KR20130034028A

KR20130034028A - Dc-dc 컨버터

Info

Publication number: KR20130034028A
Application number: KR1020127033653A
Authority: KR
Inventors: 도모유키 하타케야마; 다카에 시마다
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
Priority date: 2010-06-25
Filing date: 2010-06-25
Publication date: 2013-04-04
Also published as: EP2587652A4; CN102959846A; US8934265B2; KR101395487B1; JPWO2011161729A1; TWI467909B; EP3540927B1; EP2587652B1; US20130100707A1; US20150092452A1; US9755524B2; JP5590124B2; WO2011161729A1; TW201223105A; CN102959846B; EP2587652A1; EP3540927A1

Abstract

본 발명의 과제는 부하에의 전력 공급량에 관계없이 고효율인 DC-DC 컨버터 및 부하에의 고효율인 전력 공급을 가능하게 하는 차량을 제공하는 것이다.
부하(R1)에의 전력 공급량이 소정값 이상인 경우에는, 제어 수단(5)은 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 구동시키는 제1 모드를 실행하고, 부하(R1)에의 전력 공급량이 소정값 이하인 경우에는, 제어 수단(5)은 스위칭 소자(S3, S4)를 오프 상태에서 정지시켜, 스위칭 소자(S1, S2)만 구동시키는 제2 모드를 실행한다.

Description

DC-DC 컨버터 {DC-DC CONVERTER}

본 발명은, 절연 기능을 갖는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

종래 알려져 있는 DC-DC 컨버터는, 스위칭 회로에 의해 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 변압기를 사용해서 이것을 변압하고, 정류 회로에 의해 이것을 직류 전력으로 변환해서 출력하는 장치다. 취급하는 전력이 클 경우에는, 풀 브리지 회로가 사용되는 것이 일반적이다. 이 풀 브리지 회로에서는, 2쌍의 직렬 접속된 스위칭 소자의 상부 아암측의 스위칭 소자와 하부 아암측의 스위칭 소자가 교대로 구동한다. 즉, 상부 아암측의 스위칭 소자와 하부 아암측의 스위칭 소자가 서로 반대인 온·오프 구동을 행한다. 그러나 스위칭 소자의 턴온·턴오프 시에 하드 스위칭이 되어 큰 스위칭 손실이 발생하여, 효율이 나빴다.

따라서, 스위칭 손실을 저감해 효율 개선을 도모한 DC-DC 컨버터가 특허 문헌 1에 개시되어 있다. 이 DC-DC 컨버터는, 풀 브리지 회로를 구성하는 한쪽의 직렬 접속된 스위칭 소자의 온·오프 구동과, 다른 쪽의 직렬 접속된 스위칭 소자의 온·오프 구동과의 위상을 어긋나게 해서 행한다. 이에 의해 제로 전압 스위칭이 가능해져, 스위칭 손실의 저감을 도모할 수 있다고 하는 것이다. 이 제어 방식을 페이즈 시프트 방식이라고 한다.

또한, 특허 문헌 2에는 공진형의 회로에 있어서, 부하가 가벼워졌을 때에 풀 브리지 회로의 1세트의 스위치 중 한쪽을 계속 온, 한쪽을 계속 오프함으로써, 효율 향상과 출력 리플의 저감을 도모하는 것이 개시되어 있다.

일본 특허 출원 공개 제2003-47245호 공보 일본 특허 출원 공개 제2003-324956호 공보

페이즈 시프트 방식의 풀 브리지 회로는 부하에의 전력 공급량이 많을 때에는 제로 전압 스위칭이 가능하지만, 부하에의 전력 공급량이 적을 때에는 회로를 흐르는 전류가 적어, 스위칭 소자의 기생 용량의 충방전에 필요로 하는 시간이 길어진다. 이 충방전이 불충분한 채 스위칭 소자가 턴온하면, 하드 스위칭이 되어, 스위칭 손실이 증대해서 효율이 저하되는 문제가 있었다.

또한, 페이즈 시프트 방식의 풀 브리지 회로에서는 스위칭 소자의 기생 용량의 충방전을 이용하고 있는 것에 반해, 공진형의 회로는 주파수 제어이며, 동작 원리가 애당초 상이하므로, 해결해야 할 과제가 공통이라도 공진형의 회로에 적용할 수 있는 기술을 페이즈 시프트 방식의 회로에 적용할 수는 없다.

본 발명의 목적은, 부하에의 전력 공급량에 관계없이 고효율인 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.

또한, 본 발명의 목적은, 부하에의 전력 공급량에 관계없이, 부하에의 고효율인 전력 공급을 가능하게 하는 차량을 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명에 관한 DC-DC 컨버터는, 제1, 제2 스위칭 소자를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그와, 제3, 제4 스위칭 소자를 직렬 접속해서 상기 제1 스위칭 레그에 병렬 접속된 제2 스위칭 레그로 구성하고, 상기 제1 스위칭 레그의 양단부 사이 및 상기 제2 스위칭 레그의 양단부 사이를 직류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 스위칭 소자의 직렬 접속점과의 사이를 교류 단자 사이로 한 풀 브리지 회로와, 평활 리액터를 갖는 정류 회로와, 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 상기 풀 브리지 회로의 직류 단자 사이에 접속된 제1 평활 콘덴서와, 부하에 병렬 접속되고, 또한 상기 정류 회로의 직류 단자 사이에 접속된 제2 평활 콘덴서와, 상기 풀 브리지 회로의 교류 단자 사이에 접속된 1차 권선과, 상기 정류 회로의 교류 단자 사이에 접속된 2차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스와, 상기 풀 브리지 회로를 제어하는 제어 수단을 구비하고, 상기 제1, 제2, 제3, 제4 스위칭 소자는 각각, 스위치와 상기 스위치에 병렬로 접속된 역 병렬 다이오드와 상기 스위치 및 상기 역 병렬 다이오드에 병렬로 접속된 콘덴서로 구성되고, 상기 풀 브리지 회로의 교류 단자 사이와 상기 1차 권선과의 사이에 직렬로 삽입된 리액터 성분을 가진 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 부하에의 전력 공급량이 소정값 이상일 때에는, 상기 제어 수단은 상기 제1, 제2, 제3, 제4 스위칭 소자를 구동시키는 제1 모드를 실행하고, 상기 부하에의 전력 공급량이 상기 소정값 이하일 때에는, 상기 제어 수단은 상기 제1 스위칭 레그 또는 제2 스위칭 레그를 구성하는 한쪽의 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자를 오프 상태에서 정지시켜, 상기 제1 스위칭 레그 또는 제2 스위칭 레그를 구성하는 다른 쪽의 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자를 구동시키는 제2 모드를 실행하는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 관한 차량은, 본 발명의 DC-DC 컨버터를 탑재한 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 부하에의 전력 공급량에 관계없이 고효율인 DC-DC 컨버터를 제공할 수 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 부하에의 전력 공급량에 관계없이, 부하에의 고효율인 전력 공급을 가능하게 하는 차량을 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 의한 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
도 2는 제1 실시예의 동작 모드의 전환을 설명하는 도면.
도 3은 제1 실시예의 소정값(Pth)의 결정 방법을 설명하는 도면.
도 4는 제1 실시예의 2개의 소정값(Pth1, 2)에 의한 동작 모드의 전환을 설명하는 도면.
도 5는 제1 실시예의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작을 설명하는 전압·전류 파형도.
도 6은 도 5에 도시하는 기간 (a)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 a)을 설명하는 회로도.
도 7은 도 5에 도시하는 기간 (b)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 b)을 설명하는 회로도.
도 8은 도 5에 도시하는 기간 (c)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 c)을 설명하는 회로도.
도 9는 도 5에 도시하는 기간 (d)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 d)을 설명하는 회로도.
도 10은 도 5에 도시하는 기간 (e)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 e)을 설명하는 회로도.
도 11은 도 5에 도시하는 기간 (f)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 f)을 설명하는 회로도.
도 12는 도 5에 도시하는 기간 (g)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 g)을 설명하는 회로도.
도 13은 도 5에 도시하는 기간 (h)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 h)을 설명하는 회로도.
도 14는 제1 실시예의 경부하 모드(M2)에 있어서의 다른 동작을 설명하는 전압 파형도.
도 15는 본 발명의 제2 실시예에 의한 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
도 16은 본 발명의 제3 실시예에 의한 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
도 17은 종래의 전기 자동차의 전원 시스템의 개요 구성도.
도 18은 본 발명의 제4 실시예에 의한 전기 자동차의 전원 시스템의 개요 구성도.

본 발명의 실시 형태에 대해서 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 또한, 이하의 설명에 있어서, 온 상태의 스위칭 소자의 전압 또는 그 스위칭 소자와 병렬로 접속된 역 병렬 다이오드의 순방향 강하 전압과 동등 정도 혹은 그 이하의 전압을 제로 전압이라 호칭하고, 스위칭 소자에 인가된 전압이 제로 전압인 상태에서 이 스위칭 소자의 온과 오프를 전환해서 스위칭 손실을 저감하는 것을 제로 전압 스위칭 또는 소프트 스위칭이라 호칭한다.

<제1 실시예>

도 1은, 본 발명의 제1 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(1)의 회로 구성도다. 이 DC-DC 컨버터(1)는, 직류 전원(V1)의 전압을 변압해서 전력을 부하(R1)에 공급한다. 또, 직류 전원(V1)은 역률 개선 회로 등 다른 컨버터의 출력과 치환해도 좋다.

도 1에 있어서, 풀 브리지 회로(2)의 직류 단자(A-A') 사이에는, 직류 전원(V1)과 평활 콘덴서(C1)가 접속되어 있다. 정류 회로(7)의 직류 단자(B-B') 사이에는 평활 콘덴서(C2)와 부하(R1)가 접속되어 있다. 풀 브리지 회로(2)의 교류 단자(C-C') 사이에는 일차 권선(N1)이 접속되고, 정류 회로(7)의 교류 단자(D-D') 사이에는 2차 권선(N2)이 접속된다. 이 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)은 트랜스(6)에 의해 자기 결합되어 있다. 풀 브리지 회로(2)는 제1, 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그(3)와, 제3, 제4 스위칭 소자(S3, S4)를 직렬 접속한 제2 스위칭 레그(4)로 구성된다.

스위칭 소자(S1 내지 S4)에는, 각각 역 병렬 다이오드(DS1 내지 DS4)가 접속되어 있다. 여기서, 이들의 스위칭 소자로서 MOSFET를 사용한 경우에는, 역 병렬 다이오드로서 MOSFET의 보디 다이오드를 이용할 수 있다. 또한 스위칭 소자(S1 내지 S4)는 기생 용량(CS1 내지 CS4)을 가지고 있다. 이때, 콘덴서로서 스위칭 소자(S1 내지 S4)에 병렬로 스너버(snubber) 콘덴서를 접속해도 좋다. 도 1에서는 일례로서 스위칭 소자(S1, S2)는 MOSFET, 스위칭 소자(S3, S4)는 IGBT로 하고 있다. 풀 브리지 회로(2)의 교류 단자 사이와 일차 권선(N1)과의 사이에 리액터(Lr)가 직렬로 삽입된다. 여기서, 리액터(Lr)에는 트랜스(6)의 누설 인덕턴스를 이용해도 좋다.

정류 회로(7)는 2개의 평활 리액터(L1, L2)와, 2개의 다이오드(D1, D2)로 구성되어 있다. 2차 권선(N2)의 일단부에 평활 리액터(L1)의 일단부와 다이오드(D2)의 캐소드가 접속되고, 2차 권선(N2)의 타단부에 평활 리액터(L2)의 일단부와 다이오드(D1)의 캐소드가 접속되어 있다. 평활 리액터(L1, L2)의 타단부는 평활 콘덴서(C2)의 일단부에, 다이오드(D1, D2)의 애노드는 평활 콘덴서(C2)의 타단부에 접속된다. 여기서, 다이오드(D1, D2) 대신에 스위칭 소자를 사용할 수도 있다. 이 경우, 동기 정류 방식을 채용함으로써, DC-DC 컨버터(1)의 효율을 더욱 높일 수 있다.

본 발명의 DC-DC 컨버터(1)는, 부하(R1)에의 전력 공급량에 따라서, 스위칭 소자의 동작 모드를 전환하는 것이 특징이다. 도 2를 이용하여, 동작 모드의 전환에 대해서 설명한다.

도 2는 동작 모드의 전환을 설명하는 도면이다. 출력 전력(Pout)은 전류 센서(8)로 검출한 출력 전류와, 전압 센서(9)로 검출한 출력 전압과의 곱이다. Pth는 동작 모드를 전환하기 위해서 마련한 소정값이다. 출력 전력(Pout)이 소정값(Pth) 이상인 경우에는, 제어 수단(5)은 제1 모드인 중부하 모드(M1)로서 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 구동한다. 이때 페이즈 시프트 방식에 의해 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 구동하면, 제로 전압 스위칭이 가능하다. 출력 전력(Pout)이 소정값(Pth) 이하가 되면, 제2 모드인 경부하 모드(M2)로 이행한다. 제어 수단(5)은 스위칭 소자(S3, S4)를 오프 상태에서 정지시켜, 스위칭 소자(S1, S2)만 구동한다. 제어 수단(5)은 스위칭 소자(S1, S2)의 구동 주파수를 제어함으로써, 출력 전력을 제어한다. 또 이 도면에 있어서, 그래프의 하단에 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 구동하는 구동 신호를 기재하고 있지만, High측이 온(ON) 신호, Low측이 오프(OFF) 신호를 나타내고 있다.

도 3은, 소정값(Pth)의 결정 방법을 설명하는 도면이다. 점선으로 나타낸 Ploss-Pout 직선은, 중부하 모드(M1)로 동작시켰을 때의 각 출력 전력(Pout)에 있어서의 손실을, 실선으로 나타낸 Ploss-Pout 직선은, 경부하 모드(M2)로 동작시켰을 때의 각 출력 전력(Pout)에 있어서의 손실을 나타내는 것이다. 이와 같이, 출력 전력(Pout)의 크기에 의해, 손실(Ploss)이 작은 동작 모드(M1, M2)를 선택하도록, 소정값(Pth)을 정하면 좋다. 이론적으로는 점선과 실선의 교점을 Pth로 함으로써 가장 효율이 좋아지게 된다. 물론, 소정값(Pth)은 임의로 설정할 수 있게 해도 좋다.

여기서, 출력 전력(Pout)이 소정값(Pth)과 동일한 정도의 크기일 때에, 중부하 모드(M1)와 경부하 모드(M2) 사이에서 빈번히 바뀌는 경우가 있다. 이러한 경우에는, 도 4에 도시한 바와 같이 중부하 모드(M1)로부터 경부하 모드(M2)로 전환하는 소정값(Pth1)과, 경부하 모드(M2)로부터 중부하 모드(M1)로 전환하는 소정값(Pth2)을 각각 정함으로써 해결할 수 있는 경우가 있다. 소정값(Pth1과 Pth2)의 차는 본 기술을 적용하는 제품에 의해 효율과 전환 빈도의 균형으로부터 선택 결정하는 것이 좋다.

다음에, 도 5로부터 도 13을 이용해서 DC-DC 컨버터(1)의 경부하 모드(M2)에 있어서의 회로 동작을 설명한다. 중부하 모드(M1)의 회로 동작은, 종래의 페이즈 시프트 방식을 적용할 수 있으므로 생략한다. 도 5는 DC-DC 컨버터(1)의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작을 설명하는 전압·전류 파형도다. 우선 도 5에 있어서의 전압 파형을 설명한다. S1 구동 신호 내지 S4 구동 신호는 각각 제어 수단(5)이 스위칭 소자(S1 내지 S4)로 출력하는 구동 신호 파형을 나타내고 있다. 이 도면에 있어서도 스위칭 소자(S1 내지 S4)는, 스위칭 소자(S1 내지 S4)로 출력하는 구동 신호 파형이 High가 되었을 때에 온되고, Low가 되었을 때에 오프가 되는 것이다. T1 전압은 일차 권선(N1)의 일단부측의 노드(T1) 전압의 전압 파형을, T2 전압은 일차 권선(N1)의 타단부측의 노드(T2) 전압의 전압 파형을 나타내고, T1-T2 사이 전압은 T1 전압으로부터 T2 전압을 뺀 전압 파형을 나타낸다. 다음에 도 5에 있어서의 전류 파형을 설명한다. S1 전류, S2 전류는 각각 스위칭 소자(S1, S2)의 드레인-소스 사이 전류를 나타낸다. CS1 전류 내지 CS4 전류는 각각 기생 용량(CS1 내지 CS4)을 흐르는 전류 파형을 나타낸다. CS1 전류 내지 CS4 전류는, 각각 기생 용량(CS1 내지 CS4)에 있어서, 스위칭 소자의 드레인에 접속되어 있는 기생 용량의 일단부로부터, 스위칭 소자의 소스에 접속되어 있는 기생 용량의 타단부로 흐르는 방향을 플러스로 하고, 플러스 전류를 충전 전류, 마이너스 전류를 방전 전류라 호칭한다. DS1 전류 내지 DS4 전류는 각각 역 병렬 다이오드(DS1 내지 DS4)를 흐르는 전류 파형을 나타낸다. DS1 전류 내지 DS4 전류는, 각각 역 병렬 다이오드(DS1 내지 DS4)에 있어서, 애노드로부터 캐소드로 흐르는 방향을 플러스로 하고 있다. 또, 도 5에 있어서 각 점선으로 구획한 기간 (a) 내지 (h)는 이하에서 설명하는 (모드 a) 내지 (모드 h)와 각각 대응하고 있다. 경부하 모드(M2)에서는 (모드 a) 내지 (모드 h) 모든 모드에 걸쳐, 스위칭 소자(S3, S4)의 구동 신호는 오프가 되어 있다.

(모드 a)

도 6은 도 5에 도시하는 기간 (a)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 a)을 설명하는 회로도다. 스위칭 소자(S1)를 턴온한다. 스위칭 소자(S1)의 양단부 전압은 역 병렬 다이오드(DS1)가 도통하고 있었던 것에 의해 제로 전압으로 되어 있고, 스위칭 소자(S1)는 제로 전압 스위칭이 된다. 그 후 리액터(Lr)를 흐르는 전류가 제로에 도달하면, 역 병렬 다이오드(DS4)로 역 회복할 때까지의 전류인 역 회복 전류가 흘러, 리액터(Lr)를 흐르는 전류는 플러스 방향으로 증대해 간다. 그 후, 역 병렬 다이오드(DS4)가 역 회복하면, 스위칭 소자(S1)를 통과하는 전류는 기생 용량(CS4)의 충전 전류와 기생 용량(CS3)의 방전 전류가 된다.

(모드 b)

도 7은 도 5에 도시하는 기간 (b)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 b)을 설명하는 회로도다. 기생 용량(CS3)의 방전에 의해, 역 병렬 다이오드(DS3)의 양단부 전압은 감소하고, 제로 전압을 교차하면 역 병렬 다이오드(DS3)는 도통한다. 역 병렬 다이오드(DS3)가 도통하면, 기생 용량(CS3)의 방전 전류와, 기생 용량(CS4)의 충전 전류는 흐르지 않게 된다. 역 병렬 다이오드(DS3)를 흐른 전류는 스위칭 소자(S1)와 리액터(Lr), 일차 권선(N1)을 통과해 역 병렬 다이오드(DS3)로 복귀된다. 이 경로를 흐르는 전류는 서서히 증가해 간다.

(모드 c)

도 8은 도 5에 도시하는 기간 (c)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 c)을 설명하는 회로도다. 스위칭 소자(S1)를 턴오프한다. 역 병렬 다이오드(DS3)를 흐르는 전류는 기생 용량(CS1)으로의 충전 전류와, 기생 용량(CS2)의 방전 전류가 된다. 기생 용량(CS2)의 방전에 의해, 노드(T1)의 전압은 감소하지만, 노드(T2)의 전압은 역 병렬 다이오드(DS3)가 도통하고 있으므로 직류 전압(V1)보다도 높은 전압을 유지한다. 이에 의해 노드(T1)-노드(T2) 사이의 전압은 마이너스 방향으로 확대해 간다.

(모드 d)

도 9는 도 5에 도시하는 기간 (d)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 d)을 설명하는 회로도다. 기생 용량(CS2)의 방전에 의해, 역 병렬 다이오드(DS2)의 양단부 전압은 감소하고, 제로 전압을 교차하면 역 병렬 다이오드(DS2)는 도통한다. 역 병렬 다이오드(DS2)가 도통하면, 기생 용량(CS2)의 방전 전류와, 기생 용량(CS1)의 충전 전류는 흐르지 않게 된다. 역 병렬 다이오드(DS2)를 흐른 전류는 리액터(Lr), 1차 권선(N1)을 통과하고, 역 병렬 다이오드(DS3)를 통과해 역 병렬 다이오드(DS2)로 복귀된다. 이 경로를 흐르는 전류는 서서히 감소해 간다.

(모드 e)

도 10은 도 5에 도시하는 기간 (e)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 e)을 설명하는 회로도다. 스위칭 소자(S2)를 턴온한다. 스위칭 소자(S2)의 양단부 전압은 역 병렬 다이오드(DS2)가 도통하고 있었던 것에 의해 제로 전압으로 되어 있고, 스위칭 소자(S2)는 제로 전압 스위칭이 된다. 그 후 리액터(Lr)를 흐르는 전류가 제로에 도달하면, 역 병렬 다이오드(DS3)로 역 회복할 때까지의 전류인 역 회복 전류가 흘러, 리액터(Lr)를 흐르는 전류는 마이너스 방향으로 증대해 간다. 그 후, 역 병렬 다이오드(DS3)가 역 회복하면, 스위칭 소자(S2)를 통과하는 전류는 기생 용량(CS3)의 충전 전류와 기생 용량(CS4)의 방전 전류가 된다. 노드(T2)의 전압은 기생 용량(CS4)의 방전에 의해 감소하지만, 노드(T1)의 전압은 스위칭 소자(S2)가 도통함으로써 제로 전압을 유지하고 있다. 이에 의해 노드(T1)-노드(T2) 사이의 전압은 제로에 가까워진다.

(모드 f)

도 11은 도 5에 도시하는 기간 (f)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 f)을 설명하는 회로도다. 기생 용량(CS4)의 방전에 의해, 역 병렬 다이오드(DS4)의 양단부 전압은 감소하고, 제로 전압을 교차하면 역 병렬 다이오드(DS4)는 도통한다. 역 병렬 다이오드(DS4)가 도통하면, 기생 용량(CS4)의 방전 전류와, 기생 용량(CS3)의 충전 전류는 흐르지 않게 된다. 역 병렬 다이오드(DS4)를 흐른 전류는 일차 권선(N1), 리액터(Lr)를 통과하고, 스위칭 소자(S2)를 통과해 역 병렬 다이오드(DS4)로 복귀된다. 이 경로를 흐르는 전류는 서서히 증가해 간다.

(모드 g)

도 12는 도 5에 도시하는 기간 (g)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 g)을 설명하는 회로도다. 스위칭 소자(S2)를 턴오프한다. 스위칭 소자(S2)를 흐르고 있던 전류는, 기생 용량(CS1)의 방전 전류와 기생 용량(CS2)의 충전 전류가 된다. 노드(T1)의 전압은 기생 용량(CS2)의 충전에 의해 상승하지만, 노드(T2)의 전압은 역 병렬 다이오드(D4)가 도통함으로써 제로 전압을 유지하고 있다. 이에 의해 노드(T1)-노드(T2) 사이의 전압은 플러스 방향으로 상승한다.

(모드 h)

도 13은 도 5에 도시하는 기간 (h)에 있어서의 경부하 모드(M2)에 있어서의 동작(모드 h)을 설명하는 회로도다. 기생 용량(CS1)의 방전에 의해, 역 병렬 다이오드(DS1)의 양단부 전압은 감소하고, 제로 전압을 교차하면 역 병렬 다이오드(DS1)는 도통한다. 역 병렬 다이오드(DS1)가 도통하면, 기생 용량(CS1)의 방전 전류와, 기생 용량(CS2)의 충전 전류는 흐르지 않게 된다. 역 병렬 다이오드(DS1)를 흐른 전류는 역 병렬 다이오드(DS4)와 일차 권선(N1), 리액터(Lr)를 통과하여, 역 병렬 다이오드(DS1)로 복귀된다. 이 경로를 흐르는 전류는 서서히 감소해 간다.

이후, (모드 a)로 복귀되어, 전술한 (모드 a) 내지 (모드 h)의 동작을 반복하게 된다.

또, (모드 a) 내지 (모드 h)에 있어서 평활 리액터(L1, L2)를 흐르는 전류가 역류하고 있는 모드가 있지만, 리액터의 값을 크게 하는 것, 권선(N1, N2)의 권수비를 변경하는 것 등에 의해 회피할 수도 있다.

스위칭 소자(S1, S2)의 구동 주파수를 제어함으로써, 출력 전력을 제어할 수 있는 것은, 노드(T1)-노드(T2) 사이에 전압이 발생하고 있는 시간을 변화시키고 있는 것에 의한다. 즉 구동 주파수를 올리면, 1 주기당의 노드(T1)-노드(T2) 사이 전압의 실효값이 증대하여, 출력 전력을 올릴 수 있다. 반대로 구동 주파수를 내리면 출력 전력도 낮아진다. 구동 주파수를 올리지 않고 출력 전력을 증가하기 위해서는, 기생 용량이 큰 스위칭 소자를 스위칭 소자(S3, S4)에 채용하면 트랜스 양단부에 전압이 발생하는 시간을 연장시킬 수 있으므로 좋다. 또한, 스위칭 소자(S3, S4)에 병렬로 스너버 콘덴서를 접속해도 좋다. 이것은 (모드 a), (모드 e)에 있어서 스너버 콘덴서의 충방전 시간이 추가되므로, 노드(T1)-노드(T2) 사이에 전압이 나타나고 있는 시간이 연장되는 것에 의한다. 구동 주파수를 올리지 않고 출력 전력을 올리는 다른 방법으로서, 역 회복 특성이 느린 다이오드를 역 병렬 다이오드(DS3, DS4)에 채용할 수도 있다. (모드 d), (모드 h)에 있어서, 노드(T1)-노드(T2) 사이의 전압은 역 병렬 다이오드(DS3, DS4)의 역 회복이 종료될 때까지 유지된다. 그로 인해 출력 전력을 올릴 수 있다.

스위칭 소자(S1, S2)로서, 스위칭 특성이 빠른 스위칭 소자를 사용함으로써, 효율이 오르는 경우가 있다. 일반적으로 MOSFET는 스위칭 특성이 빨라, 스위칭 손실이 작다. 또한 IGBT는 온 저항이 작아, 도통 손실이 작다. 예를 들어, 스위칭 소자(S1, S2)로서 MOSFET, 스위칭 소자(S3, S4)에 IGBT를 사용한다. 이에 의해 중부하 모드(M1)에서의 도통 손실을 억제하면서, 경부하 모드(M2)에서의 스위칭 손실도 줄일 수 있다.

반대로 스위칭 소자(S1, S2)에 IGBT, 스위칭 소자(S3, S4)에 MOSFET를 사용하면 출력 전력을 올릴 수 있다. 일반적으로 MOSFET의 보디 다이오드는 역 회복 특성이 느리다. 역 병렬 다이오드(DS3, DS4)에 MOSFET의 보디 다이오드를 이용하면, (모드 e), (모드 a)에 있어서, 노드(T1)-노드(T2) 사이의 전압은 역 병렬 다이오드(DS3, DS4)의 역 회복이 종료될 때까지 유지된다. 그로 인해 출력 전력을 올릴 수 있다. 또, 스위칭 소자(S1, S2)에 MOSFET, 스위칭 소자(S3, S4)에 IGBT를 사용한 경우에 있어서도, 도 14에 도시한 바와 같이 스위칭 소자(S1, S2)를 오프 상태에서 정지시켜, 스위칭 소자(S3, S4)만 구동시키면, 스위칭 소자(S1, S2)에 IGBT, 스위칭 소자(S3, S4)에 MOSFET를 사용하는 구성의 DC-DC 컨버터와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있는 것은 명백하다. 또한 반대로, 스위칭 소자(S1, S2)에 IGBT, 스위칭 소자(S3, S4)에 MOSFET를 사용한 경우에 있어서도, 도 14에 도시한 바와 같이 스위칭 소자(S1, S2)를 오프 상태에서 정지시켜, 스위칭 소자(S3, S4)만 구동시키면, 스위칭 소자(S1, S2)에 MOSFET, 스위칭 소자(S3, S4)에 IGBT를 사용하는 구성의 DC-DC 컨버터와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있는 것은 명백하다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 DC-DC 컨버터(1)는 경부하 시에 있어서도 제로 전압 스위칭을 실현하기 쉬워지는 것이 특징이다. 그러나 부하에의 전력 공급량이 대략 제로와 다름없다고 간주할 수 있을 때에는, 기생 용량(CS1 내지 CS4)의 충방전에 필요한 전류를 확보할 수 없어, 스위칭 소자(S1, S2)는 하드 스위칭이 되는 경우가 있다. 그러나 이때 스위칭 소자(S1, S2)의 구동 주파수는 중부하 모드(M1) 시의 구동 주파수에 비해 낮다. 그로 인해, 부하에의 전력 공급량이 대략 제로와 다름없다고 간주할 수 있을 때라도, 경부하 모드(M2)는 중부하 모드(M1)보다도 효율이 높아, 본 발명은 유효하다고 할 수 있다.

또한, 전술한 특허 문헌 2에서는, 페이즈 시프트 방식과는 동작 원리가 다른 공진형의 회로다. 그로 인해, 공진형의 회로에서는 공진을 안정 동작시키기 위해 주파수 범위를 제한해야만 해, 입력 전압 범위, 출력 전압의 가변 범위에 제한이 많은데다가, 공진형의 회로는 주파수 제어로, 출력을 줄이기 위해서는 공진 주파수로부터 이격할 필요가 있지만, 리플의 증대나 소자를 구동하기 위한 전력도 필요해지므로, 고효율화가 어렵다.

이에 반해 페이즈 시프트 방식의 회로에서는, 스위칭 소자의 온-오프에다가, 그들 스위칭 소자에 병렬로 접속된 다이오드의 도통이나 기생 용량에의 충방전을 이용해서 동작을 행하는 것이다. 그리고 효율을 개선하기 위해서는, 스위칭 소자가 온-오프할 때에 제로 전압 스위칭 혹은 그것에 어떻게 가까운 스위칭을 실현할지가 중요하다. 그로 인해, 기생 용량에의 충방전을 제어하는 것이 중요하다.

종래, 부하가 가벼워진 경부하 시에 있어서는, 충분한 전류가 회로 내에 흐르지 않으므로, 스위치의 출력 용량이 충분히 충방전되지 않고 하드 스위칭이 됨으로써 효율의 악화를 초래하고 있었다. 그러나 본 실시예에서는, 경부하 모드에 있어서 풀 브리지 회로의, 직렬 접속한 1세트의 스위칭 소자로 구성된 한쪽 스위칭 레그의 동작을 정지시킴으로써 이 점을 해소하고 있다. 이러한 상태에서 회로에 흐르는 전류의 상태를 확인한 바, 이유는 아직 불분명하지만, 종래 제어에 비해, 경부하 시에 스위치의 출력 용량을 충방전하기 위한 전류가 증가하고 있는 것이 확인되었다. 이에 의해, 부하가 가벼워진 경부하 시에 있어서도, 스위치의 출력 용량의 충방전이 촉진되어, 소프트 스위칭이 가능하게 되어 있다.

즉 본 실시예에 따르면, 스위치는 종래의 제어 방법에 비해, 보다 낮은 전압으로 턴온하는 것이 가능해져, 스위칭 손실은 감소한다. 또한, 본 실시예에 따르면 종래의 제어 방법에 비해, 주파수가 낮으므로 보다 출력을 줄이기 쉽고, 또한 한쪽의 스위칭 레그를 구성하는 직렬 접속한 1세트의 스위칭 소자의 동작을 정지시키므로, 이들 스위치에서의 구동 손실도 억제되므로, 효율 향상을 더욱 도모할 수 있다.

<제2 실시예>

도 15는 본 발명의 제2 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(101)의 회로 구성도다. 도 1과 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다. 정류 회로(7)는 평활 리액터(L11)와, 2개의 다이오드(D1, D2)로 구성된다. 평활 리액터(L11)의 일단부는 다이오드(D1, D2)의 캐소드와 접속되고, 평활 리액터(L11)의 타단부는 평활 콘덴서(C2)의 일단부에 접속된다. 2개의 2차 권선(N21, N22)은 일단부가 서로 접속되어 있고, 그 접속점은 평활 콘덴서(C2)의 타단부에 접속된다. 2차 권선(N21, N22)의 타단부는 각각 N21이 다이오드(D1)의 애노드에, N22가 다이오드(D2)의 애노드에 접속된다. 이에 의해 제1 실시예에 비해 평활 리액터를 삭감할 수 있으므로 부품 개수를 삭감할 수 있어, 비용을 낮출 수 있다. 또한 다이오드(D1, D2) 대신에 스위칭 소자를 사용하여, 동기 정류 방식을 사용함으로써 고효율화를 한층 더 도모할 수 있다.

<제3 실시예>

도 16은 본 발명의 제3 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(102)의 회로 구성도다. 도 1과 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다. 정류 회로(7)는 평활 리액터(L12)와, 다이오드(D1, D2)를 직렬 접속한 다이오드 레그(10)와, 다이오드(D3, D4)를 직렬 접속하고, 또한 다이오드 레그(10)에 병렬로 접속된 다이오드 레그(11)로 구성된다. 평활 리액터(L12)의 일단부는 다이오드 레그(10)의 일단부와 접속되고, 평활 리액터(L12)의 타단부는 평활 콘덴서(C2)의 일단부와, 다이오드 레그(10)의 타단부는 평활 콘덴서(C2)의 타단부와 접속된다. 다이오드(D1, D2)의 접속점과, 다이오드(D3, D4)의 접속점은 2차 권선(N2)의 양단부에 접속되어 있다. 이에 의해 역 내전압이 작은 다이오드를 사용할 수 있다. 이와 같은 구성은 출력 전압이 클 때에 사용하면 적합하다. 또한 다이오드(D1 내지 D4) 대신에 스위칭 소자를 사용하고, 동기 정류 방식을 사용함으로써 고효율화를 한층 더 도모할 수 있다.

<제4 실시예>

도 17은 종래의 전기 자동차(31)의 전원 시스템의 개요 구성도다. 충전기(32)는 교류 전원(51)으로부터의 교류 전력을 AC-DC 컨버터(52)에 의해 직류 전력으로 변환하고, DC-DC 컨버터(53)는 직류 전력을 배터리(41)의 충전에 필요한 전압으로 변압해서 전력을 공급한다. 한편, DC-DC 컨버터(55)는 배터리(41)의 전압보다도 낮은 전압인 배터리(42)의 전압을 변압해서 부하(56)로 전력을 공급하고 있다. 부하(56)에의 전력 공급량이 많을 경우에는, DC-DC 컨버터(54)에 의해 배터리(41)의 전력을 DC-DC 컨버터(55)와 배터리(42)에 공급한다. 그러나 교류 전원(51)으로부터 배터리(41)를 충전하고 있는 경우 등 부하(56)에의 전력 공급량이 적을 경우에는, DC-DC 컨버터(54)의 전력 변환 효율이 저하되는 문제가 있었다. 그로 인해 충전기(32)는 DC-DC 컨버터(57)를 갖고, AC-DC 컨버터(52)로부터의 전력을 DC-DC 컨버터(54)를 거치지 않고 DC-DC 컨버터(57)로부터 DC-DC 컨버터(55)와 배터리(42)로 전력을 공급하고 있었다.

도 18은 본 발명의 제4 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(1)를 채용한 전기 자동차(131)의 전원 시스템의 개요 구성도다. 도 17과 동일 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다. 도 17에 있어서의 DC-DC 컨버터(54) 대신에, 전술한 제1 실시예에서 설명한 DC-DC 컨버터(1)를 채용함으로써, 부하(56)에의 전력 공급량이 적을 경우에 있어서도, DC-DC 컨버터(1)는 고효율로 전력을 공급할 수 있다. 이에 의해, 충전기(132)는 도 17에 있어서의 DC-DC 컨버터(57)가 불필요해져, 부품 개수의 삭감이 가능해져, 크게 비용 절감을 도모하면서, 고효율로 전력 공급을 행할 수 있다.

자동차(131)에 있어서, 교류 전원(51)으로부터 충전기(132)에 의해 배터리(41)를 충전하고 있을 때는, DC-DC 컨버터(1)의 스위칭 소자(S1, S2)의 구동 주파수는 중부하 모드(M1) 시의 구동 주파수에 비해 낮아지는 경우가 많다. 즉, 야간 등 차 자체는 사용하고 있지 않을 시간에 배터리(41)를 충전하고 있는 상태다. 이러한 때는, 필요 최저한의 매우 작은 부하(56)로 되어 있다. 그로 인해, 부하에의 전력 공급량이 거의 제로와 다름없다고 간주할 수 있을 때라도, 경부하 모드(M2)는 중부하 모드(M1)보다도 효율이 높아, 본 실시예에서 설명한 DC-DC 컨버터를 전기 자동차에 이용하는 것은 매우 유효하다고 할 수 있다. 또, 본 실시예에서는 제1 실시예에서 설명한 DC-DC 컨버터를 자동차(131)에 적용한 예를 설명했지만, 제2 실시예나 제3 실시예에서 설명한 DC-DC 컨버터를 자동차(131)에 적용해도 마찬가지로 유효하다.

1, 53 내지 55, 57, 101, 102 : DC-DC 컨버터
2 : 풀 브리지 회로
3, 4 : 스위칭 레그
5 : 제어 수단
6 : 트랜스
7 : 정류 회로
8 : 전류 센서
9 : 전압 센서
10, 11 : 다이오드 레그
31 : 전기 자동차
32 : 충전기
41, 42 : 배터리
51 : 교류 전원
52 : AC-DC 컨버터
56, R1 : 부하
131 : 전기 자동차
132 : 충전기
V1 : 직류 전원
C1, C2 : 평활 콘덴서
L1, L2, L11, L12 : 평활 리액터
Lr : 리액터
N1, N2 : 권선
S1 내지 S4 : 스위칭 소자
DS1 내지 DS4 : 역 병렬 다이오드
CS1 내지 CS4 : 기생 용량
M1 : 중부하 모드
M2 : 경부하 모드
Pout : 출력 전력
Pth, Pth1, Pth2 : 소정값
D1 내지 D4 : 다이오드
T1, T2 : 노드

Claims

제1, 제2 스위칭 소자를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그와, 제3, 제4 스위칭 소자를 직렬 접속해서 상기 제1 스위칭 레그에 병렬 접속된 제2 스위칭 레그로 구성하고, 상기 제1 스위칭 레그의 양단부 사이 및 상기 제2 스위칭 레그의 양단부 사이를 직류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 스위칭 소자의 직렬 접속점과의 사이를 교류 단자 사이로 한 풀 브리지 회로와, 평활 리액터를 갖는 정류 회로와, 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 상기 풀 브리지 회로의 직류 단자 사이에 접속된 제1 평활 콘덴서와, 부하에 병렬 접속되고, 또한 상기 정류 회로의 직류 단자 사이에 접속된 제2 평활 콘덴서와, 상기 풀 브리지 회로의 교류 단자 사이에 접속된 1차 권선과, 상기 정류 회로의 교류 단자 사이에 접속된 2차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스와, 상기 풀 브리지 회로를 제어하는 제어 수단을 구비하고,
상기 제1, 제2, 제3, 제4 스위칭 소자는 각각, 스위치와 상기 스위치에 병렬로 접속된 역 병렬 다이오드와 상기 스위치 및 상기 역 병렬 다이오드에 병렬로 접속된 콘덴서로 구성되고,
상기 풀 브리지 회로의 교류 단자 사이와 상기 1차 권선과의 사이에 직렬로 삽입된 리액터 성분을 가진 DC-DC 컨버터에 있어서,
상기 부하에의 전력 공급량이 소정값 이상일 때에는, 상기 제어 수단은 상기 제1, 제2, 제3, 제4 스위칭 소자를 구동시키는 제1 모드를 실행하고, 상기 부하에의 전력 공급량이 상기 소정값 이하일 때에는, 상기 제어 수단은 상기 제1 스위칭 레그 또는 제2 스위칭 레그를 구성하는 한쪽 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자를 오프 상태에서 정지시켜, 상기 제1 스위칭 레그 또는 제2 스위칭 레그를 구성하는 다른 쪽 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자를 구동시키는 제2 모드를 실행하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은 상기 제1 모드 실행 시에는 상기 제1, 제2, 제3, 제4 스위칭 소자를 페이즈 시프트 방식으로 구동하고, 상기 제2 모드 실행 시에는 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자를 주파수 제어 방식으로 구동하는 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자가 갖는 상기 콘덴서는, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자가 갖는 상기 콘덴서보다도, 용량이 큰 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자에는, 각각 스너버 콘덴서가 병렬로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자가 갖는 상기 역 병렬 다이오드는, 상기 제2 모드 실행 시에 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자가 갖는 상기 역 병렬 다이오드보다도, 역 회복 특성이 느린 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자는, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자보다도, 스위칭 특성이 빠른 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자는 MOSFET, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자는 IGBT로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제2 모드 실행 시에 구동하는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자는 IGBT, 상기 제2 모드 실행 시에 정지되는 측의 상기 스위칭 레그의 1세트의 스위칭 소자는 MOSFET로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 소정값은 제1 소정값과, 상기 제1 소정값보다 큰 제2 소정값을 갖고, 상기 제어 수단은 상기 부하에의 전력 공급량이 상기 제1 소정값 이하인 경우에는 제2 모드로 전환하도록 하고, 상기 부하에의 전력 공급량이 상기 제2 소정값 이상인 경우에는 제1 모드로 전환하도록 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 정류 회로는 제1 평활 리액터의 일단부와 제2 평활 리액터의 일단부와의 접속체와, 제1 다이오드의 일단부와 제2 다이오드의 일단부와의 접속체를 구비하고, 상기 제1 다이오드의 타단부에 상기 제1 평활 리액터의 타단부를 접속하고, 상기 제2 다이오드의 타단부에 상기 제2 평활 리액터의 타단부를 접속하고, 상기 제1 다이오드의 타단부와 상기 제2 다이오드의 타단부와의 사이를 교류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 평활 리액터의 접속점과 상기 제1, 제2 다이오드의 접속점과의 사이를 직류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 정류 회로는 제1 평활 리액터의 일단부와 제2 평활 리액터의 일단부와의 접속체와, 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부와 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부와의 접속체를 구비하고, 상기 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부에 상기 제1 평활 리액터의 타단부를 접속하고, 상기 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부에 상기 제2 평활 리액터의 타단부를 접속하고, 상기 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부와 상기 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부와의 사이를 교류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 평활 리액터의 접속점과 상기 제1, 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 접속점과의 사이를 직류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 2차 권선은 제1 2차 권선의 일단부와 제2 2차 권선의 일단부와의 접속체를 구비하고, 상기 정류 회로는 평활 리액터와, 제1, 제2 다이오드를 구비하고, 상기 제1 2차 권선의 타단부에 상기 제1 다이오드의 일단부를 접속하고, 상기 제2 2차 권선의 타단부에 상기 제2 다이오드의 일단부를 접속하고, 상기 제1 다이오드의 타단부와 상기 제2 다이오드의 타단부를 상기 평활 리액터의 일단부에 접속하고, 상기 제1, 제2 2차 권선의 접속점과, 상기 평활 리액터의 타단부와의 사이를 직류 단자 사이로 하고, 제1 다이오드의 일단부와 제2 다이오드의 일단부와의 사이를 교류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 2차 권선은 제1 2차 권선의 일단부와 제2 2차 권선의 일단부와의 접속체를 구비하고, 상기 정류 회로는 평활 리액터와, 제1, 제2 정류 회로측 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1 2차 권선의 타단부에 상기 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부를 접속하고, 상기 제2 2차 권선의 타단부에 상기 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부를 접속하고, 상기 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부와 상기 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 타단부를 상기 평활 리액터의 일단부에 접속하고, 상기 제1, 제2 2차 권선의 접속점과, 상기 평활 리액터의 타단부와의 사이를 직류 단자 사이로 하고, 제1 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부와 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 일단부와의 사이를 교류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 정류 회로는 평활 리액터와, 제1, 제2 다이오드를 직렬 접속한 제1 다이오드 레그와, 제3, 제4 다이오드를 직렬 접속하고, 또한 상기 제1 다이오드 레그에 병렬 접속된 제2 다이오드 레그를 구비하고, 상기 제1 다이오드 레그의 일단부에 상기 평활 리액터의 일단부를 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단부와 상기 제1 다이오드 레그의 타단부와의 사이를 직류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 다이오드의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 다이오드의 직렬 접속점과의 사이를 교류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 정류 회로는 평활 리액터와, 제1, 제2 정류 회로측 스위칭 소자를 직렬 접속한 제1 정류 회로측 스위칭 레그와, 제3, 제4 정류 회로측 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제1 정류 회로측 스위칭 레그에 병렬 접속된 제2 정류 회로측 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제1 정류 회로측 스위칭 레그의 일단부에 상기 평활 리액터의 일단부를 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단부와 상기 제1 정류 회로측 스위칭 레그의 타단부와의 사이를 직류 단자 사이로 하고, 상기 제1, 제2 정류 회로측 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 정류 회로측 스위칭 소자의 직렬 접속점과의 사이를 교류 단자 사이로 한 것을 특징으로 하는, DC-DC 컨버터.
제1항 내지 제15항에 기재된 DC-DC 컨버터를 탑재한 것을 특징으로 하는, 차량.
제16항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터는, 상기 차량의 주행 중은 상기 제1 모드로 동작하고, 상기 차량의 충전 중은 상기 제2 모드로 동작하도록 한 것을 특징으로 하는, 차량.