CN101168210B

CN101168210B - 用于电弧焊的经改进的三级电源

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Publication number: CN101168210B
Application number: CN2007100897479A
Authority: CN
Inventors: T·E·库肯; L-F·罗
Original assignee: Lincoln Global Inc
Current assignee: Lincoln Global Inc
Priority date: 2006-10-23
Filing date: 2007-03-23
Publication date: 2010-07-14
Anticipated expiration: 2027-03-23
Also published as: PL1916047T3; CN101941111A; US20070051712A1; CN101168210A; AU2007200934B2; EP1916047B1; US8785816B2; CN101941111B; EP1916047A1; CA2580041C; CA2580041A1; MX2007003429A; AU2007200934A1

Abstract

一种用于电弧焊工艺的三级电源，包括：具有AC输入和第一DC输出信号的输入级；未经调节的DC-DC变流器形式的第二级，其输入与第一DC输出信号相连，高频开关、具有固定占空因数的开关网络，以将输入信号转换成第一内部AC信号，隔离变压器的初级绕组由第一内部高频AC信号驱动，而次级绕组用于产生第二内部高频AC信号，以及将第二内部AC信号转换成第二级的DC输出信号的整流器，该输出信号的大小与开关的占空因数相关；第三级，将第二DC输出信号转换成用于焊接工艺的焊接输出，其中输入级具有DC-DC变流器，且升压电源开关具有有源软开关电路。

Description

用于电弧焊的经改进的三级电源

本申请是2005年3月24日提交的美国专利申请No.11/087,179的部分继续申请；是2004年7月13日提交的美国专利申请No.10/889,866的部分继续申请；并且是2005年2月7日提交的美国专利申请No.11/051,196的部分继续申请，这些申请的全部公开内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及电弧焊领域，尤其涉及用于该焊接的经改进三级电源，以及三级电源的前两个级之间的新颖关系。

背景技术

电弧焊涉及AC或DC电流在金属电极与工件之间的流动，其中金属电极通常为带心金属丝或实心金属丝。电源用来创建受拉焊条钢丝与工件之间的给定电流模式和/或极性，从而电弧将熔化受拉焊丝的端部并将熔融金属沉积在工件上。尽管对电源使用了各种变流器技术，但最有效的是基于逆变器的电源，其中开关网络包括高频操作以产生焊接工艺的期望波形或电流电平的开关。逆变器型电源在Blankenship的美国专利5,278,390中讨论，其中逆变器通过俄亥俄州Cleveland的Lincoln Electric Company首先采用的“波形控制技术”来控制。实际波形由通常在18kHz以上的频率上创建的一系列短脉冲生成，并且该组短脉冲具有受波形发生器控制的轮廓。根据标准电源技术，电源逆变器级的输入信号根据正弦波电源来整流。适当的功率因数校正变流器是常见的，并且或者如Kooken的美国专利5,991,169中所示本身作为逆变器开关网络的一部分，或者如Church的美国专利6,177,645中所示置于逆变器级之前。实际上，多年来具有功率因数校正变流器或级的电源在焊接领域内是公知的。在Church的美国专利6,504,132中示出了另一种采用升压变流器形式的输入功率因数校正变流器的电源。Church的两个专利和Kooken的专利通过引用结合于此作为背景技术信息。在Kooken的美国专利5,991,169和Church的美国专利6,504,132中，实际焊接电流通过输出斩波器或降压变流器来调节，并且隔离通过变压器在逆变器级的输出或输入升压变流器的输出处获得。这些各种各样的电源拓扑是电弧焊技术中的公知技术。在这些现有专利中，实际的焊接电流、电压或功率在电源的输出级中或之前调节，其中输出级是逆变器或斩波器。逆变器、斩波器都不会不作调节，就生成用于驱动经调节焊接级的固定、低压DC总线。

焊接操作的隔离是大多数用于焊接的电源的特性。术语“焊接”包括“等离子切割”。在Vogel的美国专利5,991,180中，使用升压变流器的前置调节器涉及一种被公开为斩波器的变流器，该斩波器具有置于焊接调节之后、并直接驱动焊接操作的输出隔离变压器。在该电源中，斩波器网络被控制成产生所需的经调节输出焊接电流，并在输出级中设置隔离。类似地，Thommes的美国专利5,601,741公开了一种升压变流器，用于驱动向实际焊接操作提供经调节输出信号的脉宽调制受控逆变器。在Vogel和Thommes的专利中，第二级被调节为将功率因数受控电流从前置调节器导入焊接操作。焊接调节处于第二级，并且通常由脉宽调制器控制电路驱动。Vogel和Thommes的专利通过引用结合于此，作为背景技术。在Moriguchi的美国专利6,278,080中，逆变器型电源被调节成控制所需焊接电流。隔离通过在受控第二级逆变器与被公开为DC焊接操作的焊接输出之间的变压器获得。类似的电源在Moriguchi的美国专利5,926,381和Moriguchi的美国专利6,069,811中示出，其中控制电流与逆变器级的隔离在逆变器的输出处，并直接驱动焊接操作。Moriguchi的美国专利5,926,381公开了在第一级升压变流器的输出处使用电压来向经调节逆变器级或升压变流器本身提供控制器电压的普通配置。Moriguchi的三个专利通过引用结合于此作为背景技术信息，示出了现有技术电源，其中经调节逆变器由输入升压变流器或整流器的DC输出驱动，以生成导向输出变压器用于隔离的受控焊接电流。隔离变压器的次级AC信号被直接用于焊接操作。那里没有像本发明的新颖电源中使用的第三级拓扑。

现在参看非焊接技术，本发明的一个方面是在DC/DC第二级变流器的输出端使用同步整流器装置。同步整流器是常见的，并且一种这样的整流器如Boylan的美国专利6,618,274所述。Calkin的美国专利3,737,755公开了低功率用途的DC/DC变流器，其中固定的经调节电流被导向未经调节的逆变器以提供不可变的输出DC信号。对未经调节逆变器的任何控制都在逆变器的输入侧，从而所输入的DC信号是可被调节以控制逆变器的固定输出DC信号的唯一参数。这是需要控制逆变器的信号使得逆变器提供受控固定输出信号的一种拓扑。Boylan和Calkin的专利中的非焊接一般背景技术通过引用结合于此，以示出同步整流器和未经调节逆变器的通过控制输入DC信号的电平在逆变器之前执行任何调节的一种版本。这些专利都不涉及用于焊接的电源，并且仅通过引用结合为一般技术概念，诸如同步整流器设备和未经调节的逆变器。非焊接的二级AC-DC变流器在Smolenski的美国专利5,019,952中示出，用于将最小谐波失真施加到流入变流器的电流中。负载不是可变的，并且在焊接操作中不需要按需调节。该专利通过引用结合，以示出不以任何方式涉及电弧焊电源的需求的一般技术。

这些专利构成与必须根据焊接操作调节的电源有关的背景技术信息，其中这种调节是通过实际焊接操作的平均电流、平均电压和功率的反馈回路进行的。固定负载电源除了作为一般技术信息之外，并不与本发明相关。

过去，电源中的逆变器输出根据在焊接操作时的诸如电流、电压或功率的参数调节的焊接电流。该逆变器通常由脉宽调制器控制，其中高频操作的开关的占空因数受来自焊接操作的反馈的控制，使得占空因数在基本上小于100％的范围内调节。该类PWM受控逆变器被称为经调节的单级逆变器。这种逆变器形成电源的输出，并且是电源的最后一级。较低占空因数导致较高一次电流和更多损耗。逆变器的效率根据因调节单级逆变器的输出以产生适于焊接的输出信号的要求进行的占空因数调节而变化。使用最后一级是经调节单级逆变器的电源导致热损耗、低效率、高成本和增大的组件尺寸。出于这些原因，一些焊接源制造商已上市了比逆变器电源更佳的电源，因为它们不使用导致高成本和其它困难的逆变器。要避免具有为了产生适于焊接的电流而隔离输出和调节电流的双重功能的逆变器级。参见通过引用结合于此作为背景技术的Hoverson的美国专利6,723,957。

发明内容

本发明与用于电弧焊和等离子体切割的三级电源一起使用，其中电源的逆变器与过去一样是第二级但未经调节，从而可添加第三级以提供实际调节以产生适于焊接的电流。通过使用这种新颖的三级概念，可获得优于现有技术的多个优点。

首先，逆变器可在极高频开关时操作，而输出的第三级可以是在较低频开关时操作的斩波器。因此，对本发明的每一级最优化开关频率。这在不增加其它级的损耗的情况下减小了逆变器的大小。

其次，因为使用了所述的三个级，所以对该系统仅需要一个隔离变压器。在现有技术中，需要两个隔离变压器；一个用于功率转换而一个用于控制功率。然而，在本发明中，因为第二级将隔离的固定DC电压输出到第二级DC总线，所以不需要另一个隔离变压器来生成控制功率。这使得设备的复杂性、成本和大小降低，同时获得相同或更佳的效率和功率。

第三个优点是本发明提供的较高峰值与平均功率比。在现有技术系统中，第二级逆变器必须被设计成经历机器额定的全峰值功率。因此，第二级逆变器内包括包括变压器的所有组件必须对该额定峰值功率设计和建立。这种要求导致极大和极复杂的逆变器设计，因为诸如变压器的许多组件必须制作得极大以适应该机器的额定峰值功率。本发明消除了这种设计要求。如前所述，第二级未经调节的逆变器包括电源系统的隔离变压器，并且在该第二级的下游不存在其它的变压器。因此，并且因为在第二级和第三级之间设置了去耦电容器，本发明的在去耦电容器上游的组件不会经历系统的“峰值”功率。换言之，只有第三级才会经历系统的峰值功率。因此，本发明的第二级(逆变器)仅需对“平均”功率设计，这会大大降低系统的整体尺寸和复杂性。允许第三级(即斩波器)处理系统峰值功率的该设计和大小改变比设计相同峰值功率的逆变器/变压器级要简单和容易得多。因此，本发明允许逆变器/变压器级在尺寸上有整体的减小，从而实现与尺寸较小的现有技术设备相同的额定峰值-平均功率。

与以上优点相关的是本发明的实现甚至比现有技术设备更高的额定峰值-平均功率的能力。因为设计和建立第三级(即斩波器)来处理高峰值功率较简单且不太复杂，所以本发明的配置允许整个系统具有比现有技术设备更高的额定峰值-平均功率。这在仍然保持相对较小尺寸的情况下实现。在本发明的一个实施例中，峰值功率为4x平均功率，而在另一实施例中峰值功率可高达5x平均功率。这种改进在脉冲焊接中是极为有利的，其中机器的额定峰值-平均功率是重要的。

另一个优点是可对本发明的第一和第二级获得的高工作效率。在现有技术设备中，功率因数校正(PFC)和隔离级的工作效率相对较低，并且可低达82％，但通常为86％。然而，本发明可实现高达90％或以上的工作效率。如以下进一步讨论的，本发明的一个实施例在第一级中包含PFC，并在第二级中提供被隔离的逆变器级。因为第二级未经调节，并且以极高占空因数(如下所述)工作，所以PFC与逆变器/隔离级之间的整体系统效率可高达90％、甚至更高。

再一个优点是本发明的一个实施例在未经调节的逆变器级(第二级)不需要相移。在使用高功率(诸如焊接和切割系统)“软开关”(如下更详细地所述)的现有技术系统中，在逆变器级中需要相移。即，因为逆变器级的“导通”(“ON”)时间不固定，所以现有技术系统有必要使用相移技术来实现软开关。通过具有不固定的占空因数，现有技术系统的效率受到限制。此外，使用相移增加了复杂性，并引起逆变器中的功率损耗。本发明因为系统构建和设计的新颖性方面而消除了相移的需要。具体地，在本发明的一个实施例中逆变器级未经调节，并且以至少80％的高的固定占空因数工作，在另一实施例中以至少90％工作，而在又一实施例中以接近100％工作。由于这些高的固定占空因数，本发明的该实施例不需要相移。实际上，本发明的第二未经调节级具有固有的软开关。通过具有高的固定占空因数，存储在变压器的漏电感中的能量被用来在它们导通之前迫使IGBT两端为零电压。这导致开关的软开关。这是在与现有技术的经调节逆变器相比时的一个优点，因为经调节的逆变器需要一些类型的相移调制来具有软开关。这通常是因为经调节逆变器中的占空因数会变化，并且没有已知的、固定的“截止”时间。此外，常常在现有技术系统中，除了相移控制之外，添加一定量的漏电感或其它电路以便于确保滞后臂(lagging leg)被软开关也是普遍的。本发明的该实施例消除了与软开关经调节逆变器相关联的复杂性，该实施例采用了在高的固定占空因数工作的未经调节逆变器，从而在不需要相移的情况下允许固有的软开关。

注意：本发明的三级分布状况的整个方面不限于仅使用不使用相移的逆变器级。可以理解，本发明的某些优点可通过使用将相移用来帮助/启用软开关的逆变器级来实现。

此外，经调节第三级的隔离固定DC电压实质上比来自输入变流器级的DC电压低，且比实际焊接输出电压高得多。

使用本发明的三级电源包括电源的新的分布状况，其中脉宽调制逆变器仅仅是用于创建隔离的固定输出DC总线的第二级，而无需对第二级脉宽调制逆变器的反馈信号。该隔离总线在根据实际焊接参数调节的第三级中使用，以产生适于焊接的电流。因此，本发明包括未经调节的第二级，不仅提供必要的隔离而且制成由第三级使用的固定DC输出总线，其中实现焊接调节。未经调节的第二级逆变器在极高频率上工作，且占空因数在电源工作期间固定。在本发明的一个实施例中，频率在18kHz以上并且在另一实施例中频率可以是约为100kHz。如上所述，占空因数固定在各个高电平上。在一实施例中，占空因数固定为至少80％，而在另一实施例中占空因数固定为至少90％，并且在另一实施例中占空因数接近于100％以给出最大的效率水平。使用固定的高占空因数使得逆变器第二级的电流循环时间最小，从而显著降低热量和提升效率。逆变器第二级可以是受控的相移调制器，或者可如上所述根本不采用相移。

第二未经调节的逆变器级的输出可以是使用众所周知的同步整流器设备的整流器，其中设备由第二级未经调节逆变器的内部隔离变压器的次级线圈控制。通过在第二级的输出处使用同步整流器设备，电源的总效率有进一步的改进。第一级是输入整流器或具有功率因数校正变流器的输入整流器。在一示例性实施例中，采用了第一级功率因数校正变流器。该变流器在标准整流器之后，或者可与整流器组合。当然，该变流器可以是无源的功率因数校正变流器或有源变流器，诸如升压、降压或升压+降压变流器。本发明的第一级制成具有固定电压的第一DC总线。如前所述，本发明的第一PFC级和未经调节的逆变器级(隔离级)的总效率可高达90％或更高。

在一示例性实施例中，通过使用电源的标准第一级，可调节作为未经调节逆变器的输入DC总线的第一DC输出信号，并将其固定为约400-900伏DC的值。形成新颖电源第二级的未经调节的隔离逆变器的输出是与来自第一级的输入DC总线有固定关系的固定DC总线。第二DC总线或输出的电压显著比来自第一级的DC总线的电压小。例如，在本发明的一个实施例中，第一DC总线的电压为400V而第二DC总线的电压为100V。

电源因而形成与来自功率因数校正变流器的输入DC总线具有固定数学关系的第二DC总线。根据标准操作，第二级的未经调节逆变器包括具有初级绕组和次级绕组的隔离变压器，从而次级绕组与电源的输入相隔离。参见Steiger的通过引用结合于此的美国专利4,864,479。未经调节的第二级逆变器可在开关频率上工作，以使第二级逆变器的工作最优化。在本发明的一个实施例中，极高的开关频率用来降低新颖的、未经调节的第二级逆变器中组件的大小和成本。实际上，在一示例性实施例中，占空因数固定为至少80％，在另一实施例中固定为至少90％，而在又一实施例中固定为接近100％。这强有力地减小了第二级中的循环电流，并大大改进了第二级逆变器的工作特性，该第二级逆变器还提供了将电源的焊接输出与电源的AC输入相隔离的功能。通过使第二级的未经调节逆变器中的开关设备全部导通地工作，该逆变器具有高效率并在工作时极为灵活。

隔离变压器确定未经调节的第二级的输入侧的固定DC总线(来自第一级的“第一DC输出信号”)与该第二级的输出处的DC输出总线(“第二DC输出信号”)之间的关系。在一些现有技术电源中，经调节逆变器中隔离变压器的初级线圈上的占空因数通过焊接操作来调节。在本发明所涉及的新颖三级电源的第一级或第二级中没有通过焊接操作的调节。

具有有源功率因数校正特性和对涉及焊接操作的能量的严密输出控制的电弧焊用电源需要至少两个开关级。这两个级确保传送到电源中的和传送到电源外的瞬时能量能独立于适当的能量存储分量来调节。因而，用于电弧焊的功率因数校正电源一般需要两个独立的开关控制电路。控制电路之一用于控制焊接操作的能量或输出电流。另一个控制电路被用来控制来自形成电源第一级的有源功率因数校正变流器的DC信号。因而，具有功率因数校正能力的电弧焊电源需要两个开关网络，每个开关网络都具有独立的控制要求。第一个开关控制用于输出焊接电流，而另一个开关控制用于电源输入级的功率因数校正。该第二开关控制确保第一级的输出是称为“DC总线”的固定DC电压。DC总线本身的电压被用来控制第一级变流器以确保来自该变流器的DC总线具有固定电压电平。概言之，基于逆变器的电弧焊用电源需要两个独立的开关网络和用于这些网络的两个控制电路。

基于逆变器的电弧焊用电源具有另一概念性要求。电源中这些级之一必须提供可变输入AC信号与适于焊接的经调节输出电流之间的电隔离。隔离设备通常是变压器形式。在现有技术中，基于两级逆变器的电源中有两个隔离设备的位置。在第一示例中，功率因数校正输入级未被隔离，而隔离变压器设置在第二级的经调节输出逆变器中。在另一示例中，隔离在第一级功率因数校正变流器中。在该第二示例中，非隔离的输出逆变器或其它非隔离变流器可被用作第二级。该第一示例因为对电源输入侧的RMS电流的60Hz效应而比第二示例更有效。概言之，焊接电源的第二概念性要求是隔离。

焊接用的有源功率因数校正电源的两个要求是(a)用于两个分离开关网络的两个分离和独立控制电路和(b)用于使电源的输入与电源的输出相隔离的适当结构。这些基于逆变器电源的基本要求在三级电源的实施例中得以实现。如前所述，在本发明的一个实施例中，未经调节的第二级是两个经调节非隔离级之间的隔离级，以形成包括基于三级逆变器的电源的独特配置。假定使用相同的功率因数校正前置调节器，该新颖的三级电源比基于两级逆变器的电源更有效。因此，新颖的三级电源更有效，但仍具有电弧焊中使用的电源所需的基本特性。有两个独立控制的开关网络。有隔离级。这些限制以增加效率以及获得电源开关组件的更佳焊接性能和更佳热分布的方式实现。

因为三级电源的第二未经调节逆变器级提供了系统隔离，所以许多类型的非隔离变流器可被用作功率因数校正前置调节器，从而增加了本发明的简单性和多样性。升压变流器因为此类变流的电流成形函数和连续线电流特性，是最为流行的变流器。然而，升压变流器的输出电压比最高线电压的峰值更高，该峰值可高达例如775伏特。因而，其它有源功率因数校正调节器可与本发明一起使用，本发明是其中第二级未经调节并提供隔离的三级电源。有源功率因数校正输入或第一级的其它选项之一是升压/降压变流器，从而初级电压总线或第二级的输入总线可比电源的输入AC电压信号的峰值低。该类功率因数校正变流器仍然产生低谐波。一种这样的功率因数变流器被称为降压+升压变流器。

因而，在一示例性实施例中，用于第二级的400伏到500伏DC总线用115伏到575伏范围中的输入AC电压来获得。在本实施例中，不管第一级的AC电压如何，有源功率因数变流器的输出电压被控制为400伏与500伏之间的电平。可在本发明中使用其它类型的有源和无源功率因数校正逆变器。在一示例性实施例中，变流器是有源的，由此构建需要第二控制电路的第二开关网络。

当使用术语电弧焊时，它还包括其它输出过程，诸如等离子切割。

如至此所述的，使用本发明的三级电源涉及用于电弧焊的三级电源。第三级中的反馈控制产生适于焊接的输出电流。输入第一级通常是需要第二开关网络和第二独立控制电路的有源功率因数校正变流器。该三级分布状况并未在现有技术中使用或公开。通过具有该分布状况，所添加的第二级用来将第二级的初级侧的高电压DC总线转换成与该初级侧相隔离的第二级的次级侧的低电压DC总线。因而，该三级包括第二级的次级侧上的DC总线，从而该总线可用于调节焊接功率。术语“总线”表示具有受控固定电平的DC信号。三级电源具有来自输入级的称为“第一DC输出”的第一DC总线，该第一DC输出具有受控的DC电压。在第二级的次级侧有称为“第二DC输出”的第二DC总线，该第二DC输出也是受控的DC电压电平。在未经调节逆变器的次级侧产生第二DC总线具有与关联于使用如至此所述的未经调节第二级逆变器的优点不同的优点。次级DC总线或第二DC输出与第二级的初级侧相隔离，从而在三级焊接控制电路中不需要隔离。换言之，诸如斩波器的输出控制电路具有电压电平固定的输入DC总线。实际上，斩波器具有其控制电压从输入DC导入斩波器的控制器。该输入DC信号与输入功率相隔离。因此，输出级的控制器或斩波器的控制电压可源自非隔离的DC电源。这通常是斩波器的输入信号。对输出级中使用的控制器而言不需要分开隔离控制电压。使用来自第二级的固定DC总线使得对输出第三级的通过焊接操作调节的DC电压比电源的正常输入初级DC总线(“第一DC输出”)要低得多。过去，功率因数变流器的输出基于升压变流器的使用是相对较高电平的DC信号。该高DC电压被导向用于输出适于焊接的电流的经调节逆变器级。通过使用本发明，来自功率因数变流器的输出总线的高电压急剧降低。将100伏DC总线转换成15伏控制功率比将400伏DC总线转换成15伏控制功率要有效得多。

此外，本发明的该方面允许外部电源向诸如灯、附加电动工具等的外部设备的简便提供。在现有技术设备中，因为DC总线具有这样的高电压，所以有必要降压并使得该总线与可从电源中提取其功率的任何外部设备相隔离。这种降压和隔离需要附加组件、复杂性和成本。使用本发明则可避免这个，因为第二DC总线已被隔离并且电压(可以是100V)使DC总线与任何外部设备之间无需附加或重要组件。再一次，本发明提供优于现有技术的实质尺寸、成本和复杂性优点。

三级电源的第二级是未经调节的DC-DC变流器的形式，其输入与第一DC输出信号相连，而其输出为与第一DC输出信号电隔离、其大小与第一DC输出信号成给定比例的第二DC输出信号的形式。电源包括将第二DC输出信号转换成用于焊接工艺的焊接电流的第三级。电源的第三级包括诸如斩波器或逆变器的经调节变流器。当使用逆变器时，输出是导向极性网络或开关的DC信号，该开关允许通过电源进行DC焊接。该极性开关允许DC负、DC正或AC焊接。使用斩波器或逆变器的焊接工艺可用保护气进行，诸如MIG焊接，并且可使用任何类型的电极，诸如钨、带心金属丝或实心金属丝。根据本发明的一个方面，未经调节的DC-DC变流器的输出显著小于第二级的输入。在大多数实例中，第二级的输入和输出是大小通常固定的DC电压。

本发明

高速开关地操作焊接逆变器具有若干优点。例如，较小的磁性元件转换成经改进的便携性。另一个优点是具有将导致较佳电弧性能的较高带宽控制系统的可能。本发明三级电源的一个实施例具有极高速开关(超过18kHz)地操作的电源开关，而在另一个实施例中速度可更高，诸如100kHz。第一级的升压电源开关和未经调节第二级的四个电源开关都以高频工作，以获得高速开关的益处。在现有技术中，使用这样的较高开关速度有不利的一面。这种开关速度导致开关损耗。如果开关损耗不降低，则电源效率和可靠性降低。开关损耗是因开关期间(从导通状况到截止状况、或从截止状况到导通状况)电流和电压的交迭引起的。为了减小开关损耗，电压或电流在开关期间必须保持为接近于零。开关跃迁可以是零电压或零电流或两者。这称为“软开关”。迄今为止，称为共振技术或准共振技术的技术已被用来通过零电压或零电流以高速开关实现软开关。然而，该类现有软开关控制常常因为正弦波形而导致更高的电流和电压应力，并且仍然具有传导损耗。然而，存在这样的现有软开关电路：它以减小开关损耗和传导损耗的方式采用零电压跃迁变流器或零电流跃迁变流器。

在本发明的一个实施例中，本发明所涉及的新颖三级电源的未经调节的第二级逆变器使用相移PWM来控制输出功率。通过将相移固定在接近100％的高水平，而在另一实施例中固定在80％以上，第二未经调节级中的开关损耗受到了限制。通过使用固定的相移PWM控制，第二级接近全传导地工作以产生低传导损耗。

在另一可选实施例中，如前所述，第二未经调节逆变器级不采用任何相移，因为不需要任何相移。该实施例甚至提供比相移实施例更高的系统效率，并且如前所述在其构建时更为简便且更为有效。

具体地，在本发明的该实施例中，逆变器级未经调节并且以至少80％的高的固定占空因数工作，在另一实施例中以至少90％工作，而在又一实施例中以接近100％工作。由于这些高的固定占空因数，本发明的该实施例不需要相移。通过具有高的固定占空因数，存储在变压器的漏电感中的能量被用来在它们导通之前迫使IGBT两端为零电压。这导致开关的软开关。这是在与现有技术的经调节逆变器相比时的一个优点，因为经调节的逆变器需要一些类型的相移调制来具有软开关。这通常是因为经调节逆变器中的占空因数会变化，并且没有已知的、固定的“截止”时间。此外，常常在现有技术系统中，除了相移控制之外，添加一定量的漏电感或其它电路以便于确保滞后臂被软开关也是普遍的。本发明的该实施例消除了与软开关经调节逆变器相关联的复杂性，该实施例采用了在高的固定占空因数工作的未经调节逆变器，从而在不需要相移的情况下允许固有的软开关。因而，不管所使用的实施例是相移或不是相移的，该第二未经调节级被固有地软开关。

根据本发明的一可选实施例，上述三级电源在输入级具有软开关。至此，本发明涉及将有源软开关电流用于第一输入级，以与第二未经调节级的固有软开关相组合。添加有固有软开关的软开关的这种组合显著增加了涉及本发明的新颖三级电源的效率。

第一级的有源软开关电路是在IEEE 1991年的题为“使用新颖的基于软开关升压的输入电流整形器的高效电信整流器”(High Efficiency Telecom Rectifier usingA Novel Soft-Switching-Boost-based Input Current Shaper)的文章中所述的那类电路。该1991年11月的文章通过引用结合在此。该类电路也在IEEE 2002年的题为“新的ZVT-PWM DC-DC变流器”(A New ZVT-PWM DC-DC Converter)的文章中描述。摘自IEEE电力电子学学报的该文章的注明日期为2002年1月，并且通过引用结合于此。另一软开关用有源电路是在2004年5月发行的IEEE电力电子学学报的题为“新的ZCT-PWM DC-DC变流器”(A New ZCT-PWM DC-DCConverter)的文章中描述的电压跃迁-电流跃迁电路。该文章也通过引用结合于此。这些文章描述了在三级电源的第一级中使用的这种类型的一个或多个有源软开关电路。本发明使用相移PWM控制或无需任何相移组合第一输入级的有源软开关与固有软开关的未经调节逆变器，如上所述。Steigerweld的美国专利4,864,479通过引用结合于此，示出了使用相移控制的通用未经调节逆变器。该类未经调节功率级具有通过经由使用固定的高占空因数开关操作使循环电流最小来增加效率的分布状况。在固定占空因数工作的未经调节逆变器将实现对所有初级开关的软开关，且传导损耗的量最小。该概念被用于本发明所涉及的三级电源的第二级的一个实施例中。

根据本发明，三级电源的第一级的高速开关电源开关用一有源电路来软开关，以减小开关的损耗和输出整流器的损耗。此外，软开关输入级组合有使用固定占空因数具有固有软开关能力的第二级以及相移未经调节逆变器、或者在无需相移的情况下的未经调节逆变器。与固定占空因数的未经调节逆变器的固有软开关相组合的第一级的有源软开关电路的组合显著地增加了本发明所涉及的新颖类型三级电源的效率。使用本发明的该方面，本发明的一个实施例可实现高效率和至少80％的固定占空因数，并且可高达至少90％，并且在其它实施例中可接近100％。

通过在三级电源的第一输入级上使用有源软开关电路，第一级的脉宽调制器变流器具有有源变流器开关的零电压开关以及输出二极管的零反向复原电流。该软开关不增大电压或电流应力，即两个分量的传导损耗。第一级电源开关(有源)的该软开关电路包括使用具有电感分支和电容分支的网络的零电压跃迁，该电感分支和电容分支与有源脉宽调制电源升压开关和无源输出开关或输出升压二极管并联。两个分支网络包括通过开关辅助开关控制的感应分支和电容分支。该辅助开关也与脉宽调制电源升压开关并联连接，并且仅在脉宽调制开关闭合之前闭合较短时段。网络感应器电流变大直到它关断输出整流二极管，从而用软开关操作来传送之。感应器电流继续增大，使脉宽调制电路两端的电压在升压开关闭合之前时变成零。因而脉宽调制器开关的反并联二极管是正向偏置的。电源开关的闭合信号在反并联二极管导通时施加，以在闭合时提供调制开关的零电压开关。然后辅助开关关断，而调制电源开关闭合。辅助二极管和电容器向缓冲器提供辅助开关两端的电压，从而辅助开关在关断时不会受应力。感应器分支电流快速降至零，此时辅助开关关断。其余操作与常规脉宽调制升压变流器的相同，其不同之处在于存储在两个分支网络中的能量在主开关被关断时传送到负载上。在这两个分支的某些描述中它们被称为共振电路，这在技术上为真但对于软开关功能并非必要。

辅助开关控制的两个分支电路在本发明的第一级中使用，以提供电源开关和输出二极管的软开关。这种电路在Hua的通过引用结合于此的美国专利5,418,704中描述。第一级的软开关和第二级的自然软开关是使用本发明的结果。

根据本发明，提供了用于电弧焊工艺的三相电源。该电源包括：具有AC输入和第一DC输出信号的输入级；未经调节的DC-DC变流器形式的第二级，其输入与第一DC输出信号相连；高频开关、具有给定占空因数的开关网络，以将输入信号转换成第一内部AC信号；隔离变压器，初级绕组由第一内部高频AC信号驱动，而次级绕组用于产生第二内部高频AC信号；以及整流器，将第二内部AC信号转换成第二级的DC输出信号。第二级的一个实施例的输出信号的大小与相移开关之间的固定交迭量相关，这些相移开关使用由脉宽调制器控制的相移使第二级被固有地软开关。在替换实施例中，在没有相移的情况下，输出的大小与固定量的ON(导通)时间相关。

在本发明的一个实施例中，电源中的第三级被用来将来自第二级的第二DC输出信号转换成用于焊接工艺的焊接输出。该三级电源通过在第一级中提供DC-DC变流器来改进，其中该变流器具有带有软开关电路的电源开关。因而，第一级的软开关电路引起未经调节第二级的固有软开关，从而增加三级电源中前两级的效率。

根据本发明的另一方面，三级电源的第一输入级的软开关电路是有源缓冲器电路，且辅助开关与电源开关一起操作以在两个开关跃迁期间将电压正驱动至零。第一级的DC-DC变流器具有输出或升压二极管，该二极管也通过第一级软开关电路软开关。根据本发明的另一方面，第一级的DC-DC变流器具有正负输出线，且电容器连接这些线，而二极管将辅助开关的正端夹钳到正输出线。在本发明的一实施例中，三级电源与第三级斩波器一起使用，在三级电源中第一级上的有源软开关与第二级上的固有软开关独特地组合在一起。作为选择，输出斩波器具有其电源开关的软开关电路。本发明的所有这些特征改进了三级电源，其新颖特征为增大电源效率、同时保持其三级分布状况的优点的中央未经调节隔离级。

本发明是三级电源的输入级和未经调节中央级的组合，其中第一级具有用于升压电源开关的有源软开关电路，以及用于未经调节第二级的固有软开关。因此，本发明涉及两极AC-DC变流器，包括具有AC输入和第一DC输出信号的输入级以及第二级。该第二级是未经调节的DC-DC变流器的形式，其输入连接到第一DC输出信号，开关网络以高频开关且具有给定占空因数以将输入转换成第一内部AC信号，隔离变压器的初级绕组由第一内部高频AC信号驱动，而次级绕组用于产生第二内部AC信号，且整流器将第二内部AC信号转换成第二级的第二DC输出信号。在本发明的在未经调节逆变器中使用相移的实施例中，第二级的输出信号的大小与相移开关之间的交迭量相关。在未经调节逆变器级中没有相移的一个实施例中，输出信号的大小与固定的ON(导通)时间值相关。输入级包括具有软开关网络的电源开关，该开关网络是一有源缓冲器电路，且辅助开关与第一级的电源开关一起工作。

本发明的主要目的是提供新颖的三级电源，其中第一级具有用于快速开关电源开关的有源软开关电路，而第二级是形成隔离级的一部分的未经调节逆变器，该逆变器基于其若干开关的固定的高占空因数而具有软开关特性。

本发明的另一个目的是提供用于功率转换的两级逆变器，其中变流器包括具有有源软开关电路的电源开关，而第二级包括具有固定占空因数的未经调节逆变器，它在一个实施例中根据相移进行控制，而在第二个实施例中不具有相移控制。

本发明的又一个目的是提供如上所定义的三级电源，该三级电源还包括斩波器形式的输出级，且斩波器的电源开关具有无源软开关电路。

本发明的另一个目的是提供如上所定义的三级电源，该电源包括用于第一级的有源软开关电路、用于第二级的固有软开关特性、以及用于第三级的无源软开关电路。

根据以下参阅附图进行的描述，本发明的这些和其它目的将变得显而易见。

附图说明

在考虑了本发明的在附图中示意性阐明的说明性实施例之后，本发明的优点、性质和各个其它特征将显得更加全面，其中：

图1是示出三级电源并公开通过本发明改进的三级电源实施例的框图；

图2和图3是与图1相似的、公开了三级电源的其它实施例的框图；

图4-8是示出具有不同第一级实施例的三级电源的部分框图；

图9是示出三级电源的最后两级的框图，其中输出级提供AC焊接电流；

图9A是在图9所示的三级电源中使用的波形技术控制电路的框图，以及示出三个焊接波形的示图；

图10是示出三级电源的第二和第三级的框图，其中输出级是DC焊接电流；

图11是示出用于产生适于电弧焊的电流的三级电源的分布状况的框图，其中具有两个分开的控制器控制电压馈送；

图12是示出采用本发明所涉及的分布状况的特定三级电源的框图；

图13-16是示出用于校正三级电源的第一级中的功率因数的4个不同电路的接线图；

图17是一组合框图和接线图，示出了构成本发明所涉及的三级电源的新颖第二级的未经调节逆变器的较佳实施例；

图18-21是示出用作第二级的未经调节隔离逆变器、包括本发明所涉及的三级电源的新颖方面的若干逆变器的接线图；

图22是形成本发明一实施例的第一输入级和第二隔离级的接线图；

图23是本发明第二实施例的接线图；

图24是示出其中输出级是具有无源软开关电路的斩波器的三级电源的接线图；

图25是示出在本发明的图22所示的实施例中使用的有源软开关电路的接线图；

图26是示出在本发明的较佳实施例中使用的有源软开关电路的接线图；以及

图27是图26中所示电路的主电源开关和辅助开关的电压曲线和触发信号的曲线图。

具体实施方式

三级电源(图1-21)

本发明是一种用于电弧焊的新颖三级电源。该新三级电源具有用于将AC信号转换成第一DC输出总线的输入级。该输出总线具有固定的电压电平并导向第二级的输入，并且其实施例如图16所示。三级电源的该新颖第二级是未经调节的逆变器，它具有隔离特性并具有与DC输入总线成比例的第二DC输出或第二DC总线。电平关系通过构建未经调节的逆变器而固定。该未经调节的第二级逆变器具有一开关网络，其中开关在大于18kHz(在另一实施例中可高达约100kHz)的高开关频率上工作。形成电源第二级的未经调节逆变器中开关网络的开关频率允许使用小磁性组件。该未经调节逆变器的隔离DC输出被导向电源的第三级。该第三级可以是根据诸如焊接操作的电流、电压或功率的焊接参数调节的斩波器或逆变器。在本发明的一个实施例中，该第三级是斩波器。三级电源的分布状况具有产生第一DC信号的输入级，以及第二未经调节的DC-DC级，它提供由电源第三级用于调节在焊接操作中使用的电流的隔离的固定DC电压或DC总线。本发明所涉及的三级电源的三个示例如图1-3所示。图1中的电源PS1包括第一级I、第二级II和第三级III。在该实施例中，级I包括用于将AC输入信号12转换成第一DC总线14的AC-DC变流器10。在一示例性实施例中，输入12是电压可在200-700伏之间变化的单相或三相AC线馈送。变流器10被示为可以是整流器和滤波器网络形式的未经调节设备，以产生标识为(DC#1)的DC总线14。因为AC输入信号是线电压，所以DC总线14通常是大小一致的。未经调节的逆变器A是具有隔离变压器的DC-DC变流器，以将DC总线14(DC#1)转换成第二DC总线或第二DC输出20(DC#2)。输出20形成作为变流器30的级III的功率输入。线20上的DC电压变成线B上适于焊接的电流。反馈控制或调节回路C读出焊接操作中的参数，并通过变流器30的调节来调节线B上的电流、电压或功率。实际上，变流器30是斩波器，尽管使用逆变器也是一种选择方案。通过具有如图1所示的三级电源PS1，第二级的开关网络具有通常比变流器30的开关频率高的频率。此外，线20中的DC电压(DC#2)显著比线14上来自级I的DC电压(DC#1)小。

在一实施例中，在逆变器A中存在隔离变压器。该变压器的输入或初级部分(或侧)的匝数显著比用于产生线20上电压的次级部分(或侧)的匝数多。在本发明的一个实施例中，实际上匝数比为4∶1，从而线20上的电压为线14上电压的1/4。在一示例中，DC#1上的电压约为400伏，而DC#2上的电压约为100伏。

本发明所涉及的一般分布状况如图1所示；然而，图2示出其中电源PS2与电源PS1具有基本上相同的级II和级III的一个实现；但是，输入级I是AC-DC变流器40，包括整流器加经调节的DC-DC变流器。该经转换信号是示为第一DC总线的线14中的DC信号(DC#1)。线14上的电压根据标准技术通过反馈线42如图所示地进行调节。因而，在电源PS2中，输出焊接变流器30由反馈回路C调节。线14上的电压通过示为线42的反馈回路来调节。因为变流器40是功率因数校正变流器，所以它读出由线44表示的电压波形。通过使用电源PS2，第一DC总线14是在输入12处具有不同单相或三相电压的固定DC电压。因而，输出20仅仅是线14上DC电压的转换。DC#2是一固定电压，其电平由隔离变压器和未经调节逆变器A中开关网络的固定占空因数确定。这是采用三个分开且不同的级的新颖电源的一种示例性实现，其中级II是用于将固定的第一DC输出或DC总线转换成用于驱动诸如斩波器或逆变器的经调节焊接变流器的第二固定DC输出或DC总线。作为另一可选方案，级I可根据来自线20中的DC#2总线的反馈来调节。这由图2中的虚线46来表示。

图3中的电源PS3是三级电源的另一种实现；然而，本发明的三级电源可使输入变流器50由来自焊接电流输出B的反馈回路52调节。通过三级电源的这种使用，变流器50根据焊接输出、而不像电源PS2中根据线14上的电压来调节。使用根据焊接输出B的调节，变流器50是功率因数校正级和焊接调节器。然而，三级电源的这种实现是为了完整的技术公开而公开的。

如前所述，输入级I将单相或三相AC信号12转换成由构成第二级II的未经调节逆变器A使用的固定DC总线14(DC#1)。该新颖的三级电源一般在级I中采用DC-DC变流器，以产生如图1-3中线14所示的DC电压。级I的DC-DC变流器可被选中以产生线12上的期望电压。三个这样的变流器在图4-6中示出，其中输入整流器60将线60a、60b中的DC电压提供给DC-DC变流器，该DC-DC变流器在图4、图5和图6中分别示为升压变流器62、降压变流器64或降压+升压变流器66。通过使用这些变流器，级I的DC-DC变流器结合有功率因数校正芯片，该芯片使功率因数得到了校正，从而降低电源输入处的谐波失真。使用功率因数校正输入DC-DC变流器在焊接领域是众所周知的，并且在许多现有技术两级分布状况中使用。

在一示例性实施例中，变流器62、64和66可包括功率因数校正芯片；然而，这并非是必需的。级I的主要目的是提供一DC总线(DC#1)，该总线在图4-6中指示为线14a、14b。利用新颖的三级分布状况时功率因数校正并非必需。一非功率因数校正输入级在图7中示出，其中整流器60的输出线60a、60b通过大容量电容器68耦合以产生线14a、14b中的一般固定电压。图7中的级I不结合功率因数校正电路或芯片。然而，电源仍然包括三级，其中第二级是未经调节的隔离逆变器A，以在线20a、20b上产生一般固定电压。输入级I的另一个变体如图8所示，其中无源功率因数校正电路70与三相AC输入L1、L2、L3相连，以在线14a、14b两端生成一般固定DC电压，这些线在逆变器A的输入处构成DC总线14(DC#1)。图4-8中经更改级I的公开实际上仅仅是代表性的，并且其它输入级可在使用或不使用功率因数校正的情况下与单相或三相输入信号一起使用。

通过在示为线20a、20b的输出总线20上提供低固定电压，焊接用的新颖三级电源的第三级可以是在大于18kHz、并高达约100kHz的频率上工作的斩波器或其它变流器。未经调节逆变器和经调节的输出变流器的开关频率可不相同。实际上，通常斩波器的开关频率显著比未经调节逆变器A的频率小。

除上述频率优点外，本发明的该方面还提供较高的峰值-平均功率比。如前所述，第二级未经调节的逆变器包括电源系统的隔离变压器，并且不存在其它的隔离变压器。因此，并且因为在第二级和第三级之间设置了去耦电容器，本发明的在去耦电容器上游的组件不会经历系统的“峰值”功率。换言之，只有第三级才会经历系统的峰值功率。因此，本发明的第二级(逆变器)仅需对“平均”功率设计，这会大大降低系统的整体尺寸和复杂性。允许第三级(即斩波器)处理系统峰值功率的该设计和大小改变比设计相同峰值功率的逆变器/变压器级要简单和容易得多。因此，本发明允许逆变器/变压器级在尺寸上有整体的减小，从而实现与尺寸较小的现有技术设备相同的额定峰值-平均功率。

与上述优点相关的是本发明实现甚至比现有技术设备更高的额定峰值-平均功率的能力。因为设计和建立第三级(即斩波器)来处理高峰值功率较容易且不太复杂，所以本发明的配置允许整个系统具有比现有技术设备更高的额定峰值-平均功率。这在仍然保持相对较小尺寸的情况下实现。在本发明的一个实施例中，峰值功率为4x平均功率，而在另一实施例中峰值功率可高达5x平均功率。这种改进在脉冲焊接中是极为有利的，其中机器的额定峰值-平均功率是重要的。

图9所示的电源PS4示出本发明的使用，其中级III是用于电弧焊类型的标准经调节变流器100。该变流器通过固定的输入DC总线20驱动，并根据来自焊接操作120的反馈来调节，以提供输出线102、104两端的适于焊接的电流。线102是正极性线而线104是负极性线。根据基于两级逆变器电源的标准输出技术，线102、104被导向标准极性开关110。该开关具有第一位置，其中线102被导向焊接操作120的电极，从而电极开关110的输出在输出线110a上具有正极性，而在输出线110b上具有负极性。这形成焊接操作120上的电极正DC焊接工艺。反接极性开关网络110可形成焊接操作120上的电极负DC焊接工艺。因而，正DC或负DC的DC焊接工艺可根据标准极性开关110的设置来执行。类似地，极性开关110可在负电极和正电极之间交替，以形成焊接操作120上的AC焊接工艺。这是其中极性开关110驱动来自经调节变流器100的DC输出以形成AC焊接工艺或DC焊接工艺的标准技术。该过程由导向控制器130的示为线或回路122的反馈系统调节和控制，该控制器用于调节变流器100并用于分别如线132、134所示地设置开关110的极性。通过调节级III上的焊接操作，级II上的未经调节逆变器可具有相对较高的开关频率以减小电源第二级内的组件尺寸，并可具有接近100％的占空因数开关以改进效率。

三级电源的一示例性实施例采用由俄亥俄州Cleveland的The Lincoln ElectricCompany首先采用的波形控制技术。该类控制系统是众所周知的，并在图9A中示意性地示出，其中当线152a上的电压从波形发生器152中输出时控制电路150处理波形轮廓。该波形轮廓通过由具有输出156的误差放大器154示意性示出的反馈回路122控制。因而，来自发生器152的波形的轮廓由反馈回路122控制，并在输出线路156中产生信号。该线路被导向在根据振荡器162的输出确定的高频上工作的适当脉宽调制器电路160。该频率大于18kHz，并且常常高于40kHz。

在一示例性实施例中，经调节的变流器100在40kHz下工作。通常作为控制器130内数字电路的脉宽调制器的输出被示为线132，用于通过经调节变流器100控制波形。根据标准实践，逆变器100的波形可具有AC或DC的任何轮廓。该特性在图9A的右侧被示意性地示为波形152b、152c和152d。波形152b是在AC MIG焊接中使用的类型的AC波形，其中设置有较高的负电极安培数。较高的正安培数也是普遍的。在波形152c中，负电极和正电极的安培数基本上相同，但负电极部分的长度更长。当然，AC焊接的工艺可被调节，以支持负电极或正电极地提供平衡AC波形或不平衡的AC波形。当对DC负或DC正焊接操作设置极性开关110时，示为波形152d的脉冲焊接波形由波形发生器152控制。AC和DC的各种其它波形可由控制器130控制，因此焊接操作120可被调节成AC或DC。此外，焊接操作可以是TIG、MIG、埋弧或其它方式。任何工艺可通过使用本发明的电源PS4或其它电源来执行。电极可以是不自耗的或自耗的，诸如金属心、焊剂心或实心丝。根据所采用的电极可使用或不使用保护气。仅执行DC焊接的电源PS4的变体在图10中被示为电源PS5。在该电源中，焊接操作120仅执行DC焊接操作，从而反馈回路122导向具有输出172的控制器170。在一示例性实施例中，经调节的变流器100a是产生线102a、104a两端的DC电压的斩波器。如图9A所示，控制器170由波形发生器152控制。线102a、104a上的极性根据在焊接操作120上执行的DC焊接工艺的需求而为负电极或正电极。经调节的变流器100a比图9所示电源PS4的焊接输出更为简单。图9和图10，连同图9A所示的控制网络或电路150，示出了新颖三级电源的多样性，因而允许本发明实现经改进的峰值-平均功率能力。

有必要向在这两类电源中使用的经调节和未经调节开关网络提供用于操作控制器的电压。图11是示出用来获得操作诸如电源PS6的三级电源的各个控制器的控制电压的体系结构和方案的一个示例性实施例。使用前置调节器的输出来向前置调节器的开关控制器和两级电源的第二级的开关控制器提供控制电压是众所周知的，并在通过引用结合于此的Moriguchi的美国专利5,926,381中公开。用于执行日常焊接操作的输出斩波器获得从输入DC电压到斩波器的控制器控制电压。这两种公知技术在电源PS6中结合。三级电源可用其供电点来自电源中的各个位置的控制器来操作。更具体地，电源PS6具有供电点180，其输出182和输入184、186来自线14a、14b上的第一DC总线(DC#1)。供电点180包括未示出的降压变流器或逆向变流器，以将图2的前置调节器40的输出上的高压降至线182上的低压。该控制电压可在5到20伏之间。线182上的电压被导向具有输出线192的控制器190，用于根据标准技术执行前置调节器40的操作。该前置调节器具有图2和3中示出、但在图11中略去的调节反馈线42、44。未经调节的逆变器A不需要控制器来调制占空因数或输入和输出电压之间的固定关系。然而，它的确需要从供电点180接收线196中的控制器工作电压的控制器194。该配置与Moriguchi的美国专利5,926,381中公开的概念相似，其不同之处在于第二级控制器194不是现有技术的两级电源中所使用的调节控制器。或者，电源PS#3由输入12的单相驱动以给出如虚线176示出的任选电源电压。级III的经调节输出变流器30具有标记为PS#2的供电点200，且线202上的控制器电压根据如包括线20a、20b所示的DC总线20上的电压(DC#2)来确定。再一次，供电点200包括降压变流器或逆向变流器，以将未经调节变流器A的输出上的DC总线转换成由具有输出212的控制器210使用的低压。线212上的信号根据线C上的反馈信号来调节焊接变流器30的输出，如分别参照图1和2中的电源PS1、PS2所述。DC总线14(DC#1)和DC总线20(DC#2)向作为DC-DC变流器的供电点180、200提供输入，以产生用于控制器190、194和210的低电平DC控制电压。作为如虚线220所示的可选方案，标记为PS#2的供电点180可向控制器210提供控制电压。图11已公开为示出使用具有控制器的三级电源的多样性，这些控制器可接收来自示为PS#1和PS#2的各个固定DC电压电平的降低馈送电压。其它配置可用于提供控制器电压，诸如以示为PS#3的方式通过变压器与AC输入电压12的单相的整流连接。

图12中的电源PS7与电源PS6相似，其中各个组件具有相同标号。输出级III是用于引导DC电流在电极E与工件W之间流过的斩波器230。分流器S向控制器210提供反馈信号C。级II的高速开关逆变器240具有至今所述的特性，其中隔离由具有初级绕组252和次级绕组254的变压器250提供。DC-DC变流器240的初级侧是将交变电流导向初级绕组252的开关网络。来自次级绕组254的经整流输出是变流器240的次级部分或侧。在本发明的一个实施例中，变流器240采用占空因数或相移由控制器194设置的高速开关逆变器。在该实施例中，开关频率在该电源的实践版本中约为100kHz。占空因数在由斩波器230进行的焊接操作期间保持相同；然而，逆变器的占空因数或相移可由示为具有输出262、用于调节控制器194的“ADJ”电路260如图所示地进行调节。在一实施例中，占空因数接近于100％，从而在逆变器240的初级侧开关对在其最大时间内一起导通。在其它示例性实施例中，占空因数至少为80％或至少为90％。

然而，为了改变第一DC总线14与第二DC总线20之间的固定关系，电路260可用来调节占空因数或相移。因而，未经调节的隔离逆变器240被改变成具有不同但固定的占空因数。然而，占空因数通常相当接近100％，因此开关对实质上在相移系统中一起动作。在一实施例中，占空因数在正常应用三级电源时在80-100％之间变化。在新颖电源的一示例性实现中，图4所示的升压变流器62被用于功率因数校正输入级I。该升压变流器根据具有控制电压182的控制器190来操作，如前所述。根据一略有不同的变体，供电点270具有通过线272、274连接在单相或三相AC输入12的一相两端的变压器。供电点270中的整流器和滤波器产生点划线276中的低控制电压，以在需要时替代线182中的控制电压使用。这两个可选方案不影响电源PS7的工作特性。电弧焊用的三级电源的其它变体可根据先前的描述和焊接领域中的公知技术来获得。

输入级I包括在图4-8中公开的整流器和功率因数校正DC-DC变流器。这些输入级可用于表示为输入12的各种大小的三相和单相AC信号。三级AC输入电源的输入级的某些方面参照图13-16中的电路公开。这些电路的每一个都具有三相输入和以输入级的低谐波失真因数和高功率因数获得的DC总线输出(DC#1)。图1-12中的公开内容通常可应用于新颖的三级电源中；然而，所使用的特定级I与现有技术的两级电源或新颖的三级电源相关。在图13中，级I的输入电路300包括具有输出线302a、302b的三相整流器302。升压开关310与电感器312、二极管314和并联电容器316串联。作为标准功率因数校正芯片的适当电路320具有：确定输入电压的输入322、调节反馈线322a、以及用于操作升压开关以使输入12中的电流通常与输入电压同相的输出324。该芯片是可在本发明中使用、并也可用于普通两级电源的标准的三相功率因数校正升压变流器芯片。类似地，图14中所示的输入电路330具有带有如前所述的输出线302a、302b的三相整流器302。包括电感器350、二极管352、354以及电容器356、358的升压电路结合开关340、342使用，以提供电路330的输出处电流与输入电压12的同位。为达此目的，控制芯片360根据输入366中的读出电压和线367、368中的反馈调节信号而在线362、364中提供门脉冲。这是提供形成两级电源或新颖的三级电源的输入的那类三相功率因数校正的标准技术。已发现有源三相电路300、330在对三相输入操作时提供约0.95的输入功率因数。级I的功率因数在具有单相AC输入时可向上校正到约0.99。因为三相电源通常仅可校正到下一电平，所以已发现两级或三级电源的输入级I的无源电路在一定程度上与有源功率因数校正电路的能力相称。标准的无源电路400如图15所示，其中三相的每一相都通过三相整流器302整流，该三相整流器302使DC电流通过输出线302a、302b导向包括电感器412和电容器414的滤波器电路。已发现，诸如图15所示的无源电路可将三相输入的功率因数校正到通常在约0.95范围内的电平。这在一定程度上与三相输入电路的有源电路的能力相同。降压+升压输入电路420如图16所示。线302a、302b上的经整流电流首先由开关422使用标准功率因数校正芯片430降压，该芯片430具有其电压波形信号来自输入12的线432，这也引导芯片434来操作升压开关440。开关422、440一起操作以使用包含电感器450、二极管452和电容器454的电路来控制输入功率因数。电路300、330、400和420是使用标准技术以及根据DC#1的输入电压波形和电流来控制的可用开关的标准三相无源功率因数校正电路。图13-16示出可对三级电源的第一级作出的某些更改。当然，存在用于改进功率因数、并降低用来驱动电弧焊机的电源的类型的DC和AC信号的谐波失真的其它技术。

级II的未经调节逆变器A可使用各种逆变器电路。电路的一个示例性实施例如图17所示，其中逆变器在由对隔离变压器250的初级绕组252的输入限定的初级部分或侧与由次级绕组254的输出限定的次级部分或侧之间划分。首先参看逆变器A的初级部分或侧，采用了全电桥电路500，其中跨接电容器548的成对开关SW1-SW4和SW2-SW3通过线502、504连接。这些开关以交替次序分别通过线510、512、514和516上的门脉冲通电。控制器194示出线510-516中的门脉冲、以及根据来自电路260的线262上的逻辑确定的经调节占空因数，如前所述。

在第二级中使用相移的一个实施例中，占空因数通过改变线510和512以及线514和516的相移来控制。电路260调节成对开关的占空因数或相移。该调节在逆变器A的操作期间是固定的。实际上，电路500具有约80％到100％的占空因数或相移，其中每对开关具有最大的交迭传导周期。控制器194具有来自由线196示出的适当供电点的控制电压，如前所述。在电路500的操作中，交变电流流过初级绕组252。该电流具有通常至少约为100kHz的超高频，因此各组件可在大小、重量和成本上降低。该高切换频率不由焊接操作规定，而是对三级电源的未经调节级A的效率作出选择。

在本发明的又一实施例中，如上所述，第二未经调节级具有固有软开关。这是因为占空因数总是固定的，并且通常相当高。在一示例性实施例中，占空因数至少为80％，可以是至少90％，并且在另一实施例中可高达约100％。该状况使得存储在变压器的漏电感中的能量被用来迫使IGBT两端的电压在闭合之前变为零，这导致SW1、SW2、SW3和SW4的软开关。这在与经调节逆变器相比时是一个优点，因为为了具有软开关经调节逆变器需要某些类型的相移调制。这是因为经调节逆变器中的占空因数改变，并且不存在已知的固定断开时间。除了相移控制之外，添加一定量的漏电感或其它电路以便于确保滞后臂被软开关也是普遍的。

阻塞电容器(未示出)与初级绕组串联，以防止未经调节的门驱动信号的饱和。逆变器A的次级部分或侧是具有同步整流器设备522、524的整流器520。同步整流器设备在一般的电气工程领域内是公知的，并且在通过引用结合于此的Boylan的美国专利6,618,274中讨论。这些设备根据标准技术由在次级绕组254的相对两端产生的线526、528上信号来门控。线530、532和534形成整流器520的输出线以产生线20a、20b两端的DC电压(DC#2)。根据标准焊接技术，该电流通过斩波器544来平滑并在电容器546两端。逆变器A未经调节表示它不通过来自焊接操作的实时反馈信号来调节。它仅仅将DC总线14(DC#1)转换成DC总线20(DC#2)。该转换使得导向使用逆变器A的电源的经调节第三级的电压显著减小。电压的减小主要根据变压器250的匝数比来确定，该比在优选实施例中约为4∶1。对于DC#1，电压约为400伏。因而，输出总线20上的固定电压约为第一级的输出总线14上的固定电压的约1/4(例如100伏)。本发明的结合有使用去耦电容器的该方面使得本发明能实现较高的峰值-平均功率比。在本发明的一个实施例中，该峰值-平均功率比至少为4，而在另一个示例性实施例中该峰值-平均功率比至少为5。

未经调节级的某些其它优点包含在Ray Ridley博士的题为“惊人的收缩(未经调节)电源”(The incredible Shrinking(Unregulated)Power Supply)的文章中，该文章通过引用结合于此作为背景信息。一个优点是将频率增大到100kHz以上以降低逆变器级的大小和成本的能力。其它优点如前所述。

可将各种电路用于构成本发明新颖级II的未经调节逆变器A。该特定类型的逆变器不作控制。已使用了若干逆变器。一部分在图18-21中示出。在图18中，逆变器A被示为在变压器250的初级侧使用全电桥电路600。

在第二级中使用相移的一个实施例中，开关和二极管并联电路602、604、606和608根据标准的相移全电桥技术来操作，如参照图17所示的逆变器A版本所述。逆变器A的内部运行的一种变体如图19所示，其中使用具有串联安装开关电路610、612和614、616的级联电桥。这些开关电路类似于半电桥操作并包括向开关电路提供能量的输入电容器548a、548b，它与电容器620并联并与二极管622、624串联。这两个开关电路串联，从而在使用与图17全电桥逆变器的技术相似的相移控制技术时各个开关两端的电压减小。该类逆变器开关网络在Canales-Abarca的通过引用结合于此的美国专利6,349,044说明，示出了使用级联电桥的逆变器，有时称为三级逆变器。

在本发明的另一个示例性实施例中，未经调节的逆变器级不使用相移，同时却实现如上所述的固有软开关。

双前向逆变器在图20中示出，其中开关630、632在变压器250a的初级绕组的部分252a中提供脉冲。类似地，开关634、636一起操作以在初级部分252b中提供反极性脉冲。交变脉冲在变压器250a的初级绕组上产生AC，以在次级绕组254中产生隔离DC输出。标准的半电桥电路被示为图21中逆变器A的架构。该半电桥包括交替开关的开关640、642，以在变压器250的初级绕组252中产生AC。这些和其它开关电路可用来在变压器250的初级绕组中提供AC信号，从而次级隔离AC信号在线20a、20b上整流和输出为DC#2。某些代表性标准开关网络的简单描述不被示为是穷举性的，而仅仅是说明性的。在第二级中不执行焊接电流的控制。在该级中，为了驱动第三级，具有高压的DC总线被转换成具有低压的固定DC总线(DC#2)，该第三级是提供适于电弧焊的电流的经调节级。电弧焊结合并旨在包括其它焊接相关应用，诸如等离子切割的概念。在三个级中使用的各个电路可组合以构建作为三级电源的基本分布状况的各种架构。

示例性实施例(图22-27)

本描述涉及图22-27并使用这些附图的标号来表示类似的组件，同时使用来自图1-17的某些相关标号。图18-21中的600标号不用于图22-27中的相同组件。在图22中，三级电源的一示例性实施例的前两级包括如图17所示的未经调节变流器A，其中线14a、14b两端的输入DC信号由示为升压变流器600(图22)的新颖第一输入级提供，该升压变流器600使电源开关602(图22)根据线604(图22)中的门信号来开关。开关602(图22)在辅助开关628闭合之后闭合。线192和192a中选通信号通过功率因数校正控制器194来定时。根据标准升压技术，线192中的高频信号在带有反并联二极管602a的主电源开关602(图22)的栅极604(图22)中引起高频开关信号。栅极604(图22)上信号的定时根据前面的讨论来控制，以实现对在输入线12a、12b产生经整流信号的电源的功率因数校正。线12a、12b上的DC信号通过开关602和输出整流器二极管610(图22)转换成线14a、14b上的DC总线。本发明涉及使用具有网络的有源软开关电路620(图22)，该网络包括带有电感器622(图22)的第一支路和带有寄生电容器624(图22)的第二支路。该网络由串联连接的辅助开关628致动。一些讨论将这两个支路网络标识为储能电路或共振电路。这在技术上是合理的，并且不必具有软开关功能。电容器624(图22)和电感器622(图22)形成用于软开关628(图22)的滤波器电路，其中电容器640通过二极管D2使软电压导通升压二极管610(图22)。该升压二极管有时称为输出或整流器二极管。电路620(图22)是控制开关活动时的电源开关602(图22)上及输出二极管610(图22)上的电压和电流的有源软开关电路。因此，升压变流器600(图22)中的电源开关602(图22)和升压或输出二极管610(图22)用软开关换向。该特性使得开关技术对升压二极管经历严重反向复原问题的高压转换应用特别有吸引力。例如，在功率因数校正升压电路中，电源开关和整流器二极管遭受高电压。当采用常规的脉宽调制器技术时，因为少数整流器二极管610(图22)的反向复原，高开关损耗、高EMI噪声以及设备故障问题变得更加显著。因此，电源开关602(图22)和二极管610(图22)的软开关的实现是有利的。变流器中开关的电压和电流波形基本上是方波，除了在发生零电压开关跃迁的闭合和关断开关时间。电源开关和升压二极管都承受最小的电压和电流应力。辅助开关628与主开关相比极小，因为它只处理少量的共振-跃迁能量。因为软开关是在不增加开关电压和电流应力的情况下实现的，所以当使用有源电路620(图22)时传导损耗没有显著地增加。基本上，电路620(图22)被选择为在电源开关602(图22)转换时、或可任选地在输出二极管610(图22)转换时提供电流和电压的软开关。

因而，两级变流器(例如第一和第二级)被用来将线12a、12b上的DC信号转换成线20a、20b中的DC信号。该两级设备的效率通过具有升压变流器600(图22)上的软开关电路、并使用未经调节逆变器A的固有软开关而急剧增大，不管该未经调节逆变器A是使用相移控制还是如前所述在没有相移的情况下操作。这种示例性实施例中的效率至少为90％，这是优于现有技术的一个进步。因此，图22中所示的两级DC-DC变流器是对三级焊接电源的输入侧的一个实质改进。在操作中，信号超过18kHz、而在其它实施例中可高达(或超过)100kHz的线192中的高频开关信号，首先通过线192a中的选通信号使辅助开关628通电，以激活由电感器622(图22)和电容器624(图22)形成的共振储能电路。在开关628已闭合之后，主开关602(图22)闭合。这导致电流和电压中的软开关。同时，电路620(图22)的无源部分控制输出整流器二极管610(图22)两端的电压和电流。辅助开关628的正极性侧通过二极管D1夹紧到电容器640(图22)。这将软开关电路夹紧到正输出，包括电感和电容支路的该电路在操作期间不浮动。图22中所示的电路在IEEE 1991年的题为“使用新颖的基于软开关升压的输入电流整形器的高效电信整流器”(High Efficiency Telecom Rectifier using A Novel Soft-Switching-Boost-based Input Current Shaper)的文章中所述。该文章通过引用结合于此。类似的用于电源开关602(图22)的软开关电路在IEEE 2004年的题为“新的ZVT-ZCT-PWM DC-DC变流器”(A New ZVT-ZCT-PWM DC-DC Converter)的文章中描述。这种相似类型的用于电源开关602(图22)的有源软开关电路在图23中示出，其中对图22中所示的相同组件的标号相同。600标号不是图18-21的标号。

有源软开关电路700具有分成多个段并分别通过公用芯705、电流控制二极管704a、706a耦合的共振电感器704、706。这些二极管与电感器串联，而电感器又与寄生电容708并联。辅助开关710具有反并联二极管712，从而开关710根据先前所述的图22的辅助开关628操作。软开关电路700包括电压控制电容器720，用于控制输出整流器二极管610(图22)两端的电压。为了将辅助开关710的正侧夹紧到输出线14a，设置了单个二极管730。该二极管作为图22中的二极管D1、D2工作。软开关电路700提供电源开关602(图22)两端的电压和电流的软开关，并在整流器二极管610(图22)的开关期间控制电压和电流。因而，电路700实际上以与先前所述的软开关电路600(图22)相同的方式工作。本发明涉及用于电源开关602(图22)和可任选地用于整流器二极管610(图22)的有源软开关电路。用于软开关电路的分布状况可改变，且两个示例性软开关电路600(图22)、700分别在图22、23中示出。开关SW1、SW2、SW3和SW4是带有诸如二极管602a的反并联二极管的固态开关。此外，电容器506a防止变压器芯250a的饱和。

在本发明的一个示例性实施例中，如上所述，第二未经调节级在不使用相移的情况下具有固有软开关。在该示例性实施例中，占空因数总是固定的并且通常相当高。在一示例性实施例中占空因数至少为80％，可以是至少90％，并且在另一实施例中可高达约100％。该状况使得存储在变压器的漏电感中的能量被用来迫使IGBT两端的电压在闭合之前变为零，这导致SW1、SW2、SW3和SW4的软开关。这在与经调节逆变器相比时是一个优点，因为为了具有软开关经调节逆变器需要某些类型的相移调制。这是因为经调节逆变器中的占空因数改变，并且不存在已知的固定断开时间。除了相移控制之外，添加一定量的漏电感或其它电路以便于确保滞后臂被软开关也是普遍的。

通过向三级电源的升压输入级提供有源软开关电路，输入级的操作与第二未经调节的逆变器级的固有软开关特性相组合，以提供改进如图1-21所示的新颖三级电源的效率的两级输入。该效率可高达至少90％。已发现，该电路700在开关602(图22)的高速开关期间将电压下压至接近于零。电路600(图22)降低了电压，但使用电路600(图22)开关期间的电压并非正好为零。实际上，它可高达50伏。因此，软开关电路600(图22)由于其较低成本是示例性的，而软开关电路700因为在开关602(图22)开关期间将电压下压至接近于零的能力成为一可选方案。这些不同是示出两个分开的有源软开关电路的原因，以便如上所述在新颖三级电源的输入级上使用。

如图12所示的三级电源使用相似标号再次在图24中示出，其中斩波器230被示为其电源开关750受来自控制器210的线212上的高频选通信号控制。来自电流读出设备760的线762上的反馈信号根据分流器S的读数生成。类似地，电压反馈信号通过线772从电压读出设备770导向控制器210。这两个反馈信号对控制器210中脉宽调制器的操作进行控制，该控制器210用于操作斩波器230的电源开关750。输入电容器780根据标准实践控制输入线20a、20b两端的电压。本发明的一个任选方面向斩波器230提供无源软开关电路800，其中斩波器的无源软开关与输入级的有源软开关和第二级的固有软开关相组合，以提升图12所示和图1-21所述的三级电源的效率。软开关电路800是一种通用的软开关电路。该电路包括用于控制电源开关和二极管D4两端的电流的电感器802。电容器806控制开关操作期间电源开关两端的电压。电容器804和806通过二极管D1、D2、D3和D4连接。这两个电容器控制二极管D4两端的电压。因而，电源开关750与二极管D4在开关操作期间电流和电压软开关。该电路在加州大学的题为“无源无损软开关PWM变流器的属性和合成”(Properties and Synthesis of Passive，Lossless Soft-SwitchingPWM Converter)的文章。该篇1997年5月的文章通过引用结合于此，以说明通用无源软开关电路800的操作。实际上，斩波器230使带有软开关电路的电源开关在闭合和关断切换期间控制电流和电压。换言之，输出斩波器230设置有软开关电路，该软开关电路在开关操作期间在适当时间控制电压和电流。

图1-21中所述的三级电源设置有具有有源软开关电路的输入级，该有源软开关电路与第二级的未经调节逆变器A的固有软开关相组合，以通过降低电源输入侧的开关损耗和传导损耗来增大整体效率。或者，斩波器输出级设置有无源软开关电路以提供便宜的最终级。在无需电路更改的情况下，斩波器可以是分离的可替换模块，以按需在有源软开关电路中控制辅助开关。三级电源的输入部分包括与未经调节的隔离逆变器级相组合的有源功率因数校正级，该校正级在有相移或无相移的情况下具有固有软开关。前两级的新颖组合作为电弧焊机的分布状况是极为有效和便宜的。

如图25和26所示，这些附图将图22的第一级600示为升压类型的DC-DC变流器，包括耦合在输入线12a与主要内节点603之间的电感器644、具有耦合在内节点603和下方变流器输入线12b之间的一体化二极管602a的主开关设备602(图22)。主整流器二极管610(图22)在节点603处与其阳极耦合，而在输出线14a处与其阴极耦合。任选的输出滤波器电容器548跨输出线14a、14b连接。与普通的升压变流器操作中一样，主开关602(图22)由脉宽调制(PWM)控制信号在其控制栅极上致动，以在其中内节点603基本上取得下方线12b上的电压的导通(ON)状态(充电阶段)与非导通(OFF)状态(放电阶段)之间切换。在各充电阶段之前，假定主开关设备602(图22)已处于非导通状态(OFF)达相对较长时间，输出电容器548两端的电压等于输入电压加上电感器644的电压。主开关602的闭合使得节点603基本上取得下方线12b的电压，由此输入电压加在电感器644(端子12a相对于节点603为正)两端，且主二极管610(图22)防止滤波电容器548通过主开关602(图22)放电。电感器644两端的电压使通过其中的电流随着时间上升，且相应能量存储在电感器644中。然后，主开关602(图22)被关断(OFF)以开始放电阶段。将开关602(图22)置于非传导状态使得主电感器电压改变，从而节点603处的电压上升以将通过电感器644的电流保持为固定值，其中为了使电感器电流连续流动，节点603处的电压必须上升到足以正向偏置二极管610，如图22中所示(例如约为电容器548两端的输出电压加上二极管压降)，其中电感器电压在放电阶段改变极性。对于大输出电容548，线14a和14b之间的输出电压在放电阶段通常保持固定，其中充电和放电(主开关602(图22)的闭合和关断)重复，其中适当反馈用以调节开关控制信号的脉宽调制，从而电容器548两端的输出电压可保持为期望DC值。

一般而言，需要最大化电源中每一级的效率，其中主开关602(图22)的导通状态电阻、二极管正向电压降、和主二极管610(图22)的额定反向复原时间被理想地最小化以对抗传导损耗。另一个考虑是最小化变流器级600(图22)中的开关损耗和噪声生成，其中需要控制开关602(图22)和二极管610(图22)发生状态转换的状况。特别地，软开关电路可在升压变流器600(图22)有利地采用，以提供零电压闭合和关断、以及二极管610(图22)的零-电压或零-电流关断。在缺少对策的情况下，主开关602(图22)的开关引起非预期的功率损耗和对开关602(图22)和/或主二极管610(图22)的应力。因此，在升压变流器级600(图22)中采用了软开关或缓冲器电路以提供这些组件的低电流和/或低电压开关。这样，软开关电路可用来在开关602(图22)关断时最小化如图22中所示地最小化开关602两端的电压上升速率(例如节点603处的dv/dt)，并且在开关602(图22)闭合时最小化开关602两端的电压，以及在其反向时最小化二极管610(图22)的电压或电流之一或两者，以便于最小化开关损耗和噪声发射。

Hua的美国专利5,418,704中所示的软起动开关电路可在三级电源的升压级600中使用，如在图24中示意性地示出。该专利通过引用结合，并与图25中所示的第一实施例电路和图26所示的示例性实施例电路不同。Hua的美国专利5,418,704中所示的软开关电路采用带有共振电感器和电容器的辅助开关，以提供升压变流器主开关和输出二极管的零电压开关。这是将本发明的两个支路网络称为共振电路的出版物。在Hua的专利中，辅助开关和共振电感器串联连接在主变流器开关两端。辅助开关紧接在闭合主开关之前开关，因此共振电感器是耦合到正变流器输出线以限制主二极管电流的改变速率的二极管。Hua专利中的辅助开关的致动还将内节点放电为零伏，由此确保主开关在基本上零伏处闭合。然而，Hua的专利在主晶体管截止时会遭受困难的开关状况。特别地，Hua专利的上方主开关端电压在共振电感器可将任何电流导向输出之前比变流器输出电压高，由此Hua专利的共振电感器在晶体管截止期间引起极快的晶体管电压上升(hi dv/dt)，从而导致不可接受的开关损耗。

如图25和26中所示，示例性升压变流器级600(图22)分别包括有源软开关电路601或601a，用于提供主开关602(图22)和主二极管610(图22)的软开关。作为本发明一实施例的图25中的示例性软开关电路601是三端网络，其第一和第二端子耦合在主开关602(图22)两端，其第三端子耦合到主二极管610(图22)的阴极。软开关电路或网络包括电感器622(图22)、带有二极管630的辅助开关设备628。第一和第二二极管D1和D2、以及电容器624和640(图22)完成三端缓冲器电路。主要和辅助开关设备602(图22)和628可以是根据其控制端上的控制信号在第一和第二电源端提供一般导通和一般非导通状态的任何适当设备，包括但不限于双极晶体管、金属氧化物半导体(MOS)器件、隔离栅双极晶体管(IGBT)等。电感器622(图22)在第一支路中与开关602并联。电感器622(图22)使得第一端与主电感器644相耦合，第二端连接到第一中间电路节点607。辅助开关器件628耦合在节点607与变流器线12b、14b之间。二极管630(图22)可以是辅助开关器件628的一体化二极管，或者可以是一分离组件。二极管630(图22)的阳极耦合到下方变流器线12b、14b，而其阴极在连接辅助开关628和共振电感器622时耦合到节点607。与Hua专利的电路相似，一个电容器624在电路600耦合在主开关602的两端。然而，与Hua的专利不同的是，图25中的软开关电路601具有第二中间节点609，且第二电容器640(图22)耦合在节点603与609之间。软开关电路或网络601的第一二极管D1使阳极与第一内节点607耦合，使阴极与第二内节点609耦合。二极管D2在上方变流器输出端14a处使阳极与第二内节点609耦合，使阴极与主二极管610(图22)的阴极耦合。

作为优于Hua专利的辅助开关的硬开关的一个技术优势，图25的软开关电路601对主开关602(图22)和主二极管610(图22)、以及辅助开关628的闭合和关断提供软开关操作。该改进实现了更佳的效率、更低的组件应力、以及更少的噪声发生。在闭合主开关602(图22)之前，辅助开关628闭合，同时节点603处的电压等于输出电压，其中辅助开关628的闭合使得通过共振电感器622(图22)的电流开始时上升至主电感器电流电平，据此主二极管610(图22)反向。当二极管610(图22)从电压反向中复原、并开始阻挡来自输出的电流时，来自电感器644和622(图22)的电流对电容器624(图22)放电，其中二极管610(图22)两端的电压在反向期间保持为较小，以最小化二极管开关损耗和噪声生成。主开关602(图22)然后在电容器624(图22)放电时(例如当开关602(图22)两端的电压为零时)闭合，而辅助开关628被关断。通过共振电感器622(图22)的电流通过二极管D1对第一共振电容器640(图22)充电，并对辅助开关628的任何寄生电容充电，由此节点607和609上的电压向变流器输出的电平上升，且二极管D2开始导通。来自电感器622(图22)的任何剩余能量都通过二极管D1和D2被提供给输出。主开关602(图22)然后被关断(在取决于基于输出电平反馈的电流脉宽调制的时间)，同时开关电压基本上为零。通过主电感器644的电流对电容器624(图22)充电，并通过二极管D2对共振电容器640(图22)放电。该动作使节点607上的电压上升至输出值，之后主二极管610(图22)再次开始将电流导向输出。

在图25的电路601运行时，当主开关602(图22)起初关断时主电感器电流通过电容器640(图22)和第二二极管D2流动，其中主二极管610(图22)在共振电容器640放电之后开始导通，其中第一电容器640(图22)两端的电压是脉宽调制主开关602(图22)的电容、主电流电平和占空因数的函数。这样，主二极管610(图22)的开关损耗可通过在二极管开始将电流导向输出电容器548时确保零二极管电压来减少或最小化。当主开关602(图22)处于导通状态时，第一共振电容器640(图22)两端的电压一般保持恒定，因为除了当辅助开关628首次关断时第一二极管D1防止电容器充电，并且节点607上的电压比电容器640(图22)两端的电压高。理想地，如果共振电容器640(图22)在开关602(图22)闭合时的升压阶段期间完全放电，则主开关602(图22)具有零电压关断条件。然而，如果共振电容器640(图22)未完全放电，则主开关602(图22)将经历非零关断电压。此外，电容器640(图22)在辅助开关628关断时仅可提供辅助电感器622(图22)的电流旁通路径，且无需对图25软开关电路606的辅助电路回路中的寄生电感提供足够的旁通传导路径。结果，辅助开关628从闭合到关断的转换可以是非零电压，由此开关损耗和噪声生成、以及对开关628的可能应力是可能的。

图26示出了软开关电路601a的一示例性实施例和设计，并且根据本发明去除了电容器624(图22)。第二电容器640a耦合在内节点609与下方变流器线12b、14b之间，由此净电容因电容器640(图22)与640a的串联组合而产生，其中该串联组合是并联在主开关602(图22)的两端的支路。下方(第二)电容器640a经由二极管D1并联在辅助开关628的两端。在一特定实现中，下方电容器640a显著比上方电容器640小。因而，与图25的软开关网络不同，图26的电路610a将第二内节点609与下方变流器线12b、14b之间的电容器624(图22)提供为两个电容器640(图22)、640a。该几何形状有助于对辅助开关628提供软开关(例如降低开关628两端的dv/dt)。

现在参看图27，曲线图900示出分别与升压变流器级600中的主要和辅助开关602(图22)和628相关联的各个示例性波形。还示出了图26的示例性有源软开关电路601a。曲线900示出与辅助开关控制电压信号(例如取决于开关类型的栅极信号VGS、基极信号VBE等)相对应的电压波形810、表示辅助开关628两端电压(例如内节点607与下方变流器线12b、14b之间的电压)的电压波形820、以及示出通过辅助开关628开关的电流的电流波形830。此外，曲线图800还提供示出主开关602(图22)的控制电压信号的电压波形840、以及表示主开关602两端电压(例如表示节点603与下方变流器线12b、14b之间的电压)的电压波形850。

各个有意义的时间在曲线900中变流器级600(图22)的典型开关周期中示出，包括：时间870，此时主开关602(图22)关断(例如电压波形840的下降沿)；时间872，此时辅助开关628闭合(控制信号810的上升沿)；以及时间874，此时辅助开关628关断而主开关602(图22)闭合(波形810上的下降沿和波形840上的上升沿)。当被示为在时间874同时开关时，辅助开关628可有选择地在主开关602(图22)闭合之前、同时、或之后关断，其中所有这些变化实现被视为落于本发明和所附权利要求的范围内。在图26中所示电路的所示实现中，主开关602(图22)在时间870关断，其后主开关620和辅助开关628(例如节点603和607上的电压)两端的电压如曲线900所示地分别在部分852和部分822上升。注意，在时间874主开关闭合期间，电压曲线850在主开关602(图22)两端为零，由此减轻任何相应开关损耗和/或在噪声发射。如图27中所示，开关电压曲线820和850在部分824和部分854上保持基本固定，且值通常等于输出滤波电容器548(VOUT)两端的电压值，直至辅助开关628闭合的时间872(主开关602(图22)保持关断)，由此辅助开关电压在点826降至零。注意，辅助开关电流曲线830在时间872基本为零，由此辅助开关628不经历显著的闭合开关损耗。然后，在时间874，主开关602再次闭合。注意，在时间872和时间874之间，主开关电压曲线850在开关602(图22)闭合之前一般在部分856上降为零，由此设置零电压闭合条件以使主开关602(图22)产生的开关损耗和噪声最小。此外，不同于以上图25中的电路或网络601，在辅助开关闭合时间872之后辅助电流曲线830在部分832开始上升，然后在辅助开关关断时间874之前在部分834降至零，由此辅助开关关断是具有最小化(例如零)开关损耗和噪声发射的软开关事件。主开关602(图22)然后在874以基本上零伏闭合，而辅助开关电压820在部分828上升，直到通过共振电感器622(图22)的电流降至零。然后，周期继续直到下一时间870，此时主开关602(图22)再次关断，其中主开关602保持在给定开关周期的时间量可通过脉宽调制或其它适当技术根据输出调节条件来确定。图26的电路601a提供辅助开关628的软开关，而电路601中的辅助开关628具有硬关断。这是通过图26的示例性电路601a实现的不同改进。

图25和26的软开关系统或网络601、601a包括与主电源开关602(图22)并联的两个并联支路。第一支路包括控制到辅助开关628、开关602(图22)和二极管610(图22)的电流的电感器622(图22)的电感，而第二支路具有开关602两端的电容控制电压。在图26中，该并联支路被分成两个电容器，其一控制辅助开关628两端的电压。

图26的电容器640(图22)、640a的电容通常等于图25的电容器624的电容。电容器640(图22)在开关628关断时软开关该开关。当开关628关断时电容器640a为零电压。它缓慢充电以提供软关断。当开关628闭合时，开关中的电流缓慢地通过电感器622(图22)增大，而二极管610(图22)随着电感器中电流的缓慢增加而关断。因而，网络601a在开关周期期间软开关开关628，并控制通过升压或输出二极管610的电流。这是优于图25的网络601的一个改进。

所公开的各种开关电流和电源拓扑可以若干方式组合以实现所公开发明的目的和优点。

当然，尽管本发明已参照焊接电源进行了讨论，但可预期本发明可用于任何应用，其中需要类似的电源要求并可解决类似的问题。

本发明已对某些实施例和应用进行了描述。这些可加以组合和互换，而不背离本发明的如所附权利要求限定的范围。如这些所附权利要求限定的本发明通过引用结合于此，就像本发明相应特征的部分描述一样。

Claims

1.一种焊接用电源，包括：

第一级，接收第一信号并输出具有第一DC电压的第二信号；

第二级，接收所述第二信号并输出具有第二DC电压的隔离第三信号，所述第二级具有：

连接到所述第一级的输入；

开关网络，耦合到所述输入并以给定占空因素的高频进行切换，将所述输入转换为第一内部AC信号；

隔离变压器，具有由所述第一内部AC信号驱动的初级绕组以及用以产生第二内部AC信号的次级绕组，以及

整流器，耦合到所述次级绕组以将所述第二内部AC信号转换为第二级的第二DC输出信号，所述第二DC输出信号的幅值与所述开关的占空因素相关；以及

第三级，接收所述第三信号并输出焊接信号；

其中所述第二级是占空因数至少为80％的未经调节逆变器级，且所述第二级具有软开关电路，所述软开关电路不将相移用于软开关。

2.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述占空因数至少为90％。

3.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述占空因数约为100％。

4.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第二级包含输出所述第三信号的隔离变压器，且其中所述第二DC电压与所述第一DC电压相关。

5.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第一级包括升压电路、降压电路和降压+升压电路的至少之一。

6.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第三级是斩波器。

7.如权利要求1所述的电源，其特征在于，还包括所述第二级与所述第三级之间的去耦电容器，以去耦所述第二和第三级。

8.如权利要求7所述的电源，其特征在于，所述电源的峰值-平均功率比至少为4。

9.如权利要求7所述的电源，其特征在于，所述电源的峰值-平均功率比至少为5。

10.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第二级的网络开关在至少18kHz的频率上开关。

11.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第二级的网络开关在至少100kHz的频率上开关。

12.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第一和第二级的组合工作效率至少为90％。

13.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述电源仅包括单个变压器，并且所述单个变压器在所述第二级内。

14.如权利要求13所述的电源，其特征在于，所述单个变压器是隔离变压器。

15.如权利要求1所述的电源，其特征在于，所述第一信号是AC信号。