MX2007003429A

MX2007003429A - Fuente de poder de tres etapas mejorada para soldadura de arco electrico.

Info

Publication number: MX2007003429A
Application number: MX2007003429A
Authority: MX
Inventors: Todd Eric Kooken; Li-Feng Luo
Original assignee: Lincoln Global Inc
Priority date: 2006-10-23
Filing date: 2007-03-22
Publication date: 2008-11-18
Also published as: CN101168210B; CA2580041C; EP1916047A1; CA2580041A1; CN101168210A; AU2007200934A1; AU2007200934B2; CN101941111B; EP1916047B1; PL1916047T3; US8785816B2; US20070051712A1; CN101941111A

Abstract

Se describe una fuente de poder de tres etapas para un proceso de soldadura de arco eléctrico que comprende una etapa de entrada que tiene una entrada CA y una primera señal de salida CD; una segunda etapa en la forma de un convertidor CD a CD no-regulado que tiene una entrada conectada a la primera señal de salida CD, una red de conmutadores conmutados a una alta frecuencia con un ciclo refuncionamiento dado para convertir la entrada en una primera señal CA interna, un transformador de aislamiento con un embobinado primario accionado por la primera señal CA de alta frecuencia interna y un embobinado secundario para crear una segunda señal CA de alta frecuencia interna y un rectificador para convertir la segunda señal CA interna en una segunda señal de salida CD de la segunda etapa, con una magnitud relacionada con el ciclo de funcionamiento de los conmutadores; y, una tercera etapa para convertir la segunda señal de salida CD a una salida de soldadura en donde la etapa de entrada tiene un convertidor CD a CD regulado con un conmutador de potencia boost que tiene un circuito de conmutación suave activa.

Description

FUENTE DE PODER DE TRES ETAPAS MEJORADA PARA SOLDADURA DE ARCO ELECTRICO CAMPO DE LA INVECION La invención se relaciona con el campo de la soldadura de arco eléctrico y más particularmente con una fuente de poder de tres etapas mejorada para la soldadura y una relación novedosa entre las dos primeras etapas de la fuente de poder de tres etapas . ANTECEDENTES DE LA INVENCION La soldadura de arco eléctrico involucra el paso de una corriente CA o CD entre un electrodo metálico y una pieza-detrabajo en donde el electrodo metálico normalmente es un alambre con núcleo metálico o alambre metálico sólido. Una fuente de poder es utilizada para crear un patrón de corriente dado y/o una polaridad entre el alambre electrodo progresivo y la pieza-de- trabaj o de forma que el arco fundirá el extremo del alambre de soldadura progresivo y depositará el metal fundido sobre la pieza de trabajo. Aun cuando son utilizadas tecnologías de conversión para las fuentes de poder, lo más eficaz es una fuente de poder basada en un inversor en donde una red de conmutación incluye conmutadores operados a alta frecuencia para crear la forma de onda o nivel de corriente que se desea para el proceso de soldadura. Una fuente de poder tipo inversor se discute en la Patente 5,278,390 por Blankenship en donde el inversor es controlado con "tecnología No. Ref . : 180330 de control de forma de onda" utilizado por primera vez por The Lincoln Electric Company de Cleveland, Ohio. La forma de onda real es generada por una serie de pulsos cortos creados a una frecuencia generalmente por arriba de 18 kHz y el grupo de pulsos cortos tiene un perfil controlado por un generador de forma de onda. De conformidad con tecnología estándar de fuentes de poder, la señal de salida hacia la etapa inversora de ' la fuente de poder es una corriente rectificada de un suministro de energía de onda sinusoidal. Un factor de energía apropiado que corrige el conversor es una práctica común y es ya sea parte de la misma red conmutadora inversora, como la mostrada en la Patente 5,991,169 por Kooken o está ubicada antes de la etapa inversora, de acuerdo a lo mostrado en la Patente 6,177,645 por Church. De hecho, una fuente de poder con un factor de energía que corrige el conversor o etapa se ha conocido por muchos años en el estado previo de la técnica de soldadura. Otra fuente de poder que emplea un factor de energía de entrada que corrige al conversor en la forma de un conversor de compensación se muestra en la Patente 6,504,132 por Church. Las dos patentes por Church y la Patente por Kooken son incorporadas aquí como referencia para la información de antecedentes. En ambas Patentes 5,991,169 por Kooken y Patente 6,504,132 por Church la corriente de soldadura real es regulada por un convertidor de interrupción periódica o buck y el aislamiento es obtenido mediante un transformador ya sea en la salida de la etapa de inversora o en la salida del convertidor de compensación de salida. Estas diferentes topologías para las fuentes de poder son ampliamente reconocidas en la tecnología de soldadura de arco. En estas patentes del estado previo de la técnica, la corriente, voltaje o potencia de soldadura real se regula en, o antes de la etapa de salida de la fuente de poder, la etapa de salida es ya sea un inversor o un interruptor periódico. Ni el inversor, ni el interruptor periódico se regula para producir un bus fijo DC, de voltaje inferior, para accionar una etapa de soldadura regulada. El aislamiento de la operación de soldadura es una característica de la mayoría de los suministros de energía para soldadura. El término "soldadura" incluye "corte por plasma". En la Patente 5,991,180, un pre-regulador que utiliza un conversor de compensación es dirigido hacia un conversor el cual es descrito como un convertidor de interrupción periódica que cuenta con un transformador de aislamiento de salida ubicado después de la regulación de soldadura y acciona directamente la operación de soldadura. En esta fuente de poder, la red de interrupción periódica es controlada para crear la corriente de soldadura de salida regulada deseada y se acondiciona un aislamiento en la etapa de salida. En una forma similar, la Patente 5,601,741, por Thommes describe un convertidor elevador tipo boost para accionar un inversor de ancho de pulso modulado que proporciona la señal de salida regulada para la operación de soldadura real. En ambas Patentes de Vogel y Thommes, la segunda etapa es regulada para dirigir la corriente de factor de potencia controlada desde un pre-regulador en una operación de soldadura. La regulación de soldadura se encuentra en la segunda etapa y normalmente es conducida por un circuito de control modulador de ancho de pulso. Ambas Patentes de Vogel y Thommes son incorporadas aquí como referencia en los antecedentes tecnológicos. En la Patente 6,278,080 por Moriguchi una fuente de poder tipo inversor es regulada para controlar la corriente de soldadura deseada. El aislamiento se obtiene mediante un transformador entre el inversor de segunda etapa controlada y la salida de soldadura lo cual se describe con una operación de soldadura CD. Una fuente de poder similar se muestra en la Patente 5,926,381 por Moriguchi y 6,069,811 por Moriguchi en donde el aislamiento de la corriente de control de la etapa de inversión se encuentra en la salida del inversor y directamente conduce la operación de soldadura. La patente 5,926,381 por Moriguchi describe el arreglo común para utilizar el voltaje en la salida del convertidor elevador tipo boost de primera etapa para proporcionar el voltaje de controlador para la etapa de inversión regulada o para el mismo convertidor elevador boost. Las tres Patentes de Moriguchi son incorporadas aquí como referencia para los antecedentes que muestran el estado previo de la técnica de las fuentes de poder en donde un inversor es accionado por un convertidor elevador boost de entrada o una salida de CD de un rectificador para producir una corriente de soldadura controlada dirigida hacia un transformador de salida utilizado para un aislamiento. La señal de CA secundaria del transformador de aislamiento es utilizada directamente para la operación de soldadura. No existe una topología de tercera etapa como la usada en la fuente de poder novedosa de la invención. De regreso a la tecnología que no es de soldadura, un aspecto de la invención el uso de un dispositivo rectificador sincrónico de salida en la salida de un convertidor de segunda etapa de CD/CD. Los rectificadores sincrónicos son una práctica común y un rectificador es ilustrado en la Patente 6,618,274 por Boylan. La Patente 3,737,755 por Calkin, describe un covertidor CD/CD para un uso de baja energía en donde una corriente regulada fija es dirigida hacia un inversor no-regulado para proporcionar una señal CD de salida no-variable. Cualquier control del inversor no-regulado se encuentra 'en el lado de entrada del inversor de forma que la señal CD de entrada es el único parámetro que puede ser regulado para controlar la señal CD de salida fija del inversor. Esta es una topografía que requiere un control de la señal para el inventor de forma que el inversor proporcione una señal de salida fija controlada. La tecnología del estado previo de la técnica general que no-es-de-soldadura de las Patentes de Boylan y Calkin son incorporadas aquí como referencia para mostrar un rectificador sincrónico y una versión de un inversor no-regulado en donde cualquier regulación es ejecutada antes del inversor mediante el control del nivel de salida de la señal CD de salida. Ni una de estas patentes se relaciona con una fuente de poder para soldadura y se incorporan aquí únicamente como conceptos técnicos generales, tal como los dispositivos rectificadores sincrónicos e inversores no-regulados. Un convertidor de dos etapas CA a CD que no-es-de-soldadura se muestra en la Patente 5,019,952 por Smolenski para impartir una distorsión armónica mínima para la corriente que fluye en el convertidor. La carga no es variable y no requiere una regulación igual a lo demandado en una operación de soldadura. Esta Patente es incorporada como referencia para mostrar tecnología general no relacionada en alguna forma con las demandas de una fuente de poder para soldadura de arco eléctrico. Estas Patentes constituyen la información de los antecedentes que se relacionan con una fuente de poder que debe ser regulada por una operación de soldadura en donde la regulación es mediante un circuito de retroalimentación de una corriente promedio, voltaje promedio, y energía de la operación de soldadura real. Las fuentes de poder de carga fija no son relevantes para la invención, excepto como información técnica general. En el pasado, un inversor en una fuente de poder contaba con una salida de una corriente de soldadura regulada por un parámetro en la operación de soldadura, tal como la corriente, voltaje o energía. Este inversor era normalmente controlado por un modulador de ancho de pulso en donde el ciclo de funcionamiento de los conmutadores operados a alta frecuencia era controlado por la retroalimentación de la operación de soldadura de forma que el ciclo de funcionamiento fuera ajustado en un intervalo sustancialmente menor que 100%. Este tipo de inversor PWM controlado es referido como un inversor de una sola etapa regulado. Tal inversor era formado en la salida de la fuente de poder y era la última etapa de la fuente de poder. Los ciclos de funcionamiento de menor duración resultaban en más altas corrientes primarias y más pérdidas. La eficacia del inversor variaba de acuerdo al ajuste del ciclo de funcionamiento provocado por el requerimiento de la regulación de la salida del inversor de una sola etapa para crear un señal de salida apropiada para la soldadura. Con el uso de una fuente de poder en donde la etapa final es un inversor de una sola etapa regulado resultaba en pérdidas de calor, menor eficiencia, altos costos y un incremento en el tamaño de los componentes. Por estas razones, algunos fabricantes de fuentes de soldadura han comercializado fuentes de poder que son mejores que las fuentes de poder inversoras debido a que no utilizan inversores con los altos costos y otras dificultades resultantes. Se evitaba una etapa inversora la cual tenía la función dual de aislar la salida y regular la corriente con el propósito de crear una corriente apropiada. Ver la Patente 6,723,957 por Hoverson, incorporada aquí como referencia para los antecedentes de la invención. BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es utilizada con una fuente de poder de tres etapas para soldadura de arco eléctrico y corte por plasma en donde el inversor de la fuente de poder es una segunda etapa al igual que en el pasado, pero no es regulada por lo que una tercera etapa puede ser agregada para proporcionar la regulación real para crear una corriente apropiada para soldadura. Al utilizar este concepto novedoso de tres etapas, se puede conseguir un número de ventajas con respecto al estado previo de la técnica. Primera, el inversor puede operar a una muy alta frecuencia de conmutación mientras que la tercera etapa de salida puede ser un convertidor de interrupción periódica operado a una más baja frecuencia de conmutación. En consecuencia, la frecuencia de conmutación es optimizada para cada etapa de la invención. Esto reduce el tamaño del inversor sin incrementar las pérdidas de las otras etapas .

Segunda, debido al uso de las tres etapas descritas solamente se necesita un transformador de aislamiento para el sistema. En el estado previo de la técnica, eran necesarios dos transformadores de aislamiento, uno para la conversión de poder y otro para la potencia de control. No obstante, en la presente invención, debido a que la segunda etapa produce un voltaje CD fijo, aislado sobre un segundo bus de CD no es necesario otro transformador de aislamiento para generar la potencia de control. Esto permite que se reduzca la complejidad, costo y tamaño del dispositivo, y al mismo tiempo obtener la misma o una mejor eficacia y potencia. Una tercera ventaja es más altos picos para los índices de potencia promedios proporcionados por la presente invención. En los sistemas del estado previo de la técnica, el inversor de la segunda etapa se había diseñado para experimentar la máxima potencia pico, para la cual fue diseñada. Por consiguiente, todos los componentes dentro del inversor de segunda etapa, incluyendo los transformadores, habían sido diseñados y construidos para este índice de pico de potencia. Tal requerimiento resultó en diseños muy grandes y complejos, porque muchos componentes, tal como los transformadores, habían sido fabricados muy grandes para ajustarse a las potencias pico en que fue diseñada la máquina. Este requerimiento de diseño es eliminado por la presente invención. De acuerdo lo discutido anteriormente, el inverso no regulado de segunda etapa incluye un transformador de aislamiento para el sistema de potencia, y no existe otro transformador corriente abajo de esta etapa. Debido a esto, y debido a la colocación de un capacitor de desacoplamiento entre las etapas segunda y tercera, no hay componentes de la presente invención los cuales se encuentran corriente arriba del capacitor de desacoplamiento que experimenten la potencia "pico" del sistema. Dicho de otra forma, solamente la tercera etapa experimentará la potencia pico de sistema. Por lo tanto, la segunda etapa (inversor) de la presente invención necesita solamente ser diseñada para potencias "promedio", lo cual reduce enormemente el tamaño total y la complejidad del sistema. Los cambios en diseño y tamaño que se necesitan para permitir la tercera etapa (en este caso un conversor de interrupción periódica) para manejar la energía pico de sistema son mucho más simples y fáciles de realizar que diseñar una etapa de inversor/transformador para la misma potencia pico. Por consiguiente, la presente invención permite la reducción total en el tamaño para la etapa de inversor/transformador, de esa forma obtener el mismo pico para índices de potencia promedio al igual que en los dispositivos del estado previo de la técnica con un tamaño más pequeño . También se relaciona con la ventaja anterior la capacidad de la presente invención de alcanzar aun más altos picos para índices de potencia promedios que los dispositivos del estado previo de la técnica. Debido a que es más fácil y menos complejo diseñar y construir una tercera etapa (en este caso un conversor de interrupción periódica) para manejar una alto pico de potencia, la configuración de la presente invención permite al sistema total tener un pico más alto para índices de potencia promedio que en los dispositivos del estado previo de la técnica. Estos se logra mientras que aun se mantiene un tamaño relativamente pequeño. En una modalidad de la invención la potencia pico es de 4 x potencia promedio, y en otra modalidad puede ser tan alta como 5 x potencia promedio. Tal mejora el altamente conveniente es soldadura de pulsos, en donde puede ser importante el pico para los índices de potencia promedio de una máquina. Una ventaja adicional es la alta eficiencia de operación que se puede obtener para las etapas primera y segunda de la presente invención. En los dispositivos del estado previo de la técnica, la eficiencia de operación del factor de corrección de potencia (PFC, por sus siglas en inglés) y de las etapas de aislamiento es relativamente baja, y puede ser tan baja como 82% pero típicamente es de 86%. Sin embargo, la presente invención puede obtener una eficiencia operacional tan alta como un 90%, y mayores. De acuerdo a lo que se discutirá adicionalmente más adelante, una modalidad de la presente invención contiene un PFC en la primera etapa y proporciona una etapa inversora de aislamiento en la segunda etapa. Debido que la segunda etapa no está regulada, y se encuentra operando a un muy alto ciclo de operación (discutido más adelante) , la eficiencia del sistema total entre el PFC y las etapas inversora/aislamiento puede ser tan alta como 90%, o aun más alta. Una ventaja adicional, es que una modalidad de la presente invención no requiere la conmutación de fase en la etapa inversora no-regulada (segunda etapa) . En los sistemas de estado previo de la técnica que utilizan alta potencia (tal como los sistemas de soldadura y corte) , "conmutación suave" (discutido adelante con mayor detalle) , en una etapa inversora, conmutación de fase requerida. Es decir, debido a que el tiempo "Encendido" de la etapa inversora no es fijo, es necesario para los sistemas del estado previo de la técnica utilizar técnicas de conmutación de fase para obtener una conmutación suave. Al tener un ciclo de operación no-fijo la eficiencia de los sistemas del estado previo de la técnica era limitada. Además, el uso de un cambio de fase agrega una complejidad y contribuye a pérdidas de potencia en el inversor. La presente invención obvia la necesidad de un cambio de fase debido a los aspectos novedosos de constricción y diseño del sistema. Específicamente, en una modalidad de la presente invención, la etapa inversora es no-regulada y es operada a un ciclo de operación fijo y alto de por lo menos 80%, y en otra modalidad por lo menos 90%, y en una modalidad adicional cerca de 100%. Debido a estos altos ciclos de operación fijos, esta modalidad de la presente invención no requiere cambio de fase. Esencialmente, la segunda etapa no-regulada de la presente invención tiene una conmutación suave inherente. Al tener una energía de ciclo de operación fija, alta que es almacenada en la inductancia de salida del transformador es utilizada para forzar un voltaje cero a través de IGBT' s entes de que sean encendidos. Esto resulta en una conmutación suave de los conmutadores. Esto es una ventaja cuando se compara con los inversores regulados del estado previo de la técnica, debido a que los inversores regulados requieren algún tipo de modulación de cambio de fase con el fin de tener conmutaciones suaves. Esto es típicamente debido a que el ciclo de operación en un inversor regulado varía y no existe un tiempo de "apagado" fijo, conocido. Adicionalmente, frecuentemente en los sistemas del estado previo de la técnica, en adición al control de cambio de fase, también es común agregar una cierta cantidad de inductancia de salida de los circuitos alternativos con el fin de asegurar que la trayectoria aislante sea conmutada suavemente. Las complejidades asociadas con la conmutación suave de un inversor regulado son eliminadas con esta modalidad de la presente invención, la cual emplea un inversor no-regulado que opera a un ciclo de operación fija, alta, permitiendo una conmutación suave inherente sin la necesidad de un cambio de fase.

Se debe observar que el aspecto total de la topografía de tres etapas, de la presente invención, no está limitada solamente a una etapa inversora la cual no usa un cambio de fase. Se debe comprender que ciertas ventajas de la presente invención se pueden obtener al utilizar una etapa inversora la cual emplea un cambio de fase par ayudar/habilitar una conmutación suave. Adicionalmente, el voltaje CD fijo, aislado para la tercera etapa regulada puede ser sustancialmente inferior al voltaje CD de la etapa de conversor de entrada y mucho más alto que el voltaje de salida de soldadura real. La fuente de poder de tres etapas que utilizan la invención involucran una topografía novedosa para una fuente de poder en donde el inversor modulado de ancho de pulso es simplemente una segunda etapa para crear un bus Cd de salida fijo aislado sin una señal de retroalimentación para el inversor modulado de ancho de pulso de la segunda etapa. El bus aislado es utilizado en una tercera etapa regulada por los parámetros de soldadura reales para crear una corriente apropiada para soldar. En consecuencia, la invención involucra un segunda etapa no-regulada no solamente proporcionar el aislamiento necesario sino también producir un bus de salida para ser utilizado por una tercera etapa en donde se consigue la regulación de soldadura. El inversor de segunda etapa no regulada es operado a una muy alta frecuencia con un ciclo de funcionamiento que es fijo durante la operación de la fuente de poder. En una modalidad de la presente invención, la frecuencia se encuentra por arriba de 18 kHz y en otra modalidad puede ser aproximadamente 100 kHz. De acuerdo a lo establecido anteriormente, el ciclo de funcionamiento es fijo en diferentes niveles altos. En una modalidad, el ciclo de funcionamiento es fijo por lo menos 80%, mientras que en otra modalidad el ciclo de funcionamiento es fijo por lo menos 90%, y en una modalidad adicional el ciclo de funcionamiento es cerca de 100% para dar el nivel de máxima eficiencia. El uso de un alto ciclo de funcionamiento, fijo minimiza el tiempo de circulación de corriente de la segunda etapa inversora para sustancialmente reducir calentamiento e incrementar la eficiencia. La segunda etapa inversora puede ser un modulador de cambio de fase controlado, o puede no emplearse un cambio de en absoluto, de acuerdo a lo descrito anteriormente. La salida de la segunda etapa inversora no regulada puede ser un rectificador que utiliza dispositivos rectificadores sincrónicos suficientemente conocidos, los dispositivos son controlados por el bobinado secundario del transformador de aislamiento interno del inversor no regulado de segunda etapa. Al utilizar dispositivos rectificadores sincrónicos en la salida de la segunda etapa, existe una mejora adicional en la eficiencia total de la fuente de poder. La primera etapa es ya sea un rectificador de entrada o un rectificador de entrada con un convertidor de factor de corrección de potencia. En una modalidad ejemplar, se emplea un convertidor de factor de corrección de potencia de primera etapa. Este convertidor es después un rectificador estándar o puede ser combinado con el rectificador. Por supuesto, este convertidor puede ser un convertidor de factor de corrección de potencia pasivo o un convertidor activo como un convertidor de elevación tipo boost, buck o buck+boost. La primera etapa de la invención produce un primer bus de CD con un voltaje fijo. De acuerdo a lo establecido previamente, la eficiencia total de la primera etapa PFC y la etapa inversora no-regulada (etapa de aislamiento) de la presente invención puede ser tan alta como 90% y superior. Al utilizar una primera etapa estándar para la fuente de poder, la primera señal de salida CD la cual el es bus de CD de entrada hacia el inversor no regulado, puede ser regulada y fijada en un valor de aproximadamente 400-900 volts CD, en una modalidad ejemplar. La salida del inversor de aislamiento, no-regulado que forma la segunda etapa de la fuente de poder novedosa es un bus de CD fija que cuenta con una relación fija con el bus de CD de entrada de la primera etapa. El voltaje del segundo bus de CD o salida es sustancialmente menor que el voltaje del bus de CD de la primera etapa. Por ejemplo, en una modalidad de la invención el primer bus de CD puede tener un voltaje de 400V en donde el segundo bus de Cd tiene un voltaje de 100V.

La fuente de poder así, produce un segundo bus de CD el cual tiene una relación matemática fija con el bus de CD de entrada del convertidor de factor de potencia. De conformidad con la práctica estándar, el inversor no regulado de segunda etapa incluye un transformador de aislamiento que cuenta con un embobinado primario y un embobinado secundario por lo que el embobinado secundario se encuentra aislado de la entrada de la fuente de poder. Ver la Patente 4,864,479 por Steiger incorporada aquí como referencia. El inversor de segunda etapa, no-regulada puede ser operado a una frecuencia de conmutación para optimizar la operación del inversor de segunda etapa. En una modalidad de la invención, se utiliza una frecuencia de conmutación extremadamente alta para reducir el tamaño y costo de los componentes en el inversor de segunda etapa no regulado, novedoso. De hecho, en una modalidad ejemplar, el ciclo de funcionamiento se encuentra fijo por lo menos 80%, y en una modalidad adicional por lo menos 90% y en una modalidad adicional cerca de 100%. Esto reduce drásticamente la corriente circulada en la segunda etapa y mejora enormemente las características de operación del inversor de segunda etapa el cual también proporciona la función de aislamiento de la salida de embobinado de la fuente de poder del la entrada CA de la fuente de poder. Al contar con dispositivos de conmutación en el inversor no regulado de segunda etapa operado por completo, este inversor tiene una alta eficiencia y es muy flexible en operación.

Un transformador de aislamiento determina la relación entre el bus de Cd fija en el lado de entrada de la segunda etapa no-regulada (una "primera señal de salida CD" de la primera etapa) y el bus de salida Cd en la salida de esta segunda etapa (un "segunda señal de salida CD") . En algunas fuentes de poder del estado previo de la técnica, el ciclo de funcionamiento en el embobinado primario del transformador de aislamiento en el inversor regulado es regulado por la operación de soldadura. No existe una regulación por la operación de soldadura en ni una de la primera o segunda etapa de la fuente de poder novedosa de tres etapas a la cual está dirigida la presente invención. Una fuente de poder para soldadura de arco eléctrico tiene un factor de corrección de potencia activo y control de salida ajustado de la energía dirigida para la operación de soldadura requiere por lo menos dos etapas de conmutación. Estas dos etapas asegura que la energía instantánea transferida dentro la fuente de poder y transferida fuera de la fuente de poder puede ser regulada independientemente con componentes de almacenamiento de energía apropiados. De esa forma, una fuente de poder con corrección de factor de potencia para soldadura de arco eléctrico en general requiere dos circuitos de control de conmutación independientes. Uno de los circuitos de control es utilizado para controlar la energía o la corriente de salida para la operación de soldadura. El otro circuito de control es utilizado para controlar la señal CD del convertidor factor de corrección de potencia que forma la primera etapa de la fuente de poder. De esa forma, las fuentes de poder de soldadura de arco eléctrico que tienen la capacidad de corrección de factor de potencia requieren redes de conmutación cada una de las cuales tiene requerimientos de control independientes. El primer control de conmutación es para la corriente de soldadura de salida y el otro control de conmutación es para el factor de corrección de potencia en la etapa de entrada de la fuente de poder. El segundo control de conmutación asegura que la salida de la primera etapa es un voltaje CD fijo referido como un "bus de CD". El voltaje del mismo bus CD es utilizado para controlar el conversor de primera etapa para asegurar que el bus Cd de este conversor tenga un nivel de voltaje fijo. Para recapitular una fuente de poder basada en un inversor para soldadura de arco eléctrico requiere dos redes de conmutación separadas y dos circuitos de control para estas redes. Una fuente de poder basada en un inversor para soldadura de arco eléctrico tiene otro requerimiento conceptual. Una de las etapas en la fuente de poder debe proporcionar un aislamiento eléctrico entre la señal CA de entrada variable y la corriente de salida regulada apropiada para soldar. El dispositivo de aislamiento normalmente se encuentra en la forma de un transformador. En el estado previo de la técnica, en las fuentes de poder basadas en inversor de dos etapas hay dos ubicaciones para el dispositivo de aislamiento. En el primer ejemplo, la etapa de entrada de factor de corrección de potencia no está aislada y se acondiciona un transformador de aislamiento en el inversor de salida regulado de la segunda etapa. En otro ejemplo, el aislamiento se encuentra en el convertidor de factor de corrección de potencia de primera etapa. En este segundo ejemplo, un inversor de salida sin-aislamiento u otro convertidor sin-aislamiento puede ser utilizado igual que en la segunda etapa. El primer ejemplo es más eficiente que el segundo ejemplo debido al efecto de 60Hz sobre la corriente R S en el lado de entrada de la fuente de poder. Recapitulando, el segundo requerimiento conceptual de una fuente de poder de soldadura es un aislamiento. Los dos requerimientos de una fuente de poder con factor de corrección de potencia activo para soldadura son (a) dos circuitos de control separados e independientes para dos redes de conmutación separadas y (b) una estructura apropiada para el aislamiento de la entrada de la fuente de poder, de la salida de la fuente de poder. Estos requerimientos básicos de las fuentes de poder basadas en inversor son implementados en una modalidad de la fuente de poder de tres etapas. De acuerdo a lo discutido previamente, en una modalidad de la presente invención, la segunda etapa no regulada es una etapa de aislamiento entre las dos etapas sin-aislamiento no reguladas para formar un arreglo único que involucra una fuente de poder basada en inversor de tres etapas. La fuente de poder de tres etapas novedosa es más eficiente que la fuente de poder basada en inversor de dos etapas asumiendo que se utiliza el mismo pre-regulador de factor de corrección de potencia. De esa forma, la fuente de poder de tres etapas novedosa es más eficiente, pero aun mantiene las características esenciales requeridas para una fuente de poder utilizada en soldadura de arco eléctrico. Existen dos redes de conmutación controladas de forma independiente. Existe un etapa de aislamiento. Estas restricciones son obtenidas de tal forma para incrementar la eficiencia y obtener un mejor desempeño de soldadura y una mejor distribución del calentamiento de los componentes de conmutación de potencia. Puesto que la segunda etapa inversora no regulada de la fuente de poder de tres etapas proporciona un aislamiento de sistema, muchos tipos de convertidores sin-aislamiento pueden ser utilizados como el pre-regulador de factor de corrección de potencia, de esa forma apoyar la simplicidad y versatilidad de la presente invención. Un convertidor elevador tipo boost es el convertidor más popular debido a la forma de función de corriente y las características de la línea de corriente continua de este tipo de conversión. Sin embargo, el voltaje de salida del convertidor elevador tipo boost es más alto que el pico del más alto voltaje de la línea, el pico puede ser tan alto como 775 volts, por ejemplo. Asi, se pueden utilizar otros reguladores de factor de corrección de potencia activo con la invención, la cual es una fuente de poder de tres etapas en donde la segunda etapa no está regulada y proporciona un aislamiento. Una de las otras opciones para la entrada de factor de corrección de potencia activo o primera etapa es un convertidor de elevación/descenso de forma que el bus de voltaje primario o bus de entrada para la segunda etapa puede ser menor que el pico de la señal de voltaje CA de entrada para la fuente de poder. Este tipo conversor de factor de corrección de potencia aun produce harmónicos bajos. El convertidor de factor de potencia es referido como un convertidor buck+boost . Asi, en una modalidad ejemplar, un bus de 400 a 500 volts CD utilizado para la segunda etapa es obtenido con un voltaje CA de entrada en el intervalo de 115 volts a 575 volts. En esta modalidad, independientemente del voltaje CA para la primera etapa, el voltaje de salida del conversor de factor de potencia activo es controlado para encontrase en un nivel de entre 400 volts y 500 volts. Otros tipos de inversores de factor de corrección de potencia activos y pasivos pueden ser utilizados en la invención. En una modalidad ejemplar, el convertidor es activo de esa forma constituir una segunda red conmutación que requiere un segundo circuito de control .

Cuando se emplea el término soldadura de arco eléctrico, también se incluyen otros procesos, tal como corte por plasma.

De acuerdo a lo explicado hasta ahora, la fuente de poder de tres etapas que utiliza la invención involucra una fuente de poder de tres para soldadura de arco eléctrico. Un control de retroalimentación en la tercera etapa crea un corriente de salida apropiada para soldadura. La primera etapa de entrada es normalmente un convertidor de factor de corrección de potencia activo que requiere una segunda red de conmutación y un segundo circuito de control independiente. Esta topografía de tres etapas no es utilizada o descrita en el estado previo de la técnica. Al tener esta topografía, la segunda etapa agregada al convertidor el bus de alto voltaje CD en el lado principal de la segunda etapa para un bus de voltaje CD inferior en el lado secundario de la segunda etapa de forma que el bus puede ser utilizado para la regulación de la potencia de soldadura. El término "bus" significa una señal de CD que tiene un nivel fijo controlado. La fuente de poder de tres etapas tiene un primer bus de CD de la etapa de entrada llamada la "primera salida CD" tal primera salida CD tiene un voltaje de CD controlado. Hay un segundo bus de CD en el lado secundario de la segunda etapa llamado la "segunda salida CD" tal segunda salida CD también es un nivel de voltaje CD controlado. La creación de un segundo bus de CD en el lado secundario de un inversor no-regulado tiene ventajas, diferentes a las ventajas hasta ahora descritas asociadas con el uso del inversor no-regulado de segunda etapa. El bus de CD secundario o segunda salida CD es aislado del lado principal de la segunda etapa de forma que no se requiere un aislamiento en el circuito de control de soldadura de tercera etapa. En otras palabras, el circuito de control de salida, tal como un convertidor de interrupción periódica, tiene un bus de CD de entrada con un nivel de voltaje fijo. En la práctica, el convertidor de interrupción periódica tiene un controlador con un voltaje de control que se deriva desde la entrada CD hacia el convertidor de interrupción periódica. Esta señal CD de entrada está aislada de la energía de entrada. En consecuencia, el voltaje de control para el controlador de la etapa de salida o convertidor de interrupción periódica puede ser derivado de una fuente CD no-aislada. Este normalmente es la señal de entrada para el convertidor de interrupción periódica. No es requerido el aislamiento separado del voltaje de control para el controlador utilizado en la etapa de salida. El uso de un bus de CD fijo desde la segunda etapa habilita el voltaje CD para la tercera etapa de salida, la cual es regulada por la operación de soldadura, que debe ser mucho menor que el bus de CD principal de entrada ("primera salida CD") de la fuente de poder. En el pasado, la salida de convertidor de factor de potencia es una señal CD de nivel relativamente alto basada en el uso de un convertidor elevador tipo boost. Este alto voltaje CD fue dirigido hacia la etapa inversora regulada para utilizarse en la producción de una corriente apropiada para la soldadura. Al utilizar la presente invención, el alto voltaje del bus de salida del convertidor de factor de potencia es reducido drásticamente. Es más eficiente convertir un bus de 100 volts CD en una energía de control de 15 volts que convertirlo a un bus de 400 volts CD para una energía de control de 15 volts. Adicionalmente, este aspecto de la presente invención toma en cuenta el fácil suministro de energía externa para dispositivos externos tal como lámparas, herramientas de energía adicional, etc. En los dispositivos del estado previo de la técnica, debido a que el bus de CD tiene tal alto voltaje, es necesario disminuir y aislar el bus de cualquier dispositivo externo que pueda tomar su energía del suministro de potencia. Tal disminución y aislamiento ha requerido de componentes adicionales, complejidad y costo. Con la presente invención, esto se evita, puesto que el segundo bus de CD, ya está aislado y el voltaje (el cual puede ser 100V) es tal que no son necesarios componentes adicionales o significativos entre el bus de CD y cualquier dispositivo externo. Nuevamente la presente invención proporciona ventajas significativas en tamaño, costo y complejidad con respecto al estadio previo de la técnica.

Una segunda etapa de la fuente de poder de tres etapas se encuentra en la forma de un convertidor no-regualado de CD a CD tiene un entrada conectada a la primera señal de salida CD y una salida en la forma de una segunda señal de salida CD eléctricamente aislada de la primera señal de salida CD con una magnitud de una proporción dada' para la primera señal de salida CD. La fuente de poder incluye una tercera etapa para convertir la segunda señal de salida CD a una corriente de soldadura para el proceso de soldadura. La tercera etapa de la fuente de poder incluye un convertidor regulado tal como un convertidor de interrupción periódica o un inversor. Cuando se utiliza un inversor, la salida es una señal CD dirigida hacia una red o conmutador de polaridad, el conmutador permite una soldadura a CD por la fuente de poder. El conmutador de polaridad permite una soldadura ya sea CD negativa, CD positiva o CA. El proceso de soldadura, que utiliza ya sea un convertidor de interrupción periódica o un inversor, puede ser efectuado con gas de soldadura, tal como soldadura IG, y puede utilizar cualquier tipo de electrodo, tal como tungsteno, alambre con núcleo o alambre metálico sólido. De conformidad con un aspecto de la invención, la salida del convertidor no-regulado CD a CD es sustancialmenté menor que la entrada para la segunda etapa. En la mayoría de los casos, la entrada y la salida de la segunda etapa son voltajes con magnitudes generalmente fijas.

Existen varios beneficios por la operación de inversores de soldadura con altas velocidades de conmutación. Por ejemplo, los elementos magnéticos más pequeños se traducen en una portabilidad mejorada. Otra ventaja es el potencial de contar con un sistema de mayor control de ancho de banda, el sistema resultará en un mejor desempeño del arco. Una modalidad de la fuente de poder de tres etapas, de la presente invención, tiene conmutadores de potencia operados a velocidades de conmutación extremadamente altas, que exceden los 18 kHz, y en una modalidad adicional pueden ser más altas, tal como 100 kHz. El conmutador de elevación de potencia para la primera etapa y los cuatro conmutadores de potencia para la segunda etapa no-regulada son todos operados a una alta frecuencia para obtener el beneficio de la alta velocidad de conmutación. En el estado previo de la técnica, existe un inconveniente por el uso de las velocidades de conmutación más altas. Las velocidades de conmutación provocan pérdidas de conmutación. Si las pérdidas de conmutación no son reducidas se ven disminuidas la eficiencia y la conf labilidad de la fuente de poder. Las pérdidas de conmutación son provocadas por el traslape de la corriente y el voltaje durante la conmutación, ya sea desde la condición de encendido hasta la condición de apagado o desde la condición de apagado hasta la conducción de encendido. Para reducir las perdidas de conmutación, debe ser ajustado cerca de cero ya sea el voltaje o la corriente durante la conmutación. La transición de conmutación puede ser cualquiera el voltaje cero o la corriente cero o ambos. Estos es la llamada "conmutación suave". Las llamadas técnicas de resonancia o cuasi resonancia se han utilizado por lo tanto para obtener la conmutación suave mediante el voltaje cero o corriente cero a altas velocidades de conmutación. No obstante, este tipo de control de conmutación suave previo frecuentemente provoca corrientes más altas y esfuerzos de voltajes debido a las formas de onda sinusoidales y aun tiene pérdidas de conducción. No obstante, existen circuitos de conmutación suave previos que emplean convertidores de transición de voltaje cero o convertidores de transición de corriente cero como una forma para reducir ambas las pérdidas de conmutación y las pérdidas de conducción. En una modalidad de la presente invención, la segunda etapa no regulada de la fuente de poder de tres etapas nuevo con la cual la presente invención es dirigida, utiliza un cambio de fase PWM para controlar la potencia de salida. Al fijar el cambio de fase a un nivel alto cerca del 100%, y en otra modalidad por arriba de 80%, son limitadas las pérdidas de conmutación en la segunda etapa no-regulada. Al utilizar un control cambio de fase PWM fijo, la segunda etapa es operada cerca de una conducción completa para producir bajas pérdidas de conducción.

En una modalidad alternativa, de acuerdo a lo discutido previamente, la segunda etapa inversora no-regulada no emplea algún cambio de fase puesto que no es necesario. Esta modalidad proporciona aun una mayor eficiencia de sistema entonces que la modalidad de fase cambiada y es más simple y más eficiente en su construcción, de acuerdo lo discutido previamente . Específicamente, en esta modalidad de la presente invención, la etapa inversora es no-regulada y es operada a un ciclo de funcionamiento fijo y alto de por lo menos 80%, y en otra modalidad por lo menos 90%, y en una modalidad adicional cerca de 100%. Debido a estos ciclos de funcionamiento fijos y altos, esta modalidad de la presente invención no requiere un cambio de fase. Al tener un ciclo de funcionamiento fijo, alto la energía que es almacenada en la inductancia de salida del transformador es utilizada para forzar un voltaje cero a través de IGBT's antes de que sean encendidos. Esto resulta en una conmutación suave de los conmutadores. Esto es una ventaja cuando se compara con los inversores regulados del estado previo de la técnica, debido a que los inversores requieren algún tipo de modulación de cambio de fase con el fin de tener una conmutación suave. Esto es típicamente debido a que el ciclo de funcionamiento en un inversor regulado varía y no existe un tiempo de "apagado" fijo, conocido. Adicionalmente, frecuentemente en los sistemas del estado previo de la técnica, en adición al control de cambio de fase, también es común agregar una cierta cantidad de inductancia de salida o circuitos alternativos con el fin de asegurar que la trayectoria de aislamiento sea conmutada suavemente. Las complejidades asociadas con una conmutación suave son eliminadas por esta modalidad de la presente invención, la cual emplea un inversor no-regulado que opera en un ciclo de funcionamiento fijo, alto, permitiendo la conmutación suave inherente sin la necesidad de un cambio de fase. Asi, a pesar de la modalidad utilizada, la fase cambiada o sin fase cambiada, la segunda etapa no-regulada es conmutada suave inherentemente . De conformidad con una modalidad alternativa de la invención, la fuente de poder de tres etapas descrita anteriormente tiene una conmutación suave en la etapa de entrada. Para este fin, la presente invención involucra el uso de un circuito de conmutación suave activo para la primera etapa de entrada a ser combinada con la conmutación suave inherente de la segunda etapa no-regulada. Esta combinación de agregar conmutación suave con conmutación suave inherente ha incrementado sustancialmente la eficiencia de la fuente de poder de tres etapas hacia la cual se dirige la invención. El circuito de conmutación suave activo de la primera etapa es el tipo de circuito descrito en un articulo de 1991 por el IEEE titulado High Efficiency Telecom Rectifier using A novel soft-Switching Boost-based Input Cúrrente Shaper. Este articulo de noviembre de 1991 es incorporado aquí como referencia. Este tipo de circuito también es descrito en un articulo titulado A New ZVT-PWM DC-DC Converter por el IEEE. Este articulo del IEEE Transaction on Power Electronics está fechado en Enero de 2002 y se incorpora aquí como referencia. Otro circuito activo para conmutación suave es un circuito de transición voltaje-transición corriente descrito en un articulo de 2004 titulado A New ZVT-ZCT-PWM DC-DC Converter publicado por IEEE Transaction on Power Electronics publicado en Mayo de 2004. Este articulo también es incorporado aquí como referencia. Estos artículos describen un circuito o circuitos de conmutación suave activa del tipo utilizado en la primera etapa de una fuente de poder de tres etapas. Esta invención combina una conmutación suave activa para la primera etapa de entrada y un inversor no-regulado de conmutado suave inherente que utiliza ya sea un control PWM de cambio de fase o sin algún cambio de fase, de acuerdo a lo descrito anteriormente. La Patente 4,864,479 por Steigerweld es incorporada aquí como referencia para mostrar un inversor no-regulado común que utiliza un control de cambio de fase. Este tipo de etapa de potencia no-regulada tiene una topología que incrementa la eficiencia al minimizar las corrientes de circulación a través del uso de una operación de conmutación de alto ciclo de funcionamiento fijo. El inversor no-regulado operado en un ciclo de funcionamiento fijo alcanzará una conmutación suave en todos los conmutadores principales con una cantidad mínima de pérdidas de conducción. Este concepto es utilizado en una modalidad de la segunda etapa de la fuente de poder de tres etapas hacia la cual se dirige la invención.

De conformidad con la invención, el conmutador de potencia de alta velocidad de conmutación de la primera etapa de una fuente de poder de tres etapas es conmutado suave con un circuito activo para reducir ambas las pérdidas de la conmutación y las pérdidas del rectificador de salida. Adicionalmente, la etapa de entrada de conmutaciones suaves es combinada con una segunda etapa que tiene una capacidad de conmutación suave inherente que utiliza un ciclo de funcionamiento fijo, y ya sea un inversor no-regulado de cambio de fase o un inversor no-regulado sin cambio de fase. La combinación de un circuito de conmutación suave activa para la primera etapa combinada con la conmutación suave inherente de un- inversor no-regulado de ciclo de funcionamiento fijo substancialmente incrementa la eficiencia de una fuente de poder de tres etapas del tipo novedoso hacia la cual se dirige la presente invención. Con este aspecto de la invención, una modalidad de la invención puede alcanzar alta eficiencia y un ciclo de funcionamiento fijo de por lo menos 80%, y puede ser tan alta como por lo menos 90%, y en modalidades adicionales puede aproximarse a 100%.

Al utilizar un circuito de conmutación suave activa en la primera etapa de entrada de la fuente de poder de tres etapas, el convertidor modulador de ancho de pulso de la primera etapa tiene una conmutación de voltaje cero para el conmutador de convertidor activo y corriente de recuperación inversa cero para el diodo de salida. Esta conmutación suave es sin incrementar el voltaje o tensión de corriente, en este caso, pérdidas de conducción de los dos componentes. Este circuito de conmutación suave para la conmutación de potencia (activa) para la primera etapa incluye una transición de voltaje cero que usa una red con una rama de inductancia y rama capacitora ambas en paralelo con ambos el conmutador elevador de potencia de modulación de ancho de pulso activo y el conmutador de salida pasiva o diodo de elevación de salida. La red de dos ramas incluye una rama de inducción de rama de capacitancia controladas por la conmutación de un conmutador auxiliar. El conmutador auxiliar también es conectado en paralelo con el conmutador elevador de potencia modulado de ancho de pulso y es encendido por un intervalo corto justo antes de encender el conmutador modulado de ancho de pulso. La corriente inductora de red se incrementa hasta que se apaga el diodo de salida rectificada, que la comunica con una operación de conmutación suave. La corriente inductora continúa hasta incrementar la entrega del voltaje a través del circuito modulado de ancho de pulso a cero en un tiempo previo al encendido del conmutador elevador tipo boost. Un diodo anti-paralelo del conmutador de modulador de ancho de pulso es de esta forma polarizado directo. La señal de encendido para el conmutador de energía es aplicada mientras el diodo anti-paralelo es conducido para proporcionar una conmutación de voltaje cero del conmutador de modulación en encendido. El conmutador auxiliar después es apagado y el conmutador de modulación de energía es encendido. El diodo y capacitor auxiliar proporciona un amortiguamiento al voltaje a través del conmutador auxiliar de forma que el conmutador auxiliar no es sometido a esfuerzos en apagado. La corriente de rama inductora cae rápidamente a cero, en tal tiempo el conmutador auxiliar es apagado. El resto de la operación es la misma como la de un convertidor elevador tipo boost modulado de ancho de pulso convencional, excepto en que la energía almacenada en la red de dos ramas es transferida a la carga cuando el conmutador principal está apagado. En algunas descripciones de estas dos ramas, son referidas como un circuito resonante lo cual puede ser técnicamente verdadero, pero no necesariamente para la función de conmutación suave. El circuito de dos ramas de conmutador auxiliar controlado es utilizado en la primera etapa de la presente invención para proporcionar conmutación suave de ambos el conmutador de energía y el diodo de salida. El circuito es descrito en la Patente 5,418,704 por Hua, incorporada aquí como referencia. La conmutación suave de la primera etapa y conmutación suave natural de la segunda etapa es el resultado de utilizar la presente invención. De conformidad con la presente invención se proporciona una fuente de poder de tres fases para un proceso de soldadura por arco eléctrico. Esta fuente de poder comprende una etapa de salida que tiene una entrada CA y una primera señal de salida CD, una segunda etapa en la forma de un convertidor CD a CD no-regulada cuenta con una entrada conectada a la primera señal de salida CD, una red de conmutadores conmutados a alta frecuencia con un ciclo de funcionamiento dado para convertir la señal en una primera señal CA interna, y un transformador de aislamiento con un embobinado primario conducido accionado por la primera señal CA interna de alta frecuencia y un embobinado secundario para crear una segunda señal CA interna de alta frecuencia y un rectificador para convertir la segunda señal CA interna en una señal de salida CD de la segunda etapa. La magnitud de la señal de salida para una modalidad de la segunda etapa está relacionada con la cantidad fija de traslape entre los conmutadores de fase cambiada, los cuales usan un cambio de fase controlado por un modulador de ancho de pulso de forma que la segunda etapa es conmutada suave inherentemente. Sin un cambio de fase, en una modalidad alternativa, la magnitud de la salida está relacionada con la cantidad fija de tiempo Encendido.

En una modalidad de la invención, la tercera etapa en la fuente de poder es utilizada para convertir la segunda señal de salida CD de la segunda etapa a una salida de soldadura para el proceso de soldadura. Esta fuente de poder de tres etapas es mejorada al proporcionar un convertidor CD a CD en la primera etapa, en donde el convertidor tiene un conmutador de potencia con un circuito de conmutación suave. De esa forma, un circuito de conmutación suave para la primera etapa complementa la conmutación suave inherente de la segunda etapa no regulada para incrementar la eficiencia de las primeras dos etapas en la fuente de poder de tres etapas. De conformidad con otro aspecto de la presente invención, el circuito de conmutación suave de la primera etapa de entrada de la fuente de poder de tres etapas es un circuito amortiguador activo con un conmutador auxiliar operado al unisono con el conmutador de potencia para accionar positivamente el voltaje hacia cero durante ambas transiciones de conmutación. El convertidor CD a CD de la primera etapa tiene una salida o diodo elevador boost el cual también es conmutado suave por el primer circuito de conmutación suave de primera etapa. De conformidad con otro aspecto de la invención, el convertidor CD a CD de la primera etapa tiene un conductor negativo de salida con un capacitor que une los conductores y un diodo que sujeta el extremo positivo del conmutador auxiliar con el conductor positivo de salida. En una modalidad de la invención, la fuente de poder de tres etapas con la combinación única de un conmutador suave activo en la primera etapa y la conmutación suave inherente en la segunda etapa es utilizada con un convertidor de interrupción periódica de tercera etapa. En una opción, el convertidor de interrupción periódica de salida tiene un circuito de conmutación suave para su conmutación de potencia. Todas estas características de la presente invención mejoran una fuente de poder de tres etapas que cuenta con la característica novedosa una etapa de aislamiento, central no regulada para incrementar la eficiencia de la fuente de poder mientras tanto mantener la ventaja de su topografía de tres etapas. La presente invención es la combinación de una etapa de salida y una etapa central no-regulada de una fuente de poder de tres etapas, en donde la primera etapa tiene un circuito de conmutación suave activa para la conmutación de elevación de potencia y un conmutador suave inherente para la segunda etapa no-regulada. En consecuencia, la invención involucra un convertidor CD a CD de dos etapas que comprende una etapa de entrada que tiene una entrada CA y una primera señal de salida CD y una segunda etapa. La segunda etapa se encuentra en la forma de convertidor CD a CD no-regulado que tiene un entrada conectada a la primera señal de salida CD, una red de conmutadores conmutados a una alta frecuencia con un ciclo de funcionamiento dado para convertir la entrada en una primera señal CA interna, un transformador de aislamiento con un embobinado primario accionado por la primera señal CA interna de alta frecuencia y un segundo embobinado para crear una segunda señal CA interna y un rectificador para convertir la segunda CA interna en una segunda señal de salida CD de la segunda etapa. En la modalidad de la invención que utiliza cambio de fase en el inversor no-regulado, la magnitud de la señal de salida para la segunda etapa está relacionada con la cantidad de traslape entre las conmutaciones de fase cambiada. En una modalidad sin cambio de fase en la etapa inversora no-regulada la magnitud de la señal de salida está relacionada con el valor de tiempo "Encendido" fijo. La etapa de entrada incluye un conmutador de potencia que cuenta con una red de conmutación suave, tal red es un circuito amortiguador activo con un conmutador auxiliar operado al unisono con la conmutación de potencia de la primera etapa. El objetivo primario de la presente invención es el suministro de una fuente de poder de tres etapas en donde la primera etapa tiene un circuito de conmutación suave activo para la rápida conmutación de conmutación de potencia y la segunda etapa es un inversor no-regulado que forma una parte de una etapa de aislamiento, el inversor tiene una característica de conmutación suave basada en un alto ciclo de funcionamiento fijo para sus diferentes conmutaciones .

Otro objeto de la presente invención es el suministro de un inversor de dos etapas para utilizarse en la conversión de potencia, el convertidor incluye un conmutador de potencia con un circuito de conmutación suave activa y la segunda etapa involucra un inversor no regulado con un ciclo de funcionamiento fijo controlado por el cambio de fase en una modalidad, y no tiene un control de cambio de fase en una segunda modalidad. Aun otro objeto de la presente invención es el suministro de una fuente de poder de tres etapas, de acuerdo a lo definido anteriormente, la fuente de poder de tres etapas también incluye una etapa de salida en la forma de un convertidor de interrupción periódica con el conmutador' de potencia del convertidor de interrupción periódica teniendo un circuito de conmutación suave pasiva. Aun un objeto adicional de la presente invención es el suministro de una fuente de poder de tres etapas, de acuerdo a lo definido anteriormente, la fuente de poder incluye un circuito de conmutación suave activo para la primera etapa, una característica de conmutación suave inherente para la segunda etapa, y un circuito de conmutación suave pasivo para la tercera etapa. Estos y otros objetos y ventajas llegarán a ser evidentes a partir de la siguiente descripción tomada junto con las Figuras anexas.

BREVE DESCRIPCION DE LAS FIGURAS Las ventajas, naturaleza y varias características adicionales de la invención se presentarán más completamente con la consideración de las modalidades ilustradas de la invención, las cuales son establecidas esquemáticamente en las Figuras, en las cuales: la Figura 1 es un diagrama esquemático que ilustra una fuente de poder de tres etapas y que describe una modalidad de la fuente de poder de tres etapas mejorada por la invención; la Figura 2 y la Figura 3 son diagramas esquemáticos similares a la Figura 1 que describen modalidades adicionales de la fuente de poder de tres etapas; las Figuras 4-8 son diagramas esquemáticos parciales que ilustran la fuente de poder de tres etapas con diferentes modalidades de primera etapa; la Figura 9 es un diagrama esquemático que muestra por lo menos las dos etapas de la fuente de poder de tres etapas en donde la etapa de salida proporciona una corriente de soldadura CA; la Figura 9A es un diagrama esquemático de un circuito de control de tecnología de forma de onda para utilizarse en la fuente de poder de tres etapas ilustrada en la Figura 9, junto con gráficas que muestran las tres formas de onda de soldadura; la Figura 10 es un diagrama esquemático que ilustra una segunda y una tercera etapa de la fuente de poder de tres etapas en donde la etapa de salida es la corriente de soldadura CD; la Figura 11 es un diagrama esquemático que ilustra la topografía de la fuente de poder de tres etapas para crear una corriente apropiada para soldadura de arco eléctrico con dos suministros de voltaje de control con controlador separado; la Figura 12 es un diagrama esquemático que ilustra una fuente de poder de tres etapas específicas que emplea la topografía a la cual se dirige la presente invención; las Figuras 13-16 son diagramas de cableado que ilustran cuatro diferentes circuitos para corregir el factor de potencia en la primera etapa de la fuente de poder de tres etapas; la Figura 17 es un diagrama esquemático y un diagrama de cableado combinado que ilustra la modalidad preferida del inversor no-regulado que constituye la segunda etapa novedosa de la fuente de poder de tres etapas a la cual se dirige la presente invención; las Figuras 18-21 son diagramas de cableado que muestran varios inversores utilizados como la segunda etapa no-regulada, el inversor de aislamiento que comprende el aspecto novedoso de la fuente de poder de tres etapas para la cual se dirige la presente invención; la Figura 22 es un diagrama de cableado de la primera etapa de entrada y la segunda etapa de aislamiento que forman una modalidad de la presente invención; la Figura 23 es un diagrama de cableado de una segunda modalidad de la presente invención; la Figura 24 es un diagrama de cableado que ilustra una fuente de poder de tres etapas en donde la etapa de salida es un convertidor de interrupción periódica con un circuito de conmutación suave pasiva; la Figura 25 es un diagrama de cableado que muestra el circuito de conmutación suave activa utilizado en la modalidad de la invención mostrada en la Figura 22 ; la Figura 26 es un diagrama de cableado que muestra el circuito de conmutación suave activa utilizado en la modalidad preferida de la invención; y, la Figura 27 es una gráfica de las curvas de voltaje y señales de activación para conmutador de potencia principal y el conmutador auxiliar del circuito ilustrado en la Figura 26 . DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCIÓN La presente invención es una fuente de poder para utilizarse en soldadura de arco eléctrico novedosa. La nueva fuente de poder de tres etapas tiene una etapa de entrada para convertir una señal CA en un primer bus de salida CD. Este bus de salida tiene un nivel de voltaje fijo y es dirigido a la entrada de una segunda etapa, y una modalidad de la cual es mostrada en la Figura 16 . Esta segunda etapa novedosa de la fuente de poder de tres etapas es un inversor no-regulado el cual incluye un característica de aislamiento y tiene una segunda salida CD o segundo bus CD el cual es proporcional al bus de entrada CD. La relación de nivel es fijada por la construcción del inversor no-regulado. El inversor de segunda etapa no-regulado tiene una red de conmutación en donde los conmutadores son operados a una alta frecuencia de conmutación mayor que 18kHz y en otra modalidad puede ser tan alta como aproximadamente 100 kHz. La frecuencia de conmutación de la red de conmutadores en el inversor no-regulado que forma la segunda etapa de la fuente de poder permite el uso de componentes magnéticos pequeños. La salida CD aislada del inversor no-regulado es dirigida hacia una tercera etapa de la fuente de poder. Esta tercera etapa puede ser ya sea un convertidor de interrupción periódica o un inversor el cual es regulado por un parámetro de soldadura, tal como la corriente, voltaje o potencia de la operación de soldadura. En una modalidad de , la invención esta tercera etapa es un convertidor de interrupción periódica. La topografía de la fuente de poder de tres etapas tiene una etapa de entrada para producir una primera señal CD, una segunda etapa CD a CD no-regulada para proporcionar un voltaje CD fijo aislado o un bus CD que es utilizado por la tercera de la fuente de poder para regular la corriente utilizada en la operación de soldadura. Tres ejemplos de una fuente de poder de tres etapas a la cual está dirigida la presente invención son ilustrados en las Figuras 1-3. Una fuente de poder PS1 en la Figura 1 incluye la primera etapa I, la segunda etapa II, y la tercera etapa III. En esta modalidad, la etapa I incluye un convertidor CA a CD 10 para convertir una señal de entrada CA en un primer bus CD 14. La entrada 12 es una linea de suministro de una fase o de tres fases con un voltaje que puede variar entre 200-700 volts, en una modalidad ejemplar. El convertidor 10 es ilustrado como un dispositivo no regulado el cual puede encontrarse en la forma de un rectificador y una red de filtros para producir un bus de CD 14 identificado como (DC#1) . Puesto que la señal de entrada de CA es una linea de voltaje, el bus de CD 14 es generalmente uniforme en magnitud. Un inversor no-regulado A es un convertidor de CD a CD con un transformador de aislamiento para convertir el bus de CD 14 (DC#1) en un segundo bus de CD o segunda salida CD 20 (DC#2) . La salida 20 forma la entrada de potencia para la etapa III la cual es un convertidor 30. El voltaje CD en la linea 20 en una corriente apropiada para soldadura en la linea B. Un control de retroalimentación o circuito de regulación C sensa un parámetro en la operación de soldadura y regula la corriente, voltaje o potencia en la linea B mediante la regulación del convertidor 30. En la práctica, el convertidor es un convertidor de interrupción periódica, no obstante el uso de un inversor es una alternativa. Al contar con una fuente de poder de tres etapas PSl de acuerdo a lo mostrado en la Figura 1, la red de conmutación de la segunda etapa tiene una frecuencia que es normalmente más alta que la frecuencia de conmutación del convertidor 30. Adicionalmente , el voltaje CD en la linea 20 (DC#2) es sustancialmente menor que el voltaje CD de la etapa en la linea 14 (DC#1) . En una modalidad, existe un transformador de aislamiento en el inversor A. El transformador tiene una entrada o sección o lado primario con sustancialmente más transformaciones que la sección o lado secundario utilizado para crear el voltaje en la linea 20. En una modalidad de la presente invención, el índice de transformación en la práctica es de 4:1 de forma que el voltaje en la línea 20 es de 1/4 del voltaje en la línea 14. En una modalidad el voltaje en DC#1 es alrededor de 400 volts, en donde el voltaje en DC#2 es alrededor de 100 volts.

La topografía general de la fuente de poder de tres etapas hacia la cual está dirigida la presente invención es ilustrada en la Figura 1; no obstante, la Figura 2 ilustra una implementación en donde la fuente de poder PS2 tiene esencialmente la misma etapa II y etapa III igual a la fuente de poder PS1; no obstante, la etapa I de entrada es un convertidor CA a CD 40 que incluye un rectificador seguido por un convertidor de CD a CD regulado. La señal convertida es una señal CD en la línea 14 mostrada como un primer bus CD (DC#1) . El voltaje en la línea 14 es regulado de acuerdo a lo indicado por la línea de retroalimentación 42 de conformidad con la tecnología estándar. Así, en la fuente de poder PS2 el convertidor de soldadura de salida 30 es regulado por el circuito de retroalimentación C. El voltaje en la linea 14 es regulado por el circuito de retroalimentación mostrado como linea 42. Puesto que el convertidor 40 es un convertidor de factor de corrección de potencia, este sensa la forma de onda de voltaje de acuerdo a lo representado por la linea 44. Al utilizar la fuente de poder PS2, el primer bus CD 14 es un voltaje CD fijo con voltajes diferentes de una fase o tres fases en la entrada 12. Asi, la salida 20 es simplemente una conversión del voltaje CD en la linea 14. La DC#2 es un voltaje fijo con un nivel determinado por el transformador de aislamiento y el ciclo de funcionamiento fijo de la red de conmutación en el inversor no-regulado A. Esta es una implementación ejemplar de la fuente de poder novedosa que emplea tres etapas separadas distintas con la etapa II siendo un inversor no-regulado para convertir una primera salida CD fija o bus CD a un segunda salida CD fija o bus CD utilizado para accionar un convertidor de soldadura regulado, tal como un convertidor de interrupción periódica o inversor. De acuerdo a otra alternativa, la etapa I podría ser regulada por una retroalimentación del bus #2 CD en la línea 20. Esto es representado por la línea punteada 46 en la Figura 2. La fuente de poder PS3 en la Figura 3 es otra implementación de la fuente de poder de tres etapas. Esta es una implementación alternativa; no obstante, la fuente de poder de tres etapas de la presente invención puede tener el convertidor 50 regulado por el circuito de retroalimentación 52 de la salida de corriente de soldadura B. Con este uso de una fuente de poder de tres etapas, el convertidor 50 es regulado por la salida de soldadura y no por la el voltaje en la linea 14 como en la fuente de poder PS2. Con la regulación desde la salida de soldadura B, el convertidor 50 es tanto una etapa de factor de corrección de potencia y un regulador de soldadura. Sin embargo, esta implementación de la fuente de poder de tres etapas es descrita para una descripción técnica completa . De acuerdo a lo descrito previamente, la etapa I de entrada convierte ya sea una señal CA de fase única o una de tres fases 12 en un bus CD fijo 14 (DC#1) para usarlo por el inversor no-regulado A que constituyen una segunda etapa II. La fuente de poder de tres etapas nueva generalmente emplea un convertidor de CD a CD en la etapa I para producir el voltaje CD indicado como línea 14 en las Figuras 1-3. El convertidor de CD a CD de la etapa I puede ser seleccionado para crear el voltaje deseado en la linea 12. Tres se estos convertidores son mostrados en las Figuras 4-6 en donde un rectificador de entrada 60 proporciona un voltaje CD en las líneas 60a, 60b, hacia el convertidor CD a CD el cual puede ser un convertidor elevador tipo boost 62, un convertidor buck 64 o un convertidor buck+boost 66, de acuerdo a lo mostrado en la Figura , Figura 5 y Figura 6, respectivamente. Al utilizar estos convertidores, el convertidor CD a CD de etapa de la etapa I incorpora un chip de factor de corrección de potencia, el chip permite que el factor de potencia sea corregido con ello reducir la distorsión armónica en la salida de la fuente de poder. El uso de un convertidor CD a CD de entrada con factor de corrección de potencia es suficientemente conocido en la técnica de soldadura y es utilizado muchas de las topografías de dos etapas del estado previo de la técnica. En una modalidad ejemplar, los convertidores 62, 64 y 66 pueden incluir un chip de factor de corrección de potencia; sin embargo, esto no se requiere. El propósito principal de la etapa I es proporcionar un bus CD (DC#1), el bus es indicado para ser las líneas 14a, 14b en las Figuras 4-6. El factor de corrección de potencia no es requerido para aprovechar la nueva topografía de tres etapas. Un etapa de entrada con factor de corrección de potencia es ilustrado en la Figura 7 en donde las líneas de salida 60a, 60b del rectificador son acoplados por un capacitor de almacenamiento extenso 68 para producir un voltaje generalmente fijo en las líneas 14a, 14b. La etapa I en la Figura 7 no incorpora un circuito o chip de factor de corrección de potencia. Sin embargo, la fuente de poder aun involucra tres etapas en donde la segunda es un inversor aislado no-regulado A para producir un voltaje generalmente fijo en las líneas 20a, 20b. Otra modificación de la etapa I de entrada es ilustrada en la Figura 8 en donde un circuito de factor de corrección de potencia pasivo 70 es conectado a una entrada CA de tres fases Ll, L2 y L3 para producir un voltaje CD generalmente fijo a través de las lineas 14a, 14b, las lineas constituyen el bus CD 14 (DC#1) en la entrada del inversor A. Las descripciones de la etapa I modificada en las Figuras 4-8 son solamente representativas en naturaleza y otras etapas de entrada podrían ser utilizadas con cualquier señal de entrada de fase individual o de tres fases y con o sin un factor de corrección de potencia. Al proporcionar un bajo voltaje fijo en el bus de salida 20 ilustrado como líneas 20a, 20b, la tercera etapa de la nueva fuente de poder de tres etapas para soldadura puede ser un convertidor de interrupción periódica u otro convertidor operado a una frecuencia mayor que 18 kHz, y tan alto como aproximadamente 100 kHz. Las frecuencias de conmutación del inversor no-regulado y el convertidor de salida regulado puede ser diferente. De hecho, normalmente la frecuencia de conmutación del convertidor de interrupción periódica es sustancialmente menor que la frecuencia del inversor no-regulado A. En adición a las ventajas de frecuencia discutidas anteriormente, este aspecto de la presente invención también proporciona un pico alto para el índice de potencia promedio. De acuerdo a lo discutido previamente, el inversor no-regulado de segunda etapa incluye el transformador de aislamiento para el sistema de potencia, y no existe otro transformador de aislamiento. Debido a esto, y por la colocación de un capacitor de desacoplamiento entre las segunda y tercera etapas, ni uno de los componentes de la presente invención los cuales se encuentran corriente arriba del capacitor de desacoplamiento experimentan la potencia "pico" del sistema. Dicho de otra forma, solamente la tercera etapa experimentará la potencia pico del sistema. Por lo tanto, la segunda etapa (inversora) de la presente invención necesita ser diseñada solamente para una potencia "promedio", lo cual reduce enormemente el tamaño total y la complejidad del sistema. Los cambios de diseño y tamaño que se necesitan para habilitar la tercera etapa (en este caso un convertidor de interrupción periódica) para manejar la potencia pico del sistema son mucho más simples y fáciles de realizar que diseñar una etapa inversora/transformadora para la misma potencia pico. Por consiguiente, la presente invención toma en cuenta la reducción total en tamaño para la etapa inversora/transformadora, de esa forma alcanzar con un tamaño más pequeño el mismo pico para los índices de potencia promedio iguales que los dispositivos del estado previo de la técnica . Relacionada con la ventaja anterior se encuentra la capacidad de la presente invención de alcanzar aun picos más altos para índices de potencia promedio que el de los dispositivos del estado previo de la técnica. Debido a que es más fácil y menos complejo diseñar y construir una tercera etapa (en este caso un convertidor de interrupción periódica) para manejar al potencias pico, las configuraciones de la presente invención toman en cuenta que el sistema total tenga un pico más alto para un índice de potencia promedio que el de los dispositivos del estado previo de la técnica. Esto se alcanza mientras que aun se mantiene un tamaño relativamente pequeño. En una modalidad de la invención la potencia pico es 4 x potencia promedio, y en otra modalidad puede ser tan alta como 5 x potencia promedio. Tal mejora es altamente conveniente en soldadura por pulsos, en donde el pico para el índice de potencia promedio de una máquina puede ser importante . La fuente de poder PS4 mostrada en la Figura 9 ilustra el uso de la presente invención en donde la etapa III es un convertidor regulado estándar 100 del tipo utilizado para soldadura de arco eléctrico. Este convertidor es accionado por el bus CD de entrada fijo 20 y es regulado por la retroalimentación de la operación de soldadura 120 para proporcionar una corriente estable para soldadura, a través de los conductores de salida 102, 104. El conductor 102 es un conductor de polaridad negativa. De conformidad con la tecnología de salida estándar para fuentes de poder basadas en inversor de dos etapas, los conductores 102, 104 son dirigidos hacia un conmutador de polaridad estándar 110. Este conmutador tiene una primera posición en donde el conductor 102 es dirigido hacia el electrodo de la operación de soldadura 120 asi la salida del conmutador de polaridad 110 tiene una polaridad positiva en la linea de salida 110a y una polaridad negativa en la linea de salida 110b. Esto produce un proceso de soldadura CD de electrodo positivo en la operación de soldadura 120. La inversión de la red de conmutador de polaridad 110 puede producir un proceso de soldadura CD de electrodo negativo en la operación de soldado 120. Asi, un proceso de soldadura CD con cualquiera CD negativa o CD positiva puede ser ejecutado de conformidad con el establecimiento del conmutador de polaridad estándar 110. En una manera similar, el conmutador de polaridad 110 puede ser alternado entre un electrodo negativo y un electrodo positivo para producir un proceso de soldadura CA en la operación de soldado 120. Esta es tecnología estándar en donde el conmutador de polaridad 110 acciona la salida CD a partir del convertidor regulado 100 para producir cualquiera un proceso de soldadura CA o un proceso de soldadura CD. Este proceso es regulado y controlado por un sistema de realimentación indicado como línea o circuito 122 dirigido hacia el controlador 130 para regular el convertidor 100 y para establecer la polaridad del conmutador 110 de acuerdo a lo indicado por las lineas 132, 134, respectivamente. Al regular la operación de soldadura en la etapa III, el inversor no-regulado en la etapa II puede tener una frecuencia de conmutación relativamente más alta para reducir las medidas de componentes dentro de la segunda etapa de la fuente de poder y puede tener cerca de un 100% de conmutación del ciclo de funcionamiento para mejorar la eficiencia. Una modalidad ejemplar de la fuente de poder de tres etapas emplea tecnología de control de forma de onda utilizado por primera vez por The Lincoln Electric Company de Cleveland, Ohio. Este tipo de sistema de control es suficientemente conocido y está ilustrado esquemáticamente en la Figura 9A en donde el circuito de control 150 procesa un perfil de forma de onda como un voltaje en la línea 152a que es producido por el generador de forma de onda 152. El perfil de forma de onda es controlado por un circuito de realimentación 122 de acuerdo a lo ilustrado esquemáticamente por el amplificador de error 154 que tiene una salida 156. De esta forma, el perfil de la forma de onda del generador 152 es controlado por el circuito de realimentación 122 y produce una señal en la línea de salida 156. Esta línea es dirigida a un circuito modulador de ancho de pulso apropiado 160 operado a una alta frecuencia determinada por la salida del oscilador 162. Esta frecuencia es mayor de 18kHz y es frecuentemente más alta que 40kHz.

En una modalidad ejemplar, el convertidor regulado 100 opera por debajo de 40kHz. La salida del modulador de ancho de pulso, la cual normalmente es un circuito digital dentro del controlador 130, se muestra como la linea 132 para controlar la forma de onda por el convertidor regulado 100. De acuerdo con la práctica estándar, la forma de onda del inversor 100 puede tener cualquier perfil, ya sea CA ó CD. Esta característica está esquemáticamente ilustrada como la forma de onda 152b, 152c y 152d en la porción derecha de la Figura 9A. La forma de onda 152b es una forma de onda CA del tipo utilizado en la soldadura MIG CA en donde se proporciona un amperaje de electrodo negativo más alto. Un amperaje positivo más alto también es común. En la forma de onda 152c, el amperaje para ambos el electrodo negativo y el electrodo positivo es esencialmente el mismo con la longitud de la porción de electrodo negativo que es más grande. Por supuesto, un proceso para soldadura CA puede ser ajustado para proporcionar formas de onda CA balanceadas o formas de onda CA no-balanceadas, cualquiera a favor del electrodo negativo o el electrodo positivo. Cuando el conmutador de polaridad 110 se establece para cualquier operación de soldadura de CD negativa o una de CD positiva, una forma de onda de soldadura por pulsos, mostrada como forma de onda 152d, está controlada por el generador de forma de onda 152. Otras diversas formas de onda, tanto CA como CD, pueden ser controladas por el controlador 130 de forma que la operación de soldadura 120 puede ser ajustada para ser AC, ó CD. Adicionalmente, la operación de soldadura puede ser TIG, IG, arco sumergido o de otra forma. Cualquier proceso puede ser llevado a cabo por la fuente de poder PS4 u otras fuentes de poder que utilizan la presente invención. El electrodo puede ser no-consumible o consumible, tal como el de núcleo de metal, núcleo de fundente o alambre sólido. Un gas protector puede o puede no ser utilizado de conformidad con el electrodo que sea empleado. Una modificación de la fuente de poder PS4 para llevar a cabo solamente la soldadura CD es ilustrada como la fuente de poder PS5 en la Figura 10. En esta fuente de poder, la operación de soldadura 120 ejecuta solamente una operación de soldadura CD de forma que el circuito de retroalimentación 122 es dirigido hacia el controlador 170 que tiene una salida 172. En una modalidad ejemplar, el convertidor regulado 100a es un convertidor de interrupción periódica para producir un voltaje CD a través de las lineas 102a, 104a. El controlador 170 es controlado por el generador de forma de onda 152, de acuerdo a lo indicado lo mostrado en la Figura 9A. La polaridad en las lineas 102a, 104a, es cualquiera un electrodo negativo o un electrodo positivo de acuerdo a la demanda del proceso de soldadura CD ejecutado en la operación de soldadura 120. El convertidor regulado 100a está más simplificado que la salida de soldadura del suministro de potencia PS4 mostrado en la Figura 9. Las Figuras 9 y 10, junto con la red de control o el circuito 150 mostrado en la Figura 9A, ilustran la versatilidad de la fuente de poder de tres etapas nueva, y de esta forma permitir que la presente invención alcance el pico mejorado para la capacidad de potencia promedio. Es necesario proporcionar un voltaje para operar los controladores para ambas redes de conmutación reguladas y no-reguladas utilizadas en estos dos tipos de fuentes de poder. La Figura 11 es una modalidad ejemplar la cual ilustra la arquitectura y el esquema empleado para obtener los voltajes de control para operar los diferentes controladores de una fuente de poder de tres etapas, tal como la fuente de poder PS6. El uso de una salida de un pre-regulador para proporcionar el voltaje de control para el controlador de conmutación del pre-regulador y el controlador de conmutación de la segunda etapa de una fuente de poder de dos etapas es suficientemente conocido y se describe en la Patente 5,926,381 por Moriguchi, incorporada aquí como referencia. Un convertidor de interrupción periódica de salida para ejecutar una operación de soldadura de forma rutinaria obtiene el voltaje de control de controlador del voltaje CD de entrada al convertidor de interrupción periódica. Estas dos tecnologías suficientemente conocidas están incorporadas en la fuente de poder PS6. La fuente de poder de tres etapas puede ser operada con controladores que tienen suministros de potencia derivados de diferentes ubicaciones en la fuente de poder. Siendo más específicos, la fuente de poder PS6 tiene un suministro de potencia 180 con una salida 182 y entradas 184, 186 del primer bus CD en los conductores 14a, 14b (DC#1) . El suministro de potencia 180 incluye un convertidor buck o convertidor de transferencia inversa, no se muestra, para reducir el alto voltaje en la salida del pre-regulador 40 de la Figura 2 a un voltaje bajo en la línea 182. Este voltaje de control puede encontrarse entre 5 y 20 volts. El voltaje en la línea 182 está dirigido al controlador 190 que tiene un conductor de salida 192 para ejecutar la operación de pre-regulador 40 de acuerdo con tecnología estándar. El pre-regulador tiene líneas de retroalimentación de regulación 42, 44 mostradas en las Figuras 2 y 3, pero omitidas en la Figura 11. El inversor no-regulado A no requiere un controlador para modular el ciclo de funcionamiento o la relación fija entre los voltajes de entrada y salida. Sin embargo, no se requiere un controlador 194 que reciba el voltaje de operación de controlador en la línea 196 a partir del suministro de potencia 180. Este arreglo es similar al concepto descrito en la Patente 5,926,381 por Moriguchi, excepto el controlador de segunda etapa 194 no es un controlador regulador como el utilizado en la fuente de poder de dos etapas del estado previo de la técnica. Como una alternativa, el suministro de potencia PS#3 es accionado por una fase de entrada 12 para proporcionar un voltaje de suministro de potencia opcional mostrado como la linea punteada 176. El convertidor de salida regulado 30 de la etapa III tiene un suministro de poder 200 etiquetado como PS#2 con un voltaje de controlador en la linea 202 determinado por el voltaje en el bus CD 20 (DC#2) ilustrado comprendiendo los conductores 20a, 20b. Nuevamente, el suministro de potencia 200 incluye un convertidor buck o convertidor de transferencia inversa para convertir el bus CD en la salida del convertidor no-regulado A a un voltaje más bajo para usarlo por el controlador 210 que tiene una salida 212. La señal en la linea 212 regula la salida del convertidor de soldadura 30 de conformidad con la señal de retroalimentación en la linea C, de acuerdo a lo discutido con respecto a las fuentes de poder PS1, PS2 en las Figuras 1 y 2, respectivamente. El bus CD 14 (DC#1) y el bus CD 20 (DC#2) proporciona la entrada para los suministros de potencia 180, 200 los cuales son convertidores CD a CD para producir un voltaje de control CD de nivel bajo para los controladores 190, 194 y 210. Como una alternativa, mostrada por la linea punteada 220, el suministro de potencia 180 etiquetado con PS#2 puede proporcionar voltaje de control para el controlador 210. La Figura 11 ha sido descrita para ilustrar la versatilidad del uso de una fuente de poder de tres etapas con los controladores que pueden recibir voltajes de suministro reducidos desde diferentes niveles de voltaje CD fijos indicados para ser PS#1 y PS#2. Otros arreglos pueden ser empleados para proporcionar el voltaje de controlador, tal como una conexión rectificada para una fase de voltaje de entrada CA 12 por un transformador en una forma ilustrada como PS#3. La Fuente de poder PS7 en la Figura 12 es similar a la fuente de poder PS6 con los componentes teniendo los mismos números de identificación. La etapa de salida III es un convertidor de interrupción periódica 230 para dirigir una corriente CD entre el electrodo E y la pieza de trabajo W. La derivación de corriente S proporciona la señal de retroalimentación C al controlador 210. El inversor de alta velocidad de conmutación 240 de la etapa II tiene características hasta ahora descritas con el aislamiento proporcionado por el transformador 250 que tiene el embobinado primario 252 y el embobinado secundario 254. El lado primario del convertidor CD a CD 240 es la red de conmutación que dirige una corriente alterna al embobinado primario 252. La salida rectificada del embobinado secundario 254 es la sección o el lado secundario del convertidor 240. En una modalidad de la invención, el convertidor 240 emplea un inversor de alta velocidad de conmutación que tiene un ciclo de funcionamiento o cambio de fase establecido por el controlador 194. En esta modalidad la frecuencia de conmutación es aproximadamente de 100 kHz en la versión práctica de esta fuente de poder. El ciclo de funcionamiento permanece igual durante la operación de soldadura por el convertidor de interrupción periódica 230; sin embargo, el ciclo de funcionamiento o cambio de fase del inversor puede ser ajustado de acuerdo a lo indicado por el circuito "ADJ" 260 que tiene una salida 262 para ajustar el controlador 194. En una modalidad, el ciclo de funcionamiento es cerca de 100% de forma que los pares de conmutadores sean conductivos al mismo tiempo sus tiempos máximos en el lado primario del inversor 240. En otras modalidades ejemplares el ciclo de funcionamiento es por lo menos 80%, o por lo menos 90%. Sin embargo, para cambiar la relación fija entre el primer bus CD 14 y el segundo bus CD 20, el circuito 260 puede ser utilizado para ajustar el ciclo de funcionamiento del cambio de fase. De esta forma, el inversor de aislamiento no regulado 240 es cambiado para tener un ciclo de funcionamiento diferente, pero fijo. Sin embargo, el ciclo de funcionamiento normalmente es bastante cercano a 100% de forma que los pares de conmutadores sean operados esencialmente al unisono en un sistema de cambio de fase. En una modalidad, el ciclo de funcionamiento varia entre 80-100% en aplicaciones normales de fuentes de poder de tres etapas. En una implementación ejemplar de la fuente de poder nueva, el convertidor elevador tipo boost 62 mostrado en la Figura 4 es utilizado para una etapa I de entrada con factor de corrección potencia. Este convertidor elevador tipo boost es operado de conformidad con el controlador 190 que tiene un voltaje de control 182 de acuerdo a lo descrito previamente. De conformidad con' una ligera modificación, el suministro 270 tiene un transformador conectado por las lineas 272 y 274 a través de una fase de una entrada CA de fase única o de tres fases 12. Un rectificador y el filtro en el suministro de potencia 270 produce un bajo voltaje de control en la linea punteada óptima 276 para utilizarse en lugar del voltaje de control en la linea 182 si se desea. Estas dos alternativas no afectan las características de operación de la fuente de poder PS7. Otras modificaciones de una fuente de poder de tres etapas para soldadura de arco eléctrico pueden ser obtenidas a partir de la descripción previa y de la tecnología suficientemente conocida en el campo de la soldadura. La etapa I de entrada normalmente incluye un rectificador y un convertidor CD a CD con factor de corrección de potencia de acuerdo a lo descrito en las Figuras 4-8. Estas etapas de entrada pueden ser utilizadas tanto para las señales CA de tres fases como para las de fase única de diferentes magnitudes, representadas como la entrada 12. Ciertos aspectos de una etapa de entrada para la potencia de entrada CA de tres fases son descritas con respecto a los circuitos en las Figuras 13-16. Cada uno de estos circuitos tiene una entrada de tres fases y una salida bus CD (DC#1) que se obtiene con un bajo factor de distorsión armónica y un alto factor de potencia para la etapa de entrada. La descripción en las Figuras 1-12 son aplicables en general a la fuente de poder de tres etapas nueva; sin embargo, la etapa I particular utilizada es relevante tanto para una fuente de poder de dos etapas del estado previo de la técnica como para la fuente de poder de tres etapas nueva. En la Figura 13, el circuito de entrada 300 de la etapa I incluye un rectificador de tres fases 302 con conductores de salida 302a, 302b. El conmutador elevador Boost 310 se encuentra en serie con un inductor 312, un diodo 314 y un capacitor paralelo 316. Un circuito apropiado 320 el cual es un chip de factor de corrección de potencia estándar, tiene una entrada 322 para determinar el voltaje de entrada, una linea de retroalimentación de regulación 322a y una salida 324 para operar el conmutador elevador boost para provocar la corriente en la entrada 12 para estar generalmente en fase con el voltaje de entrada. Este chip es un chip estándar convertidor elevador tipo boost de factor de corrección de potencia de tres fases que puede ser utilizado en la presente invención y también es utilizado para una fuente de poder de dos etapas común. En una forma similar, el circuito de entrada 330 mostrado en la Figura 14 tiene un rectificador de tres fases 302 con los conductores de salida 302a, 302b de acuerdo a lo descrito previamente. Un circuito elevador boost que incluye al inductor 350, los diodos 352, 354 y los capacitores 356, 358 son utilizados en conjunto con los conmutadores 340, 342 para proporcionar una coordinación de la corriente en la salida del circuito 330 y un voltaje de entrada 12. Para cumplir con este objetivo, un chip de control 360 proporciona pulsos de activación en las líneas 362, 364 de conformidad con el voltaje sensado en la entrada 366 y las señales de regulación de retroalimentación en las líneas 367, 368. Esta es tecnología estándar para proporcionar el factor de corrección de potencia de tres fases del tipo que forma la entrada de una fuente de poder de dos etapas o la fuente de poder de tres etapas nueva. Se ha descubierto que los circuitos de tres fases activos 300, 330 cuando son operados en una entrada de tres fases proporcionan un factor de potencia de entrada de aproximadamente 0.95. El factor de potencia de una etapa I cuando cuenta con un entrada CA de una sola fase puede ser corregido ascendentemente hasta aproximadamente 0.99. Puesto que una fuente de poder de tres fases generalmente puede ser corregida solamente hasta un nivel más bajo, se ha descubierto que un circuito pasivo para la etapa I de entrada de una fuente de poder de dos etapas o tres etapas es un tanto proporcional con la capacidad de un circuito de factor corrección de potencia activo. En la Figura 15 se muestra un circuito pasivo estándar 400, en donde cada una de las tres fases es rectificada por el rectificador de tres fases 302 el cual se dirige la corriente CD a través de los conductores salida 302a, 302b a un circuito filtro que incluye al inductor 412 y al capacitor 414. Se ha encontrado que un circuito pasivo tal como el que se muestra en la Figura 15 puede corregir el factor de potencia de la entrada de tres fases a un nivel generalmente en el intervalo de aproximadamente 0.95. Esto es un tanto igual a la capacidad de un circuito activo para un circuito de entrada de tres fases. Un circuito de entrada buck+boost 420 se muestra en la Figura 16. La corriente rectificada en las líneas 302a, 302b primero es reducida por el conmutador 422 utilizando un chip de factor de corrección de potencia estándar 430 que tiene una línea 432 que tiene una señal de forma de onda de voltaje de la entrada 12, que también dirige el chip 434 para operar el conmutador de boost 440. Los conmutadores 422, 440 son operados al unísono para controlar el factor de potencia de entrada que utiliza un circuito que contiene el inductor 450, el diodo 452 y el capacitor 454. Los circuitos 300, 330, 400 y 420 son circuitos de factor de corrección de potencia pasivos de tres fases estándar que utilizan tecnología estándar y conmutadores disponibles controlados por la forma de onda del voltaje de entrada y la corriente de DC#1. Las Figuras 13-16 son ilustraciones de ciertas modificaciones que pueden ser realizadas a la primera etapa de la fuente de poder de tres etapas. Por supuesto, existe otra tecnología para mejorar el factor de potencia y reducir la distorsión armónica de ambas señales CD y CA del tipo utilizado para accionar las fuentes de poder de soldadoras de arco eléctrico. El inversor no-regulado A de la etapa II puede utilizar varios circuitos inversores. Una modalidad ejemplar de un circuito es ilustrada en la Figura 17 en donde el inversor es dividido entre una sección o lado primario definido por la entrada para el embobinado primario 252 del transformador aislamiento 250 y una sección o lado secundario definido por la salida del embobinado secundario 254. Refiriéndose primero a la sección o lado primario del inversor A, el circuito puente completo 500 es empleado en donde los conmutadores apareados SW1-SW4 y SW2-SW3 se encuentran a través del capacitor 548 están conectados por los conductores 502, 504. Los conmutadores son energizados en secuencia alternada por los pulsos de activación en las lineas 510, 512, 514, y 516, respectivamente. El controlador 194 produce los pulsos de activación en las lineas 510-516 y un ciclo de funcionamiento ajustado determinado por la lógica en la linea 262 del circuito 260 de acuerdo a lo discutido previamente. En una modalidad que utiliza el cambio de fase en la segunda etapa, el ciclo de funcionamiento es controlado al cambiar el cambio de fase de las lineas 510 y 512 y las lineas 514 y 516. El circuito 260 ajusta el ciclo de funcionamiento o el cambio de fase de los conmutadores apareados. Este ajuste se fija durante la operación del inversor A. En la práctica, el circuito 500 tiene aproximadamente de 80% a 100% del ciclo de funcionamiento o cambio de fase, en donde cada par de conmutadores tiene periodos máximos de conducción superpuesta. El controlador 194 tiene un voltaje de control de un suministro apropiado indicado por la linea 196, como también se describió previamente. En la operación del circuito 500, una corriente alterna es dirigida a través del embobinado primario 252. Esta corriente tiene una ultra alta frecuencia normalmente de por lo menos aproximadamente 100 kHz de forma que los componentes ser reducidos en tamaño, peso y costo. La alta frecuencia de conmutación no es impuesta por la operación de soldadura, pero es seleccionada para la eficiencia de la etapa no-regulada A de la fuente de poder de tres etapas. En una modalidad adicional de la presente invención, de acuerdo a lo discutido anteriormente, la segunda etapa no-regulada tiene conmutación suave inherente. Esto es debido a que el ciclo de funcionamiento está siempre fijo y normalmente bastante alto. En una modalidad ejemplar el ciclo de funcionamiento es por lo menos 80%, y puede ser por lo menos 90%, y en una modalidad adicional puede ser tan alto como aproximadamente 100%. Esta condición permite que la energía que es almacenada en la inductancia de salida del transformador sea utilizada para forzar el voltaje a través de las IGBTs a cero antes de que se enciendan, lo cual resulta en una conmutación suave de SW1, SW2, SW3, y SW4. Esto es una ventaja cuando se compara con un inversor regulado, debido a que un inversor regulado requiere algún tipo de modulación de cambio de fase con el propósito de tener una conmutación suave. Esto es debido a que el ciclo de funcionamiento en un inversor regulado varia y no hay un tiempo fijo conocido. En adición al control de cambio de fase también es bastante común agregar una cierta cantidad de inductancia de salida o circuitos alternativos con el propósito asegurar que la trayectoria aislante sea conmutada suavemente. El capacitor de bloqueo (no se muestra) está en serie con el embobinado primario para evitar la saturación las señales de accionamiento de compuerta no reguladas. La sección o lado secundario del inversor A es un rectificador 520 que tiene dispositivos rectificadores sincrónicos 522, 524. Los dispositivos rectificadores sincrónicos son suficientemente conocidos en el estado previo de la técnica de la ingeniería eléctrica general y son discutidos en la Patente 6,618,274 por Boylan e incorporada aquí como referencia. Estos dispositivos son activados por las señales en las líneas 526, 528 creados en las terminales opuestas del embobinado secundario 254 de conformidad con la tecnología estándar. Los conductores 530, 532, y 534 forman los conductores de salida del rectificador 520 para crear un voltaje CD (DC#2) a través de los conductores 20a, 20b. La corriente es atenuada por un inductor 544 y es a través del capacitor 546, de acuerdo con la tecnología de soldadura estándar. El inversor A es no-regulado lo cual significa que no es está ajustado por una señal de retroalimentación de tiempo real de la operación de soldadura. Este simplemente convierte el bus CD 14 (DC#1) a bus CD 20 (DC#2) . Esta conversión permite una reducción substancial en el voltaje dirigido a la tercera etapa regulada de la fuente de poder que utiliza el inversor A. La reducción en el voltaje es determinada principalmente por el índice de transformación del transformador 250, el índice, en la modalidad preferida, es aproximadamente de 4:1. Para DC#1, el voltaje es aproximadamente de 400 volts. De esta forma, el voltaje fijo en el bus de salida 20 es aproximadamente 1/4 (por ejemplo 100 volts) del voltaje fijo en el bus de salida 14 de la primera etapa. Este aspecto de la presente invención, en conjunto con el uso de los capacitores de desacoplamiento permite a la presente invención conseguir una ventaja para alcanzar un pico alto para el índice de potencia promedio. En una modalidad de la invención el pico para el índice de potencia promedio es de por lo menos 4, mientras que en una modalidad ejemplar, el pico para el índice de potencia promedio es por lo menos 5. Algunas otras ventajas de una etapa no-regulada están contenidas en el artículo titulado The incredible Shrinking (Unregulated) Power Supply por el Dr. Ray Ridley incorporado aquí como referencia para la información de antecedentes. Una ventaja es la capacidad para incrementar la frecuencia arriba de 100 kHz para reducir el tamaño y el costo de la etapa inversora. Otras ventajas han sido discutidas previamente. Varios circuitos pueden ser utilizados para el inversor no-regulado A que constituye la nueva etapa II de la invención. El tipo particular de inversor no se controla. Algunos inversores se han utilizado. Algunos se ilustran en las Figuras 18-21. En la Figura 18, el inversor A se muestra de forma que usa un circuito puente completo 600 en el lado primario del transformador 250. En una modalidad que utiliza el cambio de fase en la segunda etapa, un conmutador y un circuito de diodos paralelo 602, 604, 606 y 608 son operados de conformidad con la tecnología de puente completo de cambio de fase estándar, de acuerdo a lo explicado con respecto al inversor A versión mostrada en la Figura 17. Una modificación del funcionamiento interno para el inversor A es ilustrada en la Figura 19 utilizando un puente en cascada con una serie de circuitos de conmutación montados 610, 612 y 614, 616. Estos circuitos de conmutadores son operados igual a un medio puente e incluyen los capacitores de entrada 548a, 548b que proporcionan energía para los circuitos de conmutación a los cuales está en paralelo el capacitor 620 y está en serie con los diodos 622, 624. Los dos circuitos conmutadores están en serie de forma que hay un voltaje reducido a través de los conmutadores individuales cuando se utiliza una técnica de control de cambio de fase similar a la técnica para el inversor de puente completo de la Figura 17. Este tipo de red de conmutación inversora es ilustrado en la Patente 6,349,044 por Canales-Abarca incorporada aquí como referencia que muestra un inversor que utiliza un puente en cascada, algunas veces referido como un inversor de tres niveles. En una modalidad ejemplar adicional de la presente invención, la etapa inversora no-regulada no utiliza un cambio de fase, mientras que todavía logra la conmutación suave inherente como se describió anteriormente. Un inversor delantero doble es mostrado en la Figura 20 en donde los conmutadores 630, 632 proporcionan un pulso en la sección 252a del embobinado primario para el transformador 250a. En una forma similar, los conmutadores 634, 636 son operados al unísono para proporcionar un pulso de polaridad opuesta en la sección primaria 252b. El impulso alternado produce una CA en el embobinado primario del transformador 250a para producir una salida CD aislada en el embobinado secundario 254. Un circuito de medio puente estándar se muestra como la arquitectura del inversor A en la Figura 21. Este medio puente incluye los conmutadores 640, 642, conmutados alternadamente para producir una CA en el embobinado primario 252 del transformador 250. Este y otros circuitos de conmutación pueden ser usados para proporcionar una señal CA en el embobinado primario del transformador 250 de forma que la señal CA aislada secundaria sea rectificada y producida en los conductores 20a, 20b como DC#2. La mera descripción de ciertas redes de conmutación estándar representativas no es considerada para ser una limitación, sino solamente es ilustrativa. El control de la corriente de soldadura no es realizada en la segunda etapa. En esta etapa, un bus CD que tiene un voltaje alto es convertido a un bus CD fijo (DC#2) que tiene un voltaje bajo para los propósitos de accionar una tercera etapa, la tercera etapa es una etapa regulada para proporcionar una corriente apropiada para la soldadura de arco eléctrico. La soldadura de arco eléctrico incorpora y está prevista para incluir otras aplicaciones relacionadas con la soldadura, tal como el concepto de corte por plasma. Estos circuitos diferentes utilizados en las tres etapas pueden ser combinados para construir varias arquitecturas para la topografía básica la cual es una fuente de poder de tres etapas. Esta descripción se relaciona con las Figuras 22-27 y utiliza los números de esas Figuras para indicar componentes similares, mientras que utiliza algunos números relevantes de las Figuras 1-17. Los números 600 en las Figuras 18-21 no son utilizados para los mismos componentes en las Figuras 22-27. En la Figura 22 las primeras dos etapas de una modalidad ejemplar de una fuente de poder de tres etapas incluye un convertidor no-regulado A de acuerdo a lo mostrado en la Figura 17 en donde la señal CD de entrada a través de las lineas 14a, 14b es proporcionada por una primera etapa de entrada nueva mostrada como el convertidor elevador tipo Boost 600 (Figura 22) que tiene un conmutador de potencia 602 (Figura 22) conmutado por una señal de activación de compuerta en la linea 604 (Figura 22) . El conmutador 602 (Figura 22) es encendido después de que el conmutador auxiliar 628 es encendido. La temporización de la señal de activación en las lineas 192 y 192a es mediante el controlador de factor de corrección de potencia 194. Una señal de alta frecuencia en la linea 192 provoca una señal de conmutación de alta frecuencia en la compuerta 604 (Figura 22) del conmutador de potencia principal 602 (Figura 22) con el diodo anti-paralelo 602a, de conformidad con tecnología de elevación estándar. La temporización de la señal en la compuerta 604 (Figura 22) es controlada de acuerdo con las discusiones previas para obtener un factor de corrección de potencia para el suministro de potencia creando la señal rectificada en los conductores de entrada 12a, 12b. La señal CD en los conductores 12a, 12b es convertida por el conmutador 602 y el diodo rectificador de salida 610 (Figura 22) en un bus CD en los conductores 14a, 14b. La invención involucra el uso de un circuito de conmutación suave activa 620 (Figura 22) que tiene una red que incluye una primera rama con el inductor 622 (Figura 22) y una segunda rama con el capacitor parásito 624 (Figura 22). La red es accionada por el conmutador auxiliar conectado en 628. Algunas discusiones identifican esta red de dos ramas como un circuito tanque o circuito resonante. Esto es justificado técnicamente pero no necesariamente para la función de conmutación suave. El capacitor 624 (Figura 22) y el inductor 622 (Figura 22) forma un circuito filtro para la conmutación suave 628 (Figura 22) en donde el capacitor 640 provoca que un voltaje suave encienda el diodo boost 610 (Figura 22) como forma de diodo D2. Este diodo boost algunas veces es referido como una salida o como diodo rectificador. El circuito 620 (Figura 22) es un circuito de conmutación suave activa que controla el voltaje y la corriente a través del conmutador de potencia 602 (Figura 22) en los casos de conmutación y también a través del diodo de salida 610 (Figura 22) . De esta forma, el conmutador de potencia 602 (Figura 22) y el diodo boost o de salida 610 (Figura 22) en el convertidor elevador tipo boost 600 (Figura 22) son conmutados con conmutación suave. Esta característica hace a la técnica de conmutación particularmente atractiva para las aplicaciones de conversión de alto voltaje en donde el diodo boost sufre de severos problemas de recuperación inversa. Por ejemplo, en un circuito boost de factor de corrección de potencia, ambos el conmutador de potencia y el diodo rectificador son sujetos a altos voltajes. Con la técnica de modulador de ancho de pulso convencional empleada, debido a la recuperación inversa del diodo rectificador-minoritario 610 (Figura 22), la perdida de alta conmutación, el alto ruido EMI y problemas de fallas del dispositivo se vuelven más pronunciados. Por lo tanto es benéfica la implementación de la conmutación suave para ambos el conmutador de potencia 602 (Figura 22) y el diodo 610 (Figura 22). Las formas de onda del voltaje y de corriente de los conmutadores en el convertidor son esencialmente ondas cuadradas excepto durante los intervalos de conmutación de encendido y apagado cuando ocurre la transición de conmutación de voltaje cero. Ambos el conmutador de potencia y el diodo boost están sujetos a un voltaje y a una tensión de corriente mínimos. El conmutador auxiliar 628 puede ser muy pequeño comparado con el conmutador principal, puesto que únicamente maneja cantidades pequeñas de energía de transición-resonante. Ya que la conmutación suave el alcanzada sin el incremento de del voltaje de conmutación y de la tensión de corriente, no hay un incremento substancial en la perdida de conducción cuando utiliza el circuito activo 620 (Figura 22) . Básicamente, el circuito 620 (Figura 22) es seleccionado para proporcionar la conmutación suave en ambos en el voltaje y corriente en las transiciones del conmutador de potencia 602 (Figura 22) y, opcionalmente en las transiciones del diodo de salida 610 (Figura 22) . De esta forma, un convertidor de dos etapas (por ejemplo, primera y segunda etapas) es utilizado para convertir la señal CD en las líneas 12a, 12b a la señal CD en las lineas 20a, 20b. La eficiencia de este dispositivo de dos etapas es drásticamente incrementada al tener un circuito de conmutación suave en el convertidor elevador tipo boost 600 (Figura 22) y usar la conmutación suave inherente del inversor no-regulado A, si el inversor no-regulado A utiliza el control de cambio de fase o funciona sin el cambio de fase de acuerdo a lo descrito previamente. La eficiencia en la modalidad ejemplar es por lo menos de 90%, lo cual es una mejora con respecto al estado previo de la técnica. En consecuencia, el convertidor CD a CD de dos etapas mostrado en la Figura 22 es una mejora substancial para el lado de entrada de una fuente de poder de la soldadura de tres etapas. En operación, una señal de conmutación de alta frecuencia en la línea 192, tal señal excede los 18 kHz, y en otras modalidades puede ser tan alta (o exceder) 100 kHz, primero energiza el conmutador auxiliar 628 por la señal de activación de compuerta en la línea 192a para activar el circuito de tanque resonante formado por el inductor 622 (Figura 22) y el capacitor 624 (Figura 22) . Después de que el conmutador 628 ha sido encendido, el conmutador principal 602 (Figura 22) es encendido. Esto provoca la conmutación suave tanto en la corriente como en el voltaje. Al mismo tiempo, la porción pasiva del circuito 620 (Figura 22) controla el voltaje y la corriente a través del diodo rectificador de salida 610 (Figura 22) . El lado de polaridad positiva del conmutador auxiliar 628 está sujeto al capacitor 640 (Figura 22) por el diodo DI. Este sujeta el circuito de conmutación suave a la salida positiva, el circuito que incluye la inductancia y las ramas de capacitancia no flotan durante la operación. Este circuito mostrado en la Figura 22 es discutido en el articulo del IEEE de 1991 titulado Hihg Efficiency Telecom Rectifier Using a Novel Soft-Switching Boost-based Input Current Shaper. Este articulo ese incorporado aquí como referencia. Un circuito de conmutación suave similar para el conmutador de potencia 602 (Figura 22) se describe en un articulo del IEEE de 2004 titulado A New ZVT-ZCT-PWM DC-DC Converter. Este circuito de conmutación suave activa de tipo similar utilizado para el conmutador de potencia 602 (Figura 22) es mostrado en la Figura 23 en donde los números para los mismos componentes como los mostrados en la Figura 22 son los mismos. Los números 600 no son aquellos de las Figuras 18-21. El circuito de conmutación suave activa 700 tiene inductores resonantes 704, 706 divididos en segmentos y acoplados por un núcleo común 705. Diodos de control de corriente 704a, 706a, respectivamente. Estos diodos están en serie con los inductores los cuales, a su vez, son paralelos con la capacitancia parásita 708. El conmutador auxiliar 710 tiene un diodo anti-paralelo 712 de forma que el conmutador 710 opera de conformidad con el conmutador auxiliar discutido previamente 628 de la Figura 22. El circuito de conmutación suave 700 incluye el capacitor de control de voltaje 720 para controlar el voltaje a través del diodo rectificador de salida 610 (Figura 22) . Para sujetar el lado positivo del conmutador auxiliar 710 al conductor de salida 14a, se proporciona un diodo individual 730. Este diodo opera igual que el diodo DI, D2 en la Figura 22. El circuito de conmutación suave 700 proporciona la conmutación suave, tanto al voltaje como la corriente a través del conmutador de potencia 602 (Figura 22) y controla el voltaje y la corriente durante la conmutación del diodo rectificador 610 (Figura 22) . De esta forma, el circuito 700 esencialmente opera en la misma manera como el circuito de conmutación suave discutido previamente 600 (Figura 22) . La presente invención involucra un circuito de conmutación suave activa para el conmutador de potencia 602 (Figura 22) y opcionalmente para el diodo rectificador 610 (Figura 22) . La topografía para los circuitos de conmutación suave puede variar, con dos de los circuitos de conmutación suave ejemplar 600 (Figura 22), 700, ilustrados en las Figuras 22, 23, respectivamente. Estos conmutadores SW1, SW2, SW3 y S 4 son conmutadores de estado sólido con un diodo antiparalelo, tal como el diodo 602a. Adicionalmente un capacitor 506a previene la saturación del núcleo de transformador 250a.

En una modalidad ejemplar de la presente invención, de acuerdo a lo discutido anteriormente, la segunda etapa no-regulada tiene conmutación suave inherente sin el uso de cambio de fase. En esta modalidad ejemplar, el ciclo de funcionamiento es siempre fijo y normalmente es muy alto. En una modalidad ejemplar el ciclo de funcionamiento es por lo menos 80%, y puede ser por lo menos 90%, y en una modalidad adicional puede ser tan alto como aproximadamente 100%. Esta condición permite que la energía que es almacenada en la inductancia de salida del transformador sea utilizada para forzar el voltaje cero a través de IGBTs antes de que se enciendan, lo cual resulta en la conmutación suave de SW1, SW2, SW3 y SW4. Esto es una ventaja cuando es comparado con un inversor regulado, debido a que un inversor regulado requiere algún tipo de modulación de cambio de fase con el propósito de tener una conmutación suave. Esto es debido a que el ciclo de funcionamiento en un inversor regulado varía y no existe un tiempo de apagado fijo conocido. En adición al control de cambio de fase también es bastante común agregar una cierta cantidad de inductancia de salida o circuitos alternativos con el propósito de asegurar que la trayectoria aislante sea conmutada suavemente. Al proporcionar un circuito de conmutación suave activa para la entrada de elevación de la fuente de poder de tres etapas, la operación de la etapa de entrada se combina con las características de conmutación suave inherente de la segunda etapa inversora no-regulada para proporcionar una entrada de dos etapas que mejora la eficiencia de la fuente de poder de tres etapas nueva, de acuerdo a lo descrito en las Figuras 1-21. Esta eficiencia puede ser tan alta como de por lo menos 90%. Se ha encontrado que el circuito 700 impulsa el voltaje hacia abajo más cercano a cero durante la conmutación de alta velocidad del conmutador 602 (Figura 22) . El circuito 600 (Figura 22) disminuye el voltaje, pero el voltaje durante la conmutación que utiliza el circuito 600 (Figura 22) no es exactamente cero. De hecho, puede ser tan alto como 50 volts. En consecuencia, el circuito de conmutación suave 600 (Figura 22) es ejemplar debido a su bajo costo y el circuito de conmutación suave 700 es una alternativa debido a su capacidad de impulsar el voltaje real hacia abajo cercano a cero durante la conmutación del conmutador 602 (Figura 22) . Estas distinciones son las razones para ilustrar los dos circuitos de conmutación suave activa separados para utilizarse en la etapa de entrada de la fuente de poder de tres entradas de acuerdo a lo descrito anteriormente. La fuente de poder de tres fases de acuerdo a lo descrito en la Figura 12 es ilustrada nuevamente en la Figura 24, utilizando los mismos números, en donde el convertidor de interrupción periódica 230 se muestra de forma que tiene un conmutador de potencia 750 controlado por la señal de activación de compuerta de alta frecuencia en la linea 212 del controlador 210. Una señal de retroalimentación en la linea 762 desde el dispositivo sensor de corriente 760 es generada por la lectura de desplazamiento S. En una forma similar, una señal de retroalimentación de voltaje es dirigida al controlador 210 por la linea 772 desde un dispositivo sensor de voltaje 770. Estas dos señales de retroalimentación controlan la operación de un modulador de ancho de pulso en el controlador 210 para operar el conmutador de potencia 750 del convertidor de interrupción periódica 230. El capacitor de entrada 780 controla el voltaje a través de los conductores de entrada 20a, 20b de conformidad con una práctica estándar. Un aspecto opcional de la invención es proporcionar un circuito de conmutación suave pasiva 800 para el convertidor de interrupción periódica 230, la conmutación suave pasiva del convertidor de interrupción periódica es combinada con la conmutación suave activa de la etapa de entrada y la conmutación suave inherente de la segunda etapa para incrementar la eficiencia de la fuente de poder de tres etapas mostrada en la Figura 12 y descrita en las Figuras 1-21. El circuito de conmutación suave 800 es un circuito de conmutación suave comúnmente utilizado. El circuito incluye el inductor 802 para controlar la corriente a través del conmutador de potencia y el diodo D4. El capacitor 806 controla el voltaje a través del conmutador de potencia durante las operaciones de conmutación. Los capacitores 804 y 806 están conectados por los diodos DI, D2, D3 y D . Estos dos capacitores controlan el voltaje a través del diodo D . De esta forma, el conmutador de potencia 750 y el diodo D4 son conmutados suavemente tanto en la corriente como en el voltaje durante las operaciones de conmutación. Este circuito es mostrado en el artículo de la Universidad de California titulado Properties and Síntesis of Passive, Lossless Soft-Switching PWM Converters. Este artículo de mayo de 1997 es incorporado aquí como referencia para explicar la operación del circuito de conmutación suave pasiva 800 utilizado comúnmente. En esencia, el convertidor de interrupción periódica 230 tiene un conmutador de potencia con un circuito de conmutación suave para controlar tanto la corriente como el voltaje durante las transiciones de encendido y apagado. En otras palabras, el convertidor de interrupción periódica 230 está acondicionado con un circuito de conmutación suave, el circuito de conmutación suave controla tanto el voltaje como la corriente en el tiempo apropiado durante las operaciones de conmutación . La fuente de poder de tres etapas descrita en las Figuras 1-21 está acondicionada con una etapa de entrada que tiene un circuito de conmutación suave activa el cual se combina con la conmutación suave del inversor A no-regulado de la segunda etapa para incrementar la eficiencia total para reducir las pérdidas de conmutación y perdidas de conducción en el lado de la entrada de la fuente de poder. Como una opción, la etapa de salida de interrupción periódica está acondicionada con un circuito de conmutación suave pasiva para proporcionar una etapa final económica. El convertidor de interrupción periódica puede ser un módulo separado, reemplazable sin la necesidad de una modificación de circuito para controlar un conmutador auxiliar como el requerido en un circuito de conmutación suave activa. La porción de entrada de la fuente de poder de tres etapas incluye una etapa de factor de corrección de potencia activa combinada con una etapa inversora aislada no-regulada, la cual tiene una conmutación suave inherente con o sin cambio de fase. Esta combinación nueva de las primeras dos etapas es sumamente eficiente y económica como una topografía para los soldadoras de arco eléctrico . De acuerdo a lo ilustrado en las Figuras 25 y 26, estas figuras muestran la primera etapa 600 de la Figura 22 como un convertidor CD a CD tipo-boost que incluye un inductor 644 acoplado entre el conductor de entrada 12a y un nodo interno principal 603, un dispositivo de conmutación principal 602 (Figura 22) con un diodo de cuerpo 602a acoplado entre el nodo interno 603 y el conductor de entrada de convertidor inferior 12b. Un diodo rectificador principal 610 (Figura 22) está acoplado con su ánodo en el nodo 603 y su cátodo en el conductor de salida 14a. El capacitor de filtro de salida opcional 548 está conectado a través de los conductores de salida 14a, 14b. Al igual que en una operación normal del convertidor tipo boost, el conmutador principal 602 (Figura 22) está activado por una señal de control modulada-de ancho-de-pulso en una compuerta de control del mismo para una conmutación entre un estado de conducción (ENCENDIDO) en el cual el nodo interno 603 es llevado esencialmente al voltaje en el conductor inferior 12b (fase de carga), y un estado de no-conducción (APAGADO) (fase de descarga). Antes de cada fase de carga, se asume que el dispositivo de conmutación principal 602 (Figura 22) ha estado en el estado de no-conducción (APAGADO) por un tiempo relativamente largo, el voltaje a través del capacitor de salida 548 es igual al voltaje de entrada mas el voltaje del inductor 644. El cierre del conmutador principal 602 trae al nodo 603 esencialmente al voltaje del conductor inferior 12b, por lo cual el voltaje de entrada es impreso a través del inductor 644 (la terminal 12a es positiva con respecto al nodo 603) y el diodo principal 610 (Figura 22) previene al capacitor de filtro 548 de una descarga a través del conmutador principal 602 (Figura 22) . El voltaje a través del inductor 644 causa que la corriente a través del mismo se incremente con el tiempo, con la energía correspondiente que es almacenada en el inductor 644. En consecuencia, el conmutador principal 602 (Figura 22) es desactivado (APAGADO) para iniciar una fase de descarga. La ubicación del conmutador 602 (Figura 22) en el estado de no-conducción produce que el voltaje de inductor principal cambie de forma que el voltaje en el nodo 603 aumente para mantener la corriente a través del inductor 644 en un valor constante, en donde para el inductor la corriente continúa fluyendo, el voltaje en el nodo 603 debe aumentar lo suficiente para el diodo de polarización directa 610, de acuerdo a lo mostrado en la Figura 22 (por ejemplo, aproximadamente el voltaje de salida a través del capacitor 548 más una calda de diodo) , en donde el voltaje de inductor cambia la polaridad en la fase de descarga. Para la capacitancia de salida grande 548, el voltaje de salida entre los conductores 14a y 14b generalmente permanece constante durante la fase de descarga, en donde la carga y la descarga (conmutación del conmutador principal 602 (Figura 22) a encendido y apagado) es repetida con una retroalimentación apropiada para regular la modulación-de ancho-de pulso de la señal del control de conmutador, de forma que el voltaje de salida a través del capacitor 548 puede ser mantenido en un valor CD deseado. En general, es deseable maximizar la eficiencia de cada etapa en la fuente de poder, en donde la resistencia en el estado-encendido del conmutador principal 602 (Figura 22), la caída de voltaje delantero de diodo, y los índices de tiempo de recuperación inversa para el diodo principal 610 (Figura 22) son idealmente minimizados para combatir las pérdidas de conducción. Otra consideración es la minimización de las pérdidas de conmutación y la generación de ruido en la etapa conversora 600 (Figura 22), en donde es deseable controlar las condiciones bajo las cuales las transiciones de estado del conmutador 602 (Figura 22) y el diodo 610 (Figura 22) ocurren. En particular, los circuitos de conmutación-suave pueden ser empleados convenientemente en el convertidor elevador tipo boost 600 (Figura 22) para proporcionar el encendido y apagado de conmutador a voltaje cero, asi como el apagado a voltaje-cero o corriente-cero del diodo 610 (Figura 22) . En la ausencia de contra-medidas, la conmutación del conmutador principal 602 (Figura 22) produce perdida de potencia indeseables y tensión al conmutador 602 (Figura 22) y/o al diodo principal 610 (Figura 22) . Por lo tanto, la conmutación-suave o los circuitos de amortiguadores son empleados en la etapa del convertidor elevador tipo boost 600 (Figura 22) para proporcionar conmutación de corriente baja y o voltaje bajo de estos componentes. Con respecto a esto, los circuitos de conmutación-suave pueden ser utilizados para minimizar la rapidez de aumento de voltaje a través del conmutador 602 de acuerdo a lo mostrado en la Figura 22 (por ejemplo, dv/dt en el nodo 603) cuando el conmutador 602 (Figura 22) es apagado, y para minimizar el voltaje a través del conmutador 602 cuando el conmutador 602 (Figura 22) es encendido, asi como para minimizar uno o ambos el voltaje o la corriente del diodo 610 (Figura 22) durante la inversión del mismo, con el propósito de minimizar las perdidas de conmutación y la emisión de ruido . El circuito de conmutación inicial suave mostrado en la Patente 5, 418, 704 por Hua puede ser utilizado en la etapa boost 600 de la fuente de poder de tres etapas de acuerdo a lo mostrado esquemáticamente en la Figura 24. Esta patente es incorporada como referencia y es diferente del circuito de la primera modalidad mostrado en la Figura 25 y el circuito de la modalidad ejemplar mostrado en la Figura 26. El circuito de conmutación suave descrito en Hua 5,418,714 emplea un conmutador auxiliar con un inductor y capacitor resonante para proporcionar conmutación de voltaje-cero del conmutador principal de convertidor elevador tipo boost y el diodo de salida. Esta es una publicación que se refiere a las redes de dos ramas de la invención como un circuito resonante. En Hua, el conmutador auxiliar y el inductor resonante están conectados en serie a través del conmutador de convertidor principal. El conmutador auxiliar es conmutado inmediatamente antes de encender el conmutador principal de forma que el inductor resonante es el diodo acoplado al conductor de salida de convertidor positivo para limitar la rapidez de cambio de la corriente de diodo principal. La activación del conmutador auxiliar de Hua también descarga al nodo interno a cero volts, de esta forma asegurar que el conmutador principal fue encendido en un voltaje esencialmente cero. Sin embargo, Hua sufre de condiciones de conmutación fuerte durante el apagado del transistor principal. En particular, el voltaje terminal de conmutador principal superior de Hua debe ser más alto que el voltaje de salida de convertidor antes de que el inductor resonante pueda conducir alguna corriente hacia la salida, por lo cual el inductor resonante de Hua produce un aumento muy rápido del voltaje del transitor (hi dv/dt) durante el apagado del transistor, conduciendo a pérdidas de conmutación inaceptables . De acuerdo a lo ilustrado en las Figuras 25 y 26, la etapa de convertidor elevador tipo boost 600 (Figura 22) incluye un circuito de conmutación suave activa 601 ó 601a, respectivamente, para proporcionar una conmutación suave del conmutador principal 602 (Figura 22) y el diodo principal 610 (Figura 22). El circuito de conmutación suave 601 en la Figura 25, el cual es una modalidad de la invención, es una red de tres-terminales que tiene las terminales primera y segunda acopladas a través del conmutador principal 602 (Figura 22) y una tercera terminal acoplada al cátodo del diodo principal 610 (Figura 22). El circuito o red de conmutación suave incluye al inductor 622 (Figura 22), el dispositivo de conmutación auxiliar 628 con el diodo 630. Los diodos primero y segundo DI y D2, junto con los capacitores 624 y 640 (Figura 22) completan un circuito amortiguador de tres terminales. Los dispositivos de conmutación auxiliar y principal 602 (Figura 22) y 628 pueden ser cualquier dispositivo apropiado que proporcione selectivamente estados generalmente conductivos y generalmente no conductivos entre las primera y segunda terminales de potencia del mismo de conformidad con una señal de control en una terminal de control del mismo, incluyendo, pero no se limita a ellos, los transistores bipolares, dispositivos semiconductores-metal-oxido (MOS, por sus siglas en inglés) , transistores bipolares de compuerta aislada (IGBTs, por sus siglas en inglés) y similares. El inductor 622 (Figura 22) se encuentra en una primera rama en paralelo con el conmutador 602. El inductor 622 (Figura 22) tiene una primera terminal acoplada con el inductor principal 644 y una segunda terminal unida a un primer nodo de circuito intermedio 607. El dispositivo de conmutación auxiliar 628 está acoplado entre el nodo 607 y los conductores de convertidor 12b, 14b. El diodo 630 (Figura 22) puede ser un diodo de cuerpo del dispositivo de conmutación auxiliar 628 o puede ser un componente separado. Un ánodo del diodo 630 (Figura 22) está acoplado a los conductores de convertidor inferior 12b, 14b y su cátodo es acoplado al nodo 607 en la conexión del conmutador auxiliar 628 y el inductor resonante 622. De forma similar al circuito de Hua, un capacitor 624 está acoplado en el circuito 600 a través del conmutador principal 602. A diferencia de Hua, sin embargo, el circuito de conmutación suave 601 en la Figura 25 tiene un segundo nodo intermedio 609 con un segundo capacitor 640 (Figura 22) acoplado entre los nodos 603 y 609. El primer diodo DI del circuito o red de conmutación suave 601 tiene un ánodo acoplado con el primer nodo interno 607 y un cátodo acoplado con el segundo nodo interno 609. El diodo D2 tiene un ánodo acoplado con el segundo nodo interno 609 y un cátodo acoplado al cátodo del diodo principal 610 (Figura 22) en la terminal de salida del convertidor superior 14a. Como un avance técnico con respecto a Hua con su conmutación dura del conmutador auxiliar, el circuito de conmutación suave 601 de la Figura 25 proporciona la operación de conmutación-suave para el encendido y apagado de ambos el conmutador principal 602 (Figura 22) y el diodo principal 610 (Figura 22) asi como el conmutador auxiliar 628. Esta mejora logra una mejor eficiencia, menores tensiones de componentes, y menos generación de ruido. Antes de encender el conmutador principal 602 (Figura 22), el conmutador auxiliar 628 es encendido mientras que el voltaje en el nodo 603 es igual al voltaje de salida, en donde el cierre del conmutador auxiliar 628 provoca que la corriente a través del inductor resonante 622 (Figura 22) se incremente inicialmente al nivel de corriente de inductor principal, por lo cual el diodo principal 610 (Figura 22) se invierte. Conforme el diodo 610 (Figura 22) recupera la inversión de voltaje y empieza a bloquear la corriente de la salida, la corriente de los inductores 644 y 622 (Figura 22) descarga el capacitor 624 (Figura 22), en donde el voltaje a través del diodo 610 (Figura 22) permanece bajo durante la inversión para minimizar la pérdida de conmutación del diodo y generación de ruido. El conmutador principal 602 (Figura 22) entonces es encendido cuando el capacitor 624 (Figura 22) es descargado (por ejemplo, cuando el voltaje es cero a través del conmutador 602 (Figura 22)), y el conmutador auxiliar 628 está apagado. La corriente a través del inductor resonante 622 (Figura 22) carga el primer capacitor resonante 640 (Figura 22) a través del diodo DI y también carga cualquier capacitancia parásita del conmutador auxiliar 628, por lo cual el voltaje en los nodos 607 y 609 se va incrementando hacia el nivel de la salida de convertidor y el diodo D2 empieza a conducir. Cualquier energía remanente del inductor 622 (Figura 22) es proporcionada hacia la salida a través de los diodos DI y D2. El conmutador principal 602 (Figura 22) entonces es apagado (al mismo tiempo dependiendo de la modulación de ancho-depulso de corriente con base en la retroalimentación de nivel de salida) mientras que el voltaje de conmutador es esencialmente cero. La corriente a través del inductor principal 644 carga el capacitor 624 (Figura 22) y descarga el capacitor resonante 640 (Figura 22) a través del diodo D2. Esta acción provoca que el voltaje en el nodo 607 aumente el valor de salida, después el diodo principal 610 (Figura 22) nuevamente empieza a conducir la corriente hacia la salida.

En la operación del circuito 601 de la Figura 25, la corriente de inductor principal fluye a través del capacitor 640 (Figura 22) y el segundo diodo D2 cuando el conmutador principal 602 (Figura 22) inicialmente está apagado, en donde el diodo principal 610 (Figura 22) empieza a conducir después de que el capacitor resonante se descarga, en donde el voltaje a través del primer capacitor 640 (Figura 22) está en función de su capacitancia, el nivel de corriente principal, y del ciclo de funcionamiento del conmutador principal de ancho-de-pulso-modulado 602 (Figura 22) . De esta forma, las pérdidas de conmutación del diodo principal 610 (Figura 22) pueden ser reducidas o minimizadas al asegurar el voltaje de diodo en cero cuando el diodo empieza a conducir corriente hacia el capacitor de salida 548. Con el conmutador principal 602 (Figura 22) en el estado encendido, el voltaje a través del primer capacitor resonante 640 (Figura 22) permanece generalmente constante debido a que el primer diodo DI evita la carga del capacitor, excepto cuando el conmutador auxiliar 628 está primero apagado y, el voltaje en el nodo 607 es más alto que el voltaje a través del capacitor 640 (Figura 22) . Idealmente, el conmutador principal 602 (Figura 22) tiene una condición de apagado de voltaje-cero si el capacitor resonante 640 (Figura 22) está totalmente descargado durante la fase de elevación con el conmutador 602 (Figura 22) encendido. Sin embargo, el conmutador principal 602 (Fig. 22) experimentará un voltaje de apagado diferente-de-cero si el capacitor resonante 640 (Figura 22) no está completamente descargado. Además, el capacitor 640 (Figura 22) puede proporcionar solamente una trayectoria derivada de corriente para el inductor auxiliar 622 (Figura 22) cuando el conmutador auxiliar 628 está apagado, sin proporcionar una suficiente trayectoria de conducción derivada para las inductancias parásitas en el bucle del circuito auxiliar en el circuito de conmutación suave 606 de la Figura 25. Como resultado, la transición del conmutador auxiliar 628 de encendido a apagado puede ser en un voltaje diferente-de-cero, por lo cual son posibles las perdidas de conmutación y generación de ruido, junto con una posible tensión para el conmutador 628. La Figura 26 ilustra una modalidad ejemplar y el diseño del circuito de conmutación suave 601a, y de conformidad con la invención, tiene un capacitor 624 (Figura 22) eliminado. Un segundo capacitor 640a es acoplado entre el nodo interno 609 y los conductores de convertidor inferiores 12b, 14b, por lo cual resulta una capacitancia de red resulta de la combinación de la serie de capacitores 640 (Figura 22) y 640a, con esta combinación de serie siendo una rama paralela a través del conmutador principal 602 (Figura 22). El capacitor inferior (segundo) 640a está en paralelo a través del conmutador auxiliar 628 por medio del diodo DI. En una implementación particular, el capacitor inferior 640a es substancialmente más pequeño que el capacitor superior 640. De esta forma, a diferencia de la red de conmutación suave de la Figura 25, el circuito 601a de la Figura 26 acondiciona el capacitor 624 (Figura 22) entre el segundo nodo interno 609 y los conductores de convertidor inferiores 12b, 14b como los dos capacitores 640 (Figura 22), 640a. Esta geometría ayuda en acondicionar la conmutación suave para el conmutador auxiliar 628 (por ejemplo, reduce la dv/dt a través del conmutador 628) . Con referencia ahora a la Figura 27, la gráfica 900 ilustra varias formas de onda ejemplares asociadas con los conmutadores principal y auxiliar 602 (Figura 22) y 628, respectivamente, en la etapa de convertidor elevador tipo boost 600. También se muestra el circuito de conmutación suave activa ejemplar 601a de la Figura 26. La gráfica 900 muestra la forma de onda de voltaje 810 que corresponde a una señal de voltaje de control de conmutador auxiliar (por ejemplo, la señal de compuerta VGS, la señal base VBE, etc., dependiendo del tipo de conmutador) , la forma de onda del voltaje 820 representa el voltaje a través del conmutador auxiliar 628 (por ejemplo, el voltaje entre el nodo interno 607 y los conductores de convertidor inferiores 12b, 14b) , y la forma de onda de corriente 830 que ilustra la corriente conmutada a través del conmutador auxiliar 628. Además, la gráfica 800 también proporciona la forma de onda del voltaje 840 que muestra una señal de voltaje de control para el conmutador principal 602 (Figura 22) asi como la forma de onda de voltaje 850 que representa el voltaje a través del conmutador principal 602 (por ejemplo, el voltaje entre el nodo 603 y los conductores de convertidor inferiores 12b y 14b. Diferentes tiempos discretos son ilustrados en un ciclo de conmutación típica de la etapa de convertidor 600 (Figura 22) en la gráfica 900, incluyendo el tiempo 870, en tal caso el conmutador principal 602 (Figura 22) es apagado (por ejemplo, en el lado que cae de la forma de onda de voltaje 840) , el tiempo 872 cuando el conmutador auxiliar 628 es prendido (el lado que sube en la señal de control 810) , y el tiempo 874 cuando el conmutador auxiliar 628 es apagado y el conmutador principal 602 (Figura 22) es encendido (lado que cae en la forma de onda 810 y lado que se incrementa en la forma de onda 840) . Mientras que es ilustrado de forma que está conmutado simultáneamente en el tiempo 874, el conmutador auxiliar 628 alternativamente puede ser apagado antes de, al mismo tiempo de, o después del tiempo cuando el conmutador principal 602 (Figura 22) es encendido, en donde todas las diferentes implementaciones se consideran que caen dentro del alcance de la invención y de la reivindicaciones anexas. En la implementación ilustrada del circuito mostrado en la Figura 26, el conmutador principal 602 (Figura 22) está apagado en el tiempo 870, después del cual los voltajes a través de los conmutadores principal y auxiliar 602 y 628 (por ejemplo los voltajes en los nodos 603 y 607) aumentan de acuerdo a lo indicado en la gráfica 900 en la porción 852 y porción 822, respectivamente. Se observa que la curva de voltaje 850 es cero a través del conmutador principal 602 (Figura 22) durante el encendido del conmutador principal en el tiempo 874, por lo cual cualquier perdida de conmutación correspondiente y/o emisión de ruido son mitigados. De acuerdo a lo mostrado en la Figura 27, las curvas de voltaje de conmutador 820 y 850 permanecen esencialmente constantes en la porción 824 y la porción 854 con un valor generalmente igual al valor del voltaje a través del capacitor de filtro de salida 548 (VOUT) hasta el tiempo 872 cuando el conmutador auxiliar 628 es encendido (con el conmutador principal 602 (Figura 22) que permanece apagado) , por lo cual el voltaje de conmutador auxiliar cae hasta cero el punto 826. Se observará que la curva de corriente de conmutador auxiliar 830 es esencialmente cero en el tiempo 872, por lo cual el conmutador auxiliar 628 sufre perdidas insignificantes de conmutación de encendido. Por lo tanto, en el tiempo 874, el conmutador principal 602 es nuevamente encendido. Se observará que entre el tiempo 872 y el tiempo 874, la curva de voltaje de conmutador principal 850 cae generalmente en la porción 856 a cero antes de que el conmutador 602 (Figura 22) sea encendido, por lo cual una condición de encendido de voltaje cero es proporcionada para minimizar la perdida del conmutador y la generación de ruido por el conmutador principal 602 (Figura 22) . Más aun, a diferencia del circuito o la red 601 en la Figura 25 anterior, la curva de corriente auxiliar 830 inicialmente aumenta en la porción 832 después de encender el conmutador auxiliar en el tiempo 872, pero después se reduce a cero en la porción 834 previo al tiempo de apagado de conmutador auxiliar 874, por lo cual el apagado de conmutador auxiliar es un caso de conmutación suave con perdida de conmutación y emisión de ruido mínimos (por ejemplo, cero) . El conmutador principal 602 (Figura 22) entonces es encendido en 874 esencialmente a cero volts, y el voltaje de conmutador auxiliar 820 aumenta en la porción 828 hasta un tiempo 876 en el cual la corriente a través del inductor resonante 622 (Figura 22) cae a cero. A partir de ese momento, el ciclo continua hasta el siguiente tiempo 870, en el cual el conmutador principal 602 (Figura 22) es apagado nuevamente, en donde la cantidad de tiempo que el conmutador principal 602 permanece encendido en un ciclo de conmutación dado, puede ser determinada por las condiciones de regulación de salida a través de la modulación-de-ancho-de pulso u otras técnicas apropiadas. El circuito 601 de la Figura 26 proporciona una conmutación suave del conmutador auxiliar 628 mientras que el conmutador auxiliar 628 en el circuito 601 tiene un apagado duro. Esto es una mejora distinta obtenida por el circuito ejemplar 601a de la Figura 26.

El sistema o red de conmutación suave 601, 601a, de las Figuras 25 y 26, respectivamente, incluye dos ramas paralelas, paralelas al conmutador de potencia principal 602 (Figura 22) . Una primera rama incluye la inductancia del inductor 622 (Figura 22) que controla la corriente para el conmutador auxiliar 628, el conmutador 602 (Figura 22) y el diodo 610 (Figura 22), mientras que la segunda rama tiene una capacitancia que controla el voltaje a través del conmutador 602. En la Figura 26, esta rama paralela es dividida en dos capacitores, uno de ellos controla el voltaje a través del conmutador auxiliar 628. La capacitancia de los capacitores 640 (Figura 22), 640a de la Figura 26 generalmente iguala la capacitancia del capacitor 624 de la Figura 25. El capacitor 640 (Figura 22) conmuta suavemente el conmutador 628 conforme es apagado. Conforme es apagado el conmutador 628 el capacitor 640a se encuentra en un voltaje cero. Se carga lentamente para proporcionar el apagado suave. Cuando el conmutador 628 es encendido, la corriente en el conmutador se incrementa lentamente a través del inductor 622 (Figura 22) y el diodo 610 (Figura 22) es apagado lentamente por el aumento lento de corriente en el inductor. De esta forma, la red 601a conmuta suavemente el conmutador 628 durante los ciclos de encendido y apagado y controla la corriente a través del boost o diodo de salida 610. Esta es una mejora con respecto a la red 601 de la Figura 25.

Los diferentes circuitos de conmutación y las topologías de la fuente de poder descritas pueden ser combinados en varias formas para conseguir los objetivos y ventajas de la invención reivindicada. Por supuesto, aun cuando la presente invención se ha discutido con respecto a los suministros de potencia de soldaduras, se ha contemplado que la presente invención puede ser utilizada en cualquiera de las aplicaciones en donde son necesarios requerimientos de suministro de potencia similares, y en donde son tratados problemas similares. La presente invención se ha descrito con ciertas modalidades y aplicaciones. La invención es definida por estas reivindicaciones anexas que son incorporadas aquí como referencia como si fueran parte de la descripción de las características novedosas de la presente invención. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por el solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones . 1. Una fuente de poder para soldadura; caracterizada porque comprende: una primera etapa para recibir una primera señal y una salida de una segunda señal que tiene un primer voltaje CD; una segunda etapa para recibir la segunda señal y una salida de una tercera señal aislada que tiene un segundo voltaje CD; y una tercera etapa para recibir la tercera señal y una salida de una señal de soldadura; en donde la segunda etapa es una etapa de inversora no-regulada que tiene un ciclo de funcionamiento de por lo menos de 80%. 2. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es por lo menos de 90% 3. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es de aproximadamente 100%. 4. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la segunda etapa contiene un transformador aislado el cual produce la tercera señal, y en donde el segundo voltaje CD está relacionado con el primer voltaje CD. 5. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la segunda etapa tiene un circuito de conmutación suave. 6. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 5, caracterizada porque el circuito de conmutación suave no utiliza un cambio de fase para la conmutación suave. 7. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la primera etapa comprende por lo menos uno de, un circuito de boost, un circuito buck y un circuito boost+buck. 8. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la tercera etapa es un convertidor de interrupción periódica. 9. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque además comprende un capacitor de desacoplamiento entre la segunda etapa y la tercera etapa para desacoplar la segunda y tercera etapas . 10. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 9, caracterizada porque la fuente de poder tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos . 11. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 9, caracterizada porque tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 5. 12. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 18kHz. 13. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 100kHz . 14. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque las primera y segunda etapas tienen una eficiencia operacional combinada de por lo menos 90%. 15. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la fuente de poder comprende solamente un transformador único, y el transformador único está dentro de la segunda etapa . 16. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 15, caracterizada porque el transformador único es un transformador aislado. 17. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque la primera señal es una señal CA . 18. Una fuente de poder para soldadura; caracterizada porque comprende: una primera etapa para recibir una primera señal y una salida de una segunda señal que tiene un primer voltaje CD; una segunda etapa para recibir la segunda señal y una salida de una tercera señal aislada que tiene un segundo voltaje CD, la segunda etapa cuenta con un transformador único; y una tercera etapa para recibir la tercera señal y una salida de una señal de soldadura; en donde el transformador único es el único transformador dentro de la fuente de poder. 19. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque el transformador único es un transformador aislado. 20. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la segunda etapa es una etapa inversora no-regulada y tiene un ciclo de funcionamiento de por lo menos 80%. 21. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es por lo menos de 90%. 22. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 20, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es aproximadamente de 100%. 23. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la segunda etapa tiene un circuito de conmutación suave. 24. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 23, caracterizada porque el circuito de conmutación suave no utiliza el cambio de fase para la conmutación suave. 25. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la primera etapa comprende por lo menos uno de, un circuito boost, un circuito buck y un circuito boost+buck. 26. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la tercera etapa es un convertidor de interrupción periódica. 27. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque además comprende un capacitor de desacoplamiento entre la segunda etapa y la tercera etapa para desacoplar las segunda y tercera etapas . 28. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 27, caracterizada porque la fuente de poder tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 4. 29. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 27, caracterizada porque la fuente de poder tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 5. 30. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 18 kHz. 31. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 100 kHz. 32. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque las primera y segunda etapas tienen una eficiencia operacional combinada de por lo menos 90%. 33. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 18, caracterizada porque la primera señal es una señal CA. 34. Una fuente de poder para soldadura; caracterizada porque comprende : una primera etapa para recibir una primera señal y una salida de una segunda señal que tiene un primer voltaje CD; una segunda etapa para recibir la segunda señal y una salida de una tercera señal aislada que tiene un segundo voltaje CD; y una tercera etapa para recibir la tercera señal y una salida de una señal de soldadura; en donde la fuente de poder produce una potencia pico y una potencia promedio y tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 4. 35. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque el pico para un índice de potencia promedio es por lo menos de 5. 36. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque la segunda etapa es una etapa inversora' no-regulada y tiene un ciclo de funcionamiento de por lo menos 80%. 37. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 36, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es por lo menos de 90%. 38. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 36, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es aproximadamente de 100%. 39. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque la segunda etapa contiene un transformador aislado el cual produce la tercera señal, y en donde el segundo voltaje CD está relacionado con el primer voltaje CD. 40. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque la segunda etapa tiene un circuito de conmutación suave. 41. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 40, caracterizada porque el circuito de conmutación suave no utiliza un cambio de fase para la conmutación suave. 42 La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque la primera etapa comprende por lo menos uno de, un circuito boost, un circuito buck y un circuito boost+buck. 43. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque la tercera etapa es un convertidor de interrupción periódica. 44 . La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque además comprende un capacitor de desacoplamiento entre la segunda etapa y la tercera etapa para desacoplar la segunda y tercera etapas. 45 . La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 18kHz. 46 . La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 100kHz. 47 . La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34 , caracterizada porque las primera y segunda etapas tienen una eficiencia operacional combinada de por lo menos 90%. 48. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque la fuente de poder comprende solamente un transformador único, y el transformador único está dentro de la segunda etapa. 49. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 48, caracterizada porque el transformador único es un transformador aislado. 50. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 34, caracterizada porque la primera señal es una señal CA. 51. Una fuente de poder para soldadura; caracterizada porque comprende: una primera etapa para recibir una primera señal y una salida de una segunda señal que tiene un primer voltaje CD; una segunda etapa para recibir la segunda señal y una salida de una tercera señal aislada que tiene un segundo voltaje CD, la segunda etapa tiene un circuito de conmutación suave; y una tercera etapa para recibir la tercera señal y una salida de una señal de soldadura; en donde el circuito de conmutación suave no utiliza el cambio de fase para la conmutación suave. 52. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la segunda etapa es una etapa inversora no-regulada que tiene un ciclo de funcionamiento de por lo menos 80%. 53. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 52, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es por lo menos de 90%. 54. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 52, caracterizada porque el ciclo de funcionamiento es aproximadamente 100%. 55. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la segunda etapa contiene un transformador aislado el cual produce la tercera señal, y en donde el segundo voltaje CD está relacionado con el primer voltaje CD. 56. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 55, caracterizada porque el transformador aislado es el único transformador dentro de la fuente de poder. 57. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la primera etapa comprende por lo menos uno de, un circuito boost, un circuito buck y un circuito boost+buck. 58. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la tercera etapa es un convertidor de interrupción periódica. 59. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque además comprende un capacitor de desacoplamiento entre la segunda etapa y la tercera etapa para desacoplar la segunda y tercera etapas. 60. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 59, caracterizada porque la fuente de poder tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 4. 61. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 59, caracterizada porque la fuente de poder tiene un pico para un índice de potencia promedio de por lo menos 5. 62. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 18 kHz. 63. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la segunda etapa tiene una red de conmutadores conmutados a una frecuencia de por lo menos 100 kHz. 6 . La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque las primera y segunda etapas tienen una eficiencia operacional combinada de por lo menos 90%. 65. La fuente de poder de conformidad con la reivindicación 51, caracterizada porque la primera señal es una señal CA.