JPH08279832A - 信号復元方法 - Google Patents
信号復元方法Info
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- JPH08279832A JPH08279832A JP8050045A JP5004596A JPH08279832A JP H08279832 A JPH08279832 A JP H08279832A JP 8050045 A JP8050045 A JP 8050045A JP 5004596 A JP5004596 A JP 5004596A JP H08279832 A JPH08279832 A JP H08279832A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 通信システムの受信端における信号復元を効
率化する。 【解決手段】 通信チャネルの離散チャネル推定値（こ
れは受信した離散信号サンプルから得られ、Ｎ個の離散
チャネルタップ成分を有し、Ｎは正整数である）のＮ個
の離散チャネルタップ成分を用いて第１の離散信号を復
元し、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散チャネル
タップ成分のうちの１つとを用いて第２の離散信号を復
元する。第２の離散信号は、従来技術のようにすべての
チャネル推定値を読み出すのではなく、復元した第１の
離散信号と、１つの離散チャネルタップ成分、その補
数、当該１つの離散チャネルタップ成分の２倍、および
当該補数の２倍などの離散チャネルタップ成分との重ね
合わせを累算することにより得られる。また、第２の離
散信号は、復元した第１の離散信号の補数をとることに
よっても得られる。
率化する。 【解決手段】 通信チャネルの離散チャネル推定値（こ
れは受信した離散信号サンプルから得られ、Ｎ個の離散
チャネルタップ成分を有し、Ｎは正整数である）のＮ個
の離散チャネルタップ成分を用いて第１の離散信号を復
元し、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散チャネル
タップ成分のうちの１つとを用いて第２の離散信号を復
元する。第２の離散信号は、従来技術のようにすべての
チャネル推定値を読み出すのではなく、復元した第１の
離散信号と、１つの離散チャネルタップ成分、その補
数、当該１つの離散チャネルタップ成分の２倍、および
当該補数の２倍などの離散チャネルタップ成分との重ね
合わせを累算することにより得られる。また、第２の離
散信号は、復元した第１の離散信号の補数をとることに
よっても得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信に関し、特
に、通信システムチャネル等化に用いられるような信号
復元に関する。
に、通信システムチャネル等化に用いられるような信号
復元に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば無線通信システムのような多くの
通信システムでは、信号あるいは信号バーストが送信さ
れる場合、送信される信号バーストの一部は送信前にあ
らかじめ定められているかまたは既知である。この場
合、この部分を図２に示したように「ミッドアンブル(m
idamble)」という。しかし、送信される信号バーストの
一部は未知でもある。一般に、送信信号バーストの既知
部分は、通信システムの受信端で未知部分とともに受信
され、そのとき、既知部分を用いて、信号バーストの未
知部分をさらに信号処理するために通信チャネルの推定
値を得ることが可能である。
通信システムでは、信号あるいは信号バーストが送信さ
れる場合、送信される信号バーストの一部は送信前にあ
らかじめ定められているかまたは既知である。この場
合、この部分を図２に示したように「ミッドアンブル(m
idamble)」という。しかし、送信される信号バーストの
一部は未知でもある。一般に、送信信号バーストの既知
部分は、通信システムの受信端で未知部分とともに受信
され、そのとき、既知部分を用いて、信号バーストの未
知部分をさらに信号処理するために通信チャネルの推定
値を得ることが可能である。
【０００３】このようなチャネル推定値は、二進ディジ
タル信号（すなわちビット）が無線媒体を通じての伝送
用に符号化されるような変調技術を用いる無線通信シス
テムで特に有用である。このような変調技術の例として
は、最小位相シフトキーイング（ＭＳＫ）およびガウシ
アン最小位相シフトキーイング（ＧＭＳＫ）があるが、
本発明の技術的範囲はこれらに限定されるものではな
い。一般に、無線媒体を通じての伝送のために、ベース
バンド変調信号をキャリア信号に組み合わせる。ここ
で、「無線通信システム」とは、送信端および受信端を
有し、信号が信号路を通じて送信端から受信端へ伝送
（通信）されるような通信システムであり、送信端から
受信端への信号路の一部が無線媒体を通じての信号伝送
を含むようなものをいう。
タル信号（すなわちビット）が無線媒体を通じての伝送
用に符号化されるような変調技術を用いる無線通信シス
テムで特に有用である。このような変調技術の例として
は、最小位相シフトキーイング（ＭＳＫ）およびガウシ
アン最小位相シフトキーイング（ＧＭＳＫ）があるが、
本発明の技術的範囲はこれらに限定されるものではな
い。一般に、無線媒体を通じての伝送のために、ベース
バンド変調信号をキャリア信号に組み合わせる。ここ
で、「無線通信システム」とは、送信端および受信端を
有し、信号が信号路を通じて送信端から受信端へ伝送
（通信）されるような通信システムであり、送信端から
受信端への信号路の一部が無線媒体を通じての信号伝送
を含むようなものをいう。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】通信システムの受信端
でチャネル推定値が得られると、一般に、送信される信
号の推定値が、使用される変調方式に対するビタビ状態
を表すベクトルとチャネル推定値の内積から復元され
る。ただし、通信システムの受信端ではビタビ復号を用
いて等化を実行するものとする。このようなアプローチ
は計算量が多く、信号処理で望ましいものより多くの時
間を必要とすることが多い。さらに、この処理は、処理
時間が維持すべき重要なリソースであるような環境で生
じることがある。従って、通信システムの受信端で信号
復元を実行するさらに効率的な方法が必要とされてい
る。
でチャネル推定値が得られると、一般に、送信される信
号の推定値が、使用される変調方式に対するビタビ状態
を表すベクトルとチャネル推定値の内積から復元され
る。ただし、通信システムの受信端ではビタビ復号を用
いて等化を実行するものとする。このようなアプローチ
は計算量が多く、信号処理で望ましいものより多くの時
間を必要とすることが多い。さらに、この処理は、処理
時間が維持すべき重要なリソースであるような環境で生
じることがある。従って、通信システムの受信端で信号
復元を実行するさらに効率的な方法が必要とされてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の実施例に
よれば、通信システムの通信チャネルの離散チャネル推
定値（これは受信した離散信号サンプルから得られ、Ｎ
個の離散チャネルタップ成分を有し、Ｎは正整数であ
る）を用いて通信システムの受信端において信号復元を
実行する方法は、通信チャネルの離散推定値のＮ個の離
散チャネルタップ成分を用いて第１の離散信号を復元す
るステップと、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散
チャネルタップ成分のうちの１つとを用いて第２の離散
信号を復元するステップとからなる。
よれば、通信システムの通信チャネルの離散チャネル推
定値（これは受信した離散信号サンプルから得られ、Ｎ
個の離散チャネルタップ成分を有し、Ｎは正整数であ
る）を用いて通信システムの受信端において信号復元を
実行する方法は、通信チャネルの離散推定値のＮ個の離
散チャネルタップ成分を用いて第１の離散信号を復元す
るステップと、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散
チャネルタップ成分のうちの１つとを用いて第２の離散
信号を復元するステップとからなる。
【０００６】本発明の第２の実施例によれば、通信シス
テムの通信チャネルの離散チャネル推定値（これは受信
した離散信号サンプルから得られ、Ｎ個の離散チャネル
タップ成分を有し、Ｎは正整数である）を用いて通信シ
ステムの受信端において信号復元を実行する方法は、通
信チャネルの離散推定値のＮ個の離散チャネルタップ成
分を用いて第１の離散信号を復元するステップと、復元
した第１の離散信号の補数をとることによって、復元し
た第１の離散信号から第２の離散信号を復元するステッ
プとからなる。
テムの通信チャネルの離散チャネル推定値（これは受信
した離散信号サンプルから得られ、Ｎ個の離散チャネル
タップ成分を有し、Ｎは正整数である）を用いて通信シ
ステムの受信端において信号復元を実行する方法は、通
信チャネルの離散推定値のＮ個の離散チャネルタップ成
分を用いて第１の離散信号を復元するステップと、復元
した第１の離散信号の補数をとることによって、復元し
た第１の離散信号から第２の離散信号を復元するステッ
プとからなる。
【０００７】本発明の第３の実施例によれば、通信シス
テムの受信端において信号復元を実行する二進ディジタ
ル信号処理システムは、二進ディジタル信号プロセッサ
と、メモリユニットと、信号バスとからなる。二進ディ
ジタル信号プロセッサは、復元された第１の離散信号
と、Ｎ個の離散チャネル成分（Ｎは正整数である）とか
ら第２の離散信号を復元するように構成される。
テムの受信端において信号復元を実行する二進ディジタ
ル信号処理システムは、二進ディジタル信号プロセッサ
と、メモリユニットと、信号バスとからなる。二進ディ
ジタル信号プロセッサは、復元された第１の離散信号
と、Ｎ個の離散チャネル成分（Ｎは正整数である）とか
ら第２の離散信号を復元するように構成される。
【０００８】本発明の第４の実施例では、通信システム
の受信端において信号復元を実行する二進ディジタル信
号処理システムは、二進ディジタル信号プロセッサと、
メモリユニットと、信号バスとからなる。二進ディジタ
ル信号プロセッサは、復元された第１の離散信号と、Ｎ
個の離散チャネル成分（Ｎは正整数である）とから第２
の離散信号を復元する手段を有する。
の受信端において信号復元を実行する二進ディジタル信
号処理システムは、二進ディジタル信号プロセッサと、
メモリユニットと、信号バスとからなる。二進ディジタ
ル信号プロセッサは、復元された第１の離散信号と、Ｎ
個の離散チャネル成分（Ｎは正整数である）とから第２
の離散信号を復元する手段を有する。
【０００９】
【発明の実施の形態】上記のように、無線通信システム
のような通信システムの受信端において、一般に、受信
した信号をさらに信号処理するために、通信チャネルの
推定値が取得される。ここで、「複素信号」あるいは
「複素信号サンプル」という用語は、ベースバンド変調
アナログ信号をサンプリングすることによって通信シス
テムの受信端において複素離散信号あるいは信号サンプ
ルとして得られる符号化されたディジタル記号を指す。
使用する変調方式に依存して、通信システムを通じて伝
送される記号は、１個以上の二進ディジタル信号（すな
わちビット）の所定の集合からなる。一般に、受信され
る信号バーストの一部は送信前に既知であるため、チャ
ネル推定値を得ることが可能である。このような信号バ
ーストの例を図２に示す。この例は、ＧＳＭ標準ととも
に使用されるような信号バースト（伝送バースト）を示
すが、本発明の技術的範囲は、特定の信号バーストある
いは通信シグナリング標準に制限されるものではない。
既知部分はここでは「ミッドアンブル」シーケンスと呼
ぶ。受信した信号バーストのこの部分は、通信チャネル
の推定値を得るために、送信された信号バーストの対応
する既知部分と比較することが可能であるが、本発明の
技術的範囲はこれには限定されない。チャネル推定につ
いて、さらに詳細には、例えば、通信に関するさまざま
な教科書に記載されている。チャネル推定に対して使用
されるような離散信号処理とともにビタビ復号について
記載している３つの教科書として、Lee and Messerschm
itt, "Digital Communications" (Kluwer Academic Pub
lishers, 1992 (5th printing))、Bhargava, Haccoun,
Matyas, and Nuspl, "Digital Communications by Sate
llite", John Wiley & Sons, Inc., 1981、J. J. Spilk
er, Jr., "Digital Communications by Satellite", Pr
entice-Hall, Inc., 1977がある。また、チャネル推定
は、Giovanna D'Aria and Valerio Zingarelli, "Desig
n and Performance of Synchronization Techniques an
d Viterbi Adaptive Equalizers for Narrowband TDMA
Mobile Radio", in Nordic Seminar on Digital Land M
obile Radio Communication, 3rd Proceeding, Sept. 1
2-15, 1988, Copenhagenにも記載されている。
のような通信システムの受信端において、一般に、受信
した信号をさらに信号処理するために、通信チャネルの
推定値が取得される。ここで、「複素信号」あるいは
「複素信号サンプル」という用語は、ベースバンド変調
アナログ信号をサンプリングすることによって通信シス
テムの受信端において複素離散信号あるいは信号サンプ
ルとして得られる符号化されたディジタル記号を指す。
使用する変調方式に依存して、通信システムを通じて伝
送される記号は、１個以上の二進ディジタル信号（すな
わちビット）の所定の集合からなる。一般に、受信され
る信号バーストの一部は送信前に既知であるため、チャ
ネル推定値を得ることが可能である。このような信号バ
ーストの例を図２に示す。この例は、ＧＳＭ標準ととも
に使用されるような信号バースト（伝送バースト）を示
すが、本発明の技術的範囲は、特定の信号バーストある
いは通信シグナリング標準に制限されるものではない。
既知部分はここでは「ミッドアンブル」シーケンスと呼
ぶ。受信した信号バーストのこの部分は、通信チャネル
の推定値を得るために、送信された信号バーストの対応
する既知部分と比較することが可能であるが、本発明の
技術的範囲はこれには限定されない。チャネル推定につ
いて、さらに詳細には、例えば、通信に関するさまざま
な教科書に記載されている。チャネル推定に対して使用
されるような離散信号処理とともにビタビ復号について
記載している３つの教科書として、Lee and Messerschm
itt, "Digital Communications" (Kluwer Academic Pub
lishers, 1992 (5th printing))、Bhargava, Haccoun,
Matyas, and Nuspl, "Digital Communications by Sate
llite", John Wiley & Sons, Inc., 1981、J. J. Spilk
er, Jr., "Digital Communications by Satellite", Pr
entice-Hall, Inc., 1977がある。また、チャネル推定
は、Giovanna D'Aria and Valerio Zingarelli, "Desig
n and Performance of Synchronization Techniques an
d Viterbi Adaptive Equalizers for Narrowband TDMA
Mobile Radio", in Nordic Seminar on Digital Land M
obile Radio Communication, 3rd Proceeding, Sept. 1
2-15, 1988, Copenhagenにも記載されている。
【００１０】上記のように、通信チャネルの受信端にお
いて、チャネル推定は、取得した受信離散複素信号サン
プルと、送信された既知の「ミッドアンブル」シーケン
スとの相互相関をとることによって通常のように実行可
能である。一般に、その後、信号復元プロセスが実行さ
れ、通信チャネル推定値と、使用した特定の変調方式に
対するビタビ状態を表すベクトルとの内積をとる。この
プロセスによって、通信チャネルを通じて送信された信
号を表す複素信号サンプルが、通信システムの受信端に
おいて推定される。このような信号復元は、復元した信
号を受信信号と比較することによって通信システムの受
信端における信号訂正をするというようなさまざまな理
由で所望される。しかし、チャネル推定値との内積に基
づく信号復元は計算量が多く、非常に長い処理時間を必
要とすることが多い。さらに、代表的なハードウェア実
装では、信号復元に対するこのアプローチは多くの使用
可能メモリを必要とし、一般に、ディジタルセルラ電話
の移動局のように信号処理時間が維持すべき重要なリソ
ースであるような環境で、信号処理にさらに多くの時間
がかかることになり好ましくない。例えば、次式（１）
は、信号復元を実行する従来のアプローチの例である。
いて、チャネル推定は、取得した受信離散複素信号サン
プルと、送信された既知の「ミッドアンブル」シーケン
スとの相互相関をとることによって通常のように実行可
能である。一般に、その後、信号復元プロセスが実行さ
れ、通信チャネル推定値と、使用した特定の変調方式に
対するビタビ状態を表すベクトルとの内積をとる。この
プロセスによって、通信チャネルを通じて送信された信
号を表す複素信号サンプルが、通信システムの受信端に
おいて推定される。このような信号復元は、復元した信
号を受信信号と比較することによって通信システムの受
信端における信号訂正をするというようなさまざまな理
由で所望される。しかし、チャネル推定値との内積に基
づく信号復元は計算量が多く、非常に長い処理時間を必
要とすることが多い。さらに、代表的なハードウェア実
装では、信号復元に対するこのアプローチは多くの使用
可能メモリを必要とし、一般に、ディジタルセルラ電話
の移動局のように信号処理時間が維持すべき重要なリソ
ースであるような環境で、信号処理にさらに多くの時間
がかかることになり好ましくない。例えば、次式（１）
は、信号復元を実行する従来のアプローチの例である。
【数１】 ただし、Ｓ＾jは復元されるべき離散信号であり、Ｈ＾i
はチャネル推定値の離散チャネルタップ成分であり、ｂ
ijは、対応する離散信号が復元されている個々のビタビ
状態に依存して＋１または−１のいずれかである。上記
のように、各ビタビ状態に対応する複素離散信号推定値
は、チャネル推定値と、個々のビタビ状態に対応するベ
クトルｂ〜jとの内積から復元される。ベクトルｂ〜jは
要素ｂijからなり、ｂijは＋１または−１のいずれかで
あり、それぞれの−１を０に置き換えることによって、
対応するビタビ状態と関係づけられるが、以下で説明す
るように、本発明の技術的範囲はこの点に限定されるも
のではない。
はチャネル推定値の離散チャネルタップ成分であり、ｂ
ijは、対応する離散信号が復元されている個々のビタビ
状態に依存して＋１または−１のいずれかである。上記
のように、各ビタビ状態に対応する複素離散信号推定値
は、チャネル推定値と、個々のビタビ状態に対応するベ
クトルｂ〜jとの内積から復元される。ベクトルｂ〜jは
要素ｂijからなり、ｂijは＋１または−１のいずれかで
あり、それぞれの−１を０に置き換えることによって、
対応するビタビ状態と関係づけられるが、以下で説明す
るように、本発明の技術的範囲はこの点に限定されるも
のではない。
【００１１】既に述べたように、上記の式（１）によっ
て示されるアプローチは過大なパワー、時間および（例
えば、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いる場
合には）ディジタル信号プロセッササイクルを使用す
る。さらに、実行される各信号復元に対して、チャネル
推定値をメモリから読み出す必要があるため、過大なパ
ワーおよび時間が用いられる。例えば、代表的なハード
ウェア実装では、ＤＳＰあるいはその他の従来の信号プ
ロセッサは、信号バスによって、ランダムアクセスメモ
リ（ＲＡＭ）のようなメモリに接続される。式（１）を
実装するためには、例えばＤＳＰは、各ビタビ状態に対
して信号復元を実行するためにＲＡＭからすべての離散
チャネルタップ成分Ｈ＾iを読み出さなければならな
い。また、ＤＳＰは、ｂ〜jを生成しなければならな
い。あるいは、メモリからｂ〜jを読み出さなければな
らない。その後、ＤＳＰは、所望の信号を復元するため
に計算量の多い信号乗算および累算を実行しなければな
らない。また、上記のように、これは、復元されるべき
各信号ごとに実行しなければならない。
て示されるアプローチは過大なパワー、時間および（例
えば、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いる場
合には）ディジタル信号プロセッササイクルを使用す
る。さらに、実行される各信号復元に対して、チャネル
推定値をメモリから読み出す必要があるため、過大なパ
ワーおよび時間が用いられる。例えば、代表的なハード
ウェア実装では、ＤＳＰあるいはその他の従来の信号プ
ロセッサは、信号バスによって、ランダムアクセスメモ
リ（ＲＡＭ）のようなメモリに接続される。式（１）を
実装するためには、例えばＤＳＰは、各ビタビ状態に対
して信号復元を実行するためにＲＡＭからすべての離散
チャネルタップ成分Ｈ＾iを読み出さなければならな
い。また、ＤＳＰは、ｂ〜jを生成しなければならな
い。あるいは、メモリからｂ〜jを読み出さなければな
らない。その後、ＤＳＰは、所望の信号を復元するため
に計算量の多い信号乗算および累算を実行しなければな
らない。また、上記のように、これは、復元されるべき
各信号ごとに実行しなければならない。
【００１２】これに対して、本発明による信号復元を実
行することが可能である。これについて以下で詳細に説
明する。上記のように、通信チャネルの離散チャネル推
定値（例えば、Ｎ個の離散チャネルタップ成分を含み、
Ｎは正整数である）は、従来の信号処理方法によって得
ることも可能である。一般に、離散信号サンプルが受信
され、これらの信号サンプルは、上記のように、処理さ
れて離散チャネル推定値が得られる。例えば、表１に、
３個のチャネルタップ成分を有する通信チャネルの離散
推定値を例示する。
行することが可能である。これについて以下で詳細に説
明する。上記のように、通信チャネルの離散チャネル推
定値（例えば、Ｎ個の離散チャネルタップ成分を含み、
Ｎは正整数である）は、従来の信号処理方法によって得
ることも可能である。一般に、離散信号サンプルが受信
され、これらの信号サンプルは、上記のように、処理さ
れて離散チャネル推定値が得られる。例えば、表１に、
３個のチャネルタップ成分を有する通信チャネルの離散
推定値を例示する。
【表１】 この表１は、ビタビ復号が受信端で実行される通信シス
テムのような場合の、３個の離散チャネルタップ成分か
らなる通信チャネルの離散推定値を例示する表である。
８個のビタビ状態および８個の対応するベクトルを例示
している。もちろん、本発明の技術的範囲は、３個の離
散チャネルタップ成分のみに限定されるものではない。
さらに、この特定実施例において、通信チャネル推定値
の各離散チャネルタップ成分は複素数である。これにつ
いて次式に例示する。
テムのような場合の、３個の離散チャネルタップ成分か
らなる通信チャネルの離散推定値を例示する表である。
８個のビタビ状態および８個の対応するベクトルを例示
している。もちろん、本発明の技術的範囲は、３個の離
散チャネルタップ成分のみに限定されるものではない。
さらに、この特定実施例において、通信チャネル推定値
の各離散チャネルタップ成分は複素数である。これにつ
いて次式に例示する。
【数２】 この数２は、表１に示す通信チャネル推定値を用いた本
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。ここで、通信
チャネル推定値の各離散チャネルタップ成分は、虚数成
分および実数成分を有するように示されている。また、
表１には、例えば、通常の形式の位相シフトキーイング
などの従来の変調方式を用いたシステムのような特定の
通信システムに関連するビタビ状態に対応するベクトル
も例示されている。このように、ビタビ状態が既知であ
りチャネル推定値が得られれば、従来のアプローチを用
いて、Ｎ個の離散チャネルタップ成分を有する通信チャ
ネルの離散推定値から信号復元を実行することが可能で
ある。
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。ここで、通信
チャネル推定値の各離散チャネルタップ成分は、虚数成
分および実数成分を有するように示されている。また、
表１には、例えば、通常の形式の位相シフトキーイング
などの従来の変調方式を用いたシステムのような特定の
通信システムに関連するビタビ状態に対応するベクトル
も例示されている。このように、ビタビ状態が既知であ
りチャネル推定値が得られれば、従来のアプローチを用
いて、Ｎ個の離散チャネルタップ成分を有する通信チャ
ネルの離散推定値から信号復元を実行することが可能で
ある。
【００１３】しかし、上記のように、このような信号復
元は一般に、ＤＳＰなどの信号プロセッサによって通信
システムの受信端で実行され、利用可能な計算リソース
および処理時間が制限されているため、この信号復元を
効率的に実行することが望ましい。例えば、ＡＴ＆Ｔ社
から入手可能なＤＳＰ１６１８（１９９４年２月付けの
予備的データシートもまたＡＴ＆Ｔ社から入手可能であ
る）が使用可能であるが、本発明の技術的範囲はこれに
のみ限定されるものではない。上記のように、一般にこ
の信号復元は、チャネル推定値と、個々のビタビ状態に
対応するベクトルとの内積から得られる。例えば、表１
に例示したようなビタビ状態Ｖ0に対して、状態Ｖ0に対
応する二進ディジタル信号表現における「０」がそれぞ
れ「−１」に変換され、この特定例におけるチャネル推
定値と内積をとるベクトルｂ〜0が得られる。また、
（例における状態Ｖ1に対するｂ〜1のように）ビタビ状
態における「１」は「１」に変換され（すなわちそのま
まであり）、ベクトルｂ〜jが得られる。従って、通
常、ビタビ状態Ｖ0に対する信号復元は、チャネル推定
値とベクトルｂ〜0の内積から得られる。これについて
さらに詳細には、状態Ｖ0に対する通常の信号復元を例
示した数２の一部に示されている。本発明による通信シ
ステムの受信端において信号復元を実行する方法のこの
特定実施例（詳細は後述）に対して、ビタビ状態の二進
ディジタル信号表現における「０」は「−１」に変換さ
れる。その理由は、同相−直交（Ｉ−Ｑ）平面におい
て、例えば、図１に示したように、受信したＭＳＫ変調
信号を処理した後、二進「１」がＩ−Ｑ平面で１によっ
て表現され二進「０」がＩ−Ｑ平面で−１によって表現
されるように信号処理が受信信号に適用されるためであ
る。もちろん、本発明の技術的範囲は、この点のみに限
定されるものではない。数２の一部に示したように、ビ
タビ状態Ｖ1に対するベクトルｂ〜1とチャネル推定値の
内積をとり、通常の信号復元を実行する。しかし、今の
例では、状態Ｖ1の場合、状態Ｖ0とは異なり、チャネル
推定値からの離散チャネルタップ成分Ｈ＾0には、ベク
トルｂ〜1の成分による内積において−１の代わりに１
が乗じられる。ここで、数２に示したように、この特定
実施例では、本発明による通信システムの受信端におい
て信号復元を実行する方法の１つの好ましい特徴は、ビ
タビ状態Ｖ1に対応する離散信号Ｓ＾1が、離散チャネル
タップ成分Ｈ＾0の２倍を重ね合わせることによってビ
タビ状態Ｖ0に対応する離散信号Ｓ＾0から復元されるこ
とである。さらに具体的に言えば、復元した第１の離散
信号（例えば状態Ｖ0に対応する離散信号Ｓ＾0）が通信
チャネルの推定値のＮ個（この特定例では３個）の離散
チャネルタップ成分を用いて得られる場合、復元される
第２の離散信号Ｓ＾1（今の例では状態Ｖ1に対応する）
は、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散チャネルタ
ップ成分のうちの１つのみ（今の場合Ｈ＾0であり、こ
れは今の例における３個の離散チャネルタップ成分のう
ちの１つである）を用いて復元される。
元は一般に、ＤＳＰなどの信号プロセッサによって通信
システムの受信端で実行され、利用可能な計算リソース
および処理時間が制限されているため、この信号復元を
効率的に実行することが望ましい。例えば、ＡＴ＆Ｔ社
から入手可能なＤＳＰ１６１８（１９９４年２月付けの
予備的データシートもまたＡＴ＆Ｔ社から入手可能であ
る）が使用可能であるが、本発明の技術的範囲はこれに
のみ限定されるものではない。上記のように、一般にこ
の信号復元は、チャネル推定値と、個々のビタビ状態に
対応するベクトルとの内積から得られる。例えば、表１
に例示したようなビタビ状態Ｖ0に対して、状態Ｖ0に対
応する二進ディジタル信号表現における「０」がそれぞ
れ「−１」に変換され、この特定例におけるチャネル推
定値と内積をとるベクトルｂ〜0が得られる。また、
（例における状態Ｖ1に対するｂ〜1のように）ビタビ状
態における「１」は「１」に変換され（すなわちそのま
まであり）、ベクトルｂ〜jが得られる。従って、通
常、ビタビ状態Ｖ0に対する信号復元は、チャネル推定
値とベクトルｂ〜0の内積から得られる。これについて
さらに詳細には、状態Ｖ0に対する通常の信号復元を例
示した数２の一部に示されている。本発明による通信シ
ステムの受信端において信号復元を実行する方法のこの
特定実施例（詳細は後述）に対して、ビタビ状態の二進
ディジタル信号表現における「０」は「−１」に変換さ
れる。その理由は、同相−直交（Ｉ−Ｑ）平面におい
て、例えば、図１に示したように、受信したＭＳＫ変調
信号を処理した後、二進「１」がＩ−Ｑ平面で１によっ
て表現され二進「０」がＩ−Ｑ平面で−１によって表現
されるように信号処理が受信信号に適用されるためであ
る。もちろん、本発明の技術的範囲は、この点のみに限
定されるものではない。数２の一部に示したように、ビ
タビ状態Ｖ1に対するベクトルｂ〜1とチャネル推定値の
内積をとり、通常の信号復元を実行する。しかし、今の
例では、状態Ｖ1の場合、状態Ｖ0とは異なり、チャネル
推定値からの離散チャネルタップ成分Ｈ＾0には、ベク
トルｂ〜1の成分による内積において−１の代わりに１
が乗じられる。ここで、数２に示したように、この特定
実施例では、本発明による通信システムの受信端におい
て信号復元を実行する方法の１つの好ましい特徴は、ビ
タビ状態Ｖ1に対応する離散信号Ｓ＾1が、離散チャネル
タップ成分Ｈ＾0の２倍を重ね合わせることによってビ
タビ状態Ｖ0に対応する離散信号Ｓ＾0から復元されるこ
とである。さらに具体的に言えば、復元した第１の離散
信号（例えば状態Ｖ0に対応する離散信号Ｓ＾0）が通信
チャネルの推定値のＮ個（この特定例では３個）の離散
チャネルタップ成分を用いて得られる場合、復元される
第２の離散信号Ｓ＾1（今の例では状態Ｖ1に対応する）
は、復元した第１の離散信号と、Ｎ個の離散チャネルタ
ップ成分のうちの１つのみ（今の場合Ｈ＾0であり、こ
れは今の例における３個の離散チャネルタップ成分のう
ちの１つである）を用いて復元される。
【００１４】従って、本発明による信号復元を実行する
方法は、通信システムの受信端で使用した場合に従来の
アプローチに比べて大幅に処理効率が高くなる。いった
ん第１の離散信号が復元されれば、第２の離散信号は、
上記のような従来のアプローチのハードウェア実装の場
合のようにすべてのチャネル推定値を読み出すのではな
く、例えばメモリからの一度の読み出しを実行すること
によって、復元した第１の離散信号を用いて復元するこ
とが可能である。その１つの離散チャネルタップ成分を
読み出した後、例えば、当該離散チャネルタップ成分の
２倍と、復元した第１の離散信号の重ね合わせを形成す
る。これは、従来技術に比べて、計算量が少なくなると
ともに、より効率的である。例えば、上記のように、Ｄ
ＳＰ１６１８のようなＤＳＰなどの信号プロセッサを信
号バスによりＲＡＭなどのメモリユニットに接続したも
のを含むハードウェア実装では、いったん状態Ｖ0に対
応する復元信号Ｓ＾0を形成すると、Ｓ＾1は、メモリか
ら離散チャネルタップ成分Ｈ＾0を読み出し、ＤＳＰを
用いて、Ｈ＾0の実数成分および虚数成分のそれぞれの
２倍を第１の復元信号と累算することによって、形成す
ることができる。
方法は、通信システムの受信端で使用した場合に従来の
アプローチに比べて大幅に処理効率が高くなる。いった
ん第１の離散信号が復元されれば、第２の離散信号は、
上記のような従来のアプローチのハードウェア実装の場
合のようにすべてのチャネル推定値を読み出すのではな
く、例えばメモリからの一度の読み出しを実行すること
によって、復元した第１の離散信号を用いて復元するこ
とが可能である。その１つの離散チャネルタップ成分を
読み出した後、例えば、当該離散チャネルタップ成分の
２倍と、復元した第１の離散信号の重ね合わせを形成す
る。これは、従来技術に比べて、計算量が少なくなると
ともに、より効率的である。例えば、上記のように、Ｄ
ＳＰ１６１８のようなＤＳＰなどの信号プロセッサを信
号バスによりＲＡＭなどのメモリユニットに接続したも
のを含むハードウェア実装では、いったん状態Ｖ0に対
応する復元信号Ｓ＾0を形成すると、Ｓ＾1は、メモリか
ら離散チャネルタップ成分Ｈ＾0を読み出し、ＤＳＰを
用いて、Ｈ＾0の実数成分および虚数成分のそれぞれの
２倍を第１の復元信号と累算することによって、形成す
ることができる。
【００１５】上記のように、いったんあるビタビ状態に
対応する離散信号のうちの１つを構成または復元すれ
ば、第２のビタビ状態に対応する次の離散信号は、より
効率的に復元することができる。また、上記のように、
いったんビタビ状態に対応する２つの離散信号を復元す
れば、さらに２つのビタビ状態に対応する次の２つの離
散信号もまた効率的に復元される。これを次式に例示す
る。
対応する離散信号のうちの１つを構成または復元すれ
ば、第２のビタビ状態に対応する次の離散信号は、より
効率的に復元することができる。また、上記のように、
いったんビタビ状態に対応する２つの離散信号を復元す
れば、さらに２つのビタビ状態に対応する次の２つの離
散信号もまた効率的に復元される。これを次式に例示す
る。
【数３】 この数３は、表１に示す通信チャネル推定値を用いた本
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。ここで、この
特定例では、状態Ｖ2およびＶ3に対応する離散信号は、
状態Ｖ0およびＶ1に対応する離散信号から復元される。
さらに、これらの離散信号は、この場合も、メモリから
Ｎ個の離散チャネルタップ成分のうちの１つのみを取得
し、それを２回重ね合わせるか、あるいは、数３に示し
たように、当該ただ１つのチャネルタップ成分の２倍
を、前に復元した離散信号と重ね合わせることによっ
て、復元される。この場合も、例えばＤＳＰを含むもの
のようなハードウェア実装より効率的である。
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。ここで、この
特定例では、状態Ｖ2およびＶ3に対応する離散信号は、
状態Ｖ0およびＶ1に対応する離散信号から復元される。
さらに、これらの離散信号は、この場合も、メモリから
Ｎ個の離散チャネルタップ成分のうちの１つのみを取得
し、それを２回重ね合わせるか、あるいは、数３に示し
たように、当該ただ１つのチャネルタップ成分の２倍
を、前に復元した離散信号と重ね合わせることによっ
て、復元される。この場合も、例えばＤＳＰを含むもの
のようなハードウェア実装より効率的である。
【００１６】このような計算量の節約および効率性に加
えて、次式に、本発明によって信号復元を実行する方法
のさらにもう１つの利点を例示する。
えて、次式に、本発明によって信号復元を実行する方法
のさらにもう１つの利点を例示する。
【数４】 この数４は、表１に示す通信チャネル推定値を用いた本
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。今説明したア
プローチに従って通信システムの変調方式に関連するビ
タビ状態に対して信号復元を実行することが可能である
が、特定の変調方式に対して、ビタビ状態のうちの半数
が、既に説明した効率的な信号処理アプローチによって
復元された離散信号と対応する場合には、残りの状態に
対応する離散信号は、メモリからチャネル推定値の離散
チャネルタップ成分をさらに取得せずに復元することが
可能である。このことが詳細に数４に示されている。
発明による通信システムの受信端において信号復元を実
行する方法の実施例に対して、復元された信号間の関係
の少なくとも一部を説明する数式である。今説明したア
プローチに従って通信システムの変調方式に関連するビ
タビ状態に対して信号復元を実行することが可能である
が、特定の変調方式に対して、ビタビ状態のうちの半数
が、既に説明した効率的な信号処理アプローチによって
復元された離散信号と対応する場合には、残りの状態に
対応する離散信号は、メモリからチャネル推定値の離散
チャネルタップ成分をさらに取得せずに復元することが
可能である。このことが詳細に数４に示されている。
【００１７】例示されているように、状態Ｖ0に対応す
る復元した離散信号Ｓ＾0が示されている。また、数３
の一部では、状態Ｖ7に対応する復元離散信号Ｓ＾7は、
従来の技術を用いて得られる。しかし、さらに数３に示
されているように、この特定の復元離散信号はまた、状
態Ｖ0に対応する復元離散信号の補数に対応する。この
ように、本発明による信号復元を実行する方法の実施例
では、いったん第１の離散信号が通信チャネルの推定値
の離散信号成分を用いて復元されると、第２の離散信号
は、復元した第１の離散信号の補数をとることによって
復元される。ＡＴ＆Ｔ社から入手可能なＤＳＰ１６１８
のような従来のＤＳＰまたはその他の同様のハードウェ
アでは、二進ディジタル信号フォーマットで記憶された
離散信号の補数をとることは、上記のようにメモリから
の読み出しをしてから信号の乗算および累算を連続して
実行するという従来の面倒なアプローチに比べて極めて
効率的である。例えば、離散信号は、排他的ＯＲゲート
に入力することが可能である（詳細は後述）。また、既
に示唆したように、この技術は、既に説明した技術と組
み合わせることにより、従来のアプローチに比べてさら
に効率的な信号処理を行うことが可能である。具体的に
は、特定の変調方式に対して、いったんチャネル推定値
が得られ、ビタビ状態が決定されると、例えばＤＳＰな
どの信号プロセッサで、従来のアプローチよりも効率的
かつ高速な上記の方法によってチャネル推定値を用いて
半数の状態に対する信号復元を実行することが可能であ
る。さらに、いったん１つ以上の復元離散信号が得られ
ると、メモリからチャネル推定値の離散チャネルタップ
成分を取得することを必要とせずに、ＤＳＰなどの信号
プロセッサを用いて、残りの状態に対する復元離散信号
も得ることができる。
る復元した離散信号Ｓ＾0が示されている。また、数３
の一部では、状態Ｖ7に対応する復元離散信号Ｓ＾7は、
従来の技術を用いて得られる。しかし、さらに数３に示
されているように、この特定の復元離散信号はまた、状
態Ｖ0に対応する復元離散信号の補数に対応する。この
ように、本発明による信号復元を実行する方法の実施例
では、いったん第１の離散信号が通信チャネルの推定値
の離散信号成分を用いて復元されると、第２の離散信号
は、復元した第１の離散信号の補数をとることによって
復元される。ＡＴ＆Ｔ社から入手可能なＤＳＰ１６１８
のような従来のＤＳＰまたはその他の同様のハードウェ
アでは、二進ディジタル信号フォーマットで記憶された
離散信号の補数をとることは、上記のようにメモリから
の読み出しをしてから信号の乗算および累算を連続して
実行するという従来の面倒なアプローチに比べて極めて
効率的である。例えば、離散信号は、排他的ＯＲゲート
に入力することが可能である（詳細は後述）。また、既
に示唆したように、この技術は、既に説明した技術と組
み合わせることにより、従来のアプローチに比べてさら
に効率的な信号処理を行うことが可能である。具体的に
は、特定の変調方式に対して、いったんチャネル推定値
が得られ、ビタビ状態が決定されると、例えばＤＳＰな
どの信号プロセッサで、従来のアプローチよりも効率的
かつ高速な上記の方法によってチャネル推定値を用いて
半数の状態に対する信号復元を実行することが可能であ
る。さらに、いったん１つ以上の復元離散信号が得られ
ると、メモリからチャネル推定値の離散チャネルタップ
成分を取得することを必要とせずに、ＤＳＰなどの信号
プロセッサを用いて、残りの状態に対する復元離散信号
も得ることができる。
【００１８】図３は、本発明による通信システムの受信
端において信号復元を実行する方法の実施例を実行する
ために使用される通信システムの受信端において信号復
元を実行するシステムの実施例のブロック図である。も
ちろん、理解されるように、本発明の技術的範囲は、図
３に示した特定の実施例に制限されるものではない。さ
まざまなシステム実施例のうちの任意のものが、本発明
による信号復元を実行する方法を実行するために使用可
能であり、本発明の技術的範囲は、特定のシステムに限
定されない。
端において信号復元を実行する方法の実施例を実行する
ために使用される通信システムの受信端において信号復
元を実行するシステムの実施例のブロック図である。も
ちろん、理解されるように、本発明の技術的範囲は、図
３に示した特定の実施例に制限されるものではない。さ
まざまなシステム実施例のうちの任意のものが、本発明
による信号復元を実行する方法を実行するために使用可
能であり、本発明の技術的範囲は、特定のシステムに限
定されない。
【００１９】第１の離散信号は、上記のように、通信チ
ャネルの推定値のＮ個の離散チャネルタップ成分から復
元される。例えば、チャネルタップ成分Ｈ＾iは、図３
に示したメモリ１００のようなメモリに記憶される。ま
た、この第１の離散信号は、アドレスレジスタ１１０を
用いて復元される。図示されているように、例えば第１
のメモリ位置アドレスがＭＵＸ１０５を通じてアドレス
レジスタにロードされる。このアドレスはアドレスデコ
ーダ１１５に入力され、アドレスデコーダ１１５は直接
にメモリ１００をアドレスする。また、図３に示したよ
うに、外来のクロックパルス（図示せず）の引き続くク
ロックサイクルで、アドレスレジスタ１１０は、図３の
１２０によってインクリメントされる。また、図示した
ように、メモリ１００内でアドレスデコーダ１１５によ
って指示されるメモリ位置の内容は、排他的ＯＲゲート
１２５の入力ポートに入力される。また、図示したよう
に、「０」または「１」が、所望される動作に依存し
て、排他的ＯＲゲートのもう１つの入力ポートに入力さ
れる。例えば、「１」が入力ポートに入力される場合、
排他的ＯＲゲート（例えばゲート１２５）の信号出力
は、メモリ１００によってゲートに送られた二進ディジ
タル信号の「１の」補数である。次に、このゲート１２
５の出力信号は、ＭＵＸ１３０を通じて算術論理ユニッ
ト（ＡＬＵ）１３５に入力される。図示されているよう
に、この二進ディジタル信号は、シフタ（シフトレジス
タ）１４０を通じてＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に
入力される。信号処理のこの時点で、シフトレジスタ１
４０は、入力される二進ディジタル信号をシフトしな
い。しかし、シフタ１４０は、後の処理では、ゲート１
２５およびＭＵＸ１３０を通じてメモリ１００によって
入力された二進ディジタル信号をシフトする（詳細は後
述）。メモリ１００に記憶されているこの二進ディジタ
ル信号がＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に入力される
のとほぼ同時に、「０」入力が、ＭＵＸ１５５、排他的
ＯＲゲート１６０およびＭＵＸ１６５を通じて入力され
る。信号処理のこの時点では、排他的ＯＲゲート１６０
の他方の入力ポートに入力される信号がＭＵＸ１６５に
も送られるように排他的ＯＲゲート１６０の一方の入力
ポートには「０」が入力される。従って、ＡＬＵ１３５
に入力される二進ディジタル信号は、アキュムレータ１
７０によって累算される。外来のクロックパルスに応答
して、メモリ１００に記憶されている次のチャネルタッ
プ成分をアドレスするために、上記のように１２０がア
ドレスレジスタ１１０に入力されるアドレスをインクリ
メントする。上記のように、当該次のチャネルタップ成
分は、排他的ＯＲゲート１２５によって補数をとられ、
ＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に入力される。しか
し、信号処理のこの時点では、少なくとも一部は前のチ
ャネルタップ成分に基づいて、アキュムレータ１７０の
現在の内容がＭＵＸ１６５を通じてＡＬＵ１３５の入力
ポート１５０に入力される。このように、ＡＬＵ１３５
による累算の後、アキュムレータ１７０の内容は、例え
ばＨ＾0およびＨ＾1のように、第１の２個のチャネルタ
ップ成分の「１の」補数の和である。当業者には理解さ
れるように、このプロセスは、記憶されているすべての
チャネルタップ成分が扱われ、アキュムレータ１７０で
累算されるまで繰り返される。また、この特定実施例で
は、ここまでメモリ１００はチャネルタップ成分の実数
成分を出力していると仮定しているが、このプロセス
は、同じくメモリ１００に記憶されているチャネルタッ
プ成分の虚数成分についても繰り返される。
ャネルの推定値のＮ個の離散チャネルタップ成分から復
元される。例えば、チャネルタップ成分Ｈ＾iは、図３
に示したメモリ１００のようなメモリに記憶される。ま
た、この第１の離散信号は、アドレスレジスタ１１０を
用いて復元される。図示されているように、例えば第１
のメモリ位置アドレスがＭＵＸ１０５を通じてアドレス
レジスタにロードされる。このアドレスはアドレスデコ
ーダ１１５に入力され、アドレスデコーダ１１５は直接
にメモリ１００をアドレスする。また、図３に示したよ
うに、外来のクロックパルス（図示せず）の引き続くク
ロックサイクルで、アドレスレジスタ１１０は、図３の
１２０によってインクリメントされる。また、図示した
ように、メモリ１００内でアドレスデコーダ１１５によ
って指示されるメモリ位置の内容は、排他的ＯＲゲート
１２５の入力ポートに入力される。また、図示したよう
に、「０」または「１」が、所望される動作に依存し
て、排他的ＯＲゲートのもう１つの入力ポートに入力さ
れる。例えば、「１」が入力ポートに入力される場合、
排他的ＯＲゲート（例えばゲート１２５）の信号出力
は、メモリ１００によってゲートに送られた二進ディジ
タル信号の「１の」補数である。次に、このゲート１２
５の出力信号は、ＭＵＸ１３０を通じて算術論理ユニッ
ト（ＡＬＵ）１３５に入力される。図示されているよう
に、この二進ディジタル信号は、シフタ（シフトレジス
タ）１４０を通じてＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に
入力される。信号処理のこの時点で、シフトレジスタ１
４０は、入力される二進ディジタル信号をシフトしな
い。しかし、シフタ１４０は、後の処理では、ゲート１
２５およびＭＵＸ１３０を通じてメモリ１００によって
入力された二進ディジタル信号をシフトする（詳細は後
述）。メモリ１００に記憶されているこの二進ディジタ
ル信号がＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に入力される
のとほぼ同時に、「０」入力が、ＭＵＸ１５５、排他的
ＯＲゲート１６０およびＭＵＸ１６５を通じて入力され
る。信号処理のこの時点では、排他的ＯＲゲート１６０
の他方の入力ポートに入力される信号がＭＵＸ１６５に
も送られるように排他的ＯＲゲート１６０の一方の入力
ポートには「０」が入力される。従って、ＡＬＵ１３５
に入力される二進ディジタル信号は、アキュムレータ１
７０によって累算される。外来のクロックパルスに応答
して、メモリ１００に記憶されている次のチャネルタッ
プ成分をアドレスするために、上記のように１２０がア
ドレスレジスタ１１０に入力されるアドレスをインクリ
メントする。上記のように、当該次のチャネルタップ成
分は、排他的ＯＲゲート１２５によって補数をとられ、
ＡＬＵ１３５の入力ポート１４５に入力される。しか
し、信号処理のこの時点では、少なくとも一部は前のチ
ャネルタップ成分に基づいて、アキュムレータ１７０の
現在の内容がＭＵＸ１６５を通じてＡＬＵ１３５の入力
ポート１５０に入力される。このように、ＡＬＵ１３５
による累算の後、アキュムレータ１７０の内容は、例え
ばＨ＾0およびＨ＾1のように、第１の２個のチャネルタ
ップ成分の「１の」補数の和である。当業者には理解さ
れるように、このプロセスは、記憶されているすべての
チャネルタップ成分が扱われ、アキュムレータ１７０で
累算されるまで繰り返される。また、この特定実施例で
は、ここまでメモリ１００はチャネルタップ成分の実数
成分を出力していると仮定しているが、このプロセス
は、同じくメモリ１００に記憶されているチャネルタッ
プ成分の虚数成分についても繰り返される。
【００２０】いったん第１の離散信号が通信チャネルの
推定値の離散チャネルタップ成分から復元されると、第
２の離散信号は、第１の復元離散信号および離散チャネ
ルタップ成分のうちの１つから復元される。これについ
て以下に詳細に説明する。アドレスレジスタ２６０は、
メモリ（例えばランダムアクセスメモリ）内の復元離散
信号を含む部分を指定（アドレス）するために使用され
る。例えば、いったんアキュムレータ１７０が第１の復
元信号を含むと、アキュムレータ１７０の内容は、ＭＵ
Ｘ２００およびデータバス２２０を通じてアキュムレー
タ１７０から復元信号メモリ２１０に読み込むことが可
能である。記憶のための所望のメモリアドレス位置は、
ＭＵＸ２４０およびアドレスデコーダ２５０を通じてア
ドレスレジスタ２６０によって指示される。いったんこ
の第１の復元離散信号がメモリ２１０に記憶されると、
同じくＭＵＸ２４０およびアドレスデコーダ２５０を通
じてアドレスされるメモリの部分を指定するためにアド
レスレジスタ２３０を使用して、後でメモリ２１０から
読み出すことが可能である。この第１の復元離散信号
は、ＡＬＵ１３５に入力される。具体的には、データバ
ス２２０、ＭＵＸ１５５、排他的ＯＲゲート１６０およ
びＭＵＸ１６５を通じてＡＬＵ１３５の入力ポート１５
０に入力される。第２の離散信号を復元するため、第１
の復元離散信号が補数をとられずにゲート１６０によっ
て入力ポート１５０に送られるように、排他的ＯＲゲー
ト１６０の入力ポートに入力される他方の信号は「０」
からなる。当業者には理解されるように、アドレスレジ
スタ２３０は、既にアドレスレジスタ１１０、インクリ
メント１２０、およびＭＵＸ１０５について説明したの
と同様にして、インクリメント２７０およびＭＵＸ２８
０によってアドレスされる。第１の復元信号が入力ポー
ト１５０に入力されるのとほぼ同時に、Ｎ個のチャネル
タップのうちの１つがＡＬＵ１３５の入力ポート１４５
に入力される。これもまた、所望のチャネルタップ成分
の個々のメモリ位置を指定するためにアドレスレジスタ
１１０を使用することによって実行され、このチャネル
タップ成分はメモリ１００によって排他的ＯＲゲート１
２５に入力される。信号処理のこの時点では、第１の離
散信号を復元するための既に実行した信号処理とは異な
り、排他的ＯＲゲート１２５の他方の入力ポートに入力
される信号は「０」からなる。ここで、チャネルタップ
成分はＭＵＸ１３０を通じてシフトレジスタ１４０に入
力される。信号処理のこの時点では、シフトレジスタ１
４０は、チャネルタップ成分をシフトするために使用さ
れ、それによって、入力ポート１４５に入力される前に
乗算（２倍）を行う。こうして、第１の復元離散信号を
入力ポート１５０に入力し、チャネルタップ成分のうち
の１つの２倍を入力ポート１４５に入力することによっ
て、アキュムレータ１７０は、第２の復元離散信号を含
むことになる。また、上記のように、第１の復元離散信
号について既に説明したように、第２の復元離散信号
は、メモリ２１０内の指定されたメモリ位置に記憶され
る。いったん２個の復元離散信号がメモリ２１０に記憶
されると、上記のように、さらに２個の離散信号を復元
することが可能である。具体的には、第１および第２の
復元離散信号を入力ポート１５０に入力し、もう１つの
チャネルタップ成分が入力ポート１４５に入力すること
により、第３および第４の復元離散信号がアキュムレー
タ１７０において累算され、メモリ２１０のメモリ位置
に記憶される。理解されるように、アドレスレジスタ２
６０は、アキュムレータ１７０からメモリに転送される
復元離散信号の宛先メモリ位置アドレスを指示（指定）
するために使用され、一方、アドレスレジスタ２３０
は、メモリ２１０からＭＵＸ１５５を通じて入力ポート
１５０に入力される復元離散信号のメモリ位置アドレス
を指示（指定）するために使用される。しかし、図３に
おいてデータバス２２０、メモリ２１０、アドレスデコ
ーダ２５０、およびＭＵＸ２４０はそれぞれ、レジスタ
２３０および２６０によってアドレスされることの説明
を容易にするために複数のブロックによって示されてい
るが、ハードウェア実装においては、これらの要素は、
デュアルポートメモリ、または、デュアルポートランダ
ムアクセスメモリのように共用として、メモリからの読
み出しおよびメモリへの書き込みの両方に対して単一の
デコーダおよび単一のＭＵＸによってアドレスすること
も可能である。
推定値の離散チャネルタップ成分から復元されると、第
２の離散信号は、第１の復元離散信号および離散チャネ
ルタップ成分のうちの１つから復元される。これについ
て以下に詳細に説明する。アドレスレジスタ２６０は、
メモリ（例えばランダムアクセスメモリ）内の復元離散
信号を含む部分を指定（アドレス）するために使用され
る。例えば、いったんアキュムレータ１７０が第１の復
元信号を含むと、アキュムレータ１７０の内容は、ＭＵ
Ｘ２００およびデータバス２２０を通じてアキュムレー
タ１７０から復元信号メモリ２１０に読み込むことが可
能である。記憶のための所望のメモリアドレス位置は、
ＭＵＸ２４０およびアドレスデコーダ２５０を通じてア
ドレスレジスタ２６０によって指示される。いったんこ
の第１の復元離散信号がメモリ２１０に記憶されると、
同じくＭＵＸ２４０およびアドレスデコーダ２５０を通
じてアドレスされるメモリの部分を指定するためにアド
レスレジスタ２３０を使用して、後でメモリ２１０から
読み出すことが可能である。この第１の復元離散信号
は、ＡＬＵ１３５に入力される。具体的には、データバ
ス２２０、ＭＵＸ１５５、排他的ＯＲゲート１６０およ
びＭＵＸ１６５を通じてＡＬＵ１３５の入力ポート１５
０に入力される。第２の離散信号を復元するため、第１
の復元離散信号が補数をとられずにゲート１６０によっ
て入力ポート１５０に送られるように、排他的ＯＲゲー
ト１６０の入力ポートに入力される他方の信号は「０」
からなる。当業者には理解されるように、アドレスレジ
スタ２３０は、既にアドレスレジスタ１１０、インクリ
メント１２０、およびＭＵＸ１０５について説明したの
と同様にして、インクリメント２７０およびＭＵＸ２８
０によってアドレスされる。第１の復元信号が入力ポー
ト１５０に入力されるのとほぼ同時に、Ｎ個のチャネル
タップのうちの１つがＡＬＵ１３５の入力ポート１４５
に入力される。これもまた、所望のチャネルタップ成分
の個々のメモリ位置を指定するためにアドレスレジスタ
１１０を使用することによって実行され、このチャネル
タップ成分はメモリ１００によって排他的ＯＲゲート１
２５に入力される。信号処理のこの時点では、第１の離
散信号を復元するための既に実行した信号処理とは異な
り、排他的ＯＲゲート１２５の他方の入力ポートに入力
される信号は「０」からなる。ここで、チャネルタップ
成分はＭＵＸ１３０を通じてシフトレジスタ１４０に入
力される。信号処理のこの時点では、シフトレジスタ１
４０は、チャネルタップ成分をシフトするために使用さ
れ、それによって、入力ポート１４５に入力される前に
乗算（２倍）を行う。こうして、第１の復元離散信号を
入力ポート１５０に入力し、チャネルタップ成分のうち
の１つの２倍を入力ポート１４５に入力することによっ
て、アキュムレータ１７０は、第２の復元離散信号を含
むことになる。また、上記のように、第１の復元離散信
号について既に説明したように、第２の復元離散信号
は、メモリ２１０内の指定されたメモリ位置に記憶され
る。いったん２個の復元離散信号がメモリ２１０に記憶
されると、上記のように、さらに２個の離散信号を復元
することが可能である。具体的には、第１および第２の
復元離散信号を入力ポート１５０に入力し、もう１つの
チャネルタップ成分が入力ポート１４５に入力すること
により、第３および第４の復元離散信号がアキュムレー
タ１７０において累算され、メモリ２１０のメモリ位置
に記憶される。理解されるように、アドレスレジスタ２
６０は、アキュムレータ１７０からメモリに転送される
復元離散信号の宛先メモリ位置アドレスを指示（指定）
するために使用され、一方、アドレスレジスタ２３０
は、メモリ２１０からＭＵＸ１５５を通じて入力ポート
１５０に入力される復元離散信号のメモリ位置アドレス
を指示（指定）するために使用される。しかし、図３に
おいてデータバス２２０、メモリ２１０、アドレスデコ
ーダ２５０、およびＭＵＸ２４０はそれぞれ、レジスタ
２３０および２６０によってアドレスされることの説明
を容易にするために複数のブロックによって示されてい
るが、ハードウェア実装においては、これらの要素は、
デュアルポートメモリ、または、デュアルポートランダ
ムアクセスメモリのように共用として、メモリからの読
み出しおよびメモリへの書き込みの両方に対して単一の
デコーダおよび単一のＭＵＸによってアドレスすること
も可能である。
【００２１】本発明による通信システムの受信端におい
て信号復元を実行する方法のもう１つの実施例では、第
１の離散信号を上記のように通信チャネルの推定値のＮ
個の離散チャネルタップ成分から復元した後、第１の復
元離散信号の補数をとることによって第２の離散信号を
復元することも可能である。これについて以下に詳述す
る。具体的には、いったん第１の復元離散信号がメモリ
２１０に記憶されると、上記のように、アドレスレジス
タ２３０は適当なメモリ位置を指定して、第１の復元離
散信号がＭＵＸ１５５、排他的ＯＲゲート１６０、およ
びＭＵＸ１６５を通じて入力ポート１５０に入力される
ようにする。しかし、この特定実施例では、他方の入力
信号として排他的ＯＲゲート１６０の他方の入力ポート
に「０」を入力するのではなく、「１」を入力する。従
って、ＭＵＸ１５５に入力される離散信号は補数がとら
れてＭＵＸ１６５に入力される。その後、補数をとった
第１の復元離散信号はＡＬＵ１３５の入力ポート１５０
に入力される。また、図３に示したように、ＭＵＸ１３
０およびシフタ１３０を通じて「０」を入力ポート１４
５に入力する。こうして、アキュムレータ１７０は、補
数をとった第１の復元離散信号を含み、これは、この特
定実施例では、第２の復元離散信号となる。また、この
第２の復元離散信号はさらにＭＵＸ２００を通じてメモ
リ２１０に記憶される。また、第２の復元離散信号を記
憶する適当なメモリ位置はアドレスレジスタ２６０によ
って指示され、これは、インクリメント／デクリメント
２９０およびＭＵＸ３００を用いて提供される。
て信号復元を実行する方法のもう１つの実施例では、第
１の離散信号を上記のように通信チャネルの推定値のＮ
個の離散チャネルタップ成分から復元した後、第１の復
元離散信号の補数をとることによって第２の離散信号を
復元することも可能である。これについて以下に詳述す
る。具体的には、いったん第１の復元離散信号がメモリ
２１０に記憶されると、上記のように、アドレスレジス
タ２３０は適当なメモリ位置を指定して、第１の復元離
散信号がＭＵＸ１５５、排他的ＯＲゲート１６０、およ
びＭＵＸ１６５を通じて入力ポート１５０に入力される
ようにする。しかし、この特定実施例では、他方の入力
信号として排他的ＯＲゲート１６０の他方の入力ポート
に「０」を入力するのではなく、「１」を入力する。従
って、ＭＵＸ１５５に入力される離散信号は補数がとら
れてＭＵＸ１６５に入力される。その後、補数をとった
第１の復元離散信号はＡＬＵ１３５の入力ポート１５０
に入力される。また、図３に示したように、ＭＵＸ１３
０およびシフタ１３０を通じて「０」を入力ポート１４
５に入力する。こうして、アキュムレータ１７０は、補
数をとった第１の復元離散信号を含み、これは、この特
定実施例では、第２の復元離散信号となる。また、この
第２の復元離散信号はさらにＭＵＸ２００を通じてメモ
リ２１０に記憶される。また、第２の復元離散信号を記
憶する適当なメモリ位置はアドレスレジスタ２６０によ
って指示され、これは、インクリメント／デクリメント
２９０およびＭＵＸ３００を用いて提供される。
【００２２】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、通
信システムの受信端において従来のアプローチに比べて
大幅に処理効率が高くなる。いったん第１の離散信号が
復元されれば、第２の離散信号は、従来のアプローチの
ハードウェア実装の場合のようにすべてのチャネル推定
値を読み出すのではなく、例えばメモリからの一度の読
み出しを実行することによって、復元した第１の離散信
号を用いて復元することが可能である。その１つの離散
チャネルタップ成分を読み出した後、例えば、当該離散
チャネルタップ成分の２倍と、復元した第１の離散信号
の重ね合わせを形成する。これは、従来技術に比べて、
計算量が少なくなるとともに、より効率的である。
信システムの受信端において従来のアプローチに比べて
大幅に処理効率が高くなる。いったん第１の離散信号が
復元されれば、第２の離散信号は、従来のアプローチの
ハードウェア実装の場合のようにすべてのチャネル推定
値を読み出すのではなく、例えばメモリからの一度の読
み出しを実行することによって、復元した第１の離散信
号を用いて復元することが可能である。その１つの離散
チャネルタップ成分を読み出した後、例えば、当該離散
チャネルタップ成分の２倍と、復元した第１の離散信号
の重ね合わせを形成する。これは、従来技術に比べて、
計算量が少なくなるとともに、より効率的である。
【図１】例えばＧＳＭ標準によって使用されるような、
同相−直交（Ｉ−Ｑ）平面内の複素変調信号としての二
進ディジタル信号の表現を示すＩ−Ｑ平面のプロット図
である。
同相−直交（Ｉ−Ｑ）平面内の複素変調信号としての二
進ディジタル信号の表現を示すＩ−Ｑ平面のプロット図
である。
【図２】例えばＧＳＭ標準によって使用されるような、
信号バースト（伝送）の実施例を説明する図である。
信号バースト（伝送）の実施例を説明する図である。
【図３】本発明による通信システムの受信端において信
号復元を実行するシステムの実施例を示すブロック図で
ある。
号復元を実行するシステムの実施例を示すブロック図で
ある。
１００ メモリ １０５ ＭＵＸ １１０ アドレスレジスタ １１５ アドレスデコーダ １２０ インクリメント １２５ 排他的ＯＲゲート １３０ ＭＵＸ １３５ 算術論理ユニット（ＡＬＵ） １４０ シフタ（シフトレジスタ） １４５ 入力ポート １５０ 入力ポート １５５ ＭＵＸ １６０ 排他的ＯＲゲート １６５ ＭＵＸ １７０ アキュムレータ ２００ ＭＵＸ ２１０ 再構成信号メモリ ２２０ データバス ２３０ アドレスレジスタ ２４０ ＭＵＸ ２５０ アドレスデコーダ ２６０ アドレスレジスタ ２７０ インクリメント ２８０ ＭＵＸ ２９０ インクリメント／デクリメント ３００ ＭＵＸ
Claims (19)
- 【請求項１】 Ｎを正整数として、通信システムの通信
チャネルにおいて受信した離散信号サンプルから得られ
少なくともＮ個の離散チャネルタップ成分を有する離散
チャネル推定値を用いて当該通信システムの受信端にお
いて信号復元を実行する方法において、 前記離散チャネル推定値のＮ個の離散チャネルタップ成
分を用いて第１の離散信号を復元する第１復元ステップ
と、 復元した第１の離散信号と、Ｎ個未満の離散チャネルタ
ップ成分とを用いて第２の離散信号を復元する第２復元
ステップとからなることを特徴とする信号復元方法。 - 【請求項２】 復元した第１の離散信号および復元した
第２の離散信号からなる復元離散信号の群から選択され
る復元離散信号を用いるとともに、前記少なくともＮ個
の離散チャネルタップ成分のうちの他のＮ個未満の離散
チャネルタップ成分を用いて、第３の離散信号を復元す
るステップをさらに有することを特徴とする請求項１の
方法。 - 【請求項３】 復元した第１の離散信号、復元した第２
の離散信号、および復元した第３の離散信号からなる復
元離散信号の群から選択される離散信号の補数をとるこ
とによって第４の離散信号を復元するステップをさらに
有することを特徴とする請求項２の方法。 - 【請求項４】 復元した第１の離散信号および復元した
第２の離散信号はそれぞれ、前記通信チャネルを通じて
無線通信システムの送信端から受信端へ二進ディジタル
信号を伝送するために使用される信号変調方式における
状態に対応することを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項５】 前記信号変調方式が最小位相シフトキー
イング（ＭＳＫ）変調であることを特徴とする請求項４
の方法。 - 【請求項６】 前記離散チャネル推定値がメモリに記憶
され、前記第１復元ステップが、 前記メモリからＮ個の離散チャネルタップ成分を読み出
すステップと、 各離散チャネルタップ成分ごとに、当該離散チャネルタ
ップ成分およびその補数からなる離散チャネルタップ成
分の群から選択される離散チャネルタップ成分を用い
て、Ｎ個の離散チャネルタップ成分の重ね合わせを累算
するステップとを含むことを特徴とする請求項１の方
法。 - 【請求項７】 Ｎ個の離散チャネルタップ成分の重ね合
わせが算術論理ユニット（ＡＬＵ）を用いて累算される
ことを特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項８】 Ｎ個の離散チャネルタップ成分の重ね合
わせがディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて累
算されることを特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項９】 Ｎ個の離散チャネルタップ成分の重ね合
わせが、当該Ｎ個の離散チャネルタップ成分の実数成分
および虚数成分をそれぞれ累算することによって累算さ
れることを特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項１０】 前記第２復元ステップが、 前記メモリからＮ個の離散チャネルタップ成分を読み出
すステップと、 復元した第１の離散信号と、前記Ｎ個の離散チャネルタ
ップ成分のうちの１つの離散チャネルタップ成分、その
補数、当該１つの離散チャネルタップ成分の２倍、およ
び当該補数の２倍からなる離散チャネルタップ成分の群
から選択される離散チャネルタップ成分との重ね合わせ
を累算するステップとを含むことを特徴とする請求項６
の方法。 - 【請求項１１】 第２復元ステップが、復元した第１の
離散信号と、Ｎ個の離散チャネルタップ成分のうちの１
つとを用いて第２の離散信号を復元するステップからな
ることを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項１２】 Ｎを正整数として、通信システムの通
信チャネルにおいて受信した離散信号サンプルから得ら
れ少なくともＮ個の離散チャネルタップ成分を有する離
散チャネル推定値を用いて当該通信システムの受信端に
おいて信号復元を実行する方法において、 前記離散チャネル推定値のＮ個の離散チャネルタップ成
分を用いて第１の離散信号を復元する第１復元ステップ
と、 復元した第１の離散信号の補数をとることによって第２
の離散信号を復元する第２復元ステップとからなること
を特徴とする信号復元方法。 - 【請求項１３】 復元した第１の離散信号および復元し
た第２の離散信号からなる復元離散信号の群から選択さ
れる復元離散信号を用いるとともに、前記少なくともＮ
個の離散チャネルタップ成分のうちの他の１個の離散チ
ャネルタップ成分を用いて、第３の離散信号を復元する
ステップをさらに有することを特徴とする請求項１２の
方法。 - 【請求項１４】 復元した第１の離散信号および復元し
た第２の離散信号はそれぞれ、前記通信チャネルを通じ
て無線通信システムの送信端から受信端へ二進ディジタ
ル信号を伝送するために使用される信号変調方式におけ
る状態に対応することを特徴とする請求項１２の方法。 - 【請求項１５】 前記信号変調方式が最小位相シフトキ
ーイング（ＭＳＫ）変調であることを特徴とする請求項
１４の方法。 - 【請求項１６】 前記離散チャネル推定値がメモリに記
憶され、前記第１復元ステップが、 前記メモリからＮ個の離散チャネルタップ成分を読み出
すステップと、 各離散チャネルタップ成分ごとに、当該離散チャネルタ
ップ成分およびその補数からなる離散チャネルタップ成
分の群から選択される離散チャネルタップ成分を用い
て、Ｎ個の離散チャネルタップ成分の重ね合わせを累算
するステップとを含むことを特徴とする請求項１２の方
法。 - 【請求項１７】 復元した第１の離散信号の補数をとる
ことが排他的ＯＲゲートを用いて実行されることを特徴
とする請求項１６の方法。 - 【請求項１８】 通信システムの受信端において信号復
元を実行する二進ディジタル信号処理システムにおい
て、当該システムは、 二進ディジタル信号プロセッサと、 Ｎを正整数として、第１の復元離散信号と、前記通信シ
ステムの離散チャネル推定値のＮ個の離散チャネルタッ
プ成分とを、所定のメモリ位置に記憶したメモリ（１０
０）と、 前記二進ディジタル信号プロセッサと前記メモリとを接
続する信号バスとからなり、 前記二進ディジタル信号プロセッサは、前記第１の復元
離散信号と、前記Ｎ個の離散チャネルタップ成分のうち
の１つとから第２の離散信号を復元することを特徴とす
るディジタル信号処理システム。 - 【請求項１９】 前記二進ディジタル信号プロセッサは
さらに、前記第１の復元離散信号の補数から第３の離散
信号を復元することを特徴とする請求項１８のシステ
ム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US401059 | 1995-03-08 | ||
| US08/401,059 US5592514A (en) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | Method of performing signal reconstruction at the receiving end of a communications system, such as for GSM |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08279832A true JPH08279832A (ja) | 1996-10-22 |
Family
ID=23586100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8050045A Pending JPH08279832A (ja) | 1995-03-08 | 1996-03-07 | 信号復元方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5592514A (ja) |
| EP (1) | EP0731585A1 (ja) |
| JP (1) | JPH08279832A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6522696B1 (en) | 1997-04-11 | 2003-02-18 | Agere Systems Inc. | Adaptive frequency correction in a wireless communications system, such as for GSM and IS54 |
| DE19733120A1 (de) * | 1997-07-31 | 1999-02-18 | Siemens Ag | Verfahren und Funkstation zur Datenübertragung |
| DE19733336A1 (de) * | 1997-08-01 | 1999-02-18 | Siemens Ag | Verfahren und Funkstation zur Datenübertragung |
| US6493399B1 (en) | 1998-03-05 | 2002-12-10 | University Of Delaware | Digital wireless communications systems that eliminates intersymbol interference (ISI) and multipath cancellation using a plurality of optimal ambiguity resistant precoders |
| FI104774B (fi) | 1998-03-23 | 2000-03-31 | Nokia Networks Oy | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi |
| DE60009262T2 (de) * | 2000-04-04 | 2004-08-05 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Verfahren zum Übertragen eines Wortes, das die Anzahl von Spreizcodes darstellt, die den mobilen Stationen bei einer Kommunikation mit einer Basisstation eines Funktelekommunikationssystems zugeteilt sind |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NO163120C (no) * | 1987-05-19 | 1990-04-04 | Sintef | Fremgangsmaate ved demodulasjon i digitale kommunikasjonssystemer med flerbane-propagasjon. |
| US5127051A (en) * | 1988-06-13 | 1992-06-30 | Itt Corporation | Adaptive modem for varying communication channel |
| DE3926277A1 (de) * | 1989-08-09 | 1991-02-14 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger fuer zeitvariant verzerrte datensignale |
| DE4001592A1 (de) * | 1989-10-25 | 1991-05-02 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger fuer digitales uebertragungssystem |
| US5263026A (en) * | 1991-06-27 | 1993-11-16 | Hughes Aircraft Company | Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver |
| US5297169A (en) * | 1991-06-28 | 1994-03-22 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Equalizer training in a radiotelephone system |
| SE469052B (sv) * | 1991-09-10 | 1993-05-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande att bilda ett kanalestimat foer en tidsvarierande radiokanal |
| US5414734A (en) * | 1993-01-06 | 1995-05-09 | Glenayre Electronics, Inc. | Compensation for multi-path interference using pilot symbols |
| US5467374A (en) * | 1993-10-29 | 1995-11-14 | General Electric Company | Low complexity adaptive equalizer for U.S. digital cellular radio receivers |
-
1995
- 1995-03-08 US US08/401,059 patent/US5592514A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-03-05 EP EP96301473A patent/EP0731585A1/en not_active Withdrawn
- 1996-03-07 JP JP8050045A patent/JPH08279832A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0731585A1 (en) | 1996-09-11 |
| US5592514A (en) | 1997-01-07 |
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