SE517510C2 - Filter co-processor samt utjämnare för användning i en mottagare - Google Patents

Filter co-processor samt utjämnare för användning i en mottagare

Info

Publication number
SE517510C2
SE517510C2 SE9801958A SE9801958A SE517510C2 SE 517510 C2 SE517510 C2 SE 517510C2 SE 9801958 A SE9801958 A SE 9801958A SE 9801958 A SE9801958 A SE 9801958A SE 517510 C2 SE517510 C2 SE 517510C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
filter
complex
coefficients
sequence
processor
Prior art date
Application number
SE9801958A
Other languages
English (en)
Other versions
SE9801958L (sv
SE9801958D0 (sv
Inventor
Thomas Kundmann
Mack Mansouri
Moshe Tarrab
Eran Pisek
Original Assignee
Motorola Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Motorola Inc filed Critical Motorola Inc
Publication of SE9801958D0 publication Critical patent/SE9801958D0/sv
Publication of SE9801958L publication Critical patent/SE9801958L/sv
Publication of SE517510C2 publication Critical patent/SE517510C2/sv

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F7/00—Methods or arrangements for processing data by operating upon the order or content of the data handled
    • G06F7/38—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation
    • G06F7/48—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation using non-contact-making devices, e.g. tube, solid state device; using unspecified devices
    • G06F7/544—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation using non-contact-making devices, e.g. tube, solid state device; using unspecified devices for evaluating functions by calculation
    • G06F7/5443—Sum of products
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F7/00—Methods or arrangements for processing data by operating upon the order or content of the data handled
    • G06F7/38—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation
    • G06F7/48—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation using non-contact-making devices, e.g. tube, solid state device; using unspecified devices
    • G06F7/544—Methods or arrangements for performing computations using exclusively denominational number representation, e.g. using binary, ternary, decimal representation using non-contact-making devices, e.g. tube, solid state device; using unspecified devices for evaluating functions by calculation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/30—Time-delay networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Pharmaceuticals Containing Other Organic And Inorganic Compounds (AREA)
  • Preparation Of Compounds By Using Micro-Organisms (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Facsimile Image Signal Circuits (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Hydrogenated Pyridines (AREA)
  • Advance Control (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

nunn- :anar 10 15 20 25 30 35 -517 sin Fig 2 visar en allmän organisering av data, koeffi- cienter och utmatning för användning i filter-coproces- sorn i fig 1.
Fig 3 till fig 12 visar den allmänna organiseringen av data enligt fig 2 för varierande decimeringsvärden för korrelation och faltning för moderna O och l tillämpad på hàrdvaruarkitekturen i fig 1.
Fig 13 visar allmänt en utjämnare som kan dra nytta av filter-coprocessorn enligt uppfinningen.
Fig 14 till fig 19 visar den allmänna organiseringen av data enligt fig 2 för varierande decimeringsvärden för korrelation och matchad filtrering för moderna 2 och 3 såsom den läggs på hårdvaruarkitekturen i fig 1.
Fig 20 visar allmänt filter-coprocessorn i fig 1 fördelaktigt implementerad i en mottagare i ett trådlöst kommunikationssystem.
BESKRIVNING AV FÖREDRAGEN UTFÖRINGSFORM Allmänt beskrivet utnyttjar en filter-coprocessor i en digital signalprocessor (DSP) den ortogonala naturen hos modulerade signaler under utjämningsprocessen. Efter- som endast vissa reella/imaginära värden för den mottagna signalen är användbara för demodulation efter mottagning behandlar filter-coprocessorn endast dessa värden för att uppskatta den sända signalen. Genom att endast behandla de värden som är användbara för demodulation kan filter- -coprocessorn behandla mer information inom en given tidsrymd, vilket leder till ökad behandling jämfört med känd teknik.
I den föredragna utföringsformen innefattar filter- -coprocessorn ett första minne för lagring av datainfor- mation och ett andra minne för lagring av koefficienter.
Filter-coprocessorn innefattar också en styrenhet för styrning av en multiplikator/ackumulator för att utföra multiplicerings-/ackumuleringsfunktioner i ett flertal driftsmoder och för att koordinera återhämtning av data- informationen och koefficienterna. arean .w u u.. u u .ou 10 15 20 25 30 35 s17~s1b I den föredragna utföringsformen omfattar en drifts- mod vidare en korrelation mellan en komplex datasekvens och en så kallad mid-amble sequence, vilken hädanefter benämnes synkroniseringssekvens, där synkroniserings- sekvensen omfattar alternerande rent reella/rent imagi- nära komplexa värden. En annan driftsmod omfattar vidare en decimering av utmatningen från korrelationen. I ut- föringsformen som hänför sig till korrelationen omfattar en annan driftsmod också en korrelation mellan en 2X översamplad komplex datasekvens och en synkroniserings- sekvens, där synkroniseringssekvensen omfattar lX alter- nerande rent reella/rent imaginära komplexa värden.
I den föredragna utföringsformen omfattar en drifts- mod vidare matchad filtrering där indata är komplex, koefficienterna som hänför sig till den matchade filtre- ringen är komplexa och utmatningen är en reell sekvens av alternerande rent reella/rent imaginära data. En annan driftsmod omfattar en decimering av utmatningen från den matchade filtreringen.
Den ovan beskrivna filter-coprocessorn genererar en utmatning för användning i en Maximum-Likelihood-sekvens- uppskattningsalgoritm (MLSE-algoritm). Filter-coproces- sorns koefficienter omfattar kanalsvarskoefficienter och matchade filterkoefficienter. För att minimera inbland- ning av en centralenhet drivs filter-coprocessorn i en driftsmod där en direktminnesàtkomstanordning används för att flytta indata från minnet till filter-coprocessorn och en utmatning från filter-coprocessorn till minnet.
Filter-coprocessorn kan appliceras i en utjämnare för användning i en mottagare som är kompatibel med ett trådlöst kommunikationssystem. I denna utföringsform om- fattar utjämnaren ett korrelationsblock för korrelation av en komplex datasekvens och en synkroniseringssekvens, varvid synkroniseringssekvensen omfattar alternerande rent reella/rent imaginära komplexa värden, samt ett matchat filtreringsblock för matchad filtrering av kom- plex inmatning, vilket använder komplexa koefficienter naunn 10 15 20 25 30 35 nu o ø o q | o - c uu nu. . 517-510 4 och utmatar en reell sekvens med alternerande rent reella/rent imaginära data. Ett Maximum-Like1ihood- -sekvensuppskattningsblock (MLSE-block) uppskattar en signal som sänds i det trådlösa kommunikationssystemet baserat på utmatningen från det matchade filtrerings- blocket.
I denna utföringsform implementeras korrelations- blocket och det matchade filtreringsblocket, vilka använder ett första och ett andra minne, samt en styr- enhet för styrning av en multiplikator/ackumulator, för att utföra multiplicerings~/ackumuleringsfunktioner i en första mod som hänför sig till korrelation och en andra mod som hänför sig till den matchade filtreringen. Den första moden som hänför sig till korrelationen och den andra moden som hänför sig till den matchade filtreringen utförs i filter-coprocessorn i en digital signalproces- sor.
Fig 1 visar allmänt hårdvaruarkitekturen för en fil- ter-coprocessor enligt uppfinningen. I den föredragna ut- föringsformen är filter-coprocessorn en FIR-coprocessor (Finite Impulse Response co-processor). Såsom visas i fig 1 omfattar systemet en dataminnesbank 103 och en koeffi- cientminnesbank 106 som är kopplade till en multiplika- tor/ackumulator (MAC) 109. Minnesbankernas storlekar läm- nas till hårdvarudesignern, men skall vara tillräcklig för att inrymma GSM-telekommunikationsstandarden. I fig 1 visas även två dedicerade direktminnesåtkomstkanaler (DMA) 112 och 113, varvid den första 112 överför data till dataminnesbanken och den andra 113 överför data för FIR-resultaten tillbaka till centralenheten CPU. Med denna konfiguration minimeras CPU-inblandningen endast till initiering. En fyra-ords inmatningsbuffert 115 och en ett-ords utmatningsbuffert 118 utgör gränssnitt mellan DMA-överföringsprocessen och FIR-datainsamlingsprocessen.
Filter count 121 ansvarar för att styra FIR-filter- längden. Adressgeneratorn 124 ansvarar för att generera adresspekare till minnesbankerna 103 och 106 enligt en »rann 10 15 20 25 30 35 ' i' O! n n o u q o o o q o o ~ u o .. -s1-7 5105 5 vald mod. Styrenheten 127 styr FIR-driften och utgör gränssnitt till CPU:n.
Såsom visas i fig l utförs endast en multiplice- rings/ackumuleringsoperation (MAC) per klockcykel. Denna arkitektur åstadkommer maximal flexibilitet för att stöd- ja ett stort antal FIR-filtreringstillämpningar, samti- digt som minimala beräkningssteg för varje tillämpning upprätthålls. Detta bidrar till den kostnadseffektiva lösningen i fråga om utrymme och total beräkningstid.
Såsom nämndes ovan kan den utformning av filter- -coprocessorn som visas i fig l stödja flera moder. I den föredragna utföringsformen stöds fyra driftsmoder (konfi- gurerade av 2 modbitar): 1. Mod O - reellt FIR-filter 2. Mod l - Komplext FIR-filter 3. Mod 2 - Komplext FIR-filter som alternerande genererar rent reella/rent imaginära utmatningar. 4. Mod 3 - Komplex korrelation mellan en rent komplex datasekvens och en komplex sekvens som be- står av alternerande rent reella/rent imaginära dataelement.
En ytterligare Ingen_decimering/Decimering_med_2 modbit definierades för att stödja T-åtskilda och T/2- -åtskilda kommunikationssystem. De tre programmerbara bitarna åstadkommer i sig effektiv implementation av en stor mängd FIR-filtreringstillämpningar, av vilka vissa listas och kort beskrivs nedan: ° FIR-filter med reell faltning (fig 3); ° FIR-filter med reell faltning och utmatningsdecimering med 2 (fig 4); ° FIR-filter med reell korrelation (fig 5); ° FIR-filter med reell korrelation och utmatningsdecime- ring med 2 (fig 6); ° FIR-filter med komplex faltning (fig 7); ' FIR-filter med komplex faltning och utmatningsdecime- ring med 2 (fig 8); 10 15 20 25 30 35 n n» o n c o u n | u .o ua. .g 517 510' 6 ° FIR-filter med komplex faltning som endast genererar reella utmatningar (fig 9); ° FIR-filter med komplex faltning som endast genererar imaginära utmatningar (fig 10); ° FIR-filter med komplex korrelation (fig 11); ° FIR-filter med komplex korrelation och utmatnings- (fig 12); ° Komplext FIR-filter som alternerande genererar rent decimering med 2 reella/rent imaginära utmatningar (fig 14); ° Komplext FIR-filter som alternerande genererar rent reella/rent imaginära alternerande utmatningar deci- (fig 15); ' Komplex korrelation mellan en rent komplex datasekvens merade med 2 och en komplex sekvens som är sammansatt av alterne- rande rent reella/rent imaginära dataelement (fig 16 och 17); ° Komplex korrelation mellan en rent komplex datasekvens som är översamplad med 2 och en komplex sekvens som är sammansatt av alternerande rent reella/rent imaginära (fig 18 och 19).
Hårdvaruarkitekturen för filter-coprocessorn enligt dataelement uppfinningen är kompatibel med GSM-te1ekommunikations- standarden. I GSM används TDMA (Time Division Multiple Access) med 4,615 ms ramstruktur som innehåller 8 tids- luckor. Varje tidslucka består av 156,25 bitar. För normal dataskur finns två 58 kodade databitar, 26 lär- bitar (training sequence bits) 6 "tail bits" och 8,25 vakt- bitar (guard bits). För en accessdataskur finns 36 kodade databitar, 42 lärbitar, 8 "extended tail bits", 3 "tail bits" och 68,25 utökade vaktbitar (extended guard bits).
Modulationsschemat är GMSK (anpassat inkodat gaussiskt filtrerat MSK).
Fig 3 till fig 12 visar den allmänna dataorganise- ringen såsom visas i fig 2 för olika decimeringsvärden för korrelation och faltning för moderna O och 1 såsom de tillämpas på hårdvaruarkitekturen i fig 1. För varje figur är stegen för initiering och behandling av data 10 15 20 25 51 v 51 of 7 visade i punktform med den tillämpliga ekvationen som används för att utföra behandlingen också nedtecknad.
° FIR-filter med reell faltning (Fig 3); Ekvation N-1 Fm) = å; Hu) - Dm _ i) Initiering ° Ställ in mod ooh filter count (= # koefficientvärden).
' Initiera koefficienter i koefficientbanken i omvänd ordning.
Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° Om ingàngsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra upp till 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
' Beräkna F(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren.
FIR-filter med reell faltning och utmatningsdecimering med 2 (fig 4); Ekvation N-l Fm em) = :mn-Dm - f) Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i omvänd ordning.
Core exekverar #filter_count writes. »nann 10 15 20 25 30 517 510' Behandling Om ingàngsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra upp till 4 nya dataord.
Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar # filter räkning skriver.
Beräkna F(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren. I Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren.
FIR-filter med reell korrelation (fig 5); Ekvation F(n) = fiH(í)-D(n+ i) Initiering Ställ in mod och filter count = # koefficientvärden).
Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning. V Core exekverar #filter_count writes.
Behandling Om ingàngsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra upp till 4 nya dataord.
Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
Beräkna F(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren.
FIR-filter med reell korrelation och utmatningsdecimering med 2 (fig 6); Ekvation F01 em) = AÉHUTDUHÛ 10 15 20 25 30 35 517 510' 9 Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° Om ingångsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra upp till 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna F(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren.
° Hämta nytt dataord till databanken och öka databank- pekaren.
° FIR-filter med komplex faltning (fig 7); Ekvation N-1 FR(n) = ' (HR(i)~DR(n - i)) - (H1(i) - DI(n - i)) N4 FR(n) = (HR(i)-DI(n - i)) + (H1(i) -DR(n - i)) Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning.
' Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° Om ingångsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter~count writes.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren. -|;x| 10 15 20 25 51~7 510 u lO ° FIR-filter med komplex faltning och utmatningsdecime- ring med 2 (fig 8); Ekvation N-l FM" even) = (HRC) 'DRM- í)) - (H1(í)'D1(H - í)) JL FK” em.) = 2(HR(1')'DR(n - í)) + (H10) 'DRW - í)) Initiering ' ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
' Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ' Om ingàngsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
' Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), ° Hämta nytt dataord (DI) ° Hämta nytt dataord (DR) (DI) öka databankpekaren. , öka databankpekaren. öka databankpekaren s ' Hämta nytt dataord , öka databnakpekaren.
° FIR-filter med komplex faltning som endast genererar reella utmatningar (fig 9); Ekvation FR(n) = IÉRHRU) -DR(n - í)) - (HI(í) - DI(n - í)) »nßøu 10 15 20 25 30 517 510' =§;:;;f;-:jj:;;;;-:_}I11 ll Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i omvänd ordning, medan imaginära koefficient först negeras.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° Om ingångsdatabufferten är tom , trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
FIR-filter med komplex faltning som endast genererar imaginära utmatningar (fig 10); Ekvation N-1 FI(n) = 2(HR(i) - DI(n - i)) + (HI(í) -DR(n - i)) Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden) ° Data organiserade Im/Re-par.
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i omvänd ordning, medan imaginära koefficienter först negeras.
° Core exekverar #filter-räkning skriver.
Behandling ' Om ingàngsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren. .1,|, :auun 5 10 15 20 25 51 1 51 o” 12 ° FIR-filter med komplex korrelation (fig 11); Ekvation N-l FR(n) = (HR(i) -DR(n + i)) + (HI(i)-DIM + i)) 5.1 FI(n) = 2 (HR(i)-DI(n + i)) - (HI(i) -DR(n + i)) Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning, medan imaginära koefficienter först negeras.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° Om ingångsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter-räkning skriver.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
' Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° FIR-filter med komplex korrelation och utmatningsdecimering med 2 (fig 12); Ekvation N-l FR(nlmn) = (HR(i)-DR(n+ i)) + (HI(i)-DIM + i)) L FR(n em) = 2 (HR(i) - DI(n + i)) - (HI(i) -DR(n + i)) Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning, medan imaginära koefficient först negeras.
Core exekverar #filter_count writes. »qøu 10 15 20 25 30 35 . vn , , :"." f _". .GUI .II co ro var; . .
, , , , , . . . '. . :I-.ß o o u n nu n. u. .. .“. ... .. ..2 : '. :': ' ' 0 IO I I o o u o p o n n o » a U 0 I I n oo u n. a. o; n u 13 Behandling ' Om ingångsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
' Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
' Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
Hàrdvaruarkitekturen som visas i fig 1 är speciellt fördelaktig när den används i en utjämnare i en motta- gare. En sådan utjämnare visas allmänt i fig 13 där de ortogonala signalerna I och Q matas in i ett korrela- tionsblock 203. Det är viktigt att lägga märke till att uppfinningen drar nytta av ortogonaliteten mellan I och Q och att filter-coprocessorn i fig 1 därför kan implemen- teras fördelaktigt i vilket ortogonalt modulerat system som helst. Fortsättningsvis är korrelationsblockets 203 utmatning inmatning till ett matchat filter 206. Det matchade filtret 206 har även de ortogonala signalerna I och Q som inmatning. Utmatningen från det matchade filtret 206 matas in i en Viterbi-avkodare 209. Korrela- tionsblocket 203, det matchade filtret 206 och Viberbi- -avkodaren 209 bildar i stort utjämnaren på känt sätt.
Utmatningen från Viterbi-avkodaren 209 matas in i en kanalavkodare (ej visad) som utför ytterligare behandling av den mottagna signalen.
Fig 14 till fig 19 visar den allmänna dataorganise- ringen såsom visas i fig 2 för varierande decimerings- värden för korrelation (mod 3) och matchad filtrering (mod 2) såsom den tillämpas på hàrdvaruarkitekturen i fig 1. Den första analysen är av korrelationsprocessen.
I korrelationsprocessen korreleras indata med ett synk- -ordmönster i form av en synkronisering (en så kallad mid-amble). På grund av GSMK-modulationsschemats egen- 10 15 20 25 un. ' " ' ' 0 H u r su u , z: . '- i z :I.'I z :u o c 0 0 u; n: ' 4:0 :oo nu uno; oo: øo'.oa: : '. :o: g z : 0.' "I I. u n v u o I n o o n ; v v: u. n u p 1 14 skaper för GSM, alternerar synk-ordet mellan rent reella och rent imaginära värden. Normalt skulle en helt komplex multiplikation kräva fyra multiplicerings- och ackumu- leringsoperationer. På grund av synk-ordets natur är endast två multiplikationer nödvändiga eftersom antingen den reella eller imaginära delen är "O" (dvs ortogonal).
Filter-coprocessorn i fig 1 drar nytta av denna egenskap för att minska beräkningstiden med hälften. Även här visas stegen för initiering och behandling av data för varje figur i punktform, med den tillämpbara ekvationen som används för att utföra behandlingen också nedtecknad.
° Komplex korrelation mellan en helt komplex datasekvens och en komplex sekvens som är sammansatt av alterne- rande rent reella/rent imaginära dataelement (fig 16 och 17); Lärsekvensen (ett par med (mottagna data) är komplex I & Q-samplar per bit). Synkroniseringssekvensen (refe- rensdata) består av alternerande Rent_Re/Rent_Im komplexa varvid tabellen i värden (ett rent komplext tal per bit), fig 16 bildas.
Ekvation Korrelationsfunktionen är: N4 FR(n) = (HR(i) -DR(n+ i)) + (HI(i)-D1(n + i)) FI(n) =1ä(HR(i)-D1(n + i)) - (HI(i) -DR(n + i)) ° Genom att dra nytta av de ortogonala komponenterna i synkroniseringssekvensen får vi: N/Z-l FR(n) = 2 (HR(2í) - DR(n + 2i)) + (HI(2í + 1) - D1(n + 2i+1)) N/2-l mn) = (Hmf) - D1(n + 21)) -(H1(2f+1)-DR(n + 2141)) »1.«| nyans 10 15 20 25 30 517 510' uno-1 Q n no-4 15 ° Följaktligen beräknas en komplex korrelationsutmatning för varje komplex inmatning, vilket kräver hälften av MAC-operationerna.
Initiering ' Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
' Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning.
Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° När indatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya datasamplar.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar 2x #filter_count writes ° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
' Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
' Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
' Komplex korrelation mellan en helt komplex datasekvens som är översamplad med 2 och en komplex sekvens som består av alternerande rent reella/rent imaginära dataelement (fig 18 och 19).
Lärsekvensen (mottagen data) är 2x översamplad (2x I&Q-samplar per bit). Synkroniseringssekvensen (referens- data) består av alternerande Rent_Re/Rent_Im komplexa värden (ett rent komplext tal per bit). Före korrelation interpoleras synkroniseringssekvensen 2x genom att lägga till en komplex nolla mellan de rent komplexa värdena, varvid tabellen som visas i fig 18 bildas.
Ekvation ° Korrelationsfunktionen är: N4 FR(n) = (HR(i) -DR(n + í)) + (HI(í)-DI(n + í)) i- F1(n) =É(HR(1')-D1(n + í)) _ (H10) - man +13) :»|»| 10 15 20 25 30 35 . . . . ,, . , , _ . » - - n . , n z « . . . - . 517" 510 16 ° Genom att dra nytta av de ortogonala komponenterna i den interpolerade synkroniseringssekvensen får vi: N/4-l Fmn) = (H1a(4f) -Dzam + 41)) + (H1(4f + 2) -D1(n + 41' + 2)) N/d-l kan) = 2 (H1e(4z) -D1(n + 41)) _ (H1(4f+ 2) -Dmn + 41' + 2)) ° Det kan lätt visas att när n är "jämnt", så är filter- utmatningarna dberoende av de "udda" inmatningssamp- lerna, och när n är "udda", så är filterutmatningarna oberoende av de "jämna" inmatningsamplerna. Som ett resultat kan jämna och udda filterutmatningar beräknas separat, vilket kräver halva dataminnesbankstorleken.
Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koefficienter i koefficientbanken i direkt ordning.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ° När inmatningsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya datasampler.
' Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar 2x #filter_count writes, endast jämna eller endast udda.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
' Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
' Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
Den andra analysen är av den matchade filtrerings- processen. I den matchade filtreringsprocessen utnyttjas två element som är specifika för den utjämningsprocess som används i GSM-systemet. Först beräknas endast alter- nerande reella och imaginära utmatningsvärden. Detta drar ännu en gång nytta av den ortogonala naturen i GMSK-modu- lationsschemat. Dessutom decimeras utgångsdata med två för att kunna behandla 2x översamplad data och åstadkomma ett enda sampel per utmatad bit. Utmatningssekvensen behandlas som en rent reell sekvens för vidare behandling ~ .nu 10 15 20 25 30 n . , 0 0 ø ~ o v u: . . ' . I n | . n .. s17~s10 17 med Viterbi-avkodaren 209. Än en gång drar den matchade filtreringsmoden i filter-coprocessorn nytta av dessa egenskaper för att reducera beräkningstiden avseende implementeringen av de fullständiga komplexa multiplika- tionerna. För varje figur visas stegen ännu en gång för initiering och behandling av data i punktform med den tillämpbara ekvationen som används för behandlingen också nedtecknad.
° Komplext FIR-filter som alternerande genererar rent reella/rent imaginära utmatningar (fig 14); Ekvation N-l FRWIWLW) = _ (HR(1')'DR(H- í)) - (H1(i)'D1(n-i)) if., FR(n|0dd) = (HR(i)-DI(n- í)) + (HI(í) -DR(n- í)) Initiering ' Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden) ° Initiera koefficienter i koefficientbanken i omvänd ordning.
° Core exekverar #filter_count writes.
Behandling ' Om inmatningsdatabufferten är tom, trigga Core/DMA för att överföra 2 eller 4 nya dataord.
° Initiera data i databanken i direkt ordning Core/DMA exekverar #filter_count writes.
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
' Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Beräkna FI(n), lagra resultatet, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
Komplext FIR-filter som alternerande genererar rent reella/rent imaginära utmatningar decimerade med 2 (fig 15); v u. nan' ..- - - . u - v -v- »- ono- - u v u v ~... - -- ~v un. ~ u u- v~ s47's10 18 Ekvation N-l Flïüllofiliefc) = (HRU) ' 01301 -i))-(H1(i)'131(” - i)) i- FR = ämm) -Dfw - f» + (Hm) -DRw - f» Initiering ° Ställ in mod och filter count (= # koefficientvärden).
° Initiera koeffibienter i koefficientbanken i omvänd ordning.
Behandling ° Om indatabufferten är tom , trigga Core/DMA för att överföra 4 nya dataord (2 komplexa data).
° Initiera data i direkt ordning (Core/DMA skriver).
° Beräkna FR(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Beräkna FI(n), lagra resultat, trigga Core/DMA.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DR), öka databankpekaren.
° Hämta nytt dataord (DI), öka databankpekaren.
Tidigare har dessa uppgifter utförts med hårdvara i processorkärnan. Följande tabell visar förbättringarna som åstadkoms genom användning av filter-coprocessorn. vu annu ..- u ~ v v e-.. -vu u. e. u.. 10 15 - 517 51 o šffšêfïêffïf 19 TABELL 1: Normalskur-jämförelse Över- Filter Mod Data- Filter Antal Antal Varak- samplad mod längd -längd utmat- cyk- tighet data ningar ler @8O MHz zx Matcha: 2 6lx2 9x2 61' 1474 18,5 us filter 2X Korrela- ' 3 26x2 26 52x2 3078 38,5 us tion 2X Matchat Core 6lx2 9x2 61 4761 59 us filter 2X Korrela- Core l8x2 18 36x2 4201 52,5 us tion TABELL 2: Accesskur-jämförelse Över- Filter Mod Data- Filter- Antal Antal Varak- samplad mod längd längd utmat- cyk- tighet data ningar ler @8O MHz 2X Matchat 2 36x2 9x2 36 924 11,6 us filter 2X Korrela- 3 41x2 41 82x2 7308 91,5 us tion 2X Matchat Core 6lx2 9x2 61 2786 34,8 us filter 2X Korrela- Core 41x2 41 82x2 16826 210,3 us tion Fig 20 visar allmänt filter-coprocessorn i fig 1, fördelaktigt implementerad i en mottagare i ett trådlöst kommunikationssystem. Allmänt uttryckt tar mottagaren emot en ortogonalt modulerad signal 400 i mottagarens främre ände 406. Den ortogonalt modulerade signalen 400 omfattar ett flertal symboler. I den föredragna ut- föringsformen tas symbolerna emot i en första och en andra gren i mottagarens främre ände 406 och mottagningen av symboler mellan den första och den andra grenen är förskjuten med en förutbestämd tidsperiod. I kanalutjäm- naren 212 som implementerar filter-coprocessorhårdvaran ._ voo- -p- e.. .- -.. annu ~ uu 10 15 20 25 30 35 511510 ' 20 som avbildas i fig 1, avkodas jämnt numrerade symboler från mottagarens första gren oberoende och udda numrerade symboler från mottagarens andra gren i avkodas oberoende för att alstra avkodad information för varje mottagar- gren. Den avkodade informationen för varje mottagargren kombineras sedan och behandlas av en bakre ände i mot- tagaren (inte visad).
I den föredragna utföringsformen omfattar den orto- gonalt modulerade signalen vidare en förskjuten QPSK- -modulerad (Quadrature Phase Shift Keyed) signal som är specifikt en GMSK-modulerad (Gaussian Minimum Shift Keying) signal. Andra typer av modulering, såsom MSK- modulering(Minimum Shift Keying), kan på motsvarande sätt användas. Mottagaren i fig 20 är kompatibel med ett TDMA- -luftgränssnitt (Time Division Multiple Access), och spe- cifikt med Groupe Special Mobile (GSM) TDMA-radiogräns- snittet.
Jämnt numrerade symboler från mottagarens första gren avkodas oberoende och udda numrerade symboler från mottagarens andra gren avkodas oberoende för att alstra avkodad information för varje mottagargren. För att åstadkomma den oberoende avkodningen korreleras I- och Q-data med en lärsekvens för att uppskatta kanalimpuls- svaret innan den uppskattade kanalen matchningsfiltreras med mottagna data. Lärsekvensen (referensdata) består av alternerande Rent_Re/Rent_Im komplexa värden (ett rent komplext tal per bit) såsom visas i tabellen i fig 16.
Den utför sedan Maximum-Likelihood-sekvensuppskattning (MLSE) och interferensutjämning mellan symbolerna för att utföra den mjuka beslutsdatasekvensuppskattningen. Mjuk beslutsdata skickas sedan till kanalavkodaren (mottaga- rens bakre ände) för vidare behandling. Filter-coproces- sorn såsom den beskrivs häri och avbildas i fig 1 utför korrelationsprocessen för kanalimpulssvaret såväl som matchningsfiltreringsprocessen för mottagna data med den uppskattade kanalen. Genom att dra nytta av GMSK-module- tionsschemat i GSM-systemet, reduceras antalet steg för .. ...- .- . . .w -uno - v .u- .u- . e .u ... u. n.. 511510 ' 21 att utföra korrelationen och den matchade filtrerings- processen betydligt, vilket resulterar i ett krav på färre DSP:er per RF-bärare.
Då uppfinningen har beskrivits och visats speciellt under hänvisning till en speciell utföringsform, kommer det att inses av fackmännen att olika ändringar i form och detaljer kan göras däri utan att avvika från andan och omfånget av uppfinningen.

Claims (6)

10 15 20 25 30 ao -nunn- n a on en nano nano non a . o anno , . onunao v , 1 uqcuøv n nano - n . u- ... n u f 517 510 231 Patentkrav
1. Filter co-processor innefattande: ett första minne för lagring av datainformation, ett andra minne för lagring av koefficienter, och en styrenhet för styrning av en multiplicerare/ackumulator för att utföra multiplicerings-/ackumuleringsfunktioner under en korrelationsprocess mellan den lagrade datainformationen som representerar en komplex datasekvens, och de lagrade koeffici- enterna som representerar en synkroniseringssekvens, där syn- kroniseringssekvensen innefattar alternerande rent reella/rent imaginära komplexa vården och utmatningen fràn korrelationen decimeras, varvid styrenheten vidare koordinerar hämtningen av den lagrade datainformationen och de lagrade koefficienterna.
2. Filter co-processor innefattande: ett första minne för lagring av datainformation, ett andra minne för lagring av koefficienter, och en styrenhet för styrning av en multiplicerare/ackumulator för att utföra multiplicerings-/ackumuleringsfunktioner under en korrelationsprocess mellan den lagrade datainformationen som representerar en 2X översamplad komplex datasekvens, och de lagrade koefficienterna som representerar en synkroniserings- sekvens, där synkroniseringssekvensen innefattar lX alterne- rande rent reella/rent imaginära komplexa värden, varvid styr- enheten vidare koordinerar hämtningen av den lagrade datain- formationen och de lagrade koefficienterna.
3. Filter co-processor innefattande: ett första minne för lagring av datainformation, ett andra minne för lagring av koefficienter, och en styrenhet för styrning av en multiplicerare/ackumulator för att utföra multiplicerings-/ackumuleringsfunktioner under en nya patentkrav; 01-10-18 10 1.55 22 C) 2 5 I3 (3 , . n. I .. Q g I O | OI I: ;-- : '. . . g I O Û 2% matchad filtreringsprocess där indata är komplex, de lagrade -517 510 koefficienterna som hänför sig till den matchade filtreringen är komplexa, och utsignalen är en reell sekvens av alterneran- de rent reella/rent imaginära data, varvid styrenheten vidare koordinerar hämtningen av den lagrade datainformationen och de lagrade koefficienterna.
4. Filter co-processor enligt krav 3, varvid en driftsmod vi- dare innefattar en decimering av utmatningen från den matchade filtreringen.
5. Filter co-processor enligt krav 3, varvid filter co- processorn genererar en utmatning för användning av en Maxi- mum-Likelihood-uppskattningsalgoritm.
6. Utjämnare för användning i en mottagare som är kompatibel med ett trådlöst kommunikationssystem, vilken utjämnare inne- fattar: en filter co-processor som innefattar ett första minne för lagring av datainformation och ett andra minne för lagring av koefficienter, och en styrenhet för styrning av en multiplice- rare/ackumulator för att utföra multiplicerings- /ackumuleringsfunktioner i en första driftsmod som hänför sig till en korrelation och en andra driftsmod som hänför sig till en matchad filtrering, varvid filter co-processorn vidare in- nefattar: ett korrelationsblock för korrelation av den lagrade datain- formationen som representerar en komplex datasekvens, och de lagrade koefficienterna som representerar en synkroniserings- sekvens, där synkroniseringssekvensen innefattar alternerande rent reella/rent imaginära komplexa värden, ett matchat filtreringsblock för matchad filtrering av komplex inmatning genom användning av komplexa koefficienter och ut- nya patentkrav; 01-10-18 10 oooovfl n n 517 s1o' .ÄH matning av en reell sekvens med alternerande rent reella/rent imaginära data, och ett Maximum-Likelihood-sekvensuppskattningsblock för att upp- skatta en signal sänd i det trådlösa kommunikationssystemet, baserat pà utmatningen fràn det matchade filtreringsblocket. nya patentkrav; 01-10-18
SE9801958A 1996-10-04 1998-06-03 Filter co-processor samt utjämnare för användning i en mottagare SE517510C2 (sv)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/725,871 US5905757A (en) 1996-10-04 1996-10-04 Filter co-processor
PCT/US1997/011435 WO1998015056A1 (en) 1996-10-04 1997-07-08 A filter co-processor

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9801958D0 SE9801958D0 (sv) 1998-06-03
SE9801958L SE9801958L (sv) 1998-08-03
SE517510C2 true SE517510C2 (sv) 2002-06-11

Family

ID=24916302

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9801958A SE517510C2 (sv) 1996-10-04 1998-06-03 Filter co-processor samt utjämnare för användning i en mottagare

Country Status (17)

Country Link
US (1) US5905757A (sv)
JP (1) JP4494531B2 (sv)
KR (1) KR100306014B1 (sv)
CN (1) CN1153422C (sv)
AR (1) AR008437A1 (sv)
AU (1) AU3587597A (sv)
CA (1) CA2238299C (sv)
DE (1) DE19781047B4 (sv)
ES (1) ES2147693B1 (sv)
FI (1) FI117493B (sv)
FR (1) FR2754366B1 (sv)
GB (1) GB2322057B (sv)
IT (1) IT1295391B1 (sv)
RU (1) RU2178949C2 (sv)
SE (1) SE517510C2 (sv)
TW (1) TW340285B (sv)
WO (1) WO1998015056A1 (sv)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI106675B (sv) * 1998-01-30 2001-03-15 Nokia Networks Oy Förfarande för datakommunikation och radiosystem
US6269117B1 (en) * 1998-06-29 2001-07-31 Sony Corporation System and method for enhancing downsampling operations
DE69838028T2 (de) 1998-10-06 2008-03-13 Texas Instruments Inc., Dallas Linearvektorrechnung
DE10003006A1 (de) * 2000-01-25 2001-07-26 Bosch Gmbh Robert Anordnung und Verfahren zur Signalverarbeitung und Speicherung
CN1442009A (zh) * 2000-07-03 2003-09-10 因芬尼昂技术股份公司 采用多个硬件数据路径实现acs和传输度量操作的维特比均衡器
DE10127348A1 (de) * 2001-06-06 2002-12-19 Infineon Technologies Ag Verfahren und Schaltungsanordnung zur Übertragung von Daten zwischen einem Prozessor und einem Hardware-Rechenwerk
EP1763157A3 (en) * 2002-02-14 2007-06-27 Interdigital Technology Corporation Wireless communication system having an adaptive threshold for timing deviation measurement, and method
US6873662B2 (en) * 2002-02-14 2005-03-29 Interdigital Technology Corporation Wireless communication system having adaptive threshold for timing deviation measurement and method
US7428278B2 (en) * 2002-05-09 2008-09-23 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for parallel midamble cancellation
US7222288B2 (en) 2004-07-30 2007-05-22 Hellosoft, Inc. Modified soft output Viterbi algorithm for truncated trellis
US7492839B2 (en) * 2004-07-30 2009-02-17 Hellosoft Inc. Efficient implementation of GSM/GPRS equalizer
ES2302638B1 (es) * 2006-12-21 2009-06-04 Vicente Diaz Fuente Metodo mejorado de codificacion y decodificacion con al menos dos pares de secuencias ortogonales.
US8560760B2 (en) * 2007-01-31 2013-10-15 Microsoft Corporation Extending flash drive lifespan
US7657572B2 (en) 2007-03-06 2010-02-02 Microsoft Corporation Selectively utilizing a plurality of disparate solid state storage locations
WO2011004299A1 (en) * 2009-07-07 2011-01-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Noise reduction of breathing signals
US10175980B2 (en) 2016-10-27 2019-01-08 Google Llc Neural network compute tile
US10360163B2 (en) 2016-10-27 2019-07-23 Google Llc Exploiting input data sparsity in neural network compute units
CN109120241B (zh) * 2017-06-23 2022-03-22 北京遥感设备研究所 一种实数交叉型复系数fir滤波器
WO2019136760A1 (zh) * 2018-01-15 2019-07-18 深圳鲲云信息科技有限公司 图像语义分割方法、可编程逻辑电路、系统及电子设备

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2137839B (en) * 1983-04-09 1986-06-04 Schlumberger Measurement Digital signal processors
US4716577A (en) * 1986-07-07 1987-12-29 Rockwell International Corporation Autoequalizer
US4868868A (en) * 1986-09-30 1989-09-19 Oki Electric Industry Co., Ltd. Sub-band speech analyzing and synthesizing device
DE3744075A1 (de) * 1987-12-24 1989-07-13 Licentia Gmbh Verfahren zur entzerrung von dispersiven, linearen oder naeherungsweise linearen kanaelen zur uebertragung von digitalen signalen sowie anordnung zum ausfuehren des verfahrens
US5031193A (en) * 1989-11-13 1991-07-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals
US5159282A (en) * 1989-12-06 1992-10-27 Kabushiki Kaisha Toshiba Demodulation apparatus incorporating adaptive equalizer for digital communication
US5214391A (en) * 1989-12-06 1993-05-25 Kabushiki Kaisha Toshiba Demodulation apparatus having multipath detector for selecting a first or second demodulator
JPH0761190B2 (ja) * 1990-01-16 1995-06-28 パイオニア株式会社 ハウリング防止機能を備えた音響装置
JP2801782B2 (ja) * 1990-02-07 1998-09-21 三菱電機株式会社 フレーム位相推定方法及び回路
JPH0454013A (ja) * 1990-06-21 1992-02-21 Mitsubishi Electric Corp ディジタルフィルタ
US5283780A (en) * 1990-10-18 1994-02-01 Stanford Telecommunications, Inc. Digital audio broadcasting system
US5251233A (en) * 1990-12-20 1993-10-05 Motorola, Inc. Apparatus and method for equalizing a corrupted signal in a receiver
DE4108806C1 (sv) * 1991-03-18 1992-01-30 Litef Gmbh, 7800 Freiburg, De
US5245611A (en) * 1991-05-31 1993-09-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system
FR2679721B1 (fr) * 1991-07-22 1993-09-24 Alcatel Radiotelephone Procede d'egalisation adaptative reduisant l'interference intersymbole, et dispositif de reception et application correspondants.
JP3318753B2 (ja) * 1991-12-05 2002-08-26 ソニー株式会社 積和演算装置および積和演算方法
JPH06284094A (ja) * 1992-01-10 1994-10-07 Mitsubishi Electric Corp 最尤系列推定装置
EP0580924A1 (en) * 1992-07-30 1994-02-02 STMicroelectronics S.r.l. Digital filter device
JPH06216810A (ja) * 1993-01-20 1994-08-05 Fujitsu Ltd 等化器の同期確立方式
JP2541128B2 (ja) * 1993-11-16 1996-10-09 日本電気株式会社 マルチキャリアロ―ルオフフィルタ
EP0682414B1 (en) * 1993-11-29 2001-11-21 Oki Electric Industry Company, Limited Device for estimating soft judgement value and device for estimating maximum likelihood system
US5724390A (en) * 1994-03-02 1998-03-03 Lucent Technologies Inc. MLSE before derotation and after derotation
US5499272A (en) * 1994-05-31 1996-03-12 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Diversity receiver for signals with multipath time dispersion

Also Published As

Publication number Publication date
US5905757A (en) 1999-05-18
CA2238299C (en) 2000-09-26
TW340285B (en) 1998-09-11
KR19990071907A (ko) 1999-09-27
ES2147693A1 (es) 2000-09-16
SE9801958L (sv) 1998-08-03
CN1205133A (zh) 1999-01-13
FI981263A0 (sv) 1997-07-08
ITRM970553A1 (it) 1999-03-15
SE9801958D0 (sv) 1998-06-03
CN1153422C (zh) 2004-06-09
DE19781047T1 (de) 1998-12-17
AR008437A1 (es) 2000-01-19
WO1998015056A1 (en) 1998-04-09
GB9811085D0 (en) 1998-07-22
RU2178949C2 (ru) 2002-01-27
JP4494531B2 (ja) 2010-06-30
FI981263A (sv) 1998-06-03
DE19781047B4 (de) 2005-09-29
GB2322057B (en) 2001-04-25
KR100306014B1 (ko) 2001-11-02
CA2238299A1 (en) 1998-04-09
AU3587597A (en) 1998-04-24
FR2754366A1 (fr) 1998-04-10
IT1295391B1 (it) 1999-05-12
FI117493B (sv) 2006-10-31
FR2754366B1 (fr) 2003-08-15
GB2322057A (en) 1998-08-12
ES2147693B1 (es) 2001-05-16
JP2000501918A (ja) 2000-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
SE517510C2 (sv) Filter co-processor samt utjämnare för användning i en mottagare
CA2018855C (en) Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols
EP1407548B1 (en) Finite impulse response filter and digital signal receiving apparatus
US6061406A (en) Multichannel time shared demodulator and method
CN111684729B (zh) 匹配滤波器无线电接收机
WO2006099228A1 (en) Partial fft processing and demodulation for a system with multiple subcarriers
WO2001013562A2 (en) A high speed burst-mode digital demodulator architecture
EP0820174A2 (en) Receiver for carrierless AM-PM with frequency domain equaliser
US5724390A (en) MLSE before derotation and after derotation
WO2004095720A2 (en) Timing synchronization for m-dpsk channels
WO2008025268A1 (fr) Procédé et appareil de suppression d'interférence sur la base d'une décomposition de cholesky
CA2141135C (en) Demodulator for cellular digital packet data system
JP4202259B2 (ja) 同期信号を用いて同期を確立する方法および装置
JPH0271639A (ja) ユニークワード検出方式及び装置
JP2001111640A (ja) デジタル信号処理装置
EP1198099A2 (en) GMSK modulator, using direct digital synthesis
Tibenderana et al. Low-complexity high-performance GFSK receiver with carrier frequency offset correction
JPH08279832A (ja) 信号復元方法
Yue et al. Microcontroller implementation of low-complexity wake-up receiver for wireless sensor nodes in severe multipath fading channels
EP0865682B1 (en) Use of single channel fir filter architecture to perform combined/parallel filtering of multiple (quadrature) signals
JP3446801B2 (ja) バースト信号復調回路
WO2003022004A2 (en) Technique for continuous ofdm demodulation
Wu et al. A coarse-grained FPGA architecture for reconfigurable baseband modulator/demodulator
KR19990085246A (ko) 국소대칭강제파형부를 이용한 패턴지터를 줄이는 장치 및 방법
WO1996023264A1 (en) Architecture for efficient interpolator

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed