JP2017536076A - 電力変換器のための起動コントローラ - Google Patents

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Abstract

例えば、ＡＣ／ＤＣおよびＤＣ／ＤＣである、電力変換器は、典型的には、適切な正常起動のため、および正しい動作電圧バイアスを発生させるための一意の回路を有する。典型的には、本一意の回路は、一次側コントローラに組み込まれる。本一次側コントローラはまた、いったん起動されると電力変換器の制御の主要手段でもあり得る。しかしながら、二次側コントローラが、典型的には、より正確な出力電圧調整のために必要とされ、一次側コントローラにすでに存在している回路を複製する。複雑性が、典型的には、分離障壁を横断する２つのコントローラの間の線形通信によって追加される。

Description

（関連特許出願）
本願は、２０１４年１０月２０日に出願された“Ｓｔａｒｔ−Ｕｐ ＡＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”と題されたＴｈｏｍａｓ Ｑｕｉｇｌｅｙによる同一出願人の米国仮特許出願第６２／０８２，３１７号に対する優先権を主張するものであり、該仮出願は、あらゆる目的のために本明細書中に参照により援用される。
本開示は、電力変換器に関し、具体的には、ＤＣ−ＤＣおよびＡＣ−ＤＣ電力変換器のための起動コントローラ方法ならびに装置に関する。
例えば、ＤＣ−ＤＣおよびＡＣ−ＤＣである、電力変換器は、典型的には、適切な正常起動（ソフト起動）のため、および正しい動作電圧バイアスを発生させるための一意の回路を有する。典型的には、本一意の回路は、そのような電力変換器の費用および納期予定を増加し得る、カスタム集積回路および／または専用設計を必要とし得る。図３は、従来技術のフライバック変換器の概略図を図示する。変圧器Ｔ１は、一次側バイアス巻線３０２を有して示されている。これは、そのＶＤＤポートを介して、一次側コントローラデバイス３０１にバイアスをかけるために使用される。ＶＤＤにおける電圧は、変圧器結合を介して出力電圧Ｖｏに交差調整される。したがって、そのＶＤＤポートにおける電圧を監視するコントローラ３０１によって、Ｖｏにおける電圧を調整することが可能である。典型的には、コントローラ３０１への変換結合を使用してＶｏを調整することは、殆どの用途のために十分に正確ではなく、したがって、付加的フィードバック経路が、フライバック変換器３００の二次側からその一次側まで必要とされる。電圧基準３０４（Ｕ３）は、精度基準（Ｖｏがその精度基準と比較される）、電圧誤差増幅器（安定性のためにその補償構成要素を伴う）、および光分離結合器（オプトカプラ）３０３を駆動するためのドライバを提供する、デバイスである。コントローラ３０１はまた、精度基準および電圧増幅器も含有するが、これらの回路は、付加的フィードバック経路が含まれるときには利用されない。オプトカプラ３０３は、直線的に駆動される。したがって、オプトカプラ３０３の電流伝達比（ＣＴＲ）が課題である。ＣＴＲは、利得を付加的フィードバック経路に追加する。本利得は、デバイスによって変動し得、デバイスのＣＴＲは、時間が経つにつれて変化し得る。
コントローラ３０１は、フライバック変換器３００の一次側に位置する。フライバック変換器３００の二次側は、負荷（印加）が結合される場所である。典型的には、印加デバイス（図示せず）は、そのプログラム可能性の能力を伴うマイクロプロセッサを含有する。コントローラ３０１は、プログラミングがより高度なフライバック変換器制御技法を提供し得るという利益から分離される。電力ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１は、外部デバイスであり、抵抗器Ｒ６は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１を通る電流に類似する電圧を拡大縮小し、電流感知のためにコントローラ３０１によって使用される、外部抵抗器である。
したがって、二次側コントローラのリソースを複製せず、一次側電子デバイス上の離散構成要素を最小限にする、一次側の従来の低費用集積回路（ＩＣ）ソリューションを使用して、電力変換器を起動するための低費用ソリューションの必要性がある。
実施形態によると、電力変換器を起動するための方法は、第１のＤＣ電圧を起動コントローラに印加するステップと、起動コントローラを用いて電源スイッチをオンおよびオフにするステップであって、第１のＤＣ電圧および電源スイッチは、変圧器の一次巻線に結合され得、それによって、ＡＣ電圧が変圧器の二次巻線上で生成され得る、ステップと、二次側コントローラおよび負荷に給電するための第２のＤＣ電圧を提供するように、第２の整流器を用いて変圧器の二次巻線からのＡＣ電圧を整流するステップと、第２のＤＣ電圧が所望の電圧値にあり得るときに、起動コントローラから二次側コントローラに電源スイッチの制御を移譲するステップとを含んでもよい。
本方法の実施形態によると、起動コントローラは、最初に、第１のＤＣ電圧から直接、次いで、変圧器の三次巻線から給電されてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、起動コントローラを用いて電源スイッチをオンおよびオフにするステップは、変圧器の一次巻線を通した最大電流に達し得るまで、電源スイッチをオンにするステップと、その後、固定時間周期にわたって電源スイッチをオフにするステップとを含んでもよい。本方法のさらなる実施形態によると、固定時間周期は、起動コントローラに結合されるコンデンサの静電容量値によって判定されてもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、負荷を第２のＤＣ電圧に結合するように要求されるまで、第２のＤＣ電圧から負荷を分断するステップを含む。本方法のさらなる実施形態によると、負荷は、二次側コントローラが電源スイッチを制御し始めた後に第２のＤＣ電圧に結合されてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、第２のＤＣ電圧の過電圧を防止するステップが、それを横断して電圧分路を結合することによって提供されてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、電圧分路は、第２のＤＣ電圧の所望の値より高い破壊電圧を有する、ツェナーダイオードであってもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、起動コントローラから二次側コントローラに電源スイッチの制御を移譲するステップは、第２のＤＣ電圧が所望の電圧値にあり得るときに、二次側コントローラから起動コントローラにＰＷＭ信号を送信するステップと、起動コントローラを用いて、二次側コントローラからのＰＷＭ信号を検出するステップと、二次側コントローラからの検出されたＰＷＭ信号を用いて、電源スイッチをオンおよびオフにするステップとを含んでもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、第２のＤＣ電圧は、起動コントローラが二次側コントローラからのＰＷＭ信号を検出した後に、二次側コントローラによって調整されてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、電源スイッチを制御するステップはさらに、電力を節約するように、起動コントローラを用いて低い周波数で電源スイッチをオンおよびオフにするステップと、二次側コントローラを用いて高い周波数で電源スイッチをオンおよびオフにするステップとを含む。
本方法のさらなる実施形態によると、二次側コントローラから起動コントローラにＰＷＭ信号を送信するステップはさらに、電圧分離回路を通してＰＷＭ信号を送信するステップを含む。本方法のさらなる実施形態によると、電圧分離回路は、光学結合器であってもよい。本方法のさらなる実施形態によると、電圧分離回路は、パルス変成器であってもよい。本方法のさらなる実施形態によると、ＡＣ−ＤＣ電力変換器は、ＡＣ−ＤＣフライバック電力変換器を備えてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、ＡＣ−ＤＣ電力変換器は、ＡＣ−ＤＣフォワード電力変換器を備えてもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、起動コントローラは、不足および過電圧から電源スイッチドライバを保護してもよい。本方法のさらなる実施形態によると、最大許容変圧器一次巻線電流を制限するステップは、起動コントローラを用いて証明されてもよい。本方法のさらなる実施形態によると、フライバック電力変換器が過度に深く連続伝導モードになることを防止するステップは、電流感知比較器を用いて提供されてもよく、それによって、フライバック電力変換器は、過電流故障から保護されてもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、変圧器の一次側三次巻線から起動コントローラにバイアス電圧を提供するステップであって、バイアス電圧は、第２のＤＣ電圧に結合され得、その電圧フィードバックを提供する、ステップと、二次側コントローラが適切に動作できないときに、バイアス電圧から過電圧状態を検出するステップと、過電圧状態が検出され得るときに、起動コントローラをロックアウトするステップとを含んでもよい。
本方法のさらなる実施形態によると、変圧器の一次側三次巻線の出力と起動コントローラのバイアス入力との間に線形レギュレータを提供するステップを含む。本方法のさらなる実施形態によると、変圧器リセットを提供するように、変圧器の二次側リセット巻線をクランプするステップを含む。本方法のさらなる実施形態によると、出力フィルタインダクタの三次巻線からのバイアスが確立され得るまで、能動クランプ回路から二次側コントローラのための初期バイアスを提供するステップを含む。本方法のさらなる実施形態によると、第１のＤＣ電圧を提供するための第１の整流器にＡＣ電力を印加するステップを含む。
別の実施形態によると、電力変換器は、第１のＤＣ電圧に結合される起動コントローラと、一次および二次巻線を有する、変圧器であって、変圧器一次巻線は、第１のＤＣ電圧に結合され得る、変圧器と、変圧器の一次巻線を通る電流を測定し、測定された一次巻線電流を起動コントローラに提供するための電流測定回路と、変圧器一次に結合され、起動コントローラに結合され、それによって制御される、電源スイッチと、第２のＤＣ電圧を提供するための変圧器二次巻線に結合される二次側整流器と、起動コントローラおよび二次側整流器に結合される二次側コントローラとを備えてもよく、起動コントローラが第１のＤＣ電圧を受電するとき、それは、電源スイッチをオンおよびオフに制御し始め、それによって、電流が変圧器一次を通って流動し、ＡＣ電圧が、変圧器二次巻線を横断して発生し、二次側整流器からのＤＣ電圧が、二次側コントローラの電源を入れ、二次側コントローラは、第２のＤＣ電圧が所望の電圧レベルに達するときに、起動コントローラから電源スイッチの制御を引き継ぐ。
さらなる実施形態によると、電力変換器は、フライバック電力変換器を備えてもよい。さらなる実施形態によると、電力変換器は、フォワード電力変換器を備えてもよい。さらなる実施形態によると、スイッチングポストレギュレータが、二次側整流器と負荷との間に結合されてもよく、スイッチングポストレギュレータは、二次側コントローラによって制御されてもよい。さらなる実施形態によると、電源スイッチは、電力金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。
さらなる実施形態によると、二次側コントローラは、起動コントローラに結合され、分離回路を通してそれを制御してもよい。さらなる実施形態によると、分離回路は、オプトカプラであってもよい。さらなる実施形態によると、分離回路は、パルス変成器であってもよい。
さらなる実施形態によると、起動コントローラが電源スイッチをオフにした後に、ある時間周期にわたって電源スイッチをオフに保つために、固定オフ時間回路が提供されてもよい。さらなる実施形態によると、ある時間周期は、固定オフ時間回路に結合されるコンデンサの静電容量値によって判定されてもよい。さらなる実施形態によると、ＡＣ電源に結合するために適合され、第１のＤＣ電圧を提供するために使用される、ＡＣ−ＤＣ整流器およびフィルタを備える。さらなる実施形態によると、マイクロコントローラ集積回路は、電力変換器を備えてもよい。
さらに別の実施形態によると、起動コントローラは、入力および出力を有する、高電圧レギュレータと、高電圧レギュレータ出力に結合される、内部バイアス電圧回路と、高電圧レギュレータ出力に結合される、不足および過電圧ロックアウト回路と、電流レギュレータと、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成するための論理回路と、論理回路に結合される、固定オフ時間回路と、論理回路に結合され、外部電源スイッチの制御のためのＰＷＭ制御信号を提供するための電力ドライバと、論理回路に結合され、外部ＰＷＭ制御信号を受信するように適合される、外部ゲートコマンド検出回路であって、外部ＰＷＭ制御信号が検出され得るときに、外部ゲートコマンド検出回路は、外部電源スイッチの制御を、論理回路から外部ＰＷＭ制御信号に変化させる、外部ゲートコマンド検出回路と、内部電流レギュレータに結合される出力ならびに電流感知入力に結合される入力を有する、第１および第２の電圧比較器とを備えてもよい。
さらなる実施形態によると、ブランキング回路が、電流感知入力と第１および第２の電圧比較器入力との間に結合されてもよい。さらなる実施形態によると、固定オフ時間回路時間周期は、コンデンサの静電容量値によって判定されてもよい。
本開示のより完全な理解は、付随の図面と関連して検討される以下の説明を参照することによって得られ得る。
図１は、本開示の具体的例示的実施形態による、一次側起動技法を含む、フライバック電力変換器の概略ブロック図を図示する。 図２は、本開示の具体的例示的実施形態による、起動コントローラの概略ブロック図を図示する。 図３は、従来技術のフライバック変換器の概略図を図示する。 図４は、本開示の別の具体的例示的実施形態による、一次側起動技法を含む、フォワード電力変換器の概略ブロック図を図示する。
本開示は、種々の修正および代替形態を被るが、その具体的例示的実施形態が、図面に図示され、本明細書に詳細に説明される。しかしながら、具体的例示的実施形態の本明細書における説明は、本開示を本明細書に開示される特定の形態に限定することを意図するものではないことを理解されたい。
電力供給部、具体的には、ＤＣ−ＤＣおよびＡＣ−ＤＣ電力変換器は、典型的には、それらを起動させる一意の回路を有する。本開示の種々の実施形態によると、電力変換器は、起動コントローラと、二次側コントローラとを備えてもよく、起動コントローラは、電力（電圧）が最初に電力変換器の一次側に印加されるときに、電力を二次側コントローラに送信するために利用される。これは、二次側コントローラのリソースを複製せず、一次側の離散構成要素を最小限にする、一次側の従来のデバイスを使用して、電力変換器の起動のための低費用集積回路（ＩＣ）ソリューションを提供する。
起動コントローラは、具体的には、電力変換器を起動するために設計され、起動コントローラは、電力変換器の一次側に位置し、二次側コントローラは、電力変換器（変圧器）の電気的に絶縁された二次側に位置する。起動コントローラは、２つの動作モードを有してもよく、すなわち、１）起動コントローラは、開ループ電流レギュレータとして動作し、２）起動コントローラは、電源スイッチの制御のために、二次側コントローラから外部ＰＷＭコマンドを受信する。開ループ電流レギュレータモードでは、起動コントローラは、最初に、ＤＣ源電圧、例えば、バッテリまたは整流ＡＣ線から直接給電される。ＤＣまたは整流ＡＣ線電圧を変圧器に結合する電源スイッチのオン時間中に、変圧器の一次巻線内の電流は、起動コントローラによって監視される最大電流レベルまで上昇することを許可される。電源スイッチのオフ時間は、電力変換器がその定格電力容量のごく一部のみを出力するように、外部コンデンサによって設定される。定格出力電力のこのごく一部は、電力変換器の出力コンデンサを充電し、二次側コントローラの電源を入れる。電力変換器上の負荷は、この時間の間に切断されてもよい。
電力変換器の出力が十分な電圧レベルまで充電すると、二次側コントローラが起動し、起動コントローラから電源スイッチの制御を得る。電力変換器が電源を入れると、起動コントローラは、変圧器の一次側三次巻線からバイアスを受容してもよい。出力電力が電力変換器の定格電力のごく一部のみであるため、二次側コントローラが動作できない場合、出力電圧は、電力ツェナーダイオード等の単純な電圧分路技法によって、過電圧に対して容易に保護され得る。
起動コントローラが二次側コントローラから外部ＰＷＭコマンド（信号）を受信するとき、起動コントローラは、二次側コントローラからの外部ＰＷＭコマンドが検出されると外部ＰＷＭコマンドモードに切り替わる。電源スイッチのオンおよびオフ時間は、電力変換器が、その定格電力または出力電圧を負荷に調整するために必要な電力を送達することができるように、二次側コントローラによって判定される。通常動作では、二次側コントローラは、出力電圧を電力変換器からの負荷に調整する。二次側コントローラは、（スイッチを介して、またはスイッチングポストレギュレータを介してのいずれかで）負荷を電力変換器に接続してもよい。
二次側コントローラからのＰＷＭコマンドは、分離回路、例えば、オプトカプラまたはパルス変成器を介して、起動コントローラに送信される。分離回路は、直線的に動作するように要求されず、それによって、線形制御が使用された場合にオプトカプラの電流伝達比（ＣＴＲ）課題によって引き起こされる問題を軽減する。二次側コントローラは、高度な電力変換器制御技法が採用され得るように、電力変換器が給電している負荷（印加）の中に位置するマイクロプロセッサリソースを利用してもよい。
起動コントローラが外部ＰＷＭコマンドを受信しなくなった場合、その開ループ電流レギュレータモードに戻るであろう。いずれか一方のモードで、起動コントローラは、不足および過電圧から電源スイッチドライバを保護する。起動コントローラは、最大許容変圧器一次電流を制限する。起動コントローラは、フライバック電力変換器またはフォワード電力変換器のいずれか一方を起動するために使用されてもよい。フライバック電力変換器用途で使用されるとき、起動コントローラは、例えば、限定されないが、フライバック電力変換器が過度に深く連続伝導動作モードになることを防止し、それによって、過電流故障状態からフライバック電力変換器の出力を保護する、付加的電流感知比較器等のいくつかの付加的特徴を有する。
起動コントローラにバイアスをかけるために使用される、変圧器の一次側三次巻線からの電圧は、フライバック変換器の出力電圧に結合されてもよい。したがって、三次巻線上の電圧は、二次側コントローラが適切に動作できない場合に、付加的レベルの過電圧保護として、起動コントローラの過電圧ロックアウト（ＯＶＬＯ）回路によって使用され得る、出力電圧フィードバック機構として使用されることができる。
フォワード変換器用途で使用されるとき、フォワード変換器設計は、以下を必要とし得る。線形レギュレータが、変圧器の一次側三次巻線の出力と起動コントローラへのバイアス入力との間に必要とされ得る。これは、三次巻線が整流ＡＣ電圧に結合され、変換器の出力電圧に結合されないという事実によるものである。フォワード変換器の変圧器のリセット巻線は、電力変換器の二次側に位置し、変圧器リセットを提供するように能動的にクランプされる。加えて、能動クランプは、二次側コントローラのための主要バイアス源がフォワード変換器の出力フィルタインダクタの三次巻線から確立されるまで、二次側コントローラのための初期バイアスを提供するように設計されてもよい。
ここで図面を参照すると、例示的実施形態の詳細が、図式的に図示される。図面における同一要素は、同一番号によって表され、類似要素は、異なる小文字の添え字を伴って、同一番号によって表されるであろう。
ここで図１を参照すると、本開示の具体的例示的実施形態による、一次側起動技法を含む、フライバック電力変換器の概略ブロック図が描写されている。概して、数字１００によって表される、フライバック電力変換器は、ＡＣ線電源１０２に結合される一次側電力整流器およびフィルタ１０４と、起動コントローラ１０６と、コンデンサ１０７と、変圧器１２２と、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６と、電流感知抵抗器１２４と、バイアス電圧整流器１１４と、電力整流器１３５と、ツェナーダイオード１３０と、二次側コントローラ１１８と、スイッチングポストレギュレータ１２０と、分離回路１０８とを備えてもよい。フライバック電力変換器１００は、起動後に、調整された電圧を印加負荷１２８に提供する。ＡＣ線電源１０２は、約４７Ｈｚ〜約６３Ｈｚの周波数において約８５〜２６５ボルトの交流電流（ＡＣ）の普遍的範囲内であってもよい。本明細書に開示される実施形態は、他の電圧および周波数のために適合させ得ることが考慮され、本開示の範囲内である。ＡＣ源に結合される一次側電力整流器およびフィルタ１０４を使用する代わりに、ＤＣ源が使用されてもよい。
ＡＣ線電力１０２が一次側電力整流器およびフィルタ１０４に印加されるとき、ＤＣ電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋが結果として生じる。本ＤＣ電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋは、変圧器１２２の一次および起動コントローラ１０６のＶＩＮ入力に結合される。起動コントローラ１０６は、電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋがその適切な動作のための十分な電圧に達するときに能動的になる。いったん起動されると、起動コントローラ１０６は、そのゲートノード（出力ピン）からＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を駆動し始める。起動コントローラ１０６は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を通したピーク電流の調整に基づいて、開ループ様式でＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６の切替を制御する。それを通るピーク電流に比例する電圧が、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６および変圧器１２２の一次と直列に抵抗器１２４を横断して発生させられる。本電圧は、それを感知し、ピーク電流をある設計値に限定するようにＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６のオン時間を調節する、起動コントローラ１０６のＣ／Ｓ（電流感知）入力に結合される。入力がＤＣ電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋである、起動コントローラ１０６内の内部線形レギュレータ（図２参照、レギュレータ２３０）は、起動変換器１０６の内部回路によって使用可能な電圧ＶＤＤを調整する。ＶＤＤは、起動コントローラ１０６のゲートノードにおけるピーク電圧である。最初に、内部線形レギュレータは、起動コントローラ１０６の動作のためにＶＤＤを供給するが、いったんＤＣ電圧が電力ダイオード１１４を通して変圧器１２２の一次側三次巻線から提供されると、本内部線形レギュレータは、電流を起動コントローラ１０６の内部回路に供給することを止める。これは、起動コントローラ１０６内の内部熱散逸が低減させられることを可能にする。
ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６をオンおよびオフに駆動することは、整流器１３５を通した変圧器１２２に、コンデンサ１２６を電圧Ｖ＿Ｂｕｌｋまで充電させるであろう。スイッチングポストレギュレータ１２０は、オフであり、したがって、いかなる出力電圧Ｖ＿Ｏｕｔもそこから存在していない。したがって、印加負荷１２８は、変圧器１２２の出力から分離される。電圧Ｖ＿Ｂｕｌｋが上昇すると、二次側コントローラ１１８が能動的になる。二次側コントローラ１１８のＶ／Ｓ入力における電圧Ｖ＿Ｂｕｌｋが所望の値に達するとき、二次側コントローラ１１８は、分離回路１０８を介して、パルス幅変調（ＰＷＭ）コマンドを起動コントローラ１０６のＰＷＭ入力に送信することによって、起動コントローラ１０６からのゲート出力を制御し始めるであろう。ここで、二次側コントローラ１１８は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を制御する。
変圧器１２２はまた、ダイオード１１４を介して、バイアス電圧Ｖ−Ｂｉａｓも提供する。Ｖ−Ｂｉａｓは、変圧器結合によって、起動コントローラ１０６に交差調整されてもよい。変圧器１２２の巻線の巻数比は、Ｖ＿Ｂｉａｓが、起動コントローラ１０６の内部線形電圧レギュレータ２３０（図２）の出力電圧設定点より高く、それによって、本内部線形電圧レギュレータ２３０を効果的に遮断し、その内部熱散逸を低減させるようなものである。いったんＶ＿Ｂｕｌｋがその設計電圧まで上昇すると、二次側コントローラ１１８は、Ｖ＿Ｏｕｔを印加負荷１２８に提供するようにスイッチングポストレギュレータ１２０を制御し、それによって、フライバック変換器１００に電力負荷を加えるであろう。
ここで図２を参照すると、本開示の具体的例示的実施形態による、起動コントローラの概略ブロック図が描写されている。起動コントローラ１０６は、高電圧レギュレータ２３０と、内部バイアス電圧回路２３２と、第１の電圧比較器２３４と、第２の電圧比較器２３８と、固定ブランキング時間回路２４０と、内部電流レギュレータおよび論理回路２３６と、外部ゲートコマンド検出回路２４２と、信号バッファ２４４と、論理回路２３６によって制御されるスイッチ２４６と、ＭＯＳＦＥＴドライバ２４８と、固定オフ時間タイマ２５０と、過および不足電圧ロックアウト回路２５２とを備えてもよい。
ＶＩＮ入力は、ブリッジ整流器およびフィルタ１０４（図１）から提供される電圧に結合され、ＡＣ線電圧１０２に依存している高電圧レギュレータ２３０への入力電圧として使用される。高電圧レギュレータ２３０は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２４８および他の内部バイアス電圧（バイアス回路２３２）に給電するためのより低い電圧ＶＤＤを提供する、線形レギュレータであってもよい。ＶＤＤはまた、内部高電圧レギュレータ２３０がオフにされ、それによって、起動コントローラ１０６内の内部電力散逸を節約し得るように、外部源（例えば、変圧器１２２（図１）からのＶ＿Ｂｉａｓ）から提供されてもよい。電圧ＶＤＤは、設計仕様外の電圧から起動コントローラ１０６内の回路を保護するように、過および不足電圧ロックアウト回路２５２によって監視されてもよい。内部バイアスおよび電圧基準は、高電圧レギュレータ２３０、またはＶＤＤのための外部源、例えば、変圧器１２２から、その入力動作電圧を受電し得る、内部バイアス電圧回路２３２によって提供されてもよい。
ゲートドライバ２４８へのゲート駆動コマンドは、論理回路２３６によって制御され得るスイッチ２４６を使用して、２つの源の間で切り替えられてもよい。第１の源は、内部電流レギュレータおよび論理回路２３６であってもよく、第２の源は、ＰＷＭ入力に結合され、信号バッファ２４４によって内部でバッファされる、外部源に由来してもよい。
ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を通って流動する電流は、起動コントローラ１０６の電流感知（Ｃ／Ｓ）入力に結合され得る抵抗器１２４を横断して発生させられる、類似電圧によって監視されてもよい。ＭＯＳＦＥＴ電流は、変圧器の一次電流と同一である。ゲートドライバ２４８がＭＯＳＦＥＴスイッチを駆動し始めるとき、論理回路２３６は、固定ブランキング時間回路２４０を起動し、これは次いで、その中の内部電流レギュレータがＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を通した初期ターンオン電流スパイクを無視し得るように、電流感知（Ｃ／Ｓ）ノードにおける信号が内部電流レギュレータおよび論理回路２３６に到達することを瞬間的に無効にする。第１の比較器２３４および第２の比較器２３８は、電流感知（Ｃ／Ｓ）入力における電圧を監視する。第１の比較器２３４は、固定ブランキング時間回路２４０のブランキング時間周期が終了した後に、短時間間隔にわたってＣ／Ｓノードにおける電圧を監視する。Ｃ／Ｓノードにおける電圧が、本短時間間隔中に第１の電圧基準（ＶＲＥＦ１）を超える場合には、ゲート駆動が終了させられる。第２の比較器２３８は、電流感知（Ｃ／Ｓ）入力において許容される最大電圧（ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を通る電流）を設定する。電流感知（Ｃ／Ｓ）入力における電圧が第２の電圧基準（ＶＲＥＦ２）を上回る場合には、ゲート駆動はまた、終了させられる。ゲート駆動が終了させられるとき、それは、固定オフ時間回路２５０によって判定される時間周期にわたってオフのままである。本オフ時間周期は、起動コントローラ１０６のＴＯＦＦノードにおけるコンデンサ１０７の静電容量値によって外部で選択されてもよい。
外部信号がパルス幅変調（ＰＷＭ）入力ノードに印加されるとき、これは、外部ゲートコマンド検出回路２４２によって検出されてもよい。外部ＰＷＭ信号がそのように検出されるとき、論理回路２３６内の論理が、ＭＯＳＦＥＴドライバ２４８を駆動するように、スイッチ２４６を本外部ＰＷＭ信号に結合させ、それによって、起動コントローラ１０６の外部のＰＷＭ源から電力ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を制御する。ＰＷＭ信号周波数は、例えば、約２０ｋＨｚ〜約６５ｋＨｚであってもよいが、それに限定されない。ＰＷＭ入力ノードにおけるＰＷＭ信号が、ある数より多くの切替周期、例えば、２０ｋＨｚ（２５０マイクロ秒）における切替周期にわたって切り替わらなくなった（例えば、高または低状態のいずれ一方にとどまる）場合には、論理回路２３６内の論理が、スイッチ２４６を論理回路２３６のＰＷＭ出力に戻るよう切り替えさせ、次いで、それによって、ＭＯＳＦＥＴドライバ２４８が、論理回路２３６のＰＷＭ出力から駆動される。接地ノード（Ｇｎｄ）は、起動コントローラ１０６内の回路のための回路接地または共通点である。本接地ノードは、外部ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６へのＰＷＭ駆動電流ならびにＶＩＮおよびＶＤＤノードにおける電圧のバイアス帰還電流の両方のための帰還点を提供してもよい。
図１を再び参照すると、起動コントローラ１０６は、変圧器結合を介してフライバック電力変換器の出力を直線的に調整することができる、一次側電力供給コントローラではない。これは、二次側コントローラ１１８の精度基準および電圧誤差増幅器を複製しない。起動コントローラ１０６は、基本的に、２つの動作モードを有する。第１のモードでは、フライバック電力変換器１００の起動中に、これは、二次側コントローラ１１８がＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を駆動するＰＷＭ信号の制御（指揮）をとるまで、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を駆動する開ループ電流レギュレータとして機能する。第２のモードでは、いったん二次側コントローラ１１８が完全に動作可能になると、分離回路１０８を通してＰＷＭ信号コマンドを起動コントローラ１０６に送信し始める。いったん（分離回路１０８を介した）二次側コントローラ１１８からの外部ＰＷＭ信号コマンドが起動コントローラ１０６によって受信されると、その内部ゲートドライバ２４８は、外部ＰＷＭ信号に結合されてもよく、それによって、ここでは二次側コントローラ１１８が、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６を制御する。
二次側コントローラ１１８は、アナログコントローラまたはデジタルコントローラ（もしくはアナログ／デジタルハイブリッド）のいずれか一方であってもよい。これらの制御方法の出力が（典型的である）ＰＷＭ信号を提供する限り、非常に高度な制御方法が二次側コントローラ１１８によって使用されてもよい。二次側コントローラ１１８は、付加的制御高度化のために（スイッチングポストレギュレータ１２０を介してフライバック電力変換器１００に負荷を加える）印加負荷１２８と通信してもよい。
二次側コントローラ１１８からのＰＷＭ信号コマンド（ＰＷＭパルス）が、分離回路１０８（例えば、オプトカプラ、パルス変成器）をオンまたはオフに駆動し、いかなる回路線形性も必要としないため、本開示の教示によると、オプトカプラＣＴＲ懸念は問題ではない。起動コントローラ１０６を備える開ループ電流レギュレータは、少量の起動電力を変圧器１２２の二次巻線に提供する、高度に不連続な動作モードで、フライバック電力変換器１００を操作するように設計され、それによって、出力コンデンサ１２６が充電され、動作電圧を二次側コントローラ１１８に供給する。
（外部ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６をオンに駆動する）オン時間は、典型的には、ゼロボルトから第２の比較器２３８のＶＲＥＦ２電圧まで上昇させるために、起動コントローラ１０６のＣ／ＳノードにおいてＰＷＭ信号を要する時間量によって判定される。（外部ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６をオフに駆動する）オフ時間は、固定時間オフタイマ２５０によって判定されてもよい。固定時間オフタイマ２５０の持続時間は、起動コントローラ１０６のＴＯＦＦノードに結合されるコンデンサ１０７の値によって判定されてもよい。例えば、２０ワットの電力に定格されたフライバック変換器は、開ループ電流レギュレータ技法およびＴＯＦＦノードに結合されたコンデンサ１０７によって設定される十分に長いオフ時間を使用して、約１ワットの出力電力を送達するように作製されることができる。
外部ＰＷＭ信号が起動コントローラ１０６のＰＷＭノードに印加され、外部ゲートコマンド検出回路２４２によって検出されるとき、スイッチ２４６は、ゲートドライバ２４８への入力を、内部電流レギュレータおよび論理回路２３６から（信号バッファ２４４を介したＰＷＭノードからの）外部源に変更する。これは、定格出力電力および出力電圧調整を達成するように、二次側コントローラ１１８が適切な周波数およびＰＷＭデューティサイクルにおいてフライバック変換器１１２を駆動することを可能にする。本モードでは、起動コントローラ１０６は、単純に、一次側バイアスゲートドライバである。しかしながら、起動コントローラ１０６は、第１および第２の電圧比較器２３４ならびに２３８によって生じた電流保護を依然として提供する。第１または第２の電圧比較器２３４もしくは２３８のいずれか一方が作動する（出力状態を変化させる）場合には、スイッチ２４６は、オフ時間が固定時間オフタイマ２５０によって設定される、内部電流レギュレータおよび論理回路２３６からその指揮を得る位置に戻るであろう。スイッチ２４６は、固定オフ時間タイマ２５０によって設定される時間周期の終了まで、信号バッファ２４４を介してコマンドを受信するように位置を戻すことができない。分離回路１０８を介した二次側コントローラ１１８からの外部ＰＷＭ信号が、２５０マイクロ秒を超える時間周期にわたって停止する（高状態または低状態のいずれか一方のままである）（もはや外部ゲートコマンド検出回路２４２によって検出されなくなる）とき、スイッチ２４６は、内部電流レギュレータおよび論理回路２３６からその指揮を得る位置に戻るであろう。
過および不足電圧ロックアウト回路２５２は、ゲートノードにおけるピーク電圧がフライバック変換器１１２の外部電力ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６のための適切な範囲内であることを確実にする。不足電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）回路は、十分な電圧がＭＯＳＦＥＴ１１６のゲートを適切に強化するために利用可能であることを確実にする。過電圧ロックアウト（ＯＶＬＯ）回路は、電圧が電力ＭＯＳＦＥＴ１１６の典型的ゲート電圧定格を超えないことを確実にする。ＯＶＬＯ回路２５２はまた、別の重要な機能も提供する。これは、二次側コントローラ１１８が起動および調整できないことから保護しなければならない。二次側コントローラ１１８が指揮をとらない場合、起動コントローラ１０６は、過電圧閾値に達するまで出力コンデンサ１２６を充電し続けるであろう。出力コンデンサ１２６上の本電圧は、変圧器１２２巻線結合を介して起動コントローラ１０６のＶＤＤノードに後方反射され、起動コントローラ１０６内のＯＶＬＯ回路を作動させるであろう。回路２５２のＯＶＬＯ部分の高電圧限界を超えるとき、ＭＯＳＦＥＴドライバ２４８出力が阻止されるであろう。ＯＶＬＯ回路２５２は、例えば、２ボルトのヒステリシス帯を有してもよいが、それに限定されない。したがって、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６のゲーティングは、起動コントローラ１０６のＶＤＤノードにおける電圧が、ＯＶＬＯ回路２５２のヒステリシス帯の下限を下回って減衰するまで停止させられる。（二次側コントローラ１１８が故障した場合）過電圧保護の付加的な層に関して、電力ツェナーダイオード１３０（またはある他の形態の能動分路レギュレータ）が、変圧器１２２の出力を横断して（例えば、コンデンサ１２６を横断して）配置されてもよい。起動コントローラ１０６のＴＯＦＦノード上のコンデンサ１０７を用いて、長いオフ時間を選択することによって、フライバック電力変換器１００の出力電力が低く設定されることができるため、整流器１３５を介した変圧器１２２の出力は、そこからＤＣ出力を横断して分路される電力ツェナーダイオード１３０を使用することによって、過電圧に対して合理的に保護されることができる。
ここで図４を参照すると、本開示の別の具体的例示的実施形態による、一次側起動技法を含む、フォワード電力変換器の概略ブロック図が描写されている。概して、数字４００によって表されるフォワード電力変換器は、ＡＣ線電源４０２に結合される一次側電力整流器およびフィルタ４０４と、起動コントローラ１０６と、コンデンサ１０７と、レギュレータ４３０と、ＭＯＳＦＥＴスイッチ４１６と、電流感知のための抵抗器４２４と、バイアス電圧整流器４１４と、変圧器４２２と、二次側コントローラ４１８と、電力整流器４３５および４３６と、能動クランプ回路４４０と、電流感知変圧器４４５と、インダクタ４５０と、ダイオード４５５と、クランプツェナーダイオード４６５と、スイッチ４６０と、分離回路４０８と、印加負荷４２８とを備えてもよい。ＡＣ源に結合される一次側電力整流器およびフィルタ４０４を使用する代わりに、ＤＣ源が使用されてもよい。
変圧器４２２は、４本の巻線、すなわち、１）Ｖ＿Ｌｉｎｋに結合される一次巻線と、２）電力整流器４３５および４３６に結合される二次巻線と、３）能動クランプ回路４４０に結合されるリセット巻線と、４）整流器４１４に結合される三次巻線とを備えてもよい。ＡＣ線４０２は、約４７Ｈｚ〜約６３Ｈｚの周波数において約８５〜２６５ボルトの交流電流（ＡＣ）の普遍的範囲内にあってもよい。本明細書に開示される実施形態は、他の電圧および周波数のために適合され得ることが考慮され、本開示の範囲内である。ＡＣ線電源１０２が一次側電力整流器およびフィルタ４０４に印加されるとき、ＤＣ電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋが結果として生じる。本ＤＣ電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋは、変圧器４２２の一次巻線および起動コントローラ１０６のＶＩＮ入力に結合される。起動コントローラ１０６は、最初に、ＡＣ線電源４０２の印加時に（そのＶＩＮノードを介して）Ｖ＿Ｌｉｎｋによってバイアスをかけられる。起動コントローラ１０６は、電圧Ｖ＿Ｌｉｎｋがその適切な動作のための十分な電圧に達するときにアクティブになる。いったんそのようにバイアスをかけられると、起動コントローラ１０６は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ４１６をオンおよびオフにゲート制御する。起動コントローラ１０６は、そのＣ／Ｓノードに結合される電流感知抵抗器４２４にわたって発生させられる電圧を監視することによって、変圧器４２２の一次巻線を通した電流の開ループ調整を提供する。
ＭＯＳＦＥＴスイッチ４１６がオンにゲート制御されるとき、変圧器４２２巻線のドット側（位相整合）は正であり、電流が一次巻線、二次巻線、および三次巻線を通って流動することを可能にする。電流は、バイアスを起動コントローラ１０６のＶＤＤポートに提供するように、整流器４１４を通り、および電圧レギュレータ４３０を通って流動する。電流はまた、整流器４３５、電流感知変圧器４４５、およびインダクタ４５０の主要巻線を通って流動し、コンデンサ４２６を充電する。この時に、印加負荷４２８は、スイッチ４６０が開いているため分離される。ＭＯＳＦＥＴ４１６スイッチがオフにゲート制御されるとき、電流は、リセット巻線を通って能動クランプ回路４４０まで流動する。能動クランプ回路４４０は、そのＰＮＰトランジスタのゲート上のツェナーダイオードによって、リセット巻線電圧をクランプする。ＰＮＰトランジスタのコレクタ上のツェナーダイオードは、電圧ＶＣＣＳをクランプする。ＶＣＣＳは、二次側コントローラ４１８のためのバイアス電圧である。変圧器４２２のリセットからの磁化エネルギーが、二次側コントローラ４１８にバイアスをかけることに役立つために使用されてもよい。ＭＯＳＦＥＴスイッチ４１６がオフにゲート制御されるとき、電流は、ダイオード４５５に結合されるインダクタ４５０の三次巻線を通って流動する。これはまた、電圧ＶＣＣＳを提供するようにエネルギーが流動することも可能にする。いったんフォワード電力変換器４００が動作可能になると、ダイオード４５５を通って電圧ＶＣＣＳまで流動する電流は、二次側コントローラ４１８のための主要な動作電力源になるであろう。
ＶＣＣＳが十分な電圧に達するとき、二次側コントローラ４１８は、分離回路４０８を介してゲーティングコマンドを起動コントローラ１０６に送信することができる。ここでは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ４１６のゲーティングは、二次側コントローラ４１８によって制御される。次いで、二次側コントローラ４１８は、電圧Ｖ＿ＯＵＴを調整し、スイッチ４６０を閉鎖し、電力を印加負荷４２８に印加してもよい。
フライバック電力変換器１００またはフォワード電力変換器４００を起動するために起動コントローラ１０６を使用するときに、いくつかの主要な差異がある。例えば、変圧器４２２の三次巻線上の電圧は、フォワード変換器４００の出力電圧に結合されない。代わりに、これは、Ｖ＿Ｌｉｎｋに結合される。したがって、いかなる二次電圧情報も、変圧器結合を介して利用可能ではない。それが、起動コントローラ１０６のＶＤＤポート上の電圧を調整するために電圧レギュレータ４３０が必要とされる理由である。また、変圧器４２２三次巻線を介した電圧情報の欠如により、過電圧保護方略は、二次側コントローラ４１８の故障の場合に異なる。起動中に、出力に送達される電力は、起動コントローラ１０６のＴＯＦＦノード（ポート）に結合される、選択された値のコンデンサ１０７を伴って低く設定される（図２参照）。能動クランプ回路４４０のＰＮＰトランジスタのコレクタ上のツェナーダイオードは、ＶＣＣＳ上の電圧をクランプし、過電圧から二次側コントローラ４１８を保護する。フォワード変換器４００の出力を横断する構成要素は、ツェナーダイオード４６５によって保護されてもよい。これらのツェナーダイオードの両方は、保護分路レギュレータの役割を果たす。図２に示される比較器２３４は、フォワード電力変換器４００設計において必要とされない。その目的は、フライバック電力変換器１００が連続伝導動作モードにならないようにすることである。しかしながら、フォワード電力変換器４００のインダクタ４５０の主要巻線は、典型的には、連続伝導モードで保たれる。
電力ツェナーダイオード１３０／４６５は、コンデンサ１２６／４２６と平行に配置されてもよく、ツェナーダイオード１３０／４６５のカソードは、コンデンサ１２６／４２６の正の側に結合され、ツェナーダイオード１３０／４６５のアノードは、コンデンサ１２６／４２６の負の側に結合されてもよい。本構成では、ツェナーダイオード１３０／４６５は、フライバック電力変換器１００またはフォワード電力変換器４００の出力を横断して分路される。ツェナーダイオード１３０／４６５破壊電圧は、コンデンサ１２６／４２６上の通常の電圧出力より高い。二次側コントローラ１１８の故障が起こり、過電圧が結果として生じる場合、出力電圧は、ツェナーダイオード１３０／４６５が破壊して過電圧をクランプするまで上昇するであろう。ツェナーダイオード１３０／４６５は、それぞれ、起動コントローラ１０６のＴＯＦＦピンにおけるコンデンサ１０７の静電容量値によって判定される、フライバックまたはフォワード電力変換器１００もしくは４００の出力電力を散逸させるであろう。ツェナーダイオード１３０／４６５は、少なくともその電力散逸に定格されるはずである。ツェナーダイオード１３０／４６５の機能は、本分路クランプ機能を果たす能動回路によって置換され得ることが考慮され、本開示の範囲内である。これは、典型的には、より正確な破壊電圧が必要とされる場合に行われる。
基本的に、起動コントローラ１０６の目的は、短いオン時間（ＭＯＳＦＥＴスイッチ１１６／４１６がオンにゲート制御される）および非常に長いオフ時間（オフ時間は図２の起動コントローラ１０６のＴＯＦＦノードに課されるコンデンサ値によって判定される）とともに、開ループ電流レギュレータを有することによって、電力変換器１００／４００を起動することである。このようにして、約２０ワットから６０ワットに及ぶ電力に定格された電力変換器１００／４００は、約１ワットの起動電力を有してもよい。したがって、開ループ様式で、変換器の出力コンデンサ１２６／４２６を充電し、二次側コントローラ１１８／４１８を起動するように、１ワットの電力が二次に送達されてもよい。通常、二次側コントローラ１１８／４１８は、出力コンデンサ１２６／４２６が過充電すること（過電圧）を防止することに間に合うように起動するであろう。しかしながら、二次側コントローラ１１８／４１８が起動できない場合には、開ループ起動コントローラ１０６が出力コンデンサ１２６／４２６を充電し続けるであろう（いかなる電圧フィードバックも得ないことを意味する、その開ループ）。したがって、出力コンデンサ１２６／４２６を横断する電圧を、保護のために通常定格出力電圧の１２５％くらいの電圧にクランプする必要がある。これは、単純に、適切な破壊電圧とともにツェナーダイオード１３０／４６５を使用して行われることができる。本ツェナーダイオード１３０／４６５は、起動電力に対処するために定格される必要がある。例えば、２ワットに定格されたツェナーダイオードは、１ワット起動電力に容易に対処するであろう。故障した二次側コントローラ１１８／４１８を伴う電力変換器１００／４００は、ＡＣ線電源１０２／４０２が除去されるまで、本ツェナークランプ状態にとどまるであろう。フォワード変換器４００に関して、これは、二次側コントローラ４１８が起動できないときに過電圧に対して保護する唯一の方法である。フライバック変換器１００に関して、起動コントローラ１０６のＯＶＬＯロックアウト回路２５２もまた、二次側コントローラ１１８の故障の場合に過電圧を防止するために採用されてもよい。この場合、ツェナー１３０は、付加的なレベルの保護を提供する。

Claims (39)

  1. 電力変換器を起動するための方法であって、
    第１のＤＣ電圧を起動コントローラに印加するステップと、
    前記起動コントローラを用いて電源スイッチをオンおよびオフにするステップであって、前記第１のＤＣ電圧および前記電源スイッチは、変圧器の一次巻線に結合され、それによって、ＡＣ電圧が前記変圧器の二次巻線上で生成される、ステップと、
    二次側コントローラおよび負荷に給電するための第２のＤＣ電圧を提供するように、第２の整流器を用いて前記変圧器の前記二次巻線からの前記ＡＣ電圧を整流するステップと、
    前記第２のＤＣ電圧が所望の電圧値にあるときに、前記起動コントローラから前記二次側コントローラに前記電源スイッチの制御を移譲するステップと、
    を含む、方法。
  2. 前記起動コントローラは、最初に、前記第１のＤＣ電圧から直接、次いで、前記変圧器の三次巻線から給電される、請求項１に記載の方法。
  3. 前記起動コントローラを用いて前記電源スイッチをオンおよびオフにするステップは、
    前記変圧器の前記一次巻線を通した最大電流に達するまで、前記電源スイッチをオンにするステップと、
    その後、固定時間周期にわたって前記電源スイッチをオフにするステップと、
    を含む、請求項１または２に記載の方法。
  4. 前記固定時間周期は、前記起動コントローラに結合されるコンデンサの静電容量値によって判定される、請求項３に記載の方法。
  5. 前記負荷を前記第２のＤＣ電圧に結合するように要求されるまで、前記第２のＤＣ電圧から前記負荷を分断するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  6. 前記負荷は、前記二次側コントローラが前記電源スイッチを制御し始めた後に前記第２のＤＣ電圧に結合される、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  7. それを横断して電圧分路を結合することによって、前記第２のＤＣ電圧の過電圧を防止するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  8. 前記電圧分路は、前記第２のＤＣ電圧の所望の値より高い破壊電圧を有する、ツェナーダイオードである、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  9. 前記起動コントローラから前記二次側コントローラに前記電源スイッチの制御を移譲するステップは、
    前記第２のＤＣ電圧が前記所望の電圧値にあるときに、前記二次側コントローラから前記起動コントローラにＰＷＭ信号を送信するステップと、
    前記起動コントローラを用いて、前記二次側コントローラからの前記ＰＷＭ信号を検出するステップと、
    前記二次側コントローラからの前記検出されたＰＷＭ信号を用いて、前記電源スイッチをオンおよびオフにするステップと、
    を含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  10. 前記第２のＤＣ電圧は、前記起動コントローラが前記二次側コントローラからの前記ＰＷＭ信号を検出した後に、前記二次側コントローラによって調整される、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  11. 前記電源スイッチを制御するステップはさらに、
    電力を節約するように、前記起動コントローラを用いて低い周波数で前記電源スイッチをオンおよびオフにするステップと、
    前記二次側コントローラを用いて高い周波数で前記電源スイッチをオンおよびオフにするステップと、
    を含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  12. 前記二次側コントローラから前記起動コントローラにＰＷＭ信号を送信するステップはさらに、電圧分離回路を通してＰＷＭ信号を送信するステップを含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  13. 前記電圧分離回路は、光学結合器である、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  14. 前記電圧分離回路は、パルス変成器である、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  15. 前記ＡＣ−ＤＣ電力変換器は、ＡＣ−ＤＣフライバック電力変換器を備える、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  16. 前記ＡＣ−ＤＣ電力変換器は、ＡＣ−ＤＣフォワード電力変換器を備える、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  17. 前記起動コントローラは、不足および過電圧から電源スイッチドライバを保護する、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  18. 前記起動コントローラを用いて、最大許容変圧器一次巻線電流を制限するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  19. 電流感知比較器を用いて、前記フライバック電力変換器が過度に深く連続伝導モードになることを防止するステップをさらに含み、それによって、前記フライバック電力変換器は、過電流故障から保護される、請求項１５に記載の方法。
  20. 前記変圧器の一次側三次巻線から前記起動コントローラにバイアス電圧を提供するステップであって、前記バイアス電圧は、前記第２のＤＣ電圧に結合され、その電圧フィードバックを提供する、ステップと、
    前記二次側コントローラが適切に動作できないときに、前記バイアス電圧から過電圧状態を検出するステップと、
    前記過電圧状態が検出されるときに、前記起動コントローラをロックアウトするステップと、
    をさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  21. 前記変圧器の一次側三次巻線の出力と前記起動コントローラのバイアス入力との間に線形レギュレータを提供するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  22. 変圧器リセットを提供するように、前記変圧器の二次側リセット巻線をクランプするステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  23. 出力フィルタインダクタの三次巻線からのバイアスが確立されるまで、能動クランプ回路から前記二次側コントローラのための初期バイアスを提供するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  24. 前記第１のＤＣ電圧を提供するための第１の整流器にＡＣ電力を印加するステップをさらに含む、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。
  25. 第１のＤＣ電圧に結合される起動コントローラと、
    一次および二次巻線を有する、変圧器であって、変圧器一次巻線は、前記第１のＤＣ電圧に結合される、変圧器と、
    前記変圧器の前記一次巻線を通る電流を測定し、前記測定された一次巻線電流を起動コントローラに提供するための電流測定回路と、
    変圧器一次に結合され、前記起動コントローラに結合され、それによって制御される、電源スイッチと、
    第２のＤＣ電圧を提供するための変圧器二次巻線に結合される二次側整流器と、
    前記起動コントローラおよび前記二次側整流器に結合される二次側コントローラと、
    を備え、
    前記起動コントローラが前記第１のＤＣ電圧を受電するとき、それは、前記電源スイッチをオンおよびオフに制御し始め、それによって、電流が前記変圧器一次を通って流動し、
    ＡＣ電圧が、前記変圧器二次巻線を横断して発生し、
    前記二次側整流器からのＤＣ電圧が、前記二次側コントローラの電源を入れ、
    前記二次側コントローラは、前記第２のＤＣ電圧が所望の電圧レベルに達するときに、前記起動コントローラから前記電源スイッチの制御を引き継ぐ
    電力変換器。
  26. 前記電力変換器は、フライバック電力変換器を備える、請求項２５に記載の電力変換器。
  27. 前記電力変換器は、フォワード電力変換器を備える、請求項２５または２６に記載の電力変換器。
  28. 前記二次側整流器と負荷との間にスイッチングポストレギュレータをさらに備え、前記スイッチングポストレギュレータは、前記二次側コントローラによって制御される、請求項２７に記載の電力変換器。
  29. 前記電源スイッチは、電力金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、前記請求項２５〜２８のいずれか１項に記載の電力変換器。
  30. 前記二次側コントローラは、前記起動コントローラに結合され、分離回路を通してそれを制御する、前記請求項２５〜２９のいずれか１項に記載の電力変換器。
  31. 前記分離回路は、オプトカプラである、請求項３０に記載の電力変換器。
  32. 前記分離回路は、パルス変成器である、請求項３０に記載の電力変換器。
  33. 前記起動コントローラが前記電源スイッチをオフにした後に、ある時間周期にわたって前記電源スイッチをオフに保つための固定オフ時間回路をさらに備える、前記請求項２５〜３２のいずれか１項に記載の電力変換器。
  34. 前記ある時間周期は、前記固定オフ時間回路に結合されるコンデンサの静電容量値によって判定される、前記請求項２５〜３３のいずれか１項に記載の電力変換器。
  35. ＡＣ電源に結合するため、ならびに前記第１のＤＣ電圧を提供するために適合される、ＡＣ−ＤＣ整流器およびフィルタをさらに備える、前記請求項２５〜３４に記載の電力変換器。
  36. 前記請求項２５〜３５のいずれか１項に記載の電力変換器を備える、マイクロコントローラ集積回路。
  37. 入力および出力を有する、高電圧レギュレータと、
    前記高電圧レギュレータ出力に結合される、内部バイアス電圧回路と、
    前記高電圧レギュレータ出力に結合される、不足および過電圧ロックアウト回路と、
    電流レギュレータと、
    パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成するための論理回路と、
    前記論理回路に結合される、固定オフ時間回路と、
    前記論理回路に結合され、外部電源スイッチの制御のためのＰＷＭ制御信号を提供するための電力ドライバと、
    前記論理回路に結合され、外部ＰＷＭ制御信号を受信するように適合される、外部ゲートコマンド検出回路であって、前記外部ＰＷＭ制御信号が検出されるときに、前記外部ゲートコマンド検出回路は、前記外部電源スイッチの制御を、前記論理回路から前記外部ＰＷＭ制御信号に変化させる、外部ゲートコマンド検出回路と、
    前記内部電流レギュレータに結合される出力ならびに電流感知入力に結合される入力を有する、第１および第２の電圧比較器と、
    を備える、起動コントローラ。
  38. 前記電流感知入力と前記第１および第２の電圧比較器入力との間に結合される、ブランキング回路をさらに備える、請求項３７に記載の起動コントローラ。
  39. 前記固定オフ時間回路時間周期は、コンデンサの静電容量値によって判定される、請求項３７または３８に記載の起動コントローラ。

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