TWI463780B - 隔離式電源轉換器、反相式並聯穩壓器及其操作方法 - Google Patents

隔離式電源轉換器、反相式並聯穩壓器及其操作方法 Download PDF

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Description

隔離式電源轉換器、反相式並聯穩壓器及其操作方法
本發明與隔離式電源轉換器有關，特別是關於一種隔離式電源轉換器及其反相式並聯穩壓器及其操作方法。
請參照圖1，圖1繪示目前常見應用於返馳式轉換器(flyback converter)的回授電路架構之示意圖。如圖1所示，目前廣泛採用於返馳式轉換器1的回授電路架構是以具有良好熱穩定性能的三端可調分流基準源10作為誤差放大元件。
當返馳式轉換器1處於穩態時，若其輸出負載愈大，則回授電壓VFB 將處於愈高的位準，透過圖2所繪示的脈波寬度調變器PWM可使得開關驅動訊號VG 具有較長的工作週期(duty cycle)。反之，當其負載愈小，甚至沒有負載時，回授電壓VFB 將處於愈低的位準，而這將使得流經光耦合器之發光二極體OC1的電流ILED 與流經光耦合器之光電晶體OC2的電流IFB 增大，導致更多的能量損耗。
當回授電壓VFB 小於臨界電壓值VL 時，脈波寬度調變器PWM將會停止輸出脈波訊號，一直等到回授電壓VFB 回復到臨界電壓值VH 時才會再度允許輸出脈波訊號。請參照圖3，圖3繪示當返馳式轉換器1處於穩態時，回授電壓VFB 與流經光耦合器OC1及OC2之電流IFB 、ILED 對返馳式轉換器1之負載的關係圖。當負載小於臨界功率值PTH 時，回授電壓VFB 的平衡方式為在臨界電壓值VH 與VL 之間晃動，如圖4所示。圖4亦繪示於此一狀態下，開關驅動訊號VG 之模式。
然而，由於傳統的返馳式轉換器1於輕載時流經光耦合器之發光二極體OC1的電流ILED 與流經光耦合器之光電晶體OC2的電流IEB 將會增大，因而導致能量損耗增加，故其待機功耗大且輕載效率低，亟待改善。
本發明之一範疇在於提出一種隔離式電源轉換器。於一較佳具體實施例中，隔離式電源轉換器包括變壓器、反相式並聯穩壓器、控制器及光耦合器。反相式並聯穩壓器位於變壓器之第二側。反相式並聯穩壓器包括誤差放大器及金氧半場效電晶體。控制器位於變壓器之第一側。控制器包括與金氧半場效電晶體搭配之反相單元。控制器接收到回授電壓。光耦合器耦接反相式並聯穩壓器及控制器，用以提供光耦合電流至控制器。
於一實施例中，金氧半場效電晶體為P型金氧半場效電晶體或N型金氧半場效電晶體。
於一實施例中，控制器還包括脈波寬度調變器，若控制器接收到之回授電壓為正相回授電壓，反相單元將正相回授電壓轉換為反相回授電壓後，脈波寬度調變器根據反相回授電壓產生開關驅動訊號。
於一實施例中，控制器還包括反相式脈波寬度調變器，若控制器接收到之回授電壓為正相回授電壓，反相式脈波寬度調變器將正相回授電壓轉換為反相回授電壓並根據反相回授電壓產生開關驅動訊號。
於一實施例中，控制器還包括脈波寬度調變器，若控制器接收到之回授電壓為反相回授電壓，脈波寬度調變器根據反相回授 電壓產生開關驅動訊號。
於一實施例中，反相式並聯穩壓器還包括第一端點、第二端點及第三端點，第一端點耦接外部參考電壓，第三端點耦接光耦合器，於第一端點與第三端點之間耦接有補償電路。金氧半場效電晶體耦接於第二端點與第三端點之間。
於一實施例中，反相式並聯穩壓器還包括第一端點、第二端點及第三端點，第一端點耦接外部參考電壓，第二端點耦接光耦合器，第三端點耦接至接地端，補償電路之一端耦接第一端點，補償電路之另一端耦接至誤差放大器與金氧半場效電晶體之間，金氧半場效電晶體耦接於第二端點與第三端點之間。
於一實施例中，控制器為脈波寬度調變控制器，光耦合器耦接脈波寬度調變控制器及接地端，光耦合器提供正相回授電壓至脈波寬度調變控制器。
於一實施例中，控制器為脈波寬度調變控制器，脈波寬度調變控制器耦接供應電源，光耦合器耦接供應電源及脈波寬度調變控制器，光耦合器提供反相回授電壓至脈波寬度調變控制器。
本發明之另一範疇在於提出一種反相式並聯穩壓器。於一較佳具體實施例中，反相式並聯穩壓器應用於具有變壓器之隔離式電源轉換器，隔離式電源轉換器包括控制器，控制器位於變壓器之第一側且包括反相單元，反相式並聯穩壓器位於變壓器之第二側且與反相單元搭配。反相式並聯穩壓器包括第一端點、第二端點、第三端點、誤差放大器及金氧半場效電晶體。第一端點耦接外部參考電壓。誤差放大器具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端，第一輸入端耦接第一端點，第二輸入端耦接內部參考電壓。金氧半場效電晶體耦接於第二端點與第三端點之間。金氧半場效電晶體之閘極耦接誤差放大器之輸出端。
本發明之另一範疇在於提出一種隔離式電源轉換器操作方法。於一較佳具體實施例中，隔離式電源轉換器操作方法用以操作隔離式電源轉換器。隔離式電源轉換器包括變壓器、反相式並聯穩壓器、控制器及光耦合器。控制器位於變壓器之第一側且包括反相單元，反相式並聯穩壓器位於變壓器之第二側且包括誤差放大器及金氧半場效電晶體，反相單元與金氧半場效電晶體搭配。
隔離式電源轉換器操作方法包括下列步驟：透過反相式並聯穩壓器控制光耦合器提供給控制器之光耦合電流的大小；控制器接收回授電壓並根據回授電壓產生開關驅動訊號，其中回授電壓由光耦合電流所決定；當隔離式電源轉換器之負載變小時，光耦合電流變小且回授電壓之位準變高；控制器根據位準變高的回授電壓縮短開關驅動訊號之工作週期。
相較於先前技術，本發明可使得當隔離式電源轉換器負載愈小時，流經光耦合器的電流也減小，進而使其能量損耗降低。此外，因為此部分的能量消耗減少，整個隔離式電源轉換器所需供給的能量變少，其運轉造成的相關損耗包括切換損耗、導通損耗、變壓器損耗等等也會減少。因此，本發明可提高隔離式電源轉換器之輕載效率並減少其待機功耗。
關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
根據本發明之一較佳具體實施例為一種隔離式電源轉換器。實際上，本發明實施例所提出的隔離式電源轉換器可以是具有隔離變壓器之返馳式電源轉換器，但不以此為限。請參照圖 5A，圖5A繪示此實施例之隔離式電源轉換器的電路架構示意圖。如圖5A所示，隔離式電源轉換器5包括第一側功率級51、隔離變壓器TR、第二側功率級52及回授電路53，其中回授電路53均可採用本發明實施例所提出之各種電路架構。
於圖5A的實施例中，回授電路53包括控制器50、反相式並聯穩壓器(shunt regulator)SR、光耦合器OC及補償電路54。隔離式電源轉換器5採用一反相式並聯穩壓器SR來取代傳統的三端可調分流基準源作為誤差放大元件。一般而言，三端並聯穩壓器(three-terminal shunt regulator)是一種低成本的半導體元件，除了可作為並聯穩壓器之用途外，其亦可應用於其它電源供應設計也上，例如作為控制迴路裡的低成本運算放大器；作為低功率輔助電源，專門供電給在低負載下操作的脈衝寬度調變控制器。
需說明的是，反相式並聯穩壓器主要由誤差放大器與金氧半場效電晶體構成，誤差放大器的輸出端耦接金氧半場效電晶體的閘極。若反相式並聯穩壓器中所採用的是P型金氧半場效電晶體，則內部參考電壓由誤差放大器的反相輸入端輸入至誤差放大器；若反相式並聯穩壓器中所採用的是N型金氧半場效電晶體，則內部參考電壓由誤差放大器的非反相輸入端輸入至誤差放大器。
如圖5A及圖5B所示，反相式並聯穩壓器SR包括有第一端點T1、第二端點T2、第三端點T3、誤差放大器comp及P型金氧半場效電晶體(MOSFET)MP 。誤差放大器comp具有第一輸入端(非反相輸入端)+、第二輸入端(反相輸入端)-及輸出端J。
第一輸入端+耦接第一端點T1，第二輸入端-耦接內部參考電壓(於此例中為2.5V)。P型金氧半場效電晶體MP 耦接於第二端點T2與第三端點T3之間，P型金氧半場效電晶體MP 之閘極耦接誤差放大器comp之輸出端J。於此例中，反相式並聯穩壓器SR 的第一端點T1耦接至外部參考電壓VOF ，第二端點T2耦接至隔離式電源轉換器5的輸出電壓VOUT ，第三端點T3耦接至發光二極體LED及補償電阻Rc。補償電路54包含彼此串接之補償電阻Rc及補償電容Cc，且補償電路54耦接於反相式並聯穩壓器SR的第一端點T1與第三端點T3之間。
當隔離式電源轉換器5的輸出電壓VOUT 增大時，反相式並聯穩壓器SR將會降低其P型金氧半場效電晶體MP 之導通電流，使得流經發光二極體LED的發光二極體電流ILED 變小。相反地，當隔離式電源轉換器5的輸出電壓VOUT 變小時，反相式並聯穩壓器SR將會增加其內部包含的P型金氧半場效電晶體MP 之導通電流，使得流經發光二極體LED的發光二極體電流ILED 變大。
由於反相式並聯穩壓器SR及發光二極體LED位於隔離變壓器TR之第二側功率級52，因此，發光二極體電流ILED 為第二側電流，並且光耦合器OC藉由發光二極體電流ILED 於隔離變壓器TR之第一側功率級51引導出的第一側光耦合電流即為回授電流IFB ，而回授電流IFB 的大小將會決定回授電壓VFB 的高低。當回授電壓VFB 經過控制器50中之反相器(Inverter)INV進行反相處理之後，將會被送進脈波寬度調變器PWM以決定輸出至開關SW之開關驅動訊號VG 的工作週期大小。
因此，當隔離式電源轉換器5處於穩態時，若隔離式電源轉換器5的負載愈大，回授電壓VFB 將會處於愈低的位準。接著，當回授電壓VFB 經過反相器INV進行反相處理之後，脈波寬度調變器PWM所決定之開關驅動訊號VG 將會具有較長的工作週期。相反地，若隔離式電源轉換器5的負載愈小，甚至為零負載時，回授電壓VFB 將會處於愈高的位準。接著，當回授電壓VFB 經過反相器INV進行反相處理之後，脈波寬度調變器PWM所決定之 開關驅動訊號VG 將具有較短的工作週期。這將會使得發光二極體電流ILED 與回授電流IFB 在輕載甚至無載時，可以有較少的能量損耗。
圖6繪示回授電壓VFB 與光耦合器電流IFB 及ILED 對隔離式電源轉換器5之負載的關係圖。比較圖6與先前技術之圖3可知：圖6中之回授電壓VFB 與光耦合器電流IFB 、ILED 對隔離式電源轉換器5之負載的變化趨勢與先前技術之圖3相反。也就是說，當本實施例之隔離式電源轉換器5之負載變得愈小，甚至沒有負載時，回授電壓VFB 將處於愈高的位準，而光耦合器電流IFB 及ILED 會變得愈小，故可有效降低隔離式電源轉換器5在輕載時的功率損耗，使得隔離式電源轉換器5的輕載效率能獲得顯著提高。
此外，當隔離式電源轉換器5的負載小於臨界負載值PTH 時，回授電壓VFB 亦會在兩臨界電壓值VH ’與VL ’之間晃動，然而圖6中之兩臨界電壓值VH ’與VL ’明顯比先前技術之圖3中的兩臨界電壓值VH 與VL 來得高，使得光耦合器電流IFB 及ILED 能夠停留在較低的電流值，以減少隔離式電源轉換器5在輕載時的功率損耗。
接著，請參照圖7，圖7繪示本發明之隔離式電源轉換器的另一種電路架構之示意圖。如圖7所示，當位於隔離式電源轉換器7之第一側功率級71的控制器70接收到回授電壓VFB 時，並不會如同圖5一樣透過控制器50中之反相器INV對回授電壓VFB 進行反相處理，而是直接藉由反相式脈波寬度調變器(reverse-type PWM modulator)RPWM對回授電壓VFB 進行反相處理以產生開關驅動訊號VG 。圖8即為圖7中之反式波寬調變器RPWM之示意圖。
比較圖8與圖2後可知，兩者不同之處在於：圖8中之加法器80先將偵測到的電感電流訊號VCS 與斜率補償用之鋸齒波RW 疊加起來後，再透過直流電壓源相減而得到一反相式的疊加訊號RD。接著，再由比較器81比較反相式的疊加訊號RD與回授電壓VFB 以決定開關驅動訊號VG 之脈寬大小(工作週期長短)。這將會與前述回授電壓VFB 先經由反相器INV進行反相處理後，再與回授電壓VFB 比較以決定開關驅動訊號VG 之脈寬大小(工作週期長短)之效果相同。
接著，請參照圖9，圖9繪示本發明之隔離式電源轉換器的另一種電路架構之示意圖。如圖9所示，光耦合器OC內部光電晶體之集極耦接至脈波寬度調變控制器90的供應電源VCC ，且其射極耦接至脈波寬度調變控制器90中之電阻RP 。由於圖9中之回授電壓VFB 與圖5中之回授電壓VFB 相比已具有相反的相位，因此圖9中之隔離式電源轉換器9的控制器90中不需額外設置反相器來改變回授電壓VFB 的相位，脈波寬度調變器PWM即可直接根據反相的回授電壓VFB 產生開關驅動訊號VG 。
至於圖10及圖11繪示本發明之隔離式電源轉換器的另兩種電路架構之示意圖。如圖10所示，位於隔離式電源轉換器10之第二側功率級102的彼此串聯的電阻Rc與電容Cc(即為補償電路)，其一端耦接至發光二極體LED與發光二極體電阻RLED 之間。如圖11所示，位於隔離式電源轉換器11之第二側功率級112的發光二極體LED不再如同圖5、圖7、圖9及圖10一樣耦接於反相式並聯穩壓器SR與發光二極體電阻RLED 之間，而是耦接於反相式並聯穩壓器SR與外部參考電壓之間。
圖12繪示本發明之隔離式電源轉換器的電路結構另一種變形。如圖12所示，位於隔離式電源轉換器12之第二側功率級122的反相式並聯穩壓器SR所採用的是N型金氧半場效電晶體(n-type MOSFET)Mn，且內部參考電壓(2.5V)由誤差放大器comp 的非反相輸入端+。因此，反相式並聯穩壓器SR的輸出改為由其N型金氧半場效電晶體Mn拉電流，而反相式並聯穩壓器SR的補償方式為將其內部的誤差放大器comp的輸出端透過彼此串聯的電阻RC 與電容CC (亦即補償電路)耦接至輸出電壓分壓點VOF 。需說明的是，在此一電路架構中，反相式並聯穩壓器SR與接地端之間不需設置發光二極體電阻RLED 。
圖13繪示本發明之隔離式電源轉換器的電路結構另一種變形。如圖13所示，位於隔離式電源轉換器13之第二側功率級132的反相式並聯穩壓器SR所採用的是N型金氧半場效電晶體Mn，且此時的N型金氧半場效電晶體Mn作為一個源極隨耦器。因此，反相式並聯穩壓器SR的補償方式可由N型金氧半場效電晶體Mn的源極透過彼此串聯的電阻RC 與電容CC (亦即補償電路)耦接至輸出電壓分壓點VOF 。
根據本發明之一較佳具體實施例為一種隔離式電源轉換器操作方法。於一較佳具體實施例中，隔離式電源轉換器操作方法用以操作具有隔離變壓器之隔離式電源轉換器。隔離式電源轉換器包括變壓器、反相式並聯穩壓器、控制器及光耦合器，控制器位於變壓器之第一側且包括反相單元，反相式並聯穩壓器位於變壓器之第二側且包括誤差放大器及金氧半場效電晶體，反相單元與金氧半場效電晶體搭配。光耦合器之發光二極體耦接於反相式並聯穩壓器與發光二極體電阻之間，且發光二極體電阻耦接至接地端，抑或發光二極體耦接於隔離式電源轉換器之輸出電壓與反相式並聯穩壓器之間。請參照圖14，圖14繪示此實施例之隔離式電源轉換器操作方法的流程圖。
如圖14所示，於步驟S10中，該方法透過反相式並聯穩壓器控制光耦合器提供給控制器之光耦合電流的大小。於步驟S12 中，控制器接收回授電壓並根據回授電壓產生開關驅動訊號，其中回授電壓由光耦合電流所決定。實際上，控制器接收到之回授電壓可以是正相回授電壓或反相回授電壓。若控制器接收到的是正相回授電壓，控制器之反相單元將會對正相回授電壓進行反相處理為反相回授電壓，並根據反相回授電壓產生開關驅動訊號；若控制器接收到的是反相回授電壓，控制器將會直接根據反相回授電壓產生開關驅動訊號。
於步驟S14中，當隔離式電源轉換器之負載變小時，光耦合電流變小且回授電壓之位準變高。於步驟S16中，控制器根據位準變高的回授電壓縮短開關驅動訊號之工作週期。
相較於先前技術，本發明可使得當隔離式電源轉換器負載愈小時，流經光耦合器的電流也減小，進而使其能量損耗降低。此外，因為此部分的能量消耗減少，整個隔離式電源轉換器所需供給的能量變少，其運轉造成的相關損耗包括切換損耗、導通損耗、變壓器損耗等等也會減少。因此，本發明可提高隔離式電源轉換器之輕載效率並減少其待機功耗。
藉由以上較佳具體實施例之詳述，希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
S10~S16‧‧‧流程步驟
10‧‧‧三端可調分流基準源
1、5、7、9~13‧‧‧隔離式電源轉換器
51、71、91、101、111、121、131‧‧‧第一側功率級
52、72、92、102、112、122、132‧‧‧第二側功率級
VIN ‧‧‧輸入電壓
VOUT ‧‧‧輸出電壓
50、70、90、100、110、120、130‧‧‧控制器
PWM‧‧‧脈波寬度調變器
TR‧‧‧隔離變壓器
INV‧‧‧反相器
OC‧‧‧光耦合器
OC1‧‧‧發光二極體
OC2‧‧‧光電晶體
VFB ‧‧‧回授電壓
IFB ‧‧‧回授電流
VG ‧‧‧開關驅動訊號
SW‧‧‧開關
VCC ‧‧‧供應電源
SR‧‧‧反相式並聯穩壓器
MP ‧‧‧P型金氧半場效電晶體
comp‧‧‧誤差放大器
T1‧‧‧第一端點
T2‧‧‧第二端點
T3‧‧‧第三端點
+‧‧‧第一輸入端
-‧‧‧第二輸入端
J‧‧‧輸出端
VOF ‧‧‧外部參考電壓
LED‧‧‧發光二極體
ILED ‧‧‧發光二極體電流
RLED ‧‧‧發光二極體電阻
R1、R2、RC 、RP ‧‧‧電阻
CC 、CP ‧‧‧電容
IQ ‧‧‧電流
VLO ‧‧‧電壓
NP 、NS 、NA ‧‧‧變壓器線圈數
OSC‧‧‧振盪器
RW‧‧‧鋸齒波
RD‧‧‧疊加訊號
VCS ‧‧‧電感電流訊號
20、80‧‧‧比較器
21、81‧‧‧加法器
Mn ‧‧‧N型金氧半場效電晶體
RPWM‧‧‧反相式脈波寬度調變器
VH 、VL 、VH ’、VL ’‧‧‧臨界電壓值
VOFFB ‧‧‧關閉電壓
PTH ‧‧‧臨界負載值
VOF ‧‧‧分壓點
53‧‧‧回授電路
54、74、94、104、114、124、134‧‧‧補償電路
圖1繪示目前常見應用於返馳式轉換器的回授電路架構之示意圖。
圖2繪示圖1的脈波寬度調變器之示意圖。
圖3繪示當返馳式轉換器處於穩態時，回授電壓與流經光耦合器之電流對返馳式轉換器之負載的關係圖。
圖4繪示當返馳式轉換器處於極輕載或無載時，開關驅動訊號之模式示意圖。
圖5A繪示根據本發明之一較佳具體實施例之隔離式電源轉換器的電路架構示意圖。
圖5B繪示圖5A之隔離式電源轉換器的一實施例。
圖6繪示回授電壓與光耦合器電流對隔離式電源轉換器之負載的關係圖。
圖7繪示本發明之隔離式電源轉換器的另一種電路架構之示意圖。
圖8即為圖7中之反式波寬調變器之示意圖。
圖9繪示本發明之隔離式電源轉換器的另一種電路架構之示意圖。
圖10及圖11繪示本發明之隔離式電源轉換器的另兩種電路架構之示意圖。
圖12繪示本發明之隔離式電源轉換器的電路結構另一種變形。
圖13繪示本發明之隔離式電源轉換器的電路結構另一種變形。
圖14繪示根據本發明之另一具體實施例之隔離式電源轉換器操作方法的流程圖。
5‧‧‧隔離式電源轉換器
TR‧‧‧隔離變壓器
51‧‧‧第一側功率級
52‧‧‧第二側功率級
VIN ‧‧‧輸入電壓
VOUT ‧‧‧輸出電壓
50‧‧‧控制器
PWM‧‧‧脈波寬度調變器
INV‧‧‧反相器
OC‧‧‧光耦合器
VFB ‧‧‧回授電壓
IFB ‧‧‧回授電流
VG ‧‧‧開關驅動訊號
SW‧‧‧開關
SR‧‧‧反相式並聯穩壓器
VLO ‧‧‧電壓
MP ‧‧‧P型金氧半場效電晶體
comp‧‧‧誤差放大器
T1‧‧‧第一端點
T2‧‧‧第二端點
T3‧‧‧第三端點
+‧‧‧第一輸入端
-‧‧‧第二輸入端
J‧‧‧輸出端
VOF ‧‧‧外部參考電壓
LED‧‧‧發光二極體
ILED ‧‧‧發光二極體電流
RLED ‧‧‧發光二極體電阻
R1、R2、RC 、RP ‧‧‧電阻
CC 、CP ‧‧‧電容
53‧‧‧回授電路
54‧‧‧補償電路

Claims (17)

  1. 一種隔離式電源轉換器，包括：一變壓器；一反相式並聯穩壓器，位於該變壓器之一第二側，該反相式並聯穩壓器包括一誤差放大器及一金氧半場效電晶體；一控制器，位於該變壓器之一第一側，該控制器包括一反相單元，該反相單元與該金氧半場效電晶體搭配，該控制器接收到一回授電壓；以及一光耦合器，耦接該反相式並聯穩壓器及該控制器，用以提供一光耦合電流至該控制器。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該金氧半場效電晶體為P型金氧半場效電晶體或N型金氧半場效電晶體。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該控制器還包括一脈波寬度調變器，若該控制器接收到之該回授電壓為一正相回授電壓，該反相單元將該正相回授電壓轉換為一反相回授電壓後，該脈波寬度調變器根據該反相回授電壓產生一開關驅動訊號。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該控制器還包括一反相式脈波寬度調變器，若該控制器接收到之該回授電壓為一正相回授電壓，該反相式脈波寬度調變器將該正相回授電壓轉換為一反相回授電壓並根據該反相回授電壓產生一開關驅動訊號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該控制器還包括一脈波寬度調變器，若該控制器接收到之該回授電壓為一反相回授電壓，該脈波寬度調變器根據該反相回授電壓產生一開關驅動訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該反相式並聯穩壓器還包括一第一端點、一第二端點及一第三端點，該第一端點耦接一外部參考電壓，該第三端點耦接該光耦合器，於該第一端點與該第三端點之間耦接有一補償電路，該金氧半場效電晶體耦接於該第二端點與該第三端點之間。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該反相式並聯穩壓器還包括一第一端點、一第二端點及一第三端點，該第一端點耦接一外部參考電壓，該第二端點耦接該光耦合器，該第三端點耦接至接地端，一補償電路之一端耦接該第一端點，該補償電路之另一端耦接至該誤差放大器與該金氧半場效電晶體之間，該金氧半場效電晶體耦接於該第二端點與該第三端點之間。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該控制器為一脈波寬度調變控制器，該光耦合器耦接該脈波寬度調變控制器及接地端，該光耦合器提供一正相回授電壓至該脈波寬度調變控制器。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之隔離式電源轉換器，其中該控制器為一脈波寬度調變控制器，該脈波寬度調變控制器耦接一供應電源，該光耦合器耦接該供應電源及該脈波寬度調變控制器，該光耦合器提供一反相回授電壓至該脈波寬度調變控制 器。
  10. 一種反相式並聯穩壓器，應用於具有一變壓器之一隔離式電源轉換器，該隔離式電源轉換器包括一控制器，該控制器位於該變壓器之一第一側且包括一反相單元，該反相式並聯穩壓器位於該變壓器之一第二側且與該反相單元搭配，該反相式並聯穩壓器包括：一第一端點，耦接一外部參考電壓；一第二端點；一第三端點；一誤差放大器，具有一第一輸入端、一第二輸入端及一輸出端，該第一輸入端耦接該第一端點，該第二輸入端耦接一內部參考電壓；以及一金氧半場效電晶體，耦接於該第二端點與該第三端點之間，該金氧半場效電晶體之一閘極耦接該誤差放大器之該輸出端。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之反相式並聯穩壓器，其中該金氧半場效電晶體為P型金氧半場效電晶體或N型金氧半場效電晶體。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之反相式並聯穩壓器，其中該隔離式電源轉換器還包括一第一分壓電阻及一第二分壓電阻，該第一分壓電阻耦接至該輸出電壓且該第二分壓電阻耦接於該第一分壓電阻與接地端之間，該第一端點耦接至該第一分壓電阻與該第二分壓電阻之間的該外部參考電壓。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之反相式並聯穩壓器，其中於該 第一端點與該第三端點之間耦接有一補償電路。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之反相式並聯穩壓器，其中一補償電路之一端耦接該第一端點，該補償電路之另一端耦接至該誤差放大器與該金氧半場效電晶體之間。
  15. 一種隔離式電源轉換器操作方法，用以操作一隔離式電源轉換器，該隔離式電源轉換器包括一變壓器、一反相式並聯穩壓器、一控制器及一光耦合器，該控制器位於該變壓器之一第一側且包括一反相單元，該反相式並聯穩壓器位於該變壓器之一第二側且包括一誤差放大器及一金氧半場效電晶體，該反相單元與該金氧半場效電晶體搭配，該方法包括下列步驟：(a)透過該反相式並聯穩壓器控制該光耦合器提供給該控制器之一光耦合電流的大小；(b)該控制器接收一回授電壓並根據該回授電壓產生一開關驅動訊號，其中該回授電壓由該光耦合電流所決定；(c)當該隔離式電源轉換器之負載變小時，該光耦合電流變小且該回授電壓之位準變高；以及(d)該控制器根據位準變高的該回授電壓縮短該開關驅動訊號之工作週期。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之隔離式電源轉換器操作方法，其中於步驟(b)中，若該控制器接收到之該回授電壓為一正相回授電壓，該反相單元將該正相回授電壓轉換為一反相回授電壓後，該控制器根據該反相回授電壓產生該開關驅動訊號。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之隔離式電源轉換器操作方法，其中，於步驟(b)中，若該控制器接收到之該回授電壓為一反相 回授電壓，該控制器根據該反相回授電壓產生該開關驅動訊號。
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