NO334254B1

NO334254B1 - Måling av kanalstatusinformasjon CSI i et telekommunikasjonssystem

Info

Publication number: NO334254B1
Application number: NO20024634A
Authority: NO
Inventors: Mark S Wallace; Jay Rod Walton; Ahmad Jalali
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2014-01-20
Also published as: DK2237440T3; EP1269665B1; CA2690245A1; EP1628419A3; JP5122714B2; DK1628419T3; AU2005202708A1; BR0109693A; IL195020A; NO335325B1; CA2402152C; ATE534198T1; MXPA02009370A; RU2002129011A; EP1628419B1; JP2005341603A; EP1758267B1; EP2779478A1; EP2237440A2; IL151397A0

Description

Oppfinnelsens bakgrunn

I. Oppfinnelsens tekniske område

Denne oppfinnelse gjelder kommunikasjon, nærmere bestemt måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon i et høyeffektivt og høyytelses kommunikasjonssystem.

II. Gjennomgåelse av den kjente teknikk

Et moderne trådløst kommunikasjonssystem trengs for å arbeide via kanaler som er utsatt for svekking (fading) og flerveisoverføring. Et slikt system er det kodedelte multippelaksess-system (CDMA) som arbeider i samsvar med standarden "TIA/EIA/IS-95 Mobile station-base station compatibility standard for dual-mode wideband spread spectrum cellular system", heretter kalt standarden IS-95. Et slikt CDMA-system vil kunne håndtere over-føring av tale og generelle data mellom brukere via jordrelaterte forbindelsesveier. Bruken av CDMA-teknikk i kommunikasjonssystemer med multippelaksess eller flertilgang er for øvrig gjennomgått i våre patenter US 4 901 307 med tittel "Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters" og US 5 103 459 med tittel "System and method for generating waveforms in a CDMA cellular telephone system".

Et IS-95-system kan arbeide effektivt ved å estimere kanalparametre i en mottakerenhet og bruke disse estimerte parametre for demodulasjon av et mottatt signal. Systemet gjør slik kanalestimering effektiv ved å kreve sending av et pilotsignal fra hver eneste basestasjon i systemet. Dette pilotsignal er en gjentatt sekvens av kvasitilfeldig støytype (PN) og kjent av mottakerenheten. Korrelasjon av dette mottatte pilotsignal med et lokalt replika av pilotsignalet muliggjør for mottakeren å estimere kanalens komplekse pulsrespons og innregulere demodulatorparametrene tilsvarende. For systemparametrene og bølgeformen ifølge IS-95 er det imidlertid ikke nødvendig eller gunstig å rapportere om informasjonen vedrørende kanalbetingelsene og målt av mottakerenheten, tilbake til senderenheten.

På bakgrunn av det stadig voksende behov for trådløs kommunikasjon vil det være ønskelig å komme frem til et kommunikasjonssystem for trådløs overføring hvor effektiviteten er øket og ytelsen maksimal. En type av et slik system er systemet MIMO (multippelinngang/multippelutgang) som bruker flere senderantenner for å sende signaler via en utbredelseskanal til tilsvarende flere mottakerantenner. Som i systemer med lavere ytelse underlegges utbredelsen i kanalen også i et MIMO-system ulike virkninger som kan arte seg som flerveisoverføring og forstyrrelser fra signalene som sendes fra nærliggende antenner. Flerveisoverføring finner sted når et sendt signal ankommer i en mottakerenhet via ulike utbredelsesveier og slik at signalene får ulik ankomsttid. Når signalene kommer inn på denne måte kan signalkomponenter også kombineres destruktivt, og dette kalles gjerne fading. For å bedre effektiviteten og redusere kompleksiteten i et slikt MIMO-system kan informasjon vedrørende karakteristikken for utbredelseskanalen også sendes tilbake til senderenheten for å forhåndsbehandle signalene før utsendelsen.

En forhåndsbehandling av signalet kan imidlertid være vanskelig når utbredelseskanalens karakteristiske egenskaper endrer seg raskt. Kanalresponsen kan endre seg over tid på grunn av at mottakerenheten forflytter seg eller på grunn av endringer i omgivelsene rundt denne. Har man et mobilt miljø som altså endrer seg etter hvor det er vil en optimal ytelse kreve at informasjonen som gjelder kanalkarakteristikken, så som fading og interferensopplysninger kan finnes og sendes raskt tilbake til senderenheten før disse kanalkarakteristika endrer seg vesentlig. Siden forsinkelse i forbindelse med måling og rapportering vil øke med kompleksiteten reduseres samtidig utnyttelsen av kanalresponsin-formasjonen. Det er altså i dag et behov for effektive teknikker som skal kunne gi rask bestemmelse slike kanalkarakteristika.

US5914933A beskriver en overføringsmetode i et gruppert OFDM kommunikasjonssystem som omfatter generering av flere pilotsignaler, sending av disse over en utbredelseskanal mellom en senderenhet og flere mottakerenheter. Senderenheten omfatter minst en senderantenne og hver av mottakerenhetene omfatter en mottakerantenne. Utbredelseskanalen omfatter flere subkanaler mellom senderenheten og mottakerenhetene, mottaking av pilotsignalene i hver av mottakerenhetene, bestemmelse av et sett transmisjonskarakteristika for subkanalene ved å bruke pilotsignalene som mottas i hver av mottakerenhetene, rapportering av et informasjonssignal fra mottakerenhetene til senderenheten, idet dette signalet fører settet av transmisjonskarakteristika for minst en av subkanalene, og optimalisering av et sett transmisjonsparametere i senderenheten, basert på informasjonssignalet.

Kort gjennomgåelse av oppfinnelsen

Denne oppfinnelse gjelder en fremgangsmåte og et apparat for måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon i et høyeffektivt og høyytelses kommunikasjonssystem, og fremgangsmåten omfatter særlig: Generering av flere pilotsignaler, sending av disse pilotsignaler via en utbredelseskanal mellom en senderenhet og flere mottakerenheter, idet senderenheten omfatter minst én senderantenne og samtlige mottakerenheter omfatter minst én mottakerantenne, mens utbredelseskanalen omfatter flere subkanaler mellom senderenheten og mottakerenhetene, mottaking av minst ett av pilotsignalene i sin respektive mottakerenhet, bestemmelse av et sett transmisjonskarakteristika for minst én av subkanalene, idet bestemmelsen av disse karakteristika bruker minst ett av pilotsignalene som mottas i sin respektive mottakerenhet, rapportering av et informasjonssignal fira hver mottakerenhet, til senderenheten, idet informasjonssignalet bærer settet karakteristika for minst én av subkanalene, og optimalisering av et sett transmisjonsparametre i senderenheten, basert på informasjonssignalet.

I et særskilt aspekt av oppfinnelsen sendes pilotsymboler via flere ikke sammen-koplede subkanalsett av typen OFDM, og når disse pilotsymboler sendes slik vil karakteris tika for utbredelseskanalen kunne bestemmes ved hjelp av et sett med antallet K subkanaler som fører pilotsymbolene, idet størrelsen K er mindre enn antallet subkanaler av typen OFDM i systemet. I tillegg til å sende pilotsymboler over slike subkanaler kan systemet sende en tidsdomenepilotsekvens som kan brukes til å bestemme karakteristiske egenskaper hos utbredelseskanalen. Sammen med genereringen og sendingen av pilotsymboler gjelder et aspekt av oppfinnelsen konklusjon av den informasjonsmengde som er nødvendig for å rekonstruere utbredelseskanalens karakteristiske egenskaper.

For øvrig henvises til de vedføyde patentkrav.

Kort gjennomgåelse av tegningene

De enkelte trekk ved oppfinnelsen, dens natur og fordeler vil fremgå av detaljbeskrivelsen nedenfor, og denne bør studeres i sammenheng med tegningene hvor samme henvisningstall kan gå igjen fra figur til figur og hvor: - fig. IA viser et skjema over et kommunikasjonssystem av den allerede nevnte type

MIMO,

- fig. IB viser et skjema over et slikt MIMO-system som er basert på OFDM og har tilbakekopling vedrørende kanalstatusinformasjonen, - fig. 1C viser et skjema over et typisk OFDM-pilotsignal for bruk til å gi et estimat for denne statusinformasjon, - fig. 2 viser et skjema over et bestemt eksempel på transmisjon fra en senderantenne i en senderenhet, - fig. 3 viser et blokkskjema over en dataprosessor og en modulator tilhørende systemet vist på fig. IA, - fig. 4A og 4B viser blokkskjemaer over to versjoner av en kanaldataprosessor som kan brukes for behandling av en datastrøm i en bestemt kanal, for eksempel for

styring/kontroll, kringkasting, tale eller trafikk,

- fig. 5A-5C viser blokkskjemaer over prosessorenheter for bruk til å generere det sendersignal som er vist på fig. 2, - fig. 6 viser et blokkskjema over en mottakerenhet med flere mottakerantenner, for å motta en eller flere kanaldatastrømmer, og - fig. 7 viser pilotsignaler som illustrerer den spektrale effektivitet som kan oppnås ved enkelte av driftsmodiene i et kommunikasjonssystem i samsvar med en utførelse av oppfinnelsen.

Detaljbeskrivelse av bestemte utførelser

Fig. IA viser et skjema over et kommunikasjonssystem 100 for multippel-inngang/multippelutgang (MIMO) og i stand til å utføre enkelte utførelser av oppfinnelsen. Systemet 100 kan være satt opp for å tilveiebringe en kombinasjon av antenne-, frekvens- og tidsdiversitet for å øke den spektrale utnyttelse, ytelsen og bedre fleksibiliteten. Øket spektral utnyttelse eller effektivitet kjennetegnes ved muligheten å overføre flere digitalsifre per sekund per Hertz (b/s/Hz) når og hvor det er mulig, for bedre å få utnyttet den tilgjengelige systembåndbredde. Teknikker for å bedre den spektrale utnyttelse er beskrevet i detalj nedenfor. Bedret ytelse kan for eksempel kvantiseres ved lavere sifferfeilhyppighet (BER) eller rammefeilhyppighet (FER) for et gitt forhold (C/I), også benevnt nytteforholdet og i realiteten forholdet mellom den informasjonsbærende del (bæreren) og samlet for-styrrelse i form av støy pluss interferens. Bedret fleksibilitet kjennetegnes ved muligheten å kunne betjene en rekke brukere som har ulike og typisk<*>disparate krav. Disse mål kan delvis nås ved å bruke flerbærermodulasjon, tidsdelt multipleksbehandling (TDM), flere sender- og/eller mottakerantenner og annen teknikk. De enkelte trekk ved oppfinnelsen og tilhørende fordeler og aspekter ved denne vil fremgå av beskrivelsen nedenfor.

Som vist på fig. IA omfatter systemet 100 et første undersystem 110 i kommunikasjon med et andre undersystem 120. Det første undersystem omfatter en dataprosessor 112 på sendersiden og som 1) mottar eller genererer data, 2) prosesserer disse data for å tilveiebringe diversitet for antenne-, frekvens- eller tidsfordeling, eller en kombinasjon av dette, og 3) tilveiebringer prosesserte modulasjonssymboler til flere modulatorer 114a-114t. Hver modulator 114 behandler modulasjonssymbolene videre og genererer høyfrekvenssignaler (RF) på modulert form og egnet for transmisjon. Disse modulerte signaler fira modulatorene 114 sendes fira sine respektive antenner 116a-116t via kommunikasjonsveier 118 til det andre undersystem 120.

På fig. IA omfatter systemet 120 flere mottakerantenner 122a-122r for opptak av de overførte signaler og videreformidling av dem til sine respektive demodulatorer 124a-124r. Som vist på fig. IA kan hver enkelt mottakerantenne 122 motta signaler fra en eller flere senderantenner 116 i avhengighet av flere faktorer så som for eksempel den drifts-modus som brukes i det første undersystem 110, antennenes direktivitet på sender- og mottakersiden, de enkelte karakteristiske egenskaper hos kommunikasjonsveiene og annet. Hver demodulator 124 demodulerer de respektive mottatte signaler ved hjelp av et demodulasjonsskjema som er komplementært med modulasjonsskkjemaet som brukes på sendersiden. De demodulerte symboler fira demodulatorene 124a-124r går deretter til en dataprosessor 126 (på mottakersiden) og som videre prosesserer symbolene for å generere utgangsdata. Dataprosesseringen i sender- og mottakerenheten skal nå beskrives i nærmere detalj.

Fig. IA viser bare foroverkanaltransmisjonen fra undersystemet 110 til undersystemet 120. En slik oppsetting kan brukes for datakringkasting og andre anvendelser for enveis datatransmisjon. I et bidireksjonalt kommunikasjonssystem har man også en returkanal fira undersystemet 120 til undersystemet 110, selv om dette ikke er vist på fig. IA for å gjøre denne tegning enklere. For et slikt bidireksjonalt system kan begge under-systemer arbeide som sender- eller mottakerenhet eller begge deler samtidig, i avhengighet av om data blir sendt fra eller mottatt i enheten.

For enkelthets skyld vises kommunikasjonssystemet 100 med bare en enkelt senderenhet (dvs. undersystemet 110) og likeledes bare en enkelt mottakerenhet (dvs. undersystemet 120), men naturligvis kan flere senderantenner og mottakerantenner fore-ligge i hver senderenhet og mottakerenhet i et generelt system. Oppfinnelsens kommunikasjonssystem 100 kan således omfatte et vilkårlig antall slike enheter på både sender- og mottakersiden.

Hver senderenhet kan omfatte en enkel senderantenne eller flere, så som vist på fig. IA. Samtidig kan hver mottakerenhet omfatte en enkelt mottakerantenne eller flere, igjen slik det er vist på fig. IA. Systemet kan for eksempel innbefatte et sentralt undersystem (tilsvarende en basestasjon i standardsystemet for CDMA og i henhold til standarden IS-95) med flere antenner som sender data til og mottar data fra flere fjerntliggende systemer (så som abonnentenheter og tilsvarende i fjerntliggende stasjoner i CDMA-systemet, idet enkelte av disse stasjoner kan innbefatte en enkeltantenne, mens andre kan ha flere.

Som satt opp her vil en antenne gjelde en samling av et eller flere antenneelementer fordelt i rommet. Elementene kan fysisk være på et bestemt sted eller fordelt over flere steder. Antenneelementer som fysisk er på samme sted kan arbeide sammen som et såkalt antenne-array (feks. som antennesystemet gjerne er for en CDMA-basestasjon). Et antennenettverk er bygget opp med flere antennearrayer eller -elementer som er fysisk atskilt fira hverandre (så som flere CDMA-basestasjoner). Et antennearray eller et antennenettverk kan være utformet med mulighet til å danne bestemte stråleretninger og sende ut signalene i flere stråler. Et eksempel på dette er en CDMA-basestasjon som kan være utformet for å kunne sende opp til tre stråler til tre ulike seksjoner i et bestemt dekningsområde (eller sektorer) fira et og samme antennearray. Således kan de tre stråler betraktes å være tre separate sendinger fira tre ulike antenner.

Oppfinnelsens kommunikasjonssystem 100 kan være utformet for å tilveiebringe et flerbrukerskjema for multippelaksesskommunikasjon og i stand til å kunne håndtere abonnentenheter som har ulike krav, så vel som muligheter. Skjemaet gjør det mulig å bringe systemets totale driftsbåndbredde W (så som 1,2288 MHz) effektivt fordelt mellom ulike tjenestetyper som kan ha vidt ulike overføringshastigheter for data, forsinkelser og tjenestekvaliteter (QOS) som behov.

Eksempler på slike ulike typer tjenester innbefatter taletjenester og datatjenester. Taletjenestene kjennetegnes typisk ved lav overføringshastighet (datarate) (særlig 8 kb/s til 32 kb/s), kort prosesseringsforsinkelse (særlig 3-100 ms totalt for enveisforsinkelse) og vedvarende bruk av en kommunikasjonskanal over lang tid. Det korte forsinkelseskrav som trengs for taletjenestene krever typisk at en mindre del av systemressursene blir avsatt til hver taleforbindelse over forbindelsens varighet. I kontrast til dette kan datatjenester kjennetegnes som pulserende trafikk hvor et høyst varierende innhold med data sendes ved vil-kårlige tidspunkter. Mengden data som sendes kan variere fira puls til puls og fira bruker til bruker. For å få god effektivitet kan oppfinnelsens kommunikasjonssystem være utformet med mulighet til å avsette en del av de tilgjengelige ressurser til taletjenester etter behov, mens de resterende ressurser vies datatjenestene. En fraksjon av de tilgjengelige ressurser kan også avsettes til bestemte datatjenester eller bestemte typer slik tjeneste.

Fordelingen av overføringshastighet som kan håndteres av hver abonnentenhet kan variere innenfor et stort omfang mellom en eller annen minimalverdi og en maksimal momentanverdi (fra feks. 200 kb/s til over 20 Mb/s). Den oppnåelige overføringshastighet for en bestemt abonnentenhet ved et gitt tidspunkt kan påvirkes av flere faktorer så som hvor stor tilgjengelig sendereffekt det foreligger, kvaliteten av kommunikasjonsforbindelsen (dvs. faktoren C/ l), kodeskjemaet og annet. Dataoverføringshastighetskravet for hver abonnentenhet kan også variere mellom en minsteverdi som kan være 8 kb/s for en taleforbindelse og helt opp til den maksimalt håndterbare momentane overføringshastighet som kan være 20 Mb/s for pulserende datatjeneste.

Andelene tale- og datatrafikk vil typisk være en tilfeldig variabel som endrer seg over tiden. I samsvar med bestemte aspekter av oppfinnelsen vil dets kommunikasjonssystem være utformet med mulighet for dynamisk allokering av de tilgjengelige ressurser, basert på hvor stor del av trafikken som er tale og hvor stor del av datatrafikk, for effektivt å kunne håndtere begge tjenestetyper samtidig. Et skjema for dynamisk allokering av ressurser er beskrevet nedenfor, og et annet skjema for dette er beskrevet i vår patent-søknad USSN 08/963,386.

Oppfinnelsens kommunikasjonssystem tilveiebringer de ovenfor beskrevne trekk og fordeler og er i stand til å kunne håndtere ulike typer tjenester med vidt ulike behov og krav. Disse trekk oppnås ved å bruke diversitet både når det gjelder antenner, frekvenser eller tidsfordeling, eller en kombinasjon av dette. Slik fordeling eller diversitet kan oppnås uavhengig og velges dynamisk.

Som brukt her vil antennediversitet bety sending og/eller mottaking av data via mer enn én antenne, frekvensdiversitet betyr sending av data over mer enn ett subbånd, mens tidsdiversitet gjelder datatransmisjon over mer enn én tidsperiode. Antenne-, frekvens- og tidsdiversitet kan innbefatte subkategorier, for eksempel kan senderdiversitet vise til bruken av mer enn én senderantenne for å bedre forbindelsens pålitelighet, mottakerdiversitet vil kunne gjelde bruk av mer en enkelt mottakerantenne på en måte for likeledes å øke påliteligheten av kommunikasjonsveien, og romdiversitet gjelder bruken av flere sender- og mottakerantenner for både å bedre påliteligheten og/eller øke kommunikasjonsforbindelsens kapasitet. Sender- og mottakerdiversitet kan også brukes i kombinasjon med bedring av påliteligheten av kommunikasjonsveien uten å øke dennes kapasitet. Ulike kombinasjoner av slik diversitet kan således oppnås og holdes innenfor oppfinnelsens ramme.

Frekvensdiversitet kan tilveiebringes ved bruk av et flerbærermodulasjonsskjema så som ortogonal frekvensdelt multipleksbehandling (OFDM) som tillater sending av data over ulike subbånd i driftsbåndbredden. Tidsdiversitet oppnås ved å sende de aktuelle data ved ulike tidspunkter, og dette kan lettere utføres ved bruk av tidsdelt multipleksbehandling

(TDM). Disse ulike aspekter av kommunikasjonssystemet i oppfinnelsen skal beskrives i nærmere detalj nedenfor.

I samsvar med et særlig aspekt av oppfinnelsen oppnås antennediversitet ved å bruke flere senderantenner i senderenheten, særlig et antall NT og tilsvarende et antall NR mottakerantenner i mottakerenheten. Alternativt brukes flere antenner på begge steder. I et jordtilknyttet kommunikasjonssystem (feks. et system med dekningsområder for mobile enheter, et kringkastingssystem, et MMDS-system og annet) kan et høyfrekvensmodulert signal fra en senderenhet nå mottakerenheten via en rekke overføringsveier. De enkelte overføringsveiers karakteristiske egenskaper vil imidlertid typisk variere over tiden, og dette skyldes flere faktorer. Hvis mer enn én sender- eller mottakerantenne brukes og hvis over-føringsveiene mellom disse antenner er uavhengige (dvs. ukorrelerte i forhold til hverandre), hvilket generelt gjelder til en viss utstrekning vil sannsynligheten for korrekt mottaking av de utsendte signaler øke med antallet antenner. Siden antallet sender- og mottakerantenner kan økes ganske mye vil derfor generelt diversitetsmuligheten også øke, slik at sambands-ytelsen bedres.

Antennediversitet etableres dynamisk basert på de karakteristiske egenskaper hos kommunikasjonsveien for å komme frem til den ønskede ytelse. For eksempel vil en høyere grad antennediversitet kunne etableres for enkelte typer kommunikasjon (så som signalering), for enkelte typer tjenester (så som tale), for enkelte kommunikasjonsveikarak-teristika (så som et lite forhold C/I) eller for enkelte andre betingelser eller situasjoner.

Som brukt her omfatter antennediversitet senderdiversitet og mottakerdiversitet. For senderdiversiteten sendes data via flere senderantenner, og typisk utføres tilleggspro-sessering på de data som sendes fra senderantennene for å få den ønskede diversitet. Som et eksempel på dette vil de data som sendes fra ulike senderantenner kunne forsinkes eller omorganiseres over tid, eller de kan kodes og innfelles over de tilgjengelige senderantenner. Også frekvens- og tidsdiversitet kan brukes i forbindelse med de ulike senderantenner. For mottakerdiversitet mottas modulerte signaler via flere mottakerantenner, og diversiteten oppnås ved rett og slett å motta signalene via ulike transmisjonsveier.

I samsvar med et annet aspekt av oppfinnelsen kan frekvensdiversitet oppnås ved å bruke et flerbærermodulasjonsskjema. Et slikt skjema med flere fordeler er skjemaet OFDM. Har man modulasjon av typen OFDM vil den totale transmisjonskanal essensielt deles opp i et antall L parallelle subkanaler som brukes til overføring av samme eller ulike data. Denne kanal opptar den totale båndbredde W, og hver av subkanalene opptar en subbåndbredde W/L sentrert ved en ulik midtfrekvens. Hver subkanal har en båndbredde som utgjør en del av den totale båndbredde, og følgelig kan disse subkanaler også betraktes å være uavhengige datatransmisjonskanaler som kan knyttes til en bestemt (og muligens unik) prosessering, koding og et unikt modulasjonsskjema, som beskrevet nedenfor.

De aktuelle data kan deles opp og sendes via en hvilken som helst nærmere avgrenset del med to eller flere subbånd for å gi den ønskede frekvensdiversitet, for eksempel kan sendingen til en bestemt abonnentenhet finne sted via subkanal 1 i tidsluke 1, subkanal i tidsluke 2, subkanal 2 i tidsluke 3 etc. Som et annet eksempel kan data for en bestemt abonnentenhet også overføres via subkanalene 1 og 2 ved tidsluke 1 (dvs. med de samme data overført på begge subkanaler), subkanalene 4 og 6 i tidsluke 2, bare subkanal 2 i tidsluke 3 osv. Transmisjon av data via ulike subkanaler over tid kan bedre et kommunika-sjonssystems ytelse hvor dette system er utsatt for frekvensselektiv fading og kanalforvreng-ning. Andre fordeler med OFDM-modulasjon er beskrevet nedenfor.

I samsvar med nok et aspekt av oppfinnelsen oppnås tidsmessig diversitet ved å sende data ved ulike tidspunkter, og dette kan utføres lettere ved bruk av tidsdelt multipleksbehandling (TDM). For datatjenester (og eventuelt også for taletjenester) kan datatransmisjonen utføres via tidsluker som kan være valgt ut for å gi immunitet overfor tidsavhengig degradering i kommunikasjonsveien. Tidsdiversitet kan også oppnås ved bruk av den såkalte innfelling.

Som et eksempel kan sendingen til en bestemt abonnentenhet finne sted via tidslukene 1-x, eller via et subsett mulige tidsluker fra 1 via x (dvs. tidslukene 1, 5, 8 etc). Den mengde data som sendes i hver tidsluke kan varieres eller være fast. Sendingen over flere tidsluker bedrer sannsynligheten for korrekt datamottak grunnet for eksempel reduksjon av pulsformet støy og interferens.

Kombinasjonen av antenne-, frekvens- og tidsdiversitet gjør det mulig for oppfinnelsens kommunikasjonssystem å komme frem til en "robust ytelse". Slik diversitet vil bedre sannsynligheten for korrekt mottaking av minst enkelte av de overførte data, hvilke kan brukes (dvs. ved dekoding) til å korrigere enkelte feil som måtte ha dukket opp i de øvrige sendinger. Kombinasjonen av slik diversitet muliggjør også at systemet samtidig kan tilpasses ulike tjenestetyper med ulike former for dataoverføringshastighet, prosesseringsforsinkelse og kvalitet når det gjelder tjenestebehovene.

Oppfinnelsens kommunikasjonssystem kan utformes og drives på en rekke ulike måter ved hjelp av kommunikasjonsmodi og ved hver slik modus ved bruk av en av de tre nevnte diversitetstyper eller en kombinasjon av dem. Disse modi innbefatter for eksempel en diversitetskommunikasjonsmodus og en MIMO-kommunikasjonsmodus. Ulike kombinasjoner av disse kan også håndteres av systemet, og dessuten kan andre modi implementeres og vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme.

Diversitetskommunikasjonsmodusen bruker samtlige tre diversitetstyper eller en kombinasjon av dem og anvendes generelt til å bedre påliteligheten av kommunikasjons-overføringen. I en bestemt utførelse velger senderenheten et skjema for modulasjon og koding (også kalt konfigurasjon) fira et endelig sett mulige konfigurasjoner, kjent for mottakerenhetene. Hver overordnet del og felles kanal kan for eksempel tilordnes en bestemt konfigurasjon som er kjent for samtlige mottakerenheter. Når diversitetskommunikasjonsmodusen brukes for en bestemt bruker (så som for en taleforbindelse eller en datatransmisjon av generell type) kan modus og/eller konfigurasjon være kjent a priori (dvs. fira et tidligere oppsett) eller det kan forhandles om dem (så som via en felleskanal) fra mottakerenheten.

I denne modus sendes data via en eller flere subkanaler fra en eller flere antenner og ved en eller flere tidsperioder. De allokerte subkanaler kan knyttes til samme antenne eller være subkanaler som er tilknyttet ulike antenner. I en felles anvendelse av modusen, også kalt en "ren" diversitetskommunikasjonsmodus sendes data fra samtlige tilgjengelige senderantenner til den mottakerenhet som er på bestemmelsesstedet. Denne rene diversitetskommunikasjonsmodus kan brukes på steder og i situasjoner hvor kravene til dataover-føringshastighet er lite strenge eller når forholdet C/ l er lite, eventuelt når begge er små.

MIMO-kommunikasjonsmodusen bruker antennediversitet i begge ender av kommunikasjonsveien og brukes dessuten generelt til å bedre både påliteligheten og kapasiteten av denne. Videre kan denne modus bruke frekvens- og/eller tidsdiversitet kombinert med antennediversiteten, og modusen vil gjerne bruke en eller flere prosesseringsmodi som skal beskrives nedenfor, idet MIMO-modusen selv kan kalles en romkommunikasjonsmodus.

Diversitetskommunikasjonsmodusen har generelt lavere spektral utnyttelsesgrad enn MIMO-kommunikasjonsmodusen, særlig ved store verdier av C/ l, men ved lave til moderate slike verdier oppnår diversitetsmodusen sammenliknbar effektivitet og kan være enklere å bruke. Generelt gir bruken av MIMO-modusen bedre spektral utnyttelse når denne modus brukes, særlig ved moderate til høye C/I-verdier. Denne modus kan således med fordel brukes når dataoverføringshastighetskravene er moderate til strenge.

Oppfinnelsens kommunikasjonssystem kan utformes for samtidig å håndtere både diversitets- og MIMO-kommunikasjonsmodi. Kommunikasjonsmediene kan brukes på ulik måte og kan brukes uavhengig av hverandre på subkanalbasis for øket fleksibilitet. MIMO-modusen brukes typisk for spesielle brukere, men hver slik kommunikasjonsmodus kan brukes for hver subkanal uavhengig av hverandre, tvers over et subsett av subkanaler, tvers over samtlige subkanaler eller på en eller annen ytterligere basis. Bruken av MIMO-modusen kan for eksempel gjelde en bestemt bruker (databruker) og samtidig kan bruken av diversitetskommunikasjonsmodusen tillempes en annen bestemt bruker (feks. en bruker for talesamband) via en annen subkanal. Diversitetskommunikasjonsmodusen kan også for eksempel brukes for subkanaler som er underlagt større overføringstap.

Oppfinnelsens kommunikasjonssystem kan også være utformet for å kunne håndtere flere prosesseringsmodi. Når senderenheten tilføres informasjon som gjelder situasjonene eller betingelsene (status) for kommunikasjonsveiene kan ytterligere prosessering utføres i senderenheten for å bedre ytelsen og øke utnyttelsesgraden. En komplett eller delvis statusinformasjon for kanalen (CSI) kan være tilgjengelig for denne senderenhet. Full CSI innbefatter tilstrekkelig karakterisering av utbredelsesveien (både når det gjelder amplitude og fase) mellom samtlige par sender- og mottakerantenner for hvert subbånd. Full CSI innbefatter også C/ l per subbånd og kan finne sin form i et sett matriser med komplekse forsterkningsverdier og som beskriver betingelsene og situasjonen i overføringsveiene fra sender- til mottakerantennene, som beskrevet nedenfor. Partiell CSI kan for eksempel innbefatte C/I for subbåndet. med full eller partiell CSI vil senderenheten forhåndsordne de aktuelle data før sendingen til mottakerenheten.

Senderenheten kan forhåndsorganisere signalene på slik måte, for presentasjon for senderantennene og på en måte som er unik for en bestemt mottakerenhet (dvs. at forhåndsordningen utføres for hvert subbånd som tildeles denne mottakerenhet). Så lenge kanalen ikke endrer seg vesentlig fira tidspunktet når den måles av mottakerenheten og deretter sendes tilbake til senderen og brukes til forhåndsordning av sendingen kan den tiltenkte mottakerenhet demodulere transmisjonen. I denne implementering kan en full-CSI-basert MIMO-kommunikasjon bare demoduleres av den mottakerenhet som er tilknyttet denne CSI som brukes for forhåndsordning av de sendte signaler.

I den partielle CSI eller i modi som ikke har CSI i det hele tatt kan senderenheten bruke et felles skjema for modulasjon og koding (dvs. for hver datakanaltransmisjon) som kan (i teorien) demoduleres i samtlige mottakerenheter. I prosesseringsmodusen for partiell CSI kan en enkelt mottakerenhet spesifisere forholdet C/ I, og den modulasjon som brukes for samtlige antenner kan velges i samsvar med dette (dvs. for pålitelig transmisjon eller annet) for den bestemte mottakerenhet. Andre mottakerenheter kan søke å demodulere transmisjonen, og dersom de har tilstrekkelig C/ I kan de også på vellykket måte gjenvinne innholdet i transmisjonen. En felles (dvs. kringkastings) kanal kan bruke en prosesseringsmodus uten CSI for å nå samtlige brukere.

Som et eksempel antas nå at MIMO-kommunikasjonsmodusen brukes for en kanal-datastrøm som sendes via en bestemt subkanal, fra fire senderantenner. Denne strøm demultipleksbehandles til fire separate datasubstrømmer, en for hver senderantenne, og hver slik substrøm moduleres deretter ved å bruke et bestemt modulasjonsskjema (så som M-PSK, M-QAM eller annet) som velges basert på den bestemte CSI for det aktuelle subbånd og for den bestemte senderantenne. Fire modulasjonssubstrømmer genereres således for de tilsvarende fire datasubstrømmer, og med hver modulasjonssubstrøm innbefattende en strøm av modulasjonssymboler. Disse fire modulasjonssubstrømmer blir deretter for-håndsordnet ved å bruke en såkalt egenvektormatrise, slik det er satt opp nedenfor i likning (1) for å generere forhåndsordnede modulasjonssymboler, og de fire strømmer av disse forhåndsordnede modulasjonssymboler blir henholdsvis tilført de fire kombinasjonsenheter for de fire senderantenner. Hver slik kombinasjonsenhet kombinerer de mottatte forhåndsordnede modulasjonssymboler med de modulasjonssymboler som gjelder for de øvrige subkanaler, i den hensikt å generere en modulasjonssymbolvektorstrøm for den aktuelle senderantenne.

Denne full-CSI-baserte prosessering brukes typisk i MIMO-kommunikasjonsmodusen hvor parallelle datastrømmer sendes til en bestemt bruker via hver kanals egenmodi for hver av de allokerte subkanaler. Tilsvarende prosessering som er basert på full CSI kan utføres der sendingen på bare et subsett av de tilgjengelige egenmodi blir tilpasset for hver av de allokerte subkanaler (for å implementere strålestyring). Siden man har kost-nader knyttet til slik full-CSI-prosessering (dvs. øket kompleksitet på sender- og mottakersiden, øket overordnet informasjon for sendingen av CSI fra mottakerenheten til senderenheten etc.) kan full-CSI-prosessering helst bare utnyttes i bestemte situasjoner i MIMO-modusen hvor denne ytterligere økning i ytelse og utnyttelse eller effektivitet kan forsvares.

I situasjoner hvor derimot full CSI ikke er tilgjengelig vil en mindre beskrivende informasjon vedrørende transmisjonsveien (eller partiell CSI) kunne være tilgjengelig og kan brukes for forhåndsordning av data før sendingen. C/ I for hver av subkanalene kan for eksempel være tilgjengelig, og C/I-informasjonen kan da brukes til å styre sendingen fra ulike senderantenner for å komme frem til den ønskede ytelse i subkanalene av interesse og øke systemkapasiteten.

Som angitt her vil full-CSI-basert prosessering i disse modi kunne angi prosesseringsmodi som bruker full CSI, mens delvis CSI-baserte prosesseringsmodi angir modi som bruker partiell CSI. Den fullbaserte modus kan for eksempel omfatte en full-CSI-MIMO-modus som utnytter den full-CSI-baserte prosessering i MIMO-kommunikasjonsmodusen. Den delvis CSI-baserte modus kan for eksempel innbefatte den partiell-CSI-MIMO-modus som utnytter den partiell-CSI-baserte prosessering i MIMO-kommunikasjonsmodusen.

I situasjoner hvor full eller partiell CSI-prosessering brukes for å la senderenheten forhåndsordne de aktuelle data ved bruk av den tilgjengelige kanalstatusinfonnasjon CSI (så som egenmodiene eller C/ I) kan tilbakekoplet informasjon fra mottakerenheten være påkrevet, idet denne tilbakekopling bruker en del av returkanalkapasiteten. Av denne grunn ligger det en kostnad tilknyttet begge typer prosesseringsmodi, og denne kostnad bør kunne faktureres inn i valget vedrørende hvilken prosesseringsmodus som skal brukes. Den prosesseringsmodus som er basert på partiell CSI krever mindre overordnet informasjon og kan arte seg mer effektivt i enkelte situasjoner, mens den prosesseringsmodus som ikke baserer seg på noen CSI ikke krever noen overordnet informasjon og likeledes kan være mer effektiv enn den full-CSI-baserte prosesseringsmodus eller modusen basert på partiell CSI, under visse forhold.

Fig. 2 viser et skjema som grafisk illustrerer i det minste noen av de aspekter som oppfinnelsen har når det gjelder kommunikasjonssystemet. Figuren viser et bestemt eksempel på transmisjon eller sending fra en senderantenne av et større antall, nemlig antallet NT, i en senderenhet. Figuren viser videre hvordan tiden er avsatt langs abscissen i horisontal retning, mens ordinaten i vertikal retning gjelder frekvensen. I dette eksempel omfatter transmisjonskanalen 16 subkanaler og brukes til å sende en sekvens med OFDM-symboler, hvert symbol dekkende samtlige 16 subkanaler (idet ett slikt symbol er angitt på toppen av figuren og innbefatter samtlige 16 subbånd. En TDM-struktur er også illustrert hvor datatransmisjonen er delt opp i tidsluker, hver luke med en varighet på for eksempel lengden av et modulasjonssymbol (idet hvert slikt symbol da brukes som TDM-intervall).

De tilgjengelige subkanaler kan brukes til å overføre signalering, tale, trafikkdata og annet. I eksemplet vist på fig. 2 tilsvarer modulasjonssymbolet i tidsluke nr. 1 pilotdata som periodisk sendes for å hjelpe mottakerenhetene med synkronisering og utførelse av kanalestimering. Andre teknikker for å fordele pilotdata over tid og frekvens kan også brukes og vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme, og i tillegg kan det være fordelaktig å bruke et bestemt modulasjonsskjema i løpet av pilotintervallet dersom samtlige subkanaler brukes (så som en PN-kode med en såkalt chipvarighet på tilnærmet l/W). Sendingen av pilotmodulasjonssymbolet finner typisk sted ved en bestemt rammeoverføringshastighet eller -takt, en takt som vanligvis vil bli valgt rask nok for å tillate presis sporing av variasjoner i kommunikasjonsforbindelsen eller -veien.

Tidslukene som ikke brukes for pilottransmisjonene kan da brukes til å sende ulike datatyper, for eksempel kan subkanalene 1 og 2 reserveres for sending av kontroll/styre- og kringkastingsdata til mottakerenhetene, idet disse data i disse subkanaler generelt er ment å mottas av samtlige mottakerenheter. Enkelte av meldingene i kontrollkanalen kan imidlertid være brukerspesifikke og kan kodes på en passende måte.

Tale- og trafikkdata kan sendes i de øvrige subkanaler, og i eksemplet vist på fig. 2 vil subkanal 3 i tidsluker 2-9 brukes for talesamband 1, subkanal 4 i tidslukene 2-9 brukes for talesambandet 2, subkanalen 5 i tidslukene 5-9 brukes for talesambandet 3, og subkanal 6 i tidslukene 7-9 brukes for talesambandet 5.

De øvrige tilgjengelige subkanaler og tidsluker kan brukes for transmisjon av trafikkdata, og i eksemplet vist på fig. 2 bruker data 1 for transmisjon subkanalene 5-16 i tidsluke 2 og subkanalene 7-16 i tidsluke 7, data 2 for transmisjon bruker subkanalene 5-16 i tidslukene 3 og 4 og subkanalene 6-16 i tidsluke 5, data 3 for transmisjon bruker subkanalene 6-16 i tidsluke 6, data 4 for transmisjon bruker subkanalene 7-16 i tidsluke 8, data 5 for transmisjon bruker subkanalene 7-11 i tidsluke 9, og data 6 for transmisjon bruker subkanalene 12-16 i tidsluke 9. Data 1 kan via seks transmisjoner således representere transmisjon av trafikkdata til en eller flere mottakerenheter.

Kommunikasjonssystemet ifølge oppfinnelsen vil på fleksibel måte kunne håndtere transmisjon av trafikkdata, og som vist på fig. 2 blir en bestemt datatransmisjon (så som data 2) kunne finne sted og utføres via en rekke subkanaler og/eller tidsluker, mens multippeldatatransmisjon (så som data 5 og 6) kan utføres i en enkelt tidsluke. En datatransmisjon (så som data 1) kan også utføres via ikke påfølgende eller tilstøtende tidsluker. Systemet kan også utformes for å kunne håndtere multippeldatatransmisjon via en enkelt subkanal, for eksempel kan taledata multipleksbehandles med trafikkdata og sendes på en slik kanalvei.

Multipleksbehandlingen av datatransmisjon kan potensielt endres fra OFDM-symbol til symbol. Videre kan kommunikasjonsmodusen være ulik fra bruker til bruker (så som fra en tale- eller datatransmisjon til en annen). Som et eksempel kan talebrukere bruke diversitetskommunikasjonsmodusen, mens databrukere kan bruke MIMO-kommunika sjonsmodi. Dette konsept kan utvides til subkanalnivå, for eksempel kan en databruker bruke MIMO-kommunikasjonsmodusen i subkanaler som har tilstrekkelig forhold C/I og diversitetskommunikasjonsmodusen i de øvrige subkanaler.

Antenne-, frekvens- og tidsdiversitet kan henholdsvis oppnås ved transmisjon av data fra flere antenner via flere subkanaler i ulike subbånd og via flere tidsluker. Som et eksempel kan antennediversitet for en bestemt transmisjon (så som et talesamband 1) oppnås ved å sende de aktuelle data (taledata) over en bestemt subkanal (dvs. subkanal 1) og via to eller flere antenner. Frekvensdiversitet for en bestemt transmisjon (likeledes et talesamband 1) kan oppnås ved å sende disse data over to eller flere subkanaler i ulik subbånd (dvs. subkanalene 1 og 2). En kombinasjon av antenne- og frekvensdiversitet kan også brukes ved å sende data fra to eller flere antenner og via to eller flere subkanaler. Tidsdiversitet kan oppnås ved å sende data via ulike tidsluker. Som et eksempel som er illustrert på fig. 2 vil data 1 for transmisjon i tidsluke 7 være en del av (dvs. ny eller gjentatt) data 1 for sending i tidsluke 2.

Samme eller andre data kan sendes fra flere antenner og/eller via flere subbånd for å oppnå den ønskede diversitet. Data kan for eksempel sendes på: 1) en subkanal fra en antenne, 2) en subkanal (særlig subkanal 1) fra flere antenner, 3) en subkanal fra samtlige NT-antenner, 4) et sett subkanaler (feks. subkanalene 1 og 2) fra en antenne, 5) et sett subkanaler fra flere antenner, 6) et sett subkanaler fra alle NT-antenner eller 7) et sett kanaler fra et sett antenner (så som subkanal 1 fra antennene 1 og 2 i en tidsluke, subkanaler 1 og 2 fra antenne 2 i en annen tidsluke etc.). Følgelig kan enhver kombinasjon av subkanaler og antenner brukes for å gi antenne- og frekvensdiversitet.

I samsvar med bestemte utførelser av oppfinnelsen for å frembringe best mulig fleksibilitet og oppnå høy ytelse og utnyttelsesgrad kan hver subkanal for hver tidsluke for hver senderantenne betraktes som en uavhengig transmisjonsenhet (så som et modulasjonssymbol) som kan brukes til å sende enhver type data så som pilot, signalering, kringkasting, tale, trafikk og annet eller en kombinasjon av disse typer (feks. multipleksbehandlet kombinert tale og trafikk). I en slik konstruksjon vil en taleforbindelse kunne dynamisk tildeles ulike subkanaler over tid.

Fleksibilitet, ytelse og effektivitet kan videre oppnås ved å la det være uavhengighet mellom de enkelte modulasjonssymboler, som beskrevet nedenfor. Som et eksempel kan hvert slikt symbol genereres fra et modulasjonsskjema (så som M-PSK, M-QAM og andre) som fører til best bruk av ressurser ved det bestemte tidspunkt, den bestemte frekvens og i rommet.

Flere begrensninger kan legges på riktig plass for å forenkle konstruksjonen og implementeringen av sender- og mottakerenheter, for eksempel kan en taleforbindelse tildeles en bestemt subkanal i løpet av den varighet et forbindelse har, eller inntil et tidspunkt hvor en subkanalomtildeling utføres. Også signalering og/eller kringkasting kan utformes for bestemte faste subkanaler (så som subkanal 1 for styre/kontrolldata og subkanal 2 for kringkastingsdata, som vist på fig. 2) slik at mottakerenhetene på forhånd får informasjon om hvilke subkanaler de skal demodulere for å motta de aktuelle data.

Videre kan hver transmisjonskanal eller subkanal begrenses til et bestemt modulasjonsskjema (som nevnt ovenfor) for varigheten av transmisjonen eller inntil et tidspunkt når et nytt modulasjonsskjema settes opp. Fig. 2 viser for eksempel en taleforbindelse 1 via subkanalen 3 for bruk av QPSK, en taleforbindelse 2 på subkanalen 4 for bruk av 16-QAM, data 1 for transmisjon i tidsluken 2 kan bruke 8-PSK, data 2 for transmisjon i tidslukene 3-5 kan bruke 16-QAM etc.

Bruken av TDM tillater bedre fleksibilitet ved transmisjonen av taledata og trafikkdata, og ulike tildelinger av ressurser kan tenkes. Som et eksempel kan en bruker tildeles en bestemt subkanal for hver tidsluke, eller eventuelt fire subkanaler hver fjerde tidsluke eller andre allokeringer. TDM tillater oppsamling av data og sending ved bestemte tidsluker for bedret effektivitet.

Hvis nå taleaktiviteten implementeres i senderen vil det i intervaller hvor ingen tale blir sendt være slik at senderen kan tildele subkanalen til andre brukere, slik at utnyttelsen av den blir bedre. I det tilfelle man ikke har noen data for overføring i løpet av ledige taleperioder vil senderen kunne redusere sendereffekten som brukes for sendingene i denne subkanal (eller slå effekten av helt), hvilket reduserer interferensnivåene overfor andre brukere i systemet, nemlig brukere som bruker samme subkanal i et annet dekningsområde i kommunikasjonsnettet. Det samme trekk kan også utvides til den overordnede informasjon, til styring og kontroll, til data og til andre kanaler.

Allokeringen av en mindre del av de tilgjengelige ressurser over en kontinuerlig tidsperiode fører typisk til mindre forsinkelser og kan være bedre egnet for forsinkelsesfølsomme tjenester så som tale. Transmisjon ved hjelp av TDM kan gi bedre effektivitet, men på bekostning av mulige ytterligere forsinkelser. Oppfinnelsens kommunikasjonssystem kan allokere ressurser for å tilfredsstille brukerkravene og oppnå både god utnyttelse og høy ytelse.

Måling og rapportering av kanalstatusinformasjonen CSI i et MIMO-system

Har man gitt kompleksiteten av et system som bruker flere senderantenner og flere mottakerantenner, med de tilhørende kanalspredningsvirkninger gir den foretrukne modula-sjonsteknikk seg selv som OFDM for effektiv dekomponering av kanalen til et sett ikke interfererende smalbåndkanaler eller subkanaler. Med en hensiktsmessig OFDM-signalkon-struksjon vil et signal som sendes via en bestemt subkanal da bare utsettes for "flat fading", det vil si kanalresponsen vil være effektivt konstant over hele subkanalbåndbredden. Kanalstatusinformasjonen (CSI) innbefatter tilstrekkelig karakterisering av utbredelsesveien (dvs. amplitude og fase) mellom samtlige par sender- og mottakerantenner for hver subkanal. CSI innbefatter også informasjon om de relative interferensnivåer og støynivået i hver subkanal, nemlig det som er kjent som forholdet C/I-informasjonen. CSI kan legges inn som et sett matriser med komplekse forsterkningsverdier, som allerede nevnt, og disse verdier vil kunne beskrive de situasjoner som gjelder for transmisjonsveiene fra senderantennene til mottakerantennene, som beskrevet nedenfor. Med CSI vil senderenheten forhåndsordne de data som skal sendes før sendingen foregår, for mottaking i mottakerenheten.

CSI-prosesseringen skal kort gjennomgås nedenfor. Når denne kanalstatusinfonnasjon CSI altså er tilgjengelig i senderenheten har man en enkel tilnærming ved å dekomponere kanalen med flere innganger og flere utganger til et sett uavhengige kanaler. Har man gitt kanaloverføringsfunksjonen i senderne vil de gjenværende egenvektorer kunne brukes til å sende ulike datastrømmer. De modulasjonsalfabet som brukes med hver egenvektor vil bli bestemt av det tilgjengelige forhold C/ I for den aktuelle modus, gitt av egenverdiene. Er H lik den NRxNT matrise som gir kanalresponsen for de i alt NT senderantenneelementer og de i alt NR mottakerantenneelementer ved et bestemt tidspunkt og hvis x er NT-vektoren av innganger til kanalen kan det mottatte signal uttrykkes som:

hvor n er en NR-vektor som representerer støy pluss interferens. Egenvektordekompo-neringen av den såkalte Hermitiske matrise som dannes ved produktet av kanalmatrisen og dens konjugerte transponerte matrise kan uttrykkes på denne måte: hvor<*>angir den konjugerte transponering, E er egenvektormatrise og É er diagonalmatrisen med egenverdier, begge av dimensjon NTxNT. Senderen omvandler et sett NT-modulasjonssymboler b ved å bruke egenvektormatrisen E. De sendte modulasjonssymboler fira de i alt NT senderantenner kan således uttrykkes som:

For samtlige antenner kan derved forhåndsordningen oppnås ved en matrise-multiplikasjon av følgende art: Likning (2) hvor bi, b2, ... og bNT er de respektive modulasjonssymboler for en bestemt subkanal for senderantenner 1,2,... NT, hvor hvert modulasjonssymbol kan genereres ved for eksempel modulasjonstypene M-PSK, M-QAM etc. som beskrevet nedenfor,

E er en egenvektormatrisen relatert til transmisjonstapet fra senderantennene til mottakerantennene, og

xi, x2,... Xnt er de forhåndsordnede modulasjonssymboler, idet disse kan uttrykkes som:

Siden H<*>H er hermitisk vil egenvektormatrisen være unitær, og følgelig vil elementene i x også ha samme dimensjon dersom elementene i b har samme dimensjon. Det mottatte signal kan derfor uttrykkes som:

Mottakeren utfører en kanaltilpasningsfilterfunksjon som følges av en multiplikasjon med de riktige egenvektorer, og resultatet av denne operasjon er vektoren z som kan uttrykkes som: hvor det nye støyledd har en kovarians som kan uttrykkes som:

det vil si at støykomponentene er uavhengige av hverandre og med en varians som er gitt av egenverdiene. Forholdet c/I for den i-te komponent i z vil være X,i, nemlig det i-te diagonalelement i matrisen É.

Senderenheten kan følgelig velge et modulasjonsalfabet (dvs. en signalkonstella-sjon) for hver av egenvektorene og basert på det forhold C/I som er gitt av egenverdien. Under forutsetning av at kanalbetingelsene ikke endrer seg nevneverdig i intervallet mellom tidspunktet når CSI måles i mottakeren og rapporteres og brukes til forhåndsordning av det sendte i senderenheten kan kommunikasjonssystemets ytelse være ekvivalent med ytelsen hos et sett uavhengige AWGN-kanaler med kjente nytteforhold C/ l.

Et slikt system er illustrert på fig. IB. I trinn 141 omvandler den viste senderenhet 140 data til flere datasubkanaler. Ulike QAM-konstellasjoner brukes, i avhengighet av signal/støyforholdet (SNR) for den aktuelle modus og den aktuelle subkanal. De enkelte data for hver subkanal forhåndsordnes av egenmodusmatrisen for denne subkanal. I trinn 142 gjennomgår de forhåndsordnede data for en bestemt antenne en invers forsert Fourier-transformasjon (IFFT) for å frembringe et signal som strekker seg i tidsplanet. I trinn 143 legges syklisk utvidelse eller en syklisk prefiks til tidsdomenesignalet for å opprettholde ortogonalitet mellom OFDM-subkanalene ved tilstedeværelse av tidsdispersjon i utbredelseskanalen. En utvidet symbolverdi genereres for hver OFDM-subkanal og vil heretter kalles et OFDM-symbol. I trinn 144 blir disse symboler sendt fra de enkelte senderantenner.

Flere antenner i en mottakerenhet 145 mottar på tilsvarende måte signaler i trinn 146. I trinn 147 gjennomgår disse signaler en diskret Fourier-transformasjon (DFT) for å kanalisere dem, og i trinn 148 behandles de innkommende data fra hver subkanal over samtlige av mottakerantennene. I dette prosesseringstrinn trekkes informasjon som gjelder kanalkarakteristika fra disse data og omvandles til et mer komprimert format. En kompresjonsteknikk som da kan brukes er å utnytte den konjugerte kanalrespons og egenmodusmatrisen for å redusere den informasjonsmengde som trengs for å beskrive kanalkarakteristikken. I trinn 149 sendes en melding som inneholder komprimert CSI fra mottakerenheten 145 til senderenheten 140, og denne informasjon CSI skal deretter brukes til forhåndsordning av ytterligere transmisjoner.

For å lette utledningen av CSI bygges senderbølgeformen opp av kjente pilotsymboler for en startdel. Pilotbølgeformene for ulike senderantenner omfatter ikke sammenføyde sett av OFDM-subkanaler som illustrert for tilfellet når NT = 4 på fig. 1C.

Med OFDM-modulasjon deles utbredelseskanalen opp i antallet N parallelle subkanaler, og for å kunne bestemme CSI raskt sendes en første del som utelukkende består av kjente symboler. For effektivt å kunne skille de enkelte kanalresponser for de enkelte antennemønstre for sending/mottaking fra hverandre tildeles pilotsignalene ikke sammen-føyde subsett av subkanaler. Fig. 1C viser et skjema over en typisk OFDM-pilotstruktur som er bygget opp med slikt ikke sammenføyde subkanalsubsett. Et subkanalsett som består av subkanalene {0, 1, 2, ..., 2n<->l} dekomponeres således i fire ikke sammenføyde subkanalsubsett A = {0,4, 8,2n-4}, B = {1, 5,9,2n-3}, C = {2, 6,10,2n-2} og D =

{3, 7, 11, ..., 2n<->l}. Subkanalsubsettet A 150 sendes via senderantennen Txl 151, subkanalsubsettet B 152 sendes via senderantennen Tx2 153, subkanalsubsettet C 154 sendes via senderantennen Tx3 155, subkanalsubsettet D 156 sendes via senderantennen Tx4 157. Generelt sendes således hver senderantenne via hver N-te subkanal over denne kanal slik at samtlige subkanaler blir usammenføyde mellom de enkelte senderantenner. Kjente pilotsymboler kan sendes via samtlige subkanaler i et subkanalsubsett. Minste-avstanden mellom de enkelte subkanaler som brukes av en bestemt senderantenne vil være en funksjon av kanalparametrene. Dersom kanalresponsen har en stor forsinkelsesspredning kan det være nødvendig med en tett plassering. Hvis antallet antenner er stort nok til at den nødvendige avstand ikke kan oppnås for samtlige brukere med et enkelt OFDM-symbol vil

flere påfølgende OFDM-symboler kunne brukes, og med hver antenne tildelt et ikke sammenføyd subsett av subkanaler for en eller flere av de pilotsymboler som brukes.

Fra hver senderantenne i en senderenhet mottar mottakerenheten pilotsymboler via ikke sammenhengende subkanaler og utfører bestemmelser når det gjelder kanalkarakteris-tikk for disse subkanaler. Som gjennomgått tidligere kan mottakerenheten ha en eller flere mottakerantenner. Anta nå at x = {xj, i = 1, ..., K} er pilotsymbolverdiene som skal sendes via et antall K pilotsubkanaler for en enkelt senderantenne. Mottakerantennen vil da motta verdiene Yy = hy-Xj+ n^, hvor hy er den komplekse kanalrespons for den i-te pilotsubkanal for signalene som mottas via den j-te mottakerantenne, mens ny er støyen. Fra dette forhold kan mottakeren bestemme støyestimater for kanalresponsen for de K subkanaler for en slik enkelt senderantenne. Estimatene kan brukes til å utlede estimater for samtlige subkanaler tilhørende utbredelseskanalen og via ulike måter, så som enkel interpolasjon og opp til med kompleks estimering ved å bruke den tidligere kjente informasjon om kanalspredningen og støynivået. Estimatene kan bedres ved å sende pilotsymboler over påfølgende OFDM-symboler og deretter utføre en middelverdi beregning av estimatene for hvert slikt symbol.

Estimatene genereres for hver mottakerantenne og for hver senderantenne som fører pilotsymboler. CSI for den fullstendige utbredelseskanal kan representeres av settet kanalresponsmatriser {Hj, i = 1, 2, ..., 2<n>}, hvor matrisen Hjtilordnes den i-te subkanal og elementene i hver slik matrise er {hp, j = 1, ..., Nr,k = 1, ..., Nt}, hvorved de komplekse kanalresponsverdier for hver av de Nt sender- og Nr mottakerantenner blir resultatet.

Bruken av ikke sammenhengende subkanalsubsett kan videre anvendes i et system hvor flere overføringsveier, så som en utbredelseskanal fra en senderenhet til en eller flere mottakerenheter har posisjon nær hverandre. I et system hvor en basestasjon sender signaler i samsvar med bestemte sektorer i dekningsområdet vil transmisjonsarealet av en sektor kunne overlappe det tilsvarende areal av en annen sektor. I en helt ideell basestasjon sender senderantennene i hver sektor signaler i en retning som er fullstendig uavhengig av de ret-ninger som er tilordnet senderantennene for de øvrige sektorer. Uheldigvis har man likevel overlappingsområder i de fleste sektorinndelte basestasjoner, men ved å bruke denne ut-førelse av oppfinnelsen kan samtlige senderantenner som hører til en basestasjon og dessuten hører til ikke sammenhørende subsett av subkanaler unngå interferens mellom de enkelte sektorer for denne basestasjon, og tilsvarende vil nabobasestasjoner som ellers ville kunne forårsake betydelig interferens bruke ikke sammenhengende sett subkanaler som tildeles dem.

Generelt vil beregningen av kanalresponsen kunne utføres for hver eneste signal-overføringsvei som er tildelt et slikt subkanalsubsett, på samme måte som responsen blir beregnet for hovedoverføringsveien. En redusert CSI fira disse forstyrrende overføringsveier kan imidlertid rapporteres til senderenheten, for eksempel kan informasjon vedrørende det midlere totale interferensnivå hos naboforbindelsesveier bli overført og brukes til å bestemme den overføringshastighet som kan håndteres i hovedoverføringsveien. Dersom flere interfererende signalveier dominerer det gjennomsnittlige totale interferensnivå vil interferensinformasjonen for disse signalveier kunne rapporteres enkeltvis til systemet, slik at man i dette far bestemt en mer effektiv gruppering av subkanaler i hvert subkanalsubsett.

Annen CSI-informasjon som kan videreformidles til senderenheten er den totalt målte sendereffekt i subkanalene, subkanaler som ikke er tildelt hovedoverføringsveien. Denne effekt i subkanalene som er tilordnet naboforbindelsesveier gir således et estimat på den totale interferens sammen med støyeffekten. Brukes flere OFDM-symboler som pilotsymbol vil den midlere målte kanalrespons og den aktuelle mottatte signalverdisammen-setning kunne brukes til å utføre et direkteestimat av den totale støy i en gitt subkanal.

Generelt vil tildelingen av subkanaler for et nett med basestasjoner måtte følge et mønster med "frekvensgjenbruk" hvor samme subkanaler bare brukes når forbindelses-veiene er tilstrekkelig skilt fira hverandre i avstand. Interfererer et større antall forbindelsesveier med hverandre vil antallet OFDM-subkanaler kunne være utilstrekkelig for å gi en til-deling av subkanaler til hvert eneste pilot-OFDM-symbol. I en slik sammenheng kan senderantenner tildeles subkanaler for hvert P-te pilotsymbol, hvor P er et heltall større enn en (1).

I en annen utførelse av oppfinnelsen er OFDM-skjemaet utformet slik at det etableres OFDM-symbolverdier som reduserer interferensen mellom senderantennene som bruker enten identiske subkanaler eller ikke sammenføyde slike subkanaler, til et minimum eller eliminerer interferensen helt. En ortogonal kode så som Walsh-koding kan brukes for å transformere et antall Q pilotsignaler til et tilsvarende antall ortogonale signaler som representerer disse. I tilfelle man bruker en Walsh-kode vil antallet pilotsignaler være et multiplum av 2. Bruken av ortogonale koder kan gå sammen med de tidligere gjennomgåtte ikke sammenføyde subkanal-subsettene for å redusere interferens fira naboforbindelser eller -overføringer. I et 4x4 MIMO-system og med en systembåndbredde på omkring 1 MHz kan man for eksempel anta at 256 OFDM-subkanaler skal brukes, og dersom flerveisover-føringen er begrenset til 10 mikrosekunder vil de ikke sammenføyde subkanaler som fører pilotsymboler måtte ha en avstand på tilnærmet 50 kHz eller mindre. Hver subkanal er omkring 4 kHz bred, slik at en avstand med 12 subkanaler gir 48 kHz total bredde. Deles nå OFDM-subkanalene opp i tolv sett med tjue subkanaler hver blir seksten av disse holdt ubrukte. To påfølgende OFDM-symboler brukes som pilotsignal, og ortogonal koding av/på disse to symboler brukes. Følgelig vil man få 24 ulike ortogonale pilottildelinger, og disse "piloter" tildeles ulike senderantenner og overføringsveier for å redusere interferensen.

I en annen utførelse av oppfinnelsen kan et stort antall periodiske OFDM-symboler brukes som pilotdata, men antallet må være stort nok slik at nøyaktige målinger kan utføres av interferensnivåene ut fra et stort antall ulike senderantenner. Disse gjennomsnittlige interferensnivåer vil i så fall brukes til å sette opp systemvide begrensninger for simultantransmi-sjon fra ulike steder, for eksempel et adaptivt blankeskjema for å la alle brukere få nesten samme ytelse.

I en alternativ utførelse av oppfinnelsen kan CSI tilhørende en MIMO-utbredelseskanal bestemmes og sendes for et MIMO-system som ikke bruker OFDM-symboler som pilotsignaler, men hvor en m-sekvens (en skiftregistersekvens med maksimal lengde) kan brukes for å "gi lyd til" utbredelseskanalen. En slik m-sekvens utgjør utgangen av et skiftregister ved tilbakekopling, og disse sekvenser har ønskbare autokorrela-sjonsegenskaper, innbefattet den egenskap at korrelasjonen over en full periode av sekvensen med en vilkårlig sirkulær forskyvning som ikke er null for sekvensen, gir verdien -1, idet sekvensverdiene enten er pluss eller minus 1. Følgelig vil korrelasjonen ved null forskyvning være lik R, idet R er lengden av sekvensen. For å opprettholde ønskelige egenskaper så som korrelasjonen ved tilstedeværelse av flerveisoverføringer må en del av sekvensene, lik forsinkelsesspredningen i kanalen, gjentas.

Dersom det for eksempel er kjent av kanalflerveisoverføringen er begrenset til en viss tid xm, og hvor lengden av pilotsekvensen minst er lik Rcmvil et antall R ulike forskyvninger eller skift for samme m-sekvens kunne brukes med bare minimal gjensidig interferens. Disse R ulike forskyvninger tilordnes ulike senderantenner tilhørende en basestasjon og andre basestasjoner som er årsaken til hovedinterferensen.

Overføringsveier i MIMO-systemet og som er skilt fra hverandre til stor avstand kan tildeles ulike m-sekvenser. Krysskorrelasjonsegenskapene for flere slike ulike m-sekvenser vil imidlertid ikke fremvise de minimale korrelasjonsegenskaper som en enkelt sekvens og dennes forskyvninger har, mens ulike m-sekvenser oppfører seg mer eller mindre som tilfeldige sekvenser og gir et midlere korrelasjonsnivå på Vr, hvor R er sekvenslengden som tidligere. Dette midlere korrelasjonsnivå er vanligvis tilstrekkelig for bruk i et MIMO-system, siden separasjonen mellom overføringsveiene tilsier dette.

Et skiftregister med tilbakekopling genererer samtlige mulige m-sekvenser, slik at sekvensene blir hovedsakelig forskjøvne versjoner av et enkelt kodeord med lengde R = 2m<->l, hvor m er et positivt heltall. Følgelig vil det eksistere et begrenset antall ulike binære m-sekvenser. For å unngå gjenbruk av samme m-sekvens i et område hvor en betydelig interferens kan bli resultatet kan filtrerte versjoner av lengre m-sekvenser brukes. En slik filtrert versjon vil ikke lenger være binær, men vil fremdeles fremvise samme grunnkorrelasjonsegenskaper.

Anta for eksempel at pilotsekvensen skal sendes ved en overføringshastighet på 1 MHz, og at flerveisoverføringen er begrenset til 10 mikrosekunder. Anta videre at en basestasjon har tre sektorer, hvor fire senderantenner er tildelt hver sektor, slik at det i alt blir tolv senderantenner per basestasjon på det bestemte sted. Hvis en m-sekvens med lengde 127 brukes må tolv ulike forskyvninger av sekvensen tilordnes antennene på en enkelt basestasjon, med relative forskyvninger på ti samplingsverdier hver. Den totale lengde av den sendte pilot vil derfor være 137 mikrosekunder, hvilket tilsvarer en helperiode av sekvensene pluss ti ytterligere samplingsverdier for å kunne tilpasse til flerveisspredningen. Deretter kan ulike basestasjoner tildeles ulike m-sekvenser, med visse sekvenser gjentatt i et kodegjenbruksmønster som er utformet for å redusere virkningene av interferens fra samme m-sekvens.

De enkelte utførelser av oppfinnelsen og gjennomgått her er rettet mot konstruksjon og transmisjon av pilotsignaler som vil tillate at en fagkyndig kan utlede karakteristiske egenskaper hos utbredelseskanalen og rapportere slike egenskaper til transmisjonsstedet. Imidlertid vil full CSI innebære en stor mengde informasjon som også delvis er redundant. Man har mange fremgangsmåter for å komprimere denne CSI-informasjon som skal sendes, og én fremgangsmåte som tidligere er gjennomgått er bruken av den Hermitiske matrise H<*>H, hvor H er kanalresponsen som bestemt i mottakerenheten. Denne matrise H<*>H kan rapporteres til senderenheten og brukes for forhåndsordning av transmisjoner. Grunnet egenskapene hos slike hermitiske matriser vil bare halvparten av matriseelementene måtte sendes, slik som den komplekse nedre triangulære del av matrisen H<*>H samt den reellverdi-satte diagonal. Ytterligere utnyttelser av ressursene realiseres dersom antallet mottakerantenner er større enn antallet senderantenner. En annen fremgangsmåte for å redusere mengden informasjon som sendes til senderenheten via returkanalen er bare å rapportere om et subsett av kanalresponsmatrisene Hjtil senderenheten, fira hvilket de urapporterte kanalresponsmatriser kan bestemmes ved hjelp av interpolasjonsskjemaer. I henhold til en annen fremgangsmåte kan man utlede en funksjonsrepresentasjon av kanalresponsen tvers over subkanalene for hvert sender/mottakerantennepar, så som å generere en polynomfunksjon som representerer kanalresponsen. Denne funksjons koeffisienter sendes deretter til senderenheten.

Som et alternativ til disse fremgangsmåter for komprimering av CSI-informasjonen vil en spesiell del av oppfinnelsen være rettet mot transmisjon av en tidsdomene-representasjon av kanalresponsen, hvilket blir kanalpulsresponsen. Hvis en tidsplan-representasjon av kanalresponsen er enkel, hvilket er tilfelle når man bare har to eller tre flerveiskomponenter, kan en invers FFT utføres på settet kanalfrekvensresponser, og dette kan utføres for hver overføring mellom et sender/mottakerantennepar. De resulterende kanalpulsresponser vil deretter omvandles til et sett amplituder og forsinkelser, og disse størrelser blir så rapportert til senderen.

Som gjennomgått tidligere ligger det en kostnad forbundet med sendingen av CSI i returkanalen, men denne kostnad reduseres når de utførelser av oppfinnelsen som er skissert ovenfor brukes i MIMO-systemet. En annen fremgangsmåte for å redusere kostnaden er å velge brukere ut fra korttidsmidlingen av deres CSI-krav. Disse krav endres nemlig når kanalen utsettes for signalsvekking eller fading, slik at man kan få bedret utnyttelse av båndbredder og kanaler i returkanalen dersom brukerne anslår kvaliteten av den CSI de trenger og informerer basestasjonen om dette ved intervaller som kan være periodiske eller aperiodiske, i avhengighet av endringstakten for utbredelseskanalen og slik det observeres fira brukeren. Basestasjonen kan deretter innbefatte denne faktor ved planleggingen av bruken av både forover- og returkanalene. En slik planlegging kan anordnes slik at brukerne som gjeme kan greie seg med langsomt foranderlige utbredelseskanaler rapporterer sjeldnere enn brukere som er knyttet til raskt foranderlige utbredelseskanaler. Basestasjonen kan også anordne slik planlegging for å ta hensyn til faktorer så som antallet systembrukere og en vurderingsfaktor.

I et annet aspekt av denne oppfinnelse kan et tidsintervall tilordnes slik at CSI oppdateres i en lang senderperiode og i samsvar med de aktuelle endringer i utbredelseskanalen. Disse endringer kan overvåkes på mottakersiden på en rekke ulike måter, for eksempel kan forskjellen mellom mykbeslutning av symbolene og den nærmeste QAM-konstellasjonsverdi bestemmes og brukes som et kriterium, eller de relative størrelser av de metriske verdier for dekoderen kan også brukes. Når kvaliteten av et gitt kriterium kommer under et forhåndsbestemt terskelnivå rapporteres en oppdatering av CSI til senderenheten.

Den totale flerveisprofil med forsinkelse av sendereffekten for endringer i over-føringen vil vanligvis skje meget langsomt siden den gjennomsnittlige signaleffekt som kan observeres ved ulike forsinkelser holdes konstant, selv om kanalsvekking kan oppstå ganske ofte. Følgelig kan den informasjonsmengde i CSI som trengs for å karakterisere en over-førings vei kunne variere vesentlig fra forbindelse til forbindelse. For å optimalisere ytelsen "skreddersys" kodingen av CSI til de spesifikke krav til overføringsveien. Dersom CSI sendes i frekvensdomeneform, for eksempel som et sett kanalresponsmatriser som skal interpoleres vil forbindelsesveier med liten flerveisoverføringsvirkning bare kreve en mindre del av de totale kanalresponsmatriser.

Strukturkomponentene i et høyeffektivt og høyytelses kommunikasjonssystem

Fig. 3 viser et blokkskjema over en dataprosessor 112 og en modulator 114 som hører til systemet 110 som er vist på fig. IA. Den oppsamlede inkommende datastrøm som innbefatter samtlige data som skal sendes av systemet 110 passerer en demultipleksenhet 310 inne i prosessoren 112, hvor de innkommende data blir demultipleksbehandlet til et antall K kanaldatastrømmer Si-SK. Hver slik kanaldatastrøm kan for eksempel tilsvare en signaleringskanal, en kringkastingskanal, en talekanal eller en trafikkdatatransmisjon. Hver kanaldatastrøm går til sin respektive koder 312 som koder de innkommende data ved hjelp av et bestemt kodeskjema.

Kodingen kan innbefatte feilkorreksjonskoding eller feildeteksjonskoding eller begge, for å øke overføringsveiens eller linkens pålitelighet. Nærmere bestemt kan slik koding for eksempel omfatte innfelling, omhylnings- eller konvolutekoding, såkalt turbokoding, såkalt trellis-koding, blokkoding (feks. den standardiserte Reed-Solomon-koding), en koding i henhold til en syklisk redundanskontroll (CRC) og annet. Turbokoding er beskrevet i nærmere detalj i US patentsøknad USSN 09/205,511 fra 1998 og med tittel "Turbo Code Interleaver Using Linear Congruential Sequences", og i et dokument med tittel "The cdma2000 ITU-R RTT Candidate Submission", heretter kalt standarden IS-2000. Kodingen kan utføres på kanal/kanal-basis, dvs. i hver kanaldatastrøm slik det er vist på fig. 3, men den kan også utføres for den oppsamlede innkommende datastrøm, på en rekke slike strømmer eller, på en del av en slik strøm, over et sett antenner, over et sett subkanaler, over et sett subkanaler og antenner, over hver subkanal, på hvert modulasjonssymbol eller på en eller annen annen enhet for tid, rom og frekvens. De kodede data fra koderne 312a-312k som er vist på figuren går til en dataprosessor 320 som sørger for prosessering av de innkommende data slik at det frembringes det man her har kalt modulasjonssymboler.

I en særlig utførelse tildeler prosessoren 320 hver kanaldatastrøm til en eller flere subkanaler, til en eller flere tidsluker og via en eller flere antenner. Som et eksempel tas her en kanaldatastrøm som tilsvarer en taleforbindelse, og prosessoren 320 kan da tildele en subkanal for sending via en bestemt antenne (dersom senderdiversitet ikke brukes) eller flere antenner (dersom slik diversitet brukes) for så mange tidsluker som trengs for denne aktuelle taleforbindelse eller overføring. For en kanaldatastrøm som tilsvarer en signalerings- eller kringkastingskanal kan prosessoren tildele den ene eller hver angitt subkanal til en eller flere antenner, igjen avhengig av om senderdiversitet brukes eller ikke. Prosessoren 320 tildeler deretter de resterende tilgjengelige ressurser for kanaldatastrømmer som tilsvarer datatransmisjon. Siden slik datatransmisjon har en pulsaktig natur og har større toleranse overfor forsinkelser kan prosessoren 320 tildele de tilgjengelige ressurser slik at systemmålene, nemlig høy ytelse og høy effektivitet eller utnyttelse av ressursene oppnås. Datatransmisjonen kan således planlegges til å nå disse systemmål.

Etter tildelingen av hver kanaldatastrøm til sin respektive tidsluke eller sin respektive tidsluker, subkanal(er) og antenne(r) blir de data som ligger i strømmen modulert ved hjelp av flerbærermodulasjon. OFDM-modulasjon brukes for å få ulike fordeler, og i en særlig utførelse av slik modulasjon grupperes de innkommende data i hver strøm i blokker, slik at hver blokk får et bestemt antall binærsifre. Disse sifre i hver blokk tildeles deretter en eller flere subkanaler som tilordnes totalstrømmen av kanaldata.

Sifrene i hver blokk demultipleksbehandles så til separate subkanaler, og hver av disse omvandler eller videreformidler et potensielt ulik antall sifre (herunder basert på C/ I for subkanalen og om MIMO-prosessering brukes), slik at sifrene i hver av disse subkanaler får en gruppering i modulasjonssymboler som bruker et bestemt modulasjonsskjema (så som M-PSK eller M-QAM) for den aktuelle subkanal. Med for eksempel modulasjonssystemet 16-QAM blir signalkonstellasjonen 16 punkter i et plan for komplekse størrelser (så som a+jb), med hvert punkt i dette plan formidling av fire informasjonssifre. I MIMO-prosesseringsmodusen representerer hvert modulasjonssymbol i subkanalen en lineær kombinasjon av slike symboler, og hvert av dem kan velges fra en ulik konstellasjon.

Samlingen av antallet L modulasjonssymboler danner en modulasjonssymbolvektor V med dimensjonalitet L. Hvert element i denne vektor V tilordnes en bestemt subkanal med unik frekvens eller tone og til hvilken modulasjonssymbolene formidles. Samlingen av modulasjonssymbolene er alle innbyrdes ortogonale. I hver tidsluke og for hver antenne tilsvarer disse symboler de L subkanaler og kombineres til et OFDM-symbol ved bruk av en invers forsert Fourier-transmisjon (IFFT), idet hvert slikt symbol innbefatter data fra de kanaldatastrømmer som er tilordnet de L subkanaler.

OFDM-modulasjon er generelt beskrevet i nærmere detalj i et verk med tittelen "Multicarrier modulation for data transmission: An idea whose time has come" av John A.C. Bingham og er publisert i tidsskriftet IEEE Communications Magazine, mai 1990.

Dataprosessoren 320 mottar på denne måte og prosesserer de kodede data som tilsvarer de K kanaldatastrømmer for å komme frem til i alt NT modulasjonssymbolvektorer Vi-Vnt, idet man således får en symbolvektor for hver senderantenne. I enkelte utførelser kan enkelte av vektorene ha duplikatinformasjon om bestemte subkanaler som er beregnet for ulike senderantenner. Vektorene Vi-Vnt går til sin respektive modulator 114a-l 14t.

På fig. 3 vises hvordan hver modulator 114 omfatter en IFFT 330, dvs. en trans-formatorkrets, en syklusprefiksgenerator 332 og et opptransponeringstrinn 334. IFFT-kretsen 330 omvandler de mottatte modulasjonssymbolvektorer ved transformasjon til tidsplanet, og de kalles da OFDM-symboler. Kretsen 330 kan være utført slik at den inverstransformerer et vilkårlig antall subkanaler (så som 8, 16, 32 etc), eller alternativt kan syklusprefiksgeneratoren 332 gjenta en del av tidsplanrepresentasjonen av OFDM-symbolet for å danne transmisjonssymbolet for den bestemte antenne, for hver modulasjonssymbolvektor som omvandles til et OFDM-symbol. Den sykliske prefiks sørger for at transmisjonssymbolet holder vedlike sine ortogonale egenskaper ved tilstedeværelse av flerover-føringsforsinkelsesspredning, slik at man får bedre ytelse overfor skadelige signalvei-effekter, slik det er beskrevet nedenfor. Implementeringen av kretsen 330 og generatoren 332 tør være velkjent for leseren og anses derfor unødvendig å beskrive nærmere her.

Tidsplanrepresentasjonene for hver syklusprefiksgenerator 332 (dvs. transmi-sjonssymbolene for hver antenne) blir deretter behandlet i transponeringstrinnet 332, omvandlet til et analogt signal, modulert til høyfrekvens (RF) og behandlet (feks. forsterket og filtrert) for å komme frem til et høyfrekvent modulert signal som skal sendes ut via de respektive antenner 116.

Fig. 3 viser også et blokkskjema over en dataprosessor 320. De kodede data for hver kanaldatastrøm (feks. den kodede datastrøm X) går til sin respektive kanaldataprosessor 332, og dersom strømmen skal sendes via flere subkanaler og/eller ut via flere antenner (uten duplikasjon av minst enkelte av sendingene) vil prosessoren 332 sørge for demultipleksbehandling av strømmen til et bestemt antall (opp til L-NT) datasubstrømmer. Hver slik datasubstrøm tilsvarer en transmisjon over en bestemt subkanal og ut til en bestemt antenne. I typiske anvendelser er antallet datasubstrømmer mindre enn produktet L-NT siden enkelte av subkanalene brukes for signalering, tale og andre typer data. Datasubstrømmene blir deretter behandlet for å generere tilsvarende substrømmer for hver av de tildelte subkanaler som da føres til kombinasjonskretser 334 for kombinasjon av modulasjonssymbolene som er angitt for hver antenne til modulasjonssymbolvektorer som videreføres til en modulasjonssymbolvektorstrøm. Disse har antallet NT for de like mange antenner og går til etterfølgende prosesseringsblokker (dvs. modulatorer 114).

I en konstruksjon som sørger for best mulig fleksibilitet, ytelse og utnyttelse av ressursene kan modulasjonssymbolet som skal sendes i hver tidsluke i hver subkanal enkeltvis og uavhengig velges, og dette trekk gir best bruk av den tilgjengelige ressurs over samtlige tre dimensjoner - tid, frekvens og rom. Antallet binærsifre som sendes ut av hvert modulasjonssymbol kan således variere.

Fig. 4A viser et blokkskjema over en kanaldataprosessor 400 som kan brukes for prosessering av en kanaldatastrøm. Prosessoren 400 kan brukes for å implementere en kanaldataprosessor 332 på fig. 3. Transmisjonen av en kanaldatastrøm kan finne sted på flere subkanaler (så som for data 1 på fig. 2) og kan også gå via flere antenner. Transmisjonen på eller via hver subkanal og fira hver antenne kan representere udupliserte data.

Innenfor kanaldataprosessoren 400 er det en demultipleksenhet 420 som mottar og demultipleksbehandler den kodede datastrøm Xjtil flere subkanaldatastrømmer Xi?1-Xi?M, idet man har en subkanaldatastrøm for hver subkanal som brukes for å sende data. Datademultipleksbehandlingen kan være uniform eller ikke uniform, for eksempel vil man hvis en viss del informasjon om transmisjonsveiene er kjent (så som full eller delvis CSI) ha den situasjon at demultipleksenheten 420 kan dirigere flere binærsifre til subkanalene som kan sende flere sifre per sekund og frekvens (benevnelse b/s/Hz). Hvis imidlertid ingen CSI er kjent kan demultipleksenheten 420 uniformt dirigere tilnærmet like antall binærsifre til hver av de allokerte subkanaler.

Hver subkanaldatastrøm går deretter til sin respektive romdelingsprosessor 430 som videre kan sørge for demultipleksbehandling av de mottatte subkanaldata i strømmen, til et antall (opp til NT) datasubstrømmer, hvor datasubstrømmen for hver antenne brukes til å sende data. Således vil den kodede datastrøm Xi etter behandlingen i demultipleksenheten 420 og prosessoren 430 kunne demultipleksbehandles til opp til L-NT datasubstrømmer som skal sendes opp til L subkanaler fra opp til NT antenner.

Ved en bestemt tidsluke og opp til NT modulasjonssymboler kan dette skje ved bruk av hver prosessor 430 og føres til et antall NT kombinasjonstrinn 400a-440t. Prosessoren 430a kan for eksempel være tildelt subkanal 1 og kan gi opp til NT modulasjonssymboler for denne subkanal for antenner 1-NT. Tilsvarende kan prosessoren 430k være tildelt subkanalen k og gi opp til NT symboler for subkanal k for antennene 1-NT. Hver kombinasjonskrets 440 mottar modulasjonssymbolene for de L subkanaler, kombinerer dem for hver tidsluke til en modulasjonssymbolvektor og etablerer disse modulasjonssymbolvektorer som en modulasjonssymbolvektorstrøm V til det neste prosesseringstrinn (dvs. modulatoren 114).

Kanaldataprosessoren 400 kan også være utformet for å gi den nødvendige pro-sesseringskraft for å implementere prosesseringsmodi av typen full eller partiell CSI, beskrevet ovenfor. CSI-prosesseringen kan utføres basert på den tilgjengelige CSI (informa sjonen) og på valgte kanaldatastrømmer, subkanaler, antenner etc. CSI-prosesseringen kan også klareres og sperres selektivt og dynamisk, for eksempel kan den klareres for en bestemt transmisjon, men sperres for enkelte andre slike. CSI-prosesseringen kan varieres under bestemte betingelser som for eksempel når transmisjonslinken har tilstrekkelig nytteforhold C/I.

Kanaldataprosessoren 400 vist på fig. 4A gir en stor grad av fleksibilitet, men en slik fleksibilitet er typisk ikke nødvendig for samtlige kanaldatastrømmer, for eksempel kan data for en taleforbindelse typisk sendes via en bestemt subkanal så lenge forbindelsen opprettholdes eller inntil et tidspunkt når subkanalen omtildeles. Utformingen av kanaldataprosessoren kan i stor grad forenkles for slike kanaldatastrømmer.

Fig. 4B viser et blokkskjema over den prosessering som kan brukes for en kanaldatastrøm så som overordnede data, signalering, tale eller trafikkdata. En romdelingsprosessor 450 kan brukes for å implementere en kanaldataprosessor 332 som vist på fig. 3 og likeledes brukes til å kunne håndtere en kanaldatastrøm som for eksempel kan være en taleforbindelse. En taleforbindelse tildeles typisk en subkanal for flere tidsluker (så som tale 1 på fig. 2) og kan sendes fira flere antenner. Den kodede datastrøm Xjgår til prosessoren 450 for gruppering av de aktuelle data til blokker, idet hver blokk har et bestemt antall binærsifre som brukes for å generere et modulasjonssymbol. Disse symboler fira prosessoren 450 går deretter til en eller flere kombinasjonskretser 440 tilordnet en eller flere antenner som brukes til å sende kanaldatastrømmen.

En bestemt implementering av en senderenhet som kan generere sendersignalet vist på fig. 2 skal nå gjennomgås for å forstå oppfinnelsen bedre. I tidsluke 2 på fig. 2 sendes kontroll/styredata via subkanalen 1, kringkastingsdata sendes via subkanalen 2, taleforbin-delser 1 og 2 opprettholdes for subkanalene 3 og 4, og trafikkdata sendes på subkanalene 5-16.1 dette eksempel antas at senderenheten omfatter fire senderantenner (dvs. NT=4) og fire sendersignaler (dvs. RF-modulerte signaler) for de respektive fire antenner.

Fig. 5A viser et blokkskjema over en del av de prosesseringsenheter som kan brukes for å generere sendersignalet for tidsluke 2 på fig. 2. Den innkommende datastrøm går til en demultipleksenhet 510 som sørger for demultipleksbehandling av strømmen til fem kanaldatastrømmer Si-S5, tilsvarende styring/kontroll, kringkasting, tale 1, tale 2 og data 1 på fig. 2. Hver slik kanaldatastrøm går til sin respektive koder 512 for koding av innholdet og ved hjelp av et kodeskjema som er valgt for den bestemte datastrøm.

I dette eksempel sendes disse strømmer S1-S3ved hjelp av senderdiversitet, og dette betyr at samtlige kodede datastrømmer X1-X3går til sin respektive kanalprosessor 532 som genererer strømmens modulasjonssymboler. Disse symboler fira hver prosessor 532a-532c går så til de fire kombinasjonskretser 540a-d. Hver slik krets 540 mottar modulasjonssymbolene for samtlige seksten subkanaler som er angitt for den antenne som er knyttet til kombinasjonskretsen, kombinerer symbolene i hver subkanal ved hver tidsluke for å generere en modulasjonssymbolvektor og overfører disse vektorer som en modulasjonssymbolvektorstrøm V til sin tilhørende modulator 114. Som indikert på fig. 5A sendes kanaldatastrømmen Si via subkanalen 1 fra samtlige fire antenner, strømmen S2sendes på subkanalen 2 fra alle fire antenner også, og strømmen S3sendes også fra alle fire antenner, men på subkanalen 3. Fig. 5B viser et blokkskjema over en del av de prosessenheter som brukes til å prosessere de kodede data for kanaldatastrømmen S4.1 dette eksempel sendes denne strøm ved romdiversitet (og ikke senderdiversitet som for strømmene S1-S3). Med romdiversitet blir data demultipleksbehandlet og sendt (samtidig i hver av de tilordnede subkanaler eller via ulike tidsluker) via ulike antenner. Den kodede datastrøm X4går til en kanaldataprosessor 532d som genererer strømmens modulasjonssymbol, og disse er i dette tilfelle lineære kombinasjoner av de symboler som er valgt fra symbolalfabeter som tilsvarer hver av kanalens egenmodi. I eksemplet har man fire distinkte slike egenmodi, og hver av dem kan omvandle eller formidle en separat informasjonsdel. Som et eksempel antas at egenmodus 1 har et nyttefohold C/I som tillater at seks sifre i 64-QAM blir sendt på pålitelig måte, egenmodus 2 tillater 16-QAM (4 b), egenmodus 3 tillater QPSK (2 b), og egenmodus 4 tillater B/SK (1 b) for bruken. Således tillater kombinasjonen av samtlige fire egenmodi totalt tretten informasjonssifre (b) for samtidig sending som et effektivt modulasjonssymbol via alle fire antenner i samme subkanal. Det effektive modulasjonssymbol for den tilordnede subkanal for hver antenne er en lineær kombinasjon av de enkelte symboler som er knyttet til hver egenmodus, slik det er beskrevet av matrisemultiplikasjonen i likning (1) ovenfor. Fig. 5C viser et blokkskjema over en del av de prosesseringsenheter som brukes for prosessering av kanaldatastrømmen S5. Den kodede datastrøm X5går til en demultipleksenhet 530 som demultipleksbehandler strømmen X5til tolv subkanaldatastrømmer X5;u-X5;i6, nemlig en slik strøm for hver av de allokerte subkanaler 5-16. Hver strøm går til sin respektive subkanaldataprosessor 536 for generering av modulasjonssymbolene for de til-hørende subkanaldatastrømmer. Symbolstrømmen fra subkanaldataprosessorene 536a-5361 går så til demultipleksenheter 538a-l, en til hver. Hver demultipleksenhet 538 sørger for demultipleksbehandling av den mottatte subkanalsymbolstrøm til fire symbolsubstrømmer og med hver substrøm tilsvarende en bestemt subkanal for en bestemt antenne. De fire symbol-substrømmer fra hver demultipleksenhet 538 går deretter til de fire kombinasjonskretser 540a-d.

På fig. 5C prosesseres en subkanaldatastrøm for å generere en subkanalsymbol-strøm som deretter demultipleksbehandles til fire symbolsubstrømmer, en for hver bestemt subkanal for hver antenne. Denne implementering er ulik fra den som er gjennomgått for fig. 4A hvor subkanaldatastrømmer som er angitt for en bestemt subkanal demultipleksbehandles til flere datasubstrømmer, en for hver antenne og deretter blir prosessert for å generere de tilsvarende symbolsubstrømmer. Demultipleksbehandlingen i henhold til fig. 5C utføres etter symbolmodulasjonen, mens den tilsvarende operasjon i henhold til fig. 4A utføres før den. Andre implementeringer kan også brukes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme.

Hver kombinasjon av subkanaldataprosessoren 536 og demultipleksenheten 538 på fig. 5C utfører sine funksjoner på tilsvarende måte som kombinasjonen av prosessoren 532d og enheten 534d på fig. 5B. Den takt eller overføringshastighet hver symbolsubstrøm kommer ut med fra hver demultipleksenhet 538 vil gjennomsnittlig være fjerdedelen av det som gjelder symbolstrømmen fira den tilhørende kanaldataprosessor 536.

Fig. 6 viser et blokkskjema over en mottakerenhet 600 med flere mottakerantenner, og disse kan brukes til å ta inn en eller flere kanaldatastrømmer. Et eller flere sendte signaler fira en eller flere senderantenner kan således mottas via disse mottakerantenner 610a-610r og rutes til sin respektive frontprosessor 612. Mottakerantennen 610a kan for eksempel motta flere sendte signaler fra flere senderantenner, og mottakerantennen 61 Or kan på tilsvarende måte motta flere sendte signaler. Hver frontprosessor 612 behandler (filtrerer og forsterker) de mottatte signaler, sørger for nedtransponering av resultatet til mellomfrekvens eller basisbånd og utfører sampling og kvantisering av de nedtransponerte signaler. Prosessorene 612 kan videre typisk demodulere de samplingsverdier som er tilordnet den bestemte antenne, med den mottatte pilot for å frembringe koherente samplingsverdier som deretter videreformidles til sin respektive FFT-prosessor 614, en for hver mottakerantenne.

Nå kan det være slik at hver FFT-prosessor 614 genererer transformerte representasjoner av de mottatte samplingsverdier og tilveiebringer en tilsvarende strøm modulasjonssymbolvektorer. Denne strøm fira prosessorene 614a-r går deretter til demultipleksenheter og kombinasjonskretser 620 som kanaliserer strømmen fira hver prosessor 614 til et antall (på opp til L) subkanalsymbolstrømmer. Disse strømmer fira samtlige prosessorer 614 blir deretter behandlet ut fra den kommunikasjonsmodus som brukes (feks. diversitet eller MIMO) før demodulasjonen og dekodingen).

For en kanaldatastrøm som sendes ved bruk av diversitetskommunikasjonsmodusen blir subkanalsymbolstrømmene fira samtlige antenner som brukes for sendingen av kanaldatastrømmen presentert for en kombinasjonskrets som kombinerer den redundante informasjon over tid, rom og frekvens. Strømmen av kombinerte modulasjonssymboler går deretter til en (diversitets)kanalprosessor 630 for tilhørende demodulering.

For en kanaldatastrøm som sendes ved hjelp av MIMO-kommunikasjonsmodusen presenteres samtlige subkanalsymbolstrømmer som brukes for sendingen av kanaldata-strømmen overfor en MIMO-prosessor som ortogonaliserer de mottatte modulasjonssymboler i hver subkanal til de respektive distinkte egenmodi. MIMO-prosessoren utfører den prosessering som er beskrevet av likning (2) ovenfor og frembringer flere uavhengige sym-bolsubstrømmer som tilsvarer antallet egenmodi brukt i senderenheten. Prosessoren kan for eksempel utføre multiplikasjon av de mottatte symboler med de venstre egenvektorer for å frembringe postbehandlede modulasjonssymboler som tilsvarer de modulasjonssymboler som kom inn før full-CSI-prosessoren i senderenheten, og deretter går symbolsubstrøm- mene (de postbehandlede) til en (MIMO)-kanalprosessor 630 for demodulasjon. Således mottar hver kanalprosessor 630 en strøm av modulasjonssymboler (for diversitetskommunikasjonsmodusen) eller flere symbolsubstrømmer (for MIMO-kommunikasjonsmodusen). Hver strøm eller substrøm med modulasjonssymboler går deretter til sin respektive demodulator som arbeider i henhold til et demodulasjonsskjema (som kan være M-PSK, M-QAM eller andre), komplementært med de modulasjonsskjema som brukes i senderenheten for den subkanal som er under prosessering. For MIMO-kommunikasjonsmodusen kan de demodulerte data fira samtlige tildelte modulatorer dekodes uavhengig eller multipleksbehandles inn i kanaldatastrømmen og deretter dekodes, i avhengighet av hvordan kodingen og modulasjonsmetoden som brukes i senderenheten arter seg. For både diversitets- og MIMO-kommunikasjonsmodiene kan kanaldatastrømmen fira kanalprosessoren 630 deretter gå til sin respektive dekoder 640 som arbeider i henhold til et dekoderskjema som er komplementært med det som brukes i senderenheten for kanaldatastrømmen. De dekodede data fira hver dekoder 540 representerer et estimat for de sendte data for den aktuelle kanaldatastrøm.

Fig. 6 viser en utførelse av en mottakerenhet. Andre utførelser kan også tenkes og vil kunne være innenfor oppfinnelsens ramme. Som et eksempel kan en slik mottakerenhet være utformet med bare en enkelt mottakerantenne eller kan være utformet for samtidig å kunne prosessere flere kanaldatastrømmer (så som tale eller generelle data).

Som bemerket ovenfor brukes flerbærermodulasjon i oppfinnelsens kommunikasjonssystem, særlig brukes OFDM-modulasjon for å gi flere fordeler innbefattet bedret ytelse i flerveisomgivelser, redusert implementeringskompleksitet (i relativ forstand, for MIMO-modusdriften) og fleksibilitet. Imidlertid kan andre varianter av flerbærermodulasjon også brukes og vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme.

OFDM-modulasjon kan forbedre systemytelsen ved flerveisforsinkelsesspredning eller differensialveiforsinkelse som innføres av utbredelsesomgivelsene mellom senderantennen og mottakerantennen. Kommunikasjonslinken (dvs. RF-kanalen) har en forsinkelsesspredning som eventuelt kan være større enn den resiproke av systemets driftsbåndbredde W. På grunn av dette kan et kommunikasjonssystem som bruker et modulasjonsskjema hvis sendersymbolvarighet er mindre enn forsinkelsesspredningen av og til få intersymbolinterferens (ISI). Slik interferens vil forstyrre det mottatte symbol og øke sannsynligheten for ukorrekt deteksjon.

Med OFDM-modulasjon vil transmisjonskanalen (eller driftsbåndbredden) i alt vesentlig være oppdelt i et (stort) antall parallelle subkanaler (eller subbånd) som brukes for kommunikasjonen av data. Siden samtlige subkanaler har en båndbredde som typisk er lagt under koherensbåndbredden for kommunikasjonslinken vil interferensen ISI som skyldes forsinkelsesspredning i linken reduseres vesentlig eller helt forsvinne når man bruker modulasjon av typen OFDM. I kontrast til dette vil de fleste konvensjonelle modulasjons-skjemaer (så som QPSK) være følsomme overfor ISI dersom ikke transmisjonssym-boltakten er liten sammenliknet med kommunikasjonslinkens forsinkelsesspredning.

Som bemerket ovenfor kan sykliske prefikser brukes til å bekjempe de uheldige virkninger av flerveisoverføringen. En slik syklisk prefiks er en del av et OFDM-symbol (vanligvis frontdelen, etter IFFT), som er lagt rundt den bakre del av symbolet. Den sykliske prefiks brukes for å opprettholde ortogonaliteten av OFDM-symbolet, idet dette typisk ødelegges ved flerveisoverføring.

Som et eksempel kan man ta et kommunikasjonssystem hvis kanalforsinkelsesspredning er mindre enn 10 us. Hvert OFDM-symbol har i så fall lagt inn et syklisk prefiks som sikrer at det totale symbol holder tilbake sine ortogonale egenskaper ved tilstede-værelsen av flerveis forsinkelsesspredning. Siden det sykliske prefiks ikke gir noen tilleggs-informasjon hører det naturlig hjemme i den overordnede del. For å få god utnyttelse vil imidlertid varigheten av den sykliske prefiks velges å være en liten del av den totale transmisjonssymbolvarighet. I eksemplet bruker man 5 % overordnet informasjon for å ta hensyn til det sykliske prefiks, en transmisjonssymbolvarighet på 200 us som er tilstrekkelig for en 10 us maksimal kanalforsinkelsesspredning og tilsvarer en båndbredde på 5 kHz for hvert av subbåndene. Dersom totalsystemets båndbredde er 1,2288 MHz kan man ha 250 subkanaler med gjennomsnittlig 5 kHz båndbredde hver. I praksis er det hensiktsmessig for subkanalene å falle inn i et multiplum av 2, og dersom transmisjonssymbolvarigheten økes til 250 us og systembåndbredden deles opp i M=256 subbånd vil hver subkanal få en båndbredde på 4,88 kHz.

I bestemte utførelser av oppfinnelsen kan OFDM-modulasjon redusere system-kompleksiteten. Når et slikt kommunikasjonssystem bruker MIMO-teknologi vil kompleksiteten som er knyttet til mottakerenheten være betydelig, særlig når det skjer flerveis-overføringer. Bruken av OFDM-modulasjon tillater imidlertid at hver eneste subkanal kan behandles helt uavhengig av den MIMO-prosessering som brukes, og følgelig kan slik modulasjon i betydelig grad forenkle signalprosesseringen i mottakerenheten, når man altså 1 stedet bruker MIMO-teknologi.

OFDM-modulasjon kan også gi ytterligere fleksibilitet ved deling av systembåndbredden W mellom flere brukere. Særlig kan det tilgjengelige transmisjonsrom for OFDM-symbolene fordeles blant en gruppe brukere, for eksempel kan brukere som utnytter tale ved lav overføringshastighet tildeles en subkanal eller en fraksjon av en slik i OFDM-symbol, mens de øvrige kanaler kan allokeres for databrukere basert på oppsamlet behov. I tillegg kan overordnet informasjon, kringkastingsdata og styring/regulering formidles i enkelte av de tilgjengelige subkanaler eller eventuelt i en mindre del av en slik kanal.

Som beskrevet ovenfor tilordnes hver subkanal en separat tidsluke og med et modulasjonssymbol som velges fira et eller annet alfabet, herunder M-PSK eller M-QAM. I visse utførelser kan modulasjonssymbolet i samtlige L subkanaler velges slik at mest effektiv bruk utnyttes. Subkanal 1 kan for eksempel genereres ved hjelp av QPSK, subkanal 2 kan genereres ved bruk av B/SK, subkanal 3 kan genereres ved bruk av 16-QAM osv. For hver eneste tidsluke vil således opp til L modulasjonssymboler for de likeledes L subkanaler genereres og kombineres for å komme frem til den modulasjonssymbolvektor som skal gjelde den aktuelle tidsluke.

En eller flere subkanaler kan allokeres til en eller flere brukere. Hver talebruker kan for eksempel allokeres en enkelt subkanal. De øvrige subkanaler kan dynamisk allokeres til databrukere. I dette tilfelle blir de øvrige subkanaler allokert til en enkelt databruker eller fordelt mellom flere slike. I tillegg kan enkelte subkanaler reserveres senderoverordnet informasjon, kringkastingsdata og styring/regulering. I visse utførelser av denne oppfinnelse kan det være ønskelig å endre subkanaltildelingen fira eventuelle modulasjonssymboler til symboler i en kvasitilfeldig fordeling for å øke diversiteten og gi en form for interferens-midling.

I et CDMA-system reguleres sendereffekten for signalstyrken i hver returkanal slik at den påkrevde rammefeilhyppighet (FER) oppnås i basestasjonen ved minimal sendereffekt, slik at man far minst mulig interferens overfor andre brukere i systemet. I et CDMA-systems foroverkanal reguleres også sendereffekten for å øke systemkapasiteten.

I oppfinnelsens kommunikasjonssystem kan sendereffekten for begge kanaler reguleres for å redusere interferensen og øke systemkapasiteten, og denne regulering kan utføres på ulik måte. Den kan for eksempel utføres for hver enkelt kanaldatastrøm, for hver subkanal, i forbindelse med hver antenne eller i forbindelse med en eller annen måleinnretning. Når man arbeider i diversitetskommunikasjonsmodusen og dersom signalveitapene fira en bestemt antenne er stort kan sendingene fira denne antenne reduseres eller dempes siden lite blir vunnet i mottakerenheten. Hvis tilsvarende sendingen skjer over flere subkanaler kan hver enkelt ha mindre sendereffekt for signalene, særlig de kanaler som har størst signalvei-tap.

I en bestemt utførelse kan sendereffektreguleringen være koplet til en tilbakekoplingsmekanisme som tilsvarer den mekanisme som brukes i CDMA-systemet. Informasjon om reguleringen kan sendes periodisk eller autonomt fra mottakerenheten til senderenheten for å dirigere sistnevnte til å øke eller redusere sendereffekten. De enkelte digitalsifre som sørger for reguleringen kan genereres på basis av for eksempel mot-takerenhetens BER eller FER: Fig. 7 viser skjemaer over den spektrale utnyttelsesgrad som hører til bestemte kommunikasjonsmodi i oppfinnelsens system. Antallet digitalsifre per modulasjonssymbol for en gitt sifferfeilhyppighet er gitt som en funksjon av nytteforholdet C/I for flere system-konfigurasjoner. Noteringen NTxNR gir konfigurasjonens dimensjon, med NT lik antallet senderantenner og NR lik antallet mottakerantenner. To diveresitetskonfigurasjoner, nemlig 1x2 og 1x4 og fire MIMO-konfigurasjoner, nemlig 2x2, 2x4, 4x4 og 8x4 simuleres, og resultatene er vist på fig. 7.

Som vist i diagrammene går antallet digitalsifre per symbol for et gitt forhold BER fira mindre enn 1 b/s/Hz til nesten 20 b/s/Hz. Ved lave verdier av C/I vil den spektrale utnyttelse ved diversitetskommunikasjonsmodusen og MIMO-kommunikasjonsmodusen være tilsvarende, og bedringen i utnyttelsesgrad vil være mindre merkbar. Ved større verdier av C/I vil imidlertid økningen i utnyttelse ved bruken av MIMO-kommunikasjonsmodusen bli mer dramatisk, og i visse MIMO-konfigurasjoner og for bestemte betingelser vil den momentane forbedring kunne bli opp til tyve ganger.

Fra diagrammene fremgår også at den spektrale utnyttelsesgrad generelt øker etter hvert som antallet sender- og mottakerantenner øker. Bedringen er også generelt begrenset til de nedre eller lavere verdier av NT og NR. Diversitetskonfigurasjonene 1x2 og 1x4 vil begge for eksempel asymptotisk nærme seg omtrent 6 b/s/Hz.

Ved undersøkelsen av de enkelte dataoverføringshastigheter (bitrater) som er tilgjengelige kan de spektrale utnyttelsesgrader som er gitt på fig. 7 anvendes på resultatene på subkanalbasis for å oppnå det omfang av overføringshastigheter som er mulig for denne subkanal. Som et eksempel på en abonnentenhet som arbeider ved et nytteforhold C/ I på 5 dB vil den spektrale utnyttelsesgrad for denne enhet ligge mellom 1 og 2,25 b/s/Hz, i avhengighet av hvilken kommunikasjonsmodus som brukes. I en 5 kHz subkanal vil følgelig abonnentenheten kunne håndtere en maksimal overføringshastighet i området 5-10,5 kb/s. Dersom nytteforholdet er 10 dB vil samme abonnentenhet kunne håndtere maksimaloverføringshastigheter i området 10,5-25 kb/s per subkanal. Med 256 subkanaler tilgjengelige vil den maksimale overføringshastighet for enheten være 6,4 Mb/s når nytteforholdet er 10 dB. Når man altså har gitt overføringshastighetskravene for abonnentenheten og driftsnytteforholdet for denne kan systemet allokere det nødvendige antall subkanaler for å møte kravene. I tilfelle datatjenester kan antallet subkanaler som allokeres per tidsluke variere, for eksempel i avhengighet av annen trafikkbelastning.

Kommunikasjonssystemets returkanal kan utformes tilsvarende i oppbyggingen som foroverkanalen, men i stedet for felles styrekanaler og kringkastingskanaler kan det være en eller flere kanaler for tilfeldig tilgang og nærmere bestemt i subkanalene eller i bestemte posisjoner av modulasjonssymbolene i rammen, eventuelt begge deler. Disse ekstrakanaler kan brukes av enkelte abonnentenheter eller alle, for å sende korte forespørsler (så som registreringer, etterspørsel etter ressurser etc.) til den sentrale stasjon. I den felles aksesskanal kan abonnentenhetene bruke felles modulasjon og koding. De øvrige kanaler kan allokeres til separate brukere som for foroverkanalen. Allokeringen og deallokeringen av ressurser (i både forover- og returkanalene) kan styres og overvåkes av systemet og kommuniseres via foroverkanalens styrekanaldel.

En konstruksjonsbetraktning som må gjelde for returkanalen er den maksimale differensielle utbredelsesforsinkelse mellom den nærmeste og den fjerneste abonnentenhet. I systemer hvor denne forsinkelse er liten i forhold til varigheten av den sykliske prefiksverdi behøver det ikke være nødvendig å utføre korreksjon i senderenheten, men hvor for-sinkelsen er betydelig kan prefiksverdien utvides til også å gjelde inkrementforsinkelsen. I enkelte tilfeller kan det være mulig å komme frem til et passende estimat for den såkalte rundtrippforsinkelse og korrigere sendertiden slik at symbolet ankommer den sentrale stasjon ved riktig tidspunkt. Vanligvis vil man ha en viss restfeil, slik at prefiksverdien også kan utvides for å kunne oppta denne restfeil.

I kommunikasjonssystemet kan enkelte abonnentenheter i dekningsområdet ta imot signaler fra mer enn én sentral stasjon. Dersom informasjonen som sendes fra flere slike sentrale stasjoner er overlappende og dermed redundant over to eller flere subkanaler og/eller fira to eller flere antenner kan de mottatte signaler kombineres og demoduleres av abonnentenheten ved å bruke et egnet skjema for diversitetskombinasjon. Dersom den sykliske prefiksverdi som brukes er tilstrekkelig til å kunne håndtere de ulike forsinkelser i utbredelsen, mellom den tidligste og siste ankomst av signalene kan disse eventuelt kombineres i mottakeren og da bli korrekt demodulert. En slik diversitetsmottaking er velkjent innenfor kringkastingsanvendelser for OFDM. Når subkanalene allokeres til bestemte abonnentenheter er det mulig å overføre samme informasjon via en bestemt subkanal, for utsending fra flere sentrale stasjoner til en særskilt abonnentenhet, og dette konsept blir tilsvarende den myke omruting som brukes i CDMA-systemene.

Som vist ovenfor brukes både sender- og mottakerenheten sammen med ulike prosesseringsenheter som innbefatter ulike typer dataprosessorer, kodere, transformasjons-kretser for IFFT henholdsvis FFT etc., demultipleksenheter, kombinasjonskretser og annet. Slike prosesseringsenheter kan implementeres på ulik måte, så som ved hjelp av anvendel-sesspesifikke integrerte kretser (ASIC), digitalsignalprosessorer, mikromaskiner, mikropro-sessorer eller andre elektroniske kretser som er egnet for å utføre de funksjoner som er beskrevet her. Også prosessenhetene kan implementeres ved hjelp av generelle prosessor-brikker eller spesialkonstruerte slike for å utføre instruksjonskoder som gjør at funksjonene som her er beskrevet kan utføres riktig. Prosessenhetene som er beskrevet her kan således implementeres ved hjelp av komponenter, kretser, programvare eller en kombinasjon.

Beskrivelsen ovenfor av foretrukne utførelser er utformet slik at fagfolk skal kunne bruke og utføre oppfinnelsen, men ulike modifikasjoner vil likevel være åpenbare, idet hovedprinsippene også kan brukes sammen med andre utførelser uten dermed bruk av opp-finnerisk innsats. Oppfinnelsen skal altså ikke begrenses til de utførelser som er vist og beskrevet, men innrømmes videst mulig omfang, idet det er patentkravene som setter rammen.

Claims

1. Fremgangsmåte for sending av pilotsignaler brukt til måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO-system, (100), omfattende trinnene: å dele et sett subkanaler inn i flere subsett av subkanaler, hvor settet av subkanaler er definert over et ortogonalt frekvensdelt multipleksing, OFDM, symbol,, å tildele hvert subsett av subkanaler en sekvens av pilotsymboler som skal sendes; å generere ortogonale pilotsignaler ved å kode to eller flere påfølgende OFDM-symboler med en ortogonal kode, å tildele ett eller flere ortogonale pilotsignaler til en senderantenne eller overføringsvei, og å sende disse OFDM-symbolene via senderantennen eller overføringsveien.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor de flere subsett av subkanaler er disjunkte subsett.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor den ortogonale koden er en Walsh-kode.

4. Fremgangsmåte i følge krav 1, hvor å dele et sett subkanaler inn i flere subsett av subkanaler er basert på minst ett kanalkarakteristikon.

5. Fremgangsmåte i følge krav 4, hvor kanalkarakteristikonet er kanalens forsinkelsesspredning.

6. Fremgangsmåte i følge krav 4, hvor senderantennen tilhører samme basestasjon eller nabobasestasjoner.

7. Apparat for sending av pilotsignaler brukt til måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO, system (100), hvor apparatet omfatter: midler for å dele et sett subkanaler inn i flere subsett av subkanaler, hvor settet av subkanaler er definert over et ortogonalt frekvensdelt multipleksing, OFDM, symbol, midler for å tildele hvert subsett av subkanaler en sekvens av pilotsymboler som skal sendes; midler for å generere ortogonale pilotsignaler ved å kode to eller flere påfølgende OFDM-symboler med en ortogonal kode, midler for å tildele ett eller flere ortogonale pilotsignaler til en senderantenne eller overføringsvei, og midler for å sende disse OFDM-symbolene via senderantennen eller overføringsveien.

8. Fremgangsmåte for sending av pilotsignaler brukt til måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO-system (100), omfattende trinnene: å generere en pilotsekvens ved å bruke en skiftregistersekvens med maksimal lengde, m-sekvens; å tildele en forskjellig forskyvning til hver senderantenne, hvor verdien av forskyvningen avhenger av minst ett karakteristikon av kommunikasjonskanalen.; å generere et pilotsignal ved hver antenne ved å forskyve pilotsekvensen med verdien spesifisert av nevnte forskyvning, og å sende pilotsignalet via senderantennen.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 8, hvor antall tilgjengelige forskyvninger er begrenset av minst ett karakteristikon ved kanalen.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 8, videre omfattende trinnet å oppnå m-sekvensen ved å filtrere en lenger m-sekvens.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 8, hvor MIMO-systemet ikke benytter OFDM-symboler som pilotsignaler.

12. Apparat for sending av pilotsignaler brukt til måling og rapportering av kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO, system (100), hvor apparatet omfatter: midler for å generere en pilotsekvens ved å bruke en skiftregistersekvens med maksimal lengde, m-sekvens; midler for å tildele en forskjellig forskyvning til hver senderantenne, hvor verdien av forskyvningen avhenger av minst ett karakteristikon av kommunikasjonskanalen; midler for å generere et pilotsignal ved hver antenne ved å forskyve pilotsekvensen med verdien spesifisert av nevnte forskyvning, og midler for å sende pilotsignalet via senderantennen.

13. Fremgangsmåte for å rapportere kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO, system (100), omfattende trinnene: å bestemme, ved en mottakerenhet, et sett av kanalresponsmatriser H, assosiert med en i'te subkanal, hvor elementene i hver matrise tilsvarer de komplekse kanalresponsverdiene for hvert par av sender- og mottakerantenner, og å rapportere et subsett av settet av kanalresponsmatriser H, til en senderenhet.

14. Fremgangsmåte i følge krav 13, videre omfattende trinnet å bestemme, ved senderenheten, ved hjelp av interpolasjon, kanalresponsmatrisene Hi som ikke er inkludert i det rapporterte subsettet av kanalresponsmatriser H,.

15. Fremgangsmåte i følge krav 13 eller 14, hvor det rapporterte subsettet er tilstrekkelig til å la senderen bestemme kanalresponsmatrisene H, som ikke er inkludert i det rapporterte subsettet.

16. Apparat for å rapportere kanalstatusinfonnasjon, CSI, i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger, MIMO-system (100),karakterisert ved: midler for å bestemme, ved en mottakerenhet, et sett av kanalresponsmatriser Hi assosiert med en i'te subkanal, hvor elementene i hver matrise tilsvarer de komplekse kanalresponsverdiene for hvert par av sender- og mottakerantenner, og midler for å rapportere et subsett av settet av kanalresponsmatriser H; til en senderenhet.