CN109690931B - 功率转换装置、功率转换装置用控制装置及功率转换装置的控制方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种功率转换装置，其能够充分降低开关损耗。控制装置(90)将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为接通状态，使第一电压(V1)的正极出现于第二连接点(12)，之后，在经过周期(2·Tp)的1/4以下的期间时(时刻ts1)，将第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态而使第一电压的正极出现于第一连接点(11)，之后，在第一电压的正极出现于第二连接点(12)后，将第五及第八开关元件(Q21、Q24)设为断开状态，将第六及第七开关元件(Q22、Q23)设为接通状态。

Description

功率转换装置、功率转换装置用控制装置及功率转换装置的 控制方法
技术领域
本发明涉及一种功率转换装置、功率转换装置用控制装置及功率转换装置的控制方法。
背景技术
关于DC－DC转换装置等功率转换电路，已知下述专利文献1。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第3517300号说明书。
发明要解决的技术问题
关于DC－DC转换装置等功率转换电路，理想的是，降低开关损耗，实现效率提高或装置的小型化。但是，在专利文献1所记载的技术中，存在不一定能够充分降低开关损耗的情况。或者，能够降低开关损耗的动作范围狭窄。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够充分降低开关损耗的功率转换装置、功率转换装置用控制装置及功率转换装置的控制方法。
用于解决问题的技术方案
为了解决上述问题，本发明提供了一种功率转换装置，其特征在于，具有：经由第一连接点依次连接于第一直流系统的正极与负极之间的第一开关元件和第二开关元件；经由第二连接点依次连接于所述第一直流系统的正极与负极之间的第三开关元件和第四开关元件；经由第三连接点依次连接于第二直流系统的正极与负极之间的第五开关元件和第六开关元件；经由第四连接点依次连接于所述第二直流系统的正极与负极之间的第七开关元件和第八开关元件；变压器，其具有连接于所述第一连接点与所述第二连接点之间且在两端施加有第一电压并流通第一电流的第一绕阻，和连接于所述第三连接点与所述第四连接点之间且在两端施加有第二电压并流通第二电流的第二绕阻；和控制装置，其控制所述第一开关元件至所述第八开关元件的接通/断开状态，所述控制装置具有：第一控制部，其按规定周期反复进行如下动作，即：在所述第二开关元件和所述第三开关元件为断开状态，且所述第一电流的绝对值为其峰值以下的状态下，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态，使所述第一电压的正极出现于所述第二连接点；第二控制部，其按规定周期反复进行如下动作，即：在所述第一控制部动作后经过第一规定期间时，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态，使所述第一电压的正极出现于所述第一连接点；和第三控制部，其按规定周期反复进行如下动作，即：在所述第二控制部动作后且所述第一电压的正极出现于所述第二连接点后，将所述第五开关元件和所述第八开关元件设为断开状态，并且将所述第六开关元件和所述第七开关元件设为接通状态。
发明效果
根据本发明，能够充分降低功率转换装置的开关损耗。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式的功率转换装置的电路图及方框图。
图2是变压器等的等效电路图。
图3是开关元件的切换动作的说明图。
图4是开关元件的其它切换动作的说明图。
图5是第一实施方式的各部分的波形图。
图6是比较例的各部分的波形图。
图7是本发明的第二实施方式的功率转换装置的电路图及方框图。
图8是表示电压比、相位差、动作模式的关系的图。
图9是第二实施方式的各部分的波形图。
图10是本发明的第三实施方式的功率转换装置的电路图及方框图。
图11是第三实施方式的各部分的波形图。
图12是本发明的第四实施方式的功率转换装置的电路图及方框图。
图13是变形例的电桥电路的电路图。
图14(a)～(c)是其它变形例的主要部分的电路图。
具体实施方式
[第一实施方式]
<第一实施方式的结构>
首先，对本发明的第一实施方式的功率转换装置A1的结构进行说明。
图1是功率转换装置A1的电路图及方框图。
功率转换装置A1具有与外部负载70(第一直流系统)连接的一对一次侧端子71、与外部直流电压源74(第二直流系统)连接的一对二次侧端子72、连接于一对一次侧端子71之间的电容器61、连接于一对二次侧端子72之间的电容器62、一次侧电桥电路10、二次侧电桥电路20、变压器30、控制装置90(功率转换装置用控制装置)。
变压器30具有一次绕阻31(第一绕阻)和二次绕阻32(第二绕阻)。在一次绕阻31与电容器61之间连接一次侧电桥电路10，在二次绕阻32与电容器62之间连接二次侧电桥电路20。一次侧电桥电路10具有开关元件Q11～Q14(第一～第四开关元件)，二次侧电桥电路20具有开关元件Q21～Q24(第五～第八开关元件)。本实施方式中，作为这些开关元件，应用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)。
一次侧电桥电路10中包含的开关元件Q11、Q12串联连接于一对一次侧端子71之间，两者间的连接点11(第一连接点)连接于变压器30的一次绕阻31的一端。另外，开关元件Q13、Q14串联连接于一对一次侧端子71之间，两者间的连接点12(第二连接点)经由谐振电容器16连接于一次绕阻31的另一端。
另外，二次侧电桥电路20中包含的开关元件Q21、Q22串联连接于一对二次侧端子72之间，两者间的连接点21(第三连接点)连接于变压器30的二次绕阻32的一端。另外，开关元件Q23、Q24也串联连接于一对二次侧端子72之间，两者间的连接点22(第四连接点)连接于二次绕阻32的另一端。
在此，将负载70的端子电压称为一次侧直流电压Vdc1(第一直流电压)，将直流电压源74的端子电压称为二次侧直流电压Vdc2(第二直流电压)。另外，将一次侧电桥电路10中的连接点11、12之间的电压称为一次侧AC电压V1(第一电压)，将二次侧电桥电路20中的连接点21、22之间的电压称为二次侧AC电压V2(第二电压)。另外，将从一次绕阻31向一次侧电桥电路10内的连接点11流动的电流称为一次侧AC电流I1(第一电流)，将从一次侧电桥电路10向负载70流动的电流称为一次侧DC电流Idc1。
另外，将从二次侧电桥电路20内的连接点21向二次绕阻32流动的电流称为二次侧AC电流I2(第二电流)，将从直流电压源74向二次侧电桥电路20流动的电流称为二次侧DC电流Idc2。另外，将谐振电容器16的端子电压称为谐振电容器电压VCr1。关于任一电压、电流，以图1所示的箭头的方向为“正”，以其相反方向为“负”。
控制装置90具有CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、RAM(RandomAccess Memory，随机存储器)、ROM(Read Only
Memory，只读存储器)等作为一般的计算机的硬件，在ROM中存储有由CPU执行的控制程序或各种数据等，通过它们控制电桥电路10、20。图1中，控制装置90的内部将通过这些控制程序等实现的功能作为块而示出。
即，控制装置90具有第一控制部91、第二控制部92、第三控制部93、第四控制部94。这些第一～第四控制部91～94通过适当地切换控制信号S11～S14、S21～S24的电平来切换开关元件Q11～Q14、Q21～Q24的接通/断开状态。此外，后述第一～第四控制部91～94的动作的详情。
此外，在图1所示的例子中，因为将负载70配置于变压器30的一次侧，将直流电压源74配置于二次侧，所以功率潮流的方向成为从二次侧流向一次侧的方向。但是，功率转换装置A1也能够使功率潮流的方向从一次侧朝向二次侧，在一次侧与二次侧间，能够使功率双向融通。
图2是变压器30等的等效电路图。
如图示那样，可以认为变压器30具有没有漏磁通的理想变压器30a、并联连接于理想变压器30a的一次绕阻31a的励磁电感33、连接于励磁电感33与一次侧电桥电路10之间的漏电感35、串联连接于理想变压器30a的二次绕阻32a的漏电感34。
<第一实施方式的动作>
(电桥电路的动作)
在图1所示的一次侧电桥电路10中，有时互补切换开关元件Q11、Q14为接通且开关元件Q12、Q13为断开的状态、和开关元件Q11、Q14为断开且开关元件Q12、Q13为接通的状态。
图3及图4是对这些开关元件的切换动作的详情进行说明的图。
在这些图中，以实线表示开关元件Q11～Q14的情况表示对应的控制信号S11～S14为H电平且该开关元件Q11～Q14为接通状态。另一方面，以虚线表示开关元件Q11、Q14的情况表示对应的控制信号S11～S14为L电平(0V)且该开关元件Q11～Q14为断开状态。
图3及图4中，一次侧电桥电路10的各开关元件Q11～Q14具有寄生二极管和寄生电容。在图3的步骤SA1中的开关元件Q11中，对寄生二极管标注符号D11，对寄生电容标注符号C11。为了避免附图的繁杂，省略了其它部分的寄生二极管及寄生电容的符号的图示，但在以后的说明中，使用同一下标将各开关元件Q11～Q14的寄生二极管及寄生电容表现为“寄生二极管D11～D14”及“寄生电容C11～C14”。
在图3的步骤SA1中，开关元件Q11、Q14为接通且开关元件Q12、Q13为断开。以箭头表示流向开关元件Q11、Q14的一次侧AC电流I1的方向，但该方向与图1所示的一次侧AC电流I1的方向相反。因此，步骤SA1中的一次侧AC电流I1的极性为“负”。
在步骤SA1的状态下，如果将开关元件Q11、Q14设为断开，则全部开关元件Q11～Q14为断开状态，一次侧电桥电路10的状态过渡到步骤SA2。在步骤SA2中，与步骤SA1相同方向的电流I1通过一次绕阻31(参照图1)的电感成分经由寄生电容C11、C14继续流动。于是，对C11、C14通过电荷进行充电，以使寄生二极管D11、D14的阴极侧成为正、阳极侧成为负，第一连接点11的电位降低，第二连接点12的电位提高。通过该电位的变化对C12、C13的电荷进行放电。
之后，如果寄生电容C12、C13的放电继续进行，则寄生二极管D12、D13的阳极电位比阴极电位的正向压降(例如0.6V)高，寄生二极管D12、D13导通。即，如步骤SA3所示，一次侧AC电流I1经由寄生二极管D12、D13流动。
如果在步骤SA3的状态下将开关元件Q12、Q13接通，则流向寄生二极管D12、D13的电流I1经由开关元件Q12、Q13流动。即，如步骤SA4所示。这是因为，开关元件Q12、Q13的压降比寄生二极管D12、D13的正向压降低。
在步骤SA1、SA2中，开关元件Q12、Q13的漏－源电压为较高的值，但在步骤SA3中，为接近0的值(例如0.6V)。另外，开关元件Q12、Q13的漏电流在步骤SA1～SA3中几乎为0，在从步骤SA3过渡到步骤SA4时大幅上升。开关损耗为对漏－源电压和漏电流的积进行积分所得的值，但在步骤SA1～SA4的整个流程中漏－源电压或漏电流的至少一方几乎为0，因此，开关损耗为接近0的极小的值。
如上所述，只要在“开关元件Q11、Q14为接通且一次侧AC电流I1为负值”的状态(步骤SA1)下，互补切换开关元件Q11～Q14的接通/断开状态(使之为步骤SA4的状态)就能够通过所谓的软切换，以极小的损耗实现。
接着，如果将图4的步骤SB1与图3的步骤SA1进行比较，则开关元件Q11～Q14的接通/断开状态相同，但一次侧AC电流I1的方向相反。即，在步骤SB1中，一次侧AC电流I1的极性为“正”。
在步骤SB1的状态下，如果将开关元件Q11、Q14断开，则全部开关元件Q11～Q14为断开状态，一次侧电桥电路10的状态过渡到步骤SB2。即，与步骤SA1相同“正”方向的电流I1通过一次绕阻31(参照图1)的电感成分经由寄生二极管D11、D14继续流动。
如果在该状态下将开关元件Q12、Q13接通，则一次侧AC电流I1流向开关元件Q12、Q13，并且对寄生电容C12、C13的电荷进行放电。在状态从步骤SB2过渡到步骤SB3时，开关元件Q12、Q13的漏－源电压从正值过渡到零的期间与漏电流从零过渡到正值的期间重叠，因此，相当于“漏－源电压×漏电流”的功率被消耗。即，通过硬开关，产生开关损耗。
如上所述，只要在“开关元件Q11、Q14为接通且一次侧AC电流I1为正值”的状态(步骤SB1)下，当互补切换开关元件Q11～Q14的接通/断开状态(使之为步骤SB3的状态)时，通过硬开关就会产生开关损耗。
如上所述，在有关图3及图4的说明中，对在初始状态(步骤SA1、SB1)下，开关元件Q11、Q14为接通的情况进行了说明。与此相反，只要在初始状态下开关元件Q12、Q13为接通，上述的一次侧AC电流I1的方向就会相反。即，只要在初始状态下一次侧AC电流I1为正值，通过软切换就能够互补切换开关元件Q11～Q14的接通/断开状态。另一方面，只要在初始状态下一次侧AC电流I1为负值，当互补切换开关元件Q11～Q14的接通/断开状态时，通过硬开关就会产生开关损耗。
另外，在上述的例子中，寄生二极管D11～D14及寄生电容C11～C14应用开关元件Q11～Q14中原本具有的寄生二极管及寄生电容，但对开关元件Q11～Q14，也可以并联连接分体的二极管或电容器。另外，二次侧电桥电路20的动作也与上述的一次侧电桥电路10的动作同样。
(整体动作)
图5是功率转换装置A1的各部分的波形图。
在图5的时刻t0，第一控制部91(参照图1)将控制信号S11、S14降低到L电平，并且将控制信号S12、S13提高到H电平。但是，这些定时严格上并不相同。即，如图3的步骤SA2、SA3或图4的步骤SB2所示，必定存在第一控制部91对一次侧电桥电路10内的全部开关元件Q11～Q14供给L电平的控制信号S11～S14，且将全部开关元件Q11～Q14设为断开状态的期间。
为了避免说明的繁杂，以后省略这一点的说明，但即使在互补切换控制信号S11～S14、S21～S24的电平的其它定时，也设置一次侧电桥电路10内或二次侧电桥电路20内的全部开关元件被断开的期间。另外，在图5中，以斜线表示控制信号S11～S14、S21～S24为H电平的期间，即对应的开关元件Q11～Q14、Q21～Q24为接通状态的期间。
第三控制部93(参照图1)在时刻t1将控制信号S21、S24降低到L电平，并且将控制信号S22、S23提高到H电平。之后，第三控制部93每隔半周期Tp互补切换控制信号S21～S24的H/L电平。由此，控制信号S21～S24的电平以2·Tp为周期，反复进行同样的模式。
在控制信号S11～S14下，在半周期Tp的期间内，设置称为“缝隙期间T2”的期间。即，第二控制部92(参照图1)在该缝隙期间T2开始的时刻ts1，使控制信号S11～S14的H/L电平反转。另外，第四控制部94在该缝隙期间T2结束的时刻ts2，使控制信号S11～S14的H/L电平反转，返回时刻ts1以前的状态。
另外，第二控制部92在从时刻ts1经过半周期Tp的时刻ts3，使控制信号S11～S14的H/L电平反转。同样，第四控制部94在从时刻ts2经过半周期Tp的时刻ts4，使控制信号S11～S14的H/L电平反转。在时刻ts4设定的控制信号S11～S14的H/L电平持续到之后的时刻t4为止。之后，控制信号S11～S14的H/L电平以2·Tp为周期，反复进行与时刻t0～t4同样的模式。
接下来，对基于上述的控制信号S11～S14、S21～S24的动作进行详细说明。
在上述的时刻t0，一次侧AC电流I1低于0，且为负值。因此，控制信号S11、S14从H电平的状态互补切换控制信号S11～S14的H/L电平能够通过软切换(参照图3)实现。之后，一次侧AC电压V1保持在－Vdc1，直至经过规定期间T1(第一规定期间)为止。由此，在该期间中，一次侧AC电流I1逐渐变大。另外，二次侧AC电流I2也与一次侧AC电流I1大致成比例地变大。此外，后述该规定期间T1的确定方法。
接着，在从时刻t0经过规定期间T1的时刻ts1，缝隙期间T2(第二规定期间)开始计时。即，第二控制部92互补切换控制信号S11～S14的H/L电平。在时刻ts1，一次侧AC电流I1为正值。因此，控制信号S12、S13从H电平的状态互补切换控制信号S11～S14的电平仍然能够通过软切换实现。
在时刻ts1一次侧AC电压V1的极性发生反转，一次侧AC电流I1及二次侧AC电流I2开始减少。在缝隙期间T2结束的时刻ts2，一次侧AC电流I1低于0且为负值。即，基于电路常数或实验结果等，可以将一次侧AC电流I1低于0的定时作为缝隙期间T2而确定。更具体而言，可以通过第四控制部94对缝隙期间T2进行运算或存储。
在缝隙期间T2结束的时刻ts2，一次侧AC电流I1为负值。第四控制部94在该时刻ts2，控制信号S11、S14从H电平的状态互补切换控制信号S11～S14的电平。因此，该切换也能够通过软切换实现。
然而，二次侧AC电流I2与一次侧AC电流I1大致成比例，但与一次侧AC电流I1相比，响应稍慢。其原因在于，如图2的等效电路所示，变压器30包含相当于电感33～35的滞后部件。更具体而言，通过流向励磁电感33的励磁电流，I1和I2的行为不同。因此，在图5的例子中，在时刻ts2，一次侧AC电流I1为负值，但二次侧AC电流I2为正值。而且，即使在从时刻ts2经过若干规定期间T3的时刻t1，二次侧AC电流I2也维持正值。
第三控制部93(参照图1)在该时刻t1的定时，互补切换控制信号S21～S24的H/L电平。在时刻t1，二次侧AC电流I2为正值，因此，如果控制信号S21、S24从H电平的状态互补切换控制信号S21～S24的H/L电平，则该切换也能够通过软切换实现。
如果在时刻t1控制信号S21～S24的电平发生互补切换，则二次侧AC电压V2的极性发生反转。由此，一次侧、二次侧AC电流I1、I2减少(绝对值增加)。但是，如图1所示，在变压器30的一次绕阻31上串联连接有谐振电容器16，在时刻t1谐振电容器16的电压VCr1为负的状态下，电荷被蓄积。谐振电容器16通过一次侧AC电流I1进行放电，谐振电容器电压VCr1的绝对值减小，施加于变压器30的一次绕阻31的电压变化，由此，一次侧、二次侧AC电流I1、I2增加(绝对值减小)。
在此，在时刻t2，一次侧AC电流I1超过0。因此，在该时刻t2，第一控制部91互补切换控制信号S11～S14的电平。换言之，基于电路常数或实验结果等，在时刻t0以后，可以将一次侧AC电流I1超过0的定时作为半周期Tp而确定。更具体而言，可以通过第一～第四控制部91～94对半周期Tp进行运算或存储。
在此，将从控制信号S11～S14的电平发生互补切换的时刻t0到控制信号S21～S24的电平发生互补切换的时刻t1为止的期间设为Td。在将周期2·Tp设为360°时，将与期间Td对应的角度称为相位差δ。该相位差δ根据电压比α＝Vdc1/Vdc2确定。例如，在某电路常数下，使电压比α在2～7或3～6的范围内单调递增的情况下，相位差δ在45°～120°(周期2·Tp的1/8～1/3)或60°～90°(周期2·Tp的1/6～1/4)的范围内单调递增。
在此，对上述的规定期间T1的确定方法进行说明。如上述，半周期Tp、缝隙期间T2规定期间T3通过电路常数等确定。而且，相位差δ通过电压比α确定。如果确定了半周期Tp和相位差δ，则也可以确定期间Td。因此，上述的规定期间T1为所确定的期间Td减去缝隙期间T2及规定期间T3所得的值。
如上所述，对时刻t0～t2的期间的动作进行了说明，但时刻t2～t4的动作除控制信号S11～S14、S21～S24的电平发生反转的这一点、及各部分的电压、电流的极性发生反转的这一点外，与时刻t0～t2的动作同样。之后，按周期2·Tp，反复进行与时刻t0～t4同样的动作。
在图5所示的动作中，在控制信号S11～S14、S21～S24的电平的切换定时实现软切换，但在这些定时，也可以不实现软切换。即，即使是硬开关，只要下一次侧、二次侧AC电流I1、I2的绝对值在各自的峰值的1/10以下的范围内，就能够将开关损耗抑制地较小，因此，在一次侧、二次侧AC电流I1、I2的绝对值在各自的峰值的1/10以下的范围内时，可以进行硬开关。
<比较例>
接下来，为了使本实施方式的效果清晰，对比较例进行说明。首先，比较例的硬件配置与第一实施方式的硬件配置(图1)同样。但是，在比较例中，在没有设置与缝隙期间T2(参照图5)相当的期间这一点上不同。
图6是比较例的各部分的波形图。
在图6的时刻t0，控制信号S11、S14从H电平的状态互补切换控制信号S11～S14的电平。但是，在时刻t0，一次侧AC电流I1为正值，因此，该切换为硬开关。
另外，在时刻t1，控制信号S21、S24从H电平的状态互补切换控制信号S21～S24的电平。在该时刻t1，二次侧AC电流I2为正值，因此，该切换为软切换。
在时刻t2以后，控制信号S11～S14的切换也为硬开关。因此，可知与上述第一实施方式相比，本比较例的开关损耗大，能效低，并且，在冷却开关元件Q11～Q14、Q21～Q24等的冷却装置(未图示)大型化这一点上不利。
<实施方式的效果>
如上所述，根据本实施方式，控制装置(90)具有：第一控制部(91)，其按规定周期(2·Tp)反复(时刻t0、t4)进行如下动作，即：在第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)为断开状态且第一电流(I1)的绝对值为其峰值的1/10以下的状态下，将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为接通状态，使第一电压(V1)的正极出现于第二连接点(12)(将V1设为负值)；第二控制部(92)，其按周期(2·Tp)反复(时刻ts1)进行如下动作，即：在第一控制部(91)动作后(时刻t0后)，经过第一规定期间(T1)时(时刻ts1)，将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为断开状态，使第一电压(V1)的正极出现于第一连接点(11)(将V1设为正值)；第三控制部(93)，其按周期(2·Tp)反复(时刻t1)进行如下动作，即：在第二控制部(92)动作后(时刻ts1后)且第一电压(V1)的正极出现于第二连接点(12)(在时刻ts2，V1变成负值)后，在第二电流(I2)的绝对值为其峰值的1/10以下的状态下，将第五及第八开关元件(Q21、Q24)设为断开状态，并且将第六及第七开关元件(Q22、Q23)设为接通状态。
由此，容易实现软切换，能够降低开关损耗。
另外，根据本实施方式，通过设定适当的电压比，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
另外，根据本实施方式，通过设定适当的相位差，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
另外，根据本实施方式，其特征在于，第一控制部(91)在将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为接通状态时，将第一及第四开关元件(Q11、Q14)设为断开状态，第二控制部(92)在将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为断开状态时，将第一及第四开关元件(Q11、Q14)设为接通状态，控制装置(90)还具有：第四控制部(94)，其在第二控制部(92)动作后(时刻ts1后)，经过第二规定期间(T2)时(时刻ts2)，将第一及第四开关元件(Q11、Q14)设为断开状态，并且将第二开关元件和所述第三开关元件(Q12、Q13)设为接通状态。
这样，通过第四控制部(94)适当地控制第一至第四开关元件(Q11～Q14)的接通/断开状态，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
另外，根据本实施方式，其特征在于，第三控制部(93)在第四控制部(94)动作后，经过第三规定期间(T3)时，将第五及第八开关元件(Q21、Q24)设为断开状态，并且将第六及第七开关元件(Q22、Q23)设为接通状态。
由此，对变压器(30)的滞后部件进行补偿，能够以适当的定时切换第五及第八开关元件(Q21、Q24)的接通/断开状态，因此，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
[第二实施方式]
<第二实施方式的结构及动作>
接下来，对本发明的第二实施方式的功率转换装置A2的结构进行说明。
图7是功率转换装置A2的方框图。
此外，在图7中，对与图1～图6的各部分对应的部分标注相同的符号，有时省略其说明。
功率转换装置A2的硬件配置与第一实施方式的功率转换装置A1的硬件配置同样，但在控制装置90具有电压比指令值接收部98和电压比应对部99这一点上与第一实施方式不同。
本实施方式中有两个动作模式MD1、MD2。
在此，动作模式MD1与上述的比较例(参照图6)同样，为没有设置缝隙期间T2的动作模式。另一方面，动作模式MD2与第一实施方式同样，为使一次侧、二次侧电桥电路10、20动作的模式，如图5所示，为设置缝隙期间T2的动作模式。
电压比指令值接收部98从外部上位装置(未图示)接收电压比α的指令值即电压比指令值α*。电压比应对部99对电压比指令值α*是否为规定阈值αth以下进行判定。如果该判定结果为肯定，则电压比应对部99选择动作模式MD1，且使第二控制部92及第四控制部94的动作停止。其结果，没有发生图5所示的时刻ts1、ts2的控制信号S11～S14的切换，如图6所示，控制信号S11～S14的电平每隔半周期Tp发生切换。
另一方面，在电压比指令值α*超过阈值αth的情况下，电压比应对部99选择动作模式MD2，且使第二控制部92及第四控制部94的动作有効化。其结果，如图5所示，在时刻ts1、ts2，控制信号S11～S14的电平发生互补切换，开关元件Q11～Q14的接通/断开状态也随之发生切换。
图8是表示电压比α(或电压比指令值α*)、相位差δ、动作模式MD1、MD2的关系的图。在图示的例子中，将二次侧直流电压Vdc2设为500V，将负载70的电阻值设为100Ω，将开关周波数＝(1/(2·Tp))设为25kHz。在图示的例子中，如果将阈值αth作为“3”而选择动作模式MD1、MD2，则电压比α遍及0～6范围的几乎全域，能够实现软切换。此外，在此所示的数值仅为一例，并未对本发明进行数值限定。
另外，图9是本实施方式的各部分的波形图，特别表示切换动作模式MD1、MD2的情况下的各部分的波形。在图示的例子中，在时刻tc以前可以选择动作模式MD2，但在时刻tc动作模式切换为MD1。另外，如图示，模式切换定时(时刻tc)如果与任一控制信号S11～S14(在图9的例子中为控制信号S12、S13)的上升定时一致，则容易使模式切换后的动作稳定。
<第二实施方式的效果>
如上所述，根据本实施方式，控制装置(90)还具有：电压比指令值接收部(98)，其接收第一直流系统(70)中施加的第一直流电压(Vdc1)除以第二直流系统(74)中施加的第二直流电压(Vdc2)所得的值的指令值即电压比指令值(α*)；和电压比应对部(99)，其以电压比指令值(α*)为规定阈值以下为条件，使第二控制部(92)及第四控制部(94)的动作停止。
由此，针对电压比α的广范围，能够选择适当的动作状态，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
[第三实施方式]
<第三实施方式的结构及动作>
接下来，对本发明的第三实施方式的功率转换装置A3的结构进行说明。
图10是功率转换装置A3的方框图。
此外，在图10中，对与图1～图9的各部分对应的部分标注相同的符号，有时省略其说明。
功率转换装置A3的硬件配置与第一实施方式的功率转换装置A1的硬件配置同样，但控制装置90的结构与第一实施方式的结构不同。即，本实施方式的控制装置90具有第一控制部91a、第二控制部92a、第三控制部93。此外，后述这些控制部91a、92a、93的动作的详情。
图11是功率转换装置A3的各部分的波形图。
在图11的时刻t0，第一控制部91a(参照图10)将控制信号S12、S13提高到H电平，将控制信号S11、S14维持在L电平。另外，第一控制部91a在从时刻t0经过半周期Tp后的时刻t2，将控制信号S11、S14提高到H电平，将控制信号S12、S13维持在L电平。
另外，第二控制部92a(参照图10)在从时刻t0经过规定期间T1的时刻ts1，将控制信号S12、S13降低到L电平，将控制信号S11、S14维持在L电平。另外，第二控制部92a在从时刻ts1经过半周期Tp后的时刻ts3，将控制信号S11、S14降低到L电平，将控制信号S12、S13维持在L电平。之后，第一及第二控制部91a、92b按周期2·Tp反复进行同样的动作。
另外，第三控制部93(参照图10)的动作与第一实施方式的动作同样。即，在从时刻t0经过与相位差δ对应的期间Td的时刻t1，将控制信号S21、S24降低到L电平，并且将控制信号S22、S23提高到H电平。之后，第三控制部93每隔半周期Tp互补切换控制信号S21～S24的H/L电平。由此，控制信号S21～S24的电平以2·Tp为周期，反复进行同样的模式。
之后，对基于上述的控制信号S11～S14、S21～S24的动作进行详细说明。
在上述的时刻t0之前，一次侧AC电流I1为零。另外，控制信号S11～S14全部为L电平，因此，一次侧AC电压V1是不确定的。如果在时刻t0控制信号S12、S13为H电平，则开关元件Q12、Q13(参照图10)为接通状态。在该情况下，一次侧AC电流I1原本为零，因此，能够通过软切换将开关元件Q12、Q13接通。
之后，一次侧AC电压V1保持在－Vdc1，直至经过规定期间T1为止。由此，在该期间中，一次侧AC电流I1逐渐变大。另外，二次侧AC电流I2也与一次侧AC电流I1大致成比例地变大。此外，后述该规定期间T1的确定方法。
接着，在从时刻t0经过规定期间T1的时刻ts1，第二控制部92a将控制信号S12、S13降低到L电平，使缝隙期间T2开始计时。即，使一次侧AC电压V1的极性反转，并且切换一次侧DC电流Idc1的极性。该动作与第一实施方式的情况同样，能够通过软切换实现。
在时刻ts1一次侧AC电压V1的极性发生反转，一次侧AC电流I1及二次侧AC电流I2开始减少。在缝隙期间T2结束的时刻ts2，一次侧AC电流I1略低于0且为负值。本实施方式中，在时刻ts2控制信号S11～S14全部维持在L电平，但经过图3所示的步骤SA2、SA3的流程，一次侧AC电压V1及一次侧AC电流I1的极性发生反转。
这样，控制信号S11～S14全部为L电平，因此，不产生开关损耗。另外，二次侧AC电流I2与一次侧AC电流I1大致成比例，但与一次侧AC电流I1相比，响应稍慢，即使在从时刻ts2经过规定期间T3的时刻t1，二次侧AC电流I2也维持正值。因此，与第一实施方式同样，第三控制部93(参照图1)在该时刻t1的定时，互补切换控制信号S21～S24的H/L电平。
在时刻t1，二次侧AC电流I2为正值，因此，如果控制信号S21、S24从H电平的状态互补切换控制信号S21、S24的H/L电平，则该切换也能够通过软切换实现。如果在时刻t1控制信号S21～S24的电平发生互补切换，则二次侧AC电压V2的极性发生反转。由此，一次侧、二次侧AC电流I1、I2减少(绝对值增加)。谐振电容器电压VCr1的绝对值减小，一次侧、二次侧AC电流I1、I2增加(绝对值减小)。
在此，在时刻t2之前的时刻t2’，一次侧、二次侧AC电流I1、I2为零，一次侧AC电压V1是不确定的。而且，如果在时刻t2控制信号S11、S14为H电平，则开关元件Q11、Q14为接通状态。时刻t2～t4的动作除变成接通状态的开关元件为Q11、Q14这一点、及各部分的电压、电流的极性发生反转这一点外，与时刻t0～t2的动作同样。之后，按周期2·Tp，反复进行与时刻t0～t4同样的动作。此外，本实施方式的规定期间T1、期间Td等的确定方法与第一实施方式同样。
<第三实施方式的效果>
如上所述，根据本实施方式，与第一实施方式同样，容易实现软切换，能够降低开关损耗。
[第四实施方式]
接下来，对本发明的第四实施方式的功率转换装置A4的结构进行说明。
图12是功率转换装置A4的方框图。
此外，在图12中，对与图1～图11的各部分对应的部分标注相同的符号，有时省略其说明。
功率转换装置A4的硬件配置与第一实施方式的功率转换装置A1的硬件配置同样，但在各部分配置有传感器这一点上不同。
即，电流传感器171测定流向一次侧端子71的电流，电流传感器110测定流向一次侧DC电流Idc1。另外，电压传感器161测定一次侧直流电压Vdc1。另外，电压传感器116测定一次侧AC电流I1，电压传感器131测定一次绕阻31的端子电压。电压传感器132测定二次绕阻32的端子电压即二次侧AC电压V2，电压传感器133测定二次侧AC电流I2。电流传感器120测定二次侧DC电流Idc2，电压传感器162测定二次侧直流电压Vdc2，电流传感器172测定流向二次侧端子72的电流。
控制装置90与第一实施方式的控制装置(参照图1)同样，具有第一～第四控制部91～94。但是，在本实施方式中，第一～第四控制部91～94不以预先确定的定时切换控制信号S11～S14、S21～S24的H/L电平，而基于各传感器110、116、120、131、133、161、162、171的测定结果，确定切换控制信号S11～S14、S21～S24的H/L电平的定时。此外，无需设置全部图12所示的各种传感器，也可以设置图12所示的传感器以外的传感器。
根据本实施方式，实现与第一实施方式同样的效果，并且即使在因温度上升或经年变化电路常数发生变化的情况下，基于各传感器测定结果，也能够控制切换控制信号S11～S14、S21～S24的H/L电平的定时，因此，更加容易实现软切换，能够进一步降低开关损耗。
[变形例]
本发明不限于上述的实施方式，可以进行各种变形。上述的实施方式是为了容易理解本发明而进行说明的示例，不限于具有所说明的全部结构。另外，可以以其它实施方式的结构代替某实施方式的结构的一部分，另外，也可以在某实施方式的结构中追加其它实施方式的结构。另外，也可以删除各实施方式的结构的一部分，或进行其它结构的追加及置换。另外，图示的控制线或信息线表示在说明上认为需要的控制线或信息线，不一定表示在制品上需要的全部控制线或信息线。也可以认为，实际上几乎全部结构相互连接。对上述实施方式可进行的变形例如如下。
(1)上述各实施方式的控制装置90的硬件能够通过一般的计算机实现，因此，可以将实现图5、图6、图9、图11所示的波形图的程序等存储于存储介质、或经由传输路径分发。
(2)实现图5、图6、图9、图11所示的波形图的处理作为上述各实施方式中使用程序的基于软件的处理进行了说明，但也可以将其一部分或全部置换为ASIC(ApplicationSpecific Integrated Circuit；专用IC)、或使用FPGA(field-programmable gate array，现场可编程门阵列)等的基于硬件的处理。
(3)在上述各实施方式中，对一次侧电桥电路10的控制信号S11～S14设置缝隙期间T2，但也可以对二次侧电桥电路20的控制信号S21～S24设置缝隙期间T2。
(4)在上述各实施方式中，以能够将功率潮流的方向从二次侧设定到一次侧、或从一次侧设定到二次侧的方式，使用开关元件Q11～Q14、Q21～Q24构成一次侧、二次侧电桥电路10、20。但是，在功率潮流的方向仅为单向的情况下，对输电侧的电桥电路设置缝隙期间T2，并且作为受电侧的电桥电路，可以应用二极管电桥电路。图13是二极管电桥电路的电路图的一例，该二极管电桥电路具有二极管D1～D4。
(5)另外，在上述各实施方式中，将谐振电容器16串联连接于变压器30的一次绕阻31，但如图14(a)所示，也可以不经由谐振电容器连接一次侧电桥电路10、变压器30、二次侧电桥电路20。
另外，如图14(b)所示，除连接于一次绕阻31的谐振电容器16外，还可以将谐振电容器18串联连接于二次绕阻32。
另外，如图14(c)所示，也可以不将电容器连接于一次绕阻31，而将谐振电容器18串联连接于二次绕阻32。
(6)上述各实施方式的功率转换装置A1～A4为DC－DC转换器。但是，也可以将交流－直流转换器(未图示)插入到一次侧端子71或二次侧端子72而构成AC－DC转换器。此外，交流－直流转换器能够通过与一次侧、二次侧电桥电路10、20同样的电桥电路实现。而且，也可以将交流－直流转换器插入到一次侧端子71及二次侧端子72双方而构成AC－AC转换器。另外，也可以将如上构成的AC－DC转换器或AC－AC转换器多级串联连接而构成所谓的串联稳压器。
(7)另外，在上述各实施方式中，对应用MOSFET作为开关元件的例子进行了说明，但开关元件还可以为MOSFET以外的元件，例如IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)、双极晶体管、闸流管等真空管、真空管式水银整流器等。另外，在应用半导体作为开关元件的情况下，其材质也可以为Si、SiC、GaN等中的任一种。
附图标记的说明
10 一次侧电桥电路
11 连接点(第一连接点)
12 连接点(第二连接点)
16、18 谐振电容器
20 二次侧电桥电路
21 连接点(第三连接点)
22 连接点(第四连接点)
30 变压器
31 一次绕阻(第一绕阻)
32 二次绕阻(第二绕阻)
70 负载(第一直流系统)
74 直流电压源(第二直流系统)
90 控制装置(功率转换装置用控制装置)
91、91a 第一控制部
92、92a 第二控制部
93 第三控制部
94 第四控制部
98 电压比指令值接收部
99 电压比应对部
α* 电压比指令值
αth 阈值
α 电压比
δ 相位差
A1～A4 功率转换装置
I1 一次侧AC电流(第一电流)
I2 二次侧AC电流(第二电流)
Q11～Q14 开关元件(第一～第四开关元件)
Q21～Q24 开关元件(第五～第八开关元件)
T1 规定期间(第一规定期间)
T2 缝隙期间(第二规定期间)
V1 一次侧AC电压(第一电压)
V2 二次侧AC电压(第二电压)
Vdc1 一次侧直流电压(第一直流电压)
Vdc2 二次侧直流电压(第二直流电压)。

Claims (7)

1.一种功率转换装置，其特征在于，具有：
经由第一连接点依次连接于第一直流系统的正极与负极之间的第一开关元件和第二开关元件；
经由第二连接点依次连接于所述第一直流系统的正极与负极之间的第三开关元件和第四开关元件；
经由第三连接点依次连接于第二直流系统的正极与负极之间的第五开关元件和第六开关元件；
经由第四连接点依次连接于所述第二直流系统的正极与负极之间的第七开关元件和第八开关元件；
变压器，其具有连接于所述第一连接点与所述第二连接点之间且在两端施加有第一电压并流通第一电流的第一绕阻，和连接于所述第三连接点与所述第四连接点之间且在两端施加有第二电压并流通第二电流的第二绕阻；和
控制装置，其控制所述第一开关元件至所述第八开关元件的接通/断开状态，
所述控制装置具有：
第一控制部，其按规定周期反复进行如下动作，即：在所述第二开关元件和所述第三开关元件为断开状态，且所述第一电流的绝对值为其峰值以下的状态下，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态，使所述第一电压的正极出现于所述第二连接点；
第二控制部，其按所述周期反复进行如下动作，即：在所述第一控制部动作后经过第一规定期间时，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态，使所述第一电压的正极出现于所述第一连接点，其中，所述第一规定期间是通过所述周期的半周期、相位差和电路常数来确定的，所述相位差是通过所述第一电压与所述第二电压的电压比来确定的；和
第三控制部，其按所述周期反复进行如下动作，即：在所述第二控制部动作后且所述第一电压的正极出现于所述第二连接点后，将所述第五开关元件和所述第八开关元件设为断开状态，并且将所述第六开关元件和所述第七开关元件设为接通状态。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：
所述第一控制部在将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态时，将所述第一开关元件和所述第四开关元件设为断开状态，
所述第二控制部在将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态时，将所述第一开关元件和所述第四开关元件设为接通状态，
所述控制装置还具有：
第四控制部，其在所述第二控制部动作后经过第二规定期间时，在所述第一电流的绝对值为其峰值的1/10以下的状态下，将所述第一开关元件和所述第四开关元件设为断开状态，并且将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态，其中，所述第二规定期间是通过电路常数来确定的。
3.根据权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：
所述第三控制部，在所述第四控制部动作后经过第三规定期间时，将所述第五开关元件和所述第八开关元件设为断开状态，并且将所述第六开关元件和所述第七开关元件设为接通状态，其中，所述第三规定期间是通过电路常数来确定的，所述第一规定期间是通过所述半周期和所述相位差来确定的期间减去所述第二规定期间和所述第三规定期间而得的值。
4.根据权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：
所述第一直流系统中施加的第一直流电压为所述第二直流系统中施加的第二直流电压的2至7倍。
5.根据权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制装置还具有：
接收电压比指令值的电压比指令值接收部，其中，所述电压比指令值是所述第一直流系统中施加的第一直流电压除以所述第二直流系统中施加的第二直流电压所得的值的指令值；和
电压比应对部，其以所述电压比指令值为规定阈值以下为条件，使所述第二控制部和所述第四控制部的动作停止。
6.一种功率转换装置用控制装置，其特征在于：
所述功率转换装置具有：
经由第一连接点依次连接于第一直流系统的正极与负极之间的第一开关元件和第二开关元件；
经由第二连接点依次连接于所述第一直流系统的正极与负极之间的第三开关元件和第四开关元件；
经由第三连接点依次连接于第二直流系统的正极与负极之间的第五开关元件和第六开关元件；
经由第四连接点依次连接于所述第二直流系统的正极与负极之间的第七开关元件和第八开关元件；和
变压器，其具有连接于所述第一连接点与所述第二连接点之间且在两端施加有第一电压并流通第一电流的第一绕阻，和连接于所述第三连接点与所述第四连接点之间且在两端施加有第二电压并流通第二电流的第二绕阻，
所述功率转换装置用控制装置控制所述功率转换装置中的所述第一开关元件至所述第八开关元件的接通/断开状态，
所述功率转换装置用控制装置具有：
第一控制部，其按规定周期反复进行如下动作，即：在所述第二开关元件和所述第三开关元件为断开状态，且所述第一电流的绝对值为其峰值以下的状态下，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态，使所述第一电压的正极出现于所述第二连接点；
第二控制部，其按所述周期反复进行如下动作，即：在所述第一控制部动作后经过第一规定期间时，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态，使所述第一电压的正极出现于所述第一连接点，其中，所述第一规定期间是基于所述周期的半周期、相位差和电路常数来确定的，所述相位差是基于所述第一电压与所述第二电压的电压比来确定的；和
第三控制部，其按所述周期反复进行如下动作，即：在所述第二控制部动作后且所述第一电压的正极出现于所述第二连接点后，将所述第五开关元件和所述第八开关元件设为断开状态，并且将所述第六开关元件和所述第七开关元件设为接通状态。
7.一种控制功率转换装置的功率转换装置的控制方法，其特征在于，
所述功率转换装置具有：
经由第一连接点依次连接于第一直流系统的正极与负极之间的第一开关元件和第二开关元件；
经由第二连接点依次连接于所述第一直流系统的正极与负极之间的第三开关元件和第四开关元件；
经由第三连接点依次连接于第二直流系统的正极与负极之间的第五开关元件和第六开关元件；
经由第四连接点依次连接于所述第二直流系统的正极与负极之间的第七开关元件和第八开关元件；和
变压器，其具有连接于所述第一连接点与所述第二连接点之间且在两端施加有第一电压并流通第一电流的第一绕阻，和连接于所述第三连接点与所述第四连接点之间且在两端施加有第二电压并流通第二电流的第二绕阻，
所述功率转换装置的控制方法具有：
第一流程，按规定周期反复进行如下步骤，即：在所述第二开关元件和所述第三开关元件为断开状态，且所述第一电流的绝对值为其峰值以下的状态下，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为接通状态，使所述第一电压的正极出现于所述第二连接点；
第二流程，按所述周期反复进行如下步骤，即：在所述第一流程后经过第一规定期间时，将所述第二开关元件和所述第三开关元件设为断开状态，使所述第一电压的正极出现于所述第一连接点，其中，所述第一规定期间是基于所述周期的半周期、相位差和电路常数来确定的，所述相位差是基于所述第一电压与所述第二电压的电压比来确定的；
第三流程，按所述周期反复进行如下步骤，即：在所述第二流程后且所述第一电压的正极出现于所述第二连接点后，将所述第五开关元件和所述第八开关元件设为断开状态，并且将所述第六开关元件和所述第七开关元件设为接通状态。
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