KR20170103665A - 게이트 전압 제어 장치 - Google Patents

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Abstract

게이트 전압 제어 장치를 소형화한다.
게이트 전압 제어 장치는, 검출 회로와, 1차 코일과 2차 코일을 갖는 복수의 절연 트랜스와, 각 1차 코일에 접속되어 있는 1차 회로와, 2차 코일에 접속되어 있는 복수의 2차 회로와, 2차 회로와 게이트에 접속되어 있는 복수의 전압 조정 회로를 구비하고 있다. 상기 검출 회로는, 검출한 물리량에 대응하는 신호를 1차 회로에 송신한다. 1차 회로는, 검출 회로로부터 송신되는 신호에 대응한 종류의 파형의 변동 전압을 각 1차 코일의 양단 사이로 인가하는 처리를 주기적으로 실행한다. 각 2차 회로는, 2차 코일에 발생하는 변동 전압을 직류 전압으로 변환한다. 각 전압 조정 회로는, 2차 회로가 변환한 직류 전압을 전원으로 하여 동작하고, 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형의 종류에 따라 게이트 전압의 변화 패턴을 변경한다.

Description

게이트 전압 제어 장치{GATE VOLTAGE CONTROL DEVICE}
본 명세서가 개시하는 기술은 게이트 전압 제어 장치에 관한 것이다.
특허문헌 1에 신호 전달 경로에 포토커플러를 삽입한 인버터 장치가 개시되어 있다.
일본 특허 공개 제2011-244521호 공보
스위칭 소자에 의해 주전류 회로를 온·오프할 때에, 물리량(예를 들어, 주전류 회로의 전류, 전압, 스위칭 소자의 온도, 외부로부터의 명령 신호 등)을 검출하고, 그 검출값에 따라 스위칭 소자의 게이트 전압의 변화 패턴을 변경하는 회로가 개발되고 있다. 이러한 종류의 게이트 전압 제어 장치는, 물리량을 검출하는 검출 회로와, 스위칭 소자의 게이트 전압을 제어하는 전압 조정 회로를 구비하고 있다. 검출 회로로부터 전압 조정 회로로 물리량에 대응하는 신호가 송신되고, 송신된 신호에 따라 전압 조정 회로가 게이트 전압을 제어한다. 검출 회로와 전압 조정 회로 사이에서 기준 전압이 크게 상이한 경우가 있고, 이러한 경우에는 양자를 직접 접속하는 것이 곤란하다. 이로 인해, 신호 전달 경로에 포토커플러 등의 절연 소자(입력측의 기준 전위와 출력측의 기준 전위가 상위한 상태에서 신호 전달 가능한 소자)를 삽입하여, 검출 회로로부터 절연 소자를 통하여 전압 조정 회로로 신호를 송신한다. 그러나, 절연 소자는 충분한 절연성을 확보할 필요가 있기 때문에, 사이즈가 크다. 복수의 스위칭 소자를 제어하기 위하여 복수의 전압 조정 회로가 존재하는 경우에는 전압 조정 회로마다 절연 소자를 설치할 필요가 있다. 이로 인해, 게이트 전압 제어 장치가 대형화된다.
본 명세서가 개시하는 게이트 전압 제어 장치는, 주전류 회로에 접속되어 있는 복수의 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 전압을 제어한다. 게이트 전압 제어 장치는, 검출 회로와, 1차 코일과 2차 코일을 갖는 복수의 절연 트랜스와, 상기 각 1차 코일에 접속되어 있는 1차 회로와, 각각이 대응하는 상기 2차 코일에 접속되어 있는 복수의 2차 회로와, 각각이 대응하는 상기 2차 회로와 대응하는 상기 게이트에 접속되어 있는 복수의 전압 조정 회로를 구비하고 있다. 상기 검출 회로는 물리량을 검출하고, 검출된 물리량에 대응하는 신호를 상기 1차 회로에 송신한다. 상기 1차 회로는, 복수 종류의 파형의 변동 전압을 상기 각 1차 코일의 양단 사이로 인가 가능하게 구성되어 있고, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호에 대응한 종류의 파형의 변동 전압을 상기 각 1차 코일의 양단 사이로 인가하는 처리를 주기적으로 실행한다. 상기 각 2차 회로는, 상기 2차 코일에 발생하는 변동 전압을 직류 전압으로 변환한다. 상기 각 전압 조정 회로는, 상기 2차 회로가 변환한 상기 직류 전압을 전원으로 하여 동작하고, 상기 게이트 전압을 주기적으로 변화시켜, 상기 2차 코일에 발생하는 상기 변동 전압의 파형의 종류에 따라 상기 게이트 전압의 변화 패턴을 변경한다.
또한, 게이트 전압의 변화 패턴을 변경하는 것은 게이트 전압을 온 전압과 오프 전압 사이에서 천이시킬 때의 속도(전압의 변화율)를 변경하는 것이어도 되고, 온 전압 또는 오프 전압의 크기를 변경하는 것이어도 되고, 온 전압의 인가 기간과 오프 전압의 인가 기간의 비(즉, 듀티비)를 변경하는 것이어도 되고, 그 밖의 특성을 변경하는 것이어도 된다.
이 게이트 전압 제어 장치에서는, 검출 회로가 물리량을 검출하고, 검출된 물리량에 대응하는 신호를 1차 회로에 송신한다. 검출 회로와 1차 회로의 기준 전압이 상이한 경우에는 검출 회로와 1차 회로 사이의 통신 경로에, 절연 소자를 설치해도 된다. 1차 회로는 각 1차 코일의 양단 사이에 주기적으로 변동하는 변동 전압을 인가한다. 그러면, 각 2차 코일에, 1차 코일에 인가되는 변동 전압에 대응하는 파형의 변동 전압이 발생한다. 각 2차 회로는 2차 코일에 발생하는 변동 전압을 직류 전압으로 변환한다. 각 전압 조정 회로는, 2차 회로가 변환한 직류 전압을 전원으로 하여 동작한다. 즉, 1차 회로, 복수의 절연 트랜스 및 복수의 2차 회로에 의해, 복수의 전압 조정 회로에 직류 전압을 공급하는 전원 회로가 구성되어 있다. 또한, 각 절연 트랜스의 1차 코일과 2차 코일은 절연되어 있다. 이로 인해, 1차 회로와, 각 2차 회로는, 상이한 기준 전압으로 동작한다. 또한, 이 게이트 전압 제어 장치에서는, 1차 회로가, 검출 회로에서 검출되는 물리량에 따른 신호를 수신하고, 그 신호에 따른 종류의 파형의 변동 전압을 각 1차 코일에 인가한다. 이로 인해, 각 2차 코일에도 물리량에 따른 파형의 변동 전압이 발생한다. 각 전압 조정 회로는 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형의 종류에 따라 게이트 전압의 변화 패턴을 변경한다. 따라서, 각 전압 조정 회로는 물리량에 따라 게이트 전압의 변화 패턴을 변경할 수 있다. 이상에서 설명한 바와 같이 이 게이트 전압 제어 장치에서는, 검출 회로와 1차 회로 사이에 절연 소자를 설치했다고 해도, 1차 회로로부터 각 전압 조정 회로로 절연 트랜스를 통하여 물리량을 나타내는 신호를 송신할 수 있다. 직류 전압을 공급하는 전원 회로의 일부로서 기능하는 절연 트랜스를 통하여, 각 전압 조정 회로에 물리량을 나타내는 신호를 송신한다. 이로 인해, 전압 조정 회로마다 신호 송신 전용 절연 트랜스를 설치할 필요가 없다. 이로 인해, 신호 송신 전용 절연 소자를 삭감할 수 있다. 따라서, 이 구성에 의하면, 게이트 전압 제어 장치를 소형화할 수 있다.
도 1은 모터 구동 회로(10)의 회로도.
도 2는 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)의 회로도.
도 3은 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)의 상세 회로도.
도 4는 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)의 동작을 나타내는 그래프.
도 5는 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 6은 링잉을 나타내는 그래프.
도 7은 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 상세 회로도.
도 8은 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 9는 실시예 4의 게이트 전압 제어 회로의 상세 회로도.
도 10은 실시예 4의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 11은 실시예 5의 게이트 전압 제어 회로의 상세 회로도.
도 12는 실시예 5의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 13은 실시예 6의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 14는 실시예 7의 게이트 전압 제어 회로의 상세 회로도.
도 15는 실시예 7의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
도 16은 실시예 8의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내는 그래프.
[실시예 1]
도 1에 도시하는 모터 구동 회로(10)는, 배터리(12)의 직류 전압을 삼상 교류 전압으로 변환하여 모터(14, 16)에 공급한다. 모터 구동 회로(10)는, 컨버터 회로(20), 제1 인버터 회로(22), 제2 인버터 회로(24)를 갖고 있다. 배터리(12)와 컨버터 회로(20)는, 제1 고전위 배선(26)과 저전위 배선(28)에 의해 접속되어 있다. 컨버터 회로(20)와 제1 인버터 회로(22)는, 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28)에 의해 접속되어 있다. 컨버터 회로(20)와 제2 인버터 회로(24)는 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28)에 의해 접속되어 있다.
컨버터 회로(20)는 평활화 콘덴서(32), 리액터(34), 2개의 RC-IGBT(Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor)(36), 평활화 콘덴서(38)를 갖고 있다. 리액터(34)는 제1 고전위 배선(26)에 개재 장착되어 있다. 평활화 콘덴서(32)는 리액터(34)보다도 배터리(12)측의 부분의 제1 고전위 배선(26)과 저전위 배선(28) 사이에 접속되어 있다. 각 RC-IGBT(36)는 IGBT(36a)와 다이오드(36b)에 의해 구성되어 있다. IGBT(36a)의 콜렉터가 다이오드(36b)의 캐소드에 접속되어 있고, IGBT(36a)의 이미터가 다이오드(36b)의 애노드에 접속되어 있다. 2개의 RC-IGBT(36)는 콜렉터가 제2 고전위 배선(30)측을 향하는 방향에서, 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28) 사이에 직렬로 접속되어 있다. 2개의 RC-IGBT(36) 사이의 배선에, 리액터(34)보다도 하류측의 부분의 제1 고전위 배선(26)이 접속되어 있다. 평활화 콘덴서(38)는 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28) 사이에 접속되어 있다. 컨버터 회로(20)는 각 RC-IGBT(36)(즉, 각 IGBT(36a))를 스위칭시킴으로써, 배터리(12)의 직류 전압을 승압하여, 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28) 사이에 출력한다.
제1 인버터 회로(22)는 RC-IGBT(36)의 직렬 회로를 3개 갖고 있다. 각 직렬 회로는, 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28) 사이에 직렬로 접속된 2개의 RC-IGBT(36)를 구비하고 있다. 각 RC-IGBT(36)는 콜렉터가 제2 고전위 배선(30)측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 또한, 제1 인버터 회로(22)의 각 RC-IGBT(36)의 구성은, 컨버터 회로(20)의 각 RC-IGBT(36)의 구성과 동등하다. 각 직렬 회로에 있어서, 2개의 RC-IGBT(36) 사이의 배선에 출력 배선(31)이 접속되어 있다. 각 출력 배선(31)은 모터(14)에 접속되어 있다. 제1 인버터 회로(22)는 각 RC-IGBT(36)(즉, 각 IGBT(36a))를 스위칭시킴으로써, 제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28) 사이의 직류 전압(컨버터 회로(20)의 출력 전압)을 삼상 교류 전압으로 변환한다. 삼상 교류 전압은 출력 배선(31)에 의해 모터(14)에 공급된다.
제2 고전위 배선(30)과 저전위 배선(28)은 일부에서 분기되어 있고, 그 분기된 부분에 제2 인버터 회로(24)가 설치되어 있다. 제2 인버터 회로(24)의 구성은 제1 인버터 회로(22)의 구성과 동등하다. 제2 인버터 회로(24)는 각 RC-IGBT(36)(즉, 각 IGBT(36a))를 스위칭시킴으로써, 삼상 교류 전압을 모터(16)에 공급한다.
모터 구동 회로(10)는, 제2 고전위 배선(30)의 전위 VH를 검출하는 검출 회로(42)를 갖고 있다. 검출 회로(42)는, 검출한 전위 VH의 값에 따른 신호를, 절연 소자(44)(예를 들어, 포토커플러)를 통하여, 후술하는 게이트 전압 제어 회로(50)의 1차 회로(50a)에 송신한다. 1차 회로(50a)는, 검출 회로(42)보다도 훨씬 낮은 전압으로 동작하는 회로이다. 이로 인해, 검출 회로(42)와 1차 회로(50a) 사이의 신호 전압 경로에 절연 소자(44)가 개재 장착되어 있다.
각 RC-IGBT(36)의 IGBT(36a)의 게이트에 전압 조정 회로(40)가 접속되어 있다. 전압 조정 회로(40)는 IGBT(36a)마다 설치되어 있다. 도 1에 도시한 바와 같이 모터 구동 회로(10)가 14개의 IGBT(36a)를 갖고 있으므로, 모터 구동 회로(10)는 14개의 전압 조정 회로(40)를 갖고 있다. 각 전압 조정 회로(40)는 IGBT(36a)의 게이트의 전위를 제어함으로써, IGBT(36a)를 스위칭시킨다. 각 전압 조정 회로(40)는 직류 전압의 공급을 받아 동작한다. 또한, 상세하게 후술하겠지만, 각 전압 조정 회로(40)에는 제2 고전위 배선(30)의 전위 VH의 값을 나타내는 신호가 송신된다. 각 전압 조정 회로(40)는 제2 고전위 배선(30)의 전위 VH에 따라, IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변화시킨다.
도 2에 도시하는 게이트 전압 제어 회로(50)는 각 IGBT(36a)를 제어하는 회로이다. 게이트 전압 제어 회로(50)는 복수의 절연 트랜스(80)와, 1차 회로(50a)와, 복수의 2차 회로(70)를 갖고 있다. 각 절연 트랜스(80)는 1차 코일(80a)과 2차 코일(80b)을 갖고 있다. 1차 코일(80a)은 2차 코일(80b)로부터 전기적으로 절연되어 있다. 1차 회로(50a)는 각 절연 트랜스(80)의 1차 코일(80a)에 접속되어 있다. 각 2차 회로(70)는 대응하는 절연 트랜스(80)의 2차 코일(80b)에 접속되어 있다. 또한, 도 2에서는 일부를 생략하고 있지만, 게이트 전압 제어 회로(50)는 14개의 절연 트랜스(80)를 갖고 있다. 1개의 1차 회로(50a)가, 14개의 1차 코일(80a) 각각에 접속되어 있다. 2차 회로(70)는 절연 트랜스(80)마다 분리하여 설치되어 있다. 즉, 게이트 전압 제어 회로(50)는 14개의 절연 트랜스(80)에 대응하는 14개의 2차 회로(70)를 갖고 있다. 14개의 2차 회로(70) 각각이, 대응하는 2차 코일(80b)에 접속되어 있다. 또한, 14개의 2차 회로(70) 각각이, 대응하는 전압 조정 회로(40)에 접속되어 있다. 1차 회로(50a)는, 각 절연 트랜스(80)를 통하여 각 2차 회로(70)에 전력을 공급한다. 각 2차 회로(70)는 2차 코일(80b)의 양단 사이에 발생하는 변동 전압을 직류 전압으로 변환하여 전압 조정 회로(40)에 공급한다. 각 전압 조정 회로(40)는 2차 회로(70)로부터 공급되는 직류 전압에 의해 동작한다. 또한, 상술한 바와 같이, 1차 회로(50a)는 검출 회로(42)로부터 전위 VH의 값을 나타내는 신호를 수신한다. 1차 회로(50a)는 각 절연 트랜스(80)를 통하여 각 전압 조정 회로(40)에 전위 VH의 값을 나타내는 신호를 송신한다. 각 전압 조정 회로(40)는 전위 VH의 값에 따라, IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변화시킨다.
도 2에 도시한 바와 같이, 1차 회로(50a)는 직류 전원(90), 신호 전압 인가 회로(92), NMOS(94) 및 급전용 제어 장치(95)를 갖고 있다.
직류 전원(90)은 직류 전압 V1을 인가한다. 직류 전원(90)의 정극은, 배선(91)을 개재하여 각 1차 코일(80a)의 일단부에 접속되어 있다. 또한, 도 2에서는 생략하고 있지만, 배선(91)은 직류 전원(90)의 정극에 접속되어 있는 부분으로부터 복수로 분기되어 있고, 분기된 각 부분이 각 1차 코일(80a)의 일단부에 접속되어 있다. 직류 전원(90)의 부극은 접지에 접속되어 있다.
각 1차 코일(80a)의 타단부는 배선(93)을 개재하여 NMOS(94)의 드레인에 접속되어 있다. NMOS(94)의 소스는 접지에 접속되어 있다. 즉, NMOS(94)의 소스는 접지를 개재하여 직류 전원(90)의 부극에 접속되어 있다.
급전용 제어 장치(95)는 NMOS(94)의 게이트에 접속되어 있다. 급전용 제어 장치(95)는 일정한 주기의 펄스 신호 VP1을 NMOS(94)의 게이트에 인가한다. 펄스 신호 VP1이 고전위에 있는 동안은 NMOS(94)가 온 하고 있고, 펄스 신호 VP1이 저전위에 있는 동안은 NMOS(94)가 오프하고 있다. 따라서, NMOS(94)는 일정한 주기로 온과 오프를 반복한다.
신호 전압 인가 회로(92)는, 배선(91)과 배선(93) 사이에 접속되어 있다. 즉, 신호 전압 인가 회로(92)는, 각 1차 코일(80a)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 절연 소자(44)로부터 신호 전압 인가 회로(92)로, 전위 VH(검출 회로(42)가 검출한 전위)의 값을 나타내는 신호가 송신된다. 신호 전압 인가 회로(92)는, 수신한 전위 VH의 값에 따라, 배선(91)과 배선(93) 사이의 전압(즉, 각 1차 코일(80a)에 인가되는 전압)을 제어한다.
도 3은 1차 회로(50a)와 2차 회로(70)와 전압 조정 회로(40)의 상세를 도시하고 있다. 또한, 상기한 바와 같이 게이트 전압 제어 회로(50)는, 14세트의 절연 트랜스(80), 2차 회로(70) 및 전압 조정 회로(40)를 갖고 있지만, 각 세트의 구성은 서로 동등하다. 따라서, 도 3에서는, 1차 회로(50a)와, 1세트의 절연 트랜스(80), 2차 회로(70) 및 전압 조정 회로(40)를 상세하게 나타내고 있다.
신호 전압 인가 회로(92)는 스위치(92a)와, 신호 전달용 제어 장치(92b)를 갖고 있다.
스위치(92a)의 일단부는 배선(91)에 접속되어 있다. 스위치(92a)의 타단부는 배선(93)에 접속되어 있다. 즉, 1차 코일(80a)의 양단 사이에 스위치(92a)가 접속되어 있다.
신호 전달용 제어 장치(92b)는 스위치(92a)의 제어 단자에 접속되어 있다. 절연 소자(44)로부터 신호 전달용 제어 장치(92b)로, 전위 VH의 값을 나타내는 신호가 송신된다. 신호 전달용 제어 장치(92b)는 수신한 전위 VH의 값에 따라 스위치(92a)의 제어 단자에 신호 VP2를 인가한다. 이에 의해, 신호 전달용 제어 장치(92b)는 스위치(92a)를 스위칭시킨다. 신호 전달용 제어 장치(92b)는 펄스 신호 VP1의 주기에 동기시켜 신호 VP2를 인가한다. 즉, 신호 전달용 제어 장치(92b)는 NMOS(94)의 스위칭 주기에 동기시켜, 스위치(92a)를 스위칭시킨다. 따라서, 스위치(92a)의 스위칭 주기는, NMOS(94)의 스위칭 주기와 동등하다. 단, 스위치(92a)의 스위칭 패턴(즉, 신호 VP2의 파형)은 NMOS(94)의 스위칭 패턴(즉, 펄스 신호 VP1의 파형)과는 상이하다. 또한, 신호 전달용 제어 장치(92b)는 전위 VH의 값에 따라 스위치(92a)의 스위칭 패턴을 변경한다.
절연 트랜스(80)의 2차 코일(80b)의 일단부는 배선(61)에 접속되어 있다. 2차 코일(80b)의 타단부는 배선(62)에 접속되어 있다. 배선(62)은 IGBT(36a)의 이미터에 접속되어 있다.
2차 회로(70)는 다이오드(73a)와 평활화 콘덴서(73b)를 갖고 있다. 다이오드(73a)는 배선(61)에 개재 장착되어 있다. 다이오드(73a)는 애노드가 2차 코일(80b)측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 이하에서는, 다이오드(73a)의 애노드측의 부분의 배선(61)을 배선(61a)이라고 하고, 다이오드(73a)의 캐소드측의 부분의 배선(61)을 배선(61b)이라고 한다. 평활화 콘덴서(73b)는, 배선(61b)과 배선(62) 사이에 접속되어 있다.
또한, 2차 코일(80b)에는 검출 회로(71)가 접속되어 있다. 검출 회로(71)는 배선(61a)에 접속되어 있다. 검출 회로(71)는 배선(61a)의 배선(62)에 대한 전위(즉, 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압)를 검출한다. 검출 회로(71)는 2차 코일(80b)의 양단 사이에 발생하는 변동 전압을 검출하고, 검출된 변동 전압의 각 주기에 있어서의 파형으로부터, 전위 VH의 값을 나타내는 신호를 검출한다. 검출 회로(71)는 검출한 신호에 기초하여, 전압 조정 회로(40)에 전위 VH의 값을 나타내는 신호를 송신한다.
전압 조정 회로(40)는 배선(61b)과 배선(62) 사이에 접속되어 있다. 또한, 상술한 바와 같이, 전압 조정 회로(40)는 IGBT(36a)의 게이트에 접속되어 있다. 전압 조정 회로(40)는 정전류 전원(40a), 스위치(40b), 스위치(40c), 정전류 전원(40d) 및 제어 IC(40e)를 갖고 있다. 배선(61)과 IGBT(36a)의 게이트의 사이에, 정전류 전원(40a)과 스위치(40b)가 직렬로 접속되어 있다. 정전류 전원(40a)은 배선(61)으로부터 IGBT(36a)의 게이트를 향하여 전류를 흐르게 할 수 있다. 제어 IC(40e)는 정전류 전원(40a)이 흐르게 하는 전류의 크기를 변경할 수 있다. 스위치(40b)는 정전류 전원(40a)과 IGBT(36a)의 게이트의 사이에 접속되어 있다. 스위치(40b)는 제어 IC(40e)에 의해 제어된다. 스위치(40b)가 온 하면, 배선(61)으로부터 IGBT(36a)의 게이트를 향하여 전류가 흐른다. 배선(62)과 IGBT(36a)의 게이트의 사이에, 정전류 전원(40d)과 스위치(40c)가 직렬로 접속되어 있다. 정전류 전원(40d)은 IGBT(36a)의 게이트로부터 배선(62)을 향하여 전류를 흐르게 할 수 있다. 제어 IC(40e)는, 정전류 전원(40d)이 흘리는 전류의 크기를 변경할 수 있다. 스위치(40c)는 IGBT(36a)의 게이트와 정전류 전원(40d) 사이에 접속되어 있다. 스위치(40c)는 제어 IC(40e)에 의해 제어된다. 스위치(40c)가 온 하면, IGBT(36a)의 게이트로부터 배선(62)을 향하여 전류가 흐른다. 제어 IC(40e)는, IGBT(36a)의 게이트의 충방전을 반복함으로써, IGBT(36a)의 게이트 전압을 주기적으로 변화시킨다.
이어서, 게이트 전압 제어 회로(50)의 동작에 대하여 설명한다. 급전용 제어 장치(95)는, 도 4에 도시하는 펄스 신호 VP1을 NMOS(94)의 게이트에 인가한다. 펄스 신호 VP1은, 고전위 Von과 저전위 Voff 사이에서 변동하는 펄스 신호이다. 펄스 신호 VP1의 주기는 일정하여, 각 주기에 있어서의 펄스 신호 VP1의 파형은 변화하지 않는다. 펄스 신호 VP1이 고전위 Von인 온 기간 Ton 동안은 NMOS(94)가 온으로 제어된다. 펄스 신호 VP1이 저전위 Voff인 오프 기간 Toff 동안은 NMOS(94)가 오프로 제어된다. 즉, NMOS(94)는, 일정한 주기로 온과 오프를 반복한다. 온 기간 Ton에 있어서는, NMOS(94)가 온 하므로, 배선(91)으로부터 1차 코일(80a)과 NMOS(94)를 통하여 접지로 전류가 흐른다. 따라서, 온 기간 Ton에 있어서는, 1차 코일(80a)에 흐르는 전류 IL1이 플러스가 된다. 온 기간 Ton 동안에, 1차 코일(80a)에 흐르는 전류 IL1은 서서히 증가한다. 전류 IL1이 서서히 증가되기 때문에, 1차 코일(80a)이 전류 IL1을 저지하는 방향으로 기전력을 발생시킨다. 따라서, 온 기간 Ton에 있어서는, 배선(91)으로부터 배선(93)을 향하는 방향을 플러스로 하여 본 경우에, 1차 코일(80a)의 양단 사이에 마이너스의 전압 VLLa(직류 전원(90)의 출력 전압 V1과 대략 동일한 크기의 마이너스 전압)가 발생한다. NMOS(94)가 오프하면, 1차 코일(80a)에 흐르는 전류 IL1이 대략 제로가 된다. 그러면, 1차 코일(80a)이 배선(91)으로부터 배선(93)의 방향으로 기전력을 발생시킨다. 이로 인해, 오프 기간 Toff에서는, 1차 코일(80a)의 양단 사이에 플러스의 전압 VLHa가 발생한다. 이상에서 설명한 바와 같이 온 기간 동안은 마이너스의 전압 VLLa가 되고, 오프 기간 동안은 플러스의 전압 VLHa가 되도록 변동하는 변동 전압 VL1이 1차 코일(80a)의 양단 사이에 발생한다. 또한, 오프 기간 Toff 동안이라도, 스위치(92a)가 온 하고 있는 경우에는, 예외적으로 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1은 고전압 VLHa로는 되지 않는다. 이 경우에 대해서는, 상세하게 후술한다.
1차 코일(80a)의 양단 사이에 상기한 변동 전압 VL1이 발생하면, 1차 코일(80a)과 2차 코일(80b)의 상호 인덕턴스에 의해, 2차 코일(80b)의 양단 사이에 변동 전압 VL2가 발생한다. 즉, 도 4에 도시한 바와 같이 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1과 대략 동일한 파형으로 변동한다. 따라서, 온 기간 Ton 동안은 전압 VL2가 저전압 VLLb가 되고, 오프 기간 Toff 동안은 전압 VL2가 고전압 VLHb가 된다. 또한, 배선(62)으로부터 배선(61)을 향하는 방향을 플러스로 하여 본 경우에 있어서, 전압 VLLb는 마이너스의 전압이며, 전압 VLHb는 플러스의 전압이다. 다이오드(73a)가 존재하기 때문에, 전압 VL2가 마이너스의 전압 VLLb인 동안(즉, 온 기간 Ton 동안)은, 2차 코일(80b)에 전류는 흐르지 않는다. 한편, 전압 VL2가 플러스의 전압 VLHb인 동안(즉, 오프 기간 Toff 동안)은, 배선(62)으로부터 2차 코일(80b)을 통하여 배선(61a)으로 전류가 흐른다. 이 전류는 다이오드(73a)를 통하여 평활화 콘덴서(73b)로 유입한다. 이에 의해, 다이오드(73a)의 캐소드측의 배선(61b)의 전위가 상승한다.
NMOS(94)의 온과 오프가 반복됨으로써, 평활화 콘덴서(73b)가 단속적으로 충전되어, 배선(61a)의 전위가 서서히 높아진다. 배선(61a)의 전위가 소정 전위까지 상승하면, 배선(61a)의 전위가 고전위이며 안정적이다. 즉, 배선(61a)과 배선(62) 사이에 직류 전압이 공급된다.
전압 조정 회로(40)는, 배선(61a)과 배선(62) 사이에 공급되는 직류 전압에 의해 동작한다. 제어 IC(40e)가 스위치(40b)를 온 시킴과 함께 스위치(40c)를 오프시키면, 배선(61a)으로부터 IGBT(36a)의 게이트에 전하가 공급되어, IGBT(36a)가 온 한다. 제어 IC(40e)가 스위치(40b)를 오프시킴과 함께 스위치(40c)를 온 시키면, IGBT(36a)의 게이트로부터 배선(62)으로 전하가 흘러, IGBT(36a)가 오프한다. 이와 같이, 전압 조정 회로(40)는, 배선(61a)과 배선(62) 사이에 공급되는 직류 전압을 받아 동작한다.
또한, 게이트 전압 제어 회로(50)의 동작 중에 신호 전달용 제어 장치(92b)가, 스위치(92a)의 제어 단자에 인가되는 신호 VP2를 제어함으로써, 스위치(92a)를 스위칭시킨다. 신호 전달용 제어 장치(92b)는, 전위 VH가 기준값보다 큰지 여부에 따라, 스위치(92a)의 스위칭 패턴을 변경한다. 도 4의 기간 T1은 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우의 동작을 나타내고 있고, 도 4의 기간 T2는 전위 VH가 기준값 이하인 경우의 동작을 나타내고 있다.
전위 VH가 기준값보다도 큰 경우에는, 도 4의 기간 T1에 도시한 바와 같이, 신호 전달용 제어 장치(92b)는, 온 기간 Ton의 전체와 오프 기간 Toff의 대부분에서 신호 VP2를 저전위 Voff(스위치(92a)를 오프시키는 전위)로 유지하고, 오프 기간 Toff의 후반의 일부 기간에서만 신호 VP2를 고전위 Von(스위치(92a)를 온 시키는 전위)으로 제어한다. 이로 인해, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 스위치(92a)가 온 한다. 스위치(92a)가 온 하면, 스위치(92a)에 의해 1차 코일(80a)의 양단 사이가 단락된다. 이로 인해, 스위치(92a)가 온 하고 있는 동안은, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 대략 제로와 동등한 전압 V0이 된다. 전압 V0은, 플러스의 전압 VLHa보다도 낮고 마이너스의 전압 VLLa보다도 높은 중간 전압이 된다. 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2의 파형은 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1의 파형과 대략 동등해지므로, 기간 T1에 있어서는 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 전압 VL2가 중간 전압 V0(플러스의 전압 VLHb보다도 낮고 마이너스의 전압 VLLb보다도 높은 전압)이 된다.
전위 VH가 기준값 이하인 경우에는, 도 4의 기간 T2에 도시한 바와 같이 신호 전달용 제어 장치(92b)는, 신호 VP2를 저전위 Voff로 유지한다. 즉, 신호 VP2가 고전위 Von이 되지 않는다. 이로 인해, 기간 T2에 있어서는, 변동 전압 VL1이 중간 전압 V0으로 유지되는 기간이 존재하지 않고, 변동 전압 VL2가 중간 전압 V0으로 유지되는 기간도 존재하지 않는다.
이와 같이, 신호 전압 인가 회로(92)는, 전위 VH가 기준값보다도 높은지 여부에 따라, 중간 전압 V0을 발생시키는 동작과, 중간 전압 V0을 발생시키지 않는 동작 사이에서 동작을 전환한다. 이로 인해, 전위 VH가 기준값보다도 높은지 여부에 따라, 2차 코일(80b)의 양단 사이에 발생하는 변동 전압 VL2의 파형이 변화한다.
검출 회로(71)는, 2차 코일(80b)의 양단 사이에 발생하는 변동 전압 VL2를 검출하여, 변동 전압 VL2의 각 주기에 있어서의 파형이 중간 전압 V0을 갖고 있는지 여부를 판정한다. 변동 전압 VL2가 중간 전압 V0을 갖고 있는 것은, 전위 VH가 기준값보다도 높은 것을 의미한다. 변동 전압 VL2가 중간 전압 V0을 갖고 있지 않은 것은, 전위 VH가 기준값 이하인 것을 의미한다. 검출 회로(71)는, 변동 전압 VL2의 파형에 기초하여, 전위 VH가 기준값보다도 높은지 여부를 판정한다. 검출 회로(71)는, 전위 VH가 기준값보다도 높은지 여부를 나타내는 신호를 제어 IC(40e)에 송신한다.
제어 IC(40e)는 전위 VH가 기준값보다도 높은 것을 나타내는 신호를 수신하고 있는 경우에는 정전류 전원(40a, 40d)의 설정 전류를 작게 한다. 그러면, IGBT(36a)의 게이트의 충방전 속도가 느려지므로, IGBT(36a)의 스위칭 속도가 저하된다(IGBT(36a)가 온·오프할 때의 콜렉터-이미터간 전압의 변화율이 작아진다). 제어 IC(40e)는, 낮은 스위칭 속도로 IGBT(36a)를 반복하여 스위칭시킨다. 이에 의해, IGBT(36a)에 발생하는 서지 전압을 억제한다. 또한, 제어 IC(40e)는, 전위 VH가 기준값보다도 낮은 것을 나타내는 신호를 수신하고 있는 경우에는 정전류 전원(40a, 40d)의 설정 전류를 크게 한다. 그러면, IGBT(36a)의 게이트의 충방전 속도가 빨라지므로, IGBT(36a)의 스위칭 속도가 상승한다(IGBT(36a)가 온·오프할 때의 콜렉터-이미터간 전압의 변화율이 커진다). 제어 IC(40e)는, 빠른 스위칭 속도로 IGBT(36a)를 반복하여 스위칭시킨다. 전위 VH가 낮은 경우에는 IGBT(36a)에서 발생하는 서지 전압의 허용값이 커지므로, 스위칭 속도를 빠르게 할 수 있다. 스위칭 속도를 빠르게 함으로써, IGBT(36a)에서 발생하는 손실을 억제할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 게이트 전압 제어 회로(50)에 의하면, 1차 코일(80a)로부터 2차 코일(80b)로 전력을 공급할 수 있음과 함께, 1차 코일(80a)로부터 2차 코일(80b)로 전위 VH를 나타내는 신호를 송신할 수 있다. 따라서, 전위 VH에 따라 각 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변경할 수 있다.
또한, 각 전압 조정 회로(40)는 IGBT(36a)의 이미터에 접속되어 있고, 이미터의 전위를 기준으로 하여 동작한다. 각 IGBT(36a)의 이미터의 전위는 서로 상이하므로, 각 전압 조정 회로(40)의 기준 전위는 서로 상이하다. 또한, 검출 회로(42)는, 각 전압 조정 회로(40)보다도 높은 전위를 기준으로 하여 동작한다. 이러한 경우에, 검출 회로(42)로부터 각 전압 조정 회로(40)에 대하여 신호를 보내려고 하면, 전압 조정 회로(40)마다 절연 소자가 필요해진다. 이 경우, 절연 소자의 사이즈가 크므로, 게이트 전압 제어 회로(50)가 대형화된다. 이에 대하여, 실시예의 게이트 전압 제어 회로(50)에 의하면, 검출 회로(42)로부터 1차 회로(50a)로의 신호 전달 경로에는 절연 소자(44)가 설치되어 있기는 하지만, 1차 회로(50a)로부터 각 전압 조정 회로(40)로는 신호 전달 전용 절연 소자를 사용하지 않고 전위 VH를 나타내는 신호를 송신할 수 있다. 즉, 1차 회로(50a)로부터 각 전압 조정 회로(40)로, 전력 공급용 절연 트랜스(80)를 통하여 전위 VH를 나타내는 신호를 보낼 수 있다. 상기한 구성에 의하면, 절연 트랜스(80)에 전위 VH를 나타내는 신호를 송신하는 기능을 부가할 수 있다. 따라서, 이 구성에 의하면, 전압 조정 회로(40)마다 신호 전달 전용 절연 소자를 사용할 필요가 없어, 게이트 전압 제어 회로를 소형화할 수 있다. 특히, 게이트 전압 제어 회로(50)는 14개의 전압 조정 회로(40)를 갖고 있으므로, 14개의 절연 소자를 삭감할 수 있다. 이에 의해, 게이트 전압 제어 회로(50)의 대폭적인 소형화가 가능해진다.
[실시예 2]
실시예 2의 게이트 전압 제어 회로는, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로와는, 신호 전달용 제어 장치(92b)의 동작이 상이하다. 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로의 그 밖의 구성은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로와 동등하다.
도 5는 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내고 있다. 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로의 기간 T1(전위 VH가 기준값보다도 큰 경우)에 있어서의 동작은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와 동등하다. 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로의 기간 T2(전위 VH가 기준값 이하인 경우)에 있어서의 동작은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와 상이하다.
실시예 2에서는, 기간 T2에 있어서, 신호 전달용 제어 장치(92b)가, 오프 기간 Toff의 전반의 일부에서, 신호 VP2를 고전위 Von으로 제어한다. 이로 인해, 기간 T2에 있어서는, 오프 기간 Toff의 전반의 일부에 있어서, 변동 전압 VL1이 중간 전압 V0이 되고, 변동 전압 VL2가 중간 전압 V0이 된다. 이와 같은 구성에서도, 기간 T1과 기간 T2에 있어서 변동 전압 VL2의 각 주기에 있어서의 파형에 차가 발생하므로, 검출 회로(71)가 변동 전압 VL2의 파형으로부터 전위 VH의 크기를 판정할 수 있다. 따라서, 실시예 2에서도 전위 VH의 크기에 따라 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변경할 수 있다.
이와 같이, 중간 전압이 인가되는 타이밍(펄스 신호 VP1에 대한 신호 VP2의 위상)을 변경함으로써도, 전위 VH를 나타내는 신호를 송신할 수 있다.
또한, 실시예 2에 있어서는, 기간 T1의 변동 전압 VL2의 파형 중에 있어서의 고전압 VLHb로 유지되는 기간의 비율이, 기간 T2의 변동 전압 VL2의 파형 중에 있어서의 고전압 VLHb로 유지되는 기간의 비율과 동등하다. 또한, 기간 T1의 변동 전압 VL2의 파형 중에 있어서의 중간 전압 V0으로 유지되는 기간의 비율이, 기간 T2의 변동 전압 VL2의 파형 중에 있어서의 중간 전압 V0으로 유지되는 기간의 비율과 동등하다. 이로 인해, 기간 T1과 기간 T2에서, 1주기분의 변동 전압 VL2를 시간으로 적분한 값이 동등하다. 이로 인해, 기간 T1과 기간 T2에서 전압 조정 회로(40)에 공급되는 에너지에 차가 발생하기 어렵다. 이로 인해, 실시예 2의 구성에 의하면, 보다 안정되게 전압 조정 회로(40)에 전력을 공급할 수 있다.
또한, 신호 VP2를 고전위 Von으로 유지하는 기간의 길이를 바꾸는 것 등에 의해 신호를 송신해도 된다. 즉, 전위 VH에 따라 변동 전압 VL2의 파형이 변화하면, 어떤 방법을 사용하든 좋다.
[실시예 3]
실시예 1, 2의 게이트 전압 제어 회로(50)에서는, 링잉의 발생에 의해 검출 회로(71)에서의 중간 전압의 검출이 곤란해지는 경우가 있다. 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로는 링잉의 영향을 억제하여 중간 전압의 검출을 확실하게 행한다. 먼저, 링잉의 문제에 대하여 설명한다.
실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)에 있어서, 평활화 콘덴서(73b)에 충분한 전하가 축적되어 있는 경우에는, 도 6에 도시한 바와 같이 1차 코일(80a)에 흐르는 전류 IL1 및 2차 코일(80b)에 흐르는 전류 IL2가 작아진다. 이 경우, 오프 기간 Toff 도중에 전류 IL2가 제로까지 감쇠된다. 그러면, 전류 IL2가 제로까지 감쇠된 타이밍에 링잉이 발생하여, 전압 VL1, VL2가 크게 진동한다. 이로 인해, 검출 회로(71)가 중간 전압 V0을 검출할 수 없다. 실시예 2의 게이트 전압 제어 회로(50)에서도, 마찬가지의 문제가 발생하는 경우가 있다.
이어서, 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로에 대하여 설명한다. 도 7에 도시한 바와 같이, 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로는, 스위치(92a)에 대하여 직렬로 접속되어 있는 다이오드(92c)를 갖고 있다. 즉, 스위치(92a)와 다이오드(92c)의 직렬 회로가, 1차 코일(80a)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 다이오드(92c)는, 캐소드가 직류 전원(90)의 정극측을 향하고, 애노드가 직류 전원(90)의 부극측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 또한, 도 7에서는, 다이오드(92c)가 스위치(92a)와 배선(93) 사이에 접속되어 있지만, 다이오드(92c)가 스위치(92a)와 배선(91) 사이에 접속되어 있어도 된다. 또한, 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로에서는, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와는 신호 전달용 제어 장치(92b)의 동작이 상이하다. 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 그 밖의 구성은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로와 동등하다.
도 8은 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내고 있다. 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 기간 T2(전위 VH가 기준값 이하인 경우)에 있어서의 동작은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와 동등하다. 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로의 기간 T1(전위 VH가 기준값보다도 큰 경우)에 있어서의 동작은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와 상이하다.
실시예 3에서는, 신호 VP2가 고전위 Von으로 제어되어 스위치(92a)가 온 하면, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 다이오드(92c)의 순방향 전압 강하와 대략 동등한 중간 전압 VFa가 된다. 따라서, 이때 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가, 중간 전압 VFa에 대응하는 중간 전압 VFb가 된다.
실시예 3에서는, 기간 T1에 있어서, 신호 전달용 제어 장치(92b)가 오프 기간 Toff의 선두에 있어서, 신호 VP2를 고전위 Von으로 제어한다. 이로 인해, 기간 T1에 있어서는, 오프 기간 Toff의 선두에 있어서, 변동 전압 VL1이 중간 전압 VFa가 되고, 변동 전압 VL2가 중간 전압 VFb가 된다. 즉, 변동 전압 VL2의 각 주기에 있어서의 상승 에지의 형상이, 전압 VLLb부터 중간 전압 VFb까지 상승되고, 다음에 중간 전압 VFb로 유지되고, 다음에 중간 전압 VFb부터 전압 VLHb까지 상승되는 형상이 된다. 한편, 기간 T2에 있어서의 변동 전압 VL2의 각 주기에 있어서의 상승 에지의 형상은, 전압 VLLb부터 전압 VLHb까지 직선적으로 상승되는 형상이다. 이와 같이, 전위 VH에 따라 변동 전압 VL2의 상승 에지의 형상이 변화한다. 변동 전압 VL2의 상승 에지에 있어서는 반드시 전류 IL2가 흐른다. 이로 인해, 변동 전압 VL2의 상승 에지에 있어서 링잉은 발생하지 않는다. 따라서, 검출 회로(71)가, 상승 에지에 있어서 중간 전압 VFb의 유무를 확실하게 판정할 수 있다. 이로 인해, 실시예 3의 게이트 전압 제어 회로에 의하면, 전류 IL1, IL2가 낮은 경우에도 확실하게 전위 VH를 나타내는 신호를 송신할 수 있다.
또한, 실시예 3의 구성에 의하면, 기간 T1에 있어서의 변동 전압 VL1, VL2의 상승 에지에 있어서, NMOS(94)를 오프하는 것과 대략 동시에 스위치(92a)를 온 시킬 필요가 있다. 이 경우에, NMOS(94)를 오프하는 타이밍이 지연되거나, 스위치(92a)를 온 시키는 타이밍이 빨라지거나 하면, 단시간이지만, NMOS(94)와 스위치(92a)의 양쪽이 온 상태로 된다. 그러나, 실시예 3의 구성에서는, 스위치(92a)에 대하여 직렬로 다이오드(92c)가 접속되어 있으므로, NMOS(94)와 스위치(92a)의 양쪽이 온 상태로 되어도, 다이오드(92c)가 직류 전원(90)의 정극과 부극의 단락을 방지한다. 이에 의해, 직류 전원(90)에 과잉 부하가 가해지는 것이 방지된다. 또한, 노이즈 등의 영향에 의해 NMOS(94)와 스위치(92a)의 양쪽이 온될 우려가 있다. 따라서, 단락 방지용 다이오드(92c)는, 실시예 1, 2 또는 후술하는 다른 실시예에 있어서 채용되어도 된다.
[실시예 4]
도 9에 도시한 바와 같이, 실시예 4의 게이트 전압 제어 회로는, 스위치(92a)에 대하여 직렬로 접속되어 있는 2개의 다이오드(92d, 92e)를 갖고 있다. 즉, 스위치(92a)와 다이오드(92d)와 다이오드(92e)의 직렬 회로가, 1차 코일(80a)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 다이오드(92d)는, 캐소드가 직류 전원(90)의 정극측을 향하고, 애노드가 직류 전원(90)의 부극측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 다이오드(92e)는, 캐소드가 직류 전원(90)의 정극측을 향하고, 애노드가 직류 전원(90)의 부극측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 또한, 도 9에서는 다이오드(92d, 92e)가 스위치(92a)와 배선(93) 사이에 접속되어 있지만, 스위치(92a), 다이오드(92d), 다이오드(92e)가 배열되는 순서는 어떤 순서든 좋다.
다이오드(92d)의 애노드와 캐소드의 사이에는 스위치(92f)가 접속되어 있다. 스위치(92f)의 제어 단자에는 신호 전달용 제어 장치(92g)가 접속되어 있다. 절연 소자(44)로부터 신호 전달용 제어 장치(92g)로 전위 VH의 값을 나타내는 신호가 송신된다. 신호 전달용 제어 장치(92g)는 수신한 전위 VH의 값에 따라 스위치(92f)의 제어 단자에 신호 VP3을 인가한다.
도 10은 실시예 4의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내고 있다. 실시예 4에서는, 전위 VH가 제1 기준값보다도 큰 제1 범위에 있는 경우와, 전위 VH가 제1 기준값 이하이면서, 또한 제2 기준값보다도 큰 제2 범위에 있는 경우와, 전위 VH가 제2 기준값 이하인 제3 범위에 있는 경우의 3개의 경우에 따라 1차 회로(50a)로부터 전압 조정 회로(40)로 신호를 송신한다. 도 10의 기간 T1은 제1 범위의 경우의 동작을 나타내고 있으며, 도 10의 기간 T2는 제2 범위의 경우의 동작을 나타내고 있고, 도 10의 기간 T3은 제3 범위의 경우의 동작을 나타내고 있다.
전위 VH가 제1 범위에 있는 경우(기간 T1)에는, 신호 전달용 제어 장치(92b)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP2를 고전위 Von으로 제어한다. 또한, 이 경우에는 신호 전달용 제어 장치(92g)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP3을 고전위 Von으로 제어한다. 따라서, 기간 T1에서는, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 스위치(92a)와 스위치(92f)가 온 한다. 스위치(92f)가 온 하면, 다이오드(92d)의 애노드와 캐소드의 사이가 단락한다. 또한, 스위치(92a)가 온 하면, 1차 코일(80a)의 양단 사이가 스위치(92a), 스위치(92f) 및 다이오드(92e)에 의해 접속된다. 따라서, 기간 T1에서는, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 다이오드(92e)의 순방향 전압 강하와 대략 동등한 전압 VFLa가 된다. 이로 인해, 이 타이밍에서는, 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가 전압 VFLa에 대응하는 전압 VFLb가 된다.
전위 VH가 제2 범위에 있는 경우(기간 T2)에는, 신호 전달용 제어 장치(92b)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP2를 고전위 Von으로 제어한다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 스위치(92a)가 온 한다. 한편, 이 경우에는, 신호 전달용 제어 장치(92g)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP3을 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 오프 기간 Toff의 전체에서, 스위치(92f)가 오프로 유지된다. 이로 인해, 이 경우에는 스위치(92a)가 온함으로써, 1차 코일(80a)의 양단 사이가, 스위치(92a), 다이오드(92d) 및 다이오드(92e)에 의해 접속된다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 다이오드(92d)의 순방향 전압 강하와 다이오드(92e)의 순방향 전압 강하를 가산한 전압 VFHa가 된다. 즉, 기간 T2에 있어서의 중간 전압 VFHa가, 기간 T1에 있어서의 중간 전압 VFLa보다도 커진다. 이로 인해, 이때 2차 코일(80b)에 발생하는 전압 VL2도, 중간 전압 VFLb보다도 높은 중간 전압 VFHb가 된다.
전위 VH가 제3 범위에 있는 경우(기간 T3)에는, 신호 전달용 제어 장치(92b)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP2를 저전위 Voff로 유지하고, 신호 전달용 제어 장치(92g)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP3을 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 기간 T3에 있어서는, 변동 전압 VL1, VL2는 중간 전압을 갖지 않는다.
검출 회로(71)는 2차 코일(80b)의 양단 사이의 변동 전압 VL2를 검출하여, 변동 전압 VL2가, 중간 전압 VFLb를 갖는지, 중간 전압 VFHb를 갖는지, 중간 전압을 갖지 않는지를 판정한다. 이에 의해, 검출 회로(71)는, 전위 VH가 제1 범위에 있는지, 제2 범위에 있는지, 제3 범위에 있는지를 판정한다. 그 판정 결과에 기초하여, 전압 조정 회로(40)는, IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변경한다. 즉, 전위 VH가 제1 범위에 있는 경우(높은 경우)에는 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 저속으로 한다. 전위 VH가 제2 범위에 있는 경우(중간 정도의 경우)에는 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 중속으로 한다. 전위 VH가 제3 범위에 있는 경우(낮은 경우)에는 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 고속으로 한다.
이와 같이, 실시예 4의 구성에 의하면, 중간 전압의 크기를 신호로서 사용할 수 있다. 이 구성에 의하면, 보다 상세한 정보를 전압 조정 회로(40)에 송신할 수 있으므로, 더 미세하게 IGBT(36a)를 제어할 수 있다.
또한, 실시예 4에 있어서, 다이오드(92e)를 생략해도 된다.
[실시예 5]
도 11에 도시한 바와 같이, 실시예 5의 게이트 전압 제어 장치는, 신호 생성 회로(72)와 특성 검출기(74)를 갖고 있다. 또한, 실시예 5에서는, 1차 회로(50a)가 파형 검출 회로(96)를 갖고 있다.
특성 검출기(74)는 2차 코일(80b)에 접속되어 있는 회로의 어느 특성을 검출한다. 예를 들어, 특성 검출기(74)는, 전압 조정 회로(40)에 있어서 에러가 발생하고 있지 않은지 여부를 나타내는 값을 검출한다. 이하에서는, 특성 검출기(74)가 검출하는 특성을 특성 X라고 한다.
신호 생성 회로(72)는 배선(61a)과 배선(62) 사이에 접속되어 있다. 즉, 신호 생성 회로(72)는 2차 코일(80b)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 신호 생성 회로(72)는 NMOS(72a), 신호 전달용 제어 장치(72b) 및 다이오드(72c)를 갖고 있다.
NMOS(72a)의 소스는 배선(62)에 접속되어 있다. NMOS(72a)의 드레인은 다이오드(72c)의 캐소드에 접속되어 있다. 다이오드(72c)의 애노드는 배선(61a)에 접속되어 있다. 즉, 배선(61a)과 배선(62)의 사이(즉, 2차 코일(80b)의 양단 사이)에, NMOS(72a)와 다이오드(72c)가 직렬로 접속되어 있다. 다이오드(72c)는 캐소드가 배선(62)측을 향하고, 애노드가 배선(61a)측을 향하는 방향에서 접속되어 있다.
신호 전달용 제어 장치(72b)는 NMOS(72a)의 게이트에 접속되어 있다. 신호 전달용 제어 장치(72b)는 NMOS(72a)의 게이트에 신호 VP4를 인가함으로써, NMOS(72a)를 스위칭시킨다. 특성 검출기(74)로부터 신호 전달용 제어 장치(72b)로 특성 X의 값이 송신된다. 신호 전달용 제어 장치(72b)는, 수신한 특성 X의 값에 따라 NMOS(72a)를 스위칭시킨다. 신호 전달용 제어 장치(72b)는, 검출 회로(71)에서 검출되는 변동 전압 VL2의 주기에 동기시켜, NMOS(72a)를 스위칭시킨다. 즉, NMOS(72a)의 스위칭 주기는, 변동 전압 VL2의 주기와 동등하다. 또한, 신호 전달용 제어 장치(72b)는 NMOS(72a)의 스위칭 패턴을, 특성 X의 값에 따라 변경한다.
파형 검출 회로(96)는, 접지를 기준으로 하여 배선(93)의 전위를 검출한다. 파형 검출 회로(96)에서 검출되는 전위는, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1로부터 직류 전원(90)의 출력 전압 V1(고정값)을 감산한 값과 일치한다. 따라서, 파형 검출 회로(96)는, 실질적으로 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1을 검출하고 있다.
실시예 5의 게이트 전압 제어 회로의 그 밖의 구성은, 실시예 1의 게이트 전압 제어 회로(50)와 동등하다.
도 12는 실시예 5의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내고 있다. 도 12의 기간 T4는 전위 VH가 기준값보다도 크면서, 또한 특성 X가 기준값 이하인 경우를 나타내고 있다. 전위 VH가 기준값보다도 크므로, 신호 전압 인가 회로(92)가, 도 4의 기간 T1과 마찬가지로 신호 VP2를 제어한다. 따라서, 기간 T4에 있어서는, 각 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 신호 VP2가 고전위 Von으로 제어된다. 또한, 특성 X가 기준값 이하인 경우에는 신호 생성 회로(72)는 신호 VP4를 상시 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 기간 T4에 있어서는, NMOS(72a)가 상시 오프되어 있다. 따라서, 실시예 5의 기간 T4에 있어서는, 전압 VL1, VL2의 파형이, 실시예 1의 기간 T2와 마찬가지의 파형이 된다. 즉, 기간 T4에 있어서는, 전압 VL1, VL2가, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 중간 전압 V0이 된다.
도 12의 기간 T5는 전위 VH가 기준값 이하이면서, 또한 특성 X가 기준값 이하인 경우를 나타내고 있다. 전위 VH가 기준값 이하이므로, 신호 전압 인가 회로(92)가, 도 4의 기간 T2와 마찬가지로, 신호 VP2를 저전위 Voff로 제어한다. 따라서, 기간 T5에 있어서는 스위치(92a)가 상시 오프되어 있다. 또한, 특성 X가 기준값 이하이므로, 신호 생성 회로(72)는 기간 T4와 마찬가지로, 신호 VP4를 상시 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 기간 T5에 있어서는 NMOS(72a)가 상시 오프되어 있다. 따라서, 실시예 5의 기간 T5에 있어서는, 전압 VL1, VL2의 파형이, 실시예 1의 기간 T1과 마찬가지의 파형이 된다. 즉, 기간 T5에 있어서는 전압 VL1, VL2가 중간 전압을 갖지 않는다.
도 12의 기간 T6은 전위 VH가 기준값 이하이면서, 또한 특성 X가 기준값보다도 큰 경우를 나타내고 있다. 전위 VH가 기준값 이하이므로, 신호 전압 인가 회로(92)가, 신호 VP2를 저전위 Voff로 제어한다. 따라서, 기간 T6에 있어서는, 스위치(92a)가 상시 오프되어 있다. 또한, 특성 X가 기준값보다도 크면, 신호 생성 회로(72)는, 각 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 신호 VP4를 고전위 Von으로 제어한다. 따라서, 각 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 NMOS(72a)가 온 한다. NMOS(72a)가 온 하면, NMOS(72a)와 다이오드(72c)에 의해 2차 코일(80b)의 양단 사이가 접속된다. 그러면, 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가, 다이오드(72c)의 순방향 전압 강하와 대략 동등한 전압 VF2b가 된다. 이로 인해, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 전압 VF2b에 대응하는 전압 VF2a가 된다. 또한, 전압 VF2a, VF2b는 매우 작은 전압이며, 전압 V0과 대략 동등하다. 따라서, 기간 T6에 있어서는, 전압 VL1, VL2의 파형이 기간 T4와 대략 동일해진다.
실시예 5에서는, 검출 회로(71)가 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2를 검출하여, 각 주기에 있어서의 전압 VL2의 파형이 중간 전압을 갖는지 여부를 판정한다. 또한, 실시예 5에서는, 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우(예를 들어, 도 12의 기간 T4)와 특성 X가 기준값보다도 큰 경우(예를 들어, 도 12의 기간 T6) 모두 전압 VL2가 중간 전압을 갖는다. 이로 인해, 중간 전압의 유무만으로는, 전위 VH가 기준값보다도 큰지 여부를 판정할 수 없다. 이로 인해, 실시예 5에서는, 특성 검출기(74)로부터 검출 회로(71)로 특성 X의 값이 송신된다. 검출 회로(71)는, 특성 X가 기준값보다도 높은지 여부를 판정한다. 검출 회로(71)는 특성 X가 기준값보다도 낮으면서, 또한 전압 VL2가 중간 전압을 갖는 경우에, 전위 VH가 기준값보다도 크다고 판단한다. 그 밖의 경우에는 검출 회로(71)는 전위 VH가 기준값 이하라고 판단한다. 따라서, 실시예 5의 구성에 의하면, 전위 VH가 기준값보다도 큰지 여부에 따라 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변경할 수 있다.
또한, 실시예 5에서는 파형 검출 회로(96)가, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1을 검출하여, 각 주기에 있어서의 전압 VL1의 파형이 중간 전압을 갖는지 여부를 판정한다. 이에 의해, 파형 검출 회로(96)는, 특성 X가 기준값보다도 큰지 여부를 판정한다. 또한, 실시예 5에서는 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우(예를 들어, 도 12의 기간 T4)와 특성 X가 기준값보다도 큰 경우(예를 들어, 도 12의 기간 T6) 모두 전압 VL1이 중간 전압을 갖는다. 이로 인해, 중간 전압의 유무만으로는, 특성 X가 기준값보다도 큰지 여부를 판정할 수 없다. 이로 인해, 실시예 5에서는, 절연 소자(44)로부터 파형 검출 회로(96)로 전위 VH의 값이 송신된다. 파형 검출 회로(96)는 전위 VH가 기준값보다도 큰지 여부를 판정한다. 파형 검출 회로(96)는 전위 VH가 기준값보다도 낮으면서, 또한, 전압 VL1이 중간 전압을 갖는 경우에 특성 X가 기준값보다도 크다고 판단한다. 그 밖의 경우에는, 파형 검출 회로(96)는, 특성 X가 기준값 이하라고 판단한다. 따라서, 실시예 5의 구성에 의하면, 1차 회로(50a)가, 특성 X가 기준값보다도 큰지 여부의 정보를 수신할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 실시예 5의 구성에 의하면, 1차 회로(50a)로부터 전압 조정 회로(40)로 전위 VH를 나타내는 신호를 송신할 수 있다. 또한, 실시예 5의 구성에 의하면, 2차 코일(80b)측의 회로로부터 1차 회로(50a)로 특성 X를 나타내는 신호를 송신할 수 있다.
또한, 실시예 5에서는, 신호 생성 회로(72)가 다이오드(72c)를 갖고 있었지만, 신호 생성 회로(72)가 다이오드(72c)를 갖고 있지 않아도 된다. 또한, NMOS(72a)와 다이오드(72c)의 위치가 교체되어 있어도 된다.
또한, 모든 2차 코일(80b)에 대하여 신호 생성 회로(72)가 설치되어 있어도 되고, 어느 하나의 2차 코일(80b)에 대해서만 신호 생성 회로(72)가 설치되어 있어도 된다.
[실시예 6]
상술한 실시예 5에서는, 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우(도 12의 기간 T4)와 특성 X가 기준값보다도 큰 경우(도 12의 기간 T6)에, 전압 VL1의 파형이 동일하고, 전압 VL2의 파형이 동일했다. 이로 인해, 전위 VH가 기준값보다도 크면서, 또한 특성 X가 기준값보다도 큰 경우에, 1차 회로(50a)와 2차 코일(80b)측의 회로 사이에서 신호의 송수신이 곤란해진다. 이로 인해, 도 13에 도시한 바와 같이 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우(기간 T4)와 특성 X가 기준값보다도 큰 경우(기간 T6)에 중간 전압을 발생시키는 타이밍을 변경해도 된다. 즉, 기간 T4와 기간 T6에서, 전압 VL1, VL2의 파형이 상이해도 된다.
[실시예 7]
도 14에 도시한 바와 같이, 실시예 7에서는, 신호 생성 회로(72)가, NMOS(72a)에 대하여 직렬로 접속되어 있는 2개의 다이오드(72d, 72e)를 갖고 있다. 즉, NMOS(72a)와 다이오드(72d)와 다이오드(72e)의 직렬 회로가, 2차 코일(80b)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 다이오드(72d)는 캐소드가 배선(62)측을 향하고, 애노드가 배선(61a)측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 다이오드(72e)는, 캐소드가 배선(62)측을 향하고, 애노드가 배선(61a)측을 향하는 방향에서 접속되어 있다. 또한, 도 14에서는 다이오드(72d, 72e)가 NMOS(72a)와 배선(61a) 사이에 접속되어 있지만, NMOS(72a), 다이오드(72d), 다이오드(72e)가 배열되는 순서는 어떤 순서든 좋다.
다이오드(72d)의 애노드와 캐소드의 사이에는 NMOS(72f)가 접속되어 있다. NMOS(72f)의 게이트에는 신호 전달용 제어 장치(72g)가 접속되어 있다. 신호 전달용 제어 장치(72g)에는 특성 X의 값이 송신된다. 신호 전달용 제어 장치(72g)는, 수신한 특성 X의 값에 따라 NMOS(72f)의 게이트에 신호 VP5를 인가한다.
실시예 7에 있어서, 전위 VH가 기준값보다도 높은 경우의 동작은, 도 12의 기간 T4와 동일하다. 실시예 7에 있어서, 전위 VH가 기준값 이하인 경우의 동작이, 도 15에 도시되어 있다. 도 15에서는 전위 VH가 기준값 이하이므로, 신호 VP2는 저전위 Voff로 유지되어 있고, 스위치(92a)는 상시 오프되어 있다. 실시예 7에서는, 특성 X가 제1 기준값보다도 큰 제1 범위에 있는 경우와, 특성 X가 제1 기준값 이하이면서, 또한 제2 기준값보다도 큰 제2 범위에 있는 경우와, 특성 X가 제2 기준값 이하인 제3 범위에 있는 경우의 3개의 경우에 따라 2차 코일(80b)측의 회로로부터 1차 회로(50a)로 신호가 송신된다. 도 15의 기간 T7은 제1 범위의 경우의 동작을 나타내고 있으며, 도 15의 기간 T8은 제2 범위의 경우의 동작을 나타내고 있고, 도 15의 기간 T9는 제3 범위의 경우의 동작을 나타내고 있다.
특성 X가 제1 범위에 있는 경우(기간 T7)에는, 신호 전달용 제어 장치(72b)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP4를 고전위 Von으로 제어한다. 또한, 이 경우에는 신호 전달용 제어 장치(72g)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP5를 고전위 Von으로 제어한다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, NMOS(72a)와 NMOS(72f)가 온 한다. NMOS(72f)가 온 하면, 다이오드(72d)의 애노드와 캐소드의 사이가 단락한다. 또한, NMOS(72a)가 온 하면, 2차 코일(80b)의 양단 사이가, NMOS(72a), NMOS(72f) 및 다이오드(72e)에 의해 접속된다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가, 다이오드(72e)의 순방향 전압 강하와 대략 동등한 전압 VFL2b가 된다. 이로 인해, 이 타이밍에서는, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 전압 VL1이, 전압 VFL2b에 대응하는 전압 VFL2a가 된다.
특성 X가 제2 범위에 있는 경우(기간 T8)에는, 신호 전달용 제어 장치(72b)가 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서 신호 VP4를 고전위 Von으로 제어한다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, NMOS(72a)가 온 한다. 한편, 이 경우에는, 신호 전달용 제어 장치(72g)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP5를 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 오프 기간 Toff의 전체에서, NMOS(72f)가 오프로 유지된다. 따라서, NMOS(72a)가 온함으로써, 2차 코일(80b)의 양단 사이가, NMOS(72a), 다이오드(72d) 및 다이오드(72e)에 의해 접속된다. 따라서, 오프 기간 Toff의 후반의 일부에서, 2차 코일(80b)의 양단 사이의 전압 VL2가 다이오드(72d)의 순방향 전압 강하와 다이오드(72e)의 순방향 전압 강하를 가산한 전압 VFH2b가 된다. 즉, 기간 T8에 있어서의 중간 전압 VFH2b가, 기간 T7에 있어서의 중간 전압 VFL2b보다도 커진다. 이로 인해, 이때에 1차 코일(80a)에 발생하는 전압 VL1도, 중간 전압 VFL2a보다도 높은 중간 전압 VFH2a가 된다.
특성 X가 제3 범위에 있는 경우(기간 T3)에는 신호 전달용 제어 장치(72b)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP4를 저전위 Voff로 유지하고, 신호 전달용 제어 장치(72g)가 오프 기간 Toff의 전체에서 신호 VP5를 저전위 Voff로 유지한다. 따라서, 기간 T9에 있어서는, 변동 전압 VL1, VL2는 중간 전압을 갖지 않는다.
파형 검출 회로(96)는, 1차 코일(80a)의 양단 사이의 변동 전압 VL1을 검출하여, 변동 전압 VL1이 중간 전압 VFL2a를 갖는지, 중간 전압 VFH2a를 갖는지, 중간 전압을 갖지 않는지를 판정한다. 이에 의해, 파형 검출 회로(96)는, 특성 X가 제1 범위에 있는지, 제2 범위에 있는지, 제3 범위에 있는지를 판정한다.
이와 같이, 실시예 7의 구성에 의하면, 중간 전압의 크기를 신호로서 사용할 수 있다. 이 구성에 의하면, 보다 상세한 정보를 2차 코일(80b)측의 회로로부터 1차 회로(50a)로 송신할 수 있다.
또한, 실시예 7에 있어서, 다이오드(72e)를 생략해도 된다.
[실시예 8]
실시예 8의 게이트 전압 제어 회로의 구성은, 실시예 5(도 11)의 게이트 전압 제어 회로의 구성과 동등하다. 도 16은 실시예 5의 게이트 전압 제어 회로의 동작을 나타내고 있다. 도 16의 기간 T10은 특성 X가 기준값보다도 크면서, 또한 전위 VH가 기준값 이하인 경우를 나타내고 있다. 도 16의 기간 T11은, 특성 X가 기준값보다도 크면서, 또한 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우를 나타내고 있다. 도 16의 기간 T12는 특성 X가 기준값보다도 작으면서, 또한 전위 VH가 기준값보다도 큰 경우를 나타내고 있다. 도 16의 기간 T10에 있어서는, 전압 VL1, VL2의 중간 전압이 오프 기간 Toff의 선두에 설치되어 있다. 중간 전압의 위치를 제외하고, 기간 T10에 있어서의 게이트 전압 제어 회로의 동작은, 도 12의 기간 T6에 있어서의 동작과 동등하다. 또한, 도 16의 기간 T12에 있어서는, 전압 VL1, VL2의 중간 전압이 오프 기간 Toff의 마지막에 설정되어 있다. 중간 전압의 위치를 제외하고, 기간 T12에 있어서의 게이트 전압 제어 회로의 동작은, 도 12의 기간 T4에 있어서의 동작과 동등하다. 이와 같이, 특성 X가 기준값보다도 큰 것을 나타내는 중간 전압(기간 T10의 중간 전압)이, 전위 VH가 기준값보다도 큰 것을 나타내는 중간 전압(기간 T12의 중간 전압)보다도 오프 기간 Toff 내에서 전방측에 설정되어 있다.
기간 T11에 있어서는, 특성 X가 기준값보다도 크므로, 오프 기간 Toff의 선두에서 신호 전달용 제어 장치(72b)가 NMOS(72a)를 온 시킨다. 이로 인해, 오프 기간 Toff의 선두에서, 전압 VL1, VL2에 중간 전압이 발생한다. 그러면, 파형 검출 회로(96)가 오프 기간 Toff의 선두에서 중간 전압을 검출한다. 이에 의해, 1차 회로(50a)가, 특성 X가 기준값보다도 큰 것을 나타내는 신호를 수신한다. 오프 기간 Toff의 선두에서 파형 검출 회로(96)가 중간 전압을 검출하면, 그 취지의 신호가 파형 검출 회로(96)로부터 신호 전달용 제어 장치(92b)로 송신된다. 그러면, 신호 전달용 제어 장치(92b)는, 전위 VH가 기준값보다도 높은 경우에도, 나머지의 오프 기간 Toff 동안은 신호 VP2를 저전위 Voff로 유지함으로써, 스위치(92a)를 오프로 유지한다. 이로 인해, 전위 VH가 기준값보다도 높은 것을 나타내는 신호가 송신되지 않는다. 이와 같이, 전위 VH가 기준값보다도 크면서, 또한 특성 X가 기준값보다도 큰 경우에는, 전위 VH가 기준값보다도 큰 것을 나타내는 신호의 송신이 생략된다. 이 구성에 의하면, 기간 T10, T11, T12의 어떤 경우든, 1주기분의 변동 전압 VL2를 시간으로 적분한 값이 동등하다. 이로 인해, 기간 T10, T11 및 T12 사이에서, 전압 조정 회로(40)에 공급되는 에너지에 차가 발생하기 어렵다. 이 구성에 의하면, 전압 조정 회로(40)에 보다 안정되게 전력을 공급할 수 있다.
[실시예 9]
상술한 실시예 1 내지 8에 있어서, 변동 전압 VL1, VL2의 복수 주기분의 파형에 의해 전위 VH의 정보를 1차 회로(50a)로부터 전압 조정 회로(40)로 송신해도 된다. 예를 들어, 도 4의 기간 T1에 있어서의 변동 전압 VL1(VL2)의 파형을 부호 「0」을 나타내는 것으로서 사용하고, 도 4의 기간 T2에 있어서의 변동 전압 VL1(VL2)의 파형을 부호 「1」을 나타내는 것으로서 사용하여, 복수 주기분의 변동 전압에 의해 부호 「1」과 부호 「0」을 나열한 신호를 송신해도 된다. 이 구성에 의하면, 1차 회로(50a)와 전압 조정 회로(40) 사이에 시리얼 통신을 행할 수 있다. 또한, 시리얼 통신에 의해 2차 코일(80b)측의 회로(신호 생성 회로(72))로부터 1차 회로(50a)로 신호를 송신해도 된다.
예를 들어, 신호 전달용 제어 장치(92b)가 전위 VH의 값 그 자체를 나타내는 시리얼 신호를 1차 코일(80a)에 인가하고, 검출 회로(71)가 그 시리얼 신호를 수신해도 된다. 그리고, 검출 회로(71)에서 전위 VH가 기준값보다도 큰지 여부를 판정하여, 판정 결과를 전압 조정 회로(40)로 송신해도 된다.
또한, 상술한 실시예 1 내지 9에서는, 1차 회로(50a)로부터 전압 조정 회로(40)로 전위 VH의 값을 송신했지만, 그 밖의 물리량(예를 들어, 특정한 배선에 있어서의 전류, 특정한 소자의 온도, 외부로부터의 명령 신호 등)을 송신해도 된다. 또한, 상술한 실시예 1 내지 9에서는, 2차 코일(80b)측의 회로로부터 1차 회로(50a)로 특성 X의 값(에러가 발생하고 있는지의 여부를 나타내는 값)을 송신했지만, 그 밖의 값(예를 들어, IGBT(36a)의 온도 등)을 송신해도 된다.
또한, 상술한 실시예 1 내지 9에서는, 전위 VH의 값에 따라 IGBT(36a)의 스위칭 속도를 변경했다. 그러나, 게이트 전압의 변화 패턴의 그 밖의 특성(예를 들어, 온 전압 또는 오프 전압의 크기, 온 전압의 인가 기간과 오프 전압의 인가 기간의 비(즉, 듀티비) 등)을 변경해도 된다.
상술한 실시예의 각 구성 요소와, 청구항의 각 구성 요소의 관계에 대하여 설명한다. 실시예의 검출 회로(42)는 청구항의 검출 회로의 일례이다. 실시예의 NMOS(94)는, 청구항의 급전용 스위칭 소자의 일례이다. 실시예의 스위치(92a)는, 청구항의 제1 신호 전달용 스위칭 소자의 일례이다. 실시예의 도 8 기간 T1에 있어서의 전압 VL1의 상승 파형은, 청구항의 마이너스 전압 기간으로부터 중간 전압 기간을 거쳐 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형의 일례이다. 실시예의 도 8 기간 T2에 있어서의 전압 VL1의 상승 파형은, 청구항의 마이너스 전압 기간으로부터 중간 전압 기간을 거치지 않고 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형의 일례이다. 실시예의 도 10 구성은, 청구항의 검출 회로로부터 송신되는 신호에 따라 중간 전압의 크기가 변화하는 구성의 일례이다. 실시예의 다이오드(92c)는, 청구항의 제1 신호 전달용 스위칭 소자에 대하여 직렬로, 캐소드가 직류 전원의 상기 정극측을 향하는 방향에서 접속되어 있는 다이오드의 일례이다. 실시예의 NMOS(72a)는, 청구항의 제2 신호 전달용 스위칭 소자의 일례이다. 실시예의 파형 검출 회로(96)는, 청구항의 파형 검출 회로의 일례이다. 실시예의 도 13, 16에 있어서 전압 V0이 인가되는 기간은, 청구항의 제1 기간의 일례이다. 실시예의 도 13, 16에 있어서 전압 VF2b가 인가되는 기간은, 청구항의 제2 기간의 일례이다.
본 명세서가 개시하는 기술 요소에 대하여, 이하에 열기한다. 또한, 이하의 각 기술 요소는, 각각 독립적으로 유용한 것이다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 1차 회로가, 직류 전원과, 급전용 스위칭 소자와, 제1 신호 전달용 스위칭 소자와, 급전용 제어 장치와, 제1 신호 전달용 제어 장치를 갖고 있다. 직류 전원의 정극은, 각 1차 코일의 일단부에 접속되어 있다. 급전용 스위칭 소자는, 각 1차 코일의 타단부와 직류 전원의 부극 사이에 접속되어 있다. 제1 신호 전달용 스위칭 소자는, 각 1차 코일에 병렬로 접속되어 있다. 급전용 제어 장치는, 급전용 스위칭 소자를 주기적으로 스위칭시킨다. 제1 신호 전달용 제어 장치는, 급전용 스위칭 소자의 스위칭 주기에 동기하여 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 스위칭시켜, 검출 회로로부터 송신되는 신호에 따라 제1 신호 전달용 스위칭 소자의 스위칭 패턴을 변경한다.
이 구성에 의하면, 급전용 스위칭 소자의 스위칭에 의해, 각 1차 코일 및 각 2차 코일에 변동 전압을 발생시킬 수 있다. 또한, 신호(즉, 물리량)에 따라 제1 신호 전달용 스위칭 소자의 스위칭 패턴을 변경함으로써, 각 1차 코일 및 각 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형을 변화시킬 수 있다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 복수 종류의 파형 중 하나가, 플러스 전압으로 유지되는 플러스 전압 기간과, 마이너스 전압으로 유지되는 마이너스 전압 기간과, 플러스 전압보다 작고 마이너스 전압보다 큰 중간 전압으로 유지되는 중간 전압 기간을 갖는다.
플러스 전압은, 절연 트랜스의 유도 기전력에 의해 생성할 수 있다. 마이너스 전압은, 절연 트랜스에 접속하는 직류 전원에 의해 생성할 수 있다. 또한, 플러스 전압과 마이너스 전압 사이의 중간 전압은 용이하게 생성할 수 있다. 따라서, 이 구성에 의하면, 용이하게 변동 전압을 생성할 수 있다.
중간 전압을 생성하는 상기한 구성에 있어서는, 복수 종류의 파형이 제1 파형과 제2 파형을 갖고 있으며, 제1 파형과 제2 파형 사이에서, 플러스 전압 기간의 길이, 마이너스 전압 기간의 길이 및 중간 전압 기간의 길이가 동등하고, 제1 파형과 제2 파형 사이에서 중간 전압 기간의 시기가 상이해도 된다.
이 구성에 의하면, 제1 파형과 제2 파형 사이에서 각 기간의 길이가 동등하므로, 제1 파형과 제2 파형 사이에서 1차 회로로부터 2차 회로로 보내지는 에너지에 차가 발생하기 어렵다. 따라서, 이 구성에 의하면, 보다 안정되게 각 전압 조정 회로에 전력을 공급할 수 있다.
중간 전압을 생성하는 상기한 구성에 있어서는, 복수 종류의 파형 중 하나가, 마이너스 전압 기간으로부터 중간 전압 기간을 거쳐 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형을 갖고 있으며, 다른 하나가, 마이너스 전압 기간으로부터 중간 전압 기간을 거치지 않고 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형을 갖고 있어도 된다.
게이트 전압 제어 장치의 동작 상태에 따라서는, 각 2차 코일에 흐르는 전류가 대략 제로까지 저하하는 경우가 있다. 그러면, 각 2차 코일에서 링잉이 발생하여, 각 2차 코일에 발생하는 전압이 진동한다. 링잉이 발생하고 있는 동안에 1차 코일에 중간 전압이 인가되어도, 2차 코일측에서 중간 전압에 대응하는 전압을 검출하는 것은 어렵다. 상기한 구성에서는, 파형의 상승에 있어서 중간 전압이 인가된다. 파형의 상승에 있어서 링잉이 발생하는 일은 없으므로, 2차 코일측에서 확실하게 중간 전압에 대응하는 전압을 검출할 수 있다.
중간 전압을 생성하는 상기한 구성에 있어서는, 검출 회로로부터 송신되는 신호에 따라 중간 전압의 크기가 변화해도 된다.
이 구성에 의하면, 중간 전압의 크기에 의해 정보를 송신할 수 있다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 제1 신호 전달용 스위칭 소자에 대하여 직렬로, 캐소드가 직류 전원의 정극측을 향하는 방향에서 접속되어 있는 다이오드를 더 갖는다.
노이즈 등의 영향에 의해, 제1 신호 전달용 스위칭 소자와 급전용 스위칭 소자 양쪽이 온 상태가 되는 경우가 있다. 상기한 구성에 의하면, 제1 신호 전달용 스위칭 소자와 급전용 스위칭 소자 양쪽이 온 상태가 되어도, 직류 전원의 정극과 부극이 단락하는 것이 다이오드에 의해 방지된다. 이로 인해, 직류 전원에 과대한 부하가 가해지는 것을 방지할 수 있다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 적어도 1개의 2차 코일에 접속되어 있는 신호 생성 회로를 더 갖고 있다. 신호 생성 회로가, 2차 코일의 양단 사이에 접속되어 있는 제2 신호 전달용 스위칭 소자와, 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 제어하는 제2 신호 전달용 제어 장치를 갖고 있다. 1차 회로가, 1차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형을 검출하는 파형 검출 회로를 갖고 있다.
이 구성에서는, 제2 신호용 스위칭 소자를 스위칭함으로써, 1차 코일 및 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형을 제어할 수 있다. 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 스위칭시켜, 1차 회로에서 1차 회로에 발생하는 변동 전압의 파형을 검출함으로써, 2차 코일측의 회로로부터 1차 회로로 신호를 송신할 수 있다.
2차 코일측의 회로로부터 1차 회로로 신호를 송신하는 상기 구성에 있어서는, 제1 신호 전달용 제어 장치는, 검출 회로로부터 송신되는 신호가 특정한 신호인 경우에, 급전용 제어 장치가 급전용 스위칭 소자를 오프로 유지하는 오프 기간의 일부인 제1 기간에서 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시켜도 된다. 또한, 제2 신호 전달용 제어 장치는, 특정한 경우에, 오프 기간의 일부인 제2 기간에서 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시켜도 된다. 또한, 제1 기간과 제2 기간이 중복되지 않는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키는 경우(즉, 1차 회로로부터 2차 회로로 신호를 송신하는 경우)와 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키는 경우(즉, 2차 회로로부터 1차 회로로 신호를 송신하는 경우)에, 기간이 어긋나 있다. 이로 인해, 양쪽 신호를 확실하게 구별할 수 있다.
제1 기간과 제2 기간이 중복되지 않는 상기한 구성에 있어서는, 제2 기간이 제1 기간보다도 먼저 설정되어 있는 것이 바람직하다. 파형 검출 회로가 제2 기간에 있어서 제2 신호 전달용 스위칭 소자의 온에 대응하는 전압을 검출했을 때는, 검출 회로로부터 송신되는 신호가 특정한 신호이어도, 제1 신호 전달용 제어 장치가, 제1 기간에서 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키지 않는 것이 바람직하다.
이와 같은 구성에 의하면, 제1 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하면 그 기간 동안은 1차 코일 및 2차 코일에 발생하는 전압이 작아져, 제2 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하면 그 기간 동안은 1차 코일 및 2차 코일에 발생하는 전압이 작아진다. 1개의 파형에 있어서 제1 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하는 기간과 제2 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하는 기간 양쪽이 존재하면, 그 파형에 의해 공급되는 에너지가 극단적으로 작아진다. 상기한 구성에 의하면, 1개의 파형 중에 제1 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하는 기간과 제2 신호 전달용 스위칭 소자가 온 하는 기간 양쪽이 존재하지 않게 되므로, 안정된 전력의 공급이 가능해진다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 각 전압 조정 회로가, 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 복수 주기분의 파형의 종류의 조합에 따라 게이트 전압의 변화 패턴을 변경한다.
이 구성에 의하면, 1차 회로로부터 각 전압 조정 회로로 보다 복잡한 정보를 송신할 수 있다.
본 명세서가 개시하는 일례의 구성에서는, 각 전압 조정 회로가, 2차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형의 종류에 따라, 스위칭 소자의 스위칭 속도를 변경한다.
이 구성에 의하면, 스위칭 소자에서 발생하는 서지를 억제하면서, 스위칭 소자에서 발생하는 손실을 억제할 수 있다.
이상, 본 발명의 구체예를 상세하게 설명했지만, 이들은 예시에 지나지 않으며, 특허 청구 범위를 한정하는 것은 아니다. 특허 청구 범위에 기재된 기술에는, 이상에 예시한 구체예를 여러가지로 변형, 변경한 것이 포함된다.
본 명세서 또는 도면에 설명한 기술 요소는, 단독으로 혹은 각종 조합에 의해 기술적 유용성을 발휘하는 것이며, 출원 시 청구항에 기재된 조합에 한정되는 것은 아니다. 또한, 본 명세서 또는 도면에 예시한 기술은 복수 목적을 동시에 달성하는 것이며, 그 중 하나의 목적을 달성하는 것 자체로 기술적 유용성을 갖는 것이다.
10: 모터 구동 회로
12: 배터리
14: 모터
16: 모터
20: 컨버터 회로
22: 제1 인버터 회로
24: 제2 인버터 회로
36: RC-IGBT
40: 전압 조정 회로
42: 검출 회로
44: 절연 소자
50: 게이트 전압 제어 회로
50a: 1차 회로
70: 2차 회로
71: 검출 회로
72: 신호 생성 회로
72a: NMOS
72b: 신호 전달용 제어 장치
72f: NMOS
72g: 신호 전달용 제어 장치
73a: 다이오드
73b: 평활화 콘덴서
74: 특성 검출기
80: 절연 트랜스
80a: 1차 코일
80b: 2차 코일
90: 직류 전원
92: 신호 전압 인가 회로
92a: 스위치
92b: 신호 전달용 제어 장치
92f: 스위치
92g: 신호 전달용 제어 장치
94: NMOS
95: 급전용 제어 장치
96: 파형 검출 회로

Claims (12)

  1. 주전류 회로에 접속되어 있는 복수의 스위칭 소자의 게이트에 인가하는 게이트 전압을 제어하는 게이트 전압 제어 장치이며,
    검출 회로와,
    1차 코일과 2차 코일을 갖는 복수의 절연 트랜스와,
    상기 각 1차 코일에 접속되어 있는 1차 회로와,
    복수의 2차 회로와,
    복수의 전압 조정 회로를 구비하고 있고,
    상기 복수의 2차 회로 각각이, 대응하는 상기 2차 코일에 접속되어 있고,
    상기 복수의 전압 조정 회로 각각이, 대응하는 상기 2차 회로 및 대응하는 상기 게이트에 접속되어 있고,
    상기 검출 회로는, 물리량을 검출하고, 검출된 물리량에 대응하는 신호를 상기 1차 회로에 송신하고,
    상기 1차 회로는, 복수 종류의 파형의 변동 전압을 상기 각 1차 코일의 양단 사이로 인가 가능하게 구성되어 있고, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호에 대응한 종류의 파형의 변동 전압을 상기 각 1차 코일의 양단 사이로 인가하는 처리를 주기적으로 실행하고,
    상기 각 2차 회로는, 상기 2차 코일에 발생하는 변동 전압을 직류 전압으로 변환하고,
    상기 각 전압 조정 회로는, 상기 2차 회로가 변환한 상기 직류 전압을 전원으로 하여 동작하고, 상기 게이트 전압을 주기적으로 변화시켜, 상기 2차 코일에 발생하는 상기 변동 전압의 파형의 종류에 따라 상기 게이트 전압의 변화 패턴을 변경하는, 게이트 전압 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 1차 회로는,
    상기 각 1차 코일의 일단부에 정극이 접속되어 있는 직류 전원과,
    상기 각 1차 코일의 타단부와 상기 직류 전원의 부극 사이에 접속되어 있는 급전용 스위칭 소자와,
    상기 각 1차 코일에 병렬로 접속되어 있는 제1 신호 전달용 스위칭 소자와,
    상기 급전용 스위칭 소자를 주기적으로 스위칭시키는 급전용 제어 장치와,
    상기 급전용 스위칭 소자의 스위칭 주기에 동기하여 상기 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 스위칭시켜, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호에 따라 상기 제1 신호 전달용 스위칭 소자의 스위칭 패턴을 변경하는 제1 신호 전달용 제어 장치를 갖고 있는, 게이트 전압 제어 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수 종류의 파형 중 하나가, 플러스 전압으로 유지되는 플러스 전압 기간과, 마이너스 전압으로 유지되는 마이너스 전압 기간과, 상기 플러스 전압보다 작고 상기 마이너스 전압보다 큰 중간 전압으로 유지되는 중간 전압 기간을 갖는, 게이트 전압 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 복수 종류의 파형이, 제1 파형과 제2 파형을 갖고 있으며,
    상기 제1 파형과 상기 제2 파형 사이에서, 상기 플러스 전압 기간의 길이, 상기 마이너스 전압 기간의 길이 및 상기 중간 전압 기간의 길이가 동등하고,
    상기 제1 파형과 상기 제2 파형 사이에서, 상기 중간 전압 기간의 시기가 상이한, 게이트 전압 제어 장치.
  5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 복수 종류의 파형 중 하나가, 상기 마이너스 전압 기간으로부터 상기 중간 전압 기간을 거쳐 상기 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형을 갖고 있으며,
    다른 하나가, 상기 마이너스 전압 기간으로부터 상기 중간 전압 기간을 거치지 않고 상기 플러스 전압 기간에 이르는 상승 파형을 갖고 있는, 게이트 전압 제어 장치.
  6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호에 따라 상기 중간 전압의 크기가 변화하는, 게이트 전압 제어 장치.
  7. 제2항에 있어서, 상기 제1 신호 전달용 스위칭 소자에 대하여 직렬로, 캐소드가 상기 직류 전원의 상기 정극측을 향하는 방향에서 접속되어 있는 다이오드를 더 갖는, 게이트 전압 제어 장치.
  8. 제2항에 있어서, 적어도 1개의 2차 코일에 접속되어 있는 신호 생성 회로를 더 갖고 있으며,
    상기 신호 생성 회로가,
    상기 2차 코일의 양단 사이에 접속되어 있는 제2 신호 전달용 스위칭 소자와,
    상기 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 제어하는 제2 신호 전달용 제어 장치를 갖고 있으며,
    상기 1차 회로가, 상기 1차 코일에 발생하는 변동 전압의 파형을 검출하는 파형 검출 회로를 갖고 있는, 게이트 전압 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1 신호 전달용 제어 장치는, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호가 특정한 신호인 경우에, 상기 급전용 제어 장치가 상기 급전용 스위칭 소자를 오프로 유지하는 오프 기간의 일부인 제1 기간에서 상기 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키고,
    상기 제2 신호 전달용 제어 장치는, 특정한 경우에, 상기 오프 기간의 일부인 제2 기간에서 상기 제2 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키고,
    제1 기간과 제2 기간이 중복되지 않는, 게이트 전압 제어 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제2 기간이 상기 제1 기간보다도 먼저 설정되어 있고,
    상기 파형 검출 회로가 상기 제2 기간에 있어서 상기 제2 신호 전달용 스위칭 소자의 온에 대응하는 전압을 검출했을 때는, 상기 검출 회로로부터 송신되는 상기 신호가 상기 특정한 신호이어도, 상기 제1 신호 전달용 제어 장치가, 상기 제1 기간에서 상기 제1 신호 전달용 스위칭 소자를 온 시키지 않는, 게이트 전압 제어 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 각 전압 조정 회로가, 상기 2차 코일에 발생하는 상기 변동 전압의 복수 주기분의 파형의 종류의 조합에 따라 상기 게이트 전압의 변화 패턴을 변경하는, 게이트 전압 제어 장치.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 각 전압 조정 회로가, 상기 2차 코일에 발생하는 상기 변동 전압의 파형의 종류에 따라, 상기 스위칭 소자의 스위칭 속도를 변경하는, 게이트 전압 제어 장치.
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