CN1062692C - 三相变压器、交流－直流电源及产生直流电源的方法 - Google Patents

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Abstract

一种三相变压器及采用该三相变压器的交流-直流电源以及产生直流电源的方法。该三相变压器包括三个初级绕组、三个次级绕组和三个变压器芯体，每个变压器芯体对应于一相。其中，每个次级绕组均由一个导电管形成，这些导电管基本上呈平行并通过其第一端电连接；每个变压器芯体以圆柱体形式穿入相应的导电管；以及每个初级绕组缠绕成通过相邻一对所述导电管的内部。

Description

三相变压器、交流-直流电源及产生直流电源的方法
本发明涉及三相变压器、采用该三相变压器的交流-直流电源及产生直流电源的方法，尤其(尽管不是唯一必要的)涉及这样一种电源，它为电解池提供必需的直流电源，该电解池用于水的电解以释放氢气和氧气。然而，本发明总的适合于任何特定的有交流主电源但却需要直流电源的应用场合。
对多相交流电源全波整流产生伪直流输出是众所周知的。对于240伏、50赫兹的单相主电源，全波整流(H电桥整流)所产生的平均直流电压为216伏。然而，要求直流电源的负载一般需要更低的电压。
对于电解池，诸如申请人的AQUAGAS 3气体发生器，需要33伏等级的直流电压。为了适合这种需要，传统的做法是在整流前将交流主电源变换为适当低的电平，由此实现所需的输出直流电压。采用这种技术的缺陷在于，电源主频变压器的额定值高达10千瓦以上，由于磁路和漏抗因素，其体积变得很大和笨重。
另一种已知的从固定交流主电源产生所需直流电源的技术是利用整流器电桥中的控制开关器件。它们可以是诸如功率晶体管器件、SCR(可控硅整流器)或GTO(控制极可关断开关)。通过控制开关器件的导通(也可能是关断)时间可以调节平均直流输出。该技术的缺点在于，即使在直流输出两端采用平滑储能电容器，输出波形也是“波浪起伏”的。有些负载对直流电压电平中随时间而变的变化很敏感。这包括作为电解池的直流机组。对于这样一种输出波形，有些甚至十分敏感地达到了不能满意地工作的程度。
与此类具有单相交流源、降压变压器和受控整流器电桥电路的已知电源有关的还有其它一些问题。这些问题包括启动时产生的较高的变压器浪涌电流，以及如果采用名义上的三相电源的两相，而不是一相线和中线或者所有三相而产生的对相位不平衡的敏感度。反映上述现有技术的文献包括第5，587，892号、第5，748，458号、第4，567，420号和第5，138，544号美国专利公报以及第WO96/09686号国际专利申请公报。
因此，本发明的目的在于提供一种三相变压器、采用该三相变压器的交流-直流电源及产生直流电源的方法，它克服了现有技术的某些缺陷，或者至少提供了具有实用选择的公共服务。
根据本发明的第一方面，提供一种三相变压器，包括三个初级绕组、三个次级绕组和三个变压器芯体，每个变压器芯体对应于一相，其中：
每个次级绕组均由一个导电管形成，这些导电管基本上呈平行并通过其第一端电连接；
每个变压器芯体以圆柱体形式穿入相应的导电管；以及
每个初级绕组缠绕成通过相邻一对所述导电管的内部。
根据本发明的第二方面，提供一种交流-直流电源，包括：
响应于输入电压产生第一整流输出的三相整流电路；
接收第一整流输出并产生伪交流三相输出的受控三相逆变器电路；以及
第二三相整流器电路，其中，所述交流-直流电源包括如权利要求1至3任一所述的三相变压器，所述三相变压器接收伪交流三相输出，所述第二三相整流器电路接收三相变压器的输出并产生输出直流电源。
根据本发明的第三方面，提供一种产生直流电源的方法，包括对一个三相交流电源整流产生第一整流电源，以产生一个伪交流三相电源，并对所述伪交流三相电源整流产生第二整流电源，其特征在于，所述方法还包括在整流之前采用变压器对所述伪交流三相电源进行变换。
在阅读了较佳实施例的描述后，本领域的熟练人员对本发明的其它方面将变得更为明白。
现在将参照附图描述本发明的较佳实施例，其中：
图1是交流/直流电源的示意性方框图；
图2是图1所示电源的示意性电路图；
图3a和3b分别是同轴三相变压器的平面图和截面图；
图4a至4c是控制器逆变器级的开关状态电路图；
图5表示控制器逆变器输出各相之间的各个相移；
图6是控制板的示意性方框图；
图7和图8是用于逆变器级的开关器件的选通信号的定时波形；以及
图9表示本电源一个实施例的电压和电流波形。
图1表示由若干级联的级组成的电源10的大致方框图。电源10在其输入端12、14、16接收三相交流电源。该电源一般是容易获得的主电源，在新西兰为400伏(相至相)，50赫兹电源。显然，还考虑到其它三相电源电压和频率包括美国通用的200伏，60赫兹电源。端子18还接收主电源的中性线基准电位。
一个三相整流器级30接收该主电源，在输出直流总线32、34上将它整流为直流电平，该整流器级由一个储能电容器36支持，它用以对电压波形进行平滑。还可以包括一个链路电感器以改善输入功率因数。一个受控逆变器40接收和斩断经整流的直流电源，以制备一个频率高于主频率(一般高几个数量级)的伪三相交流输出。逆变器40的开关器件由通过多条选通线44耦合到逆变器40的控制电路42控制。控制电路42还接收来自一相交流电源和主电源中性线的基准相线-中性线电压，如互连线52、54所示。
从逆变器40输出的三相伪交流由输出线46、48和50传送到(通常)降压高频变压器60。降压后的伪交流电压依次从变压器输出到输出线62、64和66上，进一步传送到整流器级70，通过其在输出端72和74产生和供应电源10的整流输出电压。
较佳形式的变压器60具有固定的匝数比，因此只能接近出现在输出端72和74上的所需最大输出电压。这样，对全标称输出与降低或调整值之间的输出电压的控制将受到控制电路42的影响，后者控制逆变器40的受控开关器件的栅极。
如前所述，采用三相主电源而不是单相主电源的优点在于消除了相位不平衡的影响。
现在将描述交流/直流电源的一个特定实施例，它适用于本申请人的AQUAGAS发生器。这是一个气体发生器，它每小时能提供4.3m3的混合氢和氧气，相应地消耗17升水。该容量的气体发生器约需要10千瓦、300安培、33伏的直流电源。显然，本发明并非局限于电解气体发生器，而在需要受控直流电源并有现成三相电源的任何场合都具有实用性。这些其它的应用包括电焊、电镀、控制直流电机、电池充电、可不间断电源等等。
图2表示实施本发明的电源100的详细的示意性电路图。其中与图1所示相同的元部件用相同的参照号表示。
电源100通常额定为10千瓦(300A，VDC)，它接收400伏、50赫兹三相交流主电源。交流电经由隔离开关102和同一线上的熔断连线104，然后送到传统的RFI滤波器电路106。然后，经滤波的三相交流电送到整流器级30。构成整流器级30的二极管必须额定为能耐受至少540伏的反向峰值电压。直流总线的电压电平为540伏直流。
软启动电路110形成直流总线的零直流基准34的一个元部件。该电路用以操作隔离开关102以建立电源，这样，旁路电阻器112限制了因变压器充电而引起的浪涌电流，并通过闭合常开开关116(依次由控制板120控制)，操作受控电流接触器114短路一段时间。
控制器逆变器40由具有6个开关器件的全波三相桥路构成，一种较佳形式的开关器件是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。一种特定的较佳的IGBT为FUJI6MB150F120型，它含有6个50A，1200V IGBT开关器件。图2中，示出了集电极、栅极和发射极。IGBT器件的开关受IGBT驱动板130的控制，并依次受控制板120的控制。IGBT驱动板130依次受控制板120的控制。IGBT器件140的栅极按一种方式切换，以综合逆变器40的伪交流(方波)三相输出线路44-48，它含有连线的电感器142，其目的将在后面描述。
在特定的较佳的形式中，变压器60为同轴绕制，采用铁心和星形接法。变压器60的匝数比较佳地为13.5∶1，即，初级绕组的标称相-相峰值电压为+-540V，次级上产生+-40V。变压器次级输出的16千赫，31伏均方根值三相输出出现在输出线62-66上，它提供给下一整流器70，以在输出端72，74上提供标称值为33伏的直流输出电源。整流器级70由快速恢复二极管，诸如6 SGS ThomsonBYV225-200二极管组件。每个组件含有两个并联操作的100A，200V二极管，反向恢复时间为80纳秒。V0+输出端72位于连线电感器144之前，后者的目的是对输出的直流电流波形中的小交流成分进行平滑。
回到同轴变压器60，参照图3a和3b，它们分别表示变压器60的一个实施例的平面图和截面图。变压器由用铜片152焊接成3个圆筒的3个铜管150构成，铜片152形成三相中心(星形)点。铜管150的三端部形成变压器输出(次级)端154、156和158。这样，铜管150就形成了单匝次级绕组。铁氧体环穿入各个铜管150上。
3个初级绕组162、164和166绕经并绕在相邻一对铜管150上。图3b清楚地显示初级绕组166的简化了的图示。为了清楚起见，图3b示出每个铜管160的内周。每个铜管160的内周进一步包括绝缘(聚酯薄膜)套筒168，防止初级绕组与各个铜管形成的次级绕组的短路。初级绕组至次级绕组用5毫米平方的编织线(1024股×40AWG线)构成，并用合适形式的热缩套管包住。
选择三相结构意味着每个次级绕组的电流比之单相的要减小。出于几种原因这是一项重要的优点。当电流为300安培时，需要相当大的导体截面积，这是难以达到的，现在，当电源频率为16千赫时，铜片的厚度仅为0.5毫米。此外，如果对变压器输出整流，另一个难题在于，快速恢复二极管目前只能在额定为200安培的组件内使用。通过采用三相同轴变压器，额定输出300安培可以由三相分担。
采用高频变压器，允许在价格数量级大大低于传统的低频变压器(约为后者的一半价格)时实现相等的功率额定。这是因为对于最小的芯体面积和最大的电压，或者频率或者匝数必须增加。增加匝数将导致漏感的增加，由此在变压器上产生大的压降。
如图2所示作为电源元部件试验的一种变压器60的尺寸约为200×150×150毫米。对这种变压器的测试表明，初级至次级的耦合系数为99.95％，由此表明初级电感的漏感仅为0.05％。采用更大的长-宽比例，将获得约为99.99％的更高的耦合系数。
图2所示的三相逆变器40为硬开关。此意味着在接通的情况下，每个晶体管140上将有较大的压降，该电压还将表示为通过晶体管的电流增加了。当关断时，晶体管两端的电压将在电流降为零之前开始上升。这样，由于开关损耗，每个晶体管内的功耗与开关频率成正比，故对任何硬开关变换器的开关频率总的损耗将趋向上限。
为了改善电源100的效率和减小它的RFI，并为了提供提高开关频率的可能性，将一种软开关技术应用于三相全桥布局。一个小(例如4.7nF)电容146与每个晶体管140跨接/并接。由于每个晶体管两端的电压缓慢地上升，故可以实现零电压导通。在晶体管关断后，变压器初级的串联漏感维持一个剩余电流。正是该剩余电流向已经关断的晶体管的两端的电容器充电，还时时使同一相的其它晶体管两端的电容器放电。这样，当空载时间(即，关断一相一个晶体管与接通另一个晶体管之间的时间，对于15千赫的变换器约为2微秒)达到时，跨接在相关晶体管140(被导通)两端的二极管148为正偏，为该晶体管提供零电压导通特性。
以下参照图4a至4b进一步解释该过程，列举的是从100状态(A相高，B和C相低)至110状态(A和B相高，C相低)的跃迁时间，包括在B相的底侧晶体管140关断后，但在上侧晶体管导通前的空载时间。由于简化的负载用电感器170表示，箭头表示电流的流动。图4b中，从负载170流向B相的电流用以向最初放电的底侧电容器146充电，并在C相切换至高之前向上侧电容器146放电。为了实现零电压导通，电感器170内储存的电能必须大于各个电容器146内的电能。
前述实施例的同轴变压器60具有不大的漏感以满足这一情况，在此情况下，引入一种可饱和电感器142与每个变压器初级绕组162-166串联。这种配置提供了必要的电感以在相应的晶体管140导通之前向各个并联电容器146放电，但然后在全部电流流动期间达到饱和，这样就未引入附加的电压降。
显然，软开关模式未形成受到控制板120影响的一部分控制功能。
而且，如前所述，通过控制构成可控逆变器40的晶体管140的栅极，产生了对输出直流电压的控制。这种功能最终是通过控制板120实现的。实际上，通过移相输出控制技术实现了输出直流电压控制。
如图5所示，逆变器40的一相(A相)作为相位基准。对于逆变器40的全波输出电压，A相、B相与C相之间的标称相位差分别为120°。通过调节各相之间的相对相位差，可以调节该输出电压电平，这样就使部分电压抵消，由此降低了逆变器40的均方根输出。按照本技术，相位调节是这样进行的，B相为相位滞后-其与A相的相对相位差变小，而C相则超前，其与A相的相对相位差增加，如图5所示。
下表表示对于540伏直流电总线和200安培负载，在受控输出直流电压范围内，B相和C相对基准相A的典型相移(标称+120°和240°相位差)。
输出电压    B相     C相
33          99°    261°
30          90°    270°
27          81°    279°
24          72°    288°
21          63°    297°
18          54°    306°
15          45°    315°
除了选择所需的输出直流电压以外，该技术还用以通过反馈机理提供输出电流调节，如图2所示，采用一个电流传感器172，它通过信号174与控制板连接。控制板120保留基准电压，反馈量与其相比较，以调节逆变器40的晶体管140的栅极。如果输出直流电压减低，接着，由于负载的阻抗特性，电流将相应地减小。
图6表示控制电路120连同电流传感器172的简化的示意图。
锯齿波和主波形发生器180产生主方波波形的两个互补相位，作为具有基准相A的IGBT的定时基准信号和锯齿波波形的两个互补相位。在PWM比较器184a和184b中，将两个锯齿波波形与误差放大器和限幅器182产生的变化直流电平()比较，产生两个脉宽调制波形。这些脉宽调制波形和两个主波形加到一对触发器186a和186b。触发器的输出分别表示控制定时基准信号，用于B相和C相的每一相的一对IGBT。
图7和图8更详细地表示触发器186内部的波形，它们分别涉及B相和C相。触发器186a和186b的输出波形具有与主波形相同的周期和占空度，但根据误差信号()的数值(可以在0伏至5伏之间变化)分别滞后和超前0至120°的一个相对相位角。图7和图8所示箭头表示当波形如何改变时，误差信号的增加情况。随着相移量的增加，逆变器40的输出电压量也增加，直至最大相移120°。这样，误差信号被限制于锯齿波幅值的三分之二，为3.3伏。
6个IGBT定时信号的每一个都与公共“使能”线188进行“与”运算，这样就提供了禁止逆变器40的机理。该使能/禁止可以按两种方法产生，首先，在软启动模式期间，在软启动电路192确定控制电路已经达到稳定操作而且电涌期间已过之前，禁止晶体管140的切换，由此防止逆变器在该期间进入危险的开关状态。其次，如果电流传感器172输出的信号超过比较器和锁存器196所确定的预定负载电平，门驱动器将再次被无效。简单的或门198使两种保护模式得到简化。与门元件190的逻辑输出提供给驱动器板130用于电平变换，由此送到IGBT器件140的栅极。
还从调整点和逆变器软启动元件192产生的调整点数值减去电流传感器172的信号，其结果在误差放大器和限幅器182经放大和低通滤波，以使误差信号()限制于3.3伏，如前所述。该调整点是手动可调调整点与定时电容器的组合，它保证无论何时逆变器40都能启动或在故障之后能慢慢重新启动。该调整点信号送到误差放大器182，在大约1秒周期内从零上升到实际调整点。
图9表示当图2所示的电源100操作时所测得的两个波形。该图表示电源工作于250安培，40伏时，所测的一个IGBT器件140的漏极-源极电压(方波波形)，以及相关的变压器初级相电流。
本发明的各个实施例的实际优点包括可以避免因采用三相主电源而产生的相位失衡之不利影响。软启动模式实际上消除了停机时的浪涌电流。与可比较的功率额定的传统变压器配置相比，本变压器配置实际上是轻巧和紧凑的。再者，受控逆变器的三相相移输出控制使之能获得宽范围的输出直流电压。受控逆变器的开关器件也是“软开关”的，由此减低了对半导体结构的压力，改进了电源的总效率，并有可能合成高频伪交流输出，继而允许减小相关变压器的物理尺寸。
以上所述是参照本发明的特定元件或整机的，它们具有已知的等效物，这种等效物被结合于此将单独说明。
尽管本发明是通过实例和参照其各个实施例描述的，但应当理解，在不脱离所附权利要求书的情况下还可以对此作出各种修改和变换。

Claims (16)

1．一种三相变压器，包括三个初级绕组、三个次级绕组和三个变压器芯体，每个变压器芯体对应于一相，其特征在于：
每个次级绕组均由一个导电管形成，这些导电管基本上呈平行并通过其第一端电连接；
每个变压器芯体以圆柱体形式穿入相应的导电管；以及
每个初级绕组缠绕成通过相邻一对所述导电管的内部。
2．如权利要求1所述的变压器，其特征在于所述圆柱体形成具有多个铁氧体盘，每个铁氧体盘内都具有一个孔，适合于容纳相应的圆柱体。
3．如权利要求1所述的变压器，其特征在于三个导电管形成单匝次级绕组。
4．一种交流-直流电源，包括：
响应于输入电压产生第一整流输出的三相整流电路；
接收第一整流输出并产生伪交流三相输出的受控三相逆变器电路；以及
第二三相整流器电路，其特征在于所述交流一直流电源包括如权利要求1至3任一所述的三相变压器，所述三相变压器接收伪交流三相输出，所述第二三相整流器电路接收三相变压器的输出并产生输出直流电源。
5．如权利要求4所述的交流-直流电源，其特征在于，所述受控三相逆变器电路包括多个开关器件。
6．如权利要求5所述的交流-直流电源，其特征在于所述开关器件为功率晶体管。
7．如权利要求4所述的交流-直流电源，其特征在于，所述伪交流三相输出的频率基本上高于输入电压频率。
8．如权利要求4所述的交流-直流电源，其特征在于，所述伪交流三相输出的频率大于或等于比输入电压频率更高的一个数量级。
9．如权利要求4所述的交流-直流电源，其特征在于，所述伪交流三相输出的频率大于或等于比主频率更高的两个数量级。
10．如权利要求4至9任一所述的交流一直流电源，其特征在于受控三相逆变器包括：
三相电桥结构；
所述电桥结构的每一相包括至少一个可控开关器件；
所述各相之一的至少一个开关器件形成一个相位基准；
其中，逆变器电路的电压通过相位调制控制。
11．如权利要求10所述的交流一直流电源，其特征在于，相位调制受其它两相之一的至少一个开关器件的影响，该其它两相相对相位基准具有可控的相对相移；第三相的至少一个开关器件，相对相位基准具有可控的相对相移，以增大相对相位基准的相移，并由此控制逆变器电路的输出电压电平。
12．如权利要求10所述的交流一直流电源，其特征在于所述逆变器电路包括：
每相至少两个开关器件；
每个所述开关器件具有并联跨接于其上的电容元件，逆变器输出的每相包括一个电感元件；
每相各个电容元件和电感元件形成一个LC谐振电路；
其中，控制每个所述开关元件的关断，以在切换相位之间具有一个空时，在此空时期间，所述LC谐振电路使被导通的下一顺序开关元件在切换时在其两端基本上具有零电压。
13．如权利要求4所述的交流一直流电源，其特征在于所述交流一直流电源与电解池耦合，该电源的直流输出连接到该电解池的至少一个阴极/阳极对，使水的电解释放氢气和氧气。
14．一种产生直流电源的方法，包括对一个三相交流电源整流产生第一整流电源，以产生一个伪交流三相电源，并对所述伪交流三相电源整流产生第二整流电源，其特征在于，所述方法还包括在整流之前采用如权利要求1至3任一所述的变压器对所述伪交流三相电源进行变换。
15．如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述伪交流三相电源具有比所述三相交流电源更高的频率。
16．如权利要求14或15所述的方法，其特征在于，通过提供三相逆变器控制所述伪交流三相电源的电压，所述方法包括：
指定第一相位为相位基准；
控制另两个相位之一的相对相移，以减小第一相与另两个相位之一之间的相位差；以及
控制第三相的相对相移，以增大第三相与第一相之间的相位差。
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