KR19990067046A - Ac-dc 전원 - Google Patents

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KR19990067046A
KR19990067046A KR1019980702983A KR19980702983A KR19990067046A KR 19990067046 A KR19990067046 A KR 19990067046A KR 1019980702983 A KR1019980702983 A KR 1019980702983A KR 19980702983 A KR19980702983 A KR 19980702983A KR 19990067046 A KR19990067046 A KR 19990067046A
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power supply
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앤드류 윌리엄 그린
Original Assignee
존 다니엘 크리스챤
아쿠아개스 뉴질랜드 리미티드
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Abstract

본 발명은 3상 메인 서블라이를 수신하여 변압 DC 서블라이를 출력하기 위한 DC 전원을 제공한다. 이 전원부는 제어 3상 반전 회로에 출력을 제공하여 정류 회로에 공급된 AC 보다 높은 주파수의 의사 AC 3상 출력을 생성하는 정류 회로를 가진다. 3상 변압기는 의사 AC 3상 출력을 수신하여 출력을 변압하기 위해 제공되고 이를 3상 정류 회로에 제공하여 출력 DC 서블라이를 생성한다. 인버터 회로는 위상 기준을 제공하는데 사용되는 제어형 스위칭 디바이스를 가지는 각 레그(leg)들을 3개의 레그 브리지로 제공할 수도 있다. 다른 2개의 레그들의 스위칭 디바이스들은 각 레그상의 상대적인 위상 시프트를 제어하여 한 레그 상의 위상 기준에 비해 위상 시프트를 감소시키고 다른 레그 상의 위상 기준에 비해 위상 시프트를 증가시킬 수도 있다. 이것은 인버터 회로의 출력 전압 레벨을 제어하는데 사용된다. 전체 AC-DC 전원은 수소와 산소 가스를 유리시키기 위해 물을 전기 분해하기 위한 가스 발생기에 접속될 수도 있다.

Description

ＡＣ-ＤＣ 전원
<발명의 배경>
본 발명은 AC-DC 전원에 관한 것이며, 특히는 수소와 산소 가스를 유리시키기 위해 물을 전기 분해하는 전기 분해 셀 유닛에 필요한 DC 전원을 공급하는데 적합한 전원에 관한 것이다. 그러나, 본 발명은 일반적으로 AC 메인 전원이 이용되나 DC 전원이 요구되는 임의 특정한 응용에 적합하다.
다상 AC 전원의 전파 정류는 일반적으로 공지되어 있다. 240V, 50Hz 단상 메인 전원에 있어서, 전파(H-브릿지 정류기)에 의해서 생성된 평균 DC 전압은 216V이다. 그러나, DC 전원을 요구하는 부하는 통상적으로 상당히 낮은 전압을 요한다.
출원인의 AQUAGAS 3 가스 발전기와 같은 전기 분해 셀 유닛에 있어서, 33V 정도의 DC 전압이 요구된다. 이러한 조건을 수용하기 위해서 종래에는 AC 메인 서플라이를 정류하기 전에 적절한 낮은 레벨로 변환하여 원하는 출력 DC 서플라이를 실현하여 왔다. 이러한 기술에 있어서의 단점은 정격 전력이 10KW 이상인 메인 주파수 변압기가 자기 전류 및 누설 리액턴스를 고려하여 설계되기 때문에 물리적으로 크며 무겁다는 것이다.
고정 메인 AC 서플라이로부터 소망의 DC 서플라이를 발생하기 위한 다른 공지된 기술은 정류기 브릿지에 제어형 스위칭 소자를 이용하는 것이다. 제어형 스위칭 소자로는 파워 트랜지스터, SCRs,또는 GTOs 등을 들 수 있다. 평균 DC 출력은 제어형 스위칭 소자의 턴온(혹은 턴오프)을 제어하므로써 조정할 수 있다. 이러한 기술에 있어서의 단점은 DC 출력 양단에 평탄 저장 캐패시터를 사용할 지라도 출력 파형이 거칠다는 것이다. 어떤 부하는 DC 전압 레벨에서의 시변 변화에 민감하다. 그러한 DC 머신으로는 전기 분해 셀 유닛과 같은 것이 있다. 어떤 것은 아주 민감해서 그러한 출력 파형으로는 만족스럽게 동작하지 않을 수도 있다.
단상 AC 전원, 스텝-다운 변압기 및 제어형 정류기 브릿지 회로를 갖고 있는 유형의 공지된 전원과 관련된 다른 문제점들이 있다. 이들 문제로는 공칭 3상 전원의 2상단상 및 뉴트럴 또는 모든 3상이 아닌 2상이 이용되는 경우 구동시 높은 변압기 유입 전류(inrush current) 및 위상 불균형에 대한 민감성을 들수 있다.
<발명의 목적>
그러므로, 본 발명의 목적은 종래 기술의 단점을 극복하거나 적어도 일반인에게 이용 선택권을 제공하는 AC-DC 전원을 제공하는 것이다.
<발명의 요약>
본 발명에 따른 제1 양태의 AC-DC 전원은 입력 전압에 응답하여 제1 정류된 출력을 발생하는 3상 정류기 회로;
상기 제1 정류된 출력을 받아들이고 상기 정류기 회로에 제공된 3상 AC 전압의 주파수 보다 큰 주파수를 갖고 있는 의사 AC 3상 출력을 발생하는 제어형 3상 인버터 회로;
상기 의사 AC 3상 출력을 받아들이는 3상 변압기; 및
상기 변압기로부터 변압된 의사 AC 3상 출력을 받아들여 출력 DC를 발생하는 제2 3상 정류기 회로를 포함하고 있다.
본 발명의 제2 양태에 따르면 DC 서플라이를 받아들여 3상 의사 AC 출력을 발생하는 제어형 3상 인버터 회로는
3레그 브릿지 구조를 포함하며, 상기 브릿지 구조의 각 레그는 적어도 하나의 제어형 스위칭 소자를 포함하며, 상기 레그중 한 레그의 적어도 하나의 스위칭 소자는 위상 기준을 형성하고, 상기 인버터 회로의 전압은 위상 변조 수단에 의해서 제어된다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, DC 입력을 받아들여 의사 AC 3상 출력을 발생하는 소프트-스위칭 3상 인버터 회로는
위상당 적어도 두개의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 스위칭 소자 각각은 그의 양단에 병렬로 접속된 용량성 소자를 갖고 있으며 상기 출력의 각 위상은 유도성 소자를 포함하고, 각 위상의 용량성 소자와 유도성 소자는 LC 공진 회로를 형성하며, 상기 스위칭 소자 각각의 턴오프는, 스위칭 단계들 사이에 상기 LC 공진 회로가 턴온될 다음의 순차적인 스위칭 소자로 하여금 스위칭 시에 양단 전압이 실질적으로 0이 되게하는 기간인 데드타임(deadtime)을 갖도록 제어된다.
본 발명의 제4양태에 따르면, 3상 인버터 회로의 출력 전압을 제어하는 방법은
제1 위상을 위상 기준으로서 할당하는 단계,
위상차가 감소되도록 다른 두 위상중 하나의 상대 위상 시프트를 제어하는 단계, 및
제3 위상 시프트와 제1 위상 간의 위상차가 증가되도록 제3 위상의 상대 위상 시프트를 제어하는 단계를 포함하고 있다.
본 발명의 다른 양태는 양호한 실시예에 대한 다음의 설명으로부터 본 기술 분야에 숙련된 자에게는 명백하게 될 것이다.
도 1은 AC/DC 전원의 개략 블록도.
도 2는 도1의 전원의 개략 회로도.
도 3a 및 3b는 동축 3상 변압기의 평면도 및 단면도.
도 4a 내지 4c는 제어기 인버터 스테이지에 대한 스위칭 상태도.
도 5는 제어기 인버터 회로 출력의 위상들 간의 각각의 위상 시프트를 보여주는 도면.
도 6은 제어판의 개략 블록도.
도 7 및 8은 인버터 스테이지의 스위칭 소자에 대한 게이팅 신호의 타이밍 파형도.
도 9는 전원의 한 실시예에 대한 전압 및 전류 파형도.
도 1은 다수의 캐스케이드 스테이지로 구성된 전원(10)의 일반화된 블록도이다. 전원(10)은 입력 단자(12, 14, 16)에서 3상 AC 서플라이를 수신한다. 이 서플라이는 통상적으로 용이하게 이용할 수 있는 메인 서플라이며, 뉴질랜드에서는 400V(위상 대 위상), 50Hz 서플라이이다. 미국에서의 상용 200V, 60Hz 서플라이를 포함해서 다른 3상 서플라이 전압 및 주파수가 고려되고 있다. 메인 전원의 뉴트럴 기준 전위는 단자(18)에서 수신된다.
3상 정류기 스테이지(30)는 메인 서플라이를 수신하여 전압 파형을 평탄화시키는 저장 캐패시터(36)에 의해서 지원되는 출력 DC 버스(32, 34)상의 DC 레벨로 정류시킨다. 링크 인덕터는 또한 입력 역률을 개선하기 위하여 사용할 수 있다. 제어형 인버터(40)는 메인 주파수 보다 주파수가 높은(및 크기가 몇 차수 높은) 의사 3상 AC 출력을 만들기 위하여 정류된 DC 서플라이를 수신하여 정리한다. 인버터(40)의 스위칭 소자는 다중 게이팅 라인(44)에 의해서 인버터(40)에 결합된 제어 회로(40)에 의해서 제어된다. 제어 회로(42)는 또한 상호접속 라인(52, 54)에 의해서 지시된 바와 같이 AC 서플라이 및 메인 서플라이 뉴트럴의 위상 중에서 한 위상으로부터 기준 위상-대-뉴트럴 전압을 수신한다.
인터터(40)으로부터 출력된 3상 의사 AC 출력은 출력 라인(46, 48, 50)에 의해서 (통상) 스텝-다운 고주파수 변압기(60)로 운반된다. 변압기로부터 출력 라인(62, 64, 66)에 나타나는 변압된 의사 AC 전압은 정류기 스테이지(70)에 제공된다. 이 스테이지에 의해서 전원(10)에 대한 DC 출력 전압이 발생되어 출력 단자(72, 74)에서 이 전압을 이용할 수 있다.
양호한 형태의 변압기(60)은 고정 권선비를 갖고 있으므로 출력 단자(72, 74)에 소망하는 최대 출력 전압을 제공할 수 있다. 전체 공칭 출력과 감소된 또는 조절된 값 간의 출력 전압에 대한 제어는 인버터(40)의 제어형 스위칭 소자의 게이팅을 조절하는 제어 회로(42)에 의해서 실행된다.
앞서 언급한 바와 같이, 단상 메인 서플라이를 이용하는 경우 보다 3상 메인 서플라이를 이용하는 경우의 장점은 위상 불균형의 영향이 제거된다는 것이다.
이하 본 출원인의 AQUAGAS 발전기에 이용하기에 적합한 AC/DC 전원의 특정 실시예에 대하여 설명하기로 한다. 이 발전기는 시간당 4.3 m3의 수소 산소 혼합된 가스(이는 17 리터의 물에 해당함)를 운반할 수 있는 가스 발전기이다. 이러한 용량의 가스 발전기는 대략 10 kw, 300 A, 33 V DC 전원을 필요로 한다. 그러나, 본 발명은 전기 분해 가스 발전기에만 이용될 수 있는 것이 아니라 제어형 DC 서플라이가 요구되며 3상 서플라이가 이용될 수 있는 모두 응용에 이용될 수 있다. 이러한 응용은 전기 용접, 전기도금, DC 머신의 제어, 배터리 충전, 중단없는 전력 공급 등을 포함할 수 있다.
도2는 본 발명을 구현하는 전원(100)에 대한 세부적인 회로도를 보여주고 있다. 도1에 도시된 도시된 것들과 공통적인 것에는 동일한 참조 번호를 병기하였다.
400 V, 50 Hz 3상 AC 메인 서플라이를 수신하는 전원(100)의 정격은 통산 10 KW(300 V, V DC)이다. AC 서플라이는 절연 스위치(102) 및 인-라인 휴즈 링크(104)에 의해서 통과된 다음 종래의 RFI 필터 회로(106)로 전달된다. 필터된 3상 AC 서플라이는 정류기 스테이지(30)에 전달된다. 정류기 스테이지(30)를 구성하는 다이오드는 적어도 540V의 역 피크 전압에도 견딜수 있게 규정되야만 한다. DC 버스 전압 레벨은 540V DC이다.
소프트 스타트 회로(110)은 DC 버스의 제로 DC 참조 번호(34)의 소자 부품을 형성한다. 이 회로는 분리 스위치(102)의 동작에 따라 전원이 공급되어 바이패스 저항기(112)는 차아징되는 변압기로 인한 유입 전류를 제한되게 하고, 일정 시간후 제어 보드(120)에 의해 차례로 제어되는 정상적으로 개방된 스위치(116)의 닫힘으로 인한 제어 접촉기(114)의 동작에 의해 단락되게 된다.
제어기 인버터(40)는 6개의 스위칭 디바이스를 가지는 전파 3상 브리지 회로로 구성되는데, 바람직한 형태는 IGBTs(Insulated Gate Bipolar Transistors)이다. 특히 바람직한 IGBT는 6개의 50A, 1200V IGBT 스위칭 디바이스를 포함하는 FUJI 6MB150F120이다. 도 2에서, 콜렉터, 게이트 및 에미터 전극들은 공지되어 있다. IGBT 디바이스들의 스위칭은 IGBT 드라이버 보드(130)의 제어하와, 차례로 제어 보드(120)의 제어하에서 이루어진다. 이 IGBT 드라이버 보드(130)은 제어 보드(120)의 제어하에 있다. 이 IGBT 디바이스(140)들은 인-라인 인덕터(142)들을 포함하는 인버터(40)의 의사 AC(구형파) 3상 출력 라인들(44)-(48)을 합성화하는 방식으로 게이트 전극들을 스위치시키는데, 이에 대한 것은 지금부터 기술될 것이다.
특히 바람직한 형태에 있어서, 변압기(60)은 별(star) 형태의 페라이트 코아형(ferrite cored type)으로 동축적으로 감겨진다. 변압기(60)의 회전비는 13.5:1이 바람직하며, 이것은 정상적인 위상 피크 전압이 초기에는 ±540이고 2차에는 ±40V라는 것을 의미한다. 2차 변압기로부터 출력되며 출력 라인들(62-66) 상에 나타난 16kHz, 31Vrms 3상이 정류기(70)에 제공되어 출력 단자들(72, 74) 상에 정상적인 33V의 출력 DC 전원을 만들어 낸다. 정류기단(70)은 6 SGS Thonmson BYV225-200 다이오우드 모듈과 같은 다이오우들을 고속 리커버리(recovery)함에 의해 구성된다. 각 모듈은 병렬로 동작되는, 80ns의 반전 리커버리 시간을 가지는 2개의 100A 200V 다이오우드들을 포함한다. Vo+ 출력 단자(72)는 출력 DC 전류 파형의 작은 AC 성분을 부드럽게 할 목적으로 제공되는 인-라인 인덕터(144) 보다 앞선다.
동축 변압기(60)로 복귀하여, 각기 변압기(60)의 실시예의 평면도 및 단면도인 도 3a와 도 3b를 참조한다. 변압기는 3상 뉴트럴(스타) 포인트를 형성하는 동판(152)를 자른 3개의 호우(hoe)들로 납땜된 동튜브(150)들로 구성된다. 이 튜브(150)들의 고정되지 않은 끝단은 변압기 출력(2차) 단자들(154, 156, 158)을 형성한다. 따라서, 동튜브(150)은 단일 회전 2차 권선을 형성한다. 페라이트 토로이드(ferrite toroids)들은 각 동튜브(150)에 걸쳐서 꿰어진다.
3개의 1차 권선들(162, 164, 166)은 한 쌍의 인접한 동튜브(150)들 간에 감겨진다. 단순하게 나타난 1차 권선(166)은 명료성 위하여 도 3b에 도시하였다. 동튜브(160)들 각각의 내부 원주는 명료성을 위하여 도 3b에 도시하였다. 동튜브(160)들 각가의 내부 원주는 절연[마일라(mylar)] 슬리브(sleeve)(168)을 더 포함하는데, 이는 각 튜브로 형성된 2차 권선에 대한 1차 권선의 단락을 방지하기 위한 것이다. 2차 권선에 대한 1차 권선은 5mm2리츠(litz) 배선(1024 가닥(strands)×40 AWG 배선)으로 구성되어 히드쉬링크 슬리빙(heatshrink sleeving)의 적절한 형태로 피복된다.
3상 구성의 선택은 2차 권선 당 전류가 단상 수행에 비해 감소된다는 것을 의미한다. 이것은 몇가지 문제점에 대한 중요한 장점을 가진다. 300A에서, 상당한 단면 도전체 영역이 필요한데, 이것은 16kHz에서 동(copper)의 깊이를 0.5mm로 한다는 것이 어렵다. 게다가, 변압기 출력이 정류화된다고 해도, 고속 리커버리 다이오우드들을 200A 까지 정격화되는 모듈에 즉시 이용해야 한다는 점에서 다른 문제점이 제기된다. 3상 동축 변압기를 사용함으로써, 300A의 정격 출력은 3상을 가로질러 분할된다.
고주파 변압기의 사용은 등가 정격 전력을 종래의 저주파 변압기 보다 가벼운 크기 순번인 변압기 전에 얻을 수 있게 하고, 가격을 절반으로 낮출 수 있게 한다. 이는 최소 코아 영역과 최대 전압에 대하여, 주파수 또는 회전수가 증가되어야만 하기 때문이다. 회전수를 증가시킨다는 것은 누설 인덕턴스의 증가를 초래하기 때문에 변압기 양단에 전압 하락이 크게 된다.
도 2에 나타난 전원 공급의 소자 부품으로서 테스트된 변압기(60)의 일 실시예는 200×150×150mm의 근차 치수를 가진다. 그러한 변압기에 대한 측정치는 1차로부터 2차로의 커플링 요소가 99.95％이기 때문에, 1차 인덕턴스의 0.05％의 인덕턴스의 누설만이 발생되었다는 것을 나타낸다. 더 높은 길이 대 폭비를 가진다면, 거의 99.99％의 훨씬 더 높은 커플링 요소를 얻을 수 있다.
도 2에 나타난 3상 인버터(40)은 하드-스위칭(hard-switching)되기 어렵다. 이는 스위칭되자 마자, 각 트랜지스터(140)은 양단에 커다란 전압차를 가지게 될 것이며, 이 전압은 트랜지스터를 흐르는 전류가 증가하는 것과 같이 여전히 존재하게 될 것이라는 것을 의미한다. 스위칭 오프될 경우, 트랜지스터 양단의 전압은 전류가 제로로 떨어지기 전에 상승하기 시작할 것이다. 따라서, 스위칭 손실로 인한 각 트랜지스터의 손실 전력은 스위칭 빈도에 비례하기 때문에, 전체 손실은 임의의 하드-스위칭 컨버터의 스위칭 빈도에 대한 상한을 부여하는 경향이 있다.
효율을 향상시키고 전력 공급(100)의 RFI를 감소시키며, 스위칭 빈도의 증가에 대한 허용치를 제공하기 위하여, 소프트 스위칭 기술이 3tkd 풀 브리지 토폴로지(three phase full bridge topology)에 적용된다. 작은(예를 들면, 4.7nF) 캐패시터(146)는 각 트랜지스터(140)들과 직렬/병렬로 접속된다. 제로 전압 턴 온은 각 트랜지스터의 양단 전압이 증가에 비해 더 느리기 때문에 획득된다. 1차 변압기의 연속적인 누설 인덕턴스는 트랜지스터가 턴오프된 후 잉여 전류를 유지한다. 이 잉여 전류는 턴오프되는 트랜지스터 양단의 캐패시터를 충전하는 반면, 동일 위상의 다른 트랜지스터 양단의 캐패시터는 방전시킨다. 따라서, 대기 시간(즉, 한 위상에서 한 트랜지스터를 턴오프하는 것과 다른 것들을 턴오프하는 것 간의 시간인데, 이 시간은 15kHz 컨버터에 대하여 약 2㎲이다)이 종료됨으로써, 막 턴온될 대응 트랜지스터(140) 양단의 다이오우드(148)은 순방향 바이어스되는데, 이 다이오우드는 트랜지스터에 대하여 제로 전압 턴온 특성을 가진다.
이 흐름은 100 상태(위상 A가 하이이고 위상들 B와 C가 로우임)로부터 110 상태(위상들 A와 B가 하이이고, 위상 C가 로우임)로의 천이 시간을 일 예로 하는 도 4a와 도 4b를 참조하여 설명되는데, 위상 B의 하부측 트랜지스터(140)가 스위칭 오프된 후와 상부측 트랜지스터가 스위칭 온되기 전의 대기 기간을 포함하여 설명된다. 화살표들은 인덕터(170)로서 나타난 간략화된 부하로 인한 전류 흐름을 나타낸다. 도 4b에서, 부하(170)으로부터 위상 B로의 전류는 초기에 방전되는 하부 캐패시터(146)을 충전하고 하이에서 스위칭되는 위상 C 전에 상부 캐패시터(146)을 방전하도록 제공된다. 제로 전압 턴온을 달성하기 위하여, 인덕터(170) 내에 저장된 에너지는 각 캐패시터(146)의 에너지 보다 커야만 한다.
전술된 동축 변압기(60)의 실시예는 이 조건을 만족하기 위하여 충분한 누설 인덕턴스를 가지는데, 이 경우 포화 인덕터(142)는 변압기 1차 권선들(162)-(166) 각각과 직렬로 도입된다. 이 배열은 필요한 인덕턴스를 제공하여 해당 트랜지스터(140)가 스위칭 온되기 전에 각 직렬 캐패시터(146)을 방전하지만, 풀(full) 전류가 흐르는 동안 포화되기 때문에, 부가적인 전압 하락은 발생되지 않는다.
명백한 바와 같이, 소프트 스위칭 통제는 제어 보드(120)에 의해 영향을 받는 일부 제어 기능을 형성하지 않는다
또한, 전술된 바와 같이, 출력 DC 전압을 통한 제어는 통제 가능한 인버터(40)을 구성하는 트랜지스터(140)들의 게이트를 제어함에 의해 이루어진다. 결국, 이 기능은 제어 보드(120)에 의해 달성된다. 특히, 출력 DC 전압 제어는 위상 시프트 출력 제어 기술에 의해 달성된다.
도 5에 나타난 바와 같이, 인버터(40)의 위상들 중 하나(위상 "A")는 위상 기준으로서 작용한다. 인버터(40)으로부터 풀 출력 전압에 대하여, 위상 A, 위상 B 및 위상 C 간의 명목상의 위상 차는 각기 120°이다. 이 출력 전압 레벨은 각 위상들 간의 상대적인 위상 차를 조정함으로써 조정될 수 있기 때문에, 부분적인 전압 상쇄를 유발하게 되고 인버터(40)의 rms 출력을 감소시키게 된다. 본 발명에 따라, 도 5에 나타난 바와 같이, 위상 B는 위상 지연 -위상 A에 대한 상대적인 위상 차가 작게 됨- 되는 반면에 위상 C는 위상 A에 대한 상대적인 위상 차가 증가되도록 위상 진전(advance)되도록 위상 조절을 한다.
다음 표 1은 540V DC 버스와 200A 부하의 조건에서, 기준 위상 A에 대한 제어 출력 DC 전압(명목상 ＋120°와 ＋240°의 위상차)에 대하여 위상들 B와 C에 대한 통상적인 위상 시프트들을 나타낸다.
출력 전압 위상 B 위상 C
33 99° 261°
30 90° 270°
27 81° 279°
24 72° 288°
21 63° 297°
18 54° 306°
15 45° 315°
원하는 출력 DC 전압의 선택과는 별도로, 이 기술은 신호(174)에 의해 제어 보드(120)과 접속되는 전류 감지기(172)로 도 2에 나타낸 피드백 메카니즘에 의해 출력 전류를 조정하는데 이용된다. 이 제어 보드(120)은 피드백 값이 인버터(40)의 트랜지스터(140)들의 게이트에 대한 조정에 영향을 미칠 목적으로 비교되는 것에 대한 기준값을 보유한다. 출력 DC 전압이 감소한다면, 부하의 저항 특성으로 인해 전류가 일정하게 감소될 것이다.
도 6은 전류 센서(172)와 함께 제어 회로(120)을 개략적으로 도시한 도면이다.
톱니와 마스타 파형 발생기(180)은 2개의 상보 마스타 구형 파형을 생성하는데, 이는 톱니 파형의 2개의 상보 위상들과 기준 위상 A의 IGBT들에 대한 타이밍 기준 신호들로서 제공된다. PWM 비교기들(184a, 184b)에서, 이 2개의 톱니 파형들은 에러 증폭기와 리미터(182)에 의해 생성된 가변 DC 레벨()과 비교되어, 2개의 펄스폭 변조 파형들을 생성하게 된다. 이들 펄스폭 변조 파형들과 2개의 마스타 파형들은 한 쌍의 플립-플롭들(186a, 186b)에 인가된다. 플립-플롭들의 출력은 각기 위상들 B와 C 각각에 대한 한 쌍의 IGBT들용 타이밍 기준 신호들을 제어하는 것을 나타낸다.
플립-플롭 소자(186) 내의 파형들은 위상들 B와 C에 각기 관련된 도 7과 도 8에 보다 상세히 나타나 있다. 플립-플롭들(186a, 186b)로부터의 출력 파형들은 동일 주기 및 듀티(duty) 사이클을 마스타 파형으로서 가지지만, 제로로부터 5V까지 변화될 수 있는 에러 신호()의 값에 따라 0°와 120°간의 상대적인 위상각으로 각기 지연되고 진전된다. 도 7과 도 8에 나타난 화살표들은 파형들이 어떻게 변화하는지에 대한 에러 신호의 증가 효과를 나타낸다. 위상 시프트의 양이 증가함에 따라, 인버터(40)의 출력 전압이 120°의 최대 위상 시프트까지 도달된다. 따라서, 에러 신호는 톱니 파형의 2개의 3차 크기를 제한하여 3.3V가 된다.
6개의 IGBT 타이밍 신호들 각각은 공통의 "인에이블" 라인(188)에 부가(AND)되기 때문에, 인버터(40)을 억제하기 위한 메카니즘이 제공된다. 이 인에이블/디세이블은 2가지 방식으로 발생할 수 있는데, 첫번째로 소프트 시작 통제시, 트랜지스터들(140)의 스위칭은 제어 회로가 안정된 상태에 도달되고 유입 주기가 패스되었다는 것이 소프트 시작 회로(192)에 의해 판정될 때 까지 억제되기 때문에, 그 주기 동안 인버터가 스위칭 상태에서 손상을 입는 것을 방지할 수 있다. 둘째로, 전류 센서(172)로부터의 신호가 비교기와 래치(198)에 의해 결정된 부하 레벨의 프리셋(preset)을 초과한다면, 게이트 드라이버들은 다시 디세이블될 것이다. 간단한 OR 게이트(198)가 보호 통제들 둘다를 이용한다. AND 게이트 소자(190)으로부터의 논리 출력들은 레벨 변환을 위해 드라이버 보드(130)에 제공되어, IGBT 디바이스(140)들의 게이트 전극로 패스된다.
또한, 전류 센서(172)로부터의 신호는 전술된 바와 같이, 에러 증폭기와 리미터(182)에서 증폭되고 로우-패스 필터되는 결과에 따라, 세트 포인트와 인버터 소프트 시작 소자(192)로부터 유도된 세트 포인트값에서 감산되어 3.3V로 제한되는 에러 신호()가 제공된다. 이 세트 포인트는 인버터가 스타트업되거나 폴트(fault)후 리셋될 때 마다, 느리게 진행되도록 하는 타이밍 캐패시터와 조정가능한 세트 포인트의 조합이다. 따라서, 에러 증폭기(182)에 대한 세트 포인트 신호는 약 1초 주기에 걸쳐서 제로에서 실제 세트 포인트로 램프업(ramps up)된다.
도 9는 도 2에 나타난 전원 공급(100)의 동작을 측정한 2개의 파형을 나타낸다. 이 도면은 IGBT 디바이스(140) 중 하나에 대하여 측정된 드레인-소오스 전압(구형파 파형)과 연관된 변압기 1차 위상 전류를 나타내는데, 이 경우 전력 공급은 250A, 40V에서 동작된다.
본 발명의 실시예의 특정 이점들은 3개의 위상 메인 공급의 사용으로 인한 위상 불균형의 반전 효과의 방지를 포함한다. 소프트 시작 통제는 실제적으로 스탑업(stop-up)시 유입 전류를 제거한다. 변압기 배열은 비교적 전력 정격된 종래의 변압기 배열에 비해 사실상 경량이고 집적화된다. 게다가, 제어된 인버터에 대한 3개의 위상 시프트 출력 제어는 광범위한 출력 DC 전압을 얻을 수 있게 한다. 또한, 제어된 인버터의 스위칭 장치들이 '소프트 스위치'되어, 반도체 구조 상의 스트레스를 감소시키고, 전력 공급의 전반적인 효율을 향상시키고, 고주파 의사 AC 출력들의 합성을 가능하게 하며, 해당 트랜지스터의 물리적 사이즈를 감소시키게 된다.
전술된 설명들에 있어서, 공지된 등가치를 가지는 본 발명의 특정 소자들 또는 적분기들로도 참조될 수 있으며, 그러한 등가치들은 본 명세서에서 개별적으로 설정되는 것과 같이 결합된다.
본 발명이 실시예에 의하여 기술되고 가능한 실시예를 참조하여 설명되었지만, 변형과 개선점들이 첨부된 청구범위와 동떨어짐 없이 이루어질 수 있음을 알 수 있을 것이다.

Claims (18)

  1. AC-DC 전원에 있어서,
    입력 전압에 응답하여 제1 정류된 출력을 발생하는 제1 3상 정류기 회로;
    상기 제1 정류된 출력을 받아들이고 상기 정류기 회로에 제공된 3상 AC 전압의 주파수 보다 큰 주파수를 갖고 있는 의사 AC 3상 출력을 발생하는 제어형 3상 인버터 회로;
    상기 의사 AC 3상 출력을 받아들이는 3상 변압기; 및
    상기 변압기로부터 변압된 의사 AC 3상 출력을 받아들여 출력 DC를 발생하는 제2 3상 정류기 회로를 포함하는 AC-DC 전원.
  2. 제1항에 있어서, 상기 3상 변압기는
    실질적으로 평행하며 각각의 제1 단부가 전기적으로 접속되어 있는 도관으로 각각이 형성된 3개의 2차 권선;
    각각이 대응하는 도관으로 관통되어 있는 원통형 부재의 형태로 형성되어 있으며 각각이 한 위상에 대응하는 3개의 변압기 코어;
    상기 도관들의 인접한 쌍들의 내부를 통해 통과하도록 감겨 있으며 한 위상에 각각이 대응하는 3개의 1차 권선을 포함하는 AC-DC 전원.
  3. 제2항에 있어서, 상기 원통형 부재들은 복수의 페라이트 디스크로 형성되어 있고, 각각의 디스크는 대응하는 실린더를 수용하도록 되어 있는 개구를 내부에 갖고 있는 AC-DC 전원.
  4. 제1, 제2 또는 제3항에 있어서, 상기 제어형 3상 인버터 회로는 복수의 스위칭 소자를 포함하는 AC-DC 전원.
  5. 제4항에 있어서, 상기 스위칭 소자들은 파워 트랜지스터인 AC-DC 전원.
  6. 선행항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 의사 AC 3상 출력의 상기 주파수는 실질적으로 입력 전압 주파수 보다 높은 AC-DC 전원.
  7. 선행항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 의사 AC 3상 출력의 상기 주파수는 입력 전압 주파수 보다 높은 1차수의 크기와 같거나 더 큰 AC-DC 전원.
  8. 제7항에 있어서, 상기 의사 AC 3상 출력은 메인 주파수 보다 높은 2차수의 크기와 같거나 더 큰 AC-DC 전원.
  9. 3상 의사 AC 출력 서플라이를 생성하기 위하여 DC 서플라이를 수신하는 제어형 3상 인버터 회로에 있어서,
    3개의 레그 브리지 구조를 포함하며,
    상기 브릿지 구조의 각 레그는 적어도 하나의 제어형 스위칭 소자를 포함하고;
    상기 레그들중 하나의 적어도 한 스위칭 소자는 위상 기준을 형성하며;
    상기 인버터 회로의 전압은 위상 변조 수단에 의해서 제어되는 제어형 3상 인버터 회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 변조는 상기 위상 기준에 관하여 제어되는 상대 위상 시프트를 갖고 있는 다른 두개의 레그들중 하나의 상기 적어도 한 스위칭 소자, 및 상기 위상 기준에 관한여 제어되는 상대 위상 시프트를 갖고 있는 제3 레그의 상기 적어도 하나의 스위칭 소자에 의해서 실행되며, 그 결과 상기 인버터 회로의 출력 전압 레벨이 제어되는 제어형 3상 인버터 회로.
  11. DC 입력 서플라이를 수신하여 의사 AC 3상 출력 서플라이를 발생하는 소프트-스위칭 3상 인버터 회로에 있어서,
    위상당 적어도 두개의 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 스위칭 소자 각각은 이 스위칭 소자 양단에 접속된 용량성 소자를 포함하며, 상기 출력 서플라이의 각 위상은 유도성 소자를 포함하며;
    각 위상의 용량성 소자와 유도성 소자는 LC 공진 회로를 형성하며;
    상기 스위칭 소자 각각의 턴오프는 스위칭 위상들 간에 데드타임을 갖도록 제어되며, 이 데드타임 동안에 상기 LC 공진 회로에 의해서 턴온될 차기 연속하는 스위칭 소자는 스위칭시에 그의 양단 전압이 실질적으로 0이 되는 소프트-스위칭 3상 인버터 회로.
  12. 제9항에 청구된 바와 같은 제어형 3상 인버터 회로를 구비하는 AC-DC 전원.
  13. 제10항에 청구된 바와 같은 소프트-스위칭 제어형 인버터 회로를 구비하는 AC-DC 전원.
  14. 제1 내지 8항중 어느 한 항에 청구된 바와 같은 AC-DC 전원을 갖고 있으며, 상기 AC-DC 전원은 셀 유닛과 결합되며, 상기 전원의 DC 출력은 상기 셀 유닛의 적어도 한 캐소드/애노드 전극 쌍에 접속되어 있는 산소와 수소를 유리하기 위해 물을 전기분해하는 장치.
  15. 3상 인버터 회로의 출력 전압을 제어하는 방법에 있어서,
    제1 위상을 기준 위상으로서 할당하는 단계;
    다른 두개의 위상중 한 위상의 상대 위상 시프트를 제어하여 제1 위상과 다른 두개의 위상중 한 위상과의 위상차를 감소시키는 단계; 및
    제3 위상의 상대 위상 시프트를 제어하여 제3 위상과 제1 위상과의 위상차를 증가시키는 단계를 포함하는 방법.
  16. 본 명세서에서 설명되고 첨부된 도면에 도시된 것과 실질적으로 같은 AC-DC 전원.
  17. 본 명세서에서 설명되고 첨부된 도면에 도시된 것과 실질적으로 같은 제어형 3상 인버터 회로.
  18. 본 명세서에서 설명되고 첨부된 도면에 도시된 것과 실질적으로 같은 소프트-스위칭 3상 인버터 회로.
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