NO338913B1 - Aritmetisk LLR-krets og -fremgangsmåte, og sendeanordning og program - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse gjelder en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR - Log Likelihood Ratio) og en aritmetisk metode for med et logaritmisk sannsynlighetsforhold å beregne og avgi et logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR), og en sendeanordning som har en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold.

Ettersom etterspørselen etter høyere forsterkningsfaktor/feilkorreksjonskoder som skal anvendes på kommunikasjonssystemer har økt, er det i de senere år i økende grad blitt benyttet høyforsterkningskoder av en type for utførelse av iterativ dekoding ved hjelp av myk-desisjonskoder, slik som en turbo-(konvolusjons)-kode, LDPC-kode og turboproduktkode. Ettersom kommunikasjonsmengden øker uavhengig av overføringssystemer, slik som trådløse/kablede kommunikasjonssystemer eller lagringssystemer, slik som regist-reringsmedier, har også etterspørselen etter kommunikasjonssystemer med større kapasitet økt.

Inngangssignaler til en dekoder som brukes for sådanne høyforsterkningskoder er signaler betegnet LLR. Opprinnelig ble LLR for en kvadraturmodulasjon (Qu ad rat ure Amplitude Modulation - QAM) hvor signalpunktet er ordnet todimensjonalt, beregnet på grunnlag av kvadratdistansen for mottagningssignalpunktene uttrykt i to dimensjoner og alle signalpunkter (16 stykker i tilfellet av 16 QAM). Siden beregningen av kvadratdistansen er komplisert er det generelt blitt brukt en metode hvor en tabell beregnet og generert på forhånd ved hjelp av et program, er lagret i en lesehukommelse (ROM - Read Only Memory) eller i en logikk-krets (sannhetstabell) tilsvarende en lesehukommelse, og hvor et LLR beregnes med henvisning til den lagrede tabell (se f.eks. dokumentet " AHA Application Note Non-S<q>uaæ QAM Implementation for AHA 4540", AHA Inc.).

Som et apparat for beregning av LLR ved hjelp av en aritmetisk operasjon beskriver publisert JP-søknad nr. 2002-330188 en anordning som beregner et logaritmisk sannsynlighetsforhold for hver bit i modulerte signaler av M-type QAM, som skal overføres effektivt i et kommunikasjonssystem, i den hensikt å redusere den aritmetiske tid som behøves for LLR.

US 2005018789 A1 omhandler dekodingsteknikker i et trådløst kommunikasjonssystem der et logaritmisk sannsynlighetsforhold er beregnet på bakgrunn av to ulike dimensjonale signaler. US 2004001564 A1 angår space-time kodings og dekodingsteknikker for bredbåndskanaler innbefatter LLR beregning basert på en kombinasjon av soft- og hardbeslutninger for å redusere beregnings kompleksitetsnivå. EP 1677434 A1 beskriver en fremgangsmåte og en apparatur anvendt for en bedre ytelse i et MIMO system, der både en soft- og hardbeslutning kan understøtte LLR beregning ved deteksjon av mottatte symboler.

Problemer som skal løses ved hjelp av oppfinnelsen

Når en metode beskrevet i AHA-dokumentet brukes for å beregne LLR i et system som fordrer relatert LLR, blir en referansetabell som er blitt beregnet og skapt på forhånd lagret i en krets slik som en lesehukommelse (ROM) og et signal som inneholder motagnings-signalers punktkoordinater legges inn på adressen til kretsen, hvorved et LLR avgis.

Dersom metoden som henviser til tabellen beskrevet ovenfor anvendes på et system som bruker flernivåkvadraturmodulasjon (Quadrature Amplitude Modulation - QAM) blir antallet adressebiter i lesehukommelsen og antallet avgitte biter fra lesehukommelsen ekstremt stort, hvilket innebærer vanskeligheter med hensyn til montering på grunn av krets-størrelsen og forsinkelsestiden.

Særlig blir et mottagningssignals koordinatsignal på 2ch, hvor kvadraturmodulasjonen er demodulert, lagt inn i en lesehukommelse som lagrer tabellen beskrevet ovenfor, og lesehukommelsen avgir et LLR. I tilfellet av en flernivåmodulasjonsmetode uttrykkes et mottagningssignal ved hjelp av en mengde biter. Når i et sådant tilfelle LLR'er med hensyn til en mengde av biter tildelt et symbol skal avgis samtidig, blir også antallet avgitte biter fra lesehukommelsen stort.

I tilfellet av f.eks. 128 QAM og dersom en myk-desisjonsdel av en kvadraturkanal har 3 biter, uttrykkes et mottagningssignalpunkt med (4 + 3) x 2 = 14 biter, hvor også 4 biter av hard-desisjonsdelen er inkludert. Dersom et LLR for 1 bit inneholder 5 biter har LLR'ene for 7 biter som skal overføres i et symbol totalt 35 biter. For i dette tilfelle å konvergere mottagningssignalpunktet til LLR'er må det forberedes en lesehukommelse (ROM) for 14 biters tilførsel og 35 biters avgivelse, og for å realisere en sådan lesehukommelse blir kretsstørrelsen ekstremt stor. Siden tidsforsinkelsen fra tilførsel av adresse til avgivelse av data er lang, kan det heller ikke utføres en høyhastighetsoperasjon.

Med anordningen beskrevet i publisert JP-søknad nr. 2002-330188 for utførelse av aritmetiske operasjoner blir mengden av operasjoner redusert ved å bruke symmetriske egenskaper ved Gray-avbildning (samsvar mellom biter og symbol). Derfor kan denne ikke brukes på en modulasjonsmetode hvor antallet symboler er en odde annen potens, hvor de forutsatte betingelser for Gray-avbildning ikke er tilfredsstilt. Siden det endelige LLR beregnes ved kvadratdistanseutregning, blir størrelsen av den aritmetiske operasjon for å finne LLR'et fortsatt stor.

Det er et formål for foreliggende oppfinnelse å fremskaffe en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold, og en overføringsanordning og en aritmetisk metode for logaritmisk sannsynlighetsforhold, som er i stand til å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold ved høy hastighet samtidig som kretsstørrelsen og effektforbruket reduseres uansett modulasjonsmetode og LLR'ets bitnøyaktighet.

Midler for å løse problemene

I et første aspekt tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighets-forhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagnings-signalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, hvor den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold omfatter en første krets som avgrenser et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende en posisjon av mottagnings-signalpunktet, til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som inneholder en hard-desisjonsterskel for en bit, og en andre krets som avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.

I et andre aspekt tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en sendeanordning som omfatter en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighets-forhold beregnet på beregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagningssignalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, og hvor den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold omfatter en første krets som begrenser et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av et mottagnings-signalpunkt til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som innbefatter en hard-desisjonsterskelverdi for en bit, og en andre krets som avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.

I et tredje aspekt tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en aritmetisk metode for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighets-forhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagnings-signalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, og hvor et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet begrenses til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som innbefatter en hard-desisjonsterskelverdi for en bit, og avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.

Foretrukkede utførelesformer av oppfinnelsen er angitt i kravene 2-9.

Det beskrives en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om koordinatene for et mottagningssignalpunkt som skal tilføres et kommunikasjonssystem ved bruk av en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode, og som har som særtrekk at det verdiområde innenfor hvilket verdien av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet, er begrenset til spennvidden mellom nabosignalpunkter som inneholder bitenes hard-desisjonsterskelverdi.

Det beskrives en overføringsanordning som omfatter en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på beregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om koordinatene for et mottagningssignalpunkt som skal tilføres et kommunikasjonssystem ved å bruke en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode. Den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold har som kjennetegn at det verdiområde innenfor hvilket verdien av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet, er begrenset til spennvidden mellom nabosignalpunkter som inneholder bitenes hard-desisjonsterskelverdi.

Det beskrives en aritmetisk metode for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om koordinatene for et mottagningssignalpunkt som skal tilføres et kommunikasjonssystem ved å bruke en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode. Fremgangsmåten har som særtrekk at verdi-området innenfor hvilket verdien av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet, er begrenset til spennvidden mellom nabosignalpunkter som inneholder bitenes hard-desisjonsterskelverdi.

Virkningen av oppfinnelsen

I et kommunikasjonssystem som utnytter en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode blir i henhold til foreliggende oppfinnelse beregningen av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som opprinnelig utføres i to dimensjoner, løst opp i én dimensjon, slik at størrelsen av den aritmetiske operasjon kan reduseres betraktelig. Siden hele eller nærmest hele operasjonen på det logaritmiske sannsynlighetsforhold kan utføres ved hjelp av en aritmetisk logikkenhet er det intet behov for å bruke en lesehukommelse i stor skala, slik at kretsstørrelsen og effektforbruket kan reduseres uansett modulasjonsmetode og det logaritmiske sannsynlighetsforholds bitnøyaktighet. Ettersom kretsens operasjonshastighet kan forbedres kan det dessuten realiseres et kommunikasjonssystem med stor kapasitet. Følgelig blir det mulig å øke beregningshastigheten for det logaritmiske sannsynlighetsforhold samtidig som kretsstørrelsen reduseres.

Med en konfigurasjon for å utføre kvasi-Gray-koding når det brukes en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode hvor bitfeilraten blir minst mulig, er det videre også mulig å utføre LLR-utregning ved en høyere hastighet samtidig som kretsstørrelsen reduseres selv i det tilfelle hvor det brukes en kvadraturamplitude modulasjonsmetode som har signalpunkter med odde annen potens.

Det er vedføyd tegninger, på hvilke:

Fig. 1 er et blokkskjema som viser et eksempel på en utførelse av en aritmetisk krets for et logaritmisk sannsynlighetsforhold (en aritmetisk LLR-krets) i henhold til

foreliggende oppfinnelse,

fig. 2 er et blokkskjema som viser et eksempel på en kretskonfigurasjon av en LLR-omformer,

fig. 3 er en illustrasjon som viser et posisjonelt forhold mellom en LLR og et mottagningssignalpunkt i BPSK,

fig. 4 er en illustrasjon som viser et eksempel på et posisjonelt forhold mellom en LLR

og et mottagningssignalpunkt i 16 QAM,

fig. 5 er en illustrasjon som viser en Gray-kodende avbilding (avbildning av hard-desisjonsbiter) ved 16 QAM,

fig. 6er en illustrasjon som viser et eksempel hvor myk-desisjonsbitene er 3 biter,

fig. 7er et flytskjema som viser et eksempel på en behandling hvor en aritmetisk LLR-krets beregner en LLR,

fig. 8er en illustrasjon som viser et eksempel på LLR-områdeseksjoner med hensyn til

MSB for Pch,

fig. 9er en illustrasjon som viser et eksempel på LLR-områdeseksjoner med hensyn til

2SB (LSB) for Pch,

fig. 10er en illustrasjon som viser en avbildning av kvasi-Gray-koding når 32 QAM

brukes,

fig. 11 er en illustrasjon som viser et eksempel på LLR-områder for 3SB (venstre ende på 3 biter) ved 32 QAM,

fig. 12er en illustrasjon som viser et eksempel på et spesielt område som finnes når

det brukes en modulasjonsmetode hvor symboltallet er en odde annen potens,

fig. 13er et blokkskjema som viser et annet eksempel på konfigurasjonen av en aritmetisk LLR-krets, og

fig. 14er et blokkskjema som viser et annet eksempel på konfigurasjonen av en LLR-omformer.

Beste måte å utføre oppfinnelsen på

Nedenfor skal nå et utførelseseksempel på oppfinnelsen beskrives med henvisning til tegningene.

I et kommunikasjonssystem som gjennomfører modulasjon og demodulasjon uttrykkes et mottagningssignals punktkoordinater, som er en avgivelse fra en demodulator, som en kombinasjon av ortogonale signaler på to kanaler. I bitene (m+n) av signalet angir de øvre m biter et hard-desisjonssignal (biter som er i stand til å spesifisere et modulert symbol), mens de nedre n biter angir et myk-desisjonssignal (biter som angir symbolets mellomposisjon).

Som vist i fig. 1 og 13 omfatter en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold i henhold til et utførelseseksempel på oppfinnelsen som basiskonfigurasjon, første aritmetiske enheter 101A, 102A, 103A, 104C, 104D og 210 som er aritmetiske kretser for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighets-forhold for et mottagningssignal uttrykt i to dimensjoner og som er i stand til å bli løst opp i éndimensjonale signaler, idet kretsene mottar éndimensjonale signaler som tilføres dem og gjennomfører aritmetiske logikkoperasjoner ved å bruke informasjon om signalpunktkoordinatene for det éndimensjonale signal som er tilført, og andre utregningsenheter 101B, 102B, 103B, 104B, 104E og 201 som mottar det andre éndimensjonale signal tilført dem og gjennomfører en aritmetisk logikkoperasjon ved å bruke informasjon om signalpunktkoordinatene for det tilførte éndimensjonale signal, for derved å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold.

De første og andre beregningsenheter begrenser det verdiområde hvor verdien av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet, til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som innbefatter en bits hard-desisjonsterskel og beregner det endelige logaritmiske sannsynlighetsforhold.

I henhold til utførelseseksempelet på oppfinnelsen blir en beregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold som er utført todimensjonalt, løst opp i én dimensjon og størrelsen av beregningen kan reduseres betraktelig. Siden hele eller nærmest hele beregningen av det logiske sannsynlighetsforhold kan konfigureres ved hjelp av en aritmetisk logikkenhet er det ikke behov for å bruke en lesehukommelse i stor skala, slik at kretsstørrelsen og effektforbruket kan reduseres uansett modulasjonsmetode og det logiske sannsynlighetsforholds bitnøyaktighet. Ettersom operasjonshastigheten for kretsen kan forbedres kan det videre realiseres et kommunikasjonssystem med stor kapasitet. Som sådan kan et logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnes med høy hastighet samtidig som kretsstørrelsen reduseres.

Med en konfigurasjon for gjennomføring av kvasi-Gray-koding, slik at bitfeilraten blir minst mulig, er det videre mulig å gjøre kretsstørrelsen mindre og gjennomføre beregningen av LLR ved en høyere hastighet selv når det brukes en kvadraturamplitudemodulasjonsmetode som har signalpunkter med odde annen potens.

Første utførelseseksempel

Nå skal det beskrives en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som er optimal med hensyn til kvadraturamplitudemodulasjonsmetoden som har et signalpunkt med odde annen potens, som det første utførelseseksempel. Fig. 1 er et blokkskjema som viser et eksempel på konfigurasjonen av en aritmetisk krets for logisk sannsynlighets-forhold (aritmetisk LLR-krets) i henhold til det første utførelseseksempel på oppfinnelsen. I denne utførelse skal det beskrives en aritmetisk LLR-krets på 16 QAM, som et eksempel. Med dette utførelseseksempel antas det videre at antallet hard-desisjonsbiter ved 16 QAM er lik 2. Skjønt antallet myk-desisjonsbiter varierer avhengig av de fordrede egenskaper antas antallet myk-desisjonsbiter å være 3 biter i utførelseseksempelet. Videre er den aritmetiske LLR-krets vist i fig. 1 anordnet for en overføringsanordning for et trådløst mikrobølgekommunikasjonssystem som bruker QAM (kvardraturamplitudemodulasjons-metoden) som et eksempel.

Som vist i fig. 1 omfatter den aritmetiske LLR-krets områdepåvisende kretser 101A og 101B, LLR-kretser 102A og 102B, LLR-omformere 103A og 103B og LLR-omformere 104Aog 104B.

Legg merke til at dersom de områdepåvisende kretser 101A og 101B angis samlet eller en hvilken som helst av dem angis, kan de ganske enkelt bli angitt som en områdepåvisende krets 101. Dersom LLR-kretsene 102A og 102B angis samlet eller en hvilken som helst av dem angis, kan de likeledes ganske enkelt bli angitt som en LLR-krets 102. Dersom LLR-omformerene 103A og 103B angis samlet eller en hvilken som helst av dem angis, kan de likeledes ganske enkelt angis som en LLR-omformer 103. Dersom LLR-omformerene 104A og 104B angis samlet eller en hvilken som helst av dem angis, kan de likeledes ganske enkelt angis som en LLR-omformer 104.

Den områdepåvisende krets 101A tilføres en hard-desisjonsbit blant biter som angir P-aksekoordinatene for et mottagningssignalpunkt og på grunnlag av den tilførte hard-desisjonsbit påviser og avgir den områdepåvisende krets 101A et område på faseplanet hvor P-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet er tilstede.

Den områdepåvisende krets 101B tilføres en hard-desisjonsbit blant biter som angir Q-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet og på grunnlag av den tilførte hard-desisjonsbit påviser og avgir den områdepåvisende krets 101B et område på faseplanet hvor Q-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet er tilstede.

LLR-kretsen 102A tilføres en myk-desisjonsbit blant biter som angir P-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet, og på grunnlag av den tilførte myk-desisjonsbit beregner LLR-kretsen 102A et primært logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR).

LLR-kretsen 102B tilføres en myk-desisjonsbit blant biter som angir Q-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet og på grunnlag av den tilførte myk-desisjonsbit beregner LLR-kretsen 102B et primært logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR).

I dette utførelseseksempel er det avgitte signal fra LLR-kretsen 102 en primær LLR-verdi som bare avhenger av en myk-desisjonsbit. I utførelseseksempelet konverteres den primære LLR-verdi avgitt fra LLR-kretsen 102 med en hard-desisjonsbit, hvorved den endelige LLR-verdi beregnes.

LLR-omformerene 103 og 104 tilføres et utgangssignal (primær LLR) fra LLR-kretsen 102 og på grunnlag av avgivelsen (områdepåvisningsresultatet) fra den områdepåvisende krets 101 beregner LLR-omformerene 103 og 104 det endelige LLR.

I utførelseseksempelet anvendes et utgangssignal fra LLR-kretsen 102 sammen med en av de fire konverteringer, innbefattet (1) direkte avgivelse av utgangssignalet fra LLR-kretsen 102, (2) invertering og avgivelse av utgangssignalet fra LLR-kretsen 102, (3) erstatning av utgangssignalet med den forutbestemte største LLR-verdi og avgivelse av denne, og (4) erstatning av utgangssignalet med den forutbestemte minste LLR-verdi og avgivelse av denne, i samsvar med påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101. Deretter avgis signalet som den endelige LLR-verdi.

Fig. 2 er et blokkskjema som viser et eksempel på en kretskonfigurasjon av LLR-omformerene 103 og 104. Som vist i fig. 2 omfatter hver av LLR-omformerene 103 og 104 en seleksjonskrets 110 og en inverterer 111.

Invertereren 111 inverterer og avgir biten i utgangssignalet fra LLR-kretsen 102.

Seleksjonskretsen 110 tilføres et utgangssignal (primær LLR) fra LLR-kretsene 102, et utgangssignal fra LLR-kretsen 102 som er invertert ved hjelp av invertereren 111, den forutbestemt største LLR-verdi og den forutbestemt minste LLR-verdi. Avhengig av påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101 velger videre seleksjonskretsen 110 et hvilket som helst utgangssignal fra LLR-kretsen 102, utgangssignalet invertert ved hjelp av invertereren 111, den forutbestemte største LLR-verdi og den forutbestemte minste LLR-verdi, og avgir dette. Legg merke til at den forutbestemte største LLR-verdi og den forutbestemte minste LLR-verdi lagres på forhånd i en lagringsanordning, slik som f.eks. en hukommelse.

Ut fra posisjonen av mottagningssignalpunktet bestemmer den områdepåvisende krets 101 hvor mottagningssignalpunktet befinner seg blant de fire områder, innbefattet (1) et område hvor LLR varierer med en positiv helning som krysser terskelen for hard desisjon, (2) et område hvor LLR varierer med negativ helning som krysser terskelen for hard desisjon, (3) et område hvor LLR ikke varierer ved den største verdi uten å krysse terskelen for hard desisjon, og (4) et område hvor LLR ikke varierer ved den minste verdi uten å krysse terskelen for hard desisjon. Deretter avgir den områdepåvisende krets 101 et signal som tilsvarer bestemmelsesresultatet.

Legg merke til at den behandling som gjennomføres av den områdepåvisende krets 101, LLR-kretsen 102, LLR-omformerene 103 og 104 er fullstendig den samme i tilfellet av behandling av biter som angir P-aksekoordinatene og i tilfellet av behandling av biter som angir Q-aksekoordinatene.

I utførelseseksempelet tilføres den aritmetiske LLR-krets et mottagningssignal uttrykt i to dimensjoner og som kan oppløses i éndimensjonale signaler (P-aksesignal og Q-aksesignal). I den aritmetiske LLR-krets blir et éndimensjonalt signal (P-aksesignalet) som er utledet ved oppløsning av mottagningssignalet, tilført den områdepåvisende krets 101 A, LLR-kretsen 102A og LLR-omformerene 103A og 104A som er konfigurert som en første aritmetisk enhet for utregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR) ved å utføre en aritmetisk operasjon ved å bruke informasjon om signalpunktkoordinatene for det til-førte éndimensjonale signal. Videre blir det andre éndimensjonale signal (Q-aksesignalet) som er et éndimensjonalt signal utledet ved oppløsning av mottagningssignalene, tilført den områdepåvisende krets 101B, LLR-kretsen 102B og LLR-omformerene 103B og 104B som er konfigurert som en andre aritmetisk enhet for utregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR) ved å utføre en logisk aritmetisk operasjon ved å utnytte informasjon om signalpunktkoordinatene for det tilførte éndimensjonale signal. Med disse konfigurasjoner gjennomfører den aritmetiske LLR-krets hele eller nærmest hele den aritmetiske operasjon ved utregning av det logaritmiske sannsynlighetsforhold ved å gjennomføre en aritmetisk logisk operasjon ved hjelp av informasjon om mottagnings-signalpunktet.

Nå skal virkemåten beskrives. Før den spesifikke virkemåte av den aritmetiske LLR-krets skal en fremgangsmåte ved utregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR) beskrives.

I tilfellet av en kvadraturmodulasjonsmetode (QAM) med flere nivåer beregnes et LLR for hver av bitene tildelt et modulasjonssymbol. I f.eks. tilfellet av 16 QAM er 16 stykker av modulasjonssymbolene inkludert, mens 4 biter er tilordnet hvert symbol. I tilfellet av bruk av 16 QAM blir som sådan LLR'er for 4 biter beregnet ut fra ett mottagningssignal.

LLR-definisjon

Nedenfor skal det nå vises en fremgangsmåte ved beregning av LLR. Først skal det beskrives en fremgangsmåte ved beregning av et LLR i tilfellet av BPSK (Binary Phase Shift Keying) som er en éndimensjonal modulasjon. Dersom overføringssignalet er 2 verdier på ±1 og dette er éndimensjonal modulasjon, defineres LLR(Å) ved hjelp av den etterfølgende ligning:

I ligning 1 er P(xi = b| yi) en senere sannsynlighet hvor overføringssignalet er lik b når mottagningssignalet yi mottas, mens i er en endelse (eller indeks) som angir tiden.

Videre uttrykkes den senere sannsynlighet P(xi = b| yi) i forhold til varmestøyen, hvor amplituden blir normalfordelt ved å bruke ligning 2 og hvor støyeffekten er 52.

Derfor beregnes LLR(Å) ved å knytte den senere sannsynlighet vist i ligning 2 til ligning 1, slik som vist i ligning 3:

Antas det at 52 er en konstant verdi og at det sees bort fra proporsjonale konstanter, innbefattet 52, blir i ligning 3, LLR(Ai) selve mottagningssignalet (yi). Legg merke til at dersom en såkalt minstesum-algoritme ( min- sum) brukes som dekodende algoritme, vil det å sette 52 til en konstant aldri påvirke dekodingskarakteristikken. Selv om det brukes en algoritme forskjellig fra minstesum-algoritmen vil bare en liten forbedring i signal/støy-effektforholdet bringe feilraten utenfor det målbare område, ettersom korreksjonsevnen for den feilkorrigerende kode som er det aktuelle objekt, er høy. Følgelig er det fornuftig å forstå at 52 er konstant.

Fig. 3 viser det posisjonelle forhold mellom LLR og mottagningssignalpunktet i BPSK. Det antas at LLR uttrykkes som et 2'er komplement på en form som er egnet for operasjonen som gjøres av dekoderen i et senere trinn i den aritmetiske LLR-krets. Som den endelige avgivelse fra demodulatoren bestemmes i dette tilfelle mottagningsbiten til å være lik 0 dersom LLR etter demodulasjonen er 0 eller mer, og dersom LLR er en negativ verdi fastlegges mottagningsbiten til 1. Med andre ord blir MSB av LLR'et beslutningsresultatet. Legg merke til at håndteringen av LLR som 2'er komplement ikke er essensiell. Dersom LLR betraktes på en forskjøvet binær form vil polariteten bli motsatt.

Deretter utvides metoden ved beregning av LLR i tilfellet av bruk av den éndimensjonale modulasjonsmetode beskrevet ovenfor, til kvadraturmodulasjon (QAM eller todimensjonal modulasjonsmetode). Selv når det brukes en flernivå-QAM hvor en mengde biter tilsvarer et symbol, uttrykkes en bit med to verdier på ±1. Dersom det er en 16 QAM vil virkningen av alle 16 stykker av signalpunkter bli kalkulert for hver av de 4 biter ved hjelp av ligningen 2. Legg merke til at yi i ligning 2 uttrykkes ved hjelp av kvadraturkoordinater, slik at kvadratdistanseberegningen innen eksponenten i ligning 2 utføres todimensjonalt.

Skjønt utregningen av LLR beskrevet ovenfor ikke fordrer noen restriksjon med hensyn til avbildning er den umulig å beregne med en enkel form, slik som vist i ligning 3. Det er derfor ekstremt vanskelig å gjennomføre beregningen ved hjelp av en aritmetisk krets konstruert som maskinvare. Som sådan er det nødvendig å beregne LLR for alle mot-tagningssignalpunkter ved på forhånd å bruke en kalkulator og så lagre dem i en lesehukommelse (ROM) i form av en tabell.

Ettersom flernivåtallet for modulasjonen blir større, blir også antallet biter som angir et mottagningssignalpunkt og antallet biter tildelt et symbol større. For å avgi alle LLR'er for hvert symbol når mottagningssignalets punktkoordinater mates inn, blir derfor størrelsen av lesehukommelsen for lagring av LLR'er ekstremt stor, noe som ikke kan realiseres på en praktisk måte.

Som et eksempel på en krets som bruker en todimensjonal modulasjonsmetode beskriver et dokument " Product Specification AHA4551" (heretter betegnet dokument A) at AHA4541, som er en LSI for turboproduktkoden fremstilt av AHA Corp., U.S.A., kan understøtte inntil 256 QAM. Dokumentet A beskriver imidlertid ikke noen LLR-bereg-ningsmetode som brukes for LSI'en (AHA4541).

Videre beskriver dokumentet " AHA Application Note Non-S<q>uaæ QAM Implementation for AHA4540", som er et dokument som beskriver AHA4541 som er en LSI for turboproduktkode fremstilt av AHA Corp., U.S.A., i del 4.1, et program for beregning av et LLR. Dette dokument angir imidlertid ingen steder en operativ metode som er i stand til å bli gjennomført ved hjelp av maskinvare og kretskonfigurasjonen.

Som en metode for å realisere LLR-beregning med en enkel operasjon finnes det videre en som er beskrevet i publisert JP-søknad nr. 2002-330188: " Method and Apparatus for Bit Log Likelihood Ratio Operation of QAM Signal".

Den teknikk som er beskrevet i denne patentpublikasjon kalkulerer strengt et LLR på grunnlag av en LLR-definisjonsformel, ved hjelp av DSP (Digital Signal Processing LSI) og angir en metode for forenkling av LLR-beregningen. På den annen side kan metoden beskrevet i den publiserte patentsøknad i vesentlig grad redusere det opprinnelig nød-vendige antall operasjoner ved Gray-koding av avbildningen og utnytter den symmetriske egenskap.

Avbildning ved hjelp av Gray-koding kan imidlertid ikke realiseres med en modulasjonsmetode som har et antall signalpunkter lik en odde annen potens, slik som 128 QAM. Med hensyn til dette aspekt angir den publiserte patentsøknad at anvendelsesområdet er begrenset til det tilfelle hvor det brukes en modulasjonsmetode som tillater Gray-koding (Carnot-avbildning). Selv med metoden i den publiserte patentsøknad blir LLR som sådan beregnet som forskjellen i kvadratdistanse mellom et mottagningssignalpunkts posisjon og et signalpunkt som tilsvarer "0" og et signalpunkt som tilsvarer "1", slik at operasjonen fortsatt blir komplisert.

I det minste finnes det ikke en aritmetisk LLR-krets som kan realiseres med maskinvare og som understøtter QAM-modulasjonsmetoden når symboltallet er en odde annen potens. I tillegg er en aritmetisk LLR-krets ikke velkjent, som ikke fordrer en kvadratdistanse-beregning ved en QAM-modulasjonsmetode med en liketalls annen potens og som har samme konfigurasjon som den for metoden med en odde annen potens.

Derimot kan utførelseseksempelet understøtte QAM-modulasjonsmetoden når antallet symboler er en odde annen potens, og den realiserer en aritmetisk LLR-krets som kan oppnå en forenklet kretskonfigurasjon, selv for QAM-modulasjonsmetoden når antallet symboler er en liketalls annen potens.

Forenkling når antallet symboler er en liketalls annen potens

Nå skal forenkling beskrives for en kretskonfigurasjon av en aritmetisk LLR-krets når antallet symboler i et mottagningssignal er en liketalls annen potens. For å realisere en LLR-operasjon når antallet symboler er en liketalls annen potens med en krets av praktisk størrelse, er det nødvendig å bruke en aritmetisk krets som ikke er basert på et tabell-format, men på en forutbestemt regel. Heretter skal det beskrives en fremgangsmåte som i vesentlig grad forenkler LLR-operasjonen uten å forringe nøyaktigheten.

For å forenkle operasjonen gjøres først de to etterfølgende forutsetninger:

- Forutsetning a: Det kan forårsakes bitfeil og et område som er gjenstand for LLR-operasjonen begrenses til delen mellom to signalpunkter som tilsvarer to forskjellige

biter, og

- Forutsetning b: Avbildningen realiseres slik at selv et todimensjonalt signal kan selvstendig beregnes ut fra hvert av de éndimensjonale signaler.

Betydningen av disse to forutsetninger og deres begrensninger skal beskrives nedenfor.

Forutsetning a betyr at dersom distansen mellom signalpunkter er 2d er støyamplituden 2d eller mindre. Fig. 4 viser f.eks. et eksempel på det posisjonelle forhold mellom et LLR og mottagningssignalpunktet ved 16 QAM. Fig. 4A angir et eksempel på det posisjonelle forhold mellom et LLR og et mottagningssignalpunkt i tilfellet av Pch MSB, mens fig. 4B angir et eksempel på det posisjonelle forhold mellom et LLR og et mottagningssignalpunkt i tilfellet av Pch LSB.

I tilfellet av Pch MSB er det, slik som vist i fig. 4A, fire signalpunkter PO - P3. Som vist i fig. 4A veksler i tilfellet av Pch MSB bitverdien fra 0 til 1 mellom signalpunktene P1 til P2. Dersom det i dette tilfelle finnes et mottagningssignalpunkt mellom P1 og P2 kan sendesignalpunktet være P1 eller P2, og ettersom mottagningssignalpunktet er nærmere P1 avgjøres det at muligheten for at sendesignalpunktet er P1, er høy og at sendesignalpunktet aldri er PO eller P3.

I eksempelet vist i fig. 4A forårsakes det en bitfeil når støyamplituden overskrider d.

Dersom muligheten for å forårsake en bitfeil er omtrent 0,01 eller mindre, er muligheten for at amplituden av støyen i samsvar med normal fordeling overskrider 2d, lik omtrent 1x10 6. Når det er nødvendig å betrakte virkningen av støy som har en amplitude på 2d eller mer, er det blitt forårsaket et ekstremt stort antall feil mellom støy med amplitude på d til 2d og feilkorreksjon gir ingen gevinst. I så fall gir en feilkorreksjonsoperasjon ingen forbedring i feilraten.

Selv om det utføres en beregning på grunnlag av definisjonen av LLR hvor virkningen av alle signalpunkter betraktes, blir virkningen av signalpunkter forskjellig fra de nærmeste signalpunkter ekstremt liten, slik at virkningene ikke vil bli gjenspeilet i LLR-verdien som er kvantisert til omtrent 3-5 biter. Følgelig vil forutsetningen a ikke forringe nøyaktigheten ved feilkorreksjonsoperasjonen.

Som beskrevet ovenfor er det bare en del mellom signaler (den del hvor bitverdien veksler fra 0 til 1 eller fra 1 til 0 mellom to signaler) som tilsvarer forskjellige biter, hvor bitfeil kan oppstå, og informasjon om vissheten med hensyn til LLR er nødvendig. Utenfor denne del er det mulig at verdien av LLR er fast på en største eller minste verdi. Videre er det bare en del mellom signaler som krysser en desisjonsterskel på 0 og 1, hvor det er nødvendig å endre verdien av LLR i samsvar med mottagningssignalpunktets posisjon.

Nå skal forutsetningen b drøftes. En avbildning som realiserer betingelsene for forutsetningen b er en avbildning som utføres ved hjelp av Gray-koding som generelt brukes for å gjøre bitfeilraten optimal når den feilkorreksjonskode som er gjenstand for utfør-elseseksempelet benyttes. Som et eksempel beskriver også dokumentet A, som angir AHA4541 som en LSI for turboproduktkode fremstilt av AHA Corp., avbildning av Gray-koding.

Fig. 5 viser Gray-kodet avbildning av 16 QAM. Dersom avbildningen er Gray-kodet er Pch-biten felles i symbolene innrettet vertikalt (Q-akseretningen). Følgelig er det bare nødvendig å erstatte telleren i eksponenten i ligning 2 med verdier av annen potens av distansene A, B, med symbolene som tilsvarer bitene 0 og 1 som er nærmest mottagningssignalpunktene. Skjønt det i dette tilfelle generelt er en forskyvning C i Q-akseretningen elimineres denne når den legges inn i LLR-ligningen 1 ettersom forskyvningen C er felles for begge de to distanser. Antas det, slik som vist i fig. 6, at den ortogonale projeksjon av et mottagningssignalpunkt på en horisontal linje som knytter sammen to signalpunkter, er et punkt R og avstanden til signalpunktene 0 og 1 er henholdsvis Ap og Bp, blir telleren i eksponenten i ligning 2 som legges inn i ligning 1, slik som vist i ligning 4:

Som vist i ligning 4 kan et LLR endelig kalkuleres bare ut fra den ortogonale projeksjon (dvs. en kanalverdi) av mottagningssignalpunktet. Dette gjelder selvsagt også for Qch. Selv om LLR-beregningen er en todimensjonal modulasjonsmetode, kan modulasjonsmetoden på denne måte betraktes éndimensjonalt dersom den kan oppløses i to uav-hengige éndimensjonale signaler. Som sådan forstås det at et LLR lett kan beregnes ut fra koordinatene for mottagningssignalpunktet.

I tilfellet av QAM med flere nivåer er signalpunktfordelingene, hvor 0 og 1 er tildelt, forskjellige på grunn av bitnivåer (MSB, 2SB, ... LSB). Skjønt det er nødvendig å endre beregningskretsen på grunn av nivået av bitene som LLR skal beregnes for, har derfor bitnivået ingen relasjon dersom det betraktes innenfor det område hvor LLR-verdien varierer. Som sådan er kretsen felles for den del hvor LLR varierer tilsvarende koordinatene for mottagningssignalpunktet. Med andre ord er det bare nødvendig å endre avgivelsen fra den felles LLR-beregnende krets i samsvar med bitens nivå.

Som beskrevet ovenfor gir de to forutsetninger a og b virkningen av en betraktelig forenkling av beregningsprosedyren for LLR uten negativt å påvirke den aritmetiske nøyaktighet av LLR og friheten med hensyn til å realisere apparaturen i vesentlig grad. Ettersom det ikke er behov for å betrakte virkninger av et signalpunkt som ikke er et objekt, vil videre det relative posisjonsforhold mellom mottagningssignalpunktet og ved-kommende signalpunkt og forholdet til LLR-verdier, ikke avhenge av bitnivåer (MSB, 2SB,

... LSB).

Fig. 4 viser en tilstand av LLR-verdier i Pch ved 16 QAM. Med MSB er det en skråning på et sted (mellom P1 og P2). Med LSB er det videre to skråninger (mellom PO og P1 og mellom P2 og P3), og deres polariteter er innbyrdes motsatte. Nivået av skråningene er det samme for MSB og LSB. Dette er også tilfellet for Qch.

I fig. 4 er et LLR tilsvarende biten "0" innstilt til en største verdi, mens et LLR tilsvarende biten "1" er innstilt til en minste verdi. Dette skyldes at når den del av myk-desisjonsbiten som angir posisjonen av mottagningssignalpunktet sees som et toerkomplementuttrykk, sammenfaller MSB med bitens hard-desisjonsverdi. Grunnen til å betrakte uttrykket som et toerkomplement er at det er bekvemt når det utføres en numerisk verdioperasjon på grunnlag av LLR ved hjelp av en dekoder, slik at dette ikke er essensielt. Videre kan polariteten av LLR'et innstilles mens overensstemmelse med den omgivende krets tas i betraktning.

Ettersom LLR-verdier i området hvor LLR endrer seg tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet, blir de samme uansett verdien av hard-desisjonsbitene, kan LLR beregnes mens det bare refereres til myk-desisjonsbiten. Selv om antallet myk-desisjonsbiter f.eks. er lik 5, er det derfor høyst 32 "veier til LLR". Selv om denne del er skapt ved å bruke en lesehukommelse (ROM) kan kretsstørrelsen være ekstremt liten. Dersom det kan godtas at posisjonen mellom signalpunkter og LLR har et proporsjonalt forhold kan dessuten myk-desisjonssignalet for mottagningssignalet være LLR'et direkte, slik at det ikke behøves noen LLR-beregningskrets. Det betyr at LLR-kretsen 102 vist i fig. 1 kan skapes ved bare å bruke en forbindelse. Generelt kan tilstrekkelige karakteristikker oppnås med denne metode. Dersom det er ønskelig å endre LLR'ets forsterkningsfaktor er det bare nødvendig å endre LLR'ets helning ved å bruke en multiplekser inne i dekoderen som egentlig opererer på LLR'et, eller lignende.

For å fastsette LLR'ets verdi i samsvar med posisjonen av mottagningssignalpunktet og for å invertere LLR'et er det bare nødvendig å tilføre et signal generert ved invertering av utgangssignalet fra den LLR-beregnende krets 102 og tilføre fastsatte verdier (en minste verdi og en største verdi) til seleksjonskretsen 110.1 samsvar med avgivelsen fra den områdepåvisende krets velger og avgir så seleksjonskretsen 110 en hvilken som helst av tilførslene.

Siden Pch og Qch er like med hensyn til avbildning ved hjelp av Gray-koding kan videre de to samme kretser anvendes på henholdsvis Pch- og Qch-kanalen.

I betraktning av det som er sagt ovenfor kan den aritmetiske LLR-krets for 16 QAM konfigureres slik som vist i fig. 1 og 2.

Nå skal den spesifikke operasjon av den aritmetiske LLR krets beskrives. Fig. 7 er et flytskjema som viser et eksempel på en prosess ved beregning av LLR ved hjelp av den aritmetiske LLR-krets. Skjønt tilfellet av å beregne LLR på Pch-siden vil bli beskrevet nedenfor er tilfellet ved beregning av LLR på Qch-siden også det samme. Dette betyr at i beskrivelsen nedenfor kan beregning av LLR på Qch siden beskrives ved å erstatte den områdepåvisende krets 101A med den områdepåvisende krets 101B, erstatte LLR- kretsen 102A med LLR-kretsen 102B, erstatte LLR-omformerene 103A og 104A med LLR-omformerene 103B og 104B, og erstatte P-aksen med Q-aksen.

I prosessen hvor LLR beregnes tilføres først en hard-desisjonsbit blant biter som angir P-aksekoordinater for mottagningssignalpunktet til den områdepåvisende krets 101A i den aritmetiske LLR-krets. På grunnlag av den tilførte hard-desisjonsbit påviser så den områdepåvisende krets 101A et område i faseplanet hvor P-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet er tilstede (trinn S11). Deretter avgir den områdepåvisende krets 101A påvisningsresultatet om område i faseplanet til LLR-omformerene 103A og 104A.

I trinn S11 undersøker den områdepåvisende krets 101A særlig om det område i faseplanet hvor P-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet befinner seg, er (1) et område hvor LLR endrer seg med positiv helning som krysser hard-desisjonsterskelen, (2) et område hvor LLR endrer seg med negativ helning som krysser hard-desisjonsterskelen, (3) et område hvor LLR ikke krysser hard-desisjonsterskelen og ikke endrer seg ved den største verdi, eller (4) et område hvor LLR ikke krysser hard-desisjonsterskelen og ikke endrer seg ved den minste verdi, og deretter avgir den områdepåvisende krets 101A resultatet.

Videre tilføres LLR-kretsen 102A en myk-desisjonsbit blant bitene som angir P-aksekoordinatene for mottagningssignalpunktet. På grunnlag av den tilførte myk-desisjonsbit beregner så LLR-kretsen 102A det primære LLR (trinn S12). LLR-kretsen 102A avgir så det beregnede, primære LLR til LLR-omformerene 103A og 104A.

Seleksjonskretsene 110 i LLR-omformerene 103A og 104A tilføres utgangssignalet (det primære LLR) fra LLR-kretsen 102A, utgangssignalet fra LLR-kretsen 102A som er invertert ved hjelp av invertereren 111, den forutbestemte største LLR-verdi og den forutbestemte minste LLR-verdi. På grunnlag av påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101A velger så seleksjonskretsen 110 ut en størrelse blant utgangssignalet fra LLR-kretsen 102A, utgangssignalet invertert ved hjelp av invertereren 111, den forutbestemte største LLR-verdi og den forutbestemte minste LLR-verdi (trinn S13). Seleksjonskretsen 110 avgir så seleksjonsresultatet i trinn S13 som det endelige LLR (trinn S14).

Dersom påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101A er som i tilfellet 1 ovenfor, dvs. et område hvor LLR endrer seg med positiv helning som krysser hard-desisjonsterskelen, velger og avgir nærmere bestemt seleksjonskretsen 110 utgangssignalet fra LLR-kretsen 102 direkte. Dersom påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101A er som i tilfellet 2 ovenfor, dvs. et område hvor LLR endrer seg med negativ helning som krysser hard-desisjonsterskelen, velger og avgir seleksjonskretsen 110 utgangssignalet fra LLR-kretsen 102A som er invertert ved hjelp av invertereren 111. Dersom påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101A er som tilfellet 3 ovenfor, dvs. et område hvor LLR ikke krysser hard-desisjonsterskelen og ikke endrer seg ved den største verdi, velger og avgir seleksjonskretsen 110 den forutbestemte største LLR-verdi. Dersom påvisningsresultatet fra den områdepåvisende krets 101A er som i tilfellet 4 ovenfor, dvs. et område hvor LLR ikke krysser hard-desisjonsterskelen og ikke endrer seg ved den minste verdi, velger og avgir seleksjonskretsen 110 den forutbestemte minste LLR-verdi.

Gjennom prosessen beskrevet ovenfor beregner seleksjonskretsen 110 det myk-desisjonssignal som er vist éndimensjonalt mellom nabosignalpunkter over to (0, 1) desisjonsterskler som et logisk sannsynlighetsforhold direkte. Videre beregner seleksjonskretsen 110 myk-desisjonssignalet vist éndimensjonalt mellom nabosignalpunkter som ikke krysser de to (0, 1) desisjonsterskler som et logaritmisk sannsynlighetsforhold samtidig som det fastsettes til den forutbestemte største verdi eller den forutbestemte minste verdi i samsvar med signalpunktets posisjon i faseplanet.

Nå skal forskjellene mellom anordningen beskrevet i publisert JP-søknad nr. 2002-330188 og den aritmetiske LLR-krets vist i utførelseseksempelet omtales. I den publiserte søknad blir LLR-beregningen utført ved å bruke bare den ovenfor beskrevne forutsetning b. Skjønt det i utførelseseksempelet er vanlig å bruke et konsept hvor Gray-kodet avbildning kan betraktes éndimensjonalt når det ikke tas hensyn til forutsetningen a, beregner anordningen ifølge den publiserte patentsøknad LLR ved å bruke ligning 4. Derfor kan størrelsen av operasjonen for å beregne LLR ikke reduseres tilstrekkelig. I utførelses-eksempelet reduseres størrelsen av operasjonen mer enn med anordningen beskrevet i den publiserte patentsøknad uten i vesentlig grad å forringe karakteristikkene, nettopp på grunn av virkningen av forutsetning a.

Den aritmetiske metode gitt ovenfor skal nå beskrives nedenfor som et eksempel ved å bruke tilfellet med 16 QAM. Det forutsettes at koordinatene for mottagningssignalet uttrykkes som naturlige koder hvor hard-desisjonsbiten og den lavere myk-desisjonsbit er kombinert (i Pch er alle venstreender lik "0" mens alle høyreender er lik "1").

Først skal et LLR med hensyn til hard-desisjons-MSB på Pch beskrives. MSB på Pch er formet slik at 8 stykker i den høyre halvdel av signalpunktet er lik 1, mens 8 stykker i den venstre halvdel er lik 0 (se fig. 5). Derfor er den del som utgjør en desisjonsterskel for verdiene av MSB på Pch, Q-aksen.

Dersom mottagningssignalpunktet befinner seg til venstre for signalpunktlinjen på den umiddelbare venstre side av Q-aksen er det ingen mulighet for at sendesignalet er "1", slik at LLR'et får sin største verdi. Dersom mottagningssignalpunktet derimot er til høyre fra signalpunktlinjen på den umiddelbare høyre side av Q-aksen er det ingen mulighet for at sendesignalet er "0", slik at LLR'et får sin minste verdi. Siden en feil kan oppstå i Pch MSB bare når mottagningssignalpunktet ligger mellom signalpunkter over Q-aksen, behøves den LLR-verdi som tilsvarer posisjonen av mottagningssignalpunktet. Ettersom sannsynligheten er lav (sannsynligheter for at 0 og 1 er nær) når mottagningssignalpunktet er nær Q-aksen, blir den absolutte verdi av LLR mindre. Når mottagningssignalpunktet befinner seg i avstand fra Q-aksen blir sannsynligheten for at sendesignalet er "0" eller "1" større, slik at den absolutte verdi av LLR blir større.

Dersom myk-desisjonsbiten er LLR'et, er den et 2'er komplement og har en negativ verdi når den er større enn terskelen, mens den har en positiv verdi når den er mindre enn terskelen. Denne MSB sammenfaller med bitens hard-desisjonsverdi. Fig. 6 viser et tilfelle hvor myk-desisjonsbitene er 3 biter.

Fig. 8 anskueliggjør et eksempel som viser LLR-områdeseksjoner i forhold til MSB på Pch. Som vist i fig. 8 er det tre områder i LLR-områdeseksjonene med hensyn til MSB på Pch, innbefattet fra venstre side, et område 501 hvor LLR'et har sin største verdi, et område 502 hvor LLR'et endrer seg fra positiv til negativ og et område 503 hvor LLR'et har sin minste verdi.

Videre bestemmes LLR'et med hensyn til MSB på Qch også på samme måte som for MSB på Pch.

Nå skal LLR med hensyn til 2SB (2. signifikante bit, i dette tilfelle også LSB) på Pch beskrives. 2SB på Pch omfatter 0, 1, 1 og 0 fra signalpunktlinjen på venstre side, mens det er to deler som utgjør desisjonsterskler. Ved disse to posisjoner (mellom signalpunktene) endrer LLR seg, slik som tilfellet med MSB. Skjønt bitene er i rekkefølgen 0 og 1 ved terskelposisjonene på venstre side, slik som med MSB, er i dette tilfelle bitene i rekkefølgen 1 og 0 ved terskelposisjonene på høyre side , hvilket er det motsatte av rekkefølgen med MSB. Det er derfor nødvendig å endre polariteten av LLR'et ved to terskelposisjoner.

Siden ingen feil vil opptre mellom signalpunkter hvor begge biter er lik 1 innstilles LLR'et til den minste verdi (største negative absolutte verdi). Siden ingen feil vil opptre utenfra i forhold til de to linjer på begge sider i faseplanet, innstilles LLR'et til å få sin største verdi (største positive absolutte verdi) (se fig. 4B).

Fig. 9 anskueliggjør et eksempel som viser LLR-områdeseksjoner med hensyn til 2SB (LSB) på Pch. Som vist i fig. 9 har LLR-områdeseksjonene med hensyn til 2SB (LSB) på Pch fem områder, innbefattet fra venstre, et område 551 hvor LLR har den største verdi, et område 552 hvor LLR endres fra positiv til negativ, et område 553 hvor LLR har den minste verdi, et område 554 hvor LLR veksler fra negativ til positiv og et område 555 hvor LLR har den største verdi.

LLR med hensyn til 2SB på Qch innstilles på samme måte som for 2SB på Pch.

I tilfellet av anvendelse på en modulasjonsmetode hvor flernivåsignalpunkter er liketalls annen potenser (f. eks. 64 QAM, 256 QAM, osv.) er det bare nødvendig å legge til 3SB eller deretter, på lignende måte.

Med den kretskonfigurasjon av den aritmetiske LLR krets som er vist i utførelses-eksempelet vil kretsstørrelsen ikke bli endret særlig selv om modulasjonens flernivåtall øker. Ettersom flernivåtallet blir større blir derfor reduksjonsraten for kretsstørrelsen større sammenlignet med en kretskonfigurasjon for å realisere en krets for LLR-operasjon ved å bruke en lesehukommelse (ROM). Som sådan kan en aritmetisk LLR-krets realiseres uten behov for en lesehukommelse i stor skala uansett modulasjonsmetode. Følgelig er det lett å realisere høyhastighetsoperasjon sammenlignet med den relaterte kretskonfigurasjon for aritmetisk LLR-operasjon.

I henhold til utførelseseksempelet er det, slik som beskrevet ovenfor, mulig å oppløse LLR-beregningen som opprinnelig utfører todimensjonalt, til éndimensjonal utførelse og i stor grad redusere størrelsen av operasjonen i et kommunikasjonssystem som bruker QAM. Siden hele eller nærmest hele den aritmetiske LLR-operasjon kan utføres ved hjelp av en aritmetisk logikkenhet er det dessuten ikke behov for å bruke en lesehukommelse (ROM) i stor skala, og kretsstørrelsen og effektforbruket kan reduseres uansett modulasjonsmetode og LLR's bitnøyaktighet. Videre kan kretsens operasjonshastighet forbedres og følgelig kan det realiseres et kommunikasjonssystem med stor kapasitet. Følgelig er det mulig å realisere en LLR-beregning med høy hastighet samtidig som kretsstørrelsen reduseres.

Selv om elementene (101 A, 101B, 102A, 102B, 103A, 103B, 104A, 104B) som utgjør den aritmetiske LLR-krets vist i fig. 1 og 2 er konstruert som maskinvare, kan det også godtas å konstruere funksjonene som utføres av disse elementer, som programmer i form av programvare og få en datamaskin til å utføre disse programmer for derved å utføre prosessene som gjennomføres av en aritmetisk LLR-krets.

Det andre utførelseseksempel

Nå skal et andre utførelseseksempel på oppfinnelsen beskrives med henvisning til tegningene. Skjønt det første utførelseseksempel er blitt gitt i det tilfelle hvor antallet symboler er en liketalls av annen potens gjelder utførelseseksempelet det tilfelle hvor antallet symboler er en odde annen potens. Før den spesifikke konfigurasjon og virkemåte av den aritmetiske LLR-krets beskrives skal det først beskrives en fremgangsmåte ved beregning av LLR når antallet symboler er en odde annen potens. Gray-kodet avbildning kan realiseres bare når det brukes en kvadraturmodulasjonsmetode hvor antallet signalpunkter er en liketalls annen potens. Når det brukes en modulasjonsmetode hvor antallet signalpunkter er en odde annen potens (f.eks. 32 QAM, 128 QAM) kan Gray-koding ikke realiseres.

Det er imidlertid mulig å skape en avbildning hvor de deler hvor bitdifferansen (humming distance) mellom nabosignalpunkter er lik 2 eller mer, gjøres så få som mulig ved å bruke konseptet for Gray-koding. Heretter omtales dette som kvasi-Gray-koding i utførelses-eksempelet.

Fig. 10 er en avbildning som viser kvasi-Gray-koding i tilfellet av at det brukes 32 QAM. Med kvasi-Gray-kodingen er MSB (den høyeste bit) av de to ortogonale kanaler Gray-kodet. Videre kan også LSB (den laveste bit) også være Gray-kodet avhengig av flernivåtallet. Følgelig kan disse biter betraktes ved oppløsning i én dimensjon på samme måte som ved modulasjonsmetoden hvor antallet signalpunkter er en liketalls annen potens.

Skjønt de biter som ikke er Gray-kodet er ordnet to-dimensjonalt, kan antallet terskel-verdier på 0, 1-desisjon reduseres ved å behandle dem som den samme gruppe av biten når avbildningen bestemmes ved hjelp av konseptet med Gray-koding. Fig. 10 viser et eksempel på en avbildning av 32 QAM beregnet på grunnlag av dette konsept. I fig. 10 er hvert av tallene omgitt av et kvadrat, MSB. Videre er de som er posisjonert nær symbolet, 3 biter forskjellig fra MSB.

Fig. 11 anskueliggjør et eksempel på LLR-område for 3SB (venstre ende av 3 biter) ved

32 QAM. Som vist i fig. 11 blir 3SB ved 32 QAM ikke inndelt i en retning, hvilket er forskjellig fra tilfellet hvor hvert område blir Gray-kodet, men inndelt i de to retninger av P- og Q-aksen. Betraktes en del 605 i fig. 11 hvor områder inndelt i to retninger overlapper, er det nødvendig å beregne LLR mens informasjon om de to områder tas i betraktning. Heretter betegnes sådanne områder spesielle områder. Som vist i fig. 11 finnes det for 3SB ved 32 QAM fire spesielle området i faseplanet som hvert er plassert i hver kvadrant. Det finnes visse typer spesielle områder avhengig av forholdet til signalpunkter eller biter, og måten LLR-beregningen utføres på er forskjellig avhengig av typen av spesielt område.

Fig. 12 anskueliggjør eksempler på spesielle områder. I fig. 12 er det vist to typer spesielle områder som eksempel. Fig. 12A viser et tilfelle hvor signalpunkter finnes i fire kvadranter i det spesielle område hvor tre biter blant de fire biter av signalpunktet er de samme. Siden det spesielle område er inndelt i fire områder med en bit som er ett nivå lavere enn hard-desisjonsbiten, er tallene de samme som dem i kvadrantene for de ortogonale koordinater tilordnet de fire områder (se fig. 12C).

Først skal det tilfelle betraktes hvor mottagningssignalpunktet er tilstede i kvadrant 1.1 kvadrant 1 og kvadrant 2 er bitene 1, dvs. like, og ingen feil vil forårsakes. Siden bitene er ulike i kvadrant 1 og kvadrant 4 dvs. 1 og 0, kan det imidlertid oppstå en feil og myk-desisjonsverdien i Q-akseretningen blir LLR'et. Når mottagningssignalpunktet befinner seg i kvadrant 2 vil det ikke oppstå noen feil ettersom biten er den samme som i kvadrant 1 og 3, dvs. 1, slik at LLR'et blir den minste verdi. Når mottagningssignalpunktet befinner seg i kvadrant 3 er biten forskjellig fra den i kvadrant 4, dvs. 1 og 0, slik at myk-desisjonsverdien i P-akseretningen blir LLR'et.

Når mottagningssignalpunktet befinner seg i kvadrant 4, vil videre to LLR'er bli oppnådd fra myk-desisjonsverdiene i P-akseretningen og Q-akseretningen, siden bitene er 1 og 0 i kvadrant 1 og 3. Det av de to LLR'er som har den minste absolutte verdi (med høyere mulighet for feil) velges da som LLR'et.

Fig. 12B viser et tilfelle hvor signalpunkter er tilstede i bare tre hjørner av det spesielle område. Måten som det spesielle område inndeles på er den samme som den vist i fig. 12A. Ettersom to retninger kan betraktes når mottagningssignalpunktet finnes i kvadrant 1 og når signalpunktet finnes i kvadrant 3, blir det av de to LLR'er som har den minste absolutte verdi valgt. Siden det ikke er noen virkning fra fraværende signalpunkter når mottagningssignalpunktet er i kvadrant 2 og når mottagningssignalpunktet er i kvadrant 4, blir LLR oppnådd fra den ene retning hvor signalpunktet befinner seg.

Selv i et hvilket som helst spesielt område er det oppsummert mulig å definere signalbehandling i de fire eller tre kvadranter i området i henhold til reglene beskrevet nedenfor:

- Regel 1: Dersom bitene i to retninger (P-akseretningen og Q-akseretningen ) er de samme har LLR sin største eller minste verdi. - Regel 2: Dersom en bit i bare den ene retning (P-akseretningen eller Q-akseretningen) er forskjellig velges LLR i den retning hvor biten er forskjellig. - Regel 3: Dersom biter i begge de to retninger (P-akseretningen og Q-akseretningen) er forskjellig velges den som har den minste absolutte verdi av to LLR'er, som LLR.

- Regel 4: For en retning uten noe signalpunkt vil det ikke forårsakes noen bitfeil.

- Regel 5: Dersom mottagningssignalpunktet ligger i et område uten noe signalpunkt velges den LLR som har den minste absolutte verdi blant LLR'ene i P-akseretningen og Q-akseretningen.

For 4SB og 5SB (LSB) kan det oppnås et LLR i et spesielt område ved å anvende det samme konsept skjønt områdenes seksjoner er forskjellig. Som sådan kan LLR'er og alle biter beregnes ved hjelp av den aritmetiske krets sammen med MSB (for to kanaler) hvor Gray-koding er mulig.

Som beskrevet ovenfor foreligger det et spesielt område i tilfellet av 32 QAM, slik at det blir nødvendig å utføre områdedesisjon ved å bruke en lavere bit av hard-desisjonsbiten, og i det tilfelle at 32 QAM brukes, kan den aritmetiske LLR-krets konfigureres slik som vist i fig. 13 og 14.

Fig. 13 er et blokkskjema som viser et annet eksempel på konfigurasjonen av en aritmetisk LLR-krets, mens fig. 14 er et blokkskjema som viser et annet eksempel på konfigurasjonen av LLR-omformerene 104C, 104D og 104E. I dette utførelseseksempel omfatter, slik som vist i fig. 14 en aritmetisk LLR-krets en prosesseringskrets for et normalt område, som beregner LLR'er for det normale område som bare inneholder biter som er fullstendig Gray-kodet blant kvasi-Gray-kodede biter avgitt fra en kodeinnretning, og en prosesseringskrets for et spesielt område, som beregner LLR'er for et spesielt område som inneholder biter som ikke er fullstendig Gray-kodet blant kvasi-Gray-kodede biter avgitt fra en kodeinnretning.

Nå skal virkemåten av den aritmetiske LLR-krets vist i fig. 13 og 14 beskrives. Siden den er uttrykt som Gray-koder i MSB (P/Q 2 biter) er først virkemåten av den aritmetiske LLR-krets den samme som den for 16 QAM.

Når behandling av et normalt område skal utføres i tilfellet av 3 - 5SB (3 biter) kan den aritmetiske LLR-krets (1) avgi den største verdi (fastsatte verdi) av LLR, (2) avgi den minste verdi (fastsatte verdi) av LLR, (3) avgi LLR direkte dersom LLR's helning er positiv eller (4) generere og avgi et signal hvor alle biter i LLR er invertert dersom helningen av LLR er negativ. I dette tilfelle inkluderer LLR P-retningen og Q-retningen. På grunnlag av områdedesisjonsresultatet (2 biter) fra den områdepåvisende krets 201 velger den aritmetiske LLR-krets å avgi en hvilken som helst av punktene (1) - (4) ovenfor.

I dette tilfelle angir et områdedesisjonsresultat (REG_N) presisjonen ved spesifiseringen av et område omgitt av fire nabosignalpunkter. Videre gir et LLR informasjon som angir bare myk-desisjonsdelen blant bitene som angir mottagningssignalpunktet.

Når det utføres en prosess for et spesielt område kan den aritmetiske LLR-krets (1) avgi den største verdi (som kan være positiv eller negativ, idet polariteten bestemmes av bitstrengen (3 - 5SB)) av den absolutte verdi, (2) alltid avgi et LLR i P-retningen, (3) alltid avgi et LLR i Q-retningen, eller (4) avgi et LLR som har den minste absolutte verdi (min P |, I Q I)) av LLR'ene i P-retningen og Q-retningen ved å bruke en komparator for sammenligning av absolutte verdier av LLR. I dette tilfelle velger den aritmetiske LLR-krets en hvilken som helst av punktene (1) - (4) ovenfor på grunnlag kvadrantdesisjonsresultatet (REG_S) innenfor det spesielle område ved hjelp av den områdepåvisende krets 201. Legg merke til at de utvalgte signaler er på 4 biter ettersom det er fire kvadranter i hver av de fire spesielle områder. Videre kan polariteten være motsatt i avgivelsene (2) - (4).

Ettersom de spesielle områder er ulike i de respektive bitstrenger 3 - 5SB er en avgivelse av arealdesisjon med hensyn til det samme mottagningssignalpunkt ulik for hver bitstreng. Videre velger og avgir den aritmetiske LLR-krets et hvilket som helst av de to resultater (avgivelsen fra en prosesseringskrets i det normale område og avgivelsen fra en prosesseringskrets i det spesielle område) avhengig av det separerende signal for det normale område og det spesielle område. For en avgivelse som ikke velges av den aritmetiske LLR-krets kan i dette tilfelle et hvilket som helst signal avgis.

Arealdesisjonskretsen (den arealpåvisende krets 201) omfatter to typer kretser, dvs. DET 1 for bitstrenger i Gray-avbildning og DET 2 for bitstrenger som ikke er i en Gray-avbildning. Videre avgir DET 2 tre typer signaler, innbefattet REG_N for normalt område, REG_S for spesielt område og REG_N for separering av det normale og spesielle område.

Legg merke til at kretskonstruksjonen vist i utførelseseksempelet er et eksempel og at i den egentlige kretskonstruksjon finnes det en mengde måter å realisere aritmetiske LLR-kretser på, som er forskjellig fra den aritmetiske LLR-krets som er vist i utførelseseksem- pelet. I utførelseseksempelet er det normale område og det spesielle område beskrevet som å være adskilt fra hverandre, slik at den nødvendige signalbehandling lett forstås.

Ved anvendelse på en modulasjonsmetode hvor flernivåsignalpunkter er odde annen potenser (f.eks. 128 QAM, 512 QAM) er det bare nødvendig å innstille et LLR-område av bitstrenger som ikke kan være Gray-kodet med samme tenkemåte som beskrevet ovenfor. Med en modulasjonsmetode for 128 QAM eller mer (f.eks. 512 QAM) kan LSB (2 biter) også være Gray-kodet, hvilket kan realiseres med en krets som er enklere enn den for 32

QAM.

Med den kretskonfigurasjon av den aritmetiske LLR-krets som er vist i utførelseseksem-pelet vil kretsstørrelsen ikke endre seg vesentlig selv om modulasjonens flernivåtall blir større. Ettersom flernivåtallet blir større blir derfor reduksjonsraten for kretsstørrelsen større sammenlignet med en kretskonfigurasjon i tilfellet av realisering av en krets for LLR-operasjon ved hjelp av en lesehukommelse (ROM). Det blir derfor mulig å realisere en aritmetisk LLR-krets uten behov for en lesehukommelse i stor skala uansett modulasjonsmetode. Som sådan kan en høyhastighetsoperasjon lett realiseres sammenlignet med en relatert kretskonfigurasjon for LLR-operasjon.

Skjønt elementene (102A, 102B, 201, 103A, 103B, 104C, 104D, 104E, 112, 113 og 114) som utgjør den aritmetiske LLR-krets vist i fig. 13 og 14 er konstruert i form av maskinvare kan de funksjoner som utføres av disse elementer konstrueres som programmer i form av programvare for utførelse ved hjelp av en datamaskin, slik at den prosessering som gjennomføres av den aritmetiske LLR-krets utføres.

I samsvar med utførelseseksempelet er det, slik som beskrevet ovenfor, mulig å gjen-nomføre LLR-beregning ved en høyere hastighet samtidig som kretsstørrelsen reduseres ved å utføre kvasi-Gray-koding, selv om QAM har et signalpunkt av odde annen potens.

Legg merke til at den aritmetiske LLR-krets som er vist i hvert av utførelseseksemplene kan anvendes på feilkorreksjonskoder for iterativ dekoding av et myk-desisjonssignal og en dekoder for dette. Eksempler på sådanne koder som har vært kjent innbefatter turbo-(konvolusjons)-kode, TPC (turboproduktkode) og LDPC (Low-Density Parity-Check).

Når det brukes en aritmetisk LLR-krets som vist i hvert av utførelseseksemplene kan dessuten LLR brukes som et mål på en tilførsel til en utjevningskrets. Som sådan kan en aritmetisk LLR-krets vist i hvert av utførelseseksemplene brukes som en aritmetisk LLR- krets for et inngangssignal til en utjevningskrets med en sekvens for estimering av største sannsynlighet i tillegg til en feilkorreksjonskodedekoder.

I hvert av utførelseseksemplene kan videre den aritmetiske LLR-krets ha en lesehukommelse (ROM) som tilføres et myk-desisjonssignal vist éndimensjonalt mellom nabosignalpunkter som har to (0, 1) desisjonsterskler mellom seg og som avgir et logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på forhånd eller en utgangskrets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som inneholder en logikk-krets som tilsvarer denne. Videre er det også akseptabelt at en utgangskrets for logaritmisk sannsynlighetsforhold deles av alle mot-tagningssignalpunkter, slik at i samsvar med mottagningssignalpunktenes posisjon i faseplanet, kan en avgivelse av LLR leveres ved å bli erstattet med en fastsatt verdi.

Nå skal et annet utførelseseksempel på oppfinnelsen beskrives.

En aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold kan innstille samsvarforholdet mellom bit og symbol, slik at bitfeilraten blir minst mulig. Videre kan en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold innstille samsvarforholdet mellom bit og symbol når modulasjonsmetoden har signalpunkter med liketall annen potens til å være i en Gray-avbildning. Videre kan en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold innstille samsvarforholdet mellom bit og symbol når modulasjonsmetoden har signalpunkter med odde annen potens til å være i en kvasi-Gray-avbildning når bitfeilraten blir et minimum. Videre er det også akseptabelt at en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold kan utføre hele eller nesten hele operasjonen for beregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ved en logisk operasjon som utnytter informasjon om mottagningssignalets punktkoordinater.

Videre kan en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold avgi den del av myk-desisjonsbitene for 1CH blant informasjon om mottagningssignalets punktkoordinater angitt i 2CH direkte eller ved å invertere dem, som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer. Videre kan en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold avgi den største verdi eller minste verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold som det logaritmiske sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer. Dersom det finnes et område som ikke kan bestemmes bare på grunnlag av informasjon om hard-desisjonsbiten for 1CH blant informasjon om mottagningssignalers punktkoordinater vist i 2CH, er det også akseptabelt at det for et område hvor en bitfeil aldri vil bli forårsaket under betingelsene angitt i patentkrav 1, avgir den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold den største verdi eller minste verdi av det logaritmiske sannsynlig hetsforhold, mens for et område hvor bitfeil kan forårsakes, avgir den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold en myk-desisjonsbit med lavere sannsynlighet for 2CH.

I en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold kan det videre utføres seleksjon av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ved å bruke resultatet av en områdedesisjon basert på informasjon om hard-desisjonsbiten i 1CH i informasjonen om mottagningssignalets koordinater angitt i 2CH. I en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighets-forhold kan det videre utføres seleksjon av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ved å bruke resultatet av en områdedesisjon ved å henvise til biter som er et nivå lavere enn hard-desisjonen dersom det er et område hvor områdedesisjon ikke kan utføres bare på grunnlag av informasjon om hard-desisjonsbiten i 1HC av informasjonen om mottagningssignalets punktkoordinater angitt i 2CH. I en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold kan videre et logaritmisk sannsynlighetsforhold være et som er blitt konvertert fra en myk-desisjonsbit til en annen verdi.

En aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold (LLR) i henhold til utførelses-eksempelet refererer ikke til en forutbestemt tabell, men beregner en LLR direkte ut fra mottagningssignalers punktkoordinater ved hjelp av en aritmetisk operasjon ved å bruke faktisk tid. Sammenlignet med et tilfelle hvor en krets er konfigurert ved å bruke en lesehukommelse kan med en sådan konfigurasjon, kretsstørrelsen bli ekstremt liten og også høyhastighetsoperasjon bli realisert. Den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold i henhold til foreliggende oppfinnelse oppløser videre mottagningssignalers punktkoordinater i to dimensjoner til to éndimensjonale signaler og utfører LLR-operasjon på hver bit tildelt et symbol. Som sådan kan en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold også realiseres ved å bruke en liten krets med liten forsinkelse, slik som en seleksjonskrets, en stor og liten komparator eller en inverterer. Følgelig blir kretskonfigurasjonen forenklet ved å oppløse koordinatene for et mottagningssignalpunkt som opprinnelig er i to dimensjoner, i to éndimensjonale signaler. En modulasjonsmetode som kan anvendes på den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold i henhold til utførelseseksempelet har ingen innskrenkende betingelser med hensyn til antall symboler. Ettersom LLR selv forenkles innenfor det verdiområde som ikke påvirker feilkorreksjonens dekodingskarakteristikk fordres det ingen kvadratdistanseoperasjon.

Skjønt foreliggende oppfinnelse er blitt beskrevet med henvisning til utførelseseksempler er foreliggende oppfinnelse ikke begrenset til de ovenfor beskrevne utførelseseksempler. Konfigurasjonen av og detaljene ved foreliggende oppfinnelse kan modifiseres innenfor omfanget av foreliggende oppfinnelse på forskjellige måter som kan forstås av fagfolk på området.

Foreliggende søknad krever prioritet på grunnlag av JP-patentsøknad nr. 2006-266523 innlevert 29 september 2006, hvis hele beskrivelse er innlemmet her.

Industriell anvendelighet

Foreliggende oppfinnelse anvendes på kommunikasjonssystemer som benytter kvadratur-modulasjonsmetoder på flere nivåer (Quadrature Amplitude Modulation methods) og kan anvendes på en LLR-beregnende krets som beregner et logaritmisk sannsynlighetsforhold som tjener som inngangssignal til en feilkorreksjonsdekoder og en utjevner.

Liste over henvisningstall

101A, 101B områdepåvisende krets

102A, 102B LLR-krets

103A, 103B, 104A, 104B LLR-omformer

110 seleksjonskrets

111 inverterer

Claims (11)

1. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagnings-signalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, hvor den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold omfatter: en første krets (101) som avgrenser et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende en posisjon av mottagnings-signalpunktet, til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som inneholder en hard-desisjonsterskel for en bit; og en andre krets (110) som avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.

2. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 1, og hvor kretsen innstiller en tilhørende sammenheng mellom en bit og et symbol, slik at bitfeilraten blir minst mulig.

3. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 1, og hvor kretsen innstiller en tilsvarende sammenheng mellom en bit og et symbol når modulasjonsmetoden har signalpunkter med liketall annen potens i en Gray-avbildning.

4. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 1, og hvor kretsen innstiller en tilsvarende sammenheng mellom en bit og et symbol når modulasjonsmetoden har signalpunkter med oddetall annen potens i en kvasi-Gray-avbildning hvor bitfeilraten blir minst mulig.

5. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 2, og hvor kretsen avgir en myk-desisjonsbit for 1CH innbefattet i informasjonen om koordinaten for mottagningssignalpunktet uttrykt i 2CH direkte eller i en invertert tilstand som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighets-forhold varierer.

6. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 2, og hvor kretsen, når det er et område hvor det er umulig å gjennomføre områdeavgjørelse bare basert på informasjon om en hard-desisjonsbit for 1CH innbefattet i informasjonen om koordinatene for mottagningssignalpunktet uttrykt i 2CH, avgir en største verdi eller minste verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold i et område hvor ingen bitfeil er blitt forårsaket og en myk-desisjonsbit av CH som har lavere sannsynlighet i 2CH i et område hvor en bitfeilrate kan være forårsaket, under betingelsen i henhold til krav 1.

7. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 5, og hvor seleksjon av logaritmisk sannsynlighetsforhold bruker resultatet av en områdeavgjørelse gjennomført på grunnlag av informasjon om hard-desisjonsbiten for 1CH innbefattet i informasjonen om koordinaten for mottagningssignalpunktet uttrykt i 2CH.

8. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 6, og hvor seleksjon av logaritmisk sannsynlighetsforhold bruker resultatet av en områdeavgjørelse ved å referere til en lavordens bit av hard-desisjonen når det er et område hvor det er umulig å gjennomføre områdeavgjørelse bare på grunnlag av informasjonen om hard-desisjonsbiten for 1CH innbefattet i informasjonen om koordinaten for mottagnings-signalpunktet uttrykt i 2CH.

9. Aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold som angitt i krav 5 eller 6, og hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold konverteres fra en myk-desisjonsbit til en annen verdi.

10. Sendeanordning som omfatter en aritmetisk krets for logaritmisk sannsynlighets-forhold beregnet på beregning av et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagningssignalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, og hvor den aritmetiske krets for logaritmisk sannsynlighetsforhold omfatter: en første krets (101) som begrenser et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold varierer tilsvarende posisjonen av et mottagnings-signalpunkt til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som innbefatter en hard-desisjonsterskelverdi for en bit, og en andre krets (110) som avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.

11. Aritmetisk metode for logaritmisk sannsynlighetsforhold beregnet på å beregne et logaritmisk sannsynlighetsforhold ut fra informasjon om en koordinat for et mottagnings-signalpunkt som skal anvendes på et kommunikasjonssystem ved å bruke en metode for kvadraturamplitudemodulasjon, og hvor et verdiområde innenfor hvilket en verdi av det logaritmiske sannsynlighetsforhold tilsvarende posisjonen av mottagningssignalpunktet begrenses til en spennvidde mellom nabosignalpunkter som innbefatter en hard-desisjonsterskelverdi for en bit, og avgir en største verdi eller en minste verdi av det logaritmiske sannsynlighets-forhold som et logaritmisk sannsynlighetsforhold for et område hvor det logaritmiske sannsynlighetsforhold ikke varierer.