KR20080095177A - 고체촬상장치, 고체촬상장치의 신호 처리 방법 및 촬상장치 - Google Patents

Abstract

화소 어레이부와, 구동 수단과, 아날로그-디지털 변환수단을 구비한 고체촬상장치가 제공된다.

전하 전송, AD변환, 광전변환부, 고체촬상장치

Description

고체촬상장치, 고체촬상장치의 신호 처리 방법 및 촬상장치{SOLID-STATE IMAGING DEVICE, SIGNAL PROCESSING METHOD FOR THE SAME, AND IMAGING APPARATUS}

본 발명은 2007년 4월 23일에 일본 특허청에 출원된 일본 특허 JP 2007-112651에 관한 주제를 포함하며, 그 모든 내용은 여기에 참조에 의해 인용된다.

본 발명은 고체촬상장치, 그 신호 처리 방법 및 촬상장치에 관한 것이다.

도 31에, 고체촬상장치의 단위 화소(100)의 구성의 일 예를 도시한다. 본 예와 같이, 광전변환소자(101)에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 트랜지스터(102)를 가지는 단위 화소(100)에서는, 화소의 부유 확산 용량(ＦＤ;Floating Diffusion)(106)에 전송할 수 있는 최대 축적 전하량 Qfd.max을, 수광부인 광전변환소자(101)의 최대 축적 전하량 Qpd.max 보다도 충분히 크게 한다. 그 결과 광전변환소자(101)에서의 전하 잔류를 제거함으로써, 광전변환소자(101)에서 부유 확산 용량(106)으로의 신호 전하의 완전 전송을 실현하고 있다.

이와 같이 하여, 광전변환소자(101)에서 광전변환된 신호 전하에 대해, 완전 전송을 실현함으로써, 화상촬영시의 잔상을 방지하고, 또 입사광의 휘도와 센서 출 력 신호의 양호한 선형성을 실현할 수 있다. 이와 관련하여, 본 예에 따른 단위 화소(100)는, 전송 트랜지스터(102)와 함께, 리셋 트랜지스터(103), 증폭 트랜지스터(104) 및 화소선택 트랜지스터(105)를 가지는 구성으로 되어 있다.

그러나, 도 31에 나타내는 단위 화소(100)에는, 하기의 문제점이 있다.

(1) 부유 확산 용량(106)의 최대 축적 전하량 Qfd.max이 광전변환소자(101)의 최대 축적 전하량 Qpd.max을 상회할 필요가 있기 때문에, 전하전압 변환효율을 향상시키기 위한 부유 확산 용량(106)의 용량을 작게 하는 데 제한이 있다.

(2) 마찬가지 이유로, 부유 확산 용량(106)의 리셋 전압으로서 이용되는 전원전압 Ｖｄｄ가 하강하면 부유 확산 용량(106)의 최대 축적 전하량 Qfd.max이 감소하므로, 전원전압 Ｖｄｄ의 저전압화에 제한이 있다.

그래서, 종래에는, 상기 (1)∼ (2)의 문제점을 다음과 같이 해결하고 있다. 즉, 전하전압 변환효율을 향상시키기 위해 부유 확산 용량(106)의 용량을 작게 하는 것 때문에 최대 축적 전하량 Qfd.max이 작을 때, 혹은 리셋 전압(전원전압) Ｖｄｄ을 저전압화하여 최대 축적 전하량 Qfd.max이 작을 때에, 전하 전송과, 신호 판독, 부유 확산 용량(106)의 리셋을 실행한 후, 전송 트랜지스터(102)가 전송할 수 있는 한계를 넘기 때문에 광전변환소자(101)로부터 모두 전송할 수 없어 잔류한 전하를, 다시 전송하여 신호를 판독한다. 이에 따라, 광전변환소자(101)에 축적된 전하를 분할하여 모두 판독하도록 하고 있다. 이 기술은, 예를 들면 일본국 공개특허공보 특개 2001-177775호에 기재되어 있다.

그러나, 상기 종래기술과 같이, 1축적기간에 광전변환소자(101)에서 광전변환되어 축적된 전하를 분할하여 전송(분할 전송)하고, 아날로그-디지털 변환을 실행할 경우, 아날로그-디지털 변환의 처리를 분할 전송의 분할수에 따라 복수 회 실행할 필요가 있다. 이에 따라 아날로그-디지털 변환의 고속화가 곤란해지는 동시에, 소비 전력도 증가하게 된다.

그래서, 본 발명은, 모든 축적 전하를 1회의 판독으로 출력할 수 없을 경우에 분할하여 전하 전송 및 신호 출력을 행하는 구성에 있어서, 아날로그-디지털 변환의 고속화 및 저소비 전력화를 가능하게 한 고체촬상장치, 그 신호 처리 방법 및 촬상장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일 실시예에 따르면,

광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 출력하는 출력 수단을 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치된 화소 어레이부와,

1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적되고 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할되어 전송된 상기 신호 전하를 상기 출력 수단을 통해 판독하 는 구동 수단과,

상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 아날로그-디지털 변환수단을 구비한 고체촬상장치가 제공된다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면,

광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 출력하는 출력부를 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치된 화소 어레이부와,

1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적된 신호 전하를 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할하여 상기 출력 수단을 통해 판독하는 구동 수단을 구비한 고체촬상장치의 신호 처리 방법으로서,

상기 고체촬상장치가 상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 고체촬상장치의 신호 처리 방법이 제공된다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면,

광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 출력하는 출력 수단을 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치되어 이루어지는 고체촬상장치와,

입사광을 상기 고체촬상장치의 촬상면 위에 결상 하는 광학계를 구비하고,

상기 고체촬상장치는,

1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적되고 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할되어 전송된 상기 신호 전하를 상기 출력 수단을 통해 판독하는 구동 수단과,

상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 아날로그-디지털 변환 수단을 구비한 촬상장치가 제공된다.

본 발명에 의하면, 1회의 판독으로 출력할 수 없는 축적 전하를 분할하여 전송할 경우에 있어서, 단위 화소로부터 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행한다. 이로써 아날로그-디지털 변환의 고속화 및 저소비 전력화를 실현할 수 있다.

이하, 본 발명의 실시예에 대해 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

[제1 실시예]

도 1은, 본 발명의 제1 실시예에 따른 고체촬상장치, 예를 들면 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다.

도 1에 나타내는 바와 같이 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)는, 광전변환부를 포함하는 단위 화소(이하, 간단히 「화소」로 기술하는 경우도 있다)(20)가 행렬 모양으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부(11)와, 그 주변회로를 가지는 구성으로 되어 있다. 화소 어레이부(11)의 주변회로로서는, 예를 들면 수직주사 회로(12), 수평주사 회로(13), 칼럼신호 선택회로(14) 및 신호 처리 회로(15) 등이 설치된다.

화소 어레이부(11)의 화소(20)의 행렬모양 배열에 대하여, 화소 열마다 수직 신호선(111)이 배선되고, 화소 행마다 구동 제어선, 예를 들면 전송 제어선(112), 리셋 제어선(113) 및 선택 제어선(114)이 배선되어 있다.

수직 신호선(111)의 각 일단에는, 정전류원(16)이 접속되어 있다. 정전류원(16) 대신에, 예를 들면 바이어스 전압 Ｖｂｉａｓ에 의해 게이트가 바이어스되는 전류 바이어스용 트랜지스터를 사용할 수도 있다. 이 경우, 전류 바이어스용 트랜지스터는 후술하는 증폭 트랜지스터(24)와 소스 폴로어 회로를 구성한다(도 2 참조).

수직주사 회로(12)는, 시프트 레지스터, 어드레스 디코더 등으로 구성된다. 또한, 화소 어레이부(11)의 각 화소(20)를 각 전자셔터행과 판독행에 대해 행 단위로 수직 방향으로 주사하면서, 전자셔터행에 대해서는 그 행의 화소(20)의 신호 스위프 오프를 행하기 위한 전자셔터 동작을 행하는 동시에, 판독행에 대해서는 그 행의 화소(20)의 신호 판독을 행하기 위한 판독 동작을 행한다.

여기에서는, 도시를 생략하지만, 수직주사 회로(12)는, 판독 주사계와, 전자 셔터 주사계를 포함한다. 이 경우, 판독 주사계는 화소(20)를 행 단위로 순서대로 선택하면서, 판독행의 각 화소(20)의 신호를 판독하는 판독 동작을 행한다. 또한 전자셔터 주사계는 해당 판독 주사계에 의한 판독 주사보다도 셔터 속도에 대응한 시간만큼 전에 같은 행(전자 셔터행)에 대하여 전자셔터 동작을 행한다.

그리고, 제1 타이밍에서 제2 타이밍까지의 기간이 각 화소(20)에 있어서의 신호 전하에 대한 1단위의 축적기간 (노광 기간)이 된다. 여기에서, 제1 타이밍에는, 전자셔터 주사계에 의한 셔터 주사에 의해 광전변환부의 불필요한 전하가 리셋된다. 또한 제2 타이밍에는, 판독 주사계에 의한 판독 주사에 의해 화소(20)의 신호가 판독된다. 즉, 전자셔터 동작은, 광전변환부에 축적된 신호 전하의 리셋(스위프 오프)을 행하고, 그 리셋 후부터 새로이 신호 전하의 축적을 개시하는 동작을 말한다.

수평주사 회로(13)는, 시프트 레지스터나 어드레스 디코더 등으로 구성된다. 수평주사 회로(13)는 화소 어레이부(11)의 각 화소열을 순차적으로 수평주사한다. 칼럼신호 선택회로(14)는, 수평선택 스위치나 수평 신호선 등으로 구성된다. 칼럼신호 선택회로(14)는, 화소 어레이부(11)로부터 화소 행마다 수직 신호선(111)을 통해 출력되는 화소(20)의 신호를, 수평주사 회로(13)에 의한 수평주사에 동기하여 순차 출력한다.

신호 처리 회로(15)는, 칼럼신호 선택회로(14)로부터 화소 단위로 출력되는 화소(20)의 신호에 대하여, 노이즈 제거, ＡＤ(아날로그-디지털)변환, 가산 처리 등의 각종 신호 처리를 실행한다. 본 실시예에서는, 이 신호 처리 회로(15)의 구성 및 동작을 특징으로 한다. 본 실시예의 특성에 대해 후에 자세히 서술한다.

이때, 수직주사 회로(12), 수평주사 회로(13) 및 신호 처리 회로(15) 등의 동작의 기준이 되는 타이밍 신호나 제어신호는, 도시하지 않은 타이밍 제어회로에서 생성된다.

(화소 회로)

도 2는, 단위 화소(20)의 회로 구성의 일 예를 도시하는 회로도다. 본 회로예에 따른 단위 화소(20)는, 매립형 포토다이오드 등의 광전변환소자(광전변환부)(21)와 함께, 예를 들면 전송 트랜지스터(전송 소자)(22), 리셋 트랜지스터(23), 증폭 트랜지스터(24) 및 선택 트랜지스터(25)의 4개의 트랜지스터를 가지는 화소 회로로 이루어지고 있다. 여기에서는, 이들 트랜지스터(22∼25)로서, 예를 들면 Ｎ채널의 MOS트랜지스터를 사용하고 있지만, 본 발명이 이것에 한정되는 것이 아니다.

전송 트랜지스터(22)는, 광전변환소자(21)의 캐소드 전극과 부유 확산 용량(ＦＤ)(26) 사이에 접속된다. 전송 트랜지스터(22)는, 광전변환소자(21)에서 광전변환되고, 여기에 축적된 신호 전하(여기에서는, 전자)를, 게이트 전극(제어 전극)에 전송 펄스 ＴＲＧ를 공급하는 것에 의해, 부유 확산 용량(26)에 전송한다. 이에 따라 부유 확산 용량(26)은 신호 전하를 전압신호로 변환하는 전하전압 변환부로서 기능한다.

리셋 트랜지스터(23)는, 전원전압 Ｖｄｄ를 공급하는 화소전원에 드레인 전극이, 부유 확산 용량(26)의 접지단과는 반대쪽 일단에 소스 전극이 각각 접속된 다. 광전변환소자(21)로부터 부유 확산 용량(26)으로의 신호 전하의 전송에 앞서, 게이트 전극에 리셋 펄스 ＲＳＴ가 주어짐으로써 부유 확산 용량(26)의 전위를 리셋 전압 Ｖｒｓｔ로 리셋한다.

증폭 트랜지스터(24)는, 부유 확산 용량(26)에 게이트 전극이, 전원전압 Ｖｄｄ를 공급하는 화소전원에 드레인 전극이 각각 접속된다. 증폭 트랜지스터(24)는, 리셋 트랜지스터(23)에 의해 리셋된 후의 부유 확산 용량(26)의 전위를 리셋 레벨로서 출력하고, 또한 전송 트랜지스터(22)에 의해 신호 전하가 전송된 후의 부유 확산 용량(26)의 전위를 신호 레벨로서 출력한다.

선택 트랜지스터(25)는, 예를 들면 드레인 전극이 증폭 트랜지스터(24)의 소스 전극에, 소스 전극이 수직 신호선(111)에 각각 접속된다. 선택 트랜지스터(25)는, 게이트 전극에 선택 펄스 ＳＥＬ가 주어짐에 따라 온 상태가 되어, 화소(20)를 선택 상태로 하고, 이로써 증폭 트랜지스터(24)로부터 출력되는 신호를 수직 신호선(111)에 출력한다. 선택 트랜지스터(25)에 대해서는, 화소전원(Ｖｄｄ)과 증폭 트랜지스터(24)의 드레인 전극 사이에 접속한 구성을 채용하는 것도 가능하다.

또한, 여기에서는, 전송 트랜지스터(22), 리셋 트랜지스터(23), 증폭 트랜지스터(24) 및 선택 트랜지스터(25)를 가지는 4트랜지스터 구성의 단위 화소(20)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서에 적용할 경우를 예로 들었지만, 본 발명이 이 적용예에 한정되는 것은 아니다.

구체적으로는, 도 3에 나타내는 바와 같이 선택 트랜지스터(25)를 생략하고, 전원전압 ＳＥＬＶｄd를 가변으로 함으로써, 증폭 트랜지스터(24)에 선택 트랜지스 터(25)의 기능을 갖도록 한 3트랜지스터 구성의 단위 화소(20′)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서나, 도 4에 나타내는 바와 같이, 부유 확산 용량 ＦＤ이나 판독 회로(200)를 복수의 화소에서 공유한 구성을 채용하는 ＣＭＯＳ 이미지센서 등에도 적용가능하다.

상기 구성의 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)에 있어서, 단위 화소(20)의 각 구성 소자(전송 트랜지스터(22), 리셋 트랜지스터(23) 및 선택 트랜지스터(25))를 구동하는 수직주사 회로(12)는, 구동부를 구성한다. 이 경우, 1단위의 축적기간 동안에 광전변환소자(21)에 축적된 신호 전하를 전송 트랜지스터(22)에 의해 적어도 2회로 분할한다. 이에 따라, 구동부는 신호 전하를 출력 수단(리셋 트랜지스터(23), 부유 확산 용량(26), 증폭 트랜지스터(24) 및 선택 트랜지스터(25))을 통해 수직 신호선(111)에 분할 전송으로 판독한다.

(분할 전송)

상기 구성의 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)에서는 수직주사 회로(12)로부터 적절히 출력되는 전송 펄스 ＴＲＧ, 리셋 펄스 ＲＳＴ 및 선택 펄스 ＳＥＬ에 의한 구동 하에, 1단위의 축적기간 동안에 광전변환소자(21)에 축적된 광 전하를 적어도 2회로 분할하여 부유 확산 용량(26)에 전송(분할 전송)하고, 증폭 트랜지스터(24)를 통해 수직 신호선(111)에 판독하는 동작이 화소 행 단위로 행해진다. 그리고, 분할 전송으로 단위 화소(20)로부터 판독된 복수의 신호는, 후단의 신호 처리 회로(15)에서 가산 처리된다.

여기에서, 일례로서, 4분할로 분할 전송을 행할 경우의 리셋 펄스 ＲＳＴ 및 전송 펄스 ＴＲＧ의 타이밍 관계를 도 5에 나타낸다. 또한 도 6에 입사광 휘도가 높을 경우의 동작을 설명하는 에너지도를, 도 7에 입사광 휘도가 낮을 경우의 동작을 설명하는 에너지도를 각각 나타낸다. 도 6 및 도 7에 있어서, 각 동작 (1)∼ (15)는 도 5의 각 기간 (1)∼ (15)에 대응하고 있다.

신호 전하를 4분할로 전송할 때, 각각의 전하 전송 동작으로 판독된 전하 Qfd1, Qfd2，Qfd3, Qfd4를 가산하여, 축적 전하 Qpd(=Qfd1+Qfd2+Qfd3+Qfd4)를 얻는다. 또한 입사광 휘도가 높고, 광전변환소자(21)의 축적 전하가 많은 화소에 있어서는, 도 6에 나타내는 바와 같이, 4분할하여 가산하기 때문에 모든 축적 전하 Qpd를 판독하는 것이 가능하다.

(신호 처리 회로)

도 8은, 도 1에 나타낸 신호 처리 회로(15)의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다. 여기에서는, 분할 전송의 분할수 n이 예를 들면 3(n=3)인 경우를 예로 들고 있다.

도 8에 나타내는 바와 같이, 본 예에 따른 신호 처리 회로(15)는, 노이즈 제거부(151), ＡＤ변환부(152), 신호 선택부(153), 신호 보유부(154) 및 가산부(155)를 가지는 구성으로 되어 있다.

노이즈 제거부(151)는, 예를 들면 ＣＤＳ(Correlated Double Sampling;상관 이중 샘플링) 회로로 이루어진다. 노이즈 제거부(151)는, 단위 화소(20)로부터 순차 공급되는 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분을 순서대로 취함으로써, 리셋 노이즈나 증폭 트랜지스터(24)의 임계값 편차로 인한 화소 고유의 고정 패턴 노이즈를 제거 한다. ＡＤ변환부(152)는, 이에 따라 공급되는 아날로그 출력 신호를 디지털 신호로 ＡＤ변환한다.

신호 선택부(153)는, 1회째, 2회째, 3회째의 분할 전송에 대응하여 ＡＤ변환부(152)로부터 순서대로 출력되는 디지털 신호를 선택하여 신호 보유부(154)의 각 보유부(154-1,154-2,154-3)에 보유시킨다. 가산부(155)는 보유부(154-1,154-2,154-3)에 보유된 1회째, 2회째, 3회째의 각 출력 신호를 가산한다.

상기 구성의 신호 처리 회로(15)에 있어서, 노이즈 제거부(151), ＡＤ변환부(152), 신호 선택부(153), 신호 보유부(154) 및 가산부(155)는, 예를 들면 화소 어레이부(11)와 같은 반도체기판에 집적된다.

단, 노이즈 제거부(151), ＡＤ변환부(152), 신호 선택부(153), 신호 보유부(154) 및 가산부(155) 모두가 화소 어레이부(11)와 같은 반도체기판에 집적되어 있을 필요는 없다. 즉, 어느 하나 또는 전부가 다른 반도체기판에 집적되어 있어도 상관없다.

또한, 상기의 예에서는, 노이즈 제거부(151)를 ＡＤ변환부(152)의 전단측에 배치한 예를 도시했다. 그러나 노이즈 제거부(151)를 ＡＤ변환부(152)의 후단측에 배치하여 디지털 처리로 ＡＤ변환을 실행하도록 해도 된다. 또는, ＡＤ변환부(152)에 노이즈 제거 기능을 갖도록 하여 ＡＤ변환하면서 노이즈 제거를 실행하도록 해도 된다.

또한 도 9에 나타내는 바와 같이, 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)에 의해 신호 처리 회로(15)를 구성하고, ＡＤ변환 처리와 병행하 여 노이즈 제거 처리 및 가산 처리를 실행하도록 해도 된다.

도 10은, 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)의 구체적인 구성예를 도시하는 블럭도다. 도 10에 나타내는 바와 같이, 본 예에 따른 ＡＤ변환부(156)는, 전압비교기(1561)와 카운터(1562)로 구성되어 있다.

전압비교기(1561)는, 램프(ＲＡＭＰ) 파형의 참조 신호 Ｖｒｅｆ를 반전(-) 입력 단자에 받고, 수직 신호선(111)을 통해 공급되는 단위 화소(20)의 출력 신호 Ｖｏｕｔ를 비반전(+) 단자에 받는다. 출력 신호 Ｖｏｕｔ가 참조 신호 Ｖｒｅｆ보다 그 레벨이 높을 때, 전압비교기(1561)는 비교 결과 Ｖｃｏ를 출력한다.

카운터(1562)는 업/타운 카운터로 이루어진다. 카운터(1562)는 전압비교기(1561)의 비교 결과 Ｖｃｏ가 변화할 때까지의 기간에, 업/다운 제어신호에 의한 제어 하에, 클록 ＣＫ에 동기하여 업 카운트/다운 카운트의 카운트 동작을 행함으로써, 카운트값을 증감한다.

도 11에, 램프 파형의 참조 신호 Ｖｒｅｆ 및 전압비교기(1561)의 비교 결과 Ｖｃｏ의 각 파형과 카운터(1562)의 카운트값을 나타낸다.

본 예에서는, 3분할 전송에 의한 각 출력 신호에 대하여, 1회째의 리셋 레벨의 판독에서는 카운터(1562)의 카운트값이 감소하고, 다음 1회째의 신호 레벨의 판독에서는 카운터(1562)의 카운트값이 증가한다. 결과적으로 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분에 해당하는 카운트값을 얻는다(노이즈 제거 처리).

이렇게 노이즈 제거 처리를 ＡＤ변환 처리와 동시에 실행하고 있다. 또한 1회째의 ＡD변환 처리에 이어서, 2회째의 리셋 레벨의 판독에서는 카운터(1562)의 카운트값이 감소하고, 2회째의 신호 레벨의 판독에서는 카운터(1562)의 카운트값이 증가한다. 그 결과, 2회째의 노이즈 제거 처리 후의 결과를, 1회째의 노이즈 제거 처리 결과에 가산할 수 있다.(가산 처리).

즉, 3분할 전송에 의한 각 출력 신호에 대하여, 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분에 해당하는 카운트값을 얻는 동작을 반복함으로써, 카운터(1562)의 카운트값은 증감을 반복한다. 그 결과, 각 분할 전송에 기초한 판독 동작에 있어서의 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분을 가산한 디지털 출력 신호를 얻을 수 있다.

이상에서 분명한 것처럼, ＡＤ변환부(156)가 신호 보유부(153) 및 가산부(155)의 기능을 갖도록 할 수 있다.

이와 같이, 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)를 신호 처리 회로(15)에 포함함으로써, 노이즈 제거부(151) 및 신호 보유부(153)의 각 보유부(153-1,153-2,153-3)를 필요로 하지 않게 되고, 또한 보유부(153-1,153-2,153-3)의 수를 분할 전송의 분할수 n에 따라 증가시킬 필요도 없다. 그 결과, 신호 처리 회로(15)의 회로 구성의 간략화를 도모할 수 있다.

<ＡＤ변환의 문제점>

여기에서, 도 11에 나타내는 바와 같이, n분할 전송의 모든 판독에 있어서, 단위 화소(20)로부터 판독되는 각 출력 신호에 대하여 같은 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 행하면, ＡＤ변환의 실행 시간 및 소비 전력이 분할수 n에 비례하여 증가하게 된다.

<다른 변환 정밀도로의 ＡＤ변환>

그래서, 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서에서는, 도 12에 나타내는 바와 같이, 1회째와 2회째 판독 동작에서 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실행한다. 구체적으로는, 1회째의 판독에서의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기보다도, 2회째의 판독에서의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 크게 하여, ＡＤ변환의 최소 검지량, 즉 1카운트당 신호량을 크게 함으로써, 2회째의 ＡＤ변환에서의 변환 정밀도를 감소시킨다.

본 예에 따른 ＡＤ변환부(156)는, 가산 처리도 ＡＤ변환과 병행하여 행하는 구성을 채용하고 있다. 이러한 이유로, 동일한 가중치로 가산 처리가 실행되기 때문에, 2회째의 판독 동작에 있어서의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기가, 1회째의 판독 동작에 있어서의 기울기의 Ｎ배인 경우에, 2회째 카운트 동작을 1회째 카운트 동작의 1클록당 카운트수의 Ｎ배로 실행함으로써, 2회째 카운트 동작의 변환 정밀도를 1회째 카운트 동작의 1/N배로 한다.

도 13은, 광전변환소자(21)의 최대 축적 전하량을 10,000 전자로 했을 경우의, 입사광 강도(축적 전하)와 판독된 신호의 노이즈 레벨의 관계를 나타내는 특성도다. 여기에서는, 판독시의 고정 패턴 노이즈를 2e- 상당, 판독의 랜덤 노이즈를 7e- 상당, 그리고 축적 전하에 따른 광 숏 노이즈를 노이즈 성분으로서 포함한다.

도 13에 나타내는 바와 같이 축적 전하가 적은 저휘도 영역에서는 다크(dark)시 노이즈 레벨이 지배적이다. 그러나 입사광 강도가 강해져 축적 전하가 많아지면, 광 숏 노이즈가 지배적이 된다. 이러한 이유로, 저휘도에는 높은 변환 정밀도의 ＡＤ변환을 적용하면, 고휘도에는 낮은 변환 정밀도의 ＡＤ변환을 적용해 도, 예를 들면 도 13에 나타내는 바와 같이, ＡＤ변환의 양자화 오차는 지배적이 되지 않아, 화질 열화를 거의 일으키지 않는다.

본 예에서는, 12bit, 10bit, 8bit의 ＡＤ변환의 변환 정밀도는 1ＬＳＢ당 2.4e-,9.8e-,39.1e-가 된다. 따라서 축적 전하를 4분할하여 전송했을 경우에, 각각에 도 13에 나타내는 바와 같은 변환 정밀도를 적용하면, 1ＬＳＢ에 해당하는 전자수로 결정되는 양자화 오차는, 광 숏 노이즈 등의 노이즈 성분을 크게 밑돈다. 그 결과, 화질에 대한 영향이 거의 없다.

도 10에서 예시한 ＡＤ변환부(156)의 경우, 변환 정밀도에 의해 결정되는 계조수와 실행 시간은 비례하므로, ＡＤ변환에 도 13에 나타낸 변환 정밀도를 적용했을 경우, 12bit의 ＡＤ변환을 4회 실행(4096계조×4)하게 된다. 반면에, 12bit(4096계조), 10bit (1024계조), 8bit (256계조)로 실행한 경우에는, 2.6배 고속으로 ＡＤ변환이 실행되게 된다. 또한 카운터(1562)에서 소비되는 전력도 카운터(1562)의 변화수가 계조수에 비례하므로 약 1/2.6배로 저감할 수 있다.

(본 실시예의 작용 효과)

상기한 바와 같이, 광전변환소자(21)의 모든 축적 전하를 1회의 판독으로 출력할 수 없는 경우에, 분할하여 전하 전송 및 신호 출력을 행하는 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)에 있어서, n분할 전송에 의한 단위 화소(20)로부터의 출력 신호에 대하여, 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실시하여 가산한다. 그 결과, 화질을 손상시키지 않고, ＡＤ변환의 실행 시간(변환 속도)을 단축할 수 있는 동시에, ＡＤ변환부(152,156)에서 소비되는 전력을 저감할 수 있다.

보다 구체적으로는, 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)에서는 도 5 내지 도 7에서 설명한 분할 전송에 의한 구동법을 사용함으로써, 광전변환소자(21)의 축적 전하가 적을 경우는 최초의 분할 전송으로 모든 축적 전하를 판독할 수 있다. 따라서 도 13에 병기한 바와 같이, ＡＤ변환의 변환 정밀도를 판독 순서에 따라 서서히 낮추도록 함으로써, ＡＤ변환의 고속화 및 저소비 전력화를 실현하고 있다.

[제2 실시예]

도 14는 본 발명의 제2 실시예에 따른 고체촬상장치, 예를 들면 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다. 도면 중, 도 1과 동등 부분에는 동일 부호를 붙여 나타내고 있다.

도 14에 나타내는 바와 같이, 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10B)는, 화소 어레이부(11), 수직주사 회로(12), 수평주사 회로(13) 및 칼럼신호 선택회로(14)와 함께, 화소 어레이부(11)의 화소 열마다 배치된 복수의 칼럼 회로(17)를 가지는 구성으로 되어 있다. 그 이외의 구성은 제1 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A)와 기본적으로 동일하다.

복수의 칼럼 회로(17)는 각각, 화소 어레이부(11)로부터 수직 신호선(111)을 통해서 화소단위로 출력되는 화소(20)의 신호에 대하여, 노이즈 제거, ＡＤ변환, 가산 처리 등의 각종 신호 처리를 실행한다. 본 실시예에서는, 이 칼럼 회로(17)의 구성 및 동작을 특징으로 한다.

본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10B)도, 도 5 내지 도 7에서 설명한 분할 전송에 의한 구동법을 사용하고 있다. 이 구동법의 경우에는, 최초의 1회 혹은 수 회의 분할 전송으로 모든 축적 전하가 판독된다. 따라서, 축적 전하가 적을 경우는 최초의 분할 전송으로 모든 축적 전하가 판독되게 된다.

(칼럼 회로)

도 15는, 칼럼 회로(17)의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다. 여기에서는, 분할 전송의 분할수 n이 예를 들면 3(n=3)인 경우를 예로 들고 있다.

도 15에 나타내는 바와 같이, 본 예에 따른 칼럼 회로(17)는, 노이즈 제거부(171), ＡＤ변환부(172), 신호 선택부(173), 신호 보유부(174) 및 가산부(175)를 가진다. 따라서 칼럼 회로(17)는 도 8의 신호 처리 회로(15)와 기본적으로 같은 구성으로 되어 있다.

노이즈 제거부(171)는, 예를 들면 ＣＤＳ회로로 이루어진다. 노이즈 제거부(171)는 단위 화소(20)로부터 순차 공급되는 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분을 순서대로 얻음으로써, 리셋 노이즈나 증폭 트랜지스터(24)의 임계값 편차 등의 화소 고유의 고정 패턴 노이즈를 제거한다. ＡＤ변환부(172)는, 아날로그의 출력 신호를 디지털 신호로 ＡＤ변환한다.

신호 선택부(173)는, 1회째, 2회째, 3회째의 분할 전송에 대응하여 ＡＤ변환부(172)로부터 순서대로 출력되는 디지털 신호를 선택하여 신호 보유부(174)의 각 보유부(174-1,174-2,174-3)에 보유시킨다. 가산부(175)는, 보유부(174-1,174-2,174-3)에 보유된 1회째, 2회째, 3회째의 각 출력 신호를 가산한다.

이때, 상기의 예에서는, 노이즈 제거부(171)를 ＡＤ변환부(172)의 전단측에 배치한 예를 도시했다. 그러나 노이즈 제거부(171)를 ＡＤ변환부(172)의 후단측에 배치하여 디지털 처리로 ＡＤ변환을 실행하도록 해도 된다. 또는, ＡＤ변환부(172)에 노이즈 제거 기능을 갖도록 하여 ＡＤ변환하면서 노이즈 제거를 실행하도록 해도 된다.

또한 도 16에 나타내는 바와 같이 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)로 신호 처리 회로(15)를 구성하여, ＡＤ변환 처리와 병행하여 노이즈 제거 처리 및 가산 처리를 실행하도록 해도 된다. 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)로서는, 도 10에 나타낸 회로 구성을 사용할 수 있다.

상기 구성의 칼럼 회로(17)에 있어서, 같은 변환 정밀도로 ＡＤ변환했을 경우에 있어서의 전술한 문제점을 해소하기 위해, 제1 실시예의 경우와 마찬가지로, 1회째와 2회째에서 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실행하는 것을 특징으로 하고 있다(도 12 참조). 구체적으로는, 1회째의 판독에서의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기보다도, 2회째의 판독에서의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 크게 하여, ＡＤ변환의 최소 검지량, 즉 1카운트당 신호량을 크게 함으로써, 2회째의 ＡＤ변환에서의 변환 정밀도를 감소시킨다.

(본 실시예의 작용 효과)

상기한 바와 같이, 광전변환소자(21)의 모든 축적 전하를 1회의 판독으로 출력할 수 없는 경우에, 분할하여 전하 전송 및 신호 출력을 행하는 ＣＭＯＳ 이미지센서(10B)에 있어서, n분할 전송에 의한 단위 화소(20)로부터의 출력 신호에 대하 여, 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실시하여 가산한다. 그 결과 제1 실시예의 경우와 마찬가지로, 화질을 손상시키지 않고, ＡＤ변환의 고속화 및 저소비 전력화를 도모할 수 있다.

[제3 실시예]

도 17은, 본 발명의 제3 실시예에 따른 고체촬상장치, 예를 들면 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다. 도면 중, 도 1과 동등 부분에는 동일 부호를 붙여 나타내고 있다.

도 17에 나타내는 바와 같이, 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10C)는, 화소 어레이부(11), 수직주사 회로(12), 수평주사 회로(13), 복수의 칼럼 회로(17) 및 칼럼신호 선택회로(14)와 함께, 공급전압 제어회로(31), 전압 공급회로(32) 및 타이밍 발생 회로(ＴＧ)(33)를 가진다. 또한 ＣＭＯＳ 이미지센서(10C)는, 화소 어레이부(11)의 화소 열마다 배치된 복수의 칼럼 회로(34)를 가지는 구성으로 되어 있다. 그 이외의 구성은 제2 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10B)와 기본적으로 동일하다.

복수의 칼럼 회로(17)는 각각, 화소 어레이부(11)로부터 수직 신호선(111)을 통해 화소 단위로 출력되는 화소(20)의 신호에 대하여, 노이즈 제거, ＡＤ변환, 가산 처리 등의 각종 신호 처리를 실행한다. 본 실시예에서는, 이 칼럼 회로(17)의 구성 및 동작을 특징으로 한다. 본 실시예의 상세한 내용에 대해서는 후술한다.

공급전압 제어회로(31)는, 단위 화소(20) 내의 전송 트랜지스터(전송 소자)(22)의 게이트 전극(제어 전극)에 인가하는 전송 펄스 ＴＲＧ의 전압값(피크값) 을 제어한다. 이 공급전압 제어회로(31)의 구체적인 구성에 대해서는 후술한다.

전압 공급회로(32)는, 공급전압 제어회로(31)에 전압값이 다른 복수의 제어 전압을 공급한다. 이 복수의 제어 전압은, 전압값이 다른 전송 펄스 ＴＲＧ로서 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급된다. 이 다른 전압값의 전송 펄스 ＴＲＧ의 상세한 내용에 대해서는 후술한다.

타이밍 발생 회로(ＴＧ)(33)는, 공급전압 제어회로(31)가 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 다른 전압값의 전송 펄스 ＴＲＧ를 공급할 때의 타이밍을 결정하는 타이밍 신호 ＰＴＲＧ를 발생한다.

칼럼 회로(34)는, 화소 어레이부(11)로부터 수직 신호선(111)을 통해서 화소 단위로 출력되는 화소(20)의 신호에 대하여, 노이즈 제거, ＡＤ변환, 가산 처리 등의 각종 신호 처리를 실행한다. 칼럼 회로(34)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 후술한다.

(공급전압 제어회로)

공급전압 제어회로(31)는, 수직주사 회로(12)에 의해 선택 주사된 행을 구동하는 어드레스 신호 ＡＤＲ를 입력으로서 받아, 전압 공급회로(32)로부터 주어지는 복수의 전압 중 하나를 선택하고, 이렇게 선택된 전압을 전송 펄스 ＴＲＧ로서 단위 화소(20) 내의 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.

복수의 전압으로서는, 전송 트랜지스터(22)를 온(전도) 상태로 하는 온 전압 Ｖｏｎ과, 전송 트랜지스터(22)를 오프(비전도) 상태로 하는 오프 전압 Ｖｏｆｆ과, 온 전압 Ｖｏｎ과 오프 전압 Ｖｏｆｆ 사이의 중간전압 Ｖｍｉｄ이 전압 공급 회로(32)로부터 공급된다. 여기에서, 중간전압 Ｖｍｉｄ는, 광전변환소자(21)의 축적 전하의 일부를 보유하면서, 남은 축적 전하를 부분적으로 부유 확산 용량(26)에 전송하는 전압이다.

전술한 화소 회로에서는, 전송 트랜지스터(22)가 Ｎ채널이기 때문에, 온 전압 Ｖｏｎ을 전원전압 Ｖｄｄ로 하고, 오프 전압 Ｖｏｆｆ를 접지 전압, 바람직하게는 접지 전압보다도 낮은 전압으로 한다. 또한 본 예에서는, 중간전압 Ｖｍｉｄ으로서, 전압값이 다른 2개의 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1을 사용하는 것으로 한다.

이에 따라 전압 공급회로(32)로부터 공급전압 제어회로(31)에 대하여, 온 전압 Ｖｏｎ, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1 및 오프 전압 Ｖｏｆｆ의 4개의 전압이 공급된다. 이들 4개의 전압의 전압값은, Ｖｏｆｆ<Ｖｍｉｄ0 <Ｖｍｉｄ1 <Ｖｏｎ의 관계에 있다. 그리고, 4개의 전압 중, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1 및 온 전압 Ｖｏｎ이 전송 펄스 ＴＲＧ로서 이용된다.

중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1 및 온 전압 Ｖｏｎ의 공급 타이밍을 제어하기 위해, 타이밍 발생 회로(33)로부터 3개의 타이밍 신호 ＰＴＲＧ1, ＰＴＲＧ2, ＰＴＲＧ3이 공급전압 제어회로(31)에 주어진다. 공급전압 제어회로(31)는, 중간전압 Ｖｍｉd0, Ｖｍｉｄ1 및 온 전압 Ｖｏｎ 중 하나를, 타이밍 신호 ＰＴＲＧ1, ＰＴＲＧ2, ＰＴＲＧ3을 기초로 선택하여 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 중간전압 Ｖｍｉｄ으로서 공급한다.

도 18은 공급전압 제어회로(31)의 회로 구성의 일 예를 도시하는 회로도다. 도 18에 나타내는 바와 같이, 본 예에 따른 공급전압 제어회로(31)는, 4개의 전압, 즉 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1, 온 전압 Ｖｏｎ 및 오프 전압 Ｖｏｆｆ에 대응한 4개의 회로 블록(311∼314)과 3입력의 ＮＯＲ회로(315)를 가지는 구성으로 되어 있다.

회로 블록(311∼314)에는, 수직주사 회로(12)로부터 어드레스 신호 ＡＤＲ가 공통으로 주어진다. NOR회로(315)에는, 타이밍 발생 회로(33)로부터 타이밍 신호 ＰＴＲＧ1, ＰＴＲＧ2, ＰＴＲＧ3이 3입력으로서 주어진다.

회로 블록(311)은, 어드레스 신호 ＡＤＲ과 타이밍 신호 ＰＴＲＧ1을 2입력으로 하는 ＮＡＮＤ회로(3111), 레벨 시프터(3112) 및 Ｐ채널의 구동 트랜지스터(3113)로 구성된다. 회로 블록(311)은, 중간전압 Ｖｍｉｄ0을 선택하여 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.

회로 블록(312)은, 어드레스 신호 ＡＤＲ와 타이밍 신호 ＰＴＲＧ2를 2입력으로 하는 ＮＡＮＤ회로(3121) 및 Ｐ채널의 구동 트랜지스터(3122)로 구성된다. 회로 블록(312)은, 중간전압 Ｖｍｉｄ1을 선택하여 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.

회로 블록(313)은, 어드레스 신호 ＡＤＲ와 타이밍 신호 ＰＴＲＧ3을 2입력으로 하는 ＡＮＤ회로(3131) 및 Ｎ채널의 구동 트랜지스터(3132)로 구성된다. 회로 블록(313)은, 온 전압 Ｖｏｎ을 선택하고 이렇게 선택된 온 전압 Ｖｏｎ을 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.

회로 블록(314)은, 어드레스 신호 ＡＤＲ와 NOR회로(315)의 출력 신호를 2입 력으로 하는 ＡＮＤ회로(3141), 어드레스 신호 ＡＤＲ를 한쪽의 (부정)입력으로 하고, ＡＮＤ회로(3141)의 출력 신호를 다른 쪽의 입력으로 하는 OR회로(3142), 레벨 시프터(3143), 및 Ｎ채널의 구동 트랜지스터(3144)로 구성된다. 회로 블록(314)은 오프 전압 Ｖｏｆｆ을 선택하여 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.

이 회로 블록(314)에서는, 전송 트랜지스터(22)를 오프하기 위한 오프 전압 Ｖｏｆｆ로서, 접지 전압보다도 낮은 전압, 예를 들면 -1.0V를 공급하기 위해, NOR회로(315)의 작용에 의해 다른 회로 블록(311,312,313)과는 배타적으로 동작하는 회로 구성을 채용한다.

도 19에, 공급전압 제어회로(31)의 입출력의 타이밍 관계를 나타낸다. 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급하는 전압을 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1, 온 전압 Ｖｏｎ 및 오프 전압 Ｖｏｆｆ으로 했을 경우에 있어서, 어드레스 신호 ＡＤＲ에 의해 화소 행이 선택되었을 때, 타이밍 신호 ＰＴＲＧ1, ＰＴＲＧ2, ＰＴＲＧ3에 따라, 각각 대응하는 전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1, Ｖｏｎ을 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급하고, 그 외에는 오프 전압 Ｖｏｆｆ를 공급한다.

이와 같이 하여, 공급전압 제어회로(31)에 의한 제어 하에, 수직주사 회로(12)에 의한 수직 주사에 동기하여 화소 행마다, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1 및 온 전압 Ｖｏｎ을 그 순서로 순차 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다. 그 결과, 광전변환소자(21)에 축적된 신호 전하를 예를 들면 3회로 분할하여 부유 확산 용량(26)에 전송하는 3분할 전송을 실현할 수 있다.

<3분할 전송>

이하에, 어떤 화소 행에 있어서의 3분할 전송의 경우의 구체적인 동작에 대해서, 도 20의 타이밍 차트 및 도 21의 동작 설명도를 사용하여 설명한다. 도 21에 있어서, 각 동작 (1)∼ (11)은 도 20의 각 기간 (1)∼ (11)에 대응하고 있다.

어느 화소 행의 1단위의 축적기간 동안, 3분할 전송을 행하는 경우에는, 수직주사 회로(12)로부터 리셋 트랜지스터(23)의 게이트 전극에 대하여 리셋 펄스 ＲＴＳ가 일정한 간격으로 3회 주어짐으로써, 부유 확산 용량(26)의 리셋 동작이 3회 실행된다. 이 리셋 동작에 동기하여 공급전압 제어회로(31)로부터, 각 리셋 동작의 일정 시간 후에 중간전압 Ｖｍｉｄ0, 중간전압 Ｖｍｉｄ1 및 온 전압 Ｖｏｎ이 이 순서로 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 주어진다.

기간 (1)에는, 광전변환소자(21)에 전하 Ｑｐｄ가 축적된다. 이 때, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 오프 전압 Ｖｏｆｆ가 인가된다. 또 부유 확산 용량(26)이 1회째의 리셋 펄스 ＲＳＴ에 의해 리셋된다. 부유 확산 용량(26)의 리셋 레벨이 1회째의 리셋 레벨로서 증폭 트랜지스터(24) 및 선택 트랜지스터(25)를 통해 수직 신호선(111)에 판독된다.

리셋 레벨의 1회째의 판독 후, 기간 (2)에 중간전압 Ｖｍｉｄ0이 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 인가된다. 이 중간전압 Ｖｍｉｄ0의 인가에 의해, 광전변환소자(21)의 축적 전하 Ｑｐｄ의 일부 전하 Ｑｍｉｄ0을 남기고, (Ｑｐｄ-Ｑｍｉｄ0)의 전하가 부유 확산 용량(26)에 전송된다.

다음에 기간 (3)에, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 오프 전압이 인가된다. 그 결과, 부유 확산 용량(26)에 전송된 전하(Ｑｐｄ-Ｑｍｉｄ0)에 따른 신호 가 1회째의 신호 레벨로서 수직 신호선(111)에 판독된다.

다음에 기간 (4)에는, 2회째의 리셋 펄스 ＲＳＴ가 리셋 트랜지스터(23)의 게이트 전극에 인가됨으로써 부유 확산 용량(26)이 리셋된다. 이어서, 기간 (5)에, 그 리셋 레벨이 2회째의 리셋 레벨로서 수직 신호선(111)에 판독된다.

다음에 기간 (6)에, 중간전압 Ｖｍｉｄ1이 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 인가된다. 이 중간전압 Ｖｍｉｄ1의 인가에 의해, 광전변환소자(21)에 남아있는 전하 Ｑｍｉｄ0의 일부의 전하 Ｑｍｉｄ1을 남기고, (Ｑｐｄ0-Ｑｍｉｄ1)의 전하가 부유 확산 용량(26)에 전송된다.

다음에 기간 (7)에, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 오프 전압 Ｖｏｆｆ가 인가된다. 그 결과, 부유 확산 용량(26)에 전송된 전하(Ｑｐｄ0-Ｑｍｉｄ1)에 따른 신호가 2회째의 신호 레벨로서 수직 신호선(111)에 판독된다.

다음에 기간 (8)에는, 3회째의 리셋 펄스 ＲＳＴ가 리셋 트랜지스터(23)의 게이트 전극에 인가됨으로써 부유 확산 용량(26)이 리셋된다. 이어서, 기간 (9)에, 그 리셋 레벨이 3회째의 리셋 레벨로서 수직 신호선(111)에 판독된다.

다음에 기간 (10)에, 온 전압 Ｖｏｎ이 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 인가된다. 이 온 전압 Ｖｏｎ의 인가에 의해, 광전변환소자(21)의 남은 전하 Ｑｍｉｄ1이 부유 확산 용량(26)에 전송된다.

다음에 기간 (11)에, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 오프 전압 Ｖｏｆｆ이 인가된다. 그 결과, 부유 확산 용량(26)에 전송된 전하 Ｑｍｉｄ1에 따른 신호가 3회째의 신호 레벨로서 수직 신호선(111)에 판독된다.

도 22에, ＴＲＧ 구동전압(전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 인가하는 전송 펄스 ＴＲＧ)과 광전변환소자(21)의 보유 전하수의 관계예로서 실험 결과를 나타낸다.

여기에서는, 포화 전자수 약 5,500e-의 광전변환소자(21)에, 전송 트랜지스터(22)를 온/오프하는 전압 Ｖｏｎ/Ｖｏｆｆ의 중간전압 Ｖｍｉｄ를 인가했을 경우의 광전변환소자(21)에 보유되는 전하수를 나타내고 있다.

도 22에서는, 일례로서, 중간전압 Ｖｍｉｄ를 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1로 하고, 3분할 전송의 구동을 실행했을 경우의 보유 전하수 Ｑｍｉｄ0, Ｑｍｉｄ1을 나타내고 있다. 이와 같이, 중간전압 Ｖｍｉｄ의 전압값 및 중간전압 Ｖｍｉｄ의 수를 설정함으로써, 임의의 전송 전하단위, 임의의 분할수로, 광전변환소자(21)에 축적된 전하를 전송하고, 그 전하에 따른 신호를 출력할 수 있다.

3분할 전송의 경우에는, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1이 제1 제어 전압이 되고, 온 전압 Ｖｏｎ이 제2 제어 전압이 된다.

<n분할 전송>

여기에서는, 3분할 전송의 경우를 예로 들어 설명했지만, 전송 동작의 분할수는 임의로 설정가능하다. 그리고, n분할(n은 2 이상의 정수)의 전송을 실행하는 경우에는, 도 23에 나타내는 바와 같이, n-1개의 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ 1,……, Ｖｍｉｄ(n-2)과, 온 전압 Ｖｏｎ을 공급전압 제어회로(13)로부터 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 인가하여 해당 전송 트랜지스터(22)를 구동하도록 하면 된다.

n분할 전송의 경우에는, 중간전압 Ｖｍｉｄ0∼Ｖｍｉｄ(n-2)이 제1 제어 전압이 되고, 온 전압 Ｖｏｎ이 제2 제어 전압이 된다.

전술한 n분할 전송에 의한 구동 하에, 화소 행마다 전하의 전송, 리셋, 화소 선택이 실행된다. 이에 따라, 단위 화소(20)로부터 리셋 레벨 및 신호 레벨의 각 신호(즉, 단위 화소(20)의 출력 신호)가 열 병렬로, 즉 화소 열 단위로 병렬적으로 수직 신호선(111)에 판독되어, 해당 수직 신호선(111)을 통해 칼럼 회로(34)에 공급된다.

분할 전송에 의한 구동법이, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1을 인가하여 임의의 전하량 단위로 분할 전송하는 방식일 경우, 제1, 제2 실시예에 따른 분할 전송에 의한 구동법의 경우와는 반대로, 고휘도의 화소에서 최초에 전하 전송 및 출력이 발생하고, 저휘도의 화소에서는 최초에 전하 전송 및 출력이 발생하지 않는다.

예를 들면 도 24a에 나타내는 바와 같이, 전송 가능한 최대 전하량이 결정된다. 그리고, 도 24b의 예와 같이, 예를 들면 축적된 전하량이 Qpd>Qfd4.max, 또한, Qpd<Qfd4.max＋Qfd3.max을 만족하는 경우, 축적 전하 Qpd는 1회째 판독 동작, 및 2회째 판독 동작에서 전송되어 출력되지 않는다. 또한, 3회째 판독 동작에서는 Qfd3(=Qpd-Qfd4.max)이 전송되어 판독되고, 4회째 판독 동작에서는 Qfd4.max가 전송되어 판독된다. 또, 3회째 판독 동작과 4회째 판독 동작에서 판독된 출력 신호를 가산함으로써, 모든 축적 전하 Qpd가 얻어진다.

이와 같이, 도 21에 나타내는 분할 전송에 의한 구동법에서는, 전송 트랜지 스터(22)의 구동전압에 따라 광전변환부(수광부)에서 보유할 수 있는 전하량이 다른 것을 이용하여 분할 전송을 실행한다. 예를 들면 도 20에 기재한 예에서는, 전송 트랜지스터(22)의 구동전압으로서 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1을 사용함으로써, 전하 Ｑｍｉｄ0, Ｑｍｉｄ1을 광전변환부에 보유하고, 그것을 초과한 전하를 순차 전송하여 판독할 수 있다.

(칼럼 회로)

칼럼 회로(17)로서는, 제2 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10B)의 칼럼 회로(17)와 같은 구성을 사용할 수 있다. 즉, 도 15에 나타내는 바와 같이, 노이즈 제거부(171), ＡＤ변환부(172), 신호 선택부(173), 신호 보유부(174) 및 가산부(175)로 이루어지는 회로 구성이나, 도 16에 나타내는 바와 같이, 노이즈 제거 기능 및 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부(156)로 이루어지는 회로 구성을 채용할 수 있다.

상기 구성의 칼럼 회로(17)는, 같은 변환 정밀도로 ＡＤ변환했을 경우에 있어서의 전술한 문제점을 해소하기 위해, 제1, 제2 실시예의 경우와 마찬가지로, 분할 전송에 의해 판독되는 출력 신호에 대하여, ＡＤ변환부(172,176)에서 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실행하는 것을 특징으로 한다.

도 25는, 3분할 전송시에 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 행할 때의 처리의 설명도다. 이 처리는 1회째에 상대적으로 낮은 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실행하고, 2회째, 3회째의 판독에 대하여 순차로 변환 정밀도를 높여가는 예다. 이와 같이, 분할 전송에 의한 ｎ회분의 출력 신호에 대하여, 다른 변환 정밀도의 ＡＤ변환 을 실시하여 가산함으로써, 입사광의 휘도에 따라 변환 정밀도가 변화하는 ＡＤ변환 특성을 얻을 수 있다.

이것은, 입사 휘도가 낮은 경우에는 광전변환소자(21)의 축적 전하수가 적어, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1에 따라 결정되는 임계값을 초과하는 축적 전하를 발생시키는 휘도의 경우에만 전하가 전송되기 때문이다.

도 22에 나타내는 예와 같이, 전하를 3분할하여 전송했을 경우, 보유 전하수 Ｑｍｉｄ1을 밑도는 축적 전하가 발생하고 있을 때, 즉 입사광 휘도가 낮을 때는, 3회째의 전송 동작에서만 출력 신호를 얻을 수 있다. 한편, 보유 전하수 Ｑｍｉｄ0을 초과하는 축적 전하가 있을 때, 즉 입사광 휘도가 높을 때는, 1회째의 전송 동작부터 전하가 전송되므로 출력 신호가 얻어진다.

이에 따라 도 25에 나타내는 바와 같이, 휘도가 낮을 경우에는 높은 ＡＤ변환 정밀도를 적용하고, 휘도가 높을 경우에는, 순차 낮은 ＡＤ변환 정밀도를 혼재시켜서 적용한 특성을 얻을 수 있다.

여기에서, 출력 신호의 노이즈 레벨은, 입사광 휘도가 없을 경우에 회로 등에서 발생하는 다크시 노이즈와, 입사광 휘도에 따라 입사광 휘도의 제곱근의 에너지로 발생하는 광 숏 노이즈로 크게 나눌 수 있다. 그 때문에, 도 26에 나타내는 바와 같이, 입사광 휘도에 비례하는 신호 레벨에 대하여, 노이즈 레벨은, 다크시 노이즈에, 신호 레벨의 제곱근의 특성을 가지는 광 숏 노이즈를 추가한 특성을 가진다.

ＡＤ변환 정밀도, 즉 ＡＤ변환에 있어서의 최소 검지 단위는 노이즈 레벨을 밑도는 것이 바람직하기 때문에, 저휘도에서는 높은 정밀도의 ＡＤ변환이 필요하다. 그러나 고휘도에서는 광 숏 노이즈가 지배적이다. 이에 따라 출력 신호에 대해 저정밀도의 ＡＤ변환을 실시하여 ＡＤ변환의 양자화 오차를 크게 해도, 화질을 손상시키는 일이 거의 없다.

<다른 ＡＤ변환 정밀도를 설정하는 구체적인 예>

계속해서, 도 10에 나타낸 ＡＤ변환부(156)의 구성에서, 다른 ＡＤ변환 정밀도를 설정하는 구체예에 대해, 도 27을 사용하여 설명한다.

참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 N배로 크게 함으로써, 1카운트당 전압값, 즉 ＡＤ변환의 최소 검지량을 불균일하게 할 수 있다. 예를 들면 도 27에 나타내는 바와 같이, 1회째의 판독 동작에 있어서, 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 2회째 판독 동작의 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기의 2배로 함으로써, 1회째의 판독 동작에 변환 정밀도가 낮은 ＡＤ변환을 적용하고 있다.

한편, 3분할 전송에 의한 각 출력 신호의 가산을 실행할 경우에는, 카운터(1562)를 동작시키는 클록 ＣＫ의 1클록에 있어서, 카운트값을 N카운트하는 것에 의해, 분할 전송된 출력 신호를 같은 가중치로 가산할 수 있다.

예를 들면 도 27에 나타내는 바와 같이, 참조 신호 Ｖｒｅｆ를 2배의 기울기로 한 경우에는, 1클록당 2카운트를 증감함으로써, 변환 정밀도를 줄이면서 같은 가중치로 가산을 실행하고 있다.

또한 굳이 카운트값을 N배로 하지 않고 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 바꾸거나 혹은 참조 신호 Ｖｒｅｆ의 기울기를 바꾸지 않고 카운트값을 N배로 하는 것 에 의해, 분할 전송된 출력 신호에 각각 임의의 가중치를 곱하여 가산하는 것도 가능하다.

(본 실시예의 작용 효과)

상기한 바와 같이, 광전변환소자(21)의 모든 축적 전하를 1회의 판독으로 출력할 수 없는 경우에, 분할하여 전하 전송 및 신호 출력을 행하는 ＣＭＯＳ 이미지센서(10C)에 있어서, n분할 전송에 의한 단위 화소(20)로부터의 출력 신호에 대하여, 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 실시하여 가산한다. 이로써, 화질을 손상시키지 않고, ＡＤ변환의 실행 시간(변환 속도)을 단축할 수 있음과 동시에, ＡＤ변환부(152,156)에서 소비되는 전력을 저감할 수 있다.

보다 구체적으로는, 본 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10C)에서는 도 20 내지 도 22에서 설명한 바와 같이, 중간전압 Ｖｍｉｄ0, Ｖｍｉｄ1을 사용한 분할 전송에 의한 구동법을 사용함으로써, 고휘도인 경우에 발생하는 축적 전하는 이전의 판독 동작에서 전송 및 출력되고, 저휘도인 경우에 발생하는 축적 전하는 나중의 판독 동작에서만 전송 및 출력된다. 이 때문에, 도 27에 예시하는 것 같이, 이전의 판독에 의해 출력된 신호에 대하여, 보다 변환 정밀도가 낮은 ＡＤ변환을 적용하는 것에 의해, ＡＤ변환의 고속화 및 저소비 전력화를 실현하고 있다.

[고변환 효율]

이상 설명한 제1∼제3 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A∼10C)에 있어서, 부유 확산 용량(26)에서의 전하전압 변환효율을 높이기 위해, 광전변환소자(21)로부터 신호 전하가 전송되는 부유 확산 용량(전하전압 변환부)(26)의 기생 용량(ＦＤ용량)을 미소화, 구체적으로는, 부유 확산 용량(26)이 취급할 수 있는 최대 전하량이 광전변환소자(21)에 축적 가능한 최대 전하량보다도 작아지도록 기생 용량을 작게 함으로써, 보다 높은 효과를 얻을 수 있다.

즉, 부유 확산 용량(26)의 기생 용량을 작게 하는 등으로 전하전압 변환효율을 높임으로써, 출력 신호의 신호 레벨에 대한 랜덤 노이즈나 고정 패턴 노이즈를 상대적으로 작게 하고, 또한, 전하전압 변환효율을 높임으로써, 1회의 판독으로 출력할 수 없는 축적 전하를 분할 전송하는 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A∼10C)에 있어서, 저휘도의 영역에 높은 변환 정밀도의 ＡＤ변환을 적용하고, 광 숏 노이즈가 지배적인 노이즈 성분이 되는 고휘도의 영역에서 고속이지만 낮은 변환 정밀도의 ＡＤ변환을 적용한다. 이에 따라, 화질을 손상시키지 않고, ＡＤ변환의 고속화·저소비 전력화를 실현할 수 있다.

[변형예]

또한 상기 각 실시예에서는 광전변환소자(21)의 전하를 하나의 전송 트랜지스터(22)에 의해 공통의 부유 확산 용량(26)으로 분할 전송하고, 공통의 수직 신호선(111)에 순차 판독하는 구성의 단위 화소(20)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서에 적용했을 경우를 예로 들어서 설명했지만, 본 발명이 이것에 한정되는 것은 아니고, 여러 가지 변형예가 가능하다.

(변형예 1)

도 28은, 변형예 1에 따른 단위 화소(20A)의 화소 회로를 나타내는 회로도다. 도면 중, 도 2와 동등 부분에는 동일한 부호를 붙여 나타내고 있다.

도 28에 나타내는 바와 같이, 본 변형예 1에 따른 단위 화소(20A)는, 증폭 트랜지스터(24)에 대하여 직렬로 접속된 선택 트랜지스터(25)의 드레인 전극과 전원 사이에 전류원(31)을 접속하고, 선택 트랜지스터(25)의 드레인 노드로부터 출력 신호 Ｖｏｕｔ를 도출하는 구성으로 되어 있다.

이 단위 화소(20A)에 있어서, 부유 확산 용량(26)에서의 전하전압변환의 변환 효율은, 부유 확산 용량(26)과 수직 신호선(111) 사이의 기생 용량의 용량값 Ｃｉ에 따라 결정된다. 따라서 이 기생 용량의 용량값 Ｃｉ를 부유 확산 용량(26)의 용량값 Ｃｆｄ보다도 작게 함으로써, 전하전압변환의 효율을 높일 수 있다.

여기에서, 부유 확산 용량(26)의 최대 축적 전하량을 Qfd.max, 기생 용량Ｃｉ의 최대 축적 전하량을 Qi.max로 했을 경우, 고변환 효율의 효과를 얻기 위해서는, Qi.max<Qfd.max가 조건이 된다. 이 때문에, 최대 축적 전하량 Qfd.max 보다도 작은 최대 축적 전하량 Qi.max를 단위로 하여 광전변환소자(21)의 축적 전하 Qpd를 분할 전송할 필요가 있다.

이와 같이, 전하전압 변환효율이 높거나 또는 전압증폭률이 높은 단위 화소(20A)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서는, S/N에 있어서 유리한 반면, 1회의 판독으로 출력할 수 있는 전하량에 제한이 발생할 경우가 있다.

이 단위 화소(20A)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서에 대하여, 전술한 분할 전송을 적용하고, 광전변환소자(21)의 전하를 임의로 분할하여 전송함으로써, 광전변환소자(21)에서 발생한 모든 전하를, 판독 회로의 출력 범위에 따라 효율적으로 출력할 수 있다.

또한 도 28에 나타내는 단위 화소(22A)의 예에서는, 리셋시의 전하전압 변환부(부유 확산 용량(26))의 전압을 판독 회로의 동작점에 설정할 필요가 있다. 그러나 전술한 분할 전송을 적용함으로써, 전하전압 변환부의 전위에 의존하지 않고 분할 전송량을 제어할 수 있다.

(변형예 2)

도 29는, 변형예 2에 따른 단위 화소(20B)의 화소 회로를 나타내는 회로도다. 도면 중, 도 2와 동등 부분에는 동일한 부호를 붙여 나타내고 있다.

도 29에 나타내는 바와 같이, 본 변형예 2에 따른 단위 화소(20B)는, 증폭 트랜지스터(24) 대신에, 부유 확산 용량(26)과 선택 트랜지스터(25) 사이에 반전 증폭회로(27)를 접속하는 동시에, 해당 반전 증폭회로(27)에 대하여 리셋 트랜지스터(23)를 병렬로 접속한 구성으로 되어 있다. 이와 같이, 반전 증폭회로(27)를 화소 내에 갖게 함으로써, 신호 레벨을 증폭하고, S/N의 개선을 도모할 수 있다.

이와 같이, 반전 증폭회로(27)를 화소 내에 가지는 단위 화소(20C)를 포함하는 ＣＭＯＳ 이미지센서에서는, 반전 증폭회로(27)의 증폭률을 -A로 하면, 부유 확산 용량(26)에 최대 축적 전하량 Qfd.max이 전송되었을 때의 출력 전압 Ｖｏｕｔ의 진폭 -Ａ·Ｑfd.max/Cfd가, 출력 전압 Ｖｏｕｔ의 출력 가능범위 ΔＶｏｕｔ．ｐｐ를 넘는 경우가 있다.

이 경우, 모든 전하를 신호 출력하기 위해, 부유 확산 용량(26)의 최대 축적 전하량 Qfd.max보다도 작은 전하 Qmid(<Qfd.max)를 최대로 한 전하량의 단위로 분할 전송할 필요가 있다.

이 단위 화소(20B)를 가지는 ＣＭＯＳ 이미지센서에 대하여, 전술한 분할 전송을 적용하고, 광전변환소자(21)의 전하를 임의로 분할하여 전송함으로써, 광전변환소자(21)에서 발생한 모든 전하를, 출력 전압 Ｖｏｕｔ의 출력 가능범위 ΔＶｏｕｔ．ｐｐ에 따라 효율적으로 출력할 수 있다.

이때, 상기 각 실시예에서는 가시광의 광량에 따른 신호 전하를 물리량으로서 검지하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치되어 이루어지는 ＣＭＯＳ 이미지센서에 적용했을 경우를 예로 들어 설명했다. 그러나 본 발명이 ＣＭＯＳ 이미지센서로의 적용에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명은 화소 어레이부의 화소 열마다 칼럼 회로를 배치하여 이루어지는 칼럼 방식의 고체촬상장치 전반에 대하여 적용 가능하다.

또한 본 발명은, 가시광선의 입사광량의 분포를 검지하여 화상으로서 촬상하는 고체촬상장치로의 적용에 한정되지 않는다. 즉, 본 발명은 적외선이나 X선 혹은 입자 등의 입사량의 분포를 화상으로서 촬상하는 고체촬상장치나, 광의의 의미로서, 압력이나 정전용량 등, 다른 물리량의 분포를 검지하여 화상으로서 촬상하는 지문검출 센서 등의 고체촬상장치(물리량 분포 검지 장치) 전반에 대하여 적용가능하다.

또한, 본 발명은, 화소 어레이부의 각 단위 화소를 행 단위로 순차적으로 주사하여 각 단위 화소로부터 화소신호를 판독하는 고체촬상장치에 한정되지 않는다. 즉, 본 발명은 화소 단위로 임의의 화소를 선택하고, 해당 선택 화소로부터 화소 단위로 신호를 판독하는 X-Y어드레스형의 고체촬상장치에 대해서도 적용가능하다.

이때, 고체촬상장치는 원칩으로서 형성된 형태여도 좋고, 촬상부와, 신호 처리부 또는 광학계가 한꺼번에 패키징 된 촬상 기능을 가지는 모듈 형상의 형태여도 된다.

또한 본 발명은, 고체촬상장치에 대한 적용에 한정되는 것은 아니고, 촬상장치에도 적용가능하다. 여기에서, 촬상장치는, 디지털 스틸 카메라나 비디오 카메라 등의 카메라 시스템이나, 휴대전화기 등의 촬상기능을 가지는 전자기기를 말한다. 이때, 전자기기에 탑재되는 상기 모듈 형상의 형태, 즉 카메라 모듈을 촬상장치로 하는 경우도 있다.

[촬상장치]

도 30은, 본 발명에 따른 촬상장치의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다. 도 30에 나타내는 바와 같이, 본 발명에 따른 촬상장치(50)는, 렌즈 군(51)을 포함하는 광학계, 고체촬상장치(52), 카메라 신호 처리 회로인 ＤＳＰ회로(53), 프레임 메모리(54), 표시장치(55), 기록 장치(56), 조작계(57) 및 전원계(58) 등을 가진다. 또한 ＤＳＰ회로(53), 프레임 메모리(54), 표시장치(55), 기록 장치(56), 조작계(57) 및 전원계(58)가 버스 라인(59)을 통해 서로 접속된 구성으로 되어 있다.

렌즈군(51)은 피사체로부터의 입사광(화상광)을 입력하여 고체촬상장치(52)의 촬상면 위에 결상한다. 고체촬상장치(52)는, 렌즈군(51)에 의해 촬상면 위에 결상된 입사광의 광량을 화소 단위로 전기신호로 변환하여 화소신호로서 출력한다. 이 고체촬상장치(52)로서, 전술 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10)가 이용된다.

표시장치(55)는 액정표시장치나 유기ＥＬ(electro luminescence) 표시장치 등의 패널형 표시장치로 이루어진다. 표시장치(55)는 고체촬상장치(52)로 촬상된 동영상 또는 정지 화상을 표시한다. 기록 장치(56)는, 고체촬상장치(52)로 촬상된 동영상 또는 정지 화상을, 비디오 테이프나 ＤＶＤ(Digital Versatile Disk) 등의 기록 매체에 기록한다.

조작계(57)는, 유저에 의한 조작 하에, 본 촬상장치가 가지는 여러 가지 기능에 대해 조작 지령을 발한다. 전원계(58)는, ＤＳＰ회로(53), 프레임 메모리(54), 표시장치(55), 기록 장치(56) 및 조작계(57)의 동작 전원이 되는 각종 전원을, 이들 공급 대상에 대하여 적절히 공급한다.

상기한 바와 같이, 비디오 카메라나 디지털 스틸 카메라, 또한 휴대전화기 등의 모바일 기기용 카메라 모듈 등의 촬상장치에 있어서, 그 고체촬상장치(52)로서 전술한 제1∼ 제3 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A∼10C)를 사용함으로써, 이들 ＣＭＯＳ 이미지센서(10A∼10C)에서는 화질을 손상시키지 않고, ＡＤ변환 속도를 단축할 수 있는 동시에, ＡＤ변환부에서의 소비 전력을 저감할 수 있다. 따라서, 촬상장치로서의 처리 속도의 고속화 및 저소비 전력화를 도모할 수 있다.

첨부된 청구항이나 그 동등 범위 내에 있는 한 설계 요구나 다른 요소에 따라 다양한 변형, 조합, 하위 조합, 변경을 할 수 있다는 것은 당업자에게 당연하게 이해된다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다.

도 2는 도 1에 나타낸 단위 화소의 회로 구성의 일 예를 도시하는 회로도다.

도 3은 도 1에 나타낸 단위 화소의 회로 구성의 다른 예를 도시하는 회로도다.

도 4는 도 1에 나타낸 단위 화소의 회로 구성의 또 다른 예를 도시하는 회로도다.

도 5는 4분할로 분할 전송을 행할 경우의 리셋 펄스 ＲＳＴ와 전송 펄스 ＴＲＧ의 타이밍 관계를 나타내는 타이밍 차트다.

도 6은 4분할 전송에 있어서의 입사광 휘도가 높을 경우의 동작을 설명하는 에너지도다.

도 7은 4분할 전송에 있어서의 입사광 휘도가 낮을 경우의 동작을 설명하는 에너지도다.

도 8은 도 1에 나타낸 신호 처리 회로의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다.

도 9는 도 1에 나타낸 신호 처리 회로의 구성의 다른 예를 도시하는 블럭도다.

도 10은 도 9에 나타낸 노이즈 제거 기능과 가산 기능을 가지는 ＡＤ변환부의 구체적인 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다.

도 11은 같은 변환 정밀도로 실행하는 ＡＤ변환 처리의 동작 타이밍을 나타 내는 타이밍 차트다.

도 12는 다른 변환 정밀도로 실행하는 ＡＤ변환 처리의 동작 타이밍을 나타내는 타이밍 차트다.

도 13은 최대 축적 전하량을 10,000 전자로 했을 경우의, 입사광 강도와 판독된 신호의 노이즈 레벨의 관계를 나타내는 특성도다.

도 14는 본 발명의 제2 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다.

도 15는 도 14에 나타낸 칼럼 회로의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다.

도 16은 도 14에 나타낸 칼럼 회로의 구성의 다른 예를 도시하는 블럭도다.

도 17은 본 발명의 제3 실시예에 따른 ＣＭＯＳ 이미지센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도다.

도 18은 도 17에 나타낸 공급전압 제어회로의 회로 구성의 일 예를 도시하는 회로도다.

도 19는 공급전압 제어회로의 입출력의 타이밍 관계를 나타내는 타이밍 차트다.

도 20은 3분할 전송의 경우의 구동 타이밍 예를 도시하는 타이밍 차트다.

도 21은 3분할 전송의 경우의 동작을 설명하는 에너지도다.

도 22는 ＴＲＧ구동전압과 광전변환소자의 보유 전하수의 관계예로서 실험 결과를 도시한 도면이다.

도 23은 n분할 전송의 경우의 구동 타이밍 예를 도시하는 타이밍 차트다.

도 24a 및 24b는 광전변환부가 취급할 수 있는 최대 전하량 Qpd.max와 각 분할 전송의 최대값 Qfd.max의 관계를 도시한 도면이다.

도 25는 3분할 전송시에 다른 변환 정밀도로 ＡＤ변환을 행할 때의 처리의 설명도다.

도 26은 입사광 휘도에 비례하는 신호 레벨과 노이즈 레벨의 관계를 나타내는 특성도다.

도 27은 다른 ＡＤ변환 정밀도를 설정하는 구체적인 예의 설명도다.

도 28은 변형예 1에 따른 단위 화소의 화소 회로를 나타내는 회로도다.

도 29는 변형예 2에 따른 단위 화소의 화소 회로를 나타내는 회로도다.

도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 촬상장치의 구성의 일 예를 도시하는 블럭도다.

도 31은 종래 기술의 단위 화소의 구성의 일 예를 도시하는 회로도다.

Claims (13)

1. 광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 출력하는 출력 수단을 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치된 화소 어레이부와,

   1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적되고 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할되어 전송된 상기 신호 전하를 상기 출력 수단을 통해 판독하는 구동 수단과,

   상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 아날로그-디지털 변환 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 가산 처리를 행하는 가산 수단을 더 구비한 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 출력 수단은, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 전압으로 변환하는 전하전압 변환부를 포함하고, 상기 전하전압 변환부에 의해 취급되는 최대 전하량이 상기 광전변환부에 축적 가능한 최대 전하량보다도 작아지도록 기생 용량이 작게 설정되는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 구동 수단은, 상기 광전변환부에 축적된 신호 전하의 일부를 상기 광전변환부에 보유하면서, 보유된 전하량을 초과한 축적 전하를 상기 전송 소자에 의해 전송하는 제어 전압을 상기 전송 소자에 적어도 1회 주는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 아날로그-디지털 변환 수단은, 입사광 강도가 상대적으로 낮을 경우에, 상기 전송 소자에 의한 전하 전송이 발생하지 않을 때에 상기 단위 화소로부터 출력되는 출력 신호에 대해서 보다는, 상기 전송 소자에 의한 전하 전송이 발생할 때에 상기 단위 화소로부터 출력되는 출력 신호에 대해서 더 높은 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
6. 제 1항에 있어서,

   상기 아날로그-디지털 변환 수단은,

   상기 복수의 각 신호를 참조 신호와 비교하는 비교 수단과,

   상기 비교 수단으로부터 얻은 비교 결과에 따른 카운트값만큼 카운트 동작을 행하는 카운트 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
7. 제 6항에 있어서,

   상기 아날로그-디지털 변환 수단은, 상기 참조 신호의 기울기를 N배로 하고, 상기 카운트 수단의 카운트값을 N배로 함으로써, 변환 정밀도를 1/N배로 하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
8. 제 6항에 있어서,

   상기 카운트 수단은, 상기 비교 수단으로부터 얻은 비교 결과에 따른 카운트값만큼 업 카운트 또는 다운 카운트를 행하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
9. 제 8항에 있어서,

   상기 아날로그-디지털 변환 수단은, 상기 카운트 수단에 의한 업 카운트 또는 다운 카운트에 따라, 상기 단위 화소로부터 얻어지는 리셋 레벨과 신호 레벨의 차분을 얻는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
10. 제 6항에 있어서,

    상기 아날로그-디지털 변환 수단은, 상기 카운트 수단에 의한 카운트 동작에 따라, 상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대한 가산 처리를, 아날로그-디지털 변환 처리와 병행하여 실행하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치.
11. 광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 신호 전하를 출력하는 출력부를 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치된 화소 어레이부와,

    1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적되고 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할되어 전송된 상기 신호 전하를 상기 출력부를 통해 판독하는 구동 수단을 구비한 고체촬상장치의 신호 처리 방법으로서,

    상기 고체촬상장치가 상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치의 신호 처리 방법.
12. 제 11항에 있어서,

    입사광 강도가 상대적으로 낮을 경우에, 상기 전송 소자에 의한 전하 전송이 발생하지 않을 때에 상기 단위 화소로부터 출력되는 출력 신호에 대해서 보다는, 상기 전송 소자에 의한 전하 전송이 발생할 때에 상기 단위 화소로부터 출력되는 출력 신호에 대해서 더 높은 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 것을 특징으로 하는 고체촬상장치의 신호 처리 방법.
13. 광신호를 신호 전하로 변환하는 광전변환부와, 상기 광전변환부에서 광전변환된 신호 전하를 전송하는 전송 소자와, 상기 전송 소자에 의해 전송된 상기 신호 전하를 출력하는 출력 수단을 포함하는 단위 화소가 행렬 모양으로 배치되어 이루어지는 고체촬상장치와,

    입사광을 상기 고체촬상장치의 촬상면 위에 결상 하는 광학계를 구비하고,

    상기 고체촬상장치는,

    1단위의 축적기간 동안에 상기 광전변환부에 축적되고 상기 전송 소자에 의해 적어도 2회로 분할되어 전송된 상기 신호 전하를 상기 출력 수단을 통해 판독하 는 구동 수단과,

    상기 단위 화소로부터 복수로 분할하여 판독된 복수의 출력 신호에 대하여 다른 변환 정밀도로 아날로그-디지털 변환을 행하는 아날로그-디지털 변환 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 촬상장치.

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