TWI747347B - 具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器之控制方法，其中該轉換器包括具有一第一與一第二輸出端之一全橋式切換電路，具有一一次側繞組且耦接於該切換電路之一主變壓器與具有一一次側繞組與一中央抽頭並耦接於該主變壓器之一自耦變壓器，包括：提供流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流；以及使該感應共用電流反射至該主變壓器之該一次側繞組，以使流經該主變壓器之該一次側繞組之一一次側電流在其一有效工作週期與其一死區週期之斜率都增加，而使該一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。

Description

具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法
本發明涉及一種具有半電流倍增輸出之相移全橋(PS-FB)轉換器及其控制方法，尤指一種具有半電流倍增整流濾波器(Half-Current Multiplier Rectifier Filter，HCMR Filter)的相移全橋轉換器及其控制方法，其中該半電流倍增整流濾波器是基於一自耦變壓器(autotransformer)之架構且能將該相移全橋轉換器之輸出電流增加為該半電流倍增整流濾波器輸出電流之1.5倍。
眾所週知的具有單一電感濾波器的相移全橋轉換器，至今仍然是一個適宜的及可靠的電源供應器，其藉由使用相移零電壓切換以獲得高效率的功率輸出及減低切換損失。為了改善相移全橋轉換器的功率處理能力，許多各自不同的研究被提出，其中一個改善方向是減低過渡時間與增加有效工作週期。第一圖是顯示一具有一電流倍增整流濾波器的相移全橋轉換器之電路圖。在第一圖中，該具有電流倍增整流濾波器的相移全橋轉換器1包含一全橋式切換電路11，一變壓器(T1)12、一電流倍增整流 濾波器13、一共振電感Lr和一交連電容Cc，其中該交連電容與該共振電感串聯電連接於該全橋式切換電路11的一第一輸出端與該變壓器T1的一一次側繞組之一第一端之間，可將其輸出電流增加為前述具有單一電感濾波器的相移全橋轉換器的2倍，但是該相移全橋轉換器1卻無助於減低過渡時間。如第一圖所示，該全橋式切換電路11具有四個功率開關Q1-Q4(其中各功率開關均包括一體二極體(D1-D4)與一體電容(C01-C04))、一第一與一第二輸入端用於接收一直流輸入電壓Vdc，以及該第一輸出端(A)與一第二輸出端(B)，該兩輸出端間具有一電壓差VAB。該變壓器T1具有該一次側繞組與一二次側繞組(其匝數比為n=Np/Ns)，該一次側繞組之跨壓為vp，該二次側繞組之跨壓為vs，流經該一次側繞組之電流為ip，在第一階段時流經該二次側繞組之電流為is1，在第二階段時流經該二次側繞組之電流為is2，流經該負載之輸出電流為io。該電流倍增整流濾波器13包括一第一二極體Ds1、一第二二極體Ds2、一第一電感L1、一第二電感L2與一負載。其中該負載為一電池組，且具有一跨壓或一輸出電壓VB。
前述電壓差VAB的時間週期正好是過渡週期與有效工作週期的和，且該和為一定值。因此，當過渡時間減少以致於過渡週期減少時，有效工作週期則增加。由於縮短過渡時間以改善相移全橋轉換器的功率處理能力仍是一個最有效率及可行的方法，因此，如何設法減低相移全橋轉換器的過渡時間以改善相移全橋轉換器的功率 處理能力，是一個值得深思的問題。
職是之故，發明人鑒於習知技術之缺失，乃思及改良發明之意念，終能發明出本案之「具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法」。
本發明的主要目的在於提供一種具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法，其中該轉換器具有一半電流倍增整流濾波器(HCMR Filter)，該半電流倍增整流濾波器是基於一自耦變壓器之架構且能將該轉換器之輸出電流增加為該半電流倍增整流濾波器輸出電流之1.5倍，該轉換器並能使其主變壓器之一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。
本案之又一主要目的在於提供一種相移全橋轉換器，包含一全橋式切換電路，具有一第一輸出端與一第二輸出端，一主變壓器，耦接於該全橋式切換電路，具有各包括一第一端與一第二端之一一次側繞組與一二次側繞組，其中該一次側繞組之該第一端耦接於該第一輸出端，且該一次側繞組之該第二端電連接於該第二輸出端，一半電流倍增整流濾波器，包括一第一與一第二二極體，各具有一陽極與一陰極，以及一自耦變壓器具有一第一繞組、一第二繞組與一中央抽頭，其中該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該二次側繞組 之該第一端，且該第二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該二次側繞組之該第二端，以及一負載，其一端電連接於該中央抽頭，且其另一端電連接於該第一二極體之該陽極。
本案之下一主要目的在於提供一種相移全橋轉換器，包含一全橋式切換電路，具有一第一輸出端與一第二輸出端，一主變壓器，耦接於該全橋式切換電路，具有均包括一第一端與一第二端之一一次側繞組與一二次側繞組，其中該一次側繞組之該第一端耦接於該第一輸出端，且該一次側繞組之該第二端電連接於該第二輸出端，以及一半電流倍增整流濾波器，包括一第一與一第二二極體，各具有一陽極與一陰極，以及一自耦變壓器，具有一第一繞組、一第二繞組與一中央抽頭，其中該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該二次側繞組之該第一端，且該第二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該二次側繞組之該第二端，且該中央抽頭與該第一二極體之該陽極間具有一輸出電壓。
本案之再一主要目的在於提供一種相移全橋轉換器之控制方法，其中該相移全橋轉換器包括具有一第一輸出端與一第二輸出端之一全橋式切換電路，具有一一次側繞組與一二次側繞組且耦接於該全橋式切換電路之一主變壓器，具有一一次側繞組、一二次側繞組與一中央 抽頭且耦接於該主變壓器之一自耦變壓器、以及一負載，其中該控制方法包括：當該第一輸出端與該第二輸出端之間之一電壓差為一正值，該主變壓器之該二次側繞組之一第一跨壓大於零且為該負載之一第二跨壓之3倍時，使流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之一串聯電流之0.5倍，且使自該中央抽頭流入該負載之一輸出電流為該串聯電流之1.5倍；以及當該第一輸出端與該第二輸出端之間之該電壓差為一負值，該主變壓器之該二次側繞組之該第一跨壓小於零，且該第一跨壓之一絕對值為該負載之該第二跨壓之3倍時，使流經該自耦變壓器之該一次側繞組之該感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之該串聯電流之0.5倍，且使自該中央抽頭流入該負載之該輸出電流為該串聯電流之1.5倍。
本案之另一主要目的在於提供一種相移全橋轉換器之控制方法，其中該相移全橋轉換器包括具有一第一輸出端與一第二輸出端之一全橋式切換電路，具有一一次側繞組與一二次側繞組且耦接於該全橋式切換電路之一主變壓器與具有一一次側繞組、一二次側繞組與一中央抽頭並耦接於該主變壓器之一自耦變壓器，該控制方法包括：提供流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流；以及使該感應共用電流反射至該主變壓器之該一次側繞組，以使流經該主變壓器之該一次側繞組之一一次側電流在其一有效工作週期與其一死區週期之斜率都增 加，而使該一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。
1:具有電流倍增整流濾波器的相移全橋轉換器
11:全橋式切換電路
12，T1:變壓器/主變壓器
13:電流倍增整流濾波器
2:具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器
21:半電流倍增整流濾波器
211，T2:自耦變壓器
212:負載/電池組
C01-C04:體電容
Cc:交連電容
D1-D4:體二極體
Ds1:第一二極體
Ds2:第二二極體
L1:第一電感/第一繞組
L2:第二電感/第二繞組
Lr:共振電感
Q1-Q4:功率開關
第一圖：其係顯示一具有一電流倍增整流濾波器之相移全橋轉換器的電路圖。
第二圖(a)：其係顯示一依據本發明構想之較佳實施例的具有一半電流倍增輸出之相移全橋轉換器的電路圖。
第二圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在其第一階段轉換情形的等效電路圖。
第二圖(c)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在其第二階段轉換情形的等效電路圖。
第三圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下的預測狀態波形圖。
第三圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下的預測狀態波形圖。
第四圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第一階段轉換的過渡狀態與電流傳遞狀態的電路動態圖。
第四圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第一階段轉換的飛輪狀態的電 路動態圖。
第五圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第二階段轉換的過渡狀態與電流傳遞狀態的電路動態圖。
第五圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第二階段轉換的飛輪狀態的電路動態圖。
第六圖：其係顯示當一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的L1≠L2時對第二階段輸出電流之影響的波形圖。
第七圖(a)：其係顯示一如第一圖及一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下預測的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。
第七圖(b)：其係顯示一如第一圖及一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下預測的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。
第八圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下的主變壓器T1的一次側VGS1、VGS4、VAB與ip(=iLr)之波形圖。
第八圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下的主變壓器T1的二次側vS、i1、 i2與io之波形圖。
第九圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下的主變壓器T1的一次側VGS1、VGS4、VAB與ip(=iLr)之波形圖。
第九圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下的主變壓器T1的二次側VS、i1、i2與io之波形圖。
第十圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)與一如第一圖所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。
第十圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)與一如第一圖所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。
第十一圖：其係顯示一具有HCMR濾波器及一具有CDR濾波器之相移全橋轉換器的過渡時間與輸出功率間關係的波形圖。
第十二圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的超前橋臂之Q1在連續導通模式下輸出功率1kW時所測量的VDS1、VGS1與VAB之波形圖。
第十二圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的超前橋臂之Q1在不連續導通模式下輸出功率200W時所測量的VDS1、VGS1與VAB之波形圖。
第十三圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4在連續導通模式下輸出功率1kW時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。
第十三圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4在不連續導通模式下輸出功率200W時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。
第十四圖(a)：其係顯示一為凸顯如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4的切換行為而在連續導通模式下輸出功率1kW時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。
第十四圖(b)：其係顯示一為凸顯如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4的切換行為而在不連續導通模式下輸出功率200W時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。
第十五圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)與一如第一圖所示之相移全橋轉換器間效率的比較之波形圖。
第十五圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的組件溫度之波形圖。
第十五圖(c)：其係顯示一如第一圖所示之相移全橋轉換器的組件溫度之波形圖。
第十六圖：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在充電電流Io=20A時的充電曲線之波形圖。
第十七圖(a)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的實驗組合之示意圖。
第十七圖(b)：其係顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的含輸出/入埠之示意圖。
I. 具有一半電流倍增輸出之相移全橋轉換器(PS-FB converter)的說明
第二圖(a)是顯示一依據本發明構想之較佳實施例的具有一半電流倍增輸出之相移全橋轉換器的電路圖。在第二圖(a)中，該具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器2與如第一圖所示之該相移全橋轉換器1的不同之處在於如第一圖所示之該電流倍增整流濾波器13被一半電流倍增整流濾波器21所取代。該半電流倍增整流濾波器21除該第一二極體Ds1與該第二二極體Ds2與該電流倍增整流濾波器13中所包括者相同外，該半電流倍增整流濾波器21尚包括一自耦變壓器(T2)211與一負載212，此時如第一圖所示之該變壓器T1是一主變壓器。該負載212為一電池組，在端點S4與S1間具有一跨壓或一輸出電壓VB。該自耦變壓器T2包括一第一電感L1、一第二電感L2與一位於端點S4的中央抽頭。該第一電感L1的第一繞組的匝數為N1，該第二電感L2的第二繞組的匝數為N2，T2的匝數比為n=N1/N2。該第一(串連/二次側)繞組與該第二(共用/一次側)繞組的繞組值是相同的，且其功能是依據該第一與該第二 輸出端A/B間電壓差VAB的極性改變而交換。流經該第一電感L1的電流為i1，流經該第二電感L2的電流為i2，且i1與i2的和即為流經該負載212的輸出電流io。在該主變壓器T1的一次側具有一一次側繞組，其跨壓為vp，在該主變壓器T1的二次側具有一二次側繞組，其跨壓為vs，該全橋式切換電路11包括兩對功率開關Q1-Q4，其中輸出電容(C01-C04)與共振電感Lr形成一共振槽，因此而達成相移零電壓切換(ZVS)。該具有該半電流倍增整流濾波器21之相移全橋轉換器2具有一第一階段轉換與一第二階段轉換。
第二圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在其第一階段轉換情形的等效電路圖。上述之第一階段轉換如第二圖(b)所示，其中VB=Vo(或vo)，VAB>0，且vs>0。
第二圖(c)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在其第二階段轉換情形的等效電路圖。上述之第二階段轉換如第二圖(c)所示，其中VB=Vo(或vo)，VAB<0，且vs<0。
依據法拉第定律與安培定律，自耦變壓器211的基本特性可以被第二圖(b)中該第一階段轉換拓樸中的自耦變壓器211的結構而描述，其被給定為：
Figure 109122141-A0305-02-0013-1
以及N 1 i 1=N 2 i 2 (2)
而在共用繞組N2中的感應電流i2將是： i 2=i o -i 1 (3)
公式(1)-(3)是用於變壓器的一般負載。在本發明中，共用繞組總是被箝制在一固定的輸出電壓，例如在一充電系統的一電池組中的VB。因此，在分析中，負載在共同繞組的效果應當要被考量。因為具有中央抽頭分隔的串聯與共用電感是自具有單一鐵心的電感推導出來，因此只需考慮自我電感，靠近中央接頭的漏電感很小，可被忽略。在分析中，串聯電感與共用電感被定義為L1與L2，漏電感被略去不計。
A. 在第一與第二階段轉換中的HCMR濾波器的行為
如第二圖(b)與第二圖(c)所示，所有的符號都具有”I”或”II”的下標以標註它們的轉換狀態。自耦變壓器T2的匝數比被定義為在第一階段時aI≡N1/N2以及在第二階段時aII≡N2/N1。在對稱性轉換時它們是相等的，aI=aII=1。在第一階段的轉換，如第二圖(a)所示，當VAB>0且vs>0，二極體Ds2導通，造成主變壓器T1的二次側電流is1(t)亦即電流i1(t)透過串聯繞組N1流入電池組VB。電流i2(t)感應於共用繞組中，箝制於VB，且為i1(t)的一半，亦流入該電池組。該i1(t)與i2(t)的和是輸出電流io-I，且是i1(t)的1.5倍，其將在之後的分析中被證明。相反地，在如第二圖(b)所示的第二階段轉換中，VAB<0且vs<0，二極體Ds1導通，且接替相反的HCMR濾波器功能。T2的繞組N1及N2各自成為共用及串聯繞組，其中串聯電流i2(t)等於 T1的二次側電流is2(t)，且感應共用電流i1(t)是i2(t)的一半。類似地，該流入負載電池的輸出電流io-II是i1(t)與i2(t)的和，且如之前預測地，亦等於i2(t)的1.5倍。換句話說，不管在那個轉換階段，io(t)永遠是兩電流i1(t)與i2(t)的和，導致io-I=io-II。
B. 具有HCMR濾波器的PS-FB轉換器的動態行為
第三圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式(CCM)下的預測狀態波形圖。第三圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式(DCM)下的預測狀態波形圖。在其中，完整的行為包括第一階段(t0≦t<t3)轉換以及第二階段(t3≦t<t6)轉換。在第三圖(a)的第一階段轉換中，在CCM中的該一次側電流ip類似於前述只有一個電感的濾波器中者或為CDR濾波器中者的一半。一個重大的差別是：既然具有HCMR濾波器者的過渡週期是短的且過渡水準是低的，在上升(t0,t1)過渡與下降(t3,t4)過渡時，其ip中的改變數量就不是特別的大。另外一個原因是來自T2的感應電流i2(t)在電流傳達週期(t1,t2)賦予ip一個陡峭的向上斜率，但其在死區時間(t3,t4)以一顯著斜率降至該過渡水準。換句話說，這個因果關係使得過渡水準低且過渡時間短。波形的變化也可以從它與如第三圖(a)所示之波形i1和i2的關係而被瞭解。在死區週期(t2,t3)，ip-I由於i1(t)及i2(t)的斜率和，而迅速由I2降至I3，且i2(t)及i1(t)均有同樣 的斜率。在第一階段的轉換所呈現的波形顯示其與第二階段轉換(t3<t<t6)是相反地，其中HCMR濾波器的功能改變，且i2(t)及i1(t)各自成為T2中的串聯及共用電流。
在不連續導通模式中，如第三圖(b)所示，在(t0,t1)中幾乎沒有過渡週期，導致t1
Figure 109122141-A0305-02-0016-55
t0，然而在t0有一個小而淺的負電流。一次側電流在有效責任週期(t1,t2)中上升，幾乎達到完整地端點週期VAB。ip-I的斜率等於i1(t)的斜率。在進入死區週期(t2,t3)後，由於i1(t)及i2(t)都具同樣斜率值，其斜率和使ip-I迅速在中間週期t=t3，時降至小而正的水準。即使直至t3都僅有一個小的正電流ip-I，其仍能首先接通體二極體，以引導滯後橋臂開關(Q3與Q4)以近似零電壓切換(ZVS)導通，因此初始化了第二階段的轉換。換句話說，在DCM的電流波形的斜率變化呈現類似於那些在CCM中者，且輸出電流io-I(t)仍是i1(t)的1.5倍。DCM波形呈現在第一階段轉換者，亦相反地呈現於第二階段的轉換。此外，ZVS似乎在CCM與DCM的任何轉換階段均能適當地執行。
II. 具有HCMR濾波器的PS-FB轉換器的分析
本發明分析具有HCMR濾波器的PS-FB轉換器在CCM的情景。在DCM時，在每一階段的討論之後有一段評論，其假定PS-FB轉換器運作在一穩態，且所有的組件都是理想的組件。且一鉛酸電池(LAB)用為一充電負載連接於該HCMR濾波器的端點S4。所有第I節中的假設仍適用於本節。此一分析是基於在第三圖(a)-(b)中預測波形 的時間基礎。第一階段轉換(t0<t<t3)顯示在第四圖(a)-(b)，且第二階段轉換(t3<t<t6)顯示在第五圖(a)-(b)。
A. 第一階段轉換(t0<t<t3)
第四圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第一階段轉換的過渡狀態與電流傳遞狀態的電路動態圖。第四圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第一階段轉換的飛輪狀態的電路動態圖。在第一階段轉換，如第四圖(a)-(b)所示，HCMR濾波器具有一如第二圖(b)所示之功能。在CCM的情況下，如第三圖(a)所示，共有三種狀態，即過渡、電流傳達與飛輪。
1)過渡及電流傳遞狀態(t0≦t<t2)：
在第四圖(a)中，當電流流經D4後，Q4在ZVS時導通。當t>t0，Q1及Q4導通，導致在T1的一次側端點電壓VAB>0以及二次側電壓vs>0。串聯電流i1-I(t)(即第四圖(a)中i1)及感應共用電流i2-I(t)(即第四圖(a)中i2)組合成為輸出電流流入負載，即io-I(t)=i1-I(t)+i2-I(t)，其中該下標I表示第一階段轉換。
a)在T1的一次側：在第三圖(a)與第四圖(a)中，在過渡狀態的一次側電流ip-I是給定為：
Figure 109122141-A0305-02-0017-2
於t0≦t<t1，其中ip-I(t0)=I0以及Lr是共振電感值，包括T1的漏電感。在有效的責任週期中，該一次側電流ip將是：
Figure 109122141-A0305-02-0018-3
於t1≦t<t2，是電流傳遞狀態，其中ip-I(t1)=I1；n=Np/Ns(T1的匝數比)，且L1是T2的串聯繞組之電感值。
b)在T1的二次側：在T2中該串聯電流i1-I(t)及共用電流i2-I(t)可以各自被給定為：
Figure 109122141-A0305-02-0018-4
Figure 109122141-A0305-02-0018-5
其中L2是T2共用繞組的電感值，aI=N1/N2是T1的匝數比，且VB是電池電壓。在(7)中，第3項是歸因於電池VB，且在本發明中，其將總是箝制於共用繞組。從(3)及(4)，該輸出電流io-I(t)將是：
Figure 109122141-A0305-02-0018-54
如果輸出電流io-I要是串聯電流(濾波器電流)的1.5倍)，該T1的二次側電壓vs應當設計為3VB。因此，在一對稱的假設下，使N1=N2且L1=L2，而其自(8)推導出：
Figure 109122141-A0305-02-0018-7
公式(9)顯示如果vs=3VB，該輸出電流可以是串聯電流i1-I(t)的1.5倍，因此(4)-(9)是與如第三圖(a)所示當第一階段轉換時的波形一致。
對DCM模式的評論：在DCM時，如第三圖(b) 所示，在t0之前，有一個負的一次側淺電流，其將在以ZVS開啟Q4前，首先導通體二極體D4。在這種情況下，Q1及Q4均以淺電流應力導通，具有小的過渡損耗，而t1
Figure 109122141-A0101-12-0017-69
t0。該過渡週期(t0,t1)似乎是可被忽視的，其引致一次側電流ip-I幾乎在VAB週期(t0,t2)內都被傳達，而有效責任週期(t1,t2)是十分接近VAB週期的。
2)飛輪狀態(t2≦t<t3)：
a)在T1的一次側：在第四圖(b)中，當Q1在t=t2時關閉，Q2的體電容器C02放電，而與C01及共振電感Lr合併以建立共振，在ZVS時開啟Q2。同時，VAB=0且Q2與Q4是在飛輪狀態，而一次側電流ip-I從t2到t3下降，其中二極體Ds2持續幫助感應電流i2於拉抬一次側電流。該一次側電流ip-I(t)被給定為：
Figure 109122141-A0101-12-0017-8
t2≦t<t3，而從(2)可知，ip-I(t2)=I2。在(10)中的第3項是從T2的串聯繞組N1感應的共用電流。
b)在T1的二次側：在飛輪狀態時，串聯繞組N1及共用繞組N2的電流各自被給定為：
Figure 109122141-A0101-12-0017-9
Figure 109122141-A0101-12-0017-10
t2≦t<t3。在(11)與(12)的第3項各自是在T2中的相互感應電流。輸出電流io-I是：
Figure 109122141-A0101-12-0017-11
t2≦t<t3。
如果L1=L2且aI=1，則有
Figure 109122141-A0101-12-0018-12
於t2≦t<t3時。公式(14)證明一次側電流io-I由於第2項而可深深地下降到一個低的電流水準I3。
對DCM模式的評論：在DCM時，如第三圖(b)所示，當Q2與Q4是在飛輪狀態時，ip-I在死區(t2,t3)將以一個是i1與i2的斜率和之下降斜率降至一t=t3’的淺的水準，且電流將保留不變直至t3。此一小電流在以ZVS觸發Q2前將首先開啟體二極體以開始第二階段的轉換。
B.第二階段的轉換：(t3≦t<t6)
第五圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第二階段轉換的過渡狀態與電流傳遞狀態的電路動態圖。第五圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式下第二階段轉換的飛輪狀態的電路動態圖。對於第二階段的轉換，第五圖(a)-(b)顯示當VAB<0和vs<0時電路的動態。由於端點電壓VAB極性的改變，HCMR濾波器的兩個繞組的功能依據第二圖(b)的功能而互換。所有的描述及推導都與第一階段轉換的相對應者相反。因此，只有相關的公式及一簡短的參考說明被顯示。
1)過渡及電流傳遞狀態(t3≦t<t5)：在第五圖(a)，當標示電流流經Q3後，Q3於ZVS時開啟，當Q2與Q3生效後，引導端點電壓VAB<0及二次側電壓vs<0。於是， 如第二圖(b)所示的HCMR濾波器的功能隨之產生。在第五圖(a)-(b)中串聯電流i2-II(t)(i2)及感應共用電流i1-II(t)(i1)將被結合進入負載，具有輸出電流達io-II(t)=i1-II(t)+i2-II(t)，而下標II表示第二階段轉換。
a)在T1的一次側：從第五圖(a)可知，在過渡狀態的該一次側電流ip-II是被給定為：
Figure 109122141-A0101-12-0019-13
t3≦t<t4，而ip-II(t3)=I3。於有效責任週期中，一次側電流ip-II是：
Figure 109122141-A0101-12-0019-14
t4≦t<t5，是電流傳遞狀態，而ip-II(t4)=I4。
b)在T1的二次側：該串聯電流及共用電流i2-II(t)及i1-II(t)是各自為：
Figure 109122141-A0101-12-0019-15
Figure 109122141-A0101-12-0019-16
t4≦t<t5，而匝數比aII=T2的N2/N1。從(17)及(18)，有一個輸出電流io-II(t)被給定為：
Figure 109122141-A0101-12-0019-17
t4≦t<t5。
在對稱轉換下及使vs=3VB，從(19)得到：
Figure 109122141-A0101-12-0020-18
t4≦t<t5。
公式(20)證明輸出電流io-II(t)也是串聯電流i2-II(t)的1.5倍。
從(10)及(20)已確認在任何轉換階段，該兩個輸出電流io-I(t)與io-II(t)是相等的，亦即：
i o-I(t)=i o-II(t)(21)
對DCM模式的評論：在DCM時，如第三圖(b)與第五圖(a)-(b)所示，一次側電流ip-II從t3’到t3保持一個小而淺的電流，其將在以ZVS觸發Q3前，首先開啟體二極體D3。當t>t3，Q2及Q3將以低而淺的電流應力過渡，導致在(t3,t4)的小的過渡損耗。由於t3
Figure 109122141-A0101-12-0020-70
t4，該過渡週期顯示是可被忽視的，其引致功率傳達幾乎是在整個VAB週期(t3,t5)內，因為有效責任週期(t3,t5)是十分接近VAB週期的。
2)飛輪狀態(t5≦t<t6)：如第三圖(b)與第五圖(b)所示，當開關Q2在t=t5時關閉，Q1的體電容C01放電，且與Lr及C02結合建立共振，以在ZVS時開啟Q1，而具有VAB=0，Q1與Q3持續流動，導致ip-II下降直到t=t6。則有：
Figure 109122141-A0101-12-0020-19
t5≦t<t6，而從(13)可知，ip-II(t5)=I5，在(22)中的第3項是來自T2的串聯繞組N2的感應電流。在此飛輪 狀態，串聯繞組N2及共用繞組N1的電流將是：
Figure 109122141-A0305-02-0023-8
Figure 109122141-A0305-02-0023-9
t5≦t<t6。在(23)與(24)中的第3項是由於T2中交互感應的電流。輸出電流io-II而後將是：
Figure 109122141-A0305-02-0023-10
t5≦t<t6。如果L1=L2與aII=1，則有：
Figure 109122141-A0305-02-0023-11
t5≦t<t6，而在一次側電流上的I5是負的。
對DCM模式的評論：關於第三圖(b)，在DCM情況下，當Q1與Q3在飛輪狀態中，在死區的ip-II在t=t6，時將迅速下降到一個淺的負電流，具有一個下降的i1與i2的斜率和，及保持不變直到t6。類似的，此一電流在以ZVS觸發Q4前將首先開啟體二極體D4以開始下一個第一階段的轉換。
C. L1≠L2與vs≠3VB的情況
給定L1≠L2，以下有兩個討論。以輸出電流io-II在(19)的電流傳遞週期以及(25)的停止週期為例，定義k≡L1/L2。與io-II同樣的結果也會出現在(14)中的io-I。
使用(19)及(25)來描述它們各自在有效責任週期上及死區週期上的衝擊。該io-II的現象也會出現在io-I。從(19)開始，則有：
Figure 109122141-A0305-02-0023-12
t4≦t<t5，在有效責任週期中。從(25)則有：
Figure 109122141-A0305-02-0024-13
t5≦t<t6，在死區週期中。
第六圖是顯示當一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的L 1≠L 2時對第二階段輸出電流之影響的波形圖。
1)如k>1，其意指L1>L2：在這種情況下，當功率傳遞(t4≦t<t5)及死區(t5≦t<t6)，io-II將有一較陡峭的斜率，造成一個較L1=L2時稍微尖銳的漣波電流，如第六圖中標註k>1的電流及對照ip中具有同樣標誌的電流。
2)如k<1，其意指L1<L2：在這種情況下，在週期中的io-II將有一較L1=L2時稍小的斜率，如第六圖中標註k<1的電流及對照ip中具有同樣標誌的電流。
如果二次側電壓vs≧或≦3VB，那麼參照(9)及(20)，濾波器電流i1(t)的斜率將會改變，而感應電流i2(t)的斜率(VB/L2)t將維持幾乎不改變，所以輸出電流io(t)的平均值可能不會正好是濾波器電流i1(t)的1.5倍。因此，在對稱及vs=3VB的情況下，依賴於負載之不同的輸出電流主要是被vs的平均值所影響，但將仍然維持一1.5倍的相對的比率。
D. HCMR濾波器及CDR濾波器對一次側電流的效率
第七圖(a)是顯示一如第一圖及一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式(CCM)下預測 的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。第七圖(b)是顯示一如第一圖及一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式(DCM)下預測的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。在第七圖(a)及第七圖(b)中的所有符號分別各自代表CCM及DCM，而下標”H”及”C”涉及HCMR濾波器及CDR濾波器。例如，由HCMR(CDR)濾波器所引致的端點電壓VAB週期是表示為在CCM時的DAB,H(DAB,C)及在DCM時的dAB,H(dAB,C)。HCMR(CDR)濾波器的該過渡週期及該過渡電流變動是在CCM時的ttrpHC(ttrpCC)及△ItrHC(△ItrCC),及在DCM時的ttrpHd(ttrpCd)及△ItrHd(△ItrCd)。有關於VAB的責任週期DAB,H(DAB,C)是定義為HCMR(CDR)濾波器的過渡責任週期及有效責任週期的和，且描述於第七圖(a)中，其被給定為：用於HCMR濾波器時：D AB,H =△D H +D e,H (29) ，以及用於CDR濾波器時：D AB,C =△D C +D e,C (30)。
在第七圖(a)中是CCM模式，在VAB週期中HCMR濾波器的De,H/DAB,H大於CDR濾波器的De,C/DAB,C及過渡-責任比率△DC/DAB,C>△DH/DAB,H，表示HCMR濾波器的過渡週期t trpH 是小於CDR濾波器的t trpCC 。在DCM的結果是更嚴重，亦即t trpHd ≪t trpCd 。此外，過渡電流的改變△ItrHC及△ItrHd是各自小於△ItrCC及△ItrCd。關於電流 過渡水準，CDR濾波器的I 0DC及I 3DC是各自顯著地大於I 0DH及I 3DH。該兩水準引致HCMR濾波器的一次側電流具有一斜率在有效責任週期及死區週期是較CDR濾波器的斜率略為更廣泛地。因此，由於D e,H <D e,C ，在同樣的功率條件下，具有HCMR濾波器的PS-FB的功率處理能力是較佳於具有CDR濾波器的PS-FB。
在第七圖(b)中是DCM模式，所有過渡週期的測量是接地水準，因為有效責任週期的測量是當一次側電流從零開始時。在此情況下，VAB責任週期是dAB,C>dAB,H，過渡責任週期是△dc>△dH，以及有效責任比率是de,C>de,H。如第七圖(b)所示，由於過渡週期△dc是長的，CDR濾波器的有效責任比率de,C是遠小於dAB,C。從一相關角度觀察，由於△dc/dAB,C≫△dH/dAB,H，CDR濾波器的有效責任比率de,C/dAB,C是遠小於HCMR濾波器的de,H/dAB,H。因此，由於過渡責任週期△dH
Figure 109122141-A0305-02-0026-56
0，有效責任週期de,H幾乎是與VAB的責任週期d AB,H 同樣的，其亦擔保在VAB週期，一次側電流可以幾乎沒有過渡損耗地傳遞。此外，所有HCMR濾波器過渡水準I 0dH,I 1dH,I 3dH，及I 4dH是在一個低的水準，其將促使功率開關對在過渡狀態經歷低電流應力。一次側電流應力及輸出漣波是值得注意的，一高頻金屬化聚丙烯薄膜電容可輕易將其移除以確保低輸出漣波電流。
III. 設計及實驗
A. 設計考量
設計一個用於對稱轉換的HCMR濾波器，使兩個繞組必須是相同的，具有匝數比aI=aII=1，且T1的s(t)合計至少是輸出電壓VB的3倍以產生1.5倍的濾波器電流，如(9)及(20)所證明的。過渡週期也可以在第七圖(a)中圖形化的獲得，亦即：
Figure 109122141-A0305-02-0027-14
該最大的端點VAB責任週期Dmax應當是：
Figure 109122141-A0305-02-0027-15
該主變壓器T1有關於有效責任週期De的匝數比n是給定為：
Figure 109122141-A0305-02-0027-16
而V p =V dc ．D e (34)
在HCMR濾波器的情況下，如果vs(或Vs)≧3Vo，從(32)可知，那麼VAB的責任週期是：
Figure 109122141-A0305-02-0027-17
公式(35)是一個設計參考，以達成1.5倍的濾波器電流。然而，所需的vs是典型的少於具有CDR濾波器的PS-FB轉換器的2Vo，且該VAB責任週期將是：
Figure 109122141-A0305-02-0027-18
公式(36)是適用於具有一個電感濾波器的轉換器。
B. 設計實例及實驗
在本發明中，一個一千瓦(1Kw)的PS_FB轉換器原型被製造以評估及比較具有HCMR濾波器的轉換器及具有CDR濾波器的轉換器的績效，並以第一圖及第二圖(a)作為設計參考。該1Kw的PS_FB轉換器，其負載的電池組是由四個12V的川崎(Kawasaki)電池所組成。該PS_FB轉換器運作於75kHz，輸出電流Io=20A，HCMR濾波器的L1與L2的估計繞組電感值都是56μH。具有CDR濾波器的PS_FB轉換器，其每一電感濾波器的估計電感值都是51μH，且輸出電流Io=20A。第一及第二(a)圖中的變壓器/主變壓器T1、自耦變壓器T2與CDR濾波器的參數是其運於75kHz的頻率時測量的，包括一次側漏電感值L lkp =3.60μH、一次側電感值L p =2.25mH、激磁電感值L m =2.25mH、二次側漏電感值L lks =0.96μH與二次側電感值L s =0.57mH。T2的L1=56.18μH與L2=55.45μH。而具有CDR濾波器的PS_FB轉換器，其CDR濾波器的L1=51.5μH與L2=51.56μH。
第八圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通模式(CCM)下的主變壓器T1的一次側VGS1、VGS4、VAB與ip(=iLr)之波形圖。在第八圖(a)中，因為過渡週期極小化，一次側電流ip的傳達幾乎是在整個VAB週期內，其中過渡電流是在-3.5A to +2A的範圍內。在死區週期，一次側電流下降到+3.5A的水準。第八圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在連續導通 模式下的主變壓器T1的二次側vs、i1、i2與io之波形圖。在第八圖(b)中顯示，於有效責任週期內，T2內的串聯電流i1是兩倍於感應共用電流i2。該兩電流的和產生一輸出電流是i1電流的1.5倍。在死區週期中，i1與i2都以同樣的斜率下降，引致io急遽地減少，其促使一次側電流ip迅速地下降到一個低的水準，為下一個轉換階段擔任過渡電流。為了隨後的轉換階段-II(第二階段)，具有VAB<0，波形及顯示現象都相反於那些在轉換階段-I(第一階段)者。
第九圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式(DCM)下的主變壓器T1的一次側VGS1、VGS4、VAB與ip(=iLr)之波形圖。第九圖(a)顯示開關對(Q1及Q4)的閘極信號及端點電壓VAB週期間的關係。在第一階段的轉換，具有VAB>0，一次側電流ip首先自負的淺電流-2A升起及幾乎橫貫整個VAB週期供應功率，且該過渡時間是小到可被忽視的。第九圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式下的主變壓器T1的二次側vS、i1、i2與io之波形圖。如第九圖(b)所示，在T1的二次側，在有效責任週期內，T2內的串聯電流i1仍是兩倍於感應共用電流i2，兩者的和引致一次側電流ip以一陡峭的斜率升起。在死區週期內，仍然具有同樣的斜率，且它們的斜率和有效地減弱一次側電流在空滯時間(dead time)之中迅速地成為一淺電流。類似於轉換週期-II(第二階段)，具有VAB<0，DCM內的波形及現象都相反於那些在轉換階段-I(第一階段)者。
第十圖(a)是顯示一如第二圖(a)與第一圖所示之相移全橋轉換器在連續導通模式(CCM)下的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。第十圖(b)是顯示一如第二圖(a)與第一圖所示之相移全橋轉換器在不連續導通模式(DCM)下的全橋式切換電路兩輸出端電壓差VAB與一次側電流ip(t)之波形圖。如第十圖(a)-(b)所示，CCM及DCM是各自測量於輸出功率Po=1kW及輸出功率Po=200W。測量參數中的下標”H”及”C”表示其波形是各自具有HCMR濾波器及CDR濾波器者。第十圖(a)顯示CCM的一次側電流在重載條件下，波形i p,H 及i p,C 似乎極為相似。一個重大的差別是，在有效責任週期內，i p,H 的斜率略高於i p,C ，但是過渡電流i p,H 是小於i p,C ，其結果是v AB,H 的責任週期是略小於v AB,C 的責任週期。
在死區週期i p,H 的下降斜率是大於i p,C ，那是為何在死區週期末尾獲得低過渡電流的原因。第十圖(b)顯示Po=200W在DCM模式的情況。v AB,H 的責任週期是遠小於v AB,C 的責任週期。v AB,C 的過渡週期很長，其是基於接地參考值。在第一階段轉換，具有v AB,C >0，該時間間隔可自vAB,C的開端被發現或當i p,C 自淺的負電流升起至參考接地值的時間，亦即過渡時間。v AB,C 的剩餘空間是一有效週期。至於v AB,H 的責任週期，因為過渡週期的該負的淺電流部分很微小，有效責任週期幾乎等於v AB,H 責任週期。在死區週期，i p,C 總是被箝制在一高水準直到一 終期，造成一高的過渡電流水準及從而增加在下一個階段的轉換過渡損耗。在HCMR濾波器的情況下，i p,H 在死區週期之中，迅速下降至低正過渡電流，其幫助開關在近於ZVS處導通及在下一階段的轉換抵抗淺電流應力。
為用於HCMR濾波器及CDR濾波器的責任週期的測量參數被列在表一與表二中以供比較。如在表一中所示，在CCM中，廣佈在端點vAB,H週期的有效週期是De,H/DAB,H=91.43%，略大於在vAB,C週期中的De,C/DAB,C=88.63%。HCMR濾波器的過渡週期及過渡電流是ttrpHc=12.06ns及△ItrHc=5 A，小於在CDR濾波器中的ttrpCC=16.7ns及△ItrCC=7 A。然而，在DCM中，de,H/dAB,H=91.3%是極大於de,C/dAB,C=64.28%。HCMR濾波器的過渡週期及過渡電流是ttrpHd=6.7ns及△ItrHd=0.5 A，遠小於CDR濾波器的ttrpCd=50.25ns及△ItrCd=2.5 A。很明顯的，不論在CCM或DCM，HCMR濾波器確實有助於減少過渡時間及使有效週期De,H及de,H接近端點vAB,H週期的92%，有效地改善PS-FB轉換器的功率處理能力及轉換績效。
Figure 109122141-A0305-02-0031-19
Figure 109122141-A0305-02-0032-20
Figure 109122141-A0305-02-0032-21
第十一圖是顯示一分別具有HCMR濾波器及CDR濾波器之相移全橋轉換器的過渡時間與輸出功率間關係的波形圖。在DCM中，輸出功率是小於500W，具有HCMR濾波器的過渡時間幾乎是零，且具有CDR濾波器的過渡時間是300-550ns。至於CCM及功率大於500W者，當功率增加時，使用HCMR濾波器的過渡時間增加。至於CDR濾波器，過渡時間是550-820ns，高於HCMR濾波器者。當功率增加到800W-1Kw，在HCMR濾波器與CDR濾波器間出現了約80-90ns的過渡時間間隙，但是HCMR濾波器的過渡時間總是小於CDR濾波器者。基本上，無論哪一個濾波器被使用，所產生的過渡時間不是線性的。在本發明的HCMR濾波器曲線中，在600-800W增加的斜率及 900-1kW增加的斜率是類似的，而過渡時間斜率在800-900W間是增加較慢的。主要的原因是在這個功率控制頻段的寄生元件及雜散元件。
第十二圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的超前橋臂之Q1在連續導通(CCM)模式下輸出功率1kW時所測量的VDS1、VGS1與VAB之波形圖。第十二圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的超前橋臂之Q1在不連續導通(DCM)模式下輸出功率200W時所測量的VDS1、VGS1與VAB之波形圖。第十二圖(a)-(b)各自顯示在CCM及DCM中的超前橋臂(功率開關Q1與Q2設置於該超前橋臂上)的Q1與滯後橋臂(功率開關Q3與Q4設置於該滯後橋臂上)的Q4。超前橋臂的Q1在CCM及DCM各處都可以執行ZVS。即使在關閉的狀態，也只有一個非常低的切換損失。一個小量的震鈴雜訊來自於MOSFET的閘極，是由於測試探針所感應的噪音。
第十三圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4在連續導通模式下輸出功率1kW時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。第十三圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4在不連續導通模式下輸出功率200W時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。至於滯後橋臂之Q4，第十三圖(a)-(b)也顯示用於CCM及DCM中的很好的ZVS，且其關閉狀態時仍然顯示只有低的切換損失。此外，如前所述，仍有來自測試探針的震鈴雜訊。
第十四圖(a)是顯示一為凸顯如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4的切換行為而在連續導通(CCM)模式下輸出功率1kW時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。第十四圖(b)是顯示一為凸顯如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的滯後橋臂之Q4的切換行為而在不連續導通(DCM)模式下輸出功率200W時所測量的VDS4、VGS4與VAB之波形圖。為了澄清滯後之Q4在CCM及DCM的切換行為，它們的切換行為是凸顯於第十四圖(a)-(b)中。第十四圖(a)顯示Q4在CCM可以正確地完成ZVS，但第十四圖(b)顯示，在DCM，Q4可以切換於接近ZVS處，僅具有小的切換損失。然而，具有CDR濾波器的PS-FB轉換器，對於滯後的Q4，在DCM要獲得ZVS是困難的。
第十五圖(a)是顯示一如第二圖(a)與一如第一圖所示之相移全橋轉換器間效率的比較之波形圖。第十五圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的組件溫度之波形圖。第十五圖(c)是顯示一如第一圖所示之相移全橋轉換器的組件溫度之波形圖。第十五圖(a)強調在中間負載範圍，HCMR濾波器的效率略高於CDR濾波器的效率，但在負載的兩端，兩者是比較相等的。
在第十五圖(a)中，HCMR濾波器的功率效率在300W與1kW是91%-94%，其在200W至300W的範圍降至89%-90%。在HCMR濾波器與CDR濾波器間的效率間隙達到0.5%-1%。
在第十五圖(b)與(c)中，如第二圖(a)中主變壓器T1的溫度(T1,H)與如第一圖中變壓器T1的溫度(T1,C)很接近，但在1kW時，T1,H=70℃是低於T1,C=75℃。在第十五圖(b)與(c)中，將如第二圖(a)中功率開關的溫度(Tpw,H)和如第一圖中功率開關的溫度(Tpw,C)相比，在800W時，Tpw,H=31℃，且Tpw,C=41℃，而在1,000W時，Tpw,H=42℃，且Tpw,C=48℃。而其他瓦數，在HCMR濾波器情況下，其所呈現的功率切換損失是低的。將如第二圖(a)中濾波器電感的溫度(TL,H)和如第一圖中濾波器電感的溫度(TL,C)相比，在500W-1kW的功率，濾波器電感的溫度TL,H達到60℃-65℃。雖然，CDR濾波器單一電感的較高溫度TL,C僅只是34℃-42℃，兩個分開的單一電感的總溫度範圍是66℃-79℃，其似乎是略高於HCMR濾波器的電感溫度。此外，查對如第二圖(a)中所示自耦變壓器的單一鐵心之相關資料表可知，當溫度60℃時，電感值的改變僅為2%，因此，在本實驗中HCMR濾波器電感值溫度測量是可接受的。
第十六圖是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器在充電電流Io=20A時的充電曲線之波形圖。其中，該48-V電池組的充電電流是設定在一固定水準的20A。對該電池組充電是從充電狀態(SOC)35%開始的。該PS-FB轉換器用了250分鐘完成充電，將SOC從35%升高至85%。在充電過程中，轉換效率保持在92.5%及93.5%間。效率的波動僅達到1%，是由電池中化學反應引致充電電 流偏移所造成的。
第十七圖(a)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的實驗組合之示意圖。在第十七圖(a)中，該實驗組合之示意圖標示了全橋式切換電路11、主變壓器12、共振電感Lr、半電流倍增整流濾波器21、自耦變壓器211與一負載(電池組)212。
第十七圖(b)是顯示一如第二圖(a)所示之相移全橋轉換器的含輸出/入埠之示意圖。在第十七圖(b)中，除標示如第十七圖(a)所示之全橋式切換電路11、主變壓器12、共振電感Lr、半電流倍增整流濾波器21與自耦變壓器211外，進一步標示了輸入埠I/P與輸出埠O/P。
綜上所述，本發明提供一種具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器及其控制方法，其中該半電流倍增整流濾波器是基於一自耦變壓器之架構且能將該轉換器之輸出電流增加為該半電流倍增整流濾波器輸出電流之1.5倍，該轉換器並能使其主變壓器之一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間，故其確實具有新穎性與進步性。
是以，縱使本案已由上述之實施例所詳細敘述而可由熟悉本技藝之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
11:全橋式切換電路
12，T1:變壓器/主變壓器
2:具有半電流倍增輸出之相移全橋轉換器
21:半電流倍增整流濾波器
211，T2:自耦變壓器
212:負載
C01-C04:體電容
Cc:交連電容
D1-D4:體二極體
Ds1:第一二極體
Ds2:第二二極體
L1:第一電感/第一繞組
L2:第二電感/第二繞組
Lr:共振電感
Q1-Q4:功率開關

Claims (10)

  1. 一種相移全橋轉換器，包含：一全橋式切換電路，具有一第一輸出端與一第二輸出端；一主變壓器，耦接於該全橋式切換電路，具有均包括一第一端與一第二端之一一次側繞組與一二次側繞組，其中該一次側繞組之該第一端耦接於該第一輸出端，且該一次側繞組之該第二端電連接於該第二輸出端；一半電流倍增整流濾波器，包括：一第一與一第二二極體，各具有一陽極與一陰極；以及一自耦變壓器具有一第一繞組、一第二繞組與一中央抽頭，其中該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該二次側繞組之該第一端，且該第二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該二次側繞組之該第二端；以及一負載，其一端電連接於該中央抽頭，且其另一端電連接於該第一二極體之該陽極。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之相移全橋轉換器，更包括一共振電感與一交連電容，其中該交連電容與該共振電感 串聯電連接於該第一輸出端與該一次側繞組之該第一端之間，該相移全橋轉換器是依序循環運作於一第一階段與一第二階段，該負載為一電池組，該自耦變壓器具有一單鐵心，該第一繞組具有一第一電感值與一第一匝數，該第二繞組具有一第二電感值與一第二匝數，該第一電感值等於該第二電感值，且該第一匝數等於該第二匝數。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之相移全橋轉換器，其中當該相移全橋轉換器運作於該第一階段，該第一輸出端與該第二輸出端之間之一電壓差為一正值，該二次側繞組之一第一跨壓大於零且為該負載之一第二跨壓之3倍時，則該第一繞組為該自耦變壓器之一二次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之一一次側繞組，流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之一串聯電流之0.5倍，自該中央抽頭流入該負載之一輸出電流為該串聯電流與該感應共用電流之和，而為該串聯電流之1.5倍，該主變壓器具有一流經該主變壓器之該一次側繞組之一一次側電流，該感應共用電流被反射至該主變壓器之該一次側繞組，使該一次側電流在其一有效工作週期與其一死區週期之斜率都增加，而使該一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之相移全橋轉換器，其中當 該相移全橋轉換器運作於該第二階段，該第一輸出端與該第二輸出端之間之一電壓差為一負值，該二次側繞組之一第一跨壓小於零，且該第一跨壓之一絕對值為該負載之一第二跨壓之3倍時，則該第一繞組為該自耦變壓器之一一次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之一二次側繞組，流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之一串聯電流之0.5倍，自該中央抽頭流入該負載之一輸出電流為該串聯電流與該感應共用電流之和，且為該串聯電流之1.5倍，該主變壓器具有流經該主變壓器之該一次側繞組之一一次側電流，該感應共用電流被反射至該主變壓器之該一次側繞組，使該一次側電流在其一有效工作週期與其一死區週期之斜率都增加，而使該一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。
  5. 一種相移全橋轉換器，包含：一全橋式切換電路，具有一第一輸出端與一第二輸出端；一主變壓器，耦接於該全橋式切換電路，具有均包括一第一端與一第二端之一一次側繞組與一二次側繞組，其中該一次側繞組之該第一端耦接於該第一輸出端，且該一次側繞組之該第二端電連接於該第二輸出端；以及一半電流倍增整流濾波器，包括： 一第一與一第二二極體，各具有一陽極與一陰極；以及一自耦變壓器，具有一第一繞組、一第二繞組與一中央抽頭，其中該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該二次側繞組之該第一端，且該第二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該二次側繞組之該第二端，且該中央抽頭與該第一二極體之該陽極間具有一輸出電壓。
  6. 一種相移全橋轉換器之控制方法，其中該相移全橋轉換器包括具有一第一輸出端與一第二輸出端之一全橋式切換電路，具有一一次側繞組與一二次側繞組且耦接於該全橋式切換電路之一主變壓器，具有一一次側繞組、一二次側繞組與一中央抽頭且耦接於該主變壓器之一自耦變壓器、以及一負載，其中該控制方法包括：當該第一輸出端與該第二輸出端之間之一電壓差為一正值，該主變壓器之該二次側繞組之一第一跨壓大於零且為該負載之一第二跨壓之3倍時，使流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之一串聯電流之0.5倍，且使自該中央抽頭流入該負載之一輸出電流為該串聯電流之1.5倍；以及 當該第一輸出端與該第二輸出端之間之該電壓差為一負值，該主變壓器之該二次側繞組之該第一跨壓小於零，且該第一跨壓之一絕對值為該負載之該第二跨壓之3倍時，使流經該自耦變壓器之該一次側繞組之該感應共用電流為流經該自耦變壓器之該二次側繞組之該串聯電流之0.5倍，且使自該中央抽頭流入該負載之該輸出電流為該串聯電流之1.5倍。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之控制方法，更包括提供耦接於該主變壓器之該二次側繞組之一半電流倍增整流濾波器，其中該半電流倍增整流濾波器包括各具有一陽極與一陰極之一第一與一第二二極體，以及包括一第一繞組與一第二繞組之該自耦變壓器，該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該主變壓器之該二次側繞組之一端，且該第二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該主變壓器之該二次側繞組之另一端，當該電壓差為正值時，該第一繞組為該自耦變壓器之該二次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之該一次側繞組，而當該電壓差為負值時，則該第一繞組為該自耦變壓器之該一次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之該二次側繞組。
  8. 一種相移全橋轉換器之控制方法，其中該相移全橋轉換器包括具有一第一輸出端與一第二輸出端之一全橋式切換電路，具有一一次側繞組且耦接於該全橋式切換電路之一主變壓器與具有一一次側繞組並耦接於該主變壓器之一自耦變壓器，該控制方法包括：提供流經該自耦變壓器之該一次側繞組之一感應共用電流；以及使該感應共用電流反射至該主變壓器之該一次側繞組，以使流經該主變壓器之該一次側繞組之一一次側電流在其一有效工作週期與其一死區週期之斜率都增加，而使該一次側電流具有一相對較低之過渡水準與一相對較短之過渡時間。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之控制方法，更包括提供耦接於該主變壓器之一二次側繞組之一半電流倍增整流濾波器，其中該主變壓器更包括一二次側繞組，該自耦變壓器更包括一二次側繞組與一中央抽頭，該半電流倍增整流濾波器包括各具有一陽極與一陰極之一第一與一第二二極體、一負載以及包括一第一繞組與一第二繞組之該自耦變壓器，該第一二極體之該陽極電連接於該第二二極體之該陽極，該第一繞組之一端與該第二繞組之一端均電連接於該中央抽頭，該第一繞組之另一端電連接於該第一二極體之該陰極與該主變壓器之該二次側繞組之一端，且該第 二繞組之另一端電連接於該第二二極體之該陰極與該主變壓器之該二次側繞組之另一端，當該第一輸出端與該第二輸出端之間之一電壓差為一正值時，該第一繞組為該自耦變壓器之該二次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之該一次側繞組，而當該電壓差為負值時，則該第一繞組為該自耦變壓器之該一次側繞組，該第二繞組為該自耦變壓器之該二次側繞組。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中該電壓差之一時間週期為一過渡週期與一工作週期之和，且該過渡週期與該工作週期之和是一固定值，當該過渡週期增加時，該工作週期減少，而當該過渡時間減少，造成該過渡週期減少時，該工作週期增加，且該全橋式切換電路更包括四個功率開關Q1-Q4、一超前橋臂與一滯後橋臂，該功率開關Q1與Q2設置於該超前橋臂上，且該功率開關Q3與Q4設置於該滯後橋臂上。
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