CN105450005A - 使用打嗝模式的电力过载保护 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及具有电力输入端子和电力输出端子的DC到DC转换器，包括：变压器；具有开关和开关控制器的开关电路；开关电路具有第一感测电路和第二感测电路，在第一感测电路处接收到的电压被用于调节开关的占空比并启动用于在第一感测电路处检测到的电压状况指示变压器的过载时在初级绕组和/或次级绕组中消散电力的打嗝模式；与变压器的初级变压器线圈和/或次级变压器线圈电磁耦合的辅助绕组，以将指示变压器处的电压状况的第一信号反馈至第一感测电路；在第二感测电路和第一感测电路之间连接用于向第一感测电路提供第二信号的另一反馈路径，以当检测到过载时提升第一信号并启动打嗝模式。

Description

使用打嗝模式的电力过载保护
技术领域
本申请涉及电力转换器，并具体涉及具有被称为打嗝模式(“hiccupmode”)的过载保护功能的电力转换器。
背景技术
在反激式转换器中，电路的输入和输出侧经由变压器的初级和次级线圈彼此隔离。为了确保转换器的可靠操作，从转换器控制电路的输出侧向输入侧传送指示变压器的电压或电流状况的控制信号，使得可以适当地调节初级和次级变压器线圈的开关(switching)。转换器控制电路通常取决于所使用的控制信号的类型(例如电压感测信号或电流感测信号)，根据电压模式控制或电流模式控制进行操作。
两种控制方法均需要将与变压器的输出电压相关的信号反馈至转换器控制电路(同时保留)。存在反馈输出感测电压的两种常用方式。首先使用光耦合器或备选地使用变压器线圈上单独的绕组(例如辅助变压器)来将变压器的次级侧电路(输出级)与控制电路耦合，并依赖设计的交叉调节来向控制电路反馈合适的电压信号。光耦合器提供严格的电压和电流调节属性，但是与辅助变压器相比安装更复杂并且更昂贵。另一方面，辅助变压器尽管不提供与光耦合器一样好的调节，但是不那么昂贵并且在长期操作中更可靠。
转换器控制电路的目的是调节初级变压器线圈的开关或占空比，以实现在次级电路或输出级处的合适的且预测的电压输出，并确保安全操作。一些脉冲宽度调制器(PWM)电力控制器提供被称为对于过载的“打嗝模式”的短路保护。电源的打嗝模式操作保护电源免受由于过流故障状况的损坏。还允许在排除故障时重启电源。
当控制电路感测到变压器的输出感测电压的降低时可以触发打嗝模式。例如，如果检测到了输出电压降至期望值的例如60％，则控制电路将其解释为过载状况。控制电路针对给定时间关闭电源，并尝试再次重启电源。如果已经解除了过载状况，则电源将启动并正常操作；否则，控制器将视为另一个过载事件并再次关闭电源，重复前一循环。通过重复地关闭并重启转换器电路，打嗝模式导致大大降低的功率损耗。
然而在其中通过辅助绕组来提供电压反馈的初级侧调节的转换器中该操作模式不可行，原因在于不理想的交叉调节在输出负载高并且辅助负载低时阻止反馈绕组上的电压降低。已知通过使用以下过载保护方法来尝试并解决该问题：例如熔丝、PTC(正温度系数)传感器和热断路装置、使用光隔离反馈的次级侧反馈或直接(非隔离的)连接，以及次级侧电流限制电路。然而，这些方法是昂贵的并会导致复杂的电路设计。
因此已经理解，希望提供改进的转换器，在其中能够容易检测到过载状况，允许打嗝模式的可靠触发。
发明内容
在现在应当参考的独立权利要求中限定了本发明。在从属权利要求中阐述了有利特征。
本发明提供了一种具有电力输入端子和电力输出端子的DC到DC转换器，所述转换器包括：变压器，所述变压器具有与电力输入端子连接的初级变压器线圈和与所述电力输出端子连接的次级变压器线圈；开关电路，所述开关电路具有开关和开关控制器，所述开关控制器控制所述开关的占空比，以提供为所述初级变压器线圈提供能量的周期性信号；所述开关电路具有第一感测电路和第二感测电路，所述第一感测电路用于检测变压器的电压状况，在第一感测电路处接收到的电压用于在第一感测电路处检测到的电压状况指示所述变压器的过载时调节所述开关的占空比并启动打嗝模式，所述打嗝模式用于在初级绕组和/或次级绕组中消散电力；所述第二感测电路用于检测开关和/或初级绕组处的过流状况；辅助绕组，所述辅助绕组与变压器的初级变压器线圈和/或次级变压器线圈电磁耦合，以将指示所述变压器处的电压状况的第一信号反馈至第一感测电路；另一反馈路径，所述另一反馈路径在所述第二感测电路和所述第一感测电路之间连接，用于向第一感测电路提供第二信号，以在检测到过载时提升所述第一信号，并启动所述打嗝模式。
第一感测电路可以包括用于接收第一信号的电压反馈端子。指示所述变压器过载的电压状况可以是所述感测电路所感测到的电压的下降低于第一阈值。
此外，所述辅助绕组可以经由串联布置的二极管和电阻器与所述开关控制器的反馈输入端子电耦合。
开关控制器可以包括：误差放大器，基于在所述第一感测电路处接收到的第一信号来调节开关的占空比，所述误差放大器提供指示应当增大占空比还是减小占空比的放大器输出信号；以及所述开关控制器具有误差放大器输出管脚，在所述放大器输出管脚处输出所述误差放大器输出信号。
在转换器中，当所述第二感测电路检测到过载电流时，所述开关控制器可以被配置为减小所述开关的占空比，使所述误差信号输出饱和。
可以将来自所述开关控制器的误差输出管脚的误差信号输出作为第二信号反馈至所述第一感测电路。
可以将所述误差信号输出经由比较器电路反馈至所述第一感测电路，所述比较器电路比较所述误差信号与基准电压，并当所述误差信号被检测为与所述基准电压相比足够大时向所述第一感测电路输出所述第二信号。
比较器电路可以包括运算放大器。可以在所述运算放大器的反相管脚处输入误差输出信号，使所述运算放大器当在所述第二感测电路处检测到过载时饱和至一个低值。
比较器电路可以包括二极管调节器，并且可以在所述二极管调节器的反相管脚处输入所述误差输出信号，使所述调节器当在所述第二感测电路处检测到过载时饱和至一个低值。
转换器可以包括在地与运算放大器的反相管脚或调节器二极管之间连接的电容器。
附图说明
现在将仅通过示例的方式并参照附图来描述发明的实施例，在附图中：
图1是现有技术DC到DC转换器的说明；
图2是本发明的第一示例实施例的说明；以及
图3是例如在本发明的第一示例实施例中使用的示例控制电路的说明；
图4是本发明的第二示例实施例的实施例。
具体实施方式
图1示出了已知的DC到DC转换器。为了说明，示出了反激式转换器，但是转换器的其他结构(例如前向转换器)也适用于这种电路。
转换器在输入端子处接收输入电压Vin和在0V输入处接收地信号。开关电路和转换器电路与这两个电力轨连接。电容器C11在输入电压端子和地之间连接，并且用于平滑掉在输入电压内出现的任何变化。
开关电路包括开关TR1和控制电路U1。通过开关TR1使输入电压Vin在转换器电路的初级变压器线圈P1上进行开关(switched)。在图1中，开关TR1是金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)，控制电路U1将其控制为处于导通状态或处于不导通状态。如本领域技术人员将理解的，当开关电路中的晶体管TR1导通时，输入电压Vin施加于变压器的初级绕组P1两端，并在所得到的磁场中将能量存储在变压器中。当开关电路中的晶体管TR1被置于不导通状态时，磁场消散并且电流依次流经变压器的次级绕组S1。这是通过二极管D1和电容器C3调节的，并且转换为在输出和返回端子之间施加的DC电压。转换后的电压可以用于提供例如开关模式的电源或电力电子设备的输入级。
控制电路U1可以是脉冲宽度调制(PWM)控制器U1。经由电阻器R3在MOSFETTR1的栅极端子接收来自控制器的开关信号。TR1的漏极与初级绕组P1连接，并且源极与电阻器R16串联并且然后与0V(地)电力轨连接。TR1(如所示)是增强-模式N通道MOSFET，然而也可以使用其他晶体管类型。控制器U1可被设置为包含在图1中所绘制的电路内的集成电路(IC)的一部分。
转换器电路包括具有初级绕组P1和次级绕组S1的反激式变压器TX1。初级和次级绕组P1和S1环绕变压器铁芯(例如由层压的软铁制成的)。在备选布置中，可以使用其他材料用于铁芯，或者可以没有铁芯(在这种情况下绕组可以是空心的)。图1中，次级侧变压器电路的输出被反馈至控制器U1用于调节。具体地，次级侧电路的输出端子通过电阻器R11与控制器U1的反馈管脚Vfb连接，并且返回端子与地连接。
现在将更详细地描述图1中所示的PWM控制器U1。在该示例中，PWM控制器被提供为集成电路。如本领域技术人员将理解的，可以使用其他PWM控制器。所示的IC具有经由串联电阻器R3与MOSFETTR1的栅极连接的栅极驱动(Gdr)端子，并控制MOSFETTR1的开关或占空比。
输入管脚(Isns)与电阻器R16和开关MOSFETTR1的源极端子之间的点连接，并为PWM控制器提供电流感测输入(电流感测电阻器R16的另一端与地连接)。电流感测管脚Isns允许感测通过MOSFET的开关电流以用于调节和当前定时。如将描述的，还允许控制器U1检测开关和初级侧绕组中的过流状况，并且如有必要相应地降低开关的占空比。
Vfb管脚接收用于反馈目的的输出电压感测信号。该管脚经由电阻器R11与从变压器的次级侧获取的输出电压信号连接，并经由电阻器R13与地连接。该电阻器配置创建了用于输出电压的调节和设置的分压器。在正常操作中，控制器U1使用在电压反馈管脚Vfb处接收到的信号作为输入来调整在栅极驱动端子Gdr处提供的占空比信号。在这种情况下，如果检测到输出电压下降，则控制器将用于增加占空比。在具有打嗝模式保护的控制器(例如本文中所考虑的控制器U1)中，在Vfb管脚处接收到的电压还用于启动打嗝模式。因此，当发生过载并且在Vfb处检测到的输出电压已经降至检测阈值以下(例如它的典型值的60％或更少)时，将启动打嗝模式。通过控制器U1中提供的电路来管理电压反馈端子Vfb处的低电压的检测、与充当过载感测阈值的基准电压的比较、以及响应于正常输出电压感测电路的变化对占空比的调整，因此本文将不进一步讨论。
Vc管脚提供来自控制器U1的内部电压误差放大器的输出。Vc管脚经由串联的电阻器R1和电容器C1与地连接，其形成了外部补偿器网络以稳定比较器。如上所述，在这种情况下通过从次级侧向U1的Vfb管脚反馈输出电压的一部分来实现对变压器的调节。在该示例中，通过内部误差放大器将该电压与内部1.2V基准电压进行比较。为了向误差放大器添加补偿，误差放大器的输出线性地控制转换器的开关占空比，并且误差放大器的输出在U1的管脚Vc的外部可用。通过Isns管脚向控制器提供的电流反馈环路是误差放大器的下游，并且电流反馈环路将主导输出。
Vin管脚与高电压轨(Vin)直接连接并经由电容器C6与0V或低电压轨连接，并且地管脚(Gnd)与地或0V轨直接连接。在该配置中驱动电压管脚(Vdr)被示为旁路的，通过电容器C7(例如1.0μF会是合适的值)与地连接。当连接时，使能和同步端子(EN/Sync)允许向PWM控制器U1施加振荡输入信号，并且这种输入信号的下降沿与PWM控制器的内部振荡器同步。在该示例中，未使用该管脚。
因此，图1中所示的电路是次级侧调整的开关控制器。为了电流限制的目的，U1通过测量感测电阻器R16两端的电压来监视初级侧开关电流的幅度。在过载情况下，进入Isns管脚的峰值电压达到预设的0.4V的限制阈值，并且减小控制器的占空比。作为从输出获取高电流和后续占空比降低的结果，输出电压开始减小。输出电压通过电阻器R11反馈回到电压反馈输入Vfb，导致感测到的电压降低。当U1的Vfb管脚上的电压降低到大约正常调节值的60％时，控制器启动打嗝模式。如果过载故障无限地保持，则电源将保持在打嗝模式中，因此保持功率损耗低于可接受的水平。
为了说明，以上已经描述的电路不是隔离的。然而这通常是不期望的，通常优选地使用光耦合设备来构建隔离。这增加了电路的成本和复杂度。
尽管通过辅助绕组的初级侧调节将解决隔离问题，已经发现由于绕组糟糕的交叉调节，在使用辅助绕组时在Vfb管脚处所经历的电压下降不足以触发打嗝模式时。
实施例1
现在将参照附图2描述本发明的第一实施例。
图2中的电路示出了包括辅助初级侧变压器绕组P2的初级侧调节的反激式电源电路。如上所述，使用开关MOSFETTR1和PWM控制器U1来实现开关电路SC1。MOSFETTR1的漏极端子与初级变压器绕组P1的一侧连接，而MOSFETTR1的源极与0V电压轨连接。如现有技术中已知的，通过来自PWM控制器的信号输出来控制开关MOSFETTR1的操作。具体地，PWM控制器U1的栅极驱动端子GCR与开关MOSFETTR1的栅极连接，使得能够根据需要接通和关断MOSFETTR1以控制初级线圈P1的能量供给。PWM控制器U1的接地端子与低电压轨(0V)连接。否则假设控制器的操作与上述相同。
在变压器线圈的初级侧连接辅助绕组P2。辅助绕组P2的一侧与地连接，并且另一侧通过串联的前向偏置的整流二极管D5和电阻器R11与功率控制器的电压反馈Vfb管脚连接。D5对来自辅助绕组的交流电信号进行整流，并将其转换为直流信号，以向PWM控制器反馈。电容器C2从D5和R11中间的点与地连接，并对来自辅助绕组的输出进行平滑。辅助绕组P2用于为开关电路提供调节功能，同时保持次级侧和初级侧之间的隔离。
开关电路的输入级还包括由比较器X1、精密基准二极管D2、电阻器R2和R4以及电容器C4组成的比较器电路。比较器电路X1包括非反相输入端子(+)、反相输入端子(-)、输出端子、正电源端子和负电源端子。电源端子分别与高电压输入线和地线连接。比较器的输出端子与电压反馈管脚Vfb连接，并在检测到指示过载状况的状态时用于提供触发打嗝模式的信号。现在将更详细地定义电路的操作。
比较器X1的非反相输入端子与基准二极管D2和电阻器R4之间的中间点连接，基准二极管D2和电阻器R4自身在地和输入电压线之间串联连接。在该实施例中，二极管D2是向比较器的非反相管脚提供2.5V基准电压的基准二极管。
比较器X1的反相输入管脚经由串联电阻器R2与功率控制器U1的误差放大器输出Vc连接。反相输入端子与电阻器R2和比较器C4之间的中间点连接，比较器C4与地线连接。如上所述，电阻器R1和电容器C1与R2和C4并联布置，以提供输出信号的稳定化。
参照图3，现在将描述示例控制电路U1(100)。
如上所述，控制电路100包括用于与外部电路连接的多个输入/输出管脚或端子。管脚或端子包括使能/同步端子(EN/Sync)、误差放大器输出端子(Vc)、电压反馈端子(Vfb)、输入端子(Vin)、驱动电压端子(Vdr)、栅极驱动端子(Gdr)、电流感测端子(Isns)和接地端子(Gnd)。
如图3中可见，控制电路100包括用于检测电压反馈端子Vfb处的反馈电压的第一感测电路110、用于检测在电流感测端子Isns接收到的电流的第二感测电路120、脉冲宽度调制器比较器电路130、驱动逻辑电路140、电流限制电路150、振荡器电路160和短路保护电路170。控制电路可以包含其他电路，但为了简便省略对这一点的说明和讨论。
驱动逻辑140基于通过第一感测电路110和第二感测电路120接收到的输入以及脉冲宽度调制器比较器电路130的输出来向栅极驱动端子Gdr输出驱动信号。
第一感测电路110包括误差放大器比较器111。误差放大器比较器111的一端与电压反馈端子Vfb连接，并从辅助初级侧变压器绕组P2接收电压信号。将该电压与在误差放大器比较器111的另一输入端子接收的电压参考信号(Vref1)比较，并且输出误差放大器输出信号。该输出信号被提供给脉冲宽度调制器(PWM)比较器130的反相输入。附加地，使误差放大器比较器111的输出在误差放大器输出Vc端子处可用。
误差放大器输出信号的目的在于基于电压反馈来控制通过控制电路100施加于开关TR1的占空比。当电压反馈信号降低时，例如误差放大器输出信号使开关或驱动信号的占空比增大。
变压器的辅助绕组和第一感测电路110之间的连接、以及接下来向PWM比较器130和驱动逻辑140的输出因此形成了控制电路100的第一反馈路径。
控制电路100中的EN/SYNC与振荡器160连接，并且将振荡器160的输出馈送至加法器161并接下来馈送至PWM比较器130的非反相端子。加法器161还可以接收第二感测电路120的输出，在本发明的实施例中，允许电流反馈应用于对开关的控制。PWM比较器130比较来自振荡器160的信号与电压误差放大器输出信号，并向驱动逻辑电路140提供输出。驱动逻辑电路140基于PWM比较器130的输出来控制施加于栅极驱动端子(Gdr)的驱动信号的占空比，以控制开关TR1。
第二感测电路120包括比较器或差分放大器121电路。差分放大器121的一端与电流感测端子lsns连接，并且另一端与接地端子Gnd连接。电流感测端子Isns从开关TR1接收电流信号。差分放大器121测量流经电阻器R16(并且在lsns端子接收的)相对于0V的电流，并输出电流控制信号。向加法器161传送电流控制信号，以可选地向PWM控制器并且还向电流限制电路150反馈电流控制信号。
电流限制电路包括比较器151。比较器151从第二感测电路接收电流控制信号，并将该电流控制信号与在比较器的另一输入端子接收的基准信号(Vref2)进行比较。Vref2建立用于检测开关TR1处的过流状况的过流阈值。当从第二感测电路输出的电流控制信号超过过流阈值时，电流限制电路150向驱动逻辑140发送过流信号，使驱动逻辑降低向栅极驱动端子(Gdr)施加的开关信号的占空比。过流信号具有以下作用：基于在第一感测电路110处接收到的并经由PWM控制器130向驱动逻辑140传送的电压反馈信号来超越(override)对开关的电压相关控制。因此，当检测到过流状况时，驱动逻辑从主导电压相关操作模式改变为过流相关操作模式。
还将在电压反馈端子Vfb处接收到的电压反馈信号传送到短路保护电路170。短路保护电路170包括用于将在反相输入处接收到的电压反馈信号与基准电压进行比较的比较器、以及打嗝振荡器172。当电压反馈信号降至阈值电压以下时，短路保护电路170发出启动操作的打嗝模式的输出信号。首先将来自比较器171的输出信号传送至打嗝振荡器172，打嗝振荡器172后续地向驱动逻辑140输出周期性的打嗝控制信号。通过驱动逻辑140接收到的打嗝控制信号使开关的电源关闭一段时间，在这段时间之后重启电源。
如以上提及的，用于触发打嗝模式操作的反馈电压的幅度的降低可以是60％。在本示例中，因此控制电路可以经由40∶60分压器装置173向比较器171的非反相管脚传送Vref1信号。
在本示例中，在误差放大器输出端子Vc上出现的电压被用于提供附加的反馈信号，其经由比较器X1向电压反馈管脚Vfb传送。以下将详细解释这一点。
现在将描述第一实施例在正常和过载状况下的操作。
正常状况
在正常负载和线路变化的情况下，辅助绕组P2输出将追踪输出绕组S1的改变，并将在不使用附加反馈的情况下时实现调节。在正常负载和线路状况下，控制器U1中的电压反馈环路控制占空比并调节在栅极驱动管脚Gdr处的输出电压。如上所述，控制器的误差放大器的输出用于调节占空比，并且误差放大器的输出在端子Vc处可用。在正常操作模式中，U1的误差放大器管脚Vc的输出大约是1.6V。
在正常状况下，由于基准二极管D2的存在，在比较器的非反相管脚处的电压因此是2.5V，而在反相管脚处的电压大约是1.6V。R2两端的压降与充电的电容器的电阻相比不明显。结果，比较器的输出仍然很小，并且在电压反馈端子Vfb处感测的电压主要是通过辅助绕组P2输出的电压。
过载状况
然而，在过载状况中，辅助绕组P2的输出由于绕组之间的不理想的交叉调节将不能够足够密切地跟踪输出电压的降低。结果，作为从辅助绕组P2接收到的电压感测信号的结果，在电压反馈管脚Vfb处没有见到电压的显著下降，并且由于来自辅助绕组P2的电压感测信号不足以触发短路保护模式电路170，将不启动打嗝模式。因此，将保持高过载功率损耗。然而，在本实施例中，通过经由第二或另一反馈路径来反馈来自端子Vc的误差放大器输出信号解决了该缺点。
在过载期间，通过感测电阻器R16的电流增加，并且在该电阻器两端的压降增大。与电流限制电路150结合的PWM控制器U1的电流感测电路120被配置为检测在该电阻器两端的超过0.4V的电压升高。当达到该阈值时，PWM控制器U1的操作进入过流状态，在过流状态中控制器的响应从通过它的内部电压感测电路(Vfb)调节切换为通过内部电流感测电路(Isns)调节。参见以上结合图3的讨论。
结果，控制器100的驱动逻辑140降低作用于栅极驱动端子的占空比，使得在初级和次级侧绕组处的电压和电流降低。尽管当与它的正常调节的电压比较以指示过载时，来自辅助绕组P2的信号没有显著降低，但是反馈至Vfb的信号降低足够多以使Vfb降至它的内部阈值(Vref1)以下以调节占空比。结果，基于在反馈端子Vfb处接收到的电压感测信号来操作的误差放大器输出(111)端子的输出检测到了电压的降低并且它的输出变高，以指示应当增大占空比。由于电流感测电路120经由到驱动逻辑140的过载信号来主导控制器100的操作，然而作为对该误差信号的响应没有增大占空比，而过载状况继续。在这些状况下，U1的Vc管脚变高到其约2.8V的内部V+电压轨。
在本实施例中，将该高Vc输出信号(该示例中的2.8V)反馈至比较器X1的反相端子。如上所述，比较器的非反相端子通过基准二极管D2被保持在2.5V。因此，非反相管脚的电压将超过2.5V的基准电压，结果，比较器输出饱和至一低电压。这被馈入控制器U1的电压反馈管脚Vfb中，并且因此将管脚Vfb的电压拉至较低的值，有效地提供提升(boosted)的反馈信号。在这种情况下通过比较器X1的信号输出提供的降低被配置为将在Vfb管脚处的输入降低至内部检测阈值(0.6xVref1)以下，以经由短路保护电路170启动打嗝模式。例如，假设用于启动打嗝模式的Vfb管脚处的内部基准电压是0.72V(它的基准电压1.2V的60％)，则当饱和以将在Vfb管脚处的值降低至该值或更少时，比较器的输出必须足够。比较器X1接收来自Vc管脚的输入，并将该信号反馈至电压反馈管脚，因而充当控制器U1的短路电路。
如上所述，控制器100操作使得电压反馈端子Vfb充当用于启动打嗝模式的第一感测电路，从辅助绕组P2接收第一电压感测信号。然而，由于来自辅助绕组P2的第一电压感测信号不足以启动打嗝模式，通过从比较器X1输出的信号来对其进行提升。进而使用第二感测电路120来操作比较器，并在电流感测电路和经由比较器X1反馈的误差放大器输出Vc之间提供另一或第二反馈路径。结果，可以使得通常仅用次级侧反馈工作的控制器的打嗝特征用初级侧反馈来可靠地操作。
电容器C4的目的是给出在比较器的反相输入端子的测量的轻微的延迟，以滤掉通过启动引起的进入大输出电容中的初始浪涌。这允许忽略由于输出电容充电而导致在启动时看到的过流事件。该电容器的定时可以基于以下等式：T＝-C4*R2*logn(1-VC4/Vc)，其中T是以秒为单位的时间，C4是以法拉为单位的电容C4，R2是以欧姆为单位的电阻R2，VC4是以瓦特为单位的C4上的电压，并且Vc是误差放大器输出管脚上的电压。因此，例如，如果C4＝47nF，R2＝100k，VC4＝2.5V(D2上的基准电压)并且Vc＝2.8V，则T＝-47nF*100k*logn(1-2.5/2.8)＝10.5ms。
实施例2
现在将参照图4描述本发明的第二实施例。电路的组件和操作与第一实施例的组件和操作相同。然而，在图4中，用可调节的精密分路调节器U2来替换比较器X1和基准二极管D2以及电阻器R4。分路调节器具有与它的比较器非反相输入端子连接的内部2.5V基准。
分路调节器的阴极经由二极管D5和电阻器R6与辅助绕组P2连接。分路调节器U2的反相管脚(ref管脚)通过电阻器R12与U1的误差放大器输出端子Vc连接。如上所述，反相管脚与电阻器R12和电容器C14之间的中间点连接，电容器C4与0V连接。
内部比较器的输出(它的阴极管脚)不直接与U1的电压反馈管脚Vfb连接，原因在于它仅能够饱和至2.5V。因此，将附加的电阻器R6添加至辅助反馈分压器，以限制从辅助绕组P2获取的电流。因此分路调节器的输出管脚连接于电阻器R6和R11之间。
分路调节器执行与第二实施例的比较器电路X1相同的作用。选择电阻器的值，使得当U2饱和至2.5V时，到U1的电压反馈管脚Vfb中的反馈电压Vf小于它的正常调节电压的60％。
该电容器C9的定时可以基于以下等式：T＝-C9*R12*logn(1-VC9/Vc)，其中T是以秒为单位的时间，C9是以法拉为单位的电容C9，R12是以欧姆为单位的电阻R12，VC9是以瓦特为单位的C9上的电压，并且Vc是误差放大器输出管脚上的电压。例如，当C4＝47nF，R12＝100k，VC9＝2.5V(U2上的基准电压)并且Vc＝2.8V时，T＝-47nF*100k*logn(1-2.5/2.8)＝10.5ms。
因此，已经描述了这样的改进的控制电路，其具有在初级和次级侧绕组之间的隔离、通过辅助初级侧绕组实现的电压调节、以及打嗝模式保护。
本发明的实施例提供了一种检测电源处于过载并使反馈电压的降低以使控制器启动打嗝模式的方法。此外，该方法可以在不对输入至输出的隔离做出妥协且不需要光耦合器或光隔离器的情况下实现。
仅为了说明的目的而非旨在根据以下权利要求定义的来限制本发明的范围，已经描述了本发明的示例实施例。本领域技术人员将显而易见在权利要求范围内的修改和变型。

Claims (12)

1.一种具有电力输入端子和电力输出端子的DC到DC转换器，所述转换器包括：
变压器，所述变压器具有与电力输入端子连接的初级变压器线圈和与所述电力输出端子连接的次级变压器线圈；
开关电路，所述开关电路具有开关和开关控制器，所述开关控制器控制所述开关的占空比，以提供为所述初级变压器线圈提供能量的周期性信号；
所述开关电路具有第一感测电路和第二感测电路，所述第一感测电路用于检测变压器的电压状况，在第一感测电路处接收到的电压用于在第一感测电路处检测到的电压状况指示所述变压器过载时调节所述开关的占空比并启动打嗝模式，所述打嗝模式用于在初级绕组和/或次级绕组中消散电力；所述第二感测电路用于检测开关和/或初级绕组处的过流状况；
辅助绕组，所述辅助绕组与变压器的初级变压器线圈和/或次级变压器线圈电磁耦合，以经由第一反馈路径将指示所述变压器处的电压状况的第一信号反馈至第一感测电路；
另一反馈路径，所述另一反馈路径在所述第二感测电路和所述第一感测电路之间连接，用于向第一感测电路提供第二信号，以在检测到过载时提升所述第一信号，并启动所述打嗝模式。
2.根据权利要求1所述的转换器，其中所述第一感测电路包括：具有用于接收第一信号的反馈端子的电压感测电路，以及差分放大器电路。
3.根据权利要求1或2所述的转换器，其中指示所述变压器过载的电压状况是：通过所述差分放大器电路检测到所述第一感测电路所感测到的电压下降到低于第一阈值。
4.根据权利要求3所述的转换器，所述辅助绕组经由串联布置的二极管和电阻器与所述开关控制器的反馈输入端子电耦合。
5.根据权利要求2所述的转换器，其中所述比较器是基于在所述第一感测电路处接收到的第一信号来提供输出信号以调节开关的占空比的误差放大器，
所述误差放大器提供指示应当增大占空比还是减小占空比的误差放大器输出信号；
所述开关控制器具有误差放大器输出管脚，在所述放大器输出管脚处输出所述误差放大器输出信号。
6.根据权利要求5所述的转换器，其中当所述第二感测电路检测到过载电流时，所述开关控制器被配置为减小所述开关的占空比，使所述误差信号输出饱和。
7.根据权利要求5或6所述的转换器，其中将来自所述开关控制器的误差输出管脚的误差信号输出作为第二信号反馈至所述第一感测电路。
8.根据权利要求7所述的转换器，其中将所述误差信号输出经由比较器电路反馈至所述第一感测电路，所述比较器电路比较所述误差信号与基准电压，并在检测到所述误差信号与所述基准电压相比足够更大时向所述第一感测电路输出所述第二信号。
9.根据权利要求8所述的转换器，其中所述比较器电路包括运算放大器。
10.根据权利要求9所述的比较器，其中误差输出信号在所述运算放大器的反相管脚处输入，使得当在所述第二感测电路处检测到过载时所述运算放大器饱和至一个低值。
11.根据权利要求8所述的转换器，其中所述比较器电路包括二极管调节器，并且误差输出信号在所述二极管调节器的输入管脚处输入，使得当在所述第二感测电路处检测到过载时所述调节器饱和至一个低值。
12.根据权利要求8、9或10所述的转换器，包括在地与运算放大器的反相管脚或调节器二极管之间连接的电容器。
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