KR20170086531A - 파워 컨버터 용 스타트­업 컨트롤러 - Google Patents

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KR20170086531A
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토마스 퀴글리
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

전형적으로 파워 컨버터들, 예컨대 AC/DC 및 DC/DC는 적절한 정품의 스타트-업을 위해 그리고 정확한 동작 전압 바이어스들을 개발하기 위해 고유한 회로망을 갖는다. 전형적으로 이 고유 회로망은 1차측 컨트롤러에 통합되어 있다. 이 1차측 컨트롤러는 일단 시작되면 파워 컨버터의 제어의 1차 수단일 수도 있다. 그러나, 보다 정확한 출력 전압 조정을 위해서는 전형적으로 2차측 컨트롤러가 필요하며, 2차측 컨트롤러는 1차측 컨트롤러에 이미 존재하는 회로망을 복제한다. 전형적으로 분리 장벽에 걸친 두 개의 컨트롤러들 간의 선형 통신에 의해 복잡성이 추가된다. 단순화된 1차측 스타트-업 컨트롤러는, 2차측 컨트롤러가 활성화되어 선형 신호 대신 분리 장벽을 통해 개별 PWM 명령들을 송신함으로써 제어를 획득할 때까지 컨버터에 전력을 공급하기 위해 최소한의 회로망을 제공하는 것이 예상된다. 2차측 컨트롤러에 고장이 발생하면, 스타트-업 컨트롤러는 전압 및 전류 보호 기능을 제공할 수 있다. 2차측 컨트롤러는 정교한 컨버터 제어를 위해 아날로그 및/또는 디지털 설계가 가능하다.

Description

파워 컨버터 용 스타트­업 컨트롤러{START-UP CONTROLLER FOR A POWER CONVERTER}
관련 특허 출원
본 출원은, Thomas Quigley에 의해 2014년 11월 20일 출원된 발명의 명칭이 "Start-Up AC/DC Converter"인 공동 소유의 미국 가출원 번호 62/082,317 호의 우선이익을 주장하며, 상기 미국 가출원은 모든 목적들을 위해 본 출원에 참조로 통합된다.
기술 분야
본 개시는 파워 컨버터들에 관한 것으로, 특히, DC-DC 및 AC-DC 파워 컨버터들을 위한 스타트-업 컨트롤러 방법 및 장치에 관한 것이다.
전형적으로 파워 컨버터들, 예를 들어 DC-DC 및 AC-DC는 적절한 정품의(graceful) 스타트-업(소프트 스타트)을 위해 그리고 정확한 동작 전압 바이어스들을 개발하기 위해 고유한 회로망을 갖는다. 이 고유한 회로망은 이러한 파워 컨버터들의 비용 및 납기 일정을 증가시킬 수 있는 주문형 집적 회로 및/또는 독점 설계를 필요로 할 수 있다. 도 3은 종래 기술의 플라이백(flyback) 컨버터의 개략도를 도시한다. 변압기(T1)는 1차측 바이어스 권선(302)을 갖는 것으로 도시되어 있다. 이것은 1차측 컨트롤러 디바이스(301)를 그것의 VDD 포트를 통해 바이어스하는데 사용된다. VDD 전압은 변압기 커플링을 통해 출력 전압(Vo)으로 교차 조절된다(cross-regulated). 따라서, 그것의 VDD 포트의 전압을 모니터링하는 컨트롤러(301)에 의해 Vo 전압을 조절하는 것이 가능하다. 전형적으로 컨트롤러(301)로의 변환 커플링을 사용하여 Vo를 조절하는 것은 대부분의 애플리케이션들에 대해 충분히 정확하지 않기 때문에, 플라이백 컨버터(300)의 2차측으로부터 그것의 1차측으로의 추가적인 피드백 경로가 필요하다. 전압 기준부(304)(U3)는 정밀(precision) 기준부(Vo는 해당 정밀 기준부와 비교됨), 전압 에러 증폭기(안정성을 위한 자신의 보상 요소를 구비함) 및 광학 분리 커플러(옵토커플러)(303)를 구동하기 위한 드라이버를 제공하는 디바이스이다. 컨트롤러(301)는 또한 정밀 기준부 및 전압 증폭기를 포함하지만, 이 회로들은 추가적인 피드백 경로가 포함될 때에는 이용되지 않는다. 옵토커플러(303)는 선형적으로 구동된다. 따라서 옵토커플러(303)의 전류 전달 비(current transfer ratio; CTR)가 문제된다. CTR은 추가 피드백 경로에 이득을 추가한다. 이 이득은 디바이스마다 다를 수 있으며, 디바이스의 CTR은 오래될수록 바뀔 수 있다.
컨트롤러(301)는 플라이백 컨버터(300)의 1차측에 위치한다. 플라이백 컨버터(300)의 2차측은 부하(애플리케이션)가 결합되는 곳이다. 전형적으로, 애플리케이션 디바이스(도시되지 않음)는 프로그래밍 기능을 구비한 마이크로프로세서를 포함한다. 컨트롤러(301)는 프로그래밍이 보다 정교한 플라이백 컨버터 제어 기술을 제공할 수 있는 이점으로부터 분리되어 있다. 파워 MOSFET 스위치(Q1)는 외부 디바이스이고, 저항기(R6)는 MOSFET 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류와 유사한 전압을 스케일링하는 외부 저항기로 전류 감지를 위해 컨트롤러(301)에 의해 사용된다.
따라서, 2차측 컨트롤러의 자원들을 복제하지 않고 1차측 전자 디바이스들 상의 개별 구성요소들을 최소화하는, 1차측에 종래의 저비용 집적 회로(IC) 해결책을 사용하여 파워 컨버터들을 스타트-업하기 위한 저비용 해결책이 필요하다.
일 실시예에 따르면, 파워 컨버터를 스타트-업하기 위한 방법은: 제 1 DC 전압을 스타트-업 컨트롤러에 인가하는 단계; 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계 - 상기 제 1 DC 전압과 상기 파워 스위치는 변압기의 1차 권선에 결합될 수 있고, 이로써 상기 변압기의 2차 권선에 AC 전압이 생성될 수 있음 -; 2차측 컨트롤러와 부하에 전력을 공급하기 위해 제 2 DC 전압을 제공하도록 제 2 정류기로 상기 변압기의 상기 2차 권선으로부터의 상기 AC 전압을 정류하는 단계; 및 상기 제 2 DC 전압이 원하는 전압 값에 있을 때 상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 2차측 컨트롤러로 상기 파워 스위치의 제어를 이전하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 스타트-업 컨트롤러는 처음에는 상기 제 1 DC 전압으로부터 이후에는 상기 변압기의 3차 권선으로부터 직접 전력이 공급될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계는: 상기 변압기의 상기 1차 권선을 관통하는 최대 전류에 도달할 때까지 상기 파워 스위치를 턴 온하는 단계; 및 이후에 고정 시간 주기 동안 상기 파워 스위치를 턴 오프하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 고정 시간 주기는 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합된 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정될 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 부하를 상기 제 2 DC 전압에 결합시키도록 요청될 때까지 상기 제 2 DC 전압으로부터 상기 부하를 분리하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 부하는 상기 2차측 컨트롤러가 상기 파워 스위치를 제어하기 시작한 이후에 상기 제 2 DC 전압에 결합될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제 2 DC 전압의 과전압을 방지하는 것이 상기 제 2 DC 전압에 걸쳐 전압 션트(voltage shunt)를 결합함으로써 제공될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 전압 션트는 상기 제 2 DC 전압에 대해 원하는 값보다 높은 항복 전압을 갖는 제너 다이오드일 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 2차측 컨트롤러로 상기 파워 스위치의 제어를 이전하는 단계는: 상기 제 2 DC 전압이 상기 원하는 전압 값에 있을 때 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 스타트-업 컨트롤러로 PWM 신호들을 송신하는 단계; 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 상기 2차측 컨트롤러로부터의 상기 PWM 신호들을 검출하는 단계; 및 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 검출된 PWM 신호들로 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제 2 DC 전압은 상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 PWM 신호들을 검출한 후에 상기 2차측 컨트롤러에 의해 조정될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 스위치를 제어하는 단계는: 전력을 보존하기 위해 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 저주파에서 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계; 및 상기 2차측 컨트롤러에 의해 고주파에서 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 스타트-업 컨트롤러로 상기 PWM 신호들을 송신하는 단계는 전압 분리 회로를 통해 PWM 신호들을 송신하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 전압 분리 회로는 광(optical)-커플러일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 전압 분리 회로는 펄스 변압기일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 AC-DC 파워 컨버터는 AC-DC 플라이백 파워 컨버터를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 AC-DC 파워 컨버터는 AC-DC 포워드 파워 컨버터를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 스타트-업 컨트롤러는 저전압 및 과전압으로부터 파워 스위치 드라이버를 보호할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 최대 허용 변압기 1차 권선 전류를 제한하는 단계가 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 증명될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 전류-감지 비교기에 의해 상기 플라이백 파워 컨버터가 너무 깊게 연속 전도 모드에 진입하는 것을 방지하는 단계가 제공될 수 있고, 이로써 상기 플라이백 파워 컨버터가 과전류 결함으로부터 보호될 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 변압기의 1차측 3차 권선으로부터 상기 스타트-업 컨트롤러에 바이어스 전압을 제공하는 단계 - 상기 바이어스 전압은 상기 제 2 DC 전압에 결합될 수 있고 그것의 전압 피드백을 제공함 -; 상기 2차측 컨트롤러가 정상적으로 동작할 수 없을 때 상기 바이어스 전압으로부터 과전압 상태를 검출하는 단계; 및 상기 과전압 상태가 검출될 때 상기 스타트-업 컨트롤러를 잠그는(locking out) 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 변압기의 1차측 3차 권선의 출력부와 상기 스타트-업 컨트롤러의 바이어스 입력부 사이에 선형 레귤레이터를 제공하는 것을 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 변압기 리셋을 제공하기 위해 상기 변압기의 2차측 리셋 권선을 클램핑하는 것을 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 출력 필터 인덕터의 3차 권선으로부터의 바이어스가 확립될 때까지 능동 클램프 회로로부터 상기 2차측 컨트롤러에 초기 바이어스를 제공하는 것을 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제 1 DC 전압을 제공하기 위해 제 1 정류기에 AC 전력을 인가하는 것을 더 포함할 수 있다.
또 하나의 실시예에 따르면, 파워 컨버터는: 제 1 DC 전압에 결합된 스타트-업 컨트롤러; 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기 - 상기 변압기 1차 권선은 상기 제 1 DC 전압에 결합될 수 있음 -; 상기 변압기의 상기 1차 권선을 관통하는 전류를 측정하고 상기 측정된 1차 권선 전류를 상기 스타트-업 컨트롤러에 제공하기 위한 전류 측정 회로; 상기 변압기 1차에 결합되고 그리고 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합되어 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 제어되는 파워 스위치; 제 2 DC 전압을 제공하기 위해 상기 변압기 2차 권선에 결합된 2차측 정류기; 및 상기 스타트-업 컨트롤러와 상기 2차측 정류기에 결합된 2차측 컨트롤러를 포함할 수 있고, 여기서 상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 제 1 DC 전압을 수신할 때에는, 상기 스타트-업 컨트롤러는 상기 파워 스위치의 온 및 오프를 제어하기 시작하고 이로써 상기 변압기 1차를 통해 전류가 흐르고, 상기 변압기 2차 권선 양단에 AC 전압이 발생하고, 상기 2차측 정류기로부터의 DC 전압은 상기 2차측 컨트롤러에 전력을 공급하고, 그리고 상기 2차측 컨트롤러는 상기 제 2 DC 전압이 원하는 전압 레벨에 도달할 때 상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 파워 스위치의 제어를 인계받는다(take over).
추가 실시예에 따르면, 상기 파워 컨버터는 플라이백 파워 컨버터를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 컨버터는 포워드 파워 컨버터를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 스위칭 포스트 레귤레이터가 상기 2차측 정류기와 부하 사이에 결합될 수 있고, 상기 스위칭 포스트 레귤레이터는 상기 2차측 컨트롤러에 의해 제어될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 스위치는 파워 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)일 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 2차측 컨트롤러는 분리 회로를 통해 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합되어 상기 스타트-업 컨트롤러를 제어할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 분리 회로는 옵토커플러(optocoupler)일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 분리 회로는 펄스 변압기일 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 파워 스위치를 턴 오프한 후 소정 시간 주기 동안 상기 파워 스위치를 오프 상태로 유지하기 위해, 고정 오프 시간 회로가 제공될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 소정 시간 주기는 상기 고정 오프 시간 회로에 결합된 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, AC 전원에 결합하도록 구성되고 상기 제 1 DC 전압을 제공하도록 사용되는 AC-DC 정류기 및 필터를 더 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 마이크로컨트롤러 집적 회로는 상기 파워 컨버터를 포함할 수 있다.
다른 또 하나의 실시예에 따르면, 스타트-업 컨트롤러는: 입력부와 출력부를 갖는 고전압 레귤레이터; 상기 고전압 레귤레이터 출력부에 결합된 내부 바이어스 전압 회로들; 상기 고전압 레귤레이터 출력부에 결합된 저전압 및 과전압 록아웃(lockout) 회로들; 전류 레귤레이터; 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들을 발생시키기 위한 로직 회로들; 상기 로직 회로들에 결합된 고정 오프 시간 회로; 상기 로직 회로들에 결합되고 외부 파워 스위치의 제어를 위한 PWM 제어 신호들을 제공하는 파워 드라이버; 상기 로직 회로들에 결합되고 외부 PWM 제어 신호를 수신하도록 구성된 외부 게이트 명령 검출 회로 - 상기 외부 PWM 제어 신호가 검출될 때에는 상기 외부 게이트 명령 검출 회로는 상기 외부 파워 스위치의 제어를 상기 로직 회로들로부터 상기 외부 PWM 제어 신호로 변경시킴 -; 및 상기 내부 전류 레귤레이터에 결합된 출력부들과 전류 감지 입력부에 결합된 입력부들을 갖는 제 1 및 제 2 전압 비교기들을 포함할 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 전류 감지 입력부와 상기 제 1 및 제 2 전압 비교기 입력부들 사이에 블랭킹 회로가 결합될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 고정 오프 시간 회로 시간 주기는 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정될 수 있다.
본 개시는 첨부 도면들과 결합된 이하의 설명을 참조하면 보다 완전하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 1차측 스타트-업 기술을 포함하는 플라이백 파워 컨버터의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 스타트-업 컨트롤러의 개략적인 블록도이다.
도 3은 종래 기술의 플라이백 컨버터의 개략도이다.
도 4는 본 개시의 또 하나의 특정 예시의 실시예에 따른, 1차측 스타트-업 기술을 포함하는 포워드 파워 컨버터의 개략적인 블록도이다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안의 형태들을 허용하지만, 그의 특정 예시의 실시예들이 도면들에 도시되었고 본 명세서에서 상세히 설명된다. 하지만, 그 특정 예시의 실시예들에 대한 설명은 본 개시를 여기에서 개시된 특정 형태들로 한정하고자 하는 것이 아님을 이해해야 할 것이다.
전원 공급 장치, 특히 DC-DC 및 AC-DC 파워 컨버터들은 전형적으로 그것들을 스타트 업하기 위한 고유 회로망을 갖는다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따르면, 파워 컨버터는 스타트-업 컨트롤러 및 2차측 컨트롤러를 포함할 수 있으며, 여기서 스타트-업 컨트롤러는 전력(전압)이 파워 컨버터의 1차측에 처음 인가될 때 2차측 컨트롤러에 전력을 전송하는데 이용된다. 이것은 2차측 컨트롤러의 자원들을 복제하지 않고 1차측의 개별 구성요소들을 최소화하는, 1차측에 종래의 디바이스들을 사용하여 파워 컨버터의 스타트-업하기 위한 저비용 집적 회로(IC) 해결책을 제공한다.
스타트-업 컨트롤러는 파워 컨버터를 스타트-업하도록 특별히 설계되고, 여기서 스타트-업 컨트롤러는 파워 컨버터의 1차측에 위치하며 2차측 컨트롤러는 파워 컨버터(변압기)의 전기적으로 절연된 2차측에 위치한다. 스타트-업 컨트롤러는 두 가지 동작 모드를 가질 수 있다: 1) 스타트-업 컨트롤러는 개루프 전류 레귤레이터로서 동작하고, 2) 스타트-업 컨트롤러는 파워 스위치를 제어하기 위해 2차측 컨트롤러로부터 외부 PWM 명령들을 수신한다. 개루프 전류 레귤레이터 모드에서, 스타트 업 컨트롤러에는 초기에 DC 소스 전압, 예컨대 배터리 또는 정류된 AC 라인으로부터 직접 전력이 공급된다. DC 또는 정류된 AC 라인 전압을 변압기에 결합시키는 파워 스위치의 ON 시간 동안, 변압기의 1차 권선의 전류는 스타트-업 컨트롤러가 모니터링하는 최대 전류 레벨까지 상승할 수 있다. 파워 스위치의 OFF 시간은 파워 컨버터가 그의 정격 전력 용량의 작은 부분만을 출력하도록 외부 커패시터에 의해 설정된다. 정격 출력 전력의 이 작은 부분은 파워 컨버터의 출력 커패시터를 충전하고 2차측 컨트롤러에 전력을 공급한다. 이 시간 동안 파워 컨버터의 부하가 끊어질 수 있다.
파워 컨버터의 출력이 충분한 전압 레벨로 충전될 때에는 2차측 컨트롤러가 활성화되어 스타트-업 컨트롤러로부터 파워 스위치를 제어할 것이다. 파워 컨버터가 파워 업(power up)됨에 따라, 스타트-업 컨트롤러는 변압기의 1차측 3차 권선으로부터 바이어스를 수신할 수 있다. 출력 전력은 단지 파워 컨버터의 정격 전력의 작은 부분이기 때문에, 출력 전압은 2차측 컨트롤러가 작동할 수 없는 경우에 전력 제너 다이오드와 같은 간단한 전압 분로(shunt) 기술에 의해 쉽게 과전압으로부터 보호될 수 있다.
스타트-업 컨트롤러가 2차측 컨트롤러로부터 외부 PWM 명령들(신호들)을 수신하면, 2차측 컨트롤러로부터의 외부 PWM 명령들이 검출될 때 스타트-업 컨트롤러는 외부 PWM 명령 모드로 전환된다. 파워 스위치의 ON 및 OFF 시간은 2차측 컨트롤러에 의해 결정되므로, 파워 컨버터는 그의 정격 전력 또는 출력 전압을 조절하는데 필요한 전력을 부하에 전달할 수 있다. 정상 동작시 2차측 컨트롤러는 파워 컨버터로부터 부하로의 출력 전압을 조절한다. 2차측 컨트롤러는 (스위치와 스위칭 포스트 레귤레이터 중 어느 하나를 통해) 부하를 파워 컨버터에 연결할 수 있다.
2차측 컨트롤러로부터의 PWM 명령들은 분리 회로, 예를 들어 옵토커플러 또는 펄스 변압기를 통해 스타트-업 컨트롤러로 전송된다. 분리 회로는 선형적으로 동작할 필요가 없고, 따라서 선형 제어가 사용된다면 옵토커플러의 전류 전달 비(CTR) 문제들에 의해 야기된 문제들을 완화할 수 있다. 2차측 컨트롤러는, 파워 컨버터가 전력을 공급하고 있는 부하(애플리케이션)에 위치한 마이크로프로세서 자원들을 이용할 수 있어 정교한 파워 컨버터 제어 기술이 사용될 수 있다.
스타트-업 컨트롤러가 외부 PWM 명령 수신을 중단하면, 스타트-업 컨트롤러는 그의 개방 루프 전류 레귤레이터 모드로 되돌아갈 것이다. 어느 모드에서든 스타트-업 컨트롤러는 저전압 및 과전압으로부터 파워 스위치 드라이버를 보호한다. 스타트-업 컨트롤러는 최대 허용 변압기 1차 전류를 제한한다. 스타트-업 컨트롤러는 플라이백 파워 컨버터와 포워드 파워 컨버터 중 어느 하나를 스타트-업하는데 사용될 수 있다. 플라이백 파워 컨버터 애플리케이션에 사용될 때 스타트-업 컨트롤러는 예를 들면, 플라이백 파워 컨버터가 동작의 연속 전도 모드로 너무 깊숙이 들어가는 것을 방지하는 추가 전류-감지 비교기(그러나 이에 한정되지는 않음)와 같은 일부 추가 특징부를 구비하고, 이로써 플라이백 파워 컨버터의 출력을 과전류 오류 상태로부터 보호한다.
스타트-업 컨트롤러를 바이어스하는 데 사용되는 변압기의 1차측 3차 권선의 전압은 플라이백 컨버터의 출력 전압에 결합될 수 있다. 따라서 3차 권선의 전압은, 2차측 컨트롤러가 제대로 동작할 수 없는 경우 스타트-업 컨트롤러의 과전압 록아웃(over-voltage lockout; OVLO) 회로에 의해 과전압 보호의 추가 레벨로서 사용될 수 있는 출력 전압 피드백 메커니즘으로서 사용될 수 있다.
포워드 컨버터 애플리케이션에 사용될 때 포워드 컨버터 설계는 다음을 필요로 할 수 있다: 변압기의 1차측 3차 권선의 출력부와 스타트-업 컨트롤러의 바이어스 입력부 사이에 선형 레귤레이터가 필요할 수 있다. 이것은 3차 권선이 정류된 AC 전압에 결합되고 컨버터의 출력 전압에는 결합되지 않기 때문이다. 포워드 컨버터의 변압기의 리셋 권선은 파워 컨버터의 2차측에 위치하며, 변압기 리셋을 제공하기 위해 능동적으로 클램핑된다. 또한, 능동 클램프는 2차측 컨트롤러에 대한 바이어스의 메인 소스가 포워드 컨버터의 출력 필터 인덕터의 3차 권선으로부터 설정될 때까지 2차측 컨트롤러에 초기 바이어스를 제공하도록 설계될 수 있다.
이제 도면들을 보면, 예시적인 실시예들의 세부 사항들이 개략적으로 도시되어 있다. 도면들에서 같은 요소들은 같은 숫자들로 나타내어지며, 유사한 요소들은 같은 숫자들에 다른 소문자 첨자를 붙여서 나타내어질 것이다.
이제 도 1을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 1차측 스타트-업 기술을 포함하는 플라이백 파워 컨버터의 개략적인 블록도가 도시되어 있다. 개괄적으로 숫자 100으로 표시된 플라이백 파워 컨버터는 AC 라인 전원(102)에 결합된 1차측 파워 정류기 및 필터들(104), 스타트-업 컨트롤러(106), 커패시터(107), 변압기(122), MOSFET 스위치(116), 전류 감지 저항기(124), 바이어스 전압 정류기(114), 파워 정류기(135), 제너 다이오드(130), 2차측 컨트롤러(118), 스위칭 포스트 레귤레이터(120), 및 분리 회로(108)를 포함할 수 있다. 플라이백 파워 컨버터(100)는 스타트-업 후에 조정된 전압을 애플리케이션 부하(128)에 제공한다. AC 라인 전원(102)은 약 47Hz 내지 약 63Hz의 주파수에서 약 85 내지 265 볼트의 교류 (AC)의 범용 범위에 있을 수 있다. 여기에 개시된 실시예들은 다른 전압들과 주파수들에 적용될 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. AC 소스에 결합된 1차측 파워 정류기 및 필터들(104)을 사용하는 대신에 DC 소스가 사용될 수 있다.
AC 라인 파워(102)가 1차측 파워 정류기 및 필터들(104)에 인가될 때, 그 결과 DC 전압(V_Link)이 발생한다. 이 DC 전압(V_Link)은 변압기(122)의 1차 및 스타트-업 컨트롤러(106)의 VIN 입력부에 결합된다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 전압(V_Link)이 그것의 적절한 동작을 위한 충분한 전압에 도달할 때 활성화된다. 일단 활성화되면, 스타트-업 컨트롤러(106)는 자신의 게이트 노드(출력 핀)로부터 MOSFET 스위치(116)를 구동하기 시작한다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 MOSFET 스위치(116)를 관통하는 피크 전류의 조절에 기초하여 개방 루프 방식으로 MOSFET 스위치(116)의 스위칭을 제어한다. MOSFET 스위치(116) 및 MOSFET 스위치(116)를 관통하는 피크 전류에 비례하는 변압기(122)의 1차측과 직렬로 연결된 저항기(124)를 가로질러 전압이 발생한다. 이런 전압은, 피크 전류를 소정 설계 값으로 제한하기 위해 전류를 감지하여 MOSFET 스위치(116)의 온 시간을 조정하는 스타트-업 컨트롤러(106)의 C/S(전류 감지) 입력부에 결합된다. 스타트-업 컨트롤러(106)의 내부 선형 레귤레이터(도 2의 레귤레이터(230) 참조)(그것의 입력은 DC 전압(V_Link)임)는 스타트-업 컨버터(106)의 내부 회로들에 의해 사용 가능한 전압(VDD)을 조절한다. VDD는 스타트-업 컨트롤러(106)의 게이트 노드에서의 피크 전압이다. 초기에, 내부 선형 레귤레이터는 스타트-업 컨트롤러(106)의 동작을 위해 VDD를 공급하지만, 일단 DC 전압이 파워 다이오드(114)를 통해 변압기(122)의 1차측 3차 권선으로부터 제공되면, 이 내부 선형 레귤레이터는 스타트-업 컨트롤러(106)의 내부 회로들에 전류를 공급하는 것을 중단한다. 이로 인해 스타트-업 컨트롤러(106)의 내부 열 발산이 감소될 수 있다.
MOSFET 스위치(116)를 온 및 오프로 구동하면, 정류기(135)를 통과하는 변압기(122)는 커패시터(126)를 전압(V_Bulk)으로 충전시킬 것이다. 스위칭 포스트 레귤레이터(120)는 오프 상태이므로, 이로부터 출력 전압(V_Out)은 존재하지 않는다. 따라서, 애플리케이션 부하(128)는 변압기(122)의 출력으로부터 분리된다. 전압(V_Bulk)이 증가함에 따라, 2차측 컨트롤러(118)는 활성화된다. 2차측 컨트롤러(118)의 V/S 입력부의 전압(V_Bulk)이 원하는 값에 도달할 때에는, 2차측 컨트롤러(118)가 분리 회로(108)를 통해 펄스 폭 변조(PWM) 명령들을 스타트-업 컨트롤러(106)의 PWM 입력부에 송신함으로써 스타트-업 컨트롤러(106)부터의 게이트 출력을 제어하기 시작할 것이다. 이제 2차측 컨트롤러(118)는 MOSFET 스위치(116)를 제어한다.
또한, 변압기(122)는 다이오드(114)를 통해 바이어스 전압(V-Bias)을 제공한다. V-Bias는 변압기 커플링에 의해 스타트-업 컨트롤러(106)와 교차-조절될(cross-regulated) 수 있다. 변압기(122)의 권선비는 V_Bias가 스타트-업 컨트롤러(106)의 내부 선형 전압 레귤레이터(230)(도 2)의 출력 전압 설정 포인트보다 높아지도록 함으로써, 이런 내부 선형 전압 레귤레이터(230)를 효과적으로 차단(shutting off)하고 그것의 내부 열 분산을 감소시킨다. 일단 V_Bulk가 그것의 설계 전압까지 상승하면, 2차측 컨트롤러(118)는 스위칭 포스트 레귤레이터(120)를 제어하여 애플리케이션 부하(128)에 V_Out을 제공함으로써, 플라이백 컨버터(100)에 전력을 공급(power loading)할 것이다.
이제 도 2를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 스타트-업 컨트롤러의 개략적인 블록도가 도시되어 있다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 고전압 레귤레이터(230), 내부 바이어스 전압 회로들(232), 제 1 전압 비교기(234), 제 2 전압 비교기(238), 고정 블랭킹 시간 회로(240), 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로들(236), 외부 게이트 명령 검출 회로(242), 신호 버퍼(244), 로직 회로들(236)에 의해 제어되는 스위치(246), MOSFET 드라이버(248), 고정 오프-시간 타이머(250), 및 과전압 및 저전압 록아웃 회로들(252)을 포함할 수 있다.
VIN 입력부는 브리지 정류기 및 필터들(104)(도 1)로부터 제공된 전압에 결합되고, AC 라인 전압(102)에 의존하는 고전압 레귤레이터(230)의 입력 전압으로서 사용된다. 고전압 레귤레이터(230)는 MOSFET 드라이버(248) 및 다른 내부 바이어스 전압들(바이어스 회로들(232))에 전력을 공급하기 위해 더 낮은 전압(VDD)을 제공하는 선형 레귤레이터일 수 있다. VDD는 또한 내부 고전압 레귤레이터(230)가 턴 오프될 수 있도록 외부 소스(예를 들어, 변압기(122)(도 1)로부터의 V_Bias)로부터 제공될 수 있고, 이로써 스타트-업 컨트롤러(106) 내의 내부 전력 소실을 모면한다. 전압(VDD)은 스타트-업 컨트롤러(106) 내의 회로들을 설계 사양 전압들로부터 보호하기 위해 과전압 및 저전압 록아웃 회로들(252)에 의해 모니터링될 수 있다. 내부 바이어스 및 전압 기준부들은 고전압 레귤레이터(230) 또는 VDD에 대한 외부 소스, 예컨대 변압기(122)로부터 그것의 입력 동작 전압을 수신할 수 있는 내부 바이어스 전압 회로들(232)에 의해 제공될 수 있다.
게이트 드라이버(248)로의 게이트 드라이브 명령들은 로직 회로들(236)에 의해 제어될 수 있는 스위치(246)를 사용하여 2개의 소스들 사이에 스위칭될 수 있다. 제 1 소스는 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로들(236)일 수 있고, 제 2 소스는 PWM 입력부에 결합되고 신호 버퍼(244)에 의해 내부에서 버퍼링된 외부 소스일 수 있다.
MOSFET 스위치(116)를 통해 흐르는 전류는 스타트-업 컨트롤러(106)의 전류 감지(C/S) 입력부에 결합될 수 있는 저항기(124) 양단에 발생된 유사(analogous) 전압에 의해 모니터링될 수 있다. MOSFET 전류는 변압기의 1차 전류와 동일할 수 있다. 게이트 드라이버(248)가 MOSFET 스위치를 구동하기 시작할 때에는, 로직 회로(236)는 고정 블랭킹 시간 회로(240)를 시동하고, 그리고 나서 고정 블랭킹 시간 회로(240)는 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로(236)에 도달하지 않도록 전류 감지(C/S) 노드에서의 신호를 잠시 블랭킹시켜서 그 안에 있는 내부 전류 레귤레이터가 MOSFET 스위치(116)를 관통하는 초기 턴-온 전류 스파이크를 무시할 수 있게 한다. 제 1 비교기(234) 및 제 2 비교기(238)는 전류 감지(C/S) 입력부의 전압을 모니터링한다. 제 1 비교기(234)는 고정 블랭킹 시간 회로(240)의 블랭킹 시간 주기가 종료된 후 짧은 시간 간격 동안 C/S 노드의 전압을 모니터링한다. 이 짧은 시간 간격 동안 C/S 노드의 전압이 제 1 전압 기준값(VREF1)을 초과하면, 게이트 드라이브가 종료된다. 제 2 비교기(238)는 전류 감지(C/S) 입력에서 허용되는 최대 전압(MOSFET 스위치(116)를 관통하는 전류)을 설정한다. 전류 감지(C/S) 입력부의 전압이 제 2 전압 기준값(VREF2)보다 크면, 게이트 드라이브도 또한 종료된다. 게이트 드라이브가 종료될 때, 게이트 드라이브는 고정 오프-시간 회로(250)에 의해 결정된 시간 주기 동안 오프 상태로 유지된다. 이런 오프 시간 주기는 스타트-업 컨트롤러(106)의 TOFF 노드에 있는 커패시터(107)의 커패시턴스 값에 의해 외부에서 선택될 수 있다.
외부 신호가 펄스 폭 변조(PWM) 입력 노드에 인가될 때에는, 외부 신호는 외부 게이트 명령 검출 회로(242)에 의해 검출될 수 있다. 외부 PWM 신호가 이렇게 검출될 때에는, 로직 회로들(236) 내의 로직은 MOSFET 드라이버(248)를 구동하기 위해 스위치(246)를 이 외부 PWM 신호에 결합시킴으로써, 파워 MOSFET 스위치(116)를 스타트-업 컨트롤러(106) 외부의 PWM 소스로부터 제어한다. PWM 신호 주파수는 예를 들어 약 20kHz 내지 약 65kHz일 수 있지만, 이것에 한정되는 것은 아니다. PWM 입력 노드의 PWM 신호가 소정 수보다 많은 스위칭 주기들 동안, 예를 들어 20kHz(250 마이크로 초)에서 5 스위칭 주기들 동안 스위칭을 중단하면(예컨대, 하이 상태와 로우 상태 중 어느 하나로 유지되면), 로직 회로들(236) 내의 로직은 스위치(246)가 로직 회로들(236)의 PWM 출력으로 다시 스위칭되게 하고, 이로써 MOSFET 드라이버(248)는 로직 회로들(236)의 PWM 출력으로부터 구동된다. 접지 노드(Gnd)는 스타트-업 컨트롤러(106) 내의 회로들에 대한 회로 접지 또는 공통 포인트이다. 이 접지 노드는 외부 MOSFET 스위치(116)로의 PWM 구동 전류와 VIN 및 VDD 노드들에서의 전압들의 바이어스 리턴 전류들 둘 다에 대한 복귀 지점을 제공할 수 있다.
도 1을 다시 보면, 스타트-업 컨트롤러(106)는 변압기 커플링을 통해 플라이백 파워 컨버터의 출력을 선형적으로 조정할 수 있는 1차측 전원 공급 컨트롤러가 아니다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 2차측 컨트롤러(118)의 정밀 기준부 및 전압 에러 증폭기를 복제하지 않는다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 기본적으로 2개의 동작 모드를 갖는다: 제 1 모드에서, 플라이백 파워 컨버터(100)의 스타트-업 동안, 스타트-업 컨트롤러(106)는 2차측 컨트롤러(118)가 MOSFET 스위치(116)를 구동하는 PWM 신호들의 제어(명령)를 획득할 때까지 MOSFET 스위치(116)를 구동하는 개방 루프 전류 레귤레이터로서 동작한다. 제 2 모드에서, 일단 2차측 컨트롤러(118)가 완전히 동작하면, 2차측 컨트롤러(118)는 분리 회로(108)를 통해 스타트-업 컨트롤러(106)에 PWM 신호 명령들을 전송하기 시작한다. (분리 회로(108)를 통한) 2차측 컨트롤러(118)로부터의 외부 PWM 신호 명령들이 스타트-업 컨트롤러(106)에 의해 수신되면, 그것의 내부 게이트 드라이버(248)는 외부 PWM 신호에 결합될 수 있으며, 이로써 2차측 컨트롤러(118)는 이제 MOSFET 스위치(116)를 제어한다.
2차측 컨트롤러(118)는 아날로그 컨트롤러와 디지털 컨트롤러 중 어느 하나(또는 아날로그/디지털 혼성)일 수 있다. 제어 방법들의 출력이 (전형적인) PWM 신호를 제공하는 동안, 매우 정교한 제어 방법들이 2차측 컨트롤러(118)에 의해 사용될 수 있다. 2차측 컨트롤러(118)는 추가적인 제어 정교함을 위해 (스위칭 포스트 레귤레이터(120)를 통해 플라이백 파워 컨버터(100)를 로딩하는) 애플리케이션 부하(128)와 통신할 수 있다.
본 개시의 교시에 따르면, 2차측 컨트롤러(118)로부터의 PWM 신호 명령들(PWM 펄스들)이 분리 회로(108)(예컨대, 옵토커플러, 펄스 변압기)를 온 또는 오프로 구동하고 어떠한 회로 선형성도 필요로 하지 않기 때문에, 옵토커플러 CTR 문제는 문제가 되지 않는다. 스타트-업 컨트롤러(106)를 포함하는 개방-루프 전류 레귤레이터는 변압기(122)의 2차 권선에 소량의 스타트-업 전력을 제공하는 매우 불연속적인 동작 모드로 플라이백 파워 컨버터(100)를 동작시키도록 설계되고, 이로써 출력 커패시터(126)는 충전되고 2차측 컨트롤러(118)에 동작 전압을 공급한다.
(외부 MOSFET 스위치(116)를 온으로 구동하는) ON 시간은 전형적으로 스타트-업 컨트롤러(106)의 C/S 노드의 PWM 신호가 0 볼트로부터 제 2 비교기(238)의 VREF2 전압으로 램프하는데 걸리는 시간의 양에 의해 결정된다. (외부 MOSFET 스위치(116)를 오프로 구동하는) OFF 시간은 고정 시간-오프 타이머(250)에 의해 결정될 수 있다. 고정 시간-오프 타이머(250)의 지속 시간은 스타트-업 컨트롤러(106)의 TOFF 노드에 결합된 커패시터(107)의 값에 의해 결정될 수 있다. 예를 들면, 개방 루프 전류 레귤레이터 기술 및 TOFF 노드에 결합된 커패시터(107)에 의해 설정된 충분히 긴 OFF 시간을 사용하여 대략 1 와트의 출력 전력을 전달하도록, 20 와트의 전력으로 정격된 플라이백 컨버터가 만들어질 수 있다.
외부 PWM 신호가 스타트-업 컨트롤러(106)의 PWM 노드에 인가되고 외부 게이트 명령 검출 회로(242)에 의해 검출될 때에는, 스위치(246)는 게이트 드라이버(248)로의 입력을 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로(236)로부터 외부 소스로 (신호 버퍼(244)를 통한 PWM 노드로부터) 변경한다. 이로 인해, 2차측 컨트롤러(118)는 정격 출력 전력 및 출력 전압 조정을 달성하기 위해 적절한 주파수 및 PWM 듀티 사이클에서 플라이백 컨버터(112)를 구동할 수 있다. 이런 모드에서, 스타트-업 컨트롤러(106)는 단순히 1차측 바이어스된 게이트 드라이버이다. 그러나, 스타트-업 컨트롤러(106)는 여전히 제 1 및 제 2 전압 비교기들(234, 238)에 의해 수여되는(afforded) 전류 보호를 제공한다. 제 1 및 제 2 전압 비교기들(234 또는 238) 중 어느 하나가 트립(trip)하면(출력 상태를 변경하면), 스위치(246)는 OFF 시간이 고정 시간-오프 타이머(250)에 의해 설정되는 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로(236)로부터 그의 명령들을 얻는 위치로 다시 변경될 것이다. 여기서 스위치(246)는 고정 오프-시간 타이머(250)에 의해 설정된 시간 주기의 끝까지 신호 버퍼(244)를 통해 명령들을 수신하는 것으로 다시 위치를 변경할 수 없다. 분리 회로(108)를 통한 2차측 컨트롤러(118)로부터의 외부 PWM 신호가 250μs를 초과하는 시간 주기 동안 중단될 때(하이 상태와 로우 상태 중 어느 하나로 유지됨) (외부 게이트 명령 검출 회로(242)에 의해 더 이상 검출되지 않음), 스위치(246)는 내부 전류 레귤레이터 및 로직 회로(236)로부터 그의 명령들을 얻는 위치로 다시 변경될 것이다.
과전압 및 저전압 록아웃 회로들(252)은 게이트 노드에서의 피크 전압이 플라이백 컨버터(112)의 외부 전력 MOSFET 스위치(116)에 대해 적절한 범위 내에 있음을 보장한다. 저전압 록아웃(UVLO) 회로는 MOSFET(116)의 게이트를 적절하게 향상시키는데 충분한 전압이 사용될 수 있음을 보장한다. 과전압 록아웃(OVLO) 회로는 전압이 파워 MOSFET(116)의 전형적인 게이트 전압 정격을 초과하지 않음을 보장한다. OVLO 회로(252)는 또한 또 하나의 중요한 기능을 제공한다: 그것은 2차측 컨트롤러(118)가 스타트-업 및 조정을 실패하는 것으로부터 보호되어야 한다. 2차측 컨트롤러(118)가 명령을 획득하지 않으면, 스타트-업 컨트롤러(106)는 과전압 임계값에 도달할 때까지 출력 커패시터(126)를 계속 충전할 것이다. 출력 커패시터(126) 상의 이 전압은 변압기(122) 권선 커플링을 통해 스타트-업 컨트롤러(106)의 VDD 노드로 다시 반향되어 스타트-업 컨트롤러(106)의 OVLO 회로를 트립할 것이다. 회로(252)의 OVLO 부분의 고전압 한계가 초과될 때에는, MOSFET 드라이버(248) 출력은 금지될 것이다. OVLO 회로(252)는 예를 들면 2 볼트의 히스테리시스 밴드를 가질 수 있지만, 이것에 한정되는 것은 아니다. 따라서, MOSFET 스위치(116)의 게이팅은 스타트-업 컨트롤러(106)의 VDD 노드의 전압이 OVLO 회로(252)의 히스테리시스 대역의 하한 아래로 떨어질 때까지 정지된다. (2차측 컨트롤러(118)가 고장 나는 경우) 추가 레이어의 과전압 보호를 위해, 파워 제너 다이오드(130)(또는 일부 다른 형태의 능동형 션트 레귤레이터)가 변압기(122)의 출력 양단에(예컨대, 커패시터(126) 양단에) 배치될 수 있다. 플라이백 파워 컨버터(100)의 출력 전력은 스타트-업 컨트롤러(106)의 TOFF 노드 상의 커패시터(107)로 긴 OFF 시간을 선택함으로써 낮게 설정될 수 있기 때문에, 정류기(135)를 통과하는 변압기(122)의 출력은 그것으로부터 DC 출력을 가로질러 션트된 파워 제너 다이오드(130)를 사용함으로써 과전압으로부터 합리적으로 보호될 수 있다.
이제 도 4를 보면, 본 개시의 또 하나의 특정 예시의 실시예에 따른, 1차측 스타트-업 기술을 포함하는 포워드 파워 컨버터의 개략적인 블록도가 도시되어 있다. 개괄적으로 숫자 400으로 표시된 포워드 파워 컨버터는 AC 라인 전원(402)에 결합된 1차측 파워 정류기 및 필터(404), 스타트-업 컨트롤러(106), 커패시터(107), 레귤레이터(430), MOSFET 스위치(416), 전류 감지용 저항기(424), 바이어스 전압 정류기(414), 변압기(422), 2차측 컨트롤러(418), 파워 정류기들(435 및 436), 능동 클램프 회로(440), 전류 감지 변압기(445), 인덕터(450), 다이오드(455), 클램프 제너 다이오드(465), 스위치(460), 분리 회로(408), 및 애플리케이션 부하(428)를 포함할 수 있다. AC 소스에 결합된 1차측 파워 정류기 및 필터들(404)을 사용하는 대신에 DC 소스가 사용될 수 있다.
변압기(422)는 4개의 권선들, 즉 1) V_Link에 결합된 1차 권선, 2) 파워 정류기들(435 및 436)에 결합된 2차 권선, 3) 능동 클램프 회로(440)에 결합된 리셋 권선, 및 4) 정류기(414)에 결합된 3차 권선을 포함할 수 있다. AC 라인(402)은 약 47Hz 내지 약 63Hz의 주파수에서 약 85 내지 265 볼트 교류(AC)의 범용 범위에 있을 수 있다. 여기에 개시된 실시예들은 다른 전압들과 주파수들에 적용될 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. AC 라인 전원(102)이 1차측 파워 정류기 및 필터들(404)에 인가될 때, 그 결과 DC 전압(V_Link)이 발생한다. 이 DC 전압(V_Link)은 변압기(422)의 1차 권선 및 스타트-업 컨트롤러(106)의 VIN 입력부에 결합된다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 AC 라인 전원(402)의 인가시에 (그것의 VIN 노드를 통해) V_Link에 의해 초기에 바이어스된다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 전압(V_Link)이 그것의 적절한 동작을 위한 충분한 전압에 도달할 때 활성화된다. 일단 이렇게 바이어스되면, 스타트-업 컨트롤러(106)는 MOSFET 스위치(416)를 온 및 오프로 게이팅한다. 스타트-업 컨트롤러(106)는 자신의 C/S 노드에 결합된 전류 감지 저항기(424) 양단에 발생된 전압을 모니터링함으로써 변압기(422)의 1차 권선을 관통하는 전류의 개방 루프 조정을 제공한다.
MOSFET 스위치(416)가 게이트 온될 때에는, 변압기(422) 권선들의 도트 측들(페이징)이 양으로 되어 전류가 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선을 통해 흐를 수 있게 한다. 전류는 정류기(414) 및 전압 레귤레이터(430)를 통해 흘러서 스타트-업 컨트롤러(106)의 VDD 포트에 바이어스를 제공한다. 전류는 또한 정류기(435), 전류 감지 변압기(445), 인덕터(450)의 메인 권선을 통해 흐르고 커패시터(426)를 충전한다. 이 때, 스위치(460)가 개방되어 있기 때문에 애플리케이션 부하(428)는 분리되어 있다. MOSFET(416) 스위치가 게이트 오프될 때에는, 전류가 리셋 권선을 통해 능동 클램프 회로(440)로 흐른다. 능동 클램프 회로(440)는 자신의 PNP 트랜지스터의 게이트 상의 제너 다이오드에 의해 리셋 권선 전압을 클램핑한다. PNP 트랜지스터의 컬렉터 상의 제너 다이오드는 전압(VCCS)을 클램핑한다. VCCS는 2차측 컨트롤러(418)용 바이어스 전압이다. 변압기(422)의 리셋으로부터의 자화(magnetization) 에너지는 2차측 컨트롤러(418)를 바이어싱하는 것을 돕기 위해 사용될 수 있다. MOSFET 스위치(416)가 게이트 오프될 때에는 전류가 다이오드(455)에 결합된 인덕터(450)의 3차 권선을 통해 흐른다. 이것은 또한 에너지가 전압(VCCS)을 제공하도록 흐르게 한다. 포워드 파워 컨버터(400)가 동작하면, 다이오드(455)를 통해 전압(VCCS)으로 흐르는 전류는 2차측 컨트롤러(418) 동작용 주전원이 될 것이다.
VCCS가 충분한 전압에 도달할 때, 2차측 컨트롤러(418)는 분리 회로(408)를 통해 스타트-업 컨트롤러(106)에 게이팅 명령들을 송신할 수 있다. 이제 MOSFET 스위치(416)의 게이팅은 2차측 컨트롤러(418)에 의해 제어된다. 2차측 컨트롤러(418)는 이후 전압(V_OUT)을 조절하고, 스위치(460)를 닫고, 그리고 애플리케이션 부하(428)에 전력을 인가할 수 있다.
플라이백 파워 컨버터(100) 또는 포워드 파워 컨버터(400)를 시동시키기 위해 스타트-업 컨트롤러(106)를 사용할 때 몇 가지 중요한 차이점이 있다. 예를 들어, 변압기(422)의 3차 권선의 전압은 포워드 컨버터(400)의 출력 전압에 결합하지 않는다. 대신에 그것은 V_Link에 결합된다. 따라서 변압기 커플링을 통해서는 어떠한 2차 전압 정보도 사용될 수 없다. 그것이 전압 레귤레이터(430)가 스타트-업 컨트롤러(106)의 VDD 포트 상의 전압을 조절하는데 필요한 이유이다. 또한, 변압기(422) 3차 권선을 통한 전압 정보의 부족 때문에, 과전압 보호 전략은 2차측 컨트롤러(418)의 고장시에 다르다. 스타트-업 동안 출력부에 전달된 전력은 스타트-업 컨트롤러(106)의 TOFF 노드(포트)에 결합된 선택된 값 커패시터(107)를 이용하여 낮게 설정된다(도 2 참조). 능동 클램프 회로(440)의 PNP 트랜지스터의 컬렉터 상의 제너 다이오드는 VCCS의 전압을 클램프하고 2차측 컨트롤러(418)를 과전압으로부터 보호한다. 포워드 컨버터(400)의 출력부를 가로지른 구성요소들은 제너 다이오드(465)에 의해 보호될 수 있다. 이 제너 다이오드들 둘 다는 보호 션트 레귤레이터들로서 동작한다. 도 2에 도시된 비교기(234)는 포워드 파워 컨버터(400) 설계에 필요하지 않다. 그것의 목적은 플라이백 파워 컨버터(100)가 동작의 연속 전도 모드에 진입하는 것을 방지하는 것이다. 그러나, 포워드 파워 컨버터(400)의 인덕터(450)의 메인 권선은 전형적으로 연속 전도 모드로 유지된다.
파워 제너 다이오드(130/465)는 커패시터(126/426)와 병렬로 배치될 수 있으며, 여기서 제너 다이오드(130/465)의 캐소드는 커패시터(126/426)의 포지티브 측에 결합되고 제너 다이오드(130/465)의 애노드는 커패시터(126/426)의 네거티브 측에 결합될 수 있다. 이러한 구성에서, 제너 다이오드(130/465)는 플라이백 파워 컨버터(100) 또는 포워드 파워 컨버터(400)의 출력을 가로질러 션트된다. 제너 다이오드(130/465) 항복 전압은 커패시터(126/426) 상의 정상 전압 출력보다 높다. 2차측 컨트롤러(118)의 고장이 발생하여 그 결과 과전압이 발생하면, 출력 전압은 제너 다이오드(130/465)가 고장나서(break over) 과전압을 클램핑할 때까지 상승할 것이다. 제너 다이오드(130/465)는 스타트-업 컨트롤러(106)의 TOFF 핀의 커패시터(107)의 커패시턴스 값에 의해 결정되는 플라이백 또는 포워드 파워 컨버터들(100 또는 400)의 출력 전력을 각각 소실시킬 것이다. 제너 다이오드(130/465)는 적어도 해당 전력 소산에 대해 정격이어야 한다. 제너 다이오드(130/465)의 기능이 이러한 션트 클램프 기능을 수행하는 능동 회로망에 의해 대체될 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. 이것은 전형적으로 보다 정확한 항복 전압이 필요한 경우에 수행된다.
기본적으로, 스타트-업 컨트롤러(106)의 목적은, 짧은 ON 시간(MOSFET 스위치(116/416)가 게이트 ON됨) 및 매우 긴 OFF 시간(OFF 시간은 도 2에서 스타트-업 컨트롤러(106)의 T-off 노드에 배치된 커패시터 값에 의해 결정됨)을 갖는 개방 루프-전류 레귤레이터를 구비함으로써 파워 컨버터(100/400)를 시동시키는 것이다. 이러한 방식으로, 약 20와트 내지 60와트 범위의 전력으로 정격된 파워 컨버터(100/400)는 약 1와트의 스타트-업 전력을 가질 수 있다. 따라서, 개방-루프 방식으로, 1와트의 전력이 2차측에 전달되어 컨버터의 출력 커패시터(126/426)를 충전하고 2차측 컨트롤러(118/418)를 시동할 수 있다. 정상적으로 2차측 컨트롤러(118/418)는 출력 커패시터(126/426)가 과충전(과전압)되는 것을 방지하기 위해 제 시간에(in time) 시동될 것이다. 그러나, 2차측 컨트롤러(118/418)가 시동에 실패하면 개방 루프 스타트-업 컨트롤러(106)는 출력 커패시터(126/426)를 계속해서 충전할 것이다(스타트-업 컨트롤러의 개방 루프는 스타트-업 컨트롤러가 어떠한 전압 피드백도 얻지 못함을 의미함). 따라서, 보호를 위해 정상 정격 출력 전압의 약 125% 정도의 전압으로 출력 커패시터(126/426)의 양단 전압을 클램핑하는 것이 필요하다. 이것은 적절한 항복 전압을 갖는 제너 다이오드(130/465)를 사용하여 간단히 수행될 수 있다. 이 제너 다이오드(130/465)는 스타트-업 전력을 처리하도록 정격될 필요가 있다. 예를 들면, 2와트로 정격된 제너 다이오드는 1와트 스타트-업 전력을 쉽게 처리할 것이다. 고장난 2차측 컨트롤러(118/418)를 구비한 파워 컨버터(100/400)는 AC 라인 전원(102/402)이 제거될 때까지 이 제너-클램핑된 상태로 유지될 것이다. 포워드 컨버터(400)의 경우, 이것은 2차측 컨트롤러(418)가 시동에 실패하는 경우 과전압으로부터 보호하는 유일한 방법이다. 플라이백 컨버터(100)에서는, 2차측 컨트롤러(118)의 고장시 과전압을 방지하기 위해 스타트-업 컨트롤러(106)의 OVLO 잠금 회로(252)가 사용될 수도 있다. 이 경우, 제너(130) 클램프는 추가적인 레벨의 보호를 제공한다.

Claims (39)

  1. 파워 컨버터를 스타트-업하기 위한 방법으로서,
    제 1 DC 전압을 스타트-업 컨트롤러에 인가하는 단계;
    상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계 - 상기 제 1 DC 전압과 상기 파워 스위치는 변압기의 1차 권선에 결합되고, 이로써 상기 변압기의 2차 권선에 AC 전압이 생성됨 -;
    2차측 컨트롤러와 부하에 전력을 공급하기 위해 제 2 DC 전압을 제공하도록 제 2 정류기로 상기 변압기의 상기 2차 권선으로부터의 상기 AC 전압을 정류하는 단계; 및
    상기 제 2 DC 전압이 원하는 전압 값에 있을 때 상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 2차측 컨트롤러로 상기 파워 스위치의 제어를 이전하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러는 처음에는 상기 제 1 DC 전압으로부터 이후에는 상기 변압기의 3차 권선으로부터 직접 전력이 공급되는, 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계는:
    상기 변압기의 상기 1차 권선을 관통하는 최대 전류에 도달할 때까지 상기 파워 스위치를 턴 온하는 단계; 및
    이후에 고정 시간 주기 동안 상기 파워 스위치를 턴 오프하는 단계를 포함하는, 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 고정 시간 주기는 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합된 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정되는, 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 부하를 상기 제 2 DC 전압에 결합시키도록 요청될 때까지 상기 제 2 DC 전압으로부터 상기 부하를 분리하는 단계를 더 포함하는 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 부하는 상기 2차측 컨트롤러가 상기 파워 스위치를 제어하기 시작한 이후에 상기 제 2 DC 전압에 결합되는, 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 2 DC 전압에 걸쳐 전압 션트(voltage shunt)를 결합함으로써 상기 제 2 DC 전압의 과전압을 방지하는 단계를 더 포함하는 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압 션트는 상기 제 2 DC 전압에 대해 원하는 값보다 높은 항복 전압을 갖는 제너 다이오드인, 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 2차측 컨트롤러로 상기 파워 스위치의 제어를 이전하는 단계는:
    상기 제 2 DC 전압이 상기 원하는 전압 값에 있을 때 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 스타트-업 컨트롤러로 PWM 신호들을 송신하는 단계;
    상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 상기 2차측 컨트롤러로부터의 상기 PWM 신호들을 검출하는 단계; 및
    상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 검출된 PWM 신호들로 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계를 포함하는, 방법.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 2 DC 전압은 상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 PWM 신호들을 검출한 후에 상기 2차측 컨트롤러에 의해 조정되는, 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 파워 스위치를 제어하는 단계는:
    전력을 보존하기 위해 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 저주파에서 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계; 및
    상기 2차측 컨트롤러에 의해 고주파에서 상기 파워 스위치를 턴 온 및 오프하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 스타트-업 컨트롤러로 상기 PWM 신호들을 송신하는 단계는 전압 분리 회로를 통해 PWM 신호들을 송신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압 분리 회로는 광(optical)-커플러인, 방법.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압 분리 회로는 펄스 변압기인, 방법.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC-DC 파워 컨버터는 AC-DC 플라이백 파워 컨버터를 포함하는, 방법.
  16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC-DC 파워 컨버터는 AC-DC 포워드 파워 컨버터를 포함하는, 방법.
  17. 제 1 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러는 저전압 및 과전압으로부터 파워 스위치 드라이버를 보호하는, 방법.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 최대 허용 변압기 1차 권선 전류를 제한하는 단계를 더 포함하는 방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    전류-감지 비교기에 의해 상기 플라이백 파워 컨버터가 너무 깊게 연속 전도 모드에 진입하는 것을 방지하고, 이로써 상기 플라이백 파워 컨버터가 과전류 결함으로부터 보호되는 단계를 더 포함하는 방법.
  20. 제 1 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변압기의 1차측 3차 권선으로부터 상기 스타트-업 컨트롤러에 바이어스 전압을 제공하는 단계 - 상기 바이어스 전압은 상기 제 2 DC 전압에 결합되고 그것의 전압 피드백을 제공함 -;
    상기 2차측 컨트롤러가 정상적으로 동작할 수 없을 때 상기 바이어스 전압으로부터 과전압 상태를 검출하는 단계; 및
    상기 과전압 상태가 검출될 때 상기 스타트-업 컨트롤러를 잠그는(locking out) 단계를 더 포함하는, 방법.
  21. 제 1 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변압기의 1차측 3차 권선의 출력부와 상기 스타트-업 컨트롤러의 바이어스 입력부 사이에 선형 레귤레이터를 제공하는 단계를 더 포함하는 방법.
  22. 제 1 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
    변압기 리셋을 제공하기 위해 상기 변압기의 2차측 리셋 권선을 클램핑하는 단계를 더 포함하는 방법.
  23. 제 1 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    출력 필터 인덕터의 3차 권선으로부터의 바이어스가 확립될 때까지 능동 클램프 회로로부터 상기 2차측 컨트롤러에 초기 바이어스를 제공하는 단계를 더 포함하는 방법.
  24. 제 1 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 DC 전압을 제공하기 위해 제 1 정류기에 AC 전력을 인가하는 단계를 더 포함하는 방법.
  25. 파워 컨버터로서,
    제 1 DC 전압에 결합된 스타트-업 컨트롤러;
    1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기 - 상기 변압기 1차 권선은 상기 제 1 DC 전압에 결합됨 -;
    상기 변압기의 상기 1차 권선을 관통하는 전류를 측정하고 상기 측정된 1차 권선 전류를 상기 스타트-업 컨트롤러에 제공하기 위한 전류 측정 회로;
    상기 변압기 1차에 결합되고 그리고 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합되어 상기 스타트-업 컨트롤러에 의해 제어되는 파워 스위치;
    제 2 DC 전압을 제공하기 위해 상기 변압기 2차 권선에 결합된 2차측 정류기; 및
    상기 스타트-업 컨트롤러와 상기 2차측 정류기에 결합된 2차측 컨트롤러를 포함하고,
    상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 제 1 DC 전압을 수신할 때에는, 상기 스타트-업 컨트롤러는 상기 파워 스위치의 온 및 오프를 제어하기 시작하고 이로써 상기 변압기 1차를 통해 전류가 흐르고,
    상기 변압기 2차 권선 양단에 AC 전압이 발생하고,
    상기 2차측 정류기로부터의 DC 전압은 상기 2차측 컨트롤러에 전력을 공급하고, 그리고
    상기 2차측 컨트롤러는 상기 제 2 DC 전압이 원하는 전압 레벨에 도달할 때 상기 스타트-업 컨트롤러로부터 상기 파워 스위치의 제어를 인계받는(take over), 파워 컨버터.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 파워 컨버터는 플라이백 파워 컨버터를 포함하는, 파워 컨버터.
  27. 제 25 항 또는 제 26 항에 있어서,
    상기 파워 컨버터는 포워드 파워 컨버터를 포함하는, 파워 컨버터.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 2차측 정류기와 부하 사이에 스위칭 포스트 레귤레이터를 더 포함하고,
    상기 스위칭 포스트 레귤레이터는 상기 2차측 컨트롤러에 의해 제어되는, 파워 컨버터.
  29. 제 25 항 내지 제 28 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 파워 스위치는 파워 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)인, 파워 컨버터.
  30. 제 25 항 내지 제 29 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 2차측 컨트롤러는 분리 회로를 통해 상기 스타트-업 컨트롤러에 결합되어 상기 스타트-업 컨트롤러를 제어하는, 파워 컨버터.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 분리 회로는 옵토커플러(optocoupler)인, 파워 컨버터.
  32. 제 30 항에 있어서,
    상기 분리 회로는 펄스 변압기인, 파워 컨버터.
  33. 제 25 항 내지 제 32 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스타트-업 컨트롤러가 상기 파워 스위치를 턴 오프한 후 소정 시간 주기 동안 상기 파워 스위치를 오프 상태로 유지하기 위한 고정 오프 시간 회로를 더 포함하는 파워 컨버터.
  34. 제 25 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 소정 시간 주기는 상기 고정 오프 시간 회로에 결합된 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정되는, 파워 컨버터.
  35. 제 25 항에 있어서,
    AC 전원에 결합하도록 그리고 상기 제 1 DC 전압을 제공하도록 구성된 AC-DC 정류기 및 필터를 더 포함하는 파워 컨버터.
  36. 제 25 항 내지 제 36 항 중 어느 한 항에 따른 파워 컨버터를 포함하는 마이크로컨트롤러 집적 회로.
  37. 스타트-업 컨트롤러로서,
    입력부와 출력부를 갖는 고전압 레귤레이터;
    상기 고전압 레귤레이터 출력부에 결합된 내부 바이어스 전압 회로들;
    상기 고전압 레귤레이터 출력부에 결합된 저전압 및 과전압 록아웃(lockout) 회로들;
    전류 레귤레이터;
    펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들을 발생시키기 위한 로직 회로들;
    상기 로직 회로들에 결합된 고정 오프 시간 회로;
    상기 로직 회로들에 결합되고 외부 파워 스위치의 제어를 위한 PWM 제어 신호들을 제공하는 파워 드라이버;
    상기 로직 회로들에 결합되고 외부 PWM 제어 신호를 수신하도록 구성된 외부 게이트 명령 검출 회로 - 상기 외부 PWM 제어 신호가 검출될 때에는 상기 외부 게이트 명령 검출 회로는 상기 외부 파워 스위치의 제어를 상기 로직 회로들로부터 상기 외부 PWM 제어 신호로 변경시킴 -; 및
    상기 내부 전류 레귤레이터에 결합된 출력부들과 전류 감지 입력부에 결합된 입력부들을 갖는 제 1 및 제 2 전압 비교기들을 포함하는, 스타트-업 컨트롤러.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 전류 감지 입력부와 상기 제 1 및 제 2 전압 비교기 입력부들 사이에 결합된 블랭킹 회로를 더 포함하는 스타트-업 컨트롤러.
  39. 제 37 항 또는 제 38 항에 있어서,
    상기 고정 오프 시간 회로 시간 주기는 커패시터의 커패시턴스 값에 의해 결정되는, 스타트-업 컨트롤러.
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