的控制電 路，其中，該直流對直流轉換器包括一個主切換元件與 同步切換元件，該控制電路包含： 一脈衝訊號產生電路，該脈衝訊號產生電路產生一個 用於根據該輸出電壓來控制該直流對直對轉換器的輸出 電壓；及 驅動訊唬產生電路，該驅動訊號產生電路係連接到 該脈衝訊號產生電路，其中，該驅動訊號產生電路利用 该脈衝訊號來產生分別供應到該主切換元件與該同步切 換元件的第一和第二驅動訊號以致於該主切換元件與該 同步切換元件係由於接收該第一和第二驅動訊號而在不 同的時序交替地被打開和關閉，而且該驅動訊號產生電· 路產生該第一驅動訊號以致於該第一驅動訊號具有實質 上與該脈衝訊號之脈衝寬度相同的脈衝寬度。 2·如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該驅動訊 號產生電路利用該脈衝訊號與該第一驅動訊號來產生該 第二驅動訊號以致於該第二驅動訊號具有一個比該第一 驅動訊號較大的脈衝寬度。 3.如申請專利範圍第1項所述之控制電路’其中’該驅動訊 號產生電路包括： 一第一延遲電路，該第一延遲電路係藉由把該脈衝訊 號延遲來產生該第一驅動訊號’ 一第二延遲電路，該第二延遲電路係連接到該第一延 200403917 遲電路’该第二延遲電路係藉由把該第—驅動訊號延遲 來產生一個延遲訊號；及 一合成電路’該合成電路係連接到該第二延遲電路， 而且該合成電路係藉由把該脈衝訊號與該延遲訊號合成 5 來產生該第二驅動訊號。 4·如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中，該第一和 第二延遲電路各包括數個反相器電路。 5.如申请專利範圍第3項所述之控制電路，其中，該第一和 第二延遲電路各包括一個具有一電阻器與一電容器的積 10 分電路。 6·如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中，該合成電 路包括一個NOR電路。 7·—種用於控制一直流對直流轉換器之輸出電壓的控制電 路，其中，該直流對直流轉換器包括一個主切換元件和 15 一個同步切換元件，該控制電路包含： 一誤差放大電路，該誤差放大電路把該直流對直流轉 換器的輸出電壓與一參考電壓作比較俾產生一誤差訊 號； 一比較電路，該比較電路係連接到該誤差放大電路， 20 其中，該比較電路把該誤差訊號與一三角波訊號作比較 俾產生一個具有一與該誤差訊號之電壓成比例之脈衝寬 度的脈衝訊號；及 一驅動訊號產生電路’該驅動訊號產生電路係連接到 该比較電路，該驅動訊號產生電路利用該脈衝訊號來產 24 200403917 ίο 15 20 生分別供應到該主切換元件和該同步切換元件的第一和 第二驅動訊號以致於該主切換電路與該同步切換電路係 由於接收該第一和第二驅動訊號而在不同的時序交替地 被打開和關閉，而且該驅動訊號產生電路產生該第一驅 動訊號以致於該第一驅動訊號具有實質上與該脈衝訊號 之脈衝寬度相同的脈衡久度 8·如申請專利範圍第7項所述之控制電路，其中，該驅動訊 號產生電路係藉由把該脈衝訊號的上升與下降延遲來產 生該第一驅動訊號。 9·如申請專利範圍第7項所述之控制電路，其中，該驅動訊 號產生電路係藉由把該第一驅動訊號的上升與下降延遲 來產生一延遲訊號及藉由把該延遲訊號與該脈衝訊號合 成來產生該第二驅動訊號。 10·如申請專利範圍第7項所述之控制電路，其中，該驅動 訊號產生電路包括： 一第一延遲電路，該第一延遲電路係藉由把該脈衝 訊號延遲來產生該第一驅動訊號； 一第二延遲電路，該第二延遲電路係連接到該第一 延遲電路，該第二延遲電路係藉由把該第一驅動訊號延 遲來產生一延遲訊號；及 一合成電路，該合成電路係連接到該第二延遲電 路，該合成電路係藉由把該脈衝訊號與該延遲電路合成 來產生該第二驅動訊號。 11·如申請專利範圍第1〇項所述之控制電路，其中，該第一
    25 Cvi -r- 200403917 和第二延遲電路各包括數個反相器電路。 12.如申請專利範圍第10項所述之控制電路，其中，該第一 和第二延遲電路各包括一個具有一電阻器和一電容器的 積分電路。 5 13.如申請專利範圍第10項所述之控制電路，其中，該合成 電路包括一個NOR電路。 14.一種直流對直流轉換器，包含： 一主切換元件； 一同步切換元件，該同步切換元件係串聯地連接到 10 該主切換元件； 一平滑電路，該平滑電路係連接到一個在該主切換 元件與該同步切換元件之間的節點，該平滑電路產生一 輸出電壓；及 一控制電路，該控制電路藉由把一第一驅動訊號供 15 應到該主切換元件及把一第二驅動訊號供應到該同步切
    換元件來控制該輸出電壓，該控制電路包括： 一脈衝訊號產生電路，該脈衝訊號產生電路根 據該輸出電壓來產生一個用於控制該輸出電壓的脈衝訊 號；及 20 一驅動訊號產生電路，該驅動訊號產生電路係 連接到該脈衝訊號產生電路，該驅動訊號產生電路藉由 利用該脈衝訊號來產生該第一和第二驅動訊號以致於該 主切換元件與該同步切換元件係在不同的時序交替地被 打開和關閉，而且該驅動訊號產生電路產生該第一驅動 26 200403917
    訊號以致於該第一驅動訊號具有實質上與該脈衝訊號之 脈衝寬度相同的脈衝寬度。 15. 如申請專利範圍第14項所述之直流對直流轉換器，其 中，該驅動訊號產生電路係利用該脈衝訊號和該第一驅 5 動訊號來產生該具有一個比該第一驅動訊號較大之脈衝 寬度的第二驅動訊號。 16. 如申請專利範圍第14項所述之直流對直流轉換器，其 中，該驅動訊號產生電路包括： 一第一延遲電路，該第一延遲電路係藉由把該脈衝 10 訊號延遲來產生該第一驅動訊號； 一第二延遲電路，該第二延遲電路係連接到該第一 延遲電路，該第二延遲電路係藉由把該第一驅動訊號延 遲來產生一延遲訊號；及 一合成電路，該合成電路係連接到該第二延遲電 15 路，而且該合成電路係藉由把該脈衝訊號與該延遲訊號
    合成來產生該第二驅動訊號。 17. 如申請專利範圍第16項所述之直流對直流轉換器，其 中，該第一和第二延遲電路各包括數個反相器電路。 18. 如申請專利範圍第16項所述之直流對直流轉換器，其 20 中，該第一和第二延遲電路各包括一個具有一電阻器與 一電容器的積分電路。 19. 如申請專利範圍第16項所述之直流對直流轉換器，其 中，該合成電路包括一個NOR電路。 20. 如申請專利範圍第16項所述之直流對直流轉換器，其 200403917 中，該脈衝訊號產生電路包括： 一誤差放大電路，該誤差放大電路把該輸出電壓與 一參考電壓作比較俾產生一個誤差訊號；及 一比較電路，該比較電路係連接到該誤差放大電 5 路，而且該比較電路把該誤差訊號與一三角波訊號作比 較俾產生一個具有一與該誤差訊號之電壓成比例之脈衝 寬度的脈衝訊號。
    21· —種用於控制一直流對直流轉換器之輸出電壓的方 法，其中，該直流對直流轉換器包括一個主切換元件和 10 一個同步切換元件，該方法包含： 根據該輸出電壓來產生一個用於控制該直流對直济 轉換器之輸出電壓的脈衝訊號； 產生一個具有實質上與該脈衝訊號之脈衝寬度相同 之脈衝寬度的第一驅動訊號並且把該第一驅動訊號供應 15 到該主切換元件；及 、 利用該脈衝訊號與該第一驅動訊號來產生一第二靶
    動汛號並且把該第二驅動訊號供應到該同步切換元件以 致於該主切換元件與該同步切換元件係在不同的時序交 替地被打開和關閉。 28
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