KR20080074875A - 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및방법 - Google Patents

반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및방법 Download PDF

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보쉬 렉스로트 아게
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Abstract

본 발명은 반도체 스위치(400)의 갈바닉 절연식 제어를 위한 방법 및 회로 장치(100)에 관한 것으로, 회로 장치는 제어 회로(101), 드라이버 회로(102), 제어 회로(101)로부터 나온 제어 신호를 스위칭 신호로서 드라이버 회로(102)에 갈바닉 절연식으로 전송하기 위한 변환기(200), 및 스위칭 신호의 정류(301, 302)를 위한 수단을 포함하고, 드라이버 회로(102)는 게이트 전극(401), 소스 전극(402) 및 드레인 전극(403)을 가진 반도체 스위치(400)를 포함하고, 반도체 스위치(400)는 게이트 전극(401)과 드레인 전극(403) 사이에 사전 설정된 제 1 전압에 의해 스위칭될 수 있으므로, 드레인 전극(403)과 소스 전극(402) 사이에 사전 설정된 전류가 흐르고, 반도체 스위치(400) 스위칭하기 위해 스위칭 신호는 게이트 전극(401)에 인가될 수 있고, 드라이버 회로(102)는 제어 트랜지스터(320)을 포함하고, 상기 제어 트랜지스터는 베이스 전극(322), 에미터 전극(322) 및 콜렉터 전극(323)을 갖고, 제어 트랜지스터(320)는 사전 설정된 제 2 전압에 의해 베이스 전극(321)과 에미터 전극(322) 사이에서 스위칭될 수 있고, 따라서 반도체 스위치를 전환하기 위해 에미터 전극(402) 및 콜렉터 전극(323)에 의해 반도체 스위치(400)의 게이트 전극(401)은 반도체 스위치(400)의 소스 전극(402)에 연결될 수 있고, 제어 트랜지스터(320)의 베이스 전극(321)과 콜렉터 전극(323) 사이에 제 2 전압에 대해 정류된 제 3 전압을 발생시키기 위해 전압 발생 수단(350)이 제공된다. 이로써 간단하게 반도체 스위치의 작동이 개선될 수 있다.
반도체 스위치, 드라이버 회로, 제어 트랜지스터, 전압 발생 수단

Description

반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및 방법{Circuit arrangement and a method for the DC-isolated driving of a semiconductor switch}
본 발명은 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및 방법 에 관한 것이다.
제어 전자 장치 및 스위치가 적어도 일시적으로 상이한 전위에 있을 경우, 항상 파워 전자장치 내에서는 무전위 게이트 제어가 이용된다. 이는, 예컨대 강압 컨버터, 전류 인버터 브리지, 교류망 내의 회로 위상 각도 제어의 경우이다.
공지된 회로 구현시 예컨대 반도체 스위치의 게이트는 광전 분리 드라이버에 의해 제어된다. 드라이버의 공급 전압 및 반도체 스위치의 제어 출력의 제공은 고주파 변성기를 포함하는 갈바닉 절연된 전원부에 의해 이루어진다. 상기 회로 컨셉에서 전위 분리된 2개의 전류 패스(Path)는 적절한 회로 비용으로 스위치를 제어하기 위해 필요하다.
스위칭 출력 및 스위칭 신호가 서로 변환기를 통해 전달되는 해결책이 있다. 반도체 스위치의 접속을 위한 제어 신호는 고주파 신호로서 변환기의 1차 입력부에 제공된다. 스위치의 차단을 위해 1차측 신호가 정지된다. 이러한 회로 장치는 출 력측의 스위칭 부재를 위한 추가 보조 공급 전압이 없이 작동되지만, 스위칭 신호의 정확성은 다수의 용도에 충분하지 않다. 비도전 상태에서 반도체 스위치의 스위칭을 위해 변환기의 1차측 코일에서 전압이 제거된다. 이로써, 반도체 스위치의 게이트는 접속된 트랜지스터를 통해 방전될 수 있고, 예컨대 달링톤-트랜지스터에서 1.4 V인 트랜지스터-베이스-에미터-전압과 전류 패스 내의 저항에서 강하한 전압을 합한 높이의 잔류 전위를 갖는다. 선행기술에서는 대략 2.5 V의 잔류 게이트 전압이 달성된다. 반도체 스위치의 밀러-커패시턴스의 재충전에 의해 추가 전압 피크가 발생할 수 있기 때문에, 반도체 스위치는 그 최소 접속 전압에 도달시 의도치 않게 도전 상태로 리셋되는 문제가 제기된다(이중-또는 다중 접속). 따라서 이러한 회로 장치는 예컨대 인버터에서 고주파 작동에 적합하지 않다. 이러한 경우를 위해 선행기술에서 광커플러에 의한 제어가 이용되고, 이것은 전술한 바와 같이 증가된 부품 비용을 필요로 하므로 제조시 비교적 비용이 많이 든다. 또한, 상기 해결 방법에서는 더 많은 회로 손실이 나타나는데, 그 이유는 스위치의 제어 에너지에 추가하여 구동기 모듈의 공급 에너지도 제공되어야 하기 때문이다.
본 발명의 목적은, 부품- 및 비용의 감소시 특히 고주파 인버터 작동에 적합한 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기 목적은 본 발명에 따라, 독립 청구항에 따른 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치 및 방법에 의해 달성된다. 바람직한 실시예는 종속 청구항의 대상이다.
하기 상세한 설명은 달리 설명되지 않은 경우, 본 발명에 따른 회로 장치 및 본 발명에 따른 방법에 동일하게 적용된다.
본 발명에 의해 부품이 감소될 수 있다. 이로써, 회로 장치는 더 저렴하게 제조된다. 스위치의 제어가 전류 패드에 의해서만 구현됨으로써, 즉 제어 신호가 동시에 제어 출력을 제공함으로써, 회로 비용(비용, 부품 개수, 필요 공간)이 최소화될 수 있다. 다른 장점으로는, 더 낮은 전력 소비가 주어지는데, 그 이유는 제어 전압 공급으로부터 스위치의 제어 출력만 제공되면 되기 때문이고, 도 2에 따른 바람직한 실시예에서 예컨대, 16 Khz 펄스폭 변조시 드라이버 스테이지당 0.8 W 이다. 기본적으로 접속-또는 차단 신호만이(사용된 반도체 스위치 및/또는 제어 트랜지스터에 따라, 예컨대 단극성, 양극성, n-채널, p-채널, npn, pnp 등;당업자는 반도체 소자와 제어 트랜지스터의 어떤 조합이 사용 목적에 적합한지 알 수 있다) 무전위로 전송된다. 다른 스위칭 과정은 스위치 전위에 대해 패시브하게 구현된다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 제어 트랜지스터의 베이스 전극은 전압 발생 수단의 하나의 극에 연결되고, 적어도 2개, 바람직하게 3개의 다이오드를 통해 반도체 스위치의 소스 전극에 연결된다. 이러한 연결은 고주파 변성기를 통해 이루어질 수 있다. 이로써, 제어 트랜지스터의 베이스 전극과 반도체 스위치의 소스 전극 또는 접지 사이에 사전 설정된 전압차, 3개의 Si-다이오드에서 예컨대 2.1 V의 전압차가 구현될 수 있다. 따라서 반도체 스위치의 게이트 전극은 바람직하게 제로 전위까지 될 수 있다.
바람직하게 본 발명에서 전압 발생 수단은 적어도 하나의 용량성 부품으로, 특히 바람직하게 10 nF를 가진 커패시터로 형성된다. 또한, 충전 전류 제한을 위해 바람직하게 저항성 부품, 특히 저항이 제공될 수 있다. 따라서 의도된 제 3 전압이 간단하게 얻어질 수 있다. 용량성 부품은 스위칭 과정에서 충전된 후 다른 스위칭 과정을 위해 제 3 전압을 제공할 수 있다.
바람직하게 본 발명은, 반도체 스위치의 게이트 전극과 소스 전극 사이의 전압을 제한하기 위한 제어 트랜지스터의 콜렉터 전극과 베이스 전극 사이에, 극성 반전을 방지하는 적어도 하나의 Z-다이오드를 포함하는 다이오드 장치를 갖는다. 이로써, 반도체 스위치는 손상이 방지될 수 있다.
본 발명에서 반도체 스위치의 밀러-커패시턴스를 통해 결합된 간섭 전류의 버퍼링을 위해 반도체 스위치의 게이트 전극과 소스 전극 사이에 용량성 부품, 특히 커패시터가 제공되는 것이 바람직하다. 반도체 스위치의 전극들 사이의 밀러-커패시턴스에 의해, 예컨대 접속 단계 동안 인버터 내에서 장치의 작동을 방해할 수 있는 높은 전류 피크가 결합된다. 상기 전류 피크는, 제공된 커패시턴스에 의해 버퍼링 되고 따라서 그 작용이 억제된다.
바람직하게, 본 발명에서 반도체 스위치는 단극성 트랜지스터로서, 특히 FET, MOSFET 또는 IGBT로서 형성된다. 상기 트랜지스터는 낮은 스위칭 출력으로 큰 전류의 스위칭을 가능하게 한다. 그러나, 반도체 스위치는 양극성 트랜지스터로도 형성될 수 있다.
본 발명의 매우 바람직한 실시예에서, 반도체 스위치는 단극성 n-채널 트랜지스터로 형성되고, 제어 트랜지스터는 양극성 pnp-트랜지스터로 형성되고, 반도체 스위치의 게이트 전극은 제어 트랜지스터의 에미터 전극에 연결되고, 반도체 스위치의 소스 전극은 제어 트랜지스터의 콜렉터 전극에 연결되고, 제어 트랜지스터의 베이스 전극과 콜렉터 전극 사이에 네가티브 전압을 발생시키기 위한 전압 발생 수단이 형성된다. 이러한 해결책은 바람직하게 3상 모터용 인버터에서 작동을 위해 사용될 수 있고, 제어 회로 내의 신호는 반도체 스위치를 폐쇄시키고, 즉 전류를 흐르게 하고, 제어 신호의 차단 후에 반도체 스위치는 본 발명에 따른 보조 전압에 의해 개방된다.
또한 바람직하게, 본 발명에서 제어 트랜지스터의 베이스 전극은 특히 저항을 통해 전압 발생 수단의 음극에 연결되고, 적어도 2개, 바람직하게 3개의 다이오드, 특히 고주파 변성기를 통해 반도체 스위치의 소스 전극 또는 접지에 연결된다. 이러한 실시예에 의해 제어 트랜지스터의 베이스는 차단 단계에서 음 전위에 접속된다. 따라서, 제공된 음의 보조 전압에 의해 게이트는 0 전위까지 이르는데, 그 이유는 3개의 Si-다이오드 예컨대 2.1 V에서, 제어 트랜지스터의 베이스 전극과 반도체 스위치의 소스 전극 또는 접지 사이에 음 전압이 제공되기 때문이다.
본 발명의 다른 장점들 및 실시예들은 상세한 설명 및 첨부된 도면에 제시된다.
전술한 특징 및 하기에서 설명될 특징들은 각각의 제시된 조합으로뿐만 아니라, 본 발명의 범주를 벗어나지 않으면서 다른 조합으로 또는 단독으로 사용될 수 있다.
본 발명은 실시예로 도면에 개략적으로 도시되고 하기에서 도면을 참고로 상세히 설명된다.
도 1은 선행기술에 따른 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치의 회로도.
도 2는 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어를 위한 본 발명에 따른 회로 장치의 회로도.
도 1에 의해 먼저 선행기술에 따른 회로 장치(100')가 설명된다.
회로 장치(100')는 2개의 영역, 즉 제어 회로(101;제어 전위의 회로 부분) 및 드라이버 회로(102';스위치 전위의 회로 부분)로 분할된다. 2개의 회로들은 2개의 1차 코일(201, 202) 및 2개의 2차 코일(203, 204)을 가진 변환기(200)를 통해 갈바닉 절연되어 연결된다.
제어 회로(101)에서 제어 신호는 접속부(110, 111)을 통해 제공된다. 접속부(112)는 접지에 접속된다. 접속부(113)는 본 실시예에서 15 V인 양의 공급 전압에 연결된다. 입력부(110, 111)에서 예컨대 250 kHz의 스위칭 주파수 및 예컨대 30 ns의 사전 설정된 접속 지연을 가진 상보적 제어가 이루어진다. 상기 신호는 예컨대 로직 회로에 빼내질 수 있거나 또는 상응하는 제어 카드를 포함하는 일반 컴퓨터에 의해 제공될 수 있다. 신호는 예컨대 대략 2.5 V의 저전압 범위에 있다. 제어 신호에 의해 트랜지스터들(114, 115)은 교대로 도전 상태가 된다. 따라서, 입력부(113)에 인가된 공급 전압은 교대로 1차 코일들(201, 202)을 통해 접지(112)에 연결된다. 또한, 공급 전압을 지원하기 위해 추가로 커패시터(116)가 공급 전압과 접지(112) 사이에 접속된다.
드라이버 회로측(102')에서 사전 설정된 전압이 2차 코일들(203, 204) 내로 유도된다. 다이오드들(301, 302)을 통해 양의 전압이 노드점(303, 304)에 제공된다. 상기 전압의 평활화를 위해 커패시터가 제공될 수 있다. 상기 전압의 진폭은 변환기(200)의 변압비에 의해 결정된다. 상기 진폭은 n-채널 MOSFET로 형성된 제어될 반도체 스위치(400)의 게이트 제어 전압이 바람직하게 15 V에 이르도록 설계된다.
노드점(304)에서 양의 전압은 다이오드(305) 및 저항(306)을 통해 MOSFET(400)의 게이트(401)에 인가된다. 이로써, MOSFET(400)은 그의 소스- 및 드레인 전극(402, 403) 사이에서 도전성이 된다. 양의 제어 전압은 노드점(303) 및 다른 다이오드(307)를 통해 제어 트랜지스터, 본 실시예에서 pnp-트랜지스터의 베이스(321)에 인가된다. 이러한 경우에 MOSFET(400)의 게이트 전극(401)과 pnp-트랜지스터(320)의 베이스 전극(321) 사이에 전압이 인가되지 않는다.
pnp-트랜지스터(320)의 에미터 전극(322)은 MOSFET(400)의 게이트 전극(401)에 연결된다. pnp-트랜지스터(320)의 콜렉터 전극(323)은 MOSFET(400)의 소스 전극(402)에 연결된다. 또한, pnp-트랜지스터(320)의 콜렉터 전극(323)과 MOSFET(400)의 소스 전극(402)은 접지에 연결된다. 마찬가지로 pnp-트랜지스 터(320)의 베이스 전극(321)은 저항(308)을 통해 접지에 연결된다.
MOSFET(400)가 다시 비도전 상태가 되도록 하기 위해, 제어 신호는 제어 회로(101) 내에서 차단된다. 이로써, 드라이버 회로(102') 내의 2차 코일(203, 204)로 전압이 더 이상 유도되지 않는다. pnp-트랜지스터(320)의 베이스 전극(321)에 인가된 양의 전압은 저항(308)을 통해 접지 전위로 강하한다. MOSFET(400)의 게이트 전극(401)에 인가된 양의 전압은 다이오드(305, 302)에 의해 접지로부터 분리된다. 이로써, pnp-트랜지스터(320)의 베이스 전극(321)과 MOSFET(400)의 게이트 전극(401) 사이에 음의 전압이 형성된다. 상기 음의 전압이 사전 설정된 값, 즉 pnp-트랜지스터(320)의 임계값에 도달하면, pnp-트랜지스터(320)는 그 에미터 전극(322)과 콜렉터 전극(323) 사이에서 도전성이 된다. 따라서, MOSFET(400)의 게이트 전극(401)은 접지 전위에 연결되므로, 상기 게이트 전극은 방전된다. 게이트 전극(401)에 인가된 양의 전압이 MOSFET의 임계 전압값에 미달되면, 상기 pnp-트랜지스터는 비도전성이 된다.
MOSFET(400)의 게이트(401)는 접속된 pnp-트랜지스터(320)를 통해 달링톤-트랜지스터에서 예컨대 1.4 V인 트랜지스터-베이스-에미터-전압과 저항(308)에서 강하한 전압을 합한 높이의 잔류 전위까지만 방전된다. 약 2.5 V의 잔류 게이트 전압이 달성된다. 차단 순간에 MOSFET의 밀러-커패시턴스에 의해 추가의 전압 피크가 재충전 과정을 통해 발생하기 때문에, 게이트 전압이 예컨대 대략 5 V의 최소 접속 전압에 도달할 경우, 반도체 스위치가 의도치 않게 도전 상태로 리셋되는(이중-또는 다중 접속) 문제가 생긴다.
전술한 문제를 개선하기 위해 본 발명에 따른 해결책이 제안된다. 이는 하기에서 도 2에 의해 설명된다.
먼저 회로 장치에서 선행기술(도 1)과의 차이점이 설명된다. 2개의 회로 장치들(100, 100')의 제어 회로(101)는 각각 동일하게 구성된다.
그러나, 회로 장치(100)의 드라이버 회로(스위치 전위의 회로 부분;102)는 회로 장치(100';선행기술)의 드라이버 회로(102')와 다르다.
지점(303, 304)에 양의 전압을 제공하기 위한 전술한 다이오드(301, 302) 외에도, 노드점(304')에 음의 전압을 제공하기 위한 다이오드(301', 302')가 제공된다. 음의 전압은 저항(351;예컨대 100 R)을 통해 커패시터(350, 예컨대 10 nF)의 제 1 접속부에 안내되고, 상기 커패시터의 제 2 접속부는 접지 전위에 접속된다. 따라서 커패시터(350)는 음으로 충전된다.
또한, 다이오드들(305, 307)이 이중으로 구현된 것을 알 수 있고, 2개의 다이오드들(305', 307')이 이에 대해 직렬로 접속된다. 상기 다이오드의 기능은 하기에서 설명된다.
MOSFET(400)의 접속을 위해 변환기(200)는 1차측에서 예컨대 250 khz의 주파수를 가진 푸시 풀(Push-pull) 신호로 제어된다. 이는, 2개의 트랜지스터, 예컨대 FET(114, 115)에 의해 이루어지고, 이들은 예컨대 로직 게이트(도시되지 않음)에 의해 제어된다. 이로써 2차측에서 발생된 구형파 전압이 정류되고, MOSFET(400)의 게이트(401)에 직류 전압으로서 제공된다. 변환기(200)의 변환비는 다이오드 순방향 전압 및 제어 트랜지스터들(114, 115)의 통과 손실을 고려하여 게이트(401)에서 약 +15 V의 전압이 주어지도록 선택된다.
MOSFET(400)의 게이트 커패시턴스 및 병렬 커패시터(309, 예컨대 10 nF)의 충전 전류는 저항(306;예컨대 10 R) 및 FET(114, 115)의 RDSon에 의해 제한된다. 충전 전류의 높이에 의해 MOSFET의 접속 속도가 조절될 수 있다. MOSFET(400)의 게이트-소스-구간로에 대해 평행하게 배치된 커패시터(309)의 과제는, "접속"-단계 동안 MOSFET의 밀러 커패시턴스를 통해 결합된 간섭 전류를 버퍼링하고 따라서 MOSFET의 게이트 전압을 간섭 제거기(spike)에 의해 "깨끗하게" 유지하는 것이다.
커패시터(309)에 병렬 접속된 저항(예컨대 4K99)은 최대 게이트 전압에 도달시에도 충전 다이오드(305, 305')를 통과한 전류 및 이로써 규정된 순방향 전압을 제공한다.
도시된 실시에에서, 게이트 전압은 추가로 극성 반전을 방지하는 제너 다이오드로 형성된 다이오드 장치(311)에 의해 pnp-트랜지스터(320)의 베이스(321)에서 허용값(예컨대 20 V 미만)으로 제한된다. 이러한 다이오드 장치는 선택적이고 생략될 수도 있다.
MOSFET(400)의 차단을 위해, 변환기(200)에 의해 제어가 종료된다. "접속"-단계 동안 pnp-트랜지스터(320)가 폐쇄되는데, 그 이유는 그 UBE의 구간에 전압이 발생하지 않기 때문이다. 변환기(200)의 제어가 종료되면, pnp-트랜지스터(320)의 베이스(321)에 인가된 양의 전위는 저항(308; 2k)을 통해 음의 보조 전압의 값의 방향으로 강하한다. MOSFET(400)의 게이트 전극(401)에 인가된 양의 전압은 다이 오드(305, 305')를 통해 분리된다. 이로써, pnp-트랜지스터(320)의 베이스 전극(321)과 MOSFET(400)의 게이트 전극(401) 사이에 음의 전압(UBE)이 형성된다. 상기 음의 전압이 사전 설정된 값, 즉 pnp-트랜지스터(320)의 임계값에 도달하면, pnp-트랜지스터(320)는 그 에미터 전극(322)과 콜렉터 전극(323) 사이에서 도전성이 된다. 이로써, MOSFET(400)의 게이트 전극(401)은 접지 전위에 연결되므로, 상기 게이트 전극은 방전된다.
MOSFET의 차단 속도는 베이스 저항(308) 및 병렬 커패시턴스(352;예컨대 330 pF)의 시상수에 의해 베이스 전류량을 고려하여 조절될 수 있다.
2개의 다이오드(301', 302'), 전류 제한을 위한 저항(351) 및 커패시턴스(350)에 의해 음의 보조 전압이 발생된다. 이는, 상기 구동 스테이지 컨셉의 기본적인 단점들, 즉 단극성 게이트 제어를 보완하기 위해 필수적이다. 도 1(선행기술)과 관련하여 설명한 바와 같이, pnp-트랜지스터(320)의 베이스 저항(308)이 MOSFET(400)의 음의 보조 전압이 아닌 에미터 전위에 연결되면, MOSFET(400)의 게이트(401)는 pnp-트랜지스터(320)의 UBE와 그 베이스 저항(38)에서의 전압 강하의 합까지만 방전될 수 있다. 결과적으로 MOSFET의 밀러 커패시턴스의 재충전시 발생하는 전류 흐름은 게이트 커패시턴스를 적어도 2.5 V로 충전할 수 있다. 그러나 MOSFET의 최소 임계 전압(전형적으로 최소 5 V)에 대해 충분한 전압 차를 갖기 위해, 게이트 전압은 반드시 어떠한 경우에도 2.5 V 미만으로 유지되어야 한다. 음의 보조 전압에 대한 베이스 저항(308)의 관련성에 의해 MOSFET(400)의 게이 트(401)는 0 V까지 방전될 수 있는데, 그 이유는 pnp-트랜지스터(320)의 베이스 전위는 차단된 상태에서 -2.1 V이기 때문이다. 음의 보조 전압에도 불구하고, pnp-트랜지스터(320)의 베이스(321)에서 더 이상 -2.1 V가 발생하지 않는데, 그 이유는 베이스(321)는 3개의 다이오드(302, 307, 307')와 차단된 변환기(200)의 코일(203), 또는 3개의 다이오드(301, 307, 307')와 코일(204)을 통해 MOSFET(400)의 소스 전위(예컨대 접지)로 접속되기 때문이다.
변환기(200)를 위한 1차측 푸시 풀(push-pull) 제어 신호의 발생시 바람직하게, 한측면 자화를 통한 변환기의 포화를 저지하기 위해, 클록 -및 제어 신호의 동기 시작시 FET(114, 115)는 각각 교대로 제어되어야 한다. 이는, 제어 에너지의 대부분이 제 1 클록에서 이미 전송되기 때문에 바람직한 것으로 나타난다.
본 발명에 따른 방법의 전술한 바람직한 실시예는 예시적으로만 이해되어야 한다. 따라서 당업자는 본 발명의 범주를 벗어나지 않으면서 다른 해결책도 고려할 수 있다.

Claims (11)

  1. 반도체 스위치(400)의 갈바닉 절연식 제어를 위한 회로 장치(100)로서,
    상기 회로 장치는 제어 회로(101), 즉 제어 전위의 회로 부분, 드라이버 회로(102), 즉 스위치 전위의 회로 부분, 상기 제어 회로(101)로부터 나온 제어 신호를 스위칭 신호로서 상기 드라이버 회로(102)로 갈바닉 절연식으로 전송하기 위한 변환기(200), 및 상기 스위칭 신호의 정류를 위한 수단(301, 302)을 포함하고,
    게이트 전극(401), 소스 전극(402) 및 드레인 전극(403)을 포함하는 상기 반도체 스위치(400)가 상기 드라이버 회로(102) 내에 형성되고, 사전 설정된 제 1 전압에 의해 상기 게이트 전극(401)과 상기 소스 전극(402) 사이에서 스위칭 될 수 있고, 사전 설정된 전류가 상기 드레인 전극(403)과 상기 소스 전극(402) 사이에 흐르고,
    상기 반도체 스위치(400)를 스위칭하기 위해, 상기 스위칭 신호가 상기 게이트 전극(401)에 인가될 수 있고,
    상기 드라이버 회로(102)는 베이스 전극(321), 에미터 전극(322) 및 콜렉터 전극(323)을 가진 제어 트랜지스터(320)를 포함하고, 상기 제어 트랜지스터(320)는 사전 설정된 제 2 전압에 의해 상기 베이스 전극(321)과 상기 에미터 전극(322) 사이에서 스위칭될 수 있고, 상기 반도체 스위치를 스위칭하기 위해, 상기 에미터 전극(322)과 상기 콜렉터 전극(323)을 통해 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)이 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)에 연결될 수 있는 회 로 장치에 있어서,
    상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)과 상기 콜렉터 전극(323) 사이에 제 2 전압에 대해 정류된 제 3 전압을 발생시키기 위한 전압 발생 수단(350)이 제공되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)은 상기 전압 발생 수단(350)의 하나의 전극에 연결되고, 적어도 하나, 바람직하게 2개 또는 3개의 다이오드(301, 307, 307';302, 307, 307')를 통해, 특히 상기 변환기(200)의 부분들(203, 204)를 통해 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)에 연결되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전압 발생 수단(350)은 적어도 하나의 용량성 부품으로서, 특히 커패시터(350)로서 형성되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)과 상기 소스 전극(402) 사이의 전압을 제한하기 위해 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)과 상기 콜렉터 전극(322) 사이에 극성 반전을 방지하는 적어도 하나의 Z-다이오드를 가진 다이오드 장치(311)가 제공되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 반도체 스위치(400)의 밀러 커패시턴스를 통해 결합된 간섭 전류를 버퍼링하기 위해, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)과 상기 소스 전극(402) 사이에 용량성 부품(309), 특히 커패시터가 제공되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 반도체 스위치(400)는 단극성 트랜지스터, 특히 FET, MOSFET 또는 IGBT로서 형성되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 반도체 스위치(400)는 단극성 n-채널 트랜지스터로 형성되고, 상기 제어 트랜지스터(320)는 양극성 pnp-트랜지스터로 형성되고, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)은 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 에미터 전극(401)에 연결되고, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)은 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 콜렉터 전극(323)에 연결되고, 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)과 상기 콜렉터 전극(323) 사이에 음의 전압을 발생시키기 위한 전압 발생 수단(350)이 형성되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)은 상기 전압 발생 수단(350)의 음극에 연결되고, 적어도 2개, 바람직하게 3개의 다이오드(301, 307, 307';302, 307, 307')를 통해 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)에 연결되는 것을 특징으로 하는 회로 장치.
  9. 반도체 스위치(400)의 갈바닉 절연식 제어 방법으로서,
    제어 회로(101), 드라이버 회로(102), 상기 제어 회로(101)로부터 나온 제어 신호를 스위칭 신호로서 상기 드라이버 회로(102)로 갈바닉 절연식으로 전송하기 위한 변환기(200), 및 상기 스위칭 신호의 정류를 위한 수단(301, 302)을 포함하는 회로 장치(100)가 사용되고,
    게이트 전극(401), 소스 전극(402) 및 드레인 전극(403)을 포함하는 상기 반도체 스위치(400)가 상기 드라이버 회로(102) 내에 형성되고, 사전 설정된 제 1 전압에 의해 상기 게이트 전극(401)과 상기 소스 전극(402) 사이에서 스위칭 될 수 있고, 사전 설정된 전류가 상기 드레인 전극(403)과 상기 소스 전극(402) 사이에 흐르고,
    상기 반도체 스위치(400)를 스위칭하기 위해, 상기 스위칭 신호가 상기 게이트 전극(401)에 인가되고,
    상기 드라이버 회로(102)는 베이스 전극(322), 에미터 전극(322) 및 콜렉터 전극(323)을 포함하는 제어 트랜지스터(320)를 포함하고, 상기 제어 트랜지스터(320)는 사전 설정된 제 2 전압에 의해 상기 베이스 전극(321)과 상기 에미터 전극(322) 사이에서 스위칭 될 수 있고, 상기 반도체 스위치를 스위칭하기 위해 상기 에미터 전극(322)과 상기 콜렉터 전극(323)을 통해 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)은 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)에 연결되는, 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어 방법에 있어서,
    상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)과 상기 콜렉터 전극(323) 사이에 제 2 전압에 대해 정류된 제 3 전압이 발생되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 반도체 스위치(400)는 단극성 n-채널 트랜지스터로 형성되고, 상기 제어 트랜지스터(320)는 양극성 pnp-트랜지스터로 형성되고, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 게이트 전극(401)은 상기 제어 트랜지스터(320)의 에미터 전극에 연결되고, 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)은 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 콜렉터 전극(323)에 연결되고, 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)과 상기 콜렉터 전극(323) 사이에 음의 전압이 발생되는 것을 특징으로 하는, 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제어 트랜지스터(320)의 상기 베이스 전극(321)은 상기 전압 발생 수단(350)의 음극에 연결되고, 적어도 2개, 바람직하게 3개의 다이오드(301, 307, 307';302, 307, 307'), 특히 변환기(200)의 부분들(203, 204)을 통해 상기 반도체 스위치(400)의 상기 소스 전극(402)에 연결되는 것을 특징으로 하는, 반도체 스위치의 갈바닉 절연식 제어 방법.
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