KR20080047418A - 역방향 링크 간섭 제거 - Google Patents

역방향 링크 간섭 제거 Download PDF

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Abstract

역방향 링크 간섭 제거를 위한 방법 및 시스템이 제공된다. 이 방법은, 적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신되어 제 1 기지국에 의해 수신된 적어도 하나의 신호를 복조 및 복호화하는 단계; 이 신호의 복조 및 복호화된 정보를 제 2 기지국으로 송신하는 단계; 제 2 기지국에서 이 신호를 복원하는 단계; 및 복원된 신호를 제 2 기지국에서의 버퍼로부터 제거하는 단계를 포함한다.
Figure P1020087006982
역방향 링크, 간섭 제거, 트래픽 채널, 오버헤드 채널, 파일럿, 직교 주파수 분할 다중화

Description

역방향 링크 간섭 제거{REVERSE LINK INTERFERENCE CANCELLATION}
35 U.S.C. §119 에 따른 우선권의 주장
본 출원은 다음의 4 건의 공동-양도된 출원, 즉 2005 년 8 월 22 일 출원되며, 발명의 명칭이 "A METHOD TO REMOVE REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE" 인 미국 가출원 제 60/710,405 호; 2005 년 8 월 22 일 출원되며, 발명의 명칭이 "A METHOD OF INTERFERENCE CANCELLATION" 인 미국 가출원 제 60/710,370 호; 2005 년 8 월 31 일 출원되며, 발명의 명칭이 "REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE CANCELLATION" 인 미국 가출원 60/713,549 호; 및 2005 년 8 월 31 일 출원되며, 발명의 명칭이 "SYSTEM WITH MULTIPLE SIGNAL RECEIVING UNITS AND A CENTRAL PROCESSOR WITH INTERFERENCE CANCELLATION" 인 미국 가출원 제 60/713,517 호에 대해 우선권을 주장하는데, 이들 출원은 본 명세서에 참조로서 완전히 포함되어 있다.
기술분야
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서의 간섭 제거에 관한 것이다.
배경기술
통신 시스템은 기지국과 액세스 단말기 사이의 통신을 제공할 수도 있다. 순방향 링크 또는 다운링크는 기지국으로부터 액세스 단말기로의 전송을 언급한다. 역방향 링크 또는 업링크는 액세스 단말기로부터 기지국으로의 전송을 언급한다. 각 액세스 단말기는, 액세스 단말기가 활성 상태에 있는지 여부, 및 액세스 단말기가 소프트 핸드오프 중에 있는지 여부에 종속하여, 주어진 시점에 순방향 링크 및 역방향 링크를 통해 하나 이상의 기지국과 통신할 수도 있다.
도면의 간단한 설명
본 출원의 특징, 속성 및 이점은, 첨부 도면과 함께 후술되는 상세한 설명으로부터 보다 명백해질 수도 있다. 동일한 참조 숫자 및 문자는 동일하거나 유사한 객체를 식별할 수도 있다.
도 1 은 기지국 및 액세스 단말기를 갖는 무선 통신 시스템을 도시한 도면이다.
도 2 는 도 1 의 액세스 단말기에서 구현될 수도 있는 송신기 구조 및/또는 프로세스의 일례를 도시한 도면이다.
도 3 은 도 1 의 기지국에서 구현될 수도 있는 수신기 프로세스 및/또는 구조의 일례를 도시한 도면이다.
도 4 는 기지국 수신기 프로세스 또는 구조의 또다른 실시형태를 도시한 도면이다.
도 5 는 도 1 의 무선 통신 시스템에서의 3 명의 이용자의 전력 분배의 일반적인 실시예를 도시한 도면이다.
도 6 은 동일한 송신 전력을 갖는 이용자에 대한 프레임 비동기 트래픽 간섭 제거를 위한 균일한 시간-오프셋 분산의 일례를 도시한 도면이다.
도 7 은 역방향 링크 데이터 패킷 및 순방향 링크 자동 재송 요구 채널에 이용되는 인터레이싱 구조를 도시한 도면이다.
도 8 은 완전한 16-슬롯 패킷에 스패닝 (spanning) 하는 메모리를 도시한 도면이다.
도 9a 는 복호화가 지연되지 않는 순차 간섭 제거 (Sequential Interference Cancellation: SIC) 의 일례에 대한 트래픽 간섭 제거 방법을 도시한 도면이다.
도 9b 는 도 9a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 10 은 복호화된 서브패킷의 간섭이 제거된 인터레이스의 연속적인 서브패킷의 도달 이후의 수신기 샘플 버퍼를 도시한 도면이다.
도 11 은 오버헤드 채널 구조를 도시한 도면이다.
도 12a 는 먼저 파일럿 IC (PIC) 를 수행한 다음에 오버헤드 IC (OIC) 와 트래픽 IC (TIC) 를 함께 수행하는 방법을 도시한 도면이다.
도 12b 는 도 12a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 13a 는 도 12a 에서의 방법의 변형을 도시한 도면이다.
도 13b 는 도 13a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 14a 는 공동 (joint) PIC, OIC 및 TIC 를 수행하는 방법을 도시한 도면이 다.
도 14b 는 도 14a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 15a 는 도 14a 에서의 방법의 변형을 도시한 도면이다.
도 15b 는 도 15a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 16 은 전송 시스템의 모델을 도시한 도면이다.
도 17 은 합성된 송신 및 수신 필터링의 예시적인 응답을 도시한 도면이다.
도 18(a) 및 도 18(b) 는 3 개의 레이크 (RAKE) 핑거의 각각에서 추정된 다중경로 채널에 기초한 채널 추정치 (실수 및 허수 성분) 의 일례를 도시한 도면이다.
도 19(a) 및 도 19(b) 는 데이터 칩에 대한 역확산 및 레이크 핑거에 기초하는 개선된 채널 추정치의 예시를 도시한 도면이다.
도 20a 는 재생된 데이터 칩에 대한 레이크 핑거 지연에서의 역확산 방법을 도시한 도면이다.
도 20b 는 도 20a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 21(a) 및 도 21(b) 는 칩x2 레졸루션 (resolution) 으로 균일하게 이격된 샘플을 이용하여 합성 채널 (composite channel) 을 추정하는 일례를 도시한 도면이다.
도 22a 는 재생된 데이터 칩을 이용하여 균일한 레졸루션으로 합성 채널을 추정하는 방법을 도시한 도면이다.
도 22b 는 도 22a 의 방법을 수행하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 23 은 고정된 오버헤드 서브채널 이득에 대한 폐쇄 루프 전력 제어 및 이득 제어를 도시한 도면이다.
도 24 는 도 23 의 변형을 도시한 도면이다.
도 25 는 고정된 오버헤드 서브채널 이득에 대한 전력 제어의 일례를 도시한 도면이다.
도 26 은 오버헤드 이득 제어를 갖는 것을 제외하고는 도 24 와 유사한 도면이다.
도 27 은 DRC-전용 오버헤드 이득 제어를 갖는 도 26 의 변형을 도시한 도면이다.
도 28 은 레이크 수신기 내의 샘플 버퍼 및 핑거 프로세서를 도시한 도면이다.
도 29 는 역방향 링크 셀간 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하도록 구성된 다수의 기지국을 도시한 도면이다.
도 30 은 다수의 기지국이 역방향 링크 셀간 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하는 방법을 도시한 도면이다.
도 31 은 역방향 링크 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하도록 구성된 기지국 내의 다수의 처리 유닛을 도시한 도면이다.
도 32 는 간섭 제거를 수행하도록 구성된 다수의 신호 수신 유닛 및 중앙 처리 장치를 갖는 시스템을 도시한 도면이다.
도 33 은 도 32 의 시스템을 이용하는 방법을 도시한 도면이다.
도 34 는 도 32 의 중앙 처리 장치에서의 수신 샘플 버퍼의 일례를 도시한 도면이다.
상세한 설명
본 명세서에 개시된 임의의 실시형태는 다른 실시형태에 비해 반드시 바람직하다거나 이롭다고는 할 수 없다. 본 발명의 각종 양태가 도면에 도시되었지만, 이들 도면은 반드시 일정한 비율로 또는 모든 것을 포함하도록 작성되었다고는 할 수 없다.
도 1 은 무선 통신 시스템 (100) 을 도시한 도면이고, 이 무선 통신 시스템 (100) 은 시스템 제어기 (102), 기지국 (104A 내지 104B), 및 복수의 액세스 단말기 (106A 내지 106H) 를 포함한다. 무선 통신 시스템 (100) 은 임의의 개수의 제어기 (102), 기지국 (104) 및 액세스 단말기 (106) 를 포함할 수도 있다. 후술되는 본 발명의 각종 양태 및 실시형태는 무선 통신 시스템 (100) 에서 구현될 수도 있다.
액세스 단말기 (106) 는 이동형이거나 고정형일 수도 있고, 도 1 의 무선 통신 시스템 (100) 의 도처에 분산될 수도 있다. 액세스 단말기 (106) 는, 랩톱 퍼스널 컴퓨터와 같은 컴퓨팅 장치에 접속되거나 이러한 컴퓨팅 장치에 구현될 수도 있다. 대안적으로, 액세스 단말기는, PDA (Personal Digital Assistant) 와 같이, 자급식 (self-contained) 데이터 디바이스일 수도 있다. 액세스 단말기 (106) 는, 유선 전화기, 무선 전화기, 셀룰러 전화기, 랩톱 컴퓨터, 무선 통신 퍼스널 컴퓨터 (PC) 카드, PDA, 외장 또는 내장 모뎀 등과 같이, 각종 타입의 디바이 스를 언급할 수도 있다. 액세스 단말기는, 예를 들어 광섬유 또는 동축 케이블을 이용하여, 무선 채널을 통해 또는 유선 채널을 통해 통신함으로써, 이용자에 대해 데이터 접속성을 제공하는 임의의 디바이스일 수도 있다. 액세스 단말기는, 이동국, 액세스 유닛, 가입자 유닛, 모바일 디바이스, 모바일 단말기, 모바일 유닛, 모바일 전화기, 모바일, 원격국, 원격 단말기, 원격 유닛, 이용자 디바이스, 이용자 장비, 핸드헬드 디바이스 등과 같이, 각종 명칭을 가질 수도 있다.
무선 통신 시스템 (100) 은 다수의 셀에 대한 통신을 제공하는데, 각 셀은 하나 이상의 기지국 (104) 에 의해 서비스된다. 또한, 기지국 (104) 은, 기지국 트랜시버 시스템 (BTS), 액세스 포인트, 액세스 네트워크의 일부, MRT (Modem Pool Transceiver), 또는 노드 B 로서 언급될 수도 있다. 액세스 네트워크는, 패킷 교환 데이터 네트워크 (예를 들어, 인터넷) 와 액세스 단말기 (106) 사이에 데이터 접속성을 제공하는 네트워크 장비를 언급한다.
순방향 링크 (FL) 또는 다운링크는 기지국 (104) 으로부터 액세스 단말기 (106) 로의 전송을 언급한다. 역방향 링크 (RL) 또는 업링크는 액세스 단말기 (106) 로부터 기지국 (104) 으로의 전송을 언급한다.
기지국 (104) 은 상이한 데이터 레이트 세트로부터 선택된 데이터 레이트를 이용하여 액세스 단말기 (106) 로 데이터를 송신할 수도 있다. 액세스 단말기 (106) 는, 기지국 (104) 에 의해 송신된 파일럿 신호의 신호대 간섭 및 잡음비 (SINR) 를 측정하여, 기지국 (104) 이 액세스 단말기 (106) 로 데이터를 송신하기 위한 원하는 데이터 레이트를 결정할 수도 있다. 액세스 단말기 (106) 는 기지 국 (104) 으로 데이터 요구 채널 또는 데이터 레이트 제어 (Data Rate Control: DRC) 메시지를 송신하여, 기지국 (104) 에 원하는 데이터 레이트를 통지할 수도 있다.
시스템 제어기 (102 ; 기지국 제어기 (BSC) 로도 언급됨) 는 기지국 (104) 에 대해 조정 및 제어를 제공할 수도 있고, 또한 기지국 (104) 을 통한 액세스 단말기 (106) 로의 호의 라우팅을 제어할 수도 있다. 또한, 시스템 제어기 (102) 는 이동 전화 교환국 (MSC) 을 통해 일반 전화 교환망 (PSTN) 에 연결될 수도 있고, 패킷 데이터 서비스 노드 (PDSN) 를 통해 패킷 데이터 네트워크에 연결될 수도 있다.
무선 통신 시스템 (100) 은, 코드 분할 다중 접속 (CDMA); IS-95; TIA/EIA/IS-856 의 "cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification" 에 특정된 바와 같이, HDR (High Data Rate) 로도 언급되는 HRPD (High Rate Packet Data); CDMA 1xEV-DO (EVolution Data Optimized); 1xEV-DV; 광대역 CDMA (WCDMA); UMTS (Universal Mobile Telecommunication System); 시분할 동기 CDMA (TD-SCDMA); 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM) 등과 같이, 하나 이상의 통신 기술을 이용할 수도 있다. 후술되는 실시예는 이해의 명쾌함을 위한 상세를 제공한다. 본 명세서에 개시된 개념은 다른 시스템에도 적용가능하고, 본 실시예는 본 출원을 한정하는 것을 의미하지는 않는다.
도 2 는 도 1 의 액세스 단말기 (106) 에서 구현될 수도 있는 송신기 구조 및/또는 프로세스의 일례를 도시한 도면이다. 도 2 에 도시된 기능 및 컴포넌 트는, 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합으로 구현될 수도 있다. 도 2 에 도시된 기능에 부가하여 또는 이들 기능 대신에, 도 2 에 다른 기능이 부가될 수도 있다.
데이터 소스 (200) 는 부호기 (202) 로 데이터를 제공하는데, 이 부호기 (202) 는 하나 이상의 부호화 방식을 이용하여 데이터 비트를 부호화하여, 부호화된 데이터 칩을 제공한다. 각 부호화 방식은, 순환 잉여 검사 (Cyclic Redundancy Check: CRC), 콘볼루션 부호화, 터보 부호화, 블록 부호화, 다른 타입의 부호화와 같은 하나 이상의 타입의 부호화를 포함할 수도 있고, 또는 부호화를 전혀 이용하지 않는다. 다른 부호화 방식은, 자동 재송 요구 (Automatic Repeat Request: ARQ), 하이브리드 ARQ (H-ARQ), 및 IR (Incremental Redundancy) 반복 기술을 포함할 수도 있다. 상이한 타입의 데이터는 상이한 부호화 방식으로 부호화될 수도 있다. 인터리버 (204) 는 부호화된 데이터 비트를 인터리빙하여, 페이딩을 제거하려고 노력한다.
변조기 (206) 는 부호화 및 인터리빙된 데이터를 변조하여, 변조된 데이터를 생성한다. 변조 기술의 예로는, 이진 위상 편이 변조 (BPSK) 및 직교 위상 편이 변조 (QPSK) 가 포함된다. 또한, 변조기 (206) 는 변조된 데이터의 시퀀스를 반복할 수도 있고, 또는 심볼 천공 유닛이 심볼 비트를 천공할 수도 있다. 또한, 변조기 (206) 는 변조된 데이터를 월시 커버 (즉, 월시 코드) 로 확산하여, 데이터 칩을 형성할 수도 있다. 또한, 변조기 (206) 는, 데이터 칩을 파일럿 칩 및 MAC 칩으로 시분할 다중화하여, 칩 스트림을 형성할 수도 있다. 또한, 변조기 (206) 는 의사 잡음 (PN) 확산기를 이용하여, 하나 이상의 PN 코드 (예를 들어, 단코드, 장코드) 로 칩 스트림을 확산할 수도 있다.
기저대역-무선 주파수 (RF) 변환 유닛 (208) 은, 안테나 (210) 를 통해 무선 통신 링크를 경유하여 하나 이상의 기지국 (104) 으로의 송신을 위해 기저대역 신호를 RF 신호로 변환할 수도 있다.
도 3 은 도 1 의 기지국 (104) 에서 구현될 수도 있는 수신기 프로세스 및/또는 구조의 일례를 도시한 도면이다. 도 3 에 도시된 기능 및 컴포넌트는, 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합으로 구현될 수도 있다. 도 3 에 도시된 기능에 부가하여 또는 이들 기능 대신에, 도 3 에 다른 기능이 부가될 수도 있다.
하나 이상의 안테나 (300) 는 하나 이상의 액세스 단말기 (106) 로부터 역방향 링크 변조된 신호를 수신한다. 다수의 안테나는 페이딩과 같은 해로운 경로 영향에 대한 공간 다이버시티를 제공할 수도 있다. 각 수신 신호는 각각의 수신기 또는 RF-기저대역 변환 유닛 (302) 으로 제공되는데, 이는 수신 신호를 조절 (예를 들어, 필터링, 증폭, 다운컨버팅) 및 디지털화하여, 이 수신 신호에 대한 데이터 샘플을 생성한다.
복조기 (304) 는 수신 신호를 복조하여, 복구된 심볼을 제공할 수도 있다. cdma2000 에 있어서, 복조는, (1) 역확산된 샘플을 채널화하여, 그 각각의 코드 채널로 수신 데이터 및 파일럿을 분리하거나 채널화함으로써, 또한 (2) 복구된 파일럿과 채널화된 데이터를 간섭성으로 (coherently) 복조하여, 복조된 데이터를 제 공함으로써, 데이터 송신을 복구하려고 한다. 복조기 (304) 는, 모든 이용자/액세스 단말기에 대한 수신 신호의 샘플을 저장하기 위한 수신 샘플 버퍼 (312 ; 공동 전단 RAM (FERAM) 또는 샘플 RAM 으로도 지칭됨), 다수의 신호 인스턴스를 역확산 및 처리하기 위한 레이크 수신기 (314), 및 복조 심볼 버퍼 (316 ; 후단 RAM (BERAM) 또는 복조 심볼 RAM 으로도 지칭됨) 를 포함할 수도 있다. 복수의 이용자/액세스 단말기에 대응하는 복수의 복조 심볼 버퍼 (316) 가 존재할 수도 있다.
디인터리버 (306) 는 복조기 (304) 로부터의 데이터를 디인터리빙한다.
복호기 (308) 는 복조된 데이터를 복호화하여, 액세스 단말기 (106) 에 의해 송신되는 복호화된 데이터 비트를 복구할 수도 있다. 복호화된 데이터는 데이터 싱크 (310) 로 제공될 수도 있다.
도 4 는 기지국 수신기 프로세스 또는 구조의 또다른 실시형태를 도시한 도면이다. 도 4 에 있어서, 성공적으로 복호화된 이용자의 데이터 비트가 간섭 복원 유닛 (400) 으로 입력되는데, 이 간섭 복원 유닛 (400) 은 부호기 (402), 인터리버 (404), 변조기 (406) 및 필터 (408) 를 포함한다. 부호기 (402), 인터리버 (404) 및 변조기 (406) 는, 도 2 의 부호기 (202), 인터리버 (204) 및 변조기 (206) 와 유사할 수도 있다. 필터 (408) 는, 예를 들어 칩 레이트로부터 2x칩 레이트로의 변경과 같이, FERAM 레졸루션으로 복호화된 이용자의 샘플을 형성한다. 그런 다음, FERAM 에 대한 복호화된 이용자의 기여가 FERAM (312) 으로부터 제거되거나 상쇄된다.
기지국 (104) 에서의 간섭 제거가 후술되지만, 본 발명의 개념은 통신 시스템의 액세스 단말기 (106) 나 임의의 다른 컴포넌트에 적용될 수도 있다.
트래픽 간섭 제거
CDMA 역방향 링크의 용량은 이용자들 사이의 간섭에 의해 제한될 수도 있는데, 그 이유는 상이한 이용자에 의해 송신된 신호가 BTS (104) 에서 직교하지 않기 때문이다. 그러므로, 이용자들 사이의 간섭을 감소시키는 기술은, CDMA 역방향 링크의 시스템 성능을 개선할 것이다. cdma2000 1xEV-DO Rev.A 와 같은 고도 CDMA 시스템에 대한 간섭 제거의 효과적인 구현을 위한 기술이 본 명세서에서 설명된다.
각 EV-DO Rev.A 이용자는 트래픽, 파일럿 및 오버헤드 신호를 송신하는데, 이들 모두는 다른 이용자에 대한 간섭을 야기할 수도 있다. 도 4 에 도시된 바와 같이, 이들 신호는 복원되어 BTS (104) 에서 전단 RAM (312) 으로부터 제거 (subtracting) 될 수도 있다. 송신된 파일럿 신호는 BTS (104) 에 공지되고, 채널에 대한 지식에 기초하여 복원될 수도 있다. 그러나, 송신된 오버헤드 및 트래픽 칩을 결정하기 위해서, BTS (104) 에서, 먼저 (역방향 레이트 지시자 (Reverse Rate Indicator: RRI), 데이터 요구 채널 또는 데이터 레이트 제어 (DRC), 데이터 소스 채널 (DSC), 긍정응답 (ACK) 과 같은) 오버헤드 신호가 복조 및 검출되고, 송신된 데이터 신호가 복조, 디인터리빙 및 복호화된다. 그런 다음, 주어진 신호에 대해 송신된 칩의 결정에 기초하여, 간섭 복원 유닛 (400) 은 채널 지식에 기초한 FERAM (312) 에 대한 기여를 복원할 수도 있다.
데이터 소스 (200) 로부터의 데이터 패킷의 비트는, 부호기 (202), 인터리버 (204) 및/또는 변조기 (206) 에 의해, 기지국 (104) 으로의 송신을 위한 복수의 대응하는 "서브패킷" 으로 재생 (repeating) 및 처리될 수도 있다. 기지국 (104) 이 높은 SNR 신호를 수신하는 경우, 제 1 서브패킷은, 기지국 (104) 이 오리지널 데이터 패킷을 복호화 및 도출하기에 충분한 정보를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 데이터 소스 (200) 로부터의 데이터 패킷은 4 개의 서브패킷으로 재생 및 처리될 수도 있다. 이용자 단말기 (106) 는 제 1 서브패킷을 기지국 (104) 으로 송신한다. 기지국 (104) 은, 수신된 제 1 서브패킷으로부터 오리지널 데이터 패킷을 올바르게 복호화 및 도출할 비교적 낮은 확률을 가질 수도 있다. 그러나, 기지국 (104) 이 제 2 서브패킷, 제 3 서브패킷 및 제 4 서브패킷을 수신하고, 각 수신 서브패킷으로부터 도출된 정보를 합성함에 따라, 오리지널 데이터 패킷을 복호화 및 도출할 확률은 증가한다. 기지국 (104) 은 (예를 들어, 순환 잉여 검사 (CRC) 또는 다른 오류 검출 방식을 이용하여) 오리지널 패킷을 올바르게 복호화하자마자, 기지국 (104) 은 이용자 단말기 (106) 로 서브패킷의 송신을 중단하라는 긍정응답 신호를 송신한다. 그런 다음, 이용자 단말기 (106) 는 신규 패킷의 제 1 서브패킷을 송신할 수도 있다.
EV-DO Rev.A 의 역방향 링크는 H-ARQ (도 7 참조) 를 채택하는데, 여기서 각 16-슬롯 패킷은 4 개의 서브패킷으로 분할되어, 동일한 인터페이스의 서브패킷들 사이에 8 개의 슬롯을 갖는 인터페이스 구조로 송신된다. 또한, 상이한 이용자 /액세스 단말기 (106) 가 상이한 슬롯 경계에서 이들의 송신을 시작할 수도 있으므로, 상이한 이용자의 4-슬롯 서브패킷은 비동기적으로 BTS 에 도달한다. H-ARQ 및 CDMA 에 대한 간섭 제거 수신기의 효과적인 설계 및 비동기성의 영향은 후술된다.
간섭 제거로부터의 이득은, FERAM (312) 으로부터 신호가 제거되는 순서에 종속한다. 트래픽-대-파일럿 (T2P) 비율, 유효 SINR, 또는 복호화 확률에 기초하여 이용자를 복호화하는 것 (및 CRC 를 통과하는 경우에는 제거하는 것) 에 관한 기술이 본 명세서에 개시되어 있다. FERAM (312) 으로부터 다른 것들이 제거된 이후에, 이용자의 복조 및 복호화를 재시도하는 각종 접근법이 본 명세서에 개시되어 있다. BTS FERAM (312) 으로부터의 간섭 제거는, EV-DO Rev.A 와 같은 비동기 CDMA 시스템을 고려하여 효과적으로 구현될 수도 있는데, 여기서 이용자는 하이브리드-ARQ 를 이용하여 파일럿 신호, 제어 신호 및 트래픽 신호를 송신한다. 또한, 이러한 개시는 EV-DV Rel.D, W-CDMA EUL 및 cdma2000 에 적용될 수도 있다.
트래픽 간섭 제거 (TIC) 는, 이용자가 올바르게 복호화한 이후에 FERAM (312) 에 대한 이용자의 데이터의 기여를 제거하는 감산형 간섭 제거로서 정의될 수도 있다 (도 4 참조). cdma2000, EV-DO, EV-DV 및 WCDMA 와 같은 실제 CDMA 시스템에 대한 TIC 와 연관된 일부 실질적인 문제점이 본 명세서에서 처리된다. 다수의 이들 문제점은, 실제 시스템이 이용자 비동기성 및 하이브리드 ARQ 를 갖는다는 사실에 의해 야기된다. 예를 들어, cdma2000 은 시간적으로 균일하게 이용자 데이터 프레임을 계획적으로 확산하여, 백홀 (backhaul) 네트워크에서의 초 과 지연을 방지한다. 또한, EV-DO 의 Rev.A, EV-DV 의 Rel.D 및 WCDMA 의 EUL 은, 2 이상의 가능한 데이터 길이를 도입하는 하이브리드 ARQ 를 이용한다.
다중-이용자 검출은, TIC 가 해당하는 알고리즘의 주요 카테고리이고, 2 명의 상이한 이용자의 검출이 상호작용하도록 함으로써 성능을 개선하려고 시도하는 임의의 알고리즘을 언급한다. TIC 방법은, 연속 간섭 제거 (순차 간섭 제거 또는 SIC 로 지칭됨) 및 병렬 간섭 제거의 하이브리드를 수반할 수도 있다. "연속 간섭 제거" 는, 이용자를 순차적으로 복호화하고, 이전에 복호화된 이용자의 데이터를 이용하여 성능을 개선하는 임의의 알고리즘을 언급한다. "병렬 간섭 제거"는, 이용자를 동시에 복호화하고, 또한 모든 복호화된 이용자를 동시에 제거하는 것을 광범위하게 언급한다.
TIC 는 파일럿 간섭 제거 (PIC) 와 상이할 수도 있다. TIC 와 PIC 사이의 첫번째 차이점은, 송신된 파일럿 신호가 미리 수신기에 의해 완전하게 공지된다는 것이다. 그러므로, PIC 는 단지 채널 추정치만을 이용하여 수신된 신호에 대한 파일럿 기여를 제거할 수도 있다. 두번째 주요 차이점은, H-ARQ 메커니즘에 의해서 트래픽 채널을 통해 송신기와 수신기가 밀접하게 상호작용한다는 것이다. 이용자가 성공적으로 복호화될 때까지, 수신기는 송신된 데이터 시퀀스를 알지 못한다.
유사하게, 오버헤드 간섭 제거 (OIC) 로 지칭되는 기술에 있어서, 전단 RAM 으로부터 오버헤드 채널을 제거하는 것이 바람직하다. BTS (104) 가 송신된 오버헤드 데이터를 알 때까지, 오버헤드 채널은 제거될 수 없고, 이는 복호화한 다음 에 오버헤드 메시지를 재형성함으로써 결정된다.
연속 간섭 제거는 방법의 클래스를 정의한다. 상호 정보의 연쇄 규칙은, 이상적인 조건 하에서, 연속 간섭 제거가 다중 액세스 채널의 용량을 달성할 수도 있다는 것을 나타낸다. 이를 위한 주요 조건은, 모든 이용자가 프레임 동기하고, 각 이용자의 채널이 무시할만한 에러로 추정될 수도 있다는 것이다.
도 5 는 3 명의 이용자 (이용자 1, 이용자 2, 이용자 3) 의 전력 분배의 일반적인 실시예를 도시한 도면이고, 여기서 이들 이용자는 동기하여 프레임을 송신하고 (동시에 모든 이용자로부터의 프레임이 수신됨), 각 이용자는 동일한 데이터 레이트로 송신한다. 예를 들어, 이용자 3 은 잡음과 실질적으로 동일한 전력으로 송신하고; 이용자 2 는 이용자 3 의 전력 + 잡음과 실질적으로 동일한 전력으로 송신하고; 이용자 1 은 이용자 2 + 이용자 3 + 잡음과 실질적으로 동일한 전력으로 송신하라는 것과 같이, 각 이용자에게 특정 송신 전력을 이용하라고 명령한다.
수신기는, 송신 전력이 높은 순서로 이들 이용자로부터의 신호를 처리한다. k = 1 (최고 전력을 갖는 이용자 1) 에서 시작하여, 수신기는 이용자 1 에 대한 복호화를 시도한다. 복호화가 성공적인 경우, 수신 신호에 대한 이용자 1 의 기여가 형성되고, 그 채널 추정치에 기초하여 제거된다. 이는, 프레임 동기 순차 간섭 제거로 지칭될 수도 있다. 모든 이용자에 대한 복호화가 시도될 때까지, 수신기는 계속한다. 각 이용자는, 이전에 복호화된 이용자의 연속 간섭 제거의 간섭 제거 이후에 동일한 SINR 을 갖는다.
유감스럽게도, 이 접근법은 복호화 에러에 대해 매우 민감할 수도 있다. 이용자 1 과 같이, 단일의 큰 전력의 이용자가 올바르게 복호화되지 않은 경우, 모든 다음의 이용자의 신호대 간섭 및 잡음비 (SINR) 는 심하게 열화될 수도 있다. 이는, 이 시점 이후의 모든 이용자의 복호화를 방해할 수도 있다. 이 접근법의 또다른 단점은, 이용자가 수신기에서 특정 상대 전력을 갖는 것을 필요로 하는데, 이는 페이딩 채널에서 보장하기가 어렵다는 점이다.
프레임 비동기성 및 간섭 제거 (예를 들어, cdma2000)
이용자 프레임 오프셋이 서로에 대해 계획적으로 스태거된다고 (staggered) 가정된다. 이 프레임 비동기 동작은 전체적으로 시스템에 대한 다수의 이점을 갖는다. 예를 들어, 수신기에서의 네트워크 대역폭 및 처리 전력은 시간에서 보다 균일한 이용 프로파일을 가질 것이다. 이에 반해, 이용자들 사이의 프레임 동기성은, 모든 이용자가 동시에 패킷을 완성하기 때문에, 각 프레임 경계의 종단에서 처리 전력 및 네트워크 자원의 버스트를 요구한다. 프레임 비동기성에 있어서, BTS (104) 는, 최대 전력을 갖는 이용자 보다는 가장 빠른 도달 시간을 갖는 이용자를 먼저 복호화할 수도 있다.
도 6 은 동일한 송신 전력을 갖는 이용자에 대한 프레임 비동기 TIC 를 위한 균일한 시간-오프셋 분산의 일례를 도시한 도면이다. 도 6 은, 이용자 1 의 프레임 1 이 복호화되기 직전의 시점의 스냅샷을 도시한 도면이다. 모든 이용자에 대해 프레임 0 이 이미 복호화되고, 제거되었기 때문에, 간섭에 대한 그 기여는 크로스해칭으로 (crosshatched) 도시되어 있다 (이용자 2 및 이용자 3). 일반 적으로, 이 접근법은 2 의 인자만큼 간섭을 감소시킨다. 간섭의 절반은, 이용자 1 의 프레임 1 의 복호화 이전에, TIC 에 의해 제거되었다.
또다른 실시형태에 있어서, 도 6 에서의 이용자들은, 예를 들어 이용자 그룹 1, 이용자 그룹 2, 이용자 그룹 3 과 같이, 이용자 그룹으로 언급될 수도 있다.
비동기성 및 간섭 제거의 이점은, 이용자들이 유사한 데이터 레이트를 원하는 경우, 전력 레벨 및 에러 통계에 대한 이용자들 사이의 상대적인 대칭성이다. 동일한 이용자 데이터 레이트를 갖는 일반적인 순차 간섭 제거에 있어서, 최종 이용자는 매우 낮은 전력으로 수신되고, 또한 모든 이전의 이용자의 성공적인 복호화에 매우 종속한다.
비동기성, 하이브리드 ARQ 및 인터레이싱 (예를 들어, EV-DO Rev.A)
도 7 은 RL 데이터 패킷 및 FL ARQ 채널에 이용되는 (예를 들어, 1xEV-DO Rev.A 에서의) 인터레이싱 구조를 도시한 도면이다. 각 인터레이스 (인터레이스 1, 인터레이스 2, 인터레이스 3) 는 시간-스태거된 세그먼트 세트를 포함한다. 이 실시예에 있어서, 각 세그먼트는 4-시간 슬롯 길이이다. 각 세그먼트 중에, 이용자 단말기는 기지국으로 서브패킷을 송신할 수도 있다. 3 개의 인터레이스가 존재하고, 각 세그먼트는 4-시간 슬롯 길이이다. 따라서, 주어진 인터레이스의 서브패킷의 끝과, 동일한 인터레이스의 다음의 서브패킷의 시작 사이에 8 개의 시간 슬롯이 존재한다. 이는, 수신기가 서브패킷을 복호화하여, 송신기로 ACK 또는 부정응답 (NAK) 을 중계하기에 충분한 시간을 제공한다.
하이브리드 ARQ 는 페이딩 채널의 시변 속성을 이용한다. 첫번째의 1, 2 또는 3 서브패킷에 대한 채널 상태가 양호한 경우, 데이터 프레임은 이들 서브패킷만을 이용하여 복호화될 수도 있고, 수신기는 송신기로 ACK 를 송신한다. ACK 는 송신기에게 나머지 서브패킷(들)을 송신하지 말고, 희망하는 경우에 차라리 신규 패킷을 시작할 것을 명령한다.
간섭 제거를 위한 수신기 아키텍처
TIC 에 따르면, 복호화된 이용자의 데이터는 복원 및 제거되어 (도 4 참조), BTS (104) 는, 복호화된 이용자의 데이터가 다른 이용자에 대해 유발하는 간섭을 제거할 수도 있다. TIC 수신기는 2 개의 순환 메모리 (circular memory), 즉 FERAM (312) 및 BERAM (316) 을 갖출 수도 있다.
FERAM (312) 은 (예를 들어, 2x칩 레이트로) 수신 샘플을 저장하고, 이는 모든 이용자에 대해 공용이다. 비-TIC 수신기는, (복조 프로세스에서의 지연을 수용하기 위해서) 약 1 내지 2 슬롯의 FERAM 만을 이용하는데, 그 이유는 트래픽 또는 오버헤드 간섭의 제거가 일어나지 않기 때문이다. H-ARQ 를 이용하는 시스템을 위한 TIC 수신기에 있어서, FERAM 은, 다수의 슬롯 (예를 들어, 40 슬롯) 에 스패닝할 수도 있고, 복호화된 이용자의 간섭의 제거를 통해 TIC 에 의해 업데이트된다. 또다른 구성에 있어서, FERAM (312) 은, 패킷의 서브패킷의 시작부터, 이 패킷의 후속 서브패킷의 끝까지의 기간에 스패닝하는 길이와 같이, 풀 패킷 (full packet) 보다 작게 스패닝하는 길이를 가질 수도 있다.
BERAM (316) 은, 복조기의 레이크 수신기 (314) 에 의해 생성되는 바와 같은 수신 비트의 복조 심볼을 저장한다. 각 이용자는 상이한 BERAM 을 가질 수도 있는데, 그 이유는 이용자-특정 PN 시퀀스로 역확산하고, RAKE 핑거에 걸쳐 합성함으로써 복조 심볼이 획득되기 때문이다. TIC 및 비-TIC (non-TIC) 수신기는 모두 BERAM (316) 을 이용할 수도 있다. TIC 에서의 BERAM (316) 은, FERAM (312) 이 모든 서브패킷에 스패닝하지 않는 경우, 더 이상 FERAM (312) 에 저장되지 않는 이전의 서브패킷의 복조 심볼을 저장하는데 이용된다. BERAM (316) 은, 복호화 시도가 일어날 때마다, 또는 FERAM (312) 으로부터 슬롯이 존재할 때마다 업데이트될 수도 있다.
FERAM 길이를 선택하는 방법
BERAM (316) 및 FERAM (312) 의 크기는, 요구된 처리 전력, 메모리로부터 프로세서로의 전송 대역폭, 시스템의 성능과 지연 사이의 각종 트레이드오프에 따라 선택될 수도 있다. 일반적으로, 보다 짧은 FERAM (312) 을 이용함으로써, TIC 의 이점이 제한되는데, 그 이유는 최고 (oldest) 서브패킷이 업데이트되지 않을 것이기 때문이다. 한편, 보다 짧은 FERAM (312) 은 감소된 수의 복조, 제거 및 보다 낮은 전송 대역폭을 야기한다.
Rev.A 인터레이싱에 따르면, 16-슬롯 패킷 (4 개의 서브패킷이고, 각 서브패킷은 4 슬롯으로 송신됨) 은 40 슬롯에 스패닝할 것이다. 그러므로, 40-슬롯 FERAM 은 모든 영향을 받은 슬롯으로부터 이용자의 제거를 보장하는데 이용될 수도 있다.
도 8 은 EV-DO Rev.A 를 위한 완전한 16-슬롯 패킷에 스패닝하는 40-슬롯 FERAM (312) 을 도시한 도면이다. 신규 서브패킷이 수신될 때마다, FERAM (312) 에 저장된 모든 이용가능한 서브패킷을 이용하여 그 패킷에 대한 복호화가 시도된다. 복호화가 성공적인 경우, 모든 구성 서브패킷 (1, 2, 3 또는 4) 의 기여를 복원 및 제거함으로써, FERAM (312) 으로부터 이 패킷의 기여가 제거된다. EV-DO Rev.A 에 있어서, 4, 16, 28 또는 40 슬롯의 FERAM 길이는 각각 1, 2, 3 또는 4 서브패킷에 스패닝할 것이다. 수신기에 구현된 FERAM 의 길이는, 이전의 프레임 오프셋에 대한 이용자의 복조 및 복호화를 재수행하는 능력, 각종 이용자 도달 시간을 지원하기 위한 필요성, 및 복잡도 고려사항에 종속할 수도 있다.
도 9a 는 복호화가 지연되지 않는 순차 간섭 제거 (SIC) 의 일례에 대한 TIC 의 일반적인 방법을 도시한 도면이다. 다른 개선점은 후술된다. 시작 블록 900 에서 프로세스가 시작되고, 지연 선택 블록 902 로 진행한다. SIC 에 있어서, 지연 선택 블록 902 는 생략될 수도 있다. 블록 903 에 있어서, BTS (104) 는, 현재 슬롯에서 서브패킷을 종료하는 이용자들 중에서 한 명의 이용자 (또는 하나의 이용자 그룹) 를 선택한다.
블록 904 에 있어서, 복조기 (304) 는, 그 콘스텔레이션 (constellation) 크기뿐만 아니라, 이용자의 확산 및 스크램블링 시퀀스에 따라 FERAM (312) 에 저장된 일부 또는 모든 시간 세그먼트 동안 선택된 이용자의 서브패킷의 샘플을 복조한다. 블록 906 에 있어서, 복호기 (308) 는, BERAM (316) 에 저장된 이전의 복 조 심볼 및 복조된 FERAM 샘플을 이용하여 이용자 패킷의 복호화를 시도한다.
블록 910 에 있어서, 복호기 (308) 또는 또다른 유닛은, 이용자(들)의 패킷이 성공적으로 복호화되었는지, 즉, 예를 들어 순환 잉여 검사 (CRC) 를 이용하여 오류 검사를 통과하였는지 여부를 판정할 수도 있다.
이용자 패킷의 복호화가 실패한 경우에는, 블록 918 에서 액세스 단말기 (106) 로 NAK 가 송신된다. 이용자 패킷이 올바르게 복호화된 경우에는, 블록 908 에서 액세스 단말기 (106) 로 ACK 가 송신되고, 블록 912 내지 블록 914 에서 간섭 제거 (IC) 가 수행된다. 블록 912 는, 복호화된 신호, 채널 임펄스 응답 및 송/수신 필터에 따라 이용자 신호를 재생한다. 블록 914 는 FERAM (312) 으로부터 이 이용자의 기여를 제거하고, 그에 따라 아직 복호화되지 않은 이용자에 대한 간섭을 감소시키게 된다.
복호화의 실패 및 성공 모두의 경우에, 블록 916 에서 수신기는 복호화할 다음의 이용자에게로 이동한다. 모든 이용자에 대한 복호화 시도가 수행된 경우, FERAM (312) 으로 신규 슬롯이 삽입되고, 다음의 슬롯에 대해 전체 프로세스가 반복된다. 샘플은 실시간으로 FERAM (312) 에 기록될 수도 있다, 즉 2x칩 레이트 샘플이 1/2 칩마다 기록될 수도 있다.
도 9b 는 도 9a 의 방법을 수행하기 위한 수단 930 내지 수단 946 을 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 9b 의 수단 930 내지 수단 946 은, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
복호화 순서를 선택하는 방법
블록 903 은, 각 이용자에 대해 순차적으로 또는 이용자 그룹에 대해 병렬로 TIC 가 적용될 수도 있다는 것을 나타낸다. 그룹이 커짐에 따라, 구현의 복잡도가 감소할 수도 있지만, 후술하는 바와 같이 TIC 가 반복되지 않으면, TIC 의 이점은 감소할 수도 있다.
이용자가 그룹화 및/또는 순서화되는 기준은, 채널 변화율, 트래픽 타입 및 이용가능한 처리 전력에 따라 변할 수도 있다. 양호한 복호화 순서는, 먼저 제거에 가장 유용하며 복호화할 가능성이 큰 이용자를 복호화하는 것을 포함할 수도 있다. TIC 로부터 최대 이득을 달성하기 위한 기준은 다음을 포함할 수도 있다:
A. 페이로드 크기 및 T2P: BTS (104) 는 페이로드 크기에 따라 이용자를 그룹화 또는 순서화하고, 최고 송신 전력, 즉 최고 T2P 를 갖는 이용자에서 시작하여, 최저 T2P 를 갖는 이용자의 순서로 복호화할 수도 있다. 높은 T2P 이용자의 복호화 및 FERAM (312) 으로부터의 높은 T2P 이용자의 제거는 최대 이점을 가질 수 있는데, 그 이유는 높은 T2P 이용자가 다른 이용자에 대한 최대 간섭을 유발하기 때문이다.
B. SINR: BTS (104) 는 보다 낮은 SINR 을 갖는 이용자 이전에 보다 높은 SINR 을 갖는 이용자를 복호화할 수도 있는데, 그 이유는 보다 높은 SINR 을 갖는 이용자가 보다 높은 복호화 확률을 갖기 때문이다. 또한, 유사한 SINR 을 갖는 이용자들은 함께 그룹화될 수도 있다. 페이딩 채널을 경우에, SINR 은 패킷 전 체에 걸쳐 시변이므로, 등가의 SINR 이 계산되어, 적절한 순서화를 결정할 수도 있다.
C. 시간: BTS (104) 는, "보다 신규의" 패킷 이전에, "보다 오래된" 패킷 (즉, BTS (104) 에서 보다 많은 서브패킷이 수신된 패킷) 을 복호화할 수도 있다. 이러한 선택은, 주어진 T2P 비율 및 ARQ 종료 목적을 위해, 패킷이 각 증분 서브패킷으로 복호화될 가능성이 크다는 가정을 반영한다.
복호화 재시도 방법
이용자가 올바르게 복호화될 때마다, 그 간섭 기여가 FERAM (312) 으로부터 제거되어, 일부 슬롯을 공유하는 모든 이용자를 올바르게 복호화할 가능성을 증가시키게 된다. 이전에 실패한 이용자의 복호화 시도를 반복하는 것이 유리한데, 그 이유는 확인되는 간섭이 현저하게 강하될 수도 있기 때문이다. 지연 선택 블록 902 는, 복호화 및 IC 를 위한 기준으로서 이용되는 (현재의 또는 과거의) 슬롯을 선택한다. 이용자 선택 블록 903 은, 선택된 지연의 슬롯에서 서브패킷을 종료하는 이용자를 선택한다. 지연의 선택은 다음의 선택사양에 기초할 수도 있다:
A. 현재의 복호화는, 일단 모든 이용자에 대한 복호화가 시도되면 다음의 (미래의) 슬롯으로의 이동의 선택을 나타내고, 다음의 슬롯은 FERAM (312) 에서 이용가능하다. 이 경우, 처리 슬롯마다 1 회, 각 이용자에 대한 복호화가 시도되고, 이는 연속 간섭 제거에 대응한다.
B. 반복적인 복호화는, 처리 슬롯마다 2 회 이상, 이용자를 복호화하려고 시도한다. 제 2 복호화 및 후속 복호화의 반복은, 이전의 반복에 대해 복호화된 이용자의 제거된 간섭으로부터 이익을 얻는다. 반복적인 복호화는, 다수의 이용자가 개입된 IC 없이 병렬로 복호화되는 경우, 이득을 야기한다. 현재의 슬롯에 대한 순수한 반복적인 복호화에 따르면, 지연 선택 블록 902 는 단순히 동일한 슬롯 (즉, 지연) 을 다수 번 선택할 것이다.
C. 역방향 복호화: 수신기는 서브패킷을 복조하고, 패킷을, 이 패킷에 대응하는 FERAM 에서의 모든 이용가능한 서브패킷의 복조에 기초하여 복호화한다. 현재의 시간 슬롯 (즉, 현재의 프레임 오프셋의 이용자) 에서 종료하는 서브패킷에 대해 패킷을 복호화하려는 시도 이후에, 수신기는, 이전의 슬롯 (즉, 이전의 프레임 오프셋의 이용자) 에서 복호화에 실패한 패킷을 복호화하려고 시도할 수도 있다. 비동기 이용자들 사이의 부분적인 오버랩으로 인해, 현재의 슬롯에서 종료하는 서브패킷의 제거된 간섭이 과거의 서브패킷을 복호화할 가능성을 향상시킬 것이다. 추가의 슬롯을 거슬러 올라감으로써 프로세스가 반복될 수도 있다. 순방향 링크 ACK/NAK 송신에서의 최대 지연은 역방향 복호화를 제한할 수도 있다.
D. 순방향 복호화: 현재의 슬롯에서 종료하는 서브패킷에 대해 모든 패킷을 복호화하려는 시도 이후에, 수신기는, 풀 서브패킷이 FERAM 으로 기록되기 이전에, 최종 이용자를 복호화하려고 시도할 수도 있다. 예를 들어, 수신기는, 최종 서브패킷의 4 개의 슬롯 중 3 개의 슬롯이 수신된 이후에 이용자를 복호화하려고 시도할 수 있다.
BERAM 을 업데이트하는 방법
비-TIC BTS 수신기에 있어서, 패킷은 단지 BERAM 에 저장된 복조 심볼에 기초하여 복호화되고, FERAM 은 단지 최근 시간 세그먼트로부터의 이용자를 복조하는데 이용된다. TIC 에 따르면, 수신기가 신규 이용자를 복조하려고 시도할 때마다, FERAM (312) 에 액세스된다. 그러나, TIC 에 따르면, FERAM (312) 은, 이용자가, 이 이용자의 기여의 복원 및 제거에 기초하여 올바르게 복호화된 이후에 업데이트된다. 복잡도 고려사항으로 인해, 패킷의 범위 (span) 보다 작도록 FERAM 버퍼 길이를 선택하는 것이 바람직할 수도 있다 (예를 들어, EV-DO Rev.A 에서 16-슬롯 패킷에 스패닝하는데 40 슬롯이 요구됨). 신규 슬롯이 FERAM (312) 으로 기록됨에 따라, 이들은 순환 버퍼에서 최고 샘플 위에 겹쳐쓰기할 것이다. 그러므로, 신규 슬롯이 수신됨에 따라, 최고 슬롯이 겹쳐쓰기되고, 복호기 (308) 는 이들 오래된 슬롯을 위해 BERAM (316) 을 이용할 것이다. 주어진 서브패킷이 FERAM (312) 에 위치하는 경우에도, 인터리빙 및 복호화 프로세스에서의 중간 단계로서 서브패킷에 대해 (FERAM (312) 으로부터 결정된) 복조기의 최종 복조 심볼을 저장하는데 BERAM (316) 이 이용될 수도 있다는 것에 주목해야 한다. BERAM (316) 의 업데이트를 위한 2 가지 주요 선택사양이 존재한다:
A. 이용자-기반 업데이트: 이용자를 위한 BERAM (316) 은 단지 이 이용자에 대해 시도된 복호화와 관련하여서만 업데이트된다. 이 경우, 보다 오래된 FERAM 슬롯의 업데이트는, 주어진 이용자가 적절한 시점에 복호화되지 않은 경우에 이 주어진 이용자를 위한 BERAM (316) 에게 이롭지 않을 수도 있다 (즉, 업데이트 된 FERAM 슬롯은, 이 이용자에 대한 복호화가 시도되기 이전에 FERAM (312) 밖으로 슬라이딩될 수도 있다).
B. 슬롯-기반 업데이트: TIC 의 이익을 완전히 이용하기 위해서, 모든 영향을 받은 이용자를 위한 BERAM (316) 은, 슬롯이 FERAM (312) 에서 나올 때마다, 업데이트될 수도 있다. 이 경우, BERAM (316) 의 콘텐츠는 FERAM (312) 에서 수행된 모든 간섭 제거를 포함한다.
손실된 ACK 기한으로 인해 도달하는 서브패킷으로부터 간섭을 제거하는 방법
일반적으로, TIC 에 의해 이용되는 부가적인 처리는 복호화 프로세스에서의 지연을 도입하는데, 이는 특히 반복적 또는 역방향 방식 중 어느 하나가 이용되는 경우에 관련된다. 이러한 지연은, 동일한 패킷에 관련되는 서브패킷의 송신을 중단하기 위해서 송신기로 ACK 가 송신될 수도 있는 최대 지연을 초과할 수도 있다. 이 경우, 수신기는, 복호화된 데이터를 이용하여, 과거의 서브패킷뿐만 아니라, 손실 ACK 로 인해 가까운 장래에 수신되는 서브패킷을 제거함으로써, 성공적인 복호화를 이용할 수도 있다.
TIC 에 따르면, 복호화된 이용자의 데이터는 복원 및 제거되어, 다른 이용자의 서브패킷에 대해 유발하는 간섭을 기지국 (104) 이 제거할 수도 있게 한다. H-ARQ 에 따르면, 신규 서브패킷이 수신되는 경우, 오리지널 패킷에 대한 복호화가 시도된다. 복호화가 성공적인 경우에는, TIC 를 이용하는 H-ARQ 에 있어서, 구성 서브패킷을 복원 및 제거함으로써, 수신된 샘플로부터 그 패킷의 기여가 제거될 수도 있다. 복잡도 고려사항에 종속하여, 샘플의 보다 긴 이력을 저장함으로써, 1, 2, 3 또는 4 서브패킷으로부터 간섭을 제거하는 것이 가능하다. 일반적으로, IC 는 이용자 그룹에 대해 또는 각 이용자에 대해 순차적으로 적용될 수도 있다.
도 10 은 3 개의 시간 인스턴스, 즉 슬롯 시간 n, n+12 슬롯 및 n+24 슬롯에서의 수신기 샘플 버퍼 (312) 를 도시한 도면이다. 예시를 위해, 도 10 은, H-ARQ 를 이용하는 간섭 제거 동작을 강조하기 위해서, 동일한 프레임 오프셋 상의 3 명의 이용자로부터의 서브패킷을 갖는 단일 인터페이스를 도시한다. 도 10 의 수신기 샘플 버퍼 (312) 는 (각 4-슬롯 서브패킷들 사이에 8 슬롯이 존재하기 때문에, EV-DO Rev.A 에 있어서 40-슬롯 버퍼로 달성될 수도 있는) 모든 4 서브패킷에 스패닝한다. 복호화되지 않은 서브패킷은 음영으로서 도시되어 있다. 40-슬롯 버퍼에서 복호화된 서브패킷은 비음영으로서 도시되어 있고, 제거된다. 각 시간 인스턴스는 인터레이스에서의 또다른 서브패킷의 도달에 대응한다. 슬롯 시간 n 에서, 이용자 1 의 4 개의 저장된 서브패킷은 올바르게 복호화되는 한편, 이용자 2 및 이용자 3 으로부터의 최근 서브패킷은 복호화에 실패한다.
시간 인스턴스 n+12 슬롯에서, 인터페이스의 연속적인 서브패킷이, 간섭이 제거된 이용자 1 의 복호화된 (비음영) 서브패킷 2, 서브패킷 3 및 서브패킷 4 와 함께 도달한다. 시간 인스턴스 n+12 슬롯 중에, 이용자 2 및 이용자 3 으로부터의 패킷은 성공적으로 복호화된다.
도 10 은, 동일한 프레임 오프셋 상에 있지만, 그룹 내에서 연속 간섭 제거 를 수행하지 않는 이용자 그룹에 대해 IC 를 적용한다. 종래의 그룹 IC 에 있어서, 동일한 그룹의 이용자는 상호 간섭 제거를 경험하지 않는다. 그러므로, 그룹의 이용자의 수가 증가함에 따라, 구현 복잡도는 감소하지만, 동일한 복호화 시도 동안 동일한 그룹의 이용자들 사이의 제거의 결여로 인해 손실이 존재한다. 그러나, H-ARQ 에 따르면, 수신기는, 각각의 신규 서브패킷이 도달한 이후에 이 그룹의 모든 이용자를 복호화하려고 시도하는데, 이는 동일한 그룹의 이용자가 상호 간섭 제거를 달성하게 한다. 예를 들어, 이용자 1 의 패킷이 시간 n 에서 복호화되는 경우, 이는 시간 n+12 에서의 이용자 2 및 이용자 3 의 패킷의 복호화에 도움을 주고, 또한 이는 시간 n+24 에서의 이용자 1 의 복호화에 도움을 준다. 다음의 서브패킷이 도달하는 경우 다른 이용자에 대한 복호화를 재시도하기 이전에, 이전에 복호화된 패킷의 모든 서브패킷이 제거될 수도 있다. 중요한 점은, 특정 이용자는 항상 동일한 그룹에 있을 수도 있지만, 이들의 서브패킷은, 다른 그룹 멤버를 복호화하는 경우에 IC 이득을 경험한다는 것이다.
파일럿, 오버헤드 및 트래픽 채널의 공동 간섭 제거
이 절에 의해 처리되는 문제점은, 기지국 수신기에서 다중 이용자 간섭을 효과적으로 추정 및 제거함으로써, CDMA RL 의 시스템 용량을 향상시키는 것에 관련된다. 일반적으로, RL 이용자의 신호는 파일럿, 오버헤드 및 트래픽 채널로 구성된다. 이 절은 모든 이용자를 위한 공동 파일럿, 오버헤드 및 트래픽 IC 방식을 설명한다.
2 가지 양태가 설명된다. 첫번째로, 오버헤드 IC (OIC) 가 도입된다. 역방향 링크에 있어서, 각 이용자로부터의 오버헤드는 모든 다른 이용자의 신호에 대한 간섭의 역할을 한다. 각 이용자에 있어서, 모든 다른 이용자에 의한 오버헤드로 인한 집합적인 간섭은, 이 이용자에 의해 경험되는 총 간섭의 큰 비율을 차지할 수도 있다. 이러한 집합적인 오버헤드 간섭의 제거는 (예를 들어, cdma2000 1xEV-DO Rev.A 시스템에 있어서) 시스템 용량을 더 향상시킬 수도 있고, PIC 및 TIC 에 의해 달성되는 성능 및 용량 이상으로 역방향 링크 용량을 더 증가시킬 수도 있다.
두번째로, 시스템 성능 및 하드웨어 (HW) 설계 트레이드오프를 통해 PIC, OIC 및 TIC 사이의 중요한 상호작용이 설명된다. 3 가지 제거 절차 모두를 최적 합성하는 방법에 대한 일부 방식이 설명된다. 일부는 보다 큰 성능 이득을 가질 수도 있고, 일부는 보다 큰 복잡도 이점을 가질 수도 있다. 예를 들어, 설명되는 방식 중 하나는, 임의의 오버헤드 및 트래픽 채널을 복호화하기 이전에 모든 파일럿 신호를 제거한 다음, 순차적으로 이용자의 오버헤드 및 트래픽 채널을 복호화 및 제거한다.
이 절은 cdma2000 1xEV-DO Rev.A 시스템에 기초하고, 일반적으로 W-CDMA, cdma2000 1x, 및 cdma2000 1xEV-DV 와 같은 다른 CDMA 시스템에 적용된다.
오버헤드 채널 제거 방법
도 11 은 EV-DO Rev.A 와 같은 RL 오버헤드 채널 구조를 도시한 도면이다. 2 가지 타입의 오버헤드 채널이 존재한다: 하나의 타입은, RRI 채널 및 (페이로드 크기가 3072 비트 이상인 경우에 이용되는) 보조 파일럿 채널을 포함하는 RL 복조/복호화를 돕기 위한 것이고, 다른 타입은, DRC (Data Rate Control) 채널, DSC (Data Source Control) 및 ACK (ACKnowledge) 채널을 포함하는 순방향 링크 (FL) 기능을 용이하게 하기 위한 것이다. 도 11 에 도시된 바와 같이, ACK 및 DSC 채널은 슬롯에 기초하여 시간-다중화된다. ACK 채널은, FL 을 통해 동일한 이용자에게 송신되는 패킷을 긍정응답하는 경우에만 송신된다.
오버헤드 채널 중에서, 보조 파일럿 채널의 데이터는 수신기에 연역적으로 (a priori) 공지되어 있다. 그러므로, 기본 파일럿 채널과 유사하게, 이 채널에 대해 복조 및 복호화가 필요하지 않고, 보조 파일럿 채널은 이 채널에 대한 지식에 기초하여 복원될 수도 있다. 복원된 보조 파일럿은 2x칩 레이트 레졸루션일 수도 있고, (하나의 세그먼트에 걸쳐), 다음과 같이,
[수학식 1] 복원된 보조 파일럿 신호
Figure 112008020762010-PCT00001
으로서 표현될 수도 있는데, 여기서 n 은 칩x1 샘플링 레이트에 대응하고,
Figure 112008020762010-PCT00002
는 핑거 번호이고,
Figure 112008020762010-PCT00003
는 PN 시퀀스이고,
Figure 112008020762010-PCT00004
은 보조 파일럿 채널에 할당된 월시 코드이고,
Figure 112008020762010-PCT00005
은 기본 파일럿에 대한 이 채널의 상대 이득이고,
Figure 112008020762010-PCT00006
는 하나의 세그먼트에 걸쳐 일정하다고 가정되는 추정된 채널 계수 (또는 채널 응답) 이고,
Figure 112008020762010-PCT00007
는 칩x8 레졸루션의 수신기 저역 통과 필터와 송신 펄스의 콘볼루션 또는 필터 함수이고 (
Figure 112008020762010-PCT00008
는
Figure 112008020762010-PCT00009
에서 무시하지 못할 만한 것으로 가정됨),
Figure 112008020762010-PCT00010
는,
Figure 112008020762010-PCT00011
및
Figure 112008020762010-PCT00012
인 이 핑거의 칩x8 시간 오프셋이다.
DRC, DSC 및 RRI 채널을 포함하는 제 2 오버헤드 채널 그룹은, 배직교 (bi-orthogonal) 코드 또는 단순 (simplex) 코드 중 어느 하나에 의해 부호화된다. 수신기 측에서, 각 채널마다, 먼저 복조된 출력이 임계치와 비교된다. 이 출력이 임계치 미만인 경우에는, 소거가 선언되고, 이 신호에 대한 복원이 시도되지 않는다. 이 출력이 임계치 이상인 경우에는, 심볼-기반 최대 우도 (Maximum Likelihood: ML) 검출기에 의해 이들이 복호화되는데, 심볼-기반 최대 우도 검출기는 도 4 에서의 복호기 (308) 내부에 있을 수도 있다. 도 4 에 도시된 바와 같이, 복호화된 출력 비트는 대응하는 채널의 복원에 이용된다. 이들 채널에 대해 복원된 신호는, 다음과 같이,
[수학식 2] 복원된 오버헤드 (DRC, DSC 및 RRI) 신호
Figure 112008020762010-PCT00013
으로서 제공된다.
[수학식 1] 과 비교하여 볼 때, 오버헤드 채널 데이터인 하나의 신규항
Figure 112008020762010-PCT00014
이 존재하고,
Figure 112008020762010-PCT00015
은 월시 커버 (Walsh cover) 이고,
Figure 112008020762010-PCT00016
은 기본 파일럿에 대한 오버헤드 채널 이득을 나타낸다.
나머지 오버헤드 채널은 1-비트 ACK 채널이다. 이는 BPSK 변조될 수도 있고, 부호화되지 않을 수도 있고, 하프 슬롯에 걸쳐 반복될 수도 있다. 수신기는 이 신호를 복조할 수도 있고, ACK 채널 데이터에 대해 경판정 (hard-decision) 할 수도 있다. 복원 신호 모델은 [수학식 2] 와 동일할 수도 있다.
ACK 채널 신호를 복원하기 위한 또다른 접근법은, 정규화 이후에 복조 및 누적된 ACK 신호가, 다음과 같이,
Figure 112008020762010-PCT00017
으로서 표현될 수도 있다고 가정하는데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00018
는 송신 신호이고,
Figure 112008020762010-PCT00019
는
Figure 112008020762010-PCT00020
의 분산을 갖는 스케일링된 잡음항이다. 그런 다음,
Figure 112008020762010-PCT00021
의 로그-우도 비율 (Log-Likelihood Ratio: LLR) 이, 다음과 같이,
Figure 112008020762010-PCT00022
으로서 제공된다. 그런 다음, 복원을 위해, 송신 비트의 소프트 추정치는,
Figure 112008020762010-PCT00023
일 수도 있는데, 여기서 tanh 함수는 도표 작성될 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00024
을
Figure 112008020762010-PCT00025
으로 대체하는 것을 제외하고는, 복원된 ACK 신호는 [수학식 2] 와 매우 유사하다. 일반적으로, 소프트 추정 및 제거 접근법은 양호한 제거 성능을 제공해야 하는데, 그 이유는 수신기가 확실히 그 데이터를 알지 못하고, 이 방법이 신뢰 레벨을 그림으로 만들어내기 때문이다. 일반적으로, 이 접근법은 전술한 오버헤드 채널에 대해 확장될 수도 있다. 그러나, 각 비트에 대해 LLR 을 획득하기 위한 MAP (Maximum Aposteriori Probability) 검출기의 복잡도는, 하나의 코드 심볼에서의 정보 비트의 수에 따라 기하급수적으로 증가한다.
오버헤드 채널 복원을 구현하기 위한 하나의 효과적인 방식은 하나의 핑거인데, 이는 그 상대 이득만큼 각 복호화된 오버헤드 신호를 스케일링할 수도 있고, 이를 그 월시 코드로 커버링하고, 이들을 함께 합산한 다음, 하나의 PN 시퀀스로 확산하고, 모두 한꺼번에 채널-스케일링된 필터
Figure 112008020762010-PCT00026
를 통해 필터링할 수도 있다. 이 방법은 제거를 위한 메모리 대역폭 및 계산 복잡도 모두를 줄일 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00027
은
Figure 112008020762010-PCT00028
이 된다.
공동 PIC, OIC 및 TIC
공동 PIC, OIC 및 TIC 가 수행되어, 고성능을 달성할 수도 있고, 시스템 용량을 증가시킬 수도 있다. PIC, OIC 및 TIC 의 상이한 복호화 및 제거 순서는, 상이한 시스템 성능, 및 하드웨어 설계 복잡도에 대한 상이한 영향을 야기시킬 수도 있다.
먼저 PIC 수행, 그 다음에 OIC 와 TIC 를 함께 수행 (제 1 방식)
도 12a 는 먼저 PIC 를 수행한 다음에 OIC 와 TIC 를 함께 수행하는 방법을 도시한 도면이다. 시작 블록 1200 이후에, 블록 1202 에서 수신기는 모든 이용자에 대한 채널 추정치를 도출하고, 전력 제어를 수행한다. 모든 이용자에 대한 파일럿 데이터가 BTS 에 공지되기 때문에, 일단 PIC 블록 1204 에서 그 채널이 추정되면, 이들은 제거될 수도 있다. 그러므로, 모든 이용자의 트래픽 채널 및 어떤 오버헤드 채널은 보다 적은 간섭을 관측하고, 전면 파일럿 제거로부터 이익을 얻을 수 있다.
블록 1206 은, 예를 들어 현재의 슬롯 경계에서 종료되는 패킷 또는 서브패킷을 갖는 복호화되지 않은 이용자의 그룹 (G) 을 선택한다. 블록 1208 내지 블록 1210 은 오버헤드/트래픽 채널 복조 및 복호화를 수행한다. 블록 1212 에 있어서, 단지 성공적으로 복호화된 채널 데이터만이 복원되어, 모든 이용자에 의해 공유된 전단 RAM (FERAM ; 312) 으로부터 제거된다. 블록 1214 는, 복호화할 추가의 이용자가 존재하는지 여부를 체크한다. 블록 1216 은 프로세스를 종료한다.
복호화/복원/제거는, 그룹의 한 명의 이용자부터 이 그룹의 다음의 이용자로 순차적인 방식으로 수행될 수도 있는데, 이는 연속 간섭 제거로 지칭될 수도 있다. 이러한 접근법에 있어서, 동일한 그룹의 마지막 복호화 순서의 이용자는 보다 이른 복호화 순서의 이용자의 제거로부터 이익을 얻는다. 단순화된 접근법은, 먼저 동일한 그룹의 모든 이용자를 복호화한 다음, 모두 한꺼번에 간섭 기여를 제거하는 것이다. (후술되는) 두번째 접근법 또는 방식은, 보다 낮은 메모리 대역폭 및 보다 효과적인 파이프라인 아키텍처를 허용한다. 이들 모두의 경우에, 동일한 슬롯 경계에서 종료되지는 않지만 이 패킷 그룹과 중복되는 이용자의 패킷은, 이 제거로부터 이익을 얻는다. 이 제거는, 비동기 CDMA 시스템에서의 대부분의 제거 이득을 차지할 수도 있다.
도 12b 는 도 12a 의 방법을 수행하기 위한 수단 1230 내지 수단 1244 를 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 12b 의 수단 1230 내지 수단 1244 는, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
도 13a 는 도 12a 에서의 방법의 변형을 도시한 도면이다. 블록 1204 내지 블록 1210 은, 블록 1202 에서의 초기 채널 추정치에 기초하여 신호를 제거한다. 블록 1300 은 데이터-기반 채널 추정치 또는 정밀한 채널 추정치를 도출한다. 후술되는 바와 같이, 데이터-기반 채널 추정치는 양호한 채널 추정치를 제공할 수도 있다. 블록 1302 는 잔류 PIC 를 수행한다, 즉 블록 1300 에서의 채널 추정치의 정밀성에 기초하여 이 신호의 교정된 추정치를 제거한다.
예를 들어, 블록 1204 내지 블록 1210 이 수신 샘플로부터 초기 신호 추정치 (예를 들어, 파일럿 신호) P1[n] 을 제거하였다는 것이 고려된다. 그런 다음, 블록 1300 에서 도출된 양호한 채널 추정치에 기초하여, 이 방법은 교정된 신호 추 정치 P2[n] 을 형성한다. 그런 다음, 이 방법은, FERAM (312) 에서의 샘플 위치로부터의 증분 P2[n]-P1[n] 차이를 제거할 수도 있다.
도 13b 는 도 13a 의 방법을 수행하기 위한 수단 1230 내지 수단 1244, 수단 1310 및 수단 1312 를 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 13b 의 수단 1230 내지 수단 1244, 수단 1310 및 수단 1312 는, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
먼저 PIC 수행, 그 다음에 OIC 수행, 그 다음에 TIC 수행 (제 2 방식)
임의의 트래픽 채널이 복조 및 복호화되기 이전에 동일한 이용자 그룹의 오버헤드 채널이 복조 및 복호화되는 것을 제외하고는, 이러한 제 2 방식은 전술한 도 12a 와 유사하다. 이 방식은 비-인터레이스 시스템에 적합한데, 그 이유는 엄격한 ACK 시한이 강요되기 때문이다. 인터레이스 시스템 (예를 들어, EV-DO Rev.A) 에 있어서, ACK/NAK 신호가 트래픽 채널 서브패킷에 응답하기 때문에, 일반적으로 트래픽 채널 서브패킷에 대한 허용가능한 복호화 지연은 한 쌍의 슬롯 (1 슬롯 = 1.67 ㎳) 내로 제한된다. 그러므로, 이 시간 범위 (time scale) 이상에 걸쳐 어떤 오버헤드 채널이 확산되는 경우, 이 방식은 실행할 수 없게 될 수도 있다. 특히, EV-DO Rev.A 에서, 보조 파일럿 채널 및 ACK 채널은 단주기 (short-duration) 포맷을 갖고, TIC 이전에 제거될 수도 있다.
공동 파일럿/오버헤드/트래픽 채널 제거 (제 3 방식)
도 14a 는 공동 PIC, OIC 및 TIC 를 수행하는 방법을 도시한 도면이다. 시작 블록 1400 이후에, 블록 1402 에서 수신기는 모든 이용자에 대한 채널 추정치를 도출하고, 전력 제어를 수행한다. 블록 1404 는 복호화되지 않은 이용자의 그룹 (G) 을 선택한다. 블록 1406 은 파일럿으로부터 채널을 재추정한다. 블록 1408 내지 블록 1410 은 오버헤드/트래픽 채널 복조 및 복호화의 수행을 시도한다. 블록 1412 는, 모든 이용자에 대해서는 PIC 를 수행하고, 단지 성공적으로 복호화된 채널 데이터를 갖는 이용자에 대해서만 OIC 및 TIC 를 수행한다.
전술한 제 1 방식 (도 12a 참조) 과 상이하게, 모든 이용자에 대한 채널 추정 (블록 1402) 이후에, 곧바로 FERAM (312) 으로부터 파일럿이 제거되지 않고, 비-IC 방식과 같이 전력 제어에 채널 추정이 이용된다. 그런 다음, 동일한 패킷/서브패킷 경계에서 종료하는 이용자 그룹에 대해, 이 방법은 주어진 순서로 순차적인 복호화를 수행한다 (블록 1408 및 블록 1410).
복호화 시도된 이용자에 대해, 이 방법은 먼저 파일럿으로부터 채널을 재추정한다 (블록 1406). 파일럿은, 복호화될 트래픽 패킷과 중복되는 이전에 복호화된 패킷의 간섭 제거로 인한 전력 제어를 위해 복조되었던 경우의 시간 (블록 1402) 과 비교하여 볼 때 보다 적은 간섭을 경험한다. 그러므로, 채널 추정 품질이 개선되는데, 이는 트래픽 채널 복호화 및 제거 성능 모두에 이익이 된다. 이러한 새로운 채널 추정치는, 어떤 오버헤드 채널 복호화 (블록 1408) (예를 들어, EV-DO 의 RRI 채널) 뿐만 아니라, 트래픽 채널 복호화 (블록 1410) 에 이용된다. 블록 1412 에서, 일단 한 명의 이용자에 대한 복호화 프로세스가 완료되 면, 이 방법은 FERAM (312) 으로부터 이 이용자의 간섭 기여를 제거하는데, 이는 파일럿 채널 및 임의의 복호화된 오버헤드/트래픽 채널을 포함한다.
블록 1414 는 복호화할 추가의 이용자가 존재하는지 여부를 체크한다. 블록 1416 은 프로세스를 종료한다.
도 14b 는 도 14a 의 방법을 수행하기 위한 수단 1420 내지 수단 1436 을 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 14b 의 수단 1420 내지 수단 1436 은, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
도 15a 는 도 14a 에서의 방법의 변형을 도시한 도면이다. 블록 1500 은 데이터-기반 채널 추정치를 도출한다. 블록 1502 는 도 13a 에서와 같이 선택적인 잔류 PIC 를 수행한다.
도 15b 는 도 15a 의 방법을 수행하기 위한 수단 1420 내지 수단 1436, 수단 1510 및 수단 1512 를 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 15b 의 수단 1420 내지 수단 1436, 수단 1510 및 수단 1512 는, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
제 1 방식과 제 3 방식 사이의 트레이드오프
제 3 방식과 비교하여 볼 때 제 1 방식이 우수한 성능을 가져야 하는 것처럼 보일 수도 있는데, 그 이유는 파일럿 신호가 BTS 에 공지되고, 전단에서 이들을 제거하는 것이 이치에 맞기 때문이다. 이들 방식 모두가 동일한 제거 품질을 갖는 것으로 가정되는 경우, 제 1 방식은 모든 데이터 레이트에 걸쳐 제 3 방식을 능 가할 수도 있다. 그러나, 제 1 방식에 있어서, 파일럿 채널 추정이 트래픽 데이터 복조보다 큰 간섭을 경험하기 때문에, (파일럿 및 오버헤드/트래픽 모두에 대한) 복원을 위해 이용되는 추정된 채널 계수가 보다 잡음성일 수도 있다. 그러나, 제 3 방식에 있어서, 트래픽 데이터 복조/복호화 직전에 파일럿 채널 추정이 재수행되기 때문에, 이러한 정밀 채널 추정에 의해 경험되는 간섭 레벨은 트래픽 데이터 복조와 동일하다. 그러면, 평균하여 볼 때, 제 3 방식의 제거 품질이 제 1 방식보다 양호할 수도 있다.
하드웨어 설계 관점으로부터, 제 3 방식은 약간의 이점을 가질 수도 있는데, 이 방법은 파일럿 및 복호화된 오버헤드와 트래픽 채널 데이터를 합산하여, 이들을 함께 제거할 수도 있으므로, 이 접근법은 메모리 대역폭을 줄인다. 한편, 파일럿의 재추정은, (메모리로부터 샘플을 판독하는 것에 대하여) 오버헤드 채널 복조 또는 트래픽 채널 복조 중 어느 하나와 함께 수행될 수도 있고, 그에 따른 메모리 대역폭 요건에서의 증가는 없다.
제 1 방식이 제 3 방식의 80% 또는 90% 의 제거 품질을 갖는다고 가정하면, 이용자당 데이터 레이트와 이용자의 수에 대한 이득 사이의 트레이드오프가 존재한다. 일반적으로, 모든 이용자가 로우 데이터 레이트 영역에 있는 경우에는 제 1 방식이 바람직하고, 모두 하이 데이터 레이트 이용자인 경우에는 제 3 방식이 바람직하다. 또한, 이 방법은, 일단 하나의 데이터 패킷이 복호화되면, 트래픽 채널로부터 채널을 재추정할 수도 있다. 제거 품질이 개선되는데, 그 이유는 파일럿 채널과 비교하여 볼 때 트래픽 채널이 (훨씬) 더 높은 SNR 로 동작하기 때 문이다.
일단 오버헤드 채널이 성공적으로 복조되면, 이 오버헤드 채널은 제거 (상쇄) 될 수도 있고, 트래픽 채널이 성공적으로 복조 및 복호화되면, 이 트래픽 채널은 제거될 수도 있다. 기지국이, 일부 시점에서 모든 액세스 단말기의 오버헤드 및 트래픽 채널을 성공적으로 복조/복호화할 수 있다는 것은 가능하다. 이것 (PIC, OIC, TIC) 이 일어나는 경우, FERAM 은 잔류 간섭 및 잡음만을 포함할 것이다. 파일럿, 오버헤드 및 트래픽 채널 데이터는 각종 순서로 제거될 수도 있고, 액세스 단말기의 서브세트에 대해 제거될 수도 있다.
하나의 접근법은, FERAM (312) 으로부터 한번에 한 명의 이용자에 대해 (PIC, TIC 및 OIC 의 임의의 조합의) 간섭 제거를 수행하는 것이다. 또다른 접근법은, (a) 이용자 그룹에 대해 (PIC, TIC 및 OIC 의 임의의 조합의) 복원된 신호를 누적한 다음, 또한 (b) 동시에 이 그룹에 대해 간섭 제거를 수행하는 것이다. 이들 2 가지 접근법은, 본 명세서에 개시된 임의의 방법, 방식 및 프로세스에 적용될 수도 있다.
간섭 제거를 위한 채널 추정 개선
수신 샘플을 정확하게 복원하는 능력은, 송신 데이터의 각종 성분을 복원 및 제거함으로써 간섭 제거를 구현하는 CDMA 수신기의 시스템 성능에 크게 영향을 끼칠 수도 있다. RAKE 수신기에 있어서, 파일럿 시퀀스에 대한 PN 역확산 및 그 다음에 적절한 기간에 걸친 파일럿 필터링 (즉, 누적) 에 의해 다중경로 채널이 추 정된다. 통상적으로, 파일럿 필터링의 길이는, 보다 많은 샘플을 누적함으로써 추정 SNR 을 증가시키는 것과의 절충안으로서 선택되는 한편, 채널의 시간 변화에 의해 추정 SNR 이 열화될 때까지 너무 오래 누적하지 않는다. 그런 다음, 파일럿 필터 출력으로부터의 채널 추정치가 데이터 복조를 수행하는데 이용된다.
도 4 와 관련하여 전술한 바와 같이, CDMA 수신기에서의 간섭 제거를 구현하는 하나의 실용적인 방법은, (예를 들어, 칩x2) FERAM 샘플에 대한 각종 송신 칩x1 스트림의 기여를 복원하는 것이다. 이는, 송신된 칩 스트림, 및 송신기 칩과 수신기 샘플 사이의 전체 채널의 추정치를 결정하는 것을 수반한다. RAKE 핑거로부터의 채널 추정치가 다중경로 채널 자체를 나타내기 때문에, 전체 채널 추정치는 송신기 및 수신기 필터링의 존재를 설명해야 한다.
이 절은 CDMA 수신기에서의 간섭 제거를 위해 이러한 전체 채널 추정을 개선하는 다수의 기술을 설명한다. 이들 기술은, cdma2000, 1xEV-DO, 1xEV-DV, WCDMA 에 적용가능할 수도 있다.
올바르게 복호화되는 패킷의 TIC 를 수행하기 위해서, 도 4 에서의 수신기는 복호기 출력으로부터 정보 비트를 취하고, 재부호화, 재인터리빙, 재변조, 데이터 채널 이득의 재인가, 및 재확산에 의해 송신 칩 스트림을 복원할 수도 있다. 파일럿 채널 추정치로 TIC 에 대한 수신 샘플을 추정하기 위해서, 송신 칩 스트림은, 파일럿 PN 시퀀스에 대한 역확산으로부터의 RAKE 수신기의 채널 추정치, 및 송신기와 수신기 필터의 모델과 콘볼루션될 것이다.
파일럿 채널 추정치를 이용하는 대신에, 복원된 데이터 칩으로 역확산함으로 써, (각 RAKE 핑거 지연에서의) 개선된 채널 추정치가 획득될 수도 있다. 이 개선된 채널 추정치는 패킷의 데이터 복조에 유용하지 않은데, 그 이유는 패킷이 이미 올바르게 복호화되었지만, 단지 전단 샘플에 대한 이 패킷의 기여를 복원하는데만 이용되기 때문이다. 이 기술에 따르면, RAKE 핑거의 각 지연에 있어서 (예를 들어, 칩x8 레졸루션), 이 방법은 복원된 데이터 칩 스트림으로 수신 샘플 (예를 들어, 칩x8 로 보간됨) 을 역확산하여, 적절한 기간에 걸쳐 누적할 수도 있다. 이는 개선된 채널 추정을 야기하는데, 그 이유는 트래픽 채널이 파일럿 채널보다 높은 전력으로 송신되기 때문이다 (이 트래픽-대-파일럿 (T2P) 비율은 데이터 레이트의 함수임). 데이터 칩을 이용하여 TIC 에 대해 채널을 추정하는 것은, 고정밀도로 제거하는 것이 가장 중요한 보다 높은 전력의 이용자에 대한 보다 정밀한 채널 추정치를 야기할 수도 있다.
각 RAKE 핑거 지연에서 다중경로 채널을 추정하는 대신에, 이 절은 또한 송신기 필터, 다중경로 채널 및 수신기 필터의 합성 영향을 명시적으로 추정하는 채널 추정 절차를 설명한다. 이 추정치는 오버샘플링된 전단 샘플과 동일한 레졸루션 (예를 들어, 칩x2 FERAM) 일 수도 있다. 채널 추정치는, 복원된 송신 데이터 칩으로 전단 샘플을 역확산함으로써 달성되어, 채널 추정 정확성으로 T2P 이득을 달성할 수도 있다. 균일하게 이격된 채널 추정치의 시간 범위는, 송신기 필터 및 수신기 필터의 합성 응답의 연역적 추정치 및 RAKE 핑거 지연에 대한 정보에 기초하여 선택될 수도 있다. 또한, RAKE 핑거로부터의 정보는 균일하게 이격된 채널 추정치를 정밀하게 하는데 이용될 수도 있다.
도 16 은 송신기 필터
Figure 112008020762010-PCT00029
, 전체/합성 채널
Figure 112008020762010-PCT00030
(대 (vs.) 후술되는 다중경로 채널
Figure 112008020762010-PCT00031
), 및 수신기 필터
Figure 112008020762010-PCT00032
를 갖는 전송 시스템의 모델을 도시한 도면이다. 무선 통신 채널의 디지털 기저대역 표현은,
Figure 112008020762010-PCT00033
개의 이산 다중경로 성분에 의해, 다음과 같이,
[수학식 3]
Figure 112008020762010-PCT00034
으로 모델링될 수도 있는데, 여기서 복소수 경로 진폭은, 대응하는 지연
Figure 112008020762010-PCT00035
을 갖는
Figure 112008020762010-PCT00036
이다. 송신기 필터 및 수신기 필터의 합성 영향은
Figure 112008020762010-PCT00037
로서 정의될 수도 있는데, 여기서,
[수학식 4]
Figure 112008020762010-PCT00038
이고,
Figure 112008020762010-PCT00039
는 콘볼루션을 표시한다. 합성
Figure 112008020762010-PCT00040
은 종종 상승 (raised) 코사인 응답과 유사하게 선택된다. 예를 들어, cdma2000 및 그 파생물에 있어서, 그 응답은 도 17 에 표시된 예시
Figure 112008020762010-PCT00041
와 유사하다. 전체 채널 추정치는, 다음과 같이,
[수학식 5]
Figure 112008020762010-PCT00042
으로 제공된다.
도 18(a) 및 도 18(b) 는 3 개의 RAKE 핑거의 각각에서 추정된 다중경로 채널에 기초한 채널 추정치 (실수 성분 및 허수 성분) 의 일례를 도시한 도면이다. 이 실시예에 있어서, 실제 채널은 실선으로 표시되어 있고, 그
Figure 112008020762010-PCT00043
은 별표로 도시되어 있다. 복원 (점선) 은 전술한 [수학식 3] 에서
Figure 112008020762010-PCT00044
을 이용하는 것에 기초한다. 도 18(a) 및 도 18(b) 에서의 RAKE 핑거 채널 추정치는, (전체 파일럿 SNR 이 -24dB 인) 파일럿 칩에 대한 역확산에 기초한다.
파일럿 칩 대신에 재생된 데이터 칩을 이용하는 RAKE 핑거 지연에서의 역확산
채널 추정의 품질은, 수신 신호에 대한 이용자의 기여를 복원하는 충실도에 대해 직접적인 영향을 미친다. 간섭 제거를 구현하는 CDMA 시스템의 성능을 개선하기 위해서, 이용자의 복원된 데이터 칩을 이용하여 개선된 채널 추정치를 결정하는 것이 가능하다. 이는 간섭 제거의 정확성을 향상시킬 것이다. CDMA 시스템을 위한 하나의 방법은, 종래의 "이용자의 송신된 파일럿 칩에 대한 역확산" 과 대조적으로 "이용자의 송신된 데이터 칩에 대한 역확산" 으로서 설명될 수도 있다.
도 18(a) 및 도 18(b) 에서의 RAKE 핑거 채널 추정치는, (전체 파일럿 SNR 이 -24dB 인) 파일럿 칩에 대한 역확산에 기초한다는 것을 상기하라. 도 19(a) 및 도 19(b) 는, 데이터 칩에 대한 역확산 및 RAKE 핑거에 기초하는 개선된 채널 추정치의 예시를 도시한 도면이고, 여기서 데이터 칩은 파일럿 칩보다 10dB 높은 전력으로 송신된다.
도 20a 는 재생된 데이터 칩에 대한 RAKE 핑거 지연에서의 역확산 방법을 도시한 도면이다. 블록 2000 에 있어서, 레이크 수신기 (314 ; 도 4 참조) 는 파일럿 PN 칩으로 전단 샘플을 역확산하여, RAKE 핑거값을 획득한다. 블록 2002 에 있어서, 복조기 (304) 는 데이터 복조를 수행한다. 블록 2004 에 있어서, 복호기 (308) 는 데이터 복호화를 수행하고, CRC 를 검사한다. 블록 2006 에 있어서, CRC 를 통과하는 경우, 간섭 복원 유닛 (400) 은, 재부호화, 재인터리빙, 재변조 및 재확산에 의해 송신된 데이터 칩을 결정한다. 블록 2008 에 있어서, 간섭 복원 유닛 (400) 은 송신된 데이터 칩으로 전단 샘플을 역확산하여 각 핑거 지연에서의 개선된 채널 추정치를 획득한다. 블록 2010 에 있어서, 간섭 복원 유닛 (400) 은 개선된 채널 추정치로 전단 샘플에 대한 이용자의 트래픽 및 오버헤드 기여를 복원한다.
도 20b 는 도 20a 의 방법을 수행하기 위한 수단 2020 내지 수단 2030 을 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 20b 의 수단 2020 내지 수단 2030 은, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
재생된 데이터 칩에 대해 FERAM 레졸루션으로 합성 채널 추정
종래의 CDMA 수신기는 각 RAKE 핑거 지연에서 다중경로 채널의 복소수 값을 추정할 수도 있다. RAKE 수신기 이전의 수신기 전단은, 송신기 필터 (즉,
Figure 112008020762010-PCT00045
) 에 정합되는 저역 통과 수신기 필터 (즉,
Figure 112008020762010-PCT00046
) 를 포함할 수도 있다. 그러므로, 수신기가 채널 출력에 정합되는 필터를 구현하기 위해서, RAKE 수신기는 단지 다중경로 채널 (즉,
Figure 112008020762010-PCT00047
) 에 정합하려고 시도한다. 통상적으로, RAKE 핑거의 지연은 최소 분리 요건 내의 독립적인 시간-추적 루프로부터 구동된다 (예를 들어, 핑거는 개별적인 적어도 하나의 칩임). 그러나, 물리적 다중경로 채널은 종종 지연의 연속체의 에너지를 가질 수도 있다. 그러므로, 하나의 방법은, 전단 샘플의 레졸루션 (예를 들어, 칩x2 FERAM) 으로 합성 채널 (즉,
Figure 112008020762010-PCT00048
) 을 추정한다.
CDMA 역방향 링크에 대한 송신 전력 제어에 따르면, 통상적으로 모든 다중경로 및 수신기 안테나로부터의 합성 핑거 SNR 은, 특정 범위 내에 있도록 제어된다. 이 SNR 의 범위는, 비교적 큰 추정 분산을 갖는 역확산 파일럿 칩으로부터 도출된 합성 채널 추정치를 야기할 수도 있다. 이는, RAKE 수신기가 단지 에너지 지연 프로파일의 "피크" 에서 핑거를 배치하려고 시도하기 때문이다. 그러나, 복원된 데이터 칩에 대한 역확산의 T2P 이점에 따르면, 합성 채널 추정은,
Figure 112008020762010-PCT00049
의 모델과 합성된
Figure 112008020762010-PCT00050
의 직접적인 추정보다 양호한
Figure 112008020762010-PCT00051
의 추정치를 야기할 수도 있다.
본 명세서에 개시된 채널 추정 절차는, 송신기 필터, 다중경로 채널 및 수신기 필터의 합성 영향을 명시적으로 추정한다. 이 추정은 오버샘플링된 전단 샘플과 동일한 레졸루션 (예를 들어, 칩x2 FERAM) 일 수도 있다. 복원된 송신 데이터 칩에 대해 전단 샘플을 역확산함으로써 채널 추정이 달성되어, 채널 추정 정확성으로 T2P 이득을 달성할 수도 있다. 균일하게 이격된 채널 추정치의 시간 범위는, 송신기 필터 및 수신기 필터의 합성 응답의 연역적 추정치 및 RAKE 핑거 지연에 대한 정보에 기초하여 선택될 수도 있다. 또한, RAKE 핑거로부터의 정보는 균일하게 이격된 채널 추정치를 정밀하게 하는데 이용될 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00052
의 연역적 추정을 이용하는 설계를 필요로 하지 않기 때문에, 합성 채널을 추정하는 기술도 유용하다는 것이 주목된다.
도 21(a) 및 도 21(b) 는 칩x2 레졸루션으로 균일하게 이격된 샘플을 이용하여 합성 채널을 추정하는 일례를 도시한 도면이다. 도 21(a) 및 도 21(b) 에 있어서, -24dB 의 파일럿 SNR 및 20dB 의 T2P 에 대응하는 데이터 칩 SNR 은 -4dB 이다. 균일한 채널 추정치는, 단지 RAKE 핑거 위치에서의 데이터 칩에 대한 역확산과 비교하여 볼 때 양호한 품질을 제공한다. 높은 SNR 에서, "팻패스 (fatpath)" 의 영향은, RAKE 핑거 위치를 이용하여 채널을 정확하게 복원하는 능력을 제한한다. 균일한 샘플링 접근법은, 높은 T2P 에 대한 데이터 칩에 대한 역확산의 경우에 대응하는 추정 SNR 이 높은 경우에 특히 유용하다. T2P 가 특정 이용자에 대해 높은 경우, 채널 복원 충실도가 중요하다.
도 22a 는 재생된 데이터 칩을 이용하여 균일한 레졸루션으로 합성 채널을 추정하는 방법을 도시한 도면이다. 도 22a 의 블록 2000 내지 블록 2006 및 블록 2010 은 전술한 도 20a 와 유사하다. 블록 2200 에 있어서, RAKE 수신기 (314 ; 도 4 참조) 또는 또다른 컴포넌트는 RAKE 핑거 지연에 기초하여 균일한 복원을 위한 시간-범위를 결정한다. 블록 2202 에 있어서, 복조기 (304) 또는 또다른 컴포넌트는, 적절한 시간-범위 동안 균일한 지연으로 송신 데이터 칩에 대해 전단 샘플을 역확산함으로써 개선된 채널 추정치를 결정한다.
도 22b 는 도 22a 의 방법을 수행하기 위한 수단 2020 내지 수단 2030, 수단 2220 및 수단 2222 를 포함하는 장치를 도시한 도면이다. 도 22b 의 수단 2020 내지 수단 2030, 수단 2220 및 수단 2222 는, 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수도 있다.
전술한 설명에 있어서,
Figure 112008020762010-PCT00053
는 무선 다중경로 채널인 한편,
Figure 112008020762010-PCT00054
는 송신기 및 수신기 필터링뿐만 아니라 무선 다중경로 채널을 포함하는데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00055
는, phi(t) 와 콘볼루션된
Figure 112008020762010-PCT00056
이다.
전술한 설명에 있어서, "샘플" 은 어떠한 임의의 레이트 (예를 들어, 칩당 2 번) 로 이루어질 수도 있지만, "데이터 칩" 은 칩당 하나이다.
"재생된 데이터 칩" 은, 도 20a 의 블록 2006 에 도시되며 전술한 바와 같이, 재부호화, 재인터리빙, 재변조 및 재확산에 의해 형성된다. 원칙적으로, " 재생" 은, 모바일 송신기 (액세스 단말기) 에서 정보 비트가 겪었던 프로세스를 모방한다.
"복원 샘플" 은, (예를 들어, 칩당 2 번과 같이) 수신기의 FERAM (312) 으로부터 분리된 메모리에 또는 FERAM (312) 에 저장된 샘플을 나타낸다. 이들 복원된 샘플은, 채널 추정치와 (재생된) 송신 데이터 칩을 콘볼루션함으로써 형성된다.
"복원" 및 "재생" 이라는 단어는, 송신 데이터 칩을 재형성하거나 수신된 샘플을 재형성하는 것 중 어느 하나에 대한 내용이 제공되는 경우에, 교환가능하게 이용될 수도 있다. 샘플 또는 칩은 재형성될 수도 있는데, 그 이유는 "칩" 이 재부호화 등에 의해 재형성되는 한편, "샘플" 은 재형성된 칩의 이용, 및 무선 채널 (채널 추정치) 및 송신기와 수신기 필터링의 영향의 통합에 기초하여 재형성되기 때문이다. "복원하다" 및 "재생하다" 라는 단어는 모두 본질적으로 재구성 또는 재형성을 의미한다. 기술적인 차이는 없다. 일 실시형태는, 데이터 칩에 대한 전용으로 "재생하다" 를, 샘플에 대한 전용으로 "복원하다" 를 이용한다. 그러면, 수신기는 데이터 칩 재생 유닛 및 샘플 복원 유닛을 가질 수도 있다.
간섭 제거를 이용하는 CDMA 시스템의 역방향 링크에 대한 송신 서브채널 이득의 적응
다중 이용자 간섭은 CDMA 전송 시스템에서의 제한 인자이고, 이 간섭을 완화 하는 임의의 수신기 기술은, 달성가능한 스루풋에서의 현저한 개선을 허용할 수도 있다. 이 절은, IC 로 시스템의 송신 서브채널 이득을 적응시키는 기술을 설명한다.
역방향 링크 전송에 있어서, 각 이용자는 파일럿, 오버헤드 및 트래픽 신호를 송신한다. 파일럿은 송신 채널의 추정 및 동기화를 제공한다. (RRI, DRC, DSC 및 ACK 와 같은) 오버헤드 서브채널은 MAC 및 트래픽 복호화 셋업에 필요하다. 파일럿, 오버헤드 및 트래픽 서브채널은, 신호대 간섭 및 잡음비 (SINR) 에 대해 상이한 요건을 갖는다. CDMA 시스템에 있어서, 단일 전력 제어는 파일럿의 송신 전력을 적응시킬 수도 있는 한편, 오버헤드 및 트래픽 서브채널의 전력은 파일럿에 대해 고정된 이득을 갖는다. BTS 가 PIC, OIC 및 TIC 를 갖추는 경우, 각종 서브채널은, 콘스텔레이션 능력 및 IC 의 순서에 종속하여 상이한 간섭 레벨을 경험한다. 이 경우, 서브채널 이득들 사이의 정적 관계는 시스템 성능을 손상시킬 수도 있다.
이 절은, IC 를 구현하는 시스템에 대해 상이한 논리 서브채널의 새로운 이득 제어 전략을 설명한다. 이들 기술은 EV-DO Rev.A 와 같은 CDMA 시스템에 기초하고, EV-DV Rel.D, W-CDMA EUL 및 cdma2000 에 적용될 수도 있다.
설명되는 기술은, 패킷 에러 레이트, SINR 또는 간섭 전력에 관하여 측정된 성능에 따라 각 서브채널의 이득을 적응적으로 변경함으로써 상이한 서브채널에 대한 전력 및 이득 제어를 구현한다. 그 목적은, 시변 분산 서브채널을 통한 전송에 대해 강건성 (robustness) 을 제공하면서, IC 의 가능성의 완전한 이용을 허 용하는 신뢰성있는 전력 및 이득 제어 메커니즘을 제공하는 것이다.
간섭 제거는, 나중에 복호화될 다른 신호에 대한 간섭을 제거하기 위해서, 논리 서브채널이 복호화된 이후에 전단 샘플에 대한 이들 논리 서브채널의 기여를 제거하는 것을 언급한다. PIC 에 있어서, 송신된 파일럿 신호는 BTS 에 공지되어 있고, 수신된 파일럿은 채널 추정치를 이용하여 복원된다. TIC 또는 OIC 에 있어서, BTS 에서 수신된 서브채널을 그 복호화된 버전을 통해 복원함으로써 간섭이 제거된다.
트래픽 채널에서의 에러 레이트 요건을 충족시키기 위해서, (IC 를 이용하지 않는) 현재의 BTS 는 파일럿 서브채널의 전력
Figure 112008020762010-PCT00057
을 제어한다. 트래픽 서브채널의 전력은 고정 인자 T2P 에 의해 파일럿에 관련되는데, 이는 페이로드 타입 및 타깃 종료 목적에 종속한다. 파일럿 전력의 적응은, 내부 및 외부 루프를 포함하는 폐쇄 루프 전력 제어 메커니즘에 의해 수행된다. 내부 루프는 임계 레벨 T 로 파일럿의 SINR (Ecp/Nt) 을 유지하기 위한 것인 한편, 외부 루프 전력 제어는, 예를 들어 패킷 에러 레이트 (PER) 에 기초하여, 임계 레벨 T 를 변경한다.
수신기 (도 4 참조) 에서 IC 가 수행되는 경우, 서브채널 이득의 적응은 이 시스템에 대해 이로울 수도 있다. 사실상, 각 서브채널이 상이한 간섭 레벨을 경험하기 때문에, 원하는 성능을 제공하기 위해서, 파일럿에 대한 그 이득은 간섭 레벨에 따라 적응되어야 한다. 이 절은 오버헤드 및 파일럿 서브채널에 대한 이득 제어의 문제점을 해결할 수도 있고, IC 를 충분히 이용함으로써 이 시스템의 스루풋을 증가시키는 T2P 의 적응을 위한 기술이 설명된다.
IC 를 이용하는 시스템에서 중요한 파라미터
조정될 수도 있는 2 가지 파라미터는 오버헤드 서브채널 이득 및 트래픽-대-파일럿 (T2P) 이득이다. TIC 가 활성화되는 경우, 파일럿과 오버헤드 성능 사이의 보다 유연한 트레이드오프를 허용하기 위해서, 오버헤드 서브채널 이득이 (비-TIC 에 대해) 증가할 수도 있다. 현재의 시스템에서 이용되는 베이스라인 (G) 을 G 로 표시하면, 오버헤드 채널 이득의 새로운 값은,
Figure 112008020762010-PCT00058
이 된다.
비-IC 방식에 있어서, 오버헤드/파일럿 서브채널은 트래픽 채널과 동일한 간섭 레벨을 경험하고, 어떤 비율 T2P/G 은, 파일럿 채널 추정뿐만 아니라, 오버헤드 및 트래픽 채널 성능 모두에 대해 만족스러운 성능을 제공할 수도 있다. IC 가 이용되는 경우, 그 간섭 레벨은 오버헤드/파일럿 및 트래픽에 대해 상이하고, 2 가지 타입의 서브채널의 간섭성 성능을 허용하기 위해서, T2P 는 감소될 수도 있다. 주어진 페이로드에 있어서, 그 요건을 만족시키기 위해서, 이 방법은 도표 작성된 값에 대해 인자
Figure 112008020762010-PCT00059
만큼 T2P 를 감소시킬 수도 있다. 현재의 시스템에서 특정 페이로드에 이용되는 베이스라인 (T2P) 을 T2P 로 표시하면, T2P 의 새로운 값은,
Figure 112008020762010-PCT00060
이 된다.
파라미터
Figure 112008020762010-PCT00061
은 (예를 들어, -0.1dB 내지 -1.0dB 와 같이) 유한 또는 이산값 세트로 양자화될 수 있고, 액세스 단말기 (106) 로 송신될 수 있다.
제어 하에서 유지될 수도 있는 일부 양은 트래픽 PER, 파일럿 SINR 및 ROT (Rise Over Thermal) 이다. 파일럿 SINR 은 양호한 채널 추정을 위해 원하는 최소 레벨 아래로 강하되어서는 안 된다. ROT 는 전력 제어된 CDMA 역방향 링크의 링크-버짓 및 안정성을 보장하는데 중요하다. 비-TIC 수신기에 있어서, ROT 는 수신된 신호에 대해 정의된다. 일반적으로, ROT 는, 양호한 용량/커버리지 트레이드오프를 허용하기 위해서 소정의 범위 내에서 유지되어야 한다.
ROT 제어
Figure 112008020762010-PCT00062
는 수신기의 입력에서의 신호의 전력을 나타낸다. 수신된 신호로부터의 간섭의 제거는 전력의 감소를 야기한다.
Figure 112008020762010-PCT00063
은 IC 이후에 복조기 (304) 의 입력에서의 신호의 평균 전력을 나타내는데,
Figure 112008020762010-PCT00064
이다.
Figure 112008020762010-PCT00065
의 값은, IC 로 업데이트된 이후에 전단 샘플로부터 측정될 수도 있다. IC 가 수행되는 경우, ROT 는 오버헤드 서브채널에 대해 여전히 중 요하고,
Figure 112008020762010-PCT00066
을 보장하기 위해서, ROT 는 임계치에 대해 제어되어야 하는데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00067
은 잡음 전력이다.
그러나, 트래픽 및 일부 오버헤드 서브채널은 또한 IC 로부터 이익을 얻는다. 이들 서브채널의 복호화 성능은, IC 이후에 측정되는 ROT 에 관련된다. 유효 (effective) ROT 는, IC 이후의 신호 전력과 잡음 전력 사이의 비율이다. 유효 ROT 는 임계치에 의해 제어될 수도 있다, 즉,
Figure 112008020762010-PCT00068
이다.
Figure 112008020762010-PCT00069
에 대한 제약은, 잡음 레벨이 변경되지 않는다는 가정 하에서,
Figure 112008020762010-PCT00070
에 대한 제약으로서 등가적으로 나타내어질 수도 있는데,
Figure 112008020762010-PCT00071
이고, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00072
은
Figure 112008020762010-PCT00073
에 대응하는 신호 전력 임계치이다.
고정 오버헤드 이득 기술
ROT 가 증가하는 경우, (IC 로부터 이익을 얻지 못하는) 파일럿 및 오버헤드 채널의 SINR 은 감소하고, 그에 따라 소거 레이트 (erasure rate) 에서의 잠재적인 증가를 야기하게 된다. 이 영향을 보상하기 위해서, 고정값으로 또는 특정 시스템 상태에 대한 적응에 의해, 오버헤드 채널 이득은 상승될 수도 있다.
오버헤드 서브채널의 이득이 파일럿에 대해 고정되는 기술이 설명된다. 제안된 기술은, 각 이용자에 대해
Figure 112008020762010-PCT00074
과 파일럿 서브채널의 레벨 모두를 적응시킨다.
고정 Δ G = 0 dB 를 갖는 T2P 의 폐쇄 루프 제어
도 23 은 고정
Figure 112008020762010-PCT00075
(블록 2308) 및
Figure 112008020762010-PCT00076
와
Figure 112008020762010-PCT00077
의 폐쇄 루프 전력 제어 (PC) 를 도시한 도면이다.
Figure 112008020762010-PCT00078
및
Figure 112008020762010-PCT00079
의 적응을 위한 이러한 제 1 해결책은:
A. 내부 루프 (2304) 및 외부 루프 (2300) 는
Figure 112008020762010-PCT00080
의 적응에 대해 종래의 방식으로 전력 제어를 수행할 수도 있다. 외부 루프 (2300) 는 타깃 PER 및 트래픽 PER 을 수신한다. 내부 루프 (2304) 는 임계치 (T ; 2302) 및 측정된 파일럿 SINR 을 수신하여,
Figure 112008020762010-PCT00081
를 출력한다.
B. 폐쇄 루프 이득 제어 (GC ; 2306) 는 제거된 간섭의 측정치에 기초하여
Figure 112008020762010-PCT00082
를 적응시킨다. 이득 제어 (2306) 는 측정된 ROT 및 측정된
Figure 112008020762010-PCT00083
를 수신하여,
Figure 112008020762010-PCT00084
을 출력한다. 수신기는 IC 방식에 의해 제거된 간섭을 측정하고,
Figure 112008020762010-PCT00085
을 적응시킨다.
C.
Figure 112008020762010-PCT00086
은 주기적으로 섹터에서의 모든 액세스 단말기 (106) 로 메시지로 송신될 수 있다.
Figure 112008020762010-PCT00087
의 적응에 있어서, IC 이후에 간섭이
Figure 112008020762010-PCT00088
로부터
Figure 112008020762010-PCT00089
로 감소되는 경우, T2P 의 양은 결과적으로 감소될 수 있다:
Figure 112008020762010-PCT00090
.
Figure 112008020762010-PCT00091
는 다음과 같이 (PC 루프 (2304) 를 통해) 증가할 수도 있다:
Figure 112008020762010-PCT00092
.
IC 를 이용하는 시스템에 대한 총 송신 전력과 IC 를 이용하지 않는 시스템에 대한 총 송신 전력 사이의 비율은,
Figure 112008020762010-PCT00093
이고, 여기서 G 는 오버헤드 채널 이득이다. (G 에 대한) 큰 T2P 값에 있어서, 비율 C 는,
Figure 112008020762010-PCT00094
와 같이 근사화될 수 있다.
유효 ROT 의 추정에 있어서, 유효 ROT 는 채널 상태에서의 변화 및 PC 모두로 인해 급속하게 변한다. 대신에,
Figure 112008020762010-PCT00095
은
Figure 112008020762010-PCT00096
의 저속 변화를 반영한다. 그에 따라,
Figure 112008020762010-PCT00097
의 선택에 있어서, IC 이후의 신호의 긴 평균화 윈도우 (long averaging window) 에 의해 유효 ROT 가 측정된다. 평균화 윈도우는, 전력 제어 업데이트 주기의 적어도 2 배의 길이를 가질 수도 있다.
고정 Δ G > 0 dB 를 갖는 T2P 의 폐쇄 루프 제어
이득 제어 (2306) 가 임계 유효 ROT 를 수신하고,
Figure 112008020762010-PCT00098
(블록 2400) 인 것을 제외하고는, 도 24 는 도 23 과 동일하다.
Figure 112008020762010-PCT00099
의 적응을 위한 이러한 대안적인 방법은, IC 및 비-IC 시스템 모두에 대해 동일한 셀 커버리지를 갖는 요구에 기초한다.
Figure 112008020762010-PCT00100
분산은 이들 모두의 경우에 동일하다. IC 의 영향은 완전 로딩 (fully loaded) 시스템에 대해 2 배인데, ⅰ) IC 이전의 신호 전력
Figure 112008020762010-PCT00101
은 IC 를 이용하지 않는 시스템의 신호 전력에 대해 증가할 것이고, ⅱ) PER 제어에 의한 폐쇄 루프 전력 제어로 인해,
Figure 112008020762010-PCT00102
은 IC 를 이용하지 않는 시스템의 신호 전력과 유사하게 되는 경향이 있다.
Figure 112008020762010-PCT00103
은 다음과 같이 적응된다:
Figure 112008020762010-PCT00104
.
Δ T2P 의 ACK-기반 제어
도 25 는 고정된 오버헤드 서브채널 이득 (블록 2506) 을 갖는 ACK 서브채널에 기초한
Figure 112008020762010-PCT00105
및
Figure 112008020762010-PCT00106
에 대한 PC 를 도시한 도면이다.
Figure 112008020762010-PCT00107
의 폐쇄 루프 GC 는 BTS 로부터 AT 로의 피드백 신호를 요구하는데, 모든 AT 는 BTS 로부터
Figure 112008020762010-PCT00108
의 동일한 브로드캐스트 값을 수신한다. 대안적인 해결책은,
Figure 112008020762010-PCT00109
의 파일럿에 대한 폐쇄 루프 PC (2500, 2504) 및 개방 루프 GC (2510) 에 기초한다. 폐쇄 루프 파일럿 PC 는 내부 루프 (2504) 를 포함하는데, 이 내부 루프는 임계치
Figure 112008020762010-PCT00110
(2502) 에 따라
Figure 112008020762010-PCT00111
를 조정한다. 외부 루프 제어 (2500) 에는, 예를 들어 데이터 레이트 제어 (DRC) 서브채널 에러 확률 또는 DRC 소거 레이트와 같이, 오버헤드 서브채널의 소거 레이트가 지향된다.
Figure 112008020762010-PCT00112
는, DRC 소거 레이트가 임계치를 초과할 때마다 증가하지만, DRC 소거 레이트가 임계치 미만인 경우에는 점차 감소한다.
Figure 112008020762010-PCT00113
은 ACK 순방향 서브채널을 통해 적응된다. 특히, ACK 및 NAK 의 통계를 측정함으로써, AT 는 BTS 에서의 트래픽 PER 을 평가 (블록 2508) 할 수 있다. 이득 제어 (2510) 는 타깃 트래픽 PER 과 측정된 PER 을 비교한다. PER 이 임계값보다 높을 때마다, T2P' 가 비-IC 시스템의 베이스라인 값 T2P 에 도달할 때까지,
Figure 112008020762010-PCT00114
은 증가한다. 한편, 보다 낮은 PER 의 경우, IC 프로세스를 충분히 이용하기 위해서,
Figure 112008020762010-PCT00115
가 감소된다.
가변 오버헤드 이득 기술
트랜시버의 추가적인 최적화는, IC 프로세스에 대해
Figure 112008020762010-PCT00116
뿐만 아니라, 오버헤드 서브채널 이득 (G 오버헤드) 을 적응시킴으로써 획득될 수 있다. 이 경우, 부가적인 피드백 신호가 필요하다.
Figure 112008020762010-PCT00117
의 값은 0 dB 내지 0.5 dB 로 양자화될 수도 있다.
간섭 전력-기반 오버헤드 이득 제어
오버헤드 GC (2600) 를 갖는 것을 제외하고는, 도 26 은 도 24 와 유사하다. 오버헤드 서브채널의 GC (2600) 를 위한 방법은 IC 이후에 측정된 신호 전력에 기초한다. 이 경우,
Figure 112008020762010-PCT00118
는, IC 를 이용하지 않는 시스템의 동일한 셀 커버리지를 제공하기 위한 것으로 가정된다. IC 이전의 신호는 증가된 전력
Figure 112008020762010-PCT00119
을 갖고, 오버헤드 이득은 증가된 간섭을 보상한다. 이 구현은,
Figure 112008020762010-PCT00120
와 같이 설정함으로써 오버헤드 이득을 적응시킨다.
Figure 112008020762010-PCT00121
은 0 dB 아래로 되지 않도록 제어될 수도 있는데, 그 이유는 이 값이, 도움이 될 것 같지 않은 오버헤드 서브채널 전력의 감소에 대응하기 때문이다.
이득 및 전력 제어 방식은, 도 23 에서와 같이,
Figure 112008020762010-PCT00122
에 대한 내부 루프 PC (2304) 및 외부 루프 PC (2300), 전술한 바와 같은
Figure 112008020762010-PCT00123
에 대한 GC 루프 (2600),
Figure 112008020762010-PCT00124
에 대한 개방 루프 GC (2306) 를 포함할 수도 있는데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00125
은, PER 이 타깃값 초과일 때마다 증가하고, PER 이 타깃값 미만일 때마다 감소한다. 비-IC 수신기의 레벨에 대응하여,
Figure 112008020762010-PCT00126
의 최대 레벨이 허용된다.
DRC-전용 오버헤드 이득 제어
도 27 은 DRC-전용 오버헤드 이득 제어 (2702) 를 갖는 도 26 의 변형을 도시한 도면이다.
오버헤드 서브채널 이득이 적응되는 경우에도, 전술한 바와 같이
Figure 112008020762010-PCT00127
의 이득 제어 (2700) 은 폐쇄 루프로 수행될 수 있다. 이 경우,
Figure 112008020762010-PCT00128
및
Figure 112008020762010-PCT00129
은 도 23 의 방식에서와 같이 제어되는 한편, 오버헤드 서브채널 이득의 적응 (2702) 은 DRC 소거 레이트를 통해 수행된다. 특히, DRC 소거 레이트가 임계치 초과일 경우에는, 오버헤드 서브채널 이득 (2702) 이 증가한다. DRC 소거 레이트가 임계치 미만일 경우에는, 오버헤드 서브채널 이득 (2702) 이 점차 감소한다.
다중-섹터 다중-셀 네트워크에서의 T2P 의 제어
Figure 112008020762010-PCT00130
의 GC 가 셀 레벨에서 수행되고, AT (106) 가 소프터 핸드오프 중에 있을 수도 있기 때문에, 각종 섹터는 상이한 적응 요구를 생성할 수도 있다. 이 경우, AT 로 송신될
Figure 112008020762010-PCT00131
요구의 선택을 위해 각종 선택사양이 고려될 수도 있다. 셀 레벨에서, 완전 로딩 섹터에 의해 요구되는 것들 중에서, 이 방법은 T2P 의 최소 감소를 선택할 수도 있다, 즉,
Figure 112008020762010-PCT00132
이고, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00133
는 섹터 (
Figure 112008020762010-PCT00134
)에 의해 요구된
Figure 112008020762010-PCT00135
이다. AT 는 각종 셀로부터 상이한 요구를 수신할 수도 있고, 또한 이 경우, 각종 기준이 채택될 수 있다. 이 방법은, 서비스 섹터 (serving sector) 와의 가장 신뢰성있는 통신을 보장하기 위해서, 이 서비스 섹터에 대응하는
Figure 112008020762010-PCT00136
을 선택할 수도 있다.
셀 및 AT 모두에서의
Figure 112008020762010-PCT00137
의 선택에 있어서, 요구값들 중에서 최소값, 최대값 또는 평균값을 포함하여, 다른 선택이 고려될 수도 있다.
일 중요한 양태는, 모바일이
Figure 112008020762010-PCT00138
을 이용하는 것인데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00139
은
Figure 112008020762010-PCT00140
및
Figure 112008020762010-PCT00141
의 측정치 (및 가능하게는
Figure 112008020762010-PCT00142
의 지식) 에 기초하여 BTS 에서 계산되고,
Figure 112008020762010-PCT00143
이고, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00144
도 BTS 에서 계산된다. BTS 에서 계산된 이들 Δ 인자에 따르면, 이들은 각 BTS 에 의해 모든 액세스 단말기로 브로드캐스트되고, 모든 액세스 단말기는 그에 따라 반응한다.
본 명세서에 개시된 개념은 WCDMA 시스템에 적용될 수도 있는데, WCDMA 시스템은 전용 물리 제어 채널 (DPCCH), 개선된 전용 물리 제어 채널 (E-DPCCH), 또는 고속 전용 물리 제어 채널 (HS-DPCCH) 과 같은 오버헤드 채널을 이용한다. WCDMA 시스템은, 전용 물리 데이터 채널 (DPDCH) 포맷 및/또는 개선된 전용 물리 데이터 채널 (E-DPDCH) 포맷을 이용할 수도 있다.
본 명세서에 개시된 시스템 및 방법은, 예를 들어 2-㎳ 송신 시간 간격 및 10-㎳ 송신 시간 간격과 같이, 2 개의 상이한 인터레이스 구조를 갖는 WCDMA 시스템에 적용될 수도 있다. 따라서, 전단 메모리, 복조기 및 제거기 (subtractor) 는, 상이한 송신 시간 간격을 갖는 패킷의 하나 이상의 서브패킷에 스패닝하도록 구성될 수도 있다.
TIC 에 있어서, 트래픽 데이터는 EV-DO 릴리즈 0 포맷 또는 EV-DO Rev.A 포맷 중 적어도 하나로 하나 이상의 이용자에 의해 송신될 수도 있다.
본 명세서에 개시된 특정 복호화 순서는 복조 및 복호화를 위한 순서에 대응할 수도 있다. 재복호화 패킷은 재복조로부터 이루어져야 하는데, 그 이유는 FERAM (312) 으로부터 패킷을 복조하는 프로세스가 간섭 제거를 양호한 복호기 입력으로 변환하기 때문이다.
파일럿 간섭 제거
도 28 은 레이크 수신기 내의 샘플 버퍼 (2808) 및 핑거 프로세서 (2800) 의 일 실시형태를 도시한 도면이다. 레이크 수신기는, 다수의 다중경로를 처리하기 위한 256 또는 512 핑거 프로세서 (2800) 와 같이, 다수의 개별 핑거 프로세서 (2800) 를 포함할 수도 있다. 대안적으로, 레이크 수신기는, 시분할 방식으로 다수의 다중경로를 처리하기 위한 단일 고속 프로세서를 포함할 수도 있는데, 이는 다수의 핑거 프로세서 (2800) 의 기능을 시뮬레이션한다.
샘플 버퍼 (2808) 의 일 실시형태는, 칩 레이트x2 ("칩x2") 의 샘플 레이트로 데이터 샘플의 세그먼트를 저장하는 순환 RAM (Random Access Memory) 일 수도 있다. 칩 레이트는 1/Tc 와 동일한데, 여기서 Tc 는 칩 주기이다. 예를 들어, 칩 레이트는 1.2 ㎒ 일 수도 있다. 다른 칩 레이트가 이용될 수도 있다.
핑거 프로세서 (2800) 는 cdma2000 1xEV-DO 시스템 또는 다른 시스템에 이용될 수도 있다. 핑거 프로세서 (2800) 는 채널 추정기 (2802), 데이터 복조 유닛 (2804) 및 파일럿 간섭 추정기 (2806) 를 포함한다. 채널 추정기 (2802) 는 역확산기 (2810), 파일럿 역채널화기 (2812) 및 파일럿 필터 (2814) 를 포함한다. 데이터 복조 유닛 (2804) 은 역확산기 (2818), 데이터 역채널화기 (2820) 및 데이터 복조기 (2822) 를 포함한다. 파일럿 간섭 추정기 (2806) 는 제거 인자 계산 유닛 (2824), 승산기 (2826 및 2832), 복원 필터 테이블 (2838), 파일럿 복원 필터링 블록 (2830), 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828), 파일럿 채널화기 (2834) 및 확산기 (2836) 를 포함한다.
역확산기 (2810 및 2818) 는, 확산 시퀀스 생성기로부터, 켤레 복소수 확산 시퀀스
Figure 112008020762010-PCT00145
(예를 들어, PN (Pseudo random Noise) 시퀀스) 를 수신한다. 일 실시형태에 있어서, 역확산기 (2810 및 2818) 는 먼저 다중경로의 시간 오프셋
Figure 112008020762010-PCT00146
에서 시작하는 샘플 버퍼 (2808) 로부터의 일 세그먼트의 데이터 샘플을 확산 시퀀스
Figure 112008020762010-PCT00147
와 승산 (역확산) 한 다음, 이 역확산된 데이터 샘플을 리샘플링 (resampling) 한다. 또다른 실시형태에 있어서, 역확산기 (2810 및 2818) 는 먼저 다중경로의 시간 오프셋
Figure 112008020762010-PCT00148
에서 시작하는 샘플 버퍼 (2808) 로부터의 일 세그먼트의 데이터 샘플을 리샘플링한 다음, 이 리샘플링된 데이터 샘플을 확산 시퀀스
Figure 112008020762010-PCT00149
와 승산한다.
도 28 의 역확산기 (2810 및 2818) 는 리샘플러 또는 보간기 (interpolator) 를 포함할 수도 있는데, 이들은 샘플 버퍼 (2808) 로부터의 데이터 샘플을 리샘플링, 업샘플링, 합산, 압축 (decimation) 또는 보간하여, 원하는 레이트를 달성한다. 리샘플링의 타입은 샘플 버퍼 (2808) 에 저장된 수신 신호 샘플의 레이트에 종속한다. 예를 들어, 역확산기 (2810) 는, 칩x2 레이트에서의 샘플 버퍼 (2808) 로부터 샘플을 핑거 시간 오프셋의 최대 레졸루션 (예를 들어, 칩x8) 으로 업샘플링할 수도 있다. 역확산기 (2810) 는 파일럿 역채널화기 (2812) 로의 출력에 대해 칩x8 샘플을 칩x1 샘플로 압축할 수도 있다.
일반적으로, 핑거 프로세서 (2800) 의 상이한 컴포넌트에 의해, 칩x1, 칩x2, 칩x4 및 칩x8 과 같은 상이한 레이트가 이용될 수도 있다. 칩x8 과 같은 상위 레이트는 성능 및 샘플의 정확성을 향상시킬 수도 있다. 칩x2 와 같은 하위 레이트는 정확성은 떨어지지만, 처리 시간 및 계산의 복잡도를 감소시킴으로써 효율을 향상시킬 수도 있다.
파일럿 역채널화기 (2812) 는, (a) 역확산기 (2810) 로부터의 역확산된 데이터 샘플 및 파일럿 채널화 코드
Figure 112008020762010-PCT00150
을 수신하여, (b) 역채널화된 파일럿 심볼을 출력한다. 유사하게, 데이터 역채널화기 (2820) 는, (a) 가산기 (2816) 로부터의 역확산된 데이터 샘플 및 데이터 채널화 코드
Figure 112008020762010-PCT00151
을 수신하여, (b) 역채널화된 데이터 심볼을 출력한다.
파일럿 필터 (2814) 는 적어도 2 개의 값, 즉
Figure 112008020762010-PCT00152
및
Figure 112008020762010-PCT00153
를 도출하는데, 이들은
Figure 112008020762010-PCT00154
및
Figure 112008020762010-PCT00155
과 같은 각종 형태로 파일럿 필터 (2814) 로부터 출력될 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00156
은 핑거 프로세서 (2800) 에 할당된 특정 다중경로의 채널 추정치이다. 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00157
은 채널 계수 (진폭, 위상, 및 지연이나 시간 오프셋) 에 대응할 수도 있다. 파일럿 필터 (2814) 는, 예를 들어 현재의 세그먼트 "n" 및/또는 과거나 미래의 세그먼트와 같이, 하나 이상의 세그먼트를 이용하여, 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00158
을 제공할 수도 있다. 일 실시예에 있어서, 파일럿 필터 (2814) 는 4 내지 6 개의 세그먼트를 이용하여, 채널 추정치를 도출한다. 대안적으로, 파일럿 필터 (2814) 는 하나 이상의 세그먼트를 이용하여, 미래의 채널 추정치, 즉 채널 추정치의 예측을 제공할 수도 있다. 후술되는 바와 같이, 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00159
은, 파일럿 복원을 위해 파일럿 간섭 추정기 (2806) 에 의해 이용될 것이다. 파일럿 필터 (2814) 에 의해 승산기 (2826) 로 출력되는 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00160
은 I 및 Q 성분을 갖는 복소수 값일 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00161
는 이 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 확인되는 잡음 + 간섭항의 분산이다. 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00162
의 분산이 높은 경우, 이 채널은 잡음성이다.
Figure 112008020762010-PCT00163
은 데이터 복조기 (2822) 에 의해 이용되어, 데이터를 복조한다.
Figure 112008020762010-PCT00164
은 제거 인자 계산 유닛 (2824) 에 의해 이용된다. 파일럿 필터 (2814) 는 위상 회전기 또는 위상 교정기를 포함할 수도 있다.
복수의 핑거 프로세서 (2800) 에 의한 간섭 제거는, 수신기가 완전한 채널 상태 정보를 갖는 경우, 다중 액세스 채널의 용량을 향상시킬 수도 있다. 실제, 각 이용자의 채널은 시변이고, 이는 신뢰성있는 채널 상태 정보를 추정하기 위한 도전일 수도 있다. 각 이용자의 파일럿은, 실제의 또는 신뢰성있는 파일럿-기반 채널 추정치를 이용함으로써 수신된 신호로부터 제거되어야 한다. 신뢰할 수 없는 채널 추정치의 이용은 데이터 샘플의 과도-제거 (over-cancellation) 를 야기할 수도 있다. 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은, 채널 추정기 (2802) 가 신뢰할 수 없는 잡음성 파일럿-기반 채널 추정치를 검출하는 경우에, 제거를 감소시키거나 저지한다. 따라서, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은, 파일럿 간섭 제거 이후에 잔류 에너지 (잡음) 를 최소화한다.
예를 들어, 3 개의 핑거 프로세서 (2800) 는 상이한 오프셋으로 동일한 수신 신호를 처리하여, 상이한 SNR 또는 채널 추정치를 검출할 수도 있다. 하나의 핑거 프로세서가 특히 잡음성인 채널을 검출하는 경우, 파일럿 간섭 제거를 위해 이 핑거 프로세서의 복원된 파일럿의 기여를 감소 (축소) 시키는 것이 바람직할 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00165
(이 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 확인되는 잡음 + 간섭항의 분산) 가 높고, 파일럿 신호 세기
Figure 112008020762010-PCT00166
가 낮은 경우에는, 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00167
은 신뢰성이 없을 수도 있다. 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은, 0, 0.1, 0.2, 0.5 등과 같이, 낮은 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00168
을 선택할 수도 있다. 이는, 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 파일럿 샘플을 복원하는데 이용되는 잡음성 채널 추정치의 진폭을 감소시킨다.
Figure 112008020762010-PCT00169
가 낮고, 파일럿 신호 세기
Figure 112008020762010-PCT00170
가 높은 경우에는, 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00171
은 아마도 신뢰성이 있고, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은, 0.8, 0.9, 1.0 등과 같이, 높은 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00172
을 선택할 수도 있다.
Figure 112008020762010-PCT00173
가 높고, 파일럿 신호 세기
Figure 112008020762010-PCT00174
도 높은 경우에는, 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00175
은 다소 신뢰성이 있을 수도 있고, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은, 0.5, 0.6, 0.7, 0.8 등과 같이, 중간 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00176
을 선택할 수도 있다. 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00177
의 값은, 파일럿 복조가 어떻게 구현되는지, 및 채널 추정치가 어떻게 도출되는지에 종속할 수도 있다. 일부 경우에, 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00178
은 1 보다 큰 것으로 선택될 수도 있다. 예를 들어, 채널의 위상은 파일럿 복조 중에 부적절하게 정렬될 수도 있는데, 이는 에너지가 제거되도록 한 다. 이러한 채널은 과소-추정된 (under-estimated) 신호 진폭 또는 바이어스된 채널 추정치를 갖는다. 따라서, 1 보다 큰 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00179
의 선택 및 이용은, 채널 추정치에 대해 일부 교정을 부가할 것이다. 아래의 수학식은, 가우시안 잡음을 갖는 하나의 세그먼트에 걸쳐 일정한 채널에 대해 최적일 수도 있다.
일 실시형태에 있어서, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은 파일럿 필터 (2814) 로부터의
Figure 112008020762010-PCT00180
을 이용하여,
Figure 112008020762010-PCT00181
와 같은 수학식으로부터 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00182
을 계산하는데, 여기서
Figure 112008020762010-PCT00183
은
Figure 112008020762010-PCT00184
에 비례할 수도 있고,
Figure 112008020762010-PCT00185
는 채널 추정기 (2802) 에 의해 추정된 칩당 에너지이고,
Figure 112008020762010-PCT00186
는 잡음이고 (
Figure 112008020762010-PCT00187
은 신호대 잡음비를 나타냄), N 은 채널 추정치의 평균 길이이다. N 은
Figure 112008020762010-PCT00188
및
Figure 112008020762010-PCT00189
를 추정하는데 이용되는 샘플의 개수를 나타낸다. N 은, 512, 1024 또는 2048 칩과 같이, 세그먼트 길이일 수도 있다.
또다른 실시형태에 있어서, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 은 파일럿 필터 (2814) 로부터의
Figure 112008020762010-PCT00190
을 이용하여, 룩업 테이블 (LUT) 로부터 최적의 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00191
을 선택한다. 룩업 테이블은,
Figure 112008020762010-PCT00192
의 소정의 값이나 범위, 및 대응하는 소정의 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00193
을 포함한다.
제 1 승산기 (2826) 는, 제거 인자 계산 유닛 (2824) 으로부터의 계산되거나 선택된 제거 인자
Figure 112008020762010-PCT00194
와 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00195
을 승산, 즉 스케일링하여, 세그먼트당 가중된 채널 계수를 제공한다.
파일럿 복원 필터링
다중경로 수신 신호의 시간 지연 또는 오프셋
Figure 112008020762010-PCT00196
이, 칩 주기
Figure 112008020762010-PCT00197
의 몇 분의 일 + 칩 주기
Figure 112008020762010-PCT00198
의 정수배인 경우, 즉 칩 주기
Figure 112008020762010-PCT00199
보다 작은 경우, 칩간 간섭 (Inter-Chip Interference: ICI) 이 일어날 수도 있다. 핑거 프로세서 (2800) 는 복원 필터링을 수행하여, 송신기에 의한 펄스-성형을 설명한다. 상세하게는, 도 28 의 복원 필터 테이블 (2838), 제 2 승산기 (2832) 및 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은, 추정된 송신 펄스의 중심 로브, 즉 중심 탭이나 피크값만이 아니라, 추정된 송신 펄스의 다수의 로브, 즉 다수의 탭을 설명한다. 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 수행되는 필터링은 보다 신뢰성있는 복원 파일럿 샘플을 제공한다. 복원 필터링, 수신 필터 및 송신 펄스의 형상을 고려하지 않으면, 복원된 파일럿 신호가 수신된 샘플에 대한 파일럿의 기여를 정확하게 반영하지 않을 수도 있다.
일 실시형태에 있어서, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 다상 유한 임펄스 응답 필터 (FIR) 를 포함하는데, 이는 단일 프로세스에서의 필터링과 압축 (예를 들어, 칩x8 으로부터 칩x2) 을 결합한다. 다상 필터에는 주어진 위상이 부여될 수도 있고, 이 다상 필터는 주어진 위상에 따라 필터 기능을 압축한 다음, 필 터링을 수행할 수도 있다. 예를 들어, 다상 필터는 8 개의 상이한 위상과 8 로 압축된 콘볼루션을 이용할 수도 있다. 복원 필터 테이블 (2838) 로 입력되는 시간 오프셋
Figure 112008020762010-PCT00200
은 8 개의 상이한 가능한 위상 중 하나에 대응하는 필터 계수를 선택한다. 승산기 (2832) 는 (선택된 위상에 따른) 필터 계수와 채널 추정치 및 제거 인자를 승산한다. 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 필터 계수, 채널 추정치 및 제거 인자로 칩x8 로 확산기 (2836) 로부터의 확산 파일럿 신호를 필터링한다 (이 확산 파일럿 신호의 콘볼루션을 수행한다). 콘볼루션이 64 개의 샘플 (8 개의 샘플의 8 개의 그룹) 을 갖는 경우, 8 의 압축 이후에, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 8-탭 필터이고, 단지 8 개의 샘플만을 필터링한다. 이 실시형태는 파일럿 간섭 추정기 (2806) 의 복잡도를 감소시킬 수도 있다.
복원 필터 테이블 (2838) 은, 추정된 송신 펄스
Figure 112008020762010-PCT00201
와 수신 필터
Figure 112008020762010-PCT00202
(예를 들어, 저역 통과 필터) 의 콘볼루션
Figure 112008020762010-PCT00203
을 나타내는 사전-계산된 필터 계수 세트를 저장한다. 액세스 단말기 (106) 의 송신 필터에 의해 이용되는 송신 펄스
Figure 112008020762010-PCT00204
은 기지국 (104) 에서 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 공지되거나 추정될 수도 있다. 송신 펄스
Figure 112008020762010-PCT00205
은 모바일 전화기 제조자에 의해, 또는 IS-95, cdma2000 등과 같은 표준에 의해 정의될 수도 있다. 수신 필터 함수
Figure 112008020762010-PCT00206
은 이상적으로 송신 필터와 정합된 필터 (Matched Filter: MF) 일 수도 있지만, 실제 수신 필터는 송신 필터와 정확하게 정합되지 않을 수도 있다. 수 신 필터 함수
Figure 112008020762010-PCT00207
은, 기지국 수신기가 제조되는 때에 설정될 수도 있다.
일 구성에 있어서, 복원 필터 테이블 (2838) 이 복수의 필터 테이블 (예를 들어, 8 개의 필터 테이블) 을 포함하도록, 핑거 프로세서 (2800) 에서 최고 샘플 레이트 (핑거 시간 오프셋의 최대 레졸루션) (예를 들어, 칩x8) 로 콘볼루션이 샘플링되는데, 여기서 i 번째 필터 테이블은 시간 오프셋 i 에서의 오리지널 칩x8 자기상관 함수
Figure 112008020762010-PCT00208
의 칩-레벨 샘플에 대응하고, i = 0, 1, 2, …, 7 이다. 각 필터 테이블은 2M+1 탭 엔트리를 가질 수도 있고, 각 엔트리는 16 비트를 가질 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, M 은 2 이상으로 선택되어, 성능 손실을 감소시킨다 (M = 2 인 경우, 2M+1 = 5 임). 필터 테이블은, 칩x1 에서는 5 내지 13 칩 시간 범위 (여기서, M = 2 내지 6 인 경우, 2M+1 = 5 내지 13 임), 또는 33 내지 97 칩x8 시간 범위 (여기서, M = 2 내지 6 인 경우, 2M(8)+1 = 33 내지 97 임) 를 설명할 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, 복수의 핑거 프로세서 (2800) 에 의해 동일한 복원 필터 테이블 (2838) 이 이용될 수도 있다.
일 실시형태에 있어서, 각 핑거 프로세서 (2800) 의 제 2 승산기 (2832) 는, 칩x2 파일럿 샘플의 복원 동안 (핑거 프로세서 (2800) 에 할당된)
Figure 112008020762010-PCT00209
에 대한 적절한 시간 오프셋으로 2 개의 이러한 필터 테이블, 즉 짝수 샘플을 위한 1 개의 테이블 및 홀수 샘플을 위한 1 개의 테이블에 액세스할 수도 있다. 제 2 승산기 (2832) 는, 제 1 승산기 (2826) 로부터의 스케일링된 세그먼트당 채널 추정치
Figure 112008020762010-PCT00210
과, 2 개의 선택된 필터 테이블의 각 필터 탭 (사전-계산된 필터 계수) 을 승산한 다. 제 2 승산기 (2832) 는 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 으로 (예를 들어, 칩x2 으로) 세그먼트당 필터 탭 계수를 출력한다.
일 실시형태에 있어서, 개별 리샘플러는, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 이 칩x2 로 샘플을 제공하는 경우에 파일럿 간섭 추정기 (2806) 에 필요하지 않을 수도 있다. 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 칩 레이트를 샘플 레이트로 변경할 수도 있다.
도 28 의 확산기 (2836) 는 현재의 세그먼트 "n" 의 확산 시퀀스
Figure 112008020762010-PCT00211
을 수신할 수도 있고, 다음의 세그먼트 "n+1" 이 아니라, 현재의 세그먼트 "n" 동안 확산 파일럿 신호 (예를 들어, 복소수 PN 시퀀스 칩) 를 제공한다. 따라서, 도 28 의 핑거 프로세서 (2800) 는 현재의 세그먼트 "n" 의 파일럿 간섭을 복원한다. 현재의 세그먼트 "n" 에 대해 다수의 핑거 프로세서로부터의 파일럿 간섭의 복원 및 누적과, 그 다음에 현재의 세그먼트 "n" 의 데이터 샘플로부터, 현재의 세그먼트 "n" 의 누적 및 복원된 파일럿 간섭을 제거하는 것 사이에 짧은 지연이 존재할 수도 있다. 그러나, (현재의 세그먼트 "n" 의 데이터 샘플로부터 현재의 세그먼트 "n" 의 누적 및 복원된 파일럿 간섭을 제거하는) 이러한 접근법은, 특히 고도의 시변 채널인 경우, 보다 신뢰성있고/정밀한 파일럿 간섭 제거를 제공할 수도 있다.
파일럿 채널화기 (2834) 는 I 및 Q 성분을 갖는 복소수 채널화 코드를 수신할 수도 있다. 확산기 (2836) 는 ±1 또는 ±i 의 4 개의 가능한 값을 갖는 복소수 PN 시퀀스를 수신할 수도 있다. 파일럿 채널화기 (2834) 및 확산기 (2836) 는 현재의 세그먼트 "n" 의 각 측에 대해 부가적인 칩을 생성하여, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 에 의한 필터링에 도움을 줄 수도 있다.
파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 실제 필터링을 수행한다, 즉 필터 테이블 계수
Figure 112008020762010-PCT00212
, 제거 인자 및 채널 추정치의 곱과, 확산기 (2836) 로부터의 확산 파일럿 신호 (예를 들어, PN 시퀀스) 의 콘볼루션을 수행한다. 예를 들어, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 칩x1 에서의 2 개의 5-탭 필터, 9-탭 필터 또는 13-탭 필터를 포함할 수도 있다. 각 필터에 대해 2M+1 탭이 존재할 수도 있다. 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 에 의해 제공되는 필터링은 ICI (칩간 간섭) 의 영향을 감소시킬 수도 있다.
파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 칩x2 레졸루션으로 이용자-시간 정렬된 파일럿 신호의 일 세그먼트를 복원하여, 칩x2 파일럿 샘플을 제공할 수도 있다. 또다른 실시형태에 있어서, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은 칩x8 로 오버샘플링된 PN 시퀀스를 필터링하고, (파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 과 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 사이의) 리샘플러는, 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 으로부터의 칩x8 샘플을 주어진 위상을 갖는 칩x2 샘플 (즉, (시간 오프셋
Figure 112008020762010-PCT00213
에 종속하는) 0 내지 7 의 시작 샘플) 로 압축한다. 그런 다음, 샘플은 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 에 저장된다.
파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은, 핑거 프로세서 (2800) 에 할당된 다중경로의 추정된 파일럿 샘플을 포함하는 복원된 파일럿 간섭 신호
Figure 112008020762010-PCT00214
을 출력한 다. 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 은, 특히 역확산기 (2810) 가 주파수 오프셋을 보상하는 위상 회전기를 포함하는 경우, 위상 역회전기 또는 위상 교정기를 포함할 수도 있다.
파일럿 간섭 누적 버퍼
파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 적절한 시간 오프셋으로 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 으로부터의 복원된 파일럿을 저장 및 누적한다. 일례로서, 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 순환 RAM 일 수도 있다. 일 구성에 있어서, 복수의 핑거 프로세서 (2800) 의 복수의 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 으로부터의 상이한 시간 오프셋을 갖는 복원된 파일럿 샘플을 저장 및 누적하기 위한 단일 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 가 존재할 수도 있다. 단일 간섭 누적 버퍼는, 다수의 핑거 프로세서에서의 다수의 간섭 누적 버퍼를 갖는 실시형태와 비교하여 볼 때, 보다 작은 메모리 공간 및 다른 자원을 이용할 수도 있다.
파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 샘플 버퍼 (2808) 와 동일한 레졸루션을 가질 수도 있다. 예를 들어, 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 칩x2 레졸루션으로 이루어질 수도 있다, 즉 2x칩 레이트의 속도로 동작할 수도 있다. 각 세그먼트가 512 칩 길이를 갖는 경우, 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 적어도 2 개의 세그먼트, 즉 512 칩/세그먼트 x 2 샘플/칩 = 1,024 파일럿 샘플을 저장할 수도 있는데, 이는 파일럿 복원 필터링 블록 (2830) 으로부터 생성된다. 적어도 2 개의 세그먼트 길이에 있어서, 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 이전의 파일럿 샘 플의 오버랩을 저장할 수도 있다. 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 다른 크기로 구현될 수도 있다. 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는, 3/2 또는 4/3 x 칩 레이트와 같이, 다른 샘플 레이트를 이용할 수도 있다.
핑거 프로세서 (2800) 가 파일럿 복원을 완료한 이후에, 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 는 전체 파일럿 간섭 추정치를 포함한다. 그런 다음, 각 핑거 프로세서 (2800) 에서의 가산기 (2816) 는, (샘플 버퍼 (2808) 로부터의) 수신 신호로부터, (파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 로부터의) 샘플-방식의 간섭 누적 버퍼 콘텐츠를 제거하여, 데이터 복조 유닛 (2804) 으로 파일럿-제거된 데이터 샘플을 제공한다.
복원된 파일럿을 다중경로 (이용자) 도달 시간으로부터 독립적으로 함으로써, 단일 간섭 축적 버퍼를 이용하여 복잡도 감소가 달성될 수도 있다. 예를 들어, 복원된 파일럿은 칩x2 레이트로 생성될 수도 있고, 시스템-시간 정렬될 수도 있다. 따라서, 복원된 파일럿은 다중경로 (이용자) 도달 시간으로부터 독립적일 수도 있다. 파일럿 간섭 누적 버퍼 (2828) 에 의해 제공되는 복원된 파일럿은, 핑거 또는 이용자 시간을 고려하지 않고, 즉 리샘플링 없이, 시스템 시간에 따라 샘플 버퍼 (2808) 에 의해 제공되는 수신 신호로부터, 예를 들어 버스트 제거를 통해 직접 제거될 수도 있다. 이는 리샘플러에 대한 필요성을 제거한다.
역방향 링크 셀간 및 셀내 간섭 제거
예를 들어, (1) BTS (104) 에 도달하는 모든 액세스 단말기 (106) 의 파일럿 신호, (2) BTS 에서 복호화하는 액세스 단말기 오버헤드 채널, 및 (3) BTS (104) 에서 복호화하는 액세스 단말기 트래픽 데이터 채널의 제거에 기초하여, 주어진 BTS (기지국 ; 104) 에서 섹터내 (intra-sector) 간섭을 제거함으로써, CDMA 시스템의 역방향 링크 용량을 증가시키는 것이 가능하다.
실제 배치에 있어서, 액세스 단말기 (106) 로부터의 신호는, 종종 소프트 핸드오프 중에 있는 역방향 링크 CDMA 액세스 단말기 (106) 와 같이, 2 이상의 BTS (104) 에서 적당한 전력으로 수신될 수도 있다. 이 절은, 액세스 단말기의 신호가 성공적으로 복호화되지 않은 BTS (104) 로부터 이 액세스 단말기의 셀간 간섭을 제거하기 위한 기술을 후술한다. 이는 BTS-대-BTS 간섭 제거로 언급될 수도 있다.
도 29 는 역방향 링크 셀간 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하도록 구성된 다수의 기지국 (104) 을 도시한 도면이다. 도 30 은 역방향 링크 셀간 간섭 제거를 위해 다수의 기지국 (104) 이 복호화된 데이터를 공유하는 방법을 도시한 도면이다. 제 1 기지국 (104A) 은 액세스 단말기 (106) 로부터 신호를 수신하여, 이 신호의 샘플을 샘플 버퍼 (예를 들어, 도 3 의 버퍼 (312)) 에 저장한다. 도 30 의 블록 3000 에 있어서, 제 1 기지국 (104A) 은, 저장된 샘플로부터, 파일럿, 데이터 패킷 및/또는 오버헤드 채널과 같은 적어도 하나의 신호를 복조 및 성공적으로 복호화할 수도 있다. 블록 3002 에 있어서, 제 1 기지국 (104A) 은, 파일럿, 데이터 패킷 및/또는 오버헤드 채널과 같은 적어도 하나의 신호로부터의 복조 및 복호화된 정보를, (a) 제 1 기지국 (104A) 과 제 2 기지국 (104B) 사이의 직통 링크 (110 ; 예를 들어 광섬유와 같은 유선 또는 무선) 를 통해, 및/또는 (b) 제 1 기지국 (104A) 및 제 2 기지국 (104B) 과 통신하는 기지국 제어기 (BSC ; 102) 를 통해, 제 2 기지국 (104B) 으로 송신할 수도 있다.
블록 3004 에 있어서, 제 2 기지국 (104B) 은 복호화된 패킷을 이용하여, 다중경로 지연 및/또는 채널 계수를 포함하는 채널 파라미터를 추정할 수도 있고, 또한 (부호화, 변조, 필터링 등을 이용하여) 수신된 샘플에 대한 데이터 샘플 기여를 복원할 수도 있다. 그런 다음, 블록 3006 에 있어서, 제 2 기지국 (104B) 은 제 2 기지국의 샘플 버퍼로부터의 복원된 샘플을 감산/제거할 수 있는데, 이는 저장된 샘플에 존재하는 다른 신호에 대한 간섭을 제거한다.
이와 같이, 제 2 기지국 (104B) 은, 보다 높은 데이터 레이트에 대응하여 복호화된 패킷이 충분히 높은 트래픽-대-파일럿 (T2P) 비율로 송신되는 경우에, 신뢰할 수 없게 수신된 파일럿 신호 (즉, 신뢰할 수 없는 파일럿 채널 추정치) 를 갖는 액세스 단말기 (106) 의 채널 추정치를 복원할 수도 있다.
제 2 기지국 (104B) 은, (a) 액세스 단말기 (106) 로부터의 파일럿 신호를 검출하여, (할당된 RAKE 핑거 프로세서(들)를 이용한) 복조 및 패킷 (즉, 액세스 단말기 (106) 는 소프트 핸드오프 중에 있음) 의 복호화를 시도하였을 수도 있고, 또는 (b) 제 2 기지국 (104B) 이 액세스 단말기 (106) 로부터 충분히 강한 신호를 수신하지 않았기 때문에, 액세스 단말기 (106) 로부터의 패킷의 복조 및 복호화를 시도하지 않았을 수도 있다. 두번째 경우에, 액세스 단말기 (106) 로부터의 임의의 수신 신호는 제 2 기지국 (104B) 에서 잡음으로서 간주될 수도 있다.
제 1 기지국 (104A) (또는 기지국 제어기 (102)) 은, 액세스 단말기 (106) 로부터 신호를 수신하는 하나 이상의 다른 기지국의 리스트 (예를 들어, 활상 세트 리스트) 를 유지할 수도 있고, 또는 액세스 단말기 (106) 의 범위 내에 있어, 제 1 기지국 (104A) 은 변조 및 복호화된 데이터를 송신할 곳을 인지한다.
따라서, 다수의 기지국 (104A 및 104B) 은 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유할 수도 있다. 기지국 (104A) 과 기지국 (104B) 사이에 송신되는 정보는, 복호화된 데이터 비트, 재부호화된 데이터 비트, 변조된 심볼, 또는 변조/인터리빙된 심볼 중 어느 하나일 수 있다. 일 구성에 있어서, 이 정보는, (a) 기지국 (104A) 과 기지국 (104B) 사이에 요구되는 전송 대역폭을 최소화하기 위한 미가공 데이터 비트, 또는 (b) 수신 기지국 (104) 에서 요구되는 재생 처리량을 최소화하기 위한 액세스 단말기 (106) 의 최종 송신 심볼 중 어느 하나일 수도 있다.
본 명세서에 개시된 방법 및 시스템은 파일럿 간섭 제거 (PIC), 트래픽 간섭 제거 (TIC), 오버헤드 간섭 제거 (OIC), 또는 PIC, TIC 및 OIC 의 임의의 조합을 이용할 수도 있다.
본 명세서에 개시된 방법 및 시스템은 하이브리드-ARQ 로 구현될 수도 있는데, 여기서 패킷은 시간-분리 서브패킷의 인터레이스를 통해 송신된다. 도 7 은, CDMA 1xEV-DO Rev.A RL 에 이용될 수도 있는 인터레이싱 구조를 도시한 도면이다. 각 인터레이스는 4 슬롯 길이이고, 3 개의 인터레이스가 존재한다. 그러므로, 주어진 인터레이스의 일 서브패킷의 끝과, 동일한 인터레이스의 다음의 서브패킷의 시작 사이에 8-시간 슬롯이 존재한다. 8-시간 슬롯은, 수신기 (예를 들어, 기지국 (104)) 가 패킷을 복호화하여, 송신기 (예를 들어, 액세스 단말기 (106)) 로 ACK 또는 NAK 를 중계하기에 충분한 시간이다. 또한, 동일한 인터레이스의 2 개의 서브패킷들 사이의 시간은, BTS (104) 로부터 다른 근접 BTS 로 복호화된 비트를 중계하는데 이용될 수 있는데, 이는 또한 복호화된 패킷과 함께 액세스 단말기 (106) 로부터의 간섭을 수신하였을 가능성이 있다.
액세스 단말기 (106) 가 각종 프레임 오프셋 (즉, 각종 슬롯 경계에서의 시작 서브패킷) 에서 송신하기 때문에, 다음의 프레임 오프셋 이전에 복호화하는 패킷에 대해 액세스 단말기 (106) 의 간섭을 제거하는 것이 유용한데, 그 이유는 (복호화된 패킷에 대응하는) 이들 서브패킷이 현재의 프레임 오프셋과 75% 중복될 것이기 때문이다. 이는, 동일한 BTS 에서 IC 에 대해 구현하기에 적당하지만, 또다른 BTS 에서의 간섭을 제거하기에는 시간이 너무 짧을 수도 있다. 그러나, 100% 중복되는 서브패킷은 또다른 12 슬롯에 대해 발생하지 않을 것이다. 그러므로, H-ARQ 를 이용하는 시스템에 있어서, 16.6 ㎳ 에 대응하여 EV-DO 에 대해 10 슬롯 정도로 다른 셀로부터 액세스 단말기 (106) 의 간섭을 제거함으로써, IC 이득의 현저한 비율이 달성될 수 있다.
도 10 은 모든 4 서브패킷에 스패닝하는 수신기 버퍼 (312) 의 일례를 도시하는 도면인데, 이는 EV-DO Rev.A 에 대해 40 슬롯 버퍼로 달성될 수 있는데, 그 이유는 각 4-슬롯 서브패킷 사이에 8-슬롯이 존재하기 때문이다. 예시를 위하여, 도 10 은, 단지 H-ARQ 를 이용하는 간섭 제거 동작을 강조하기 위해서, 동일한 프레임 오프셋 상의 3 명의 이용자 및 단일 인터레이스를 고려한다. 플롯은, 40-슬롯 버퍼에서의 어떤 서브패킷이 3 개의 시간 인스턴스 (n, n+12, n+24) 에서 제거되는지를 나타내는데, 그 각각은 고려되는 인터레이스의 또다른 서브패킷의 도달에 대응한다.
일반적으로, IC 는 각 액세스 단말기 (106) 또는 액세스 단말기(106) 그룹에 대해 순차적으로 적용될 수도 있다. 도 10 에 있어서, IC 는, 동일한 프레임 오프셋을 통해 서브패킷을 송신한 액세스 단말기 (106) 그룹에 적용되지만, 이 그룹 내에서 연속 간섭 제거는 수행되지 않는다. 예를 들어, 이용자 1 (즉, 액세스 단말기 1) 의 패킷이 시간 n 에서 복호화되는 경우, 이는 이용자 2 및 이용자 3 의 패킷이 시간 n+12 에서 복호화되는 것을 돕고, 또한 이는 이용자 1 이 시간 n+24 에서 복호화되는 것을 돕는다. 다음의 서브패킷이 도달하는 경우 다른 이용자에 대한 복호화를 시도하기 이전에, 이전에 복호화된 패킷의 모든 서브패킷이 제거될 수 있다.
전술한 셀간 간섭 제거 기술은 CDMA 시스템 또는 OFDM 시스템에서 구현될 수도 있다. CDMA 시스템에 있어서, 섹터 내의 액세스 단말기 (106) 는 기지국 (104) 에서 간섭한다. 액세스 단말기 (106) 의 송신된 트래픽 데이터 간섭은, 액세스 단말기 (106) 의 수신 데이터의 복호화 이후에, 기지국의 수신된 샘플로부터 제거될 수 있다.
OFDM 시스템에 있어서, 액세스 단말기에는 통상적으로 섹터 또는 셀 내의 고유 주파수 (즉, 톤) 가 할당된다. 그러나, 다른 셀의 액세스 단말기가 하나 이상의 이 셀 주파수를 이용할 수도 있다. 그러므로, OFDM 시스템에서 셀간 간섭 을 제거하는 것이 유용하다. 이는, 하나의 BTS 로부터, 각 주파수 톤에 대해 채널 추정이 수행될 수 있는 또다른 BTS 로의 이용자 데이터의 중계 다음에, 제거에 의해 구현될 수 있다.
전력 제어를 갖는 CDMA 역방향 링크에 있어서, 셀간 간섭의 감소는, 이용자가 동일한 데이터 레이트에 대해 보다 적은 전력으로 송신하는 것을 허용하는데, 이는 지원되는 이용자의 수를 증가시킬 수도 있고, 또는 이들 이용자의 데이터 레이트를 증가시킬 수도 있다.
도 31 은, 역방향 링크 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하도록 구성된 기지국 (3100A) 내의 다수의 처리 유닛 (3102A 내지 3102C) 을 도시한 도면이다. 각 기지국 (3100) 은 다수의 안테나 (300A 내지 300F) 를 가질 수도 있다. 예를 들어, 3-섹터 기지국의 각 섹터마다 2 개의 안테나 (300) 가 존재할 수도 있다.
각 처리 유닛 (3102) 은 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 소프트웨어 처리 유닛 (3102) 은, 메모리에 저장된 명령어를 실행하는 디지털 신호 프로세서 (DSP) 또는 마이크로프로세서를 포함할 수도 있다. 하드웨어 처리 유닛 (3102) 의 일례로는, 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA) 와 같은 게이트 어레이 또는 주문형 집적 회로 (ASIC) 가 포함될 수도 있다. 처리 유닛 (3102) 은 채널 카드 상의 마이크로칩 또는 채널 카드를 나타낼 수도 있다. 일례로서, 제 1 처리 유닛 (3102A) 는, 100 개의 액세스 단말기의 일 세트로부터의 역방향 링크 신호의 처리에 할당될 수 도 있는 한편, 제 2 처리 유닛 (3102B) 은 100 개의 액세스 단말기의 또다른 세트로부터의 역방향 링크 신호의 처리에 할당된다.
일 구성에 있어서, 역방향 링크 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하는 2 개의 처리 유닛 (3102) 은 동일한 주파수 캐리어를 이용한다. 역방향 링크 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하는 2 개의 처리 유닛 (3102) 은 2 이상의 상이한 안테나 (300) 또는 하나 이상의 안테나 (300) 의 동일 세트로부터 신호를 수신할 수도 있다. 따라서, 역방향 링크 간섭 제거를 위해 복호화된 데이터를 공유하는 2 개의 처리 유닛 (3102) 은 동일 섹터로부터 수신된 신호의 처리에 한정되지는 않는다.
본 발명의 개념은, 복호화된 데이터를 공유하여 간섭 제거를 수행하도록 구성될 수 있는 임의의 2 개의 엔티티, 디바이스, 스테이션, 처리 유닛, 모듈 또는 단말기에 적용될 수도 있다. 간섭 제거는 셀간 또는 셀내에서 이루어질 수도 있다. 예를 들어, 하나의 기지국 (3100A) 에서의 2 이상의 처리 유닛 (3102A 내지 3102C) 은 복호화된 데이터를 공유하여, 역방향 링크 간섭 제거를 수행할 수 있다. 또다른 실시예로서, 하나의 기지국 (3100A) 에서의 하나 이상의 처리 유닛 (3102A 내지 3102C) 은, 역방향 링크 간섭 제거를 위해 또다른 기지국 (3100B) 에서의 하나 이상의 처리 유닛 (3102D 내지 3102F) 과 복호화된 데이터를 공유할 수 있다.
셀간 데이터-중심 (data-directed) 집적 회로(IC) 는 재이용 간섭을 제거하는데 이용될 수도 있다. 동일한 인터레이스의 서브패킷들 사이에 H-ARQ 지연이 제공되는 경우, 복호화된 패킷은 비-복호화 소프트 레그 (예를 들어, 패킷이 복호화되지 않았던 다른 근접 기지국) 로 재-브로드캐스트될 수도 있다. 이들 다른 기지국이 이용자의 다중경로 도달 타이밍을 추적하고 있는 경우에는, 복호화 기지국으로부터 브로드캐스트된 복호화된 패킷은, 이들 기지국에서 파일럿 및 트래픽 간섭의 제거 및 데이터-중심 채널 추정을 수행하는데 이용될 수 있다. 이들 기지국이 이용자의 다중경로 도달 타이밍을 추적하고 있지 않은 경우에는, 다중경로 도달 타이밍은 데이터-중심 시간 추적에 기초하여 추정될 수 있고, 그 다음에 데이터-중심 채널 추정, 및 파일럿 및 트래픽 간섭의 제거가 수행된다.
간섭 제거를 이용하는 중앙 처리 장치 및 다수의 신호 수신 유닛을 갖는 시스템
도 1 에서와 같이 일반적인 셀룰러 아키텍처는, 기지국 제어기 (BSC ; 102) 에 연결된 다수의 기지국 트랜시버 (BTS ; 104A 내지 104B) 를 포함한다. 액세스 단말기 (106A-106H) 로부터의 신호의 복조 및 복호화는 각 BTS (104) 에서 개별적으로 수행된다. 역방향 링크 소프트 핸드오프에 있어서, 액세스 단말기 (106D) 의 신호는 하나 이상의 BTS (104A-104B) 에서 복호화될 수도 있고, BSC (102) 는 선택 다이버시티를 구현한다. 이 절은, 복조, 복호화 및 셀의 클러스터에 대한 역방향 링크 간섭 제거를 수행하도록 구성된 중앙 "수퍼-BTS" 처리 장치 (3204 ; 도 32 참조) 를 후술한다.
도 32 는 다수의 분산된 무선 주파수 (RF) 신호 수신 유닛 (3200A-3200D), 다수의 고속 링크 (3202A-3202D), 및 중앙 처리 장치 (3204) 를 갖는 시스템을 도 시한 도면이다.
또한, 신호 수신 유닛 (3200A-3200D) 은 안테나, 수신기, RF 헤드, 액세스 포인트 등으로 지칭될 수도 있다. 각 신호 수신 유닛 (3200) 은, 셀로 지칭되는 특정 지리학적 영역 내의 하나 이상의 액세스 단말기 (106) 로부터 신호를 수신하도록 구성된다. 각 셀은 도 32 에서 원으로 도시되어 있다. 셀의 "클러스터" 또는 그룹은 선택적으로 위치 또는 확산되어, 큰 지리학적 영역을 커버할 수도 있다. 다시 말하면, 신호 수신 유닛 (3200A-3200D) 은, 수백 미터 또는 수천 미터와 같이, 서로로부터 큰 거리만큼 이격 (공간적으로 분산) 될 수도 있다. 2 이상의 셀은 부분적으로 중복될 수도 있다. 또한, 일 구성에 있어서, 각 신호 수신 유닛 (3200) 은 액세스 단말기로 신호를 송신할 수도 있다.
각 신호 수신 유닛 (3200) 은 표준 기지국보다 적은 컴포넌트를 가질 수도 있다. 예를 들어, 각 신호 수신 유닛 (3200) 은, 하나 이상의 안테나, 증폭기, 필터 및 신호 샘플러를 포함할 수도 있다. 일 구성에 있어서, 각 신호 수신 유닛 (3200) 은 3 내지 6 개의 안테나를 가질 수도 있고, 신호 수신 유닛 (3200) 은 하나 이상의 안테나로부터 중앙 처리 장치 (3204) 로 수신 데이터를 송신할 수 있다. 각 셀은, 셀 당 3 개의 섹터와 같이, 다수의 섹터로 분할될 수도 있는데, 각 섹터는 2 개의 대응하는 안테나를 갖는다.
중앙 처리 장치 (3204) 는 셀의 클러스터에 대해 RL 간섭 제거를 구현하도록 구성된다.
도 33 은 도 32 의 시스템을 이용하는 방법을 도시한 도면이다. 블록 3300 에 있어서, 다수의 신호 수신 유닛 (3200A, 3200B) 은 액세스 단말기 (106) 에 의해 송신된 신호를 수신한다. 블록 (3302) 에 있어서, 각 신호 수신 유닛 (3200) 은, 수신 신호를 하나 이상의 광섬유와 같은 고속 링크 (3202) 에 걸쳐 중앙 처리 장치 (3204) 로 송신한다.
중앙 처리 장치 (3204) 는 "수퍼-BTS" 로 지칭될 수도 있다. 블록 3304 에 있어서, 중앙 처리 장치 (3204) 는 신호 수신 유닛 (3200) 으로부터 수신된 모든 신호 샘플을 단일 버퍼 또는 (서브-버퍼로 지칭될 수도 있는) 복수의 버퍼에 저장하는데, 각 서브버퍼는 특정 신호 수신 유닛 (3200) 으로부터의 신호를 저장한다. 이들 버퍼의 예시는 도 3, 도 4, 도 8, 도 10 및 도 28 에 도시되며 전술하였다.
블록 3306 에 있어서, 중앙 처리 장치 (3204) 는 (예를 들어, RAKE 수신기를 이용하여) 저장된 샘플로부터 데이터를 복조 및 복호화하고, 간섭 제거를 수행 (데이터, 파일럿 또는 오버헤드 샘플을 복원하여, 버퍼에 저장된 샘플로부터 제거) 한다. 복조기 및 복호기의 예시는 도 2 내지 도 4 및 도 28 에 도시되며 전술하였다.
예를 들어, 액세스 단말기 (106) 가 신호 수신 유닛 (3200A) 및 신호 수신 유닛 (3200B) 모두에서 수신된 충분히 강한 다중경로 신호를 송신하는 경우, 다중경로는, 데이터 패킷의 복호화를 시도하기 이전에, 중앙 처리 장치 (3204) 에 의해 합성될 수도 있다. 이 액세스 단말기 (106) 에 대해 동일한 패킷이 성공적으로 복호화되는 경우, 이 패킷은, 신호 수신 유닛 (3200A) 및 신호 수신 유닛 (3200B) 모두에 의해 수신된 샘플 (중앙 처리 장치 (3204) 에 저장됨) 로부터 제거될 수도 있다.
부가적으로, 하나의 신호 수신 유닛 (3200D) 은 액세스 단말기 (106) 로부터 충분히 강한 파일럿 신호를 수신하지 않을 수도 있고 (예를 들어, 수신 신호 전력이 임계치 미만임), 이 액세스 단말기 (106) 의 중앙 처리 장치의 패킷 복호화는, 신호 수신 유닛 (3200D) 에 의해 수신된 샘플에 종속하지 않는다. 이 액세스 단말기 (106) 로부터의 패킷 중 하나만이 성공적으로 복호화되는 경우, 중앙 처리 장치 (3204) 는, 신호 수신 유닛 (3200D) 에 의해 수신된 샘플에 대해 이 패킷에 대한 간섭 제거 및 채널 추정을 수행하려고 시도할 수도 있다. 이 채널 추정은 복호화된 데이터 채널의 신호대 잡음비에 기초하는데, 이는 종종 파일럿의 신호대 잡음비보다 훨씬 높다.
기지국 제어기는 100 개의 기지국과 통신할 수도 있다. 일 구성에 있어서, 중앙 처리 장치 (3204) 는, 5 또는 7 과 같이, 보다 작은 수의 신호 수신 유닛 (3200) 과 통신할 수도 있는데, 이는 "클러스터" 로 언급될 수도 있다.
전술한 시스템은, 파일럿 간섭 제거 (PIC), 트래픽 간섭 제거 (TIC), 또는 오버헤드 간섭 제거 (OIC), 또는 PIC, TIC 및 OIC 의 임의의 조합을 이용할 수도 있다. 전술한 시스템은 하이브리드-ARQ 를 채택한 역방향 링크로 구현될 수도 있다.
(전술한) EV-DO Rev.A 인터레이싱에 따르면, 16-슬롯 패킷은 40 슬롯 지속한다. 그러므로, 중앙 처리 장치가 모든 영향을 받은 슬롯으로부터 액세스 단말 기의 패킷을 제거할 수 있다는 것을 보장하기를 설계자가 원하는 경우, 중앙 처리 장치 (수퍼-BTS ; 3204) 는 40 슬롯 버퍼 (FERAM) 를 가질 수 있다.
신규 서브패킷이 액세스 단말기로부터 수신될 때마다, 중앙 처리 장치 (3204) 는 모든 이용가능한 (저장된) 서브패킷을 이용하여 이 패킷에 대한 복호화를 시도할 수도 있다. 복호화가 성공적인 경우, 중앙 처리 장치 (3204) 는, 모든 구성 서브패킷의 기여를 복원 및 제거함으로써, BTS 클러스터 내의 모든 영향을 받은 안테나 샘플로부터 이 패킷의 기여를 제거할 수도 있다.
도 34 는 중앙 처리 장치 (수퍼-BTS ; 3204) 의 수신 샘플 버퍼 (3400) 의 일례를 도시한 도면이다. 또한, 도 34 는 수신기 (3200A, 3200B 및 3200D) 에 의해 수신된 각 액세스 단말기의 샘플/서브패킷에 대한 상대 전력 (수직 높이) 의 예시를 도시한 도면이다. 수신기 (3200A 및 3200B) 는 액세스 단말기 (106) 로부터 충분한 전력의 서브패킷을 수신하지만, 수신기 (3200D) 는 액세스 단말기 (106) 로부터 보다 낮은 전력의 서브패킷을 수신한다. 중앙 처리 장치 (3204) 가 액세스 단말기 (106) 로부터의 패킷을 성공적으로 복호화하는 경우, 중앙 처리 장치 (3204) 는, 수신기 (3200D) 에서 액세스 단말기 (106) 의 데이터 심볼에 대해 수행되는 채널 추정에 기초하여, 수신기 (3200D) 샘플에 대한 액세스 단말기 (106) 의 기여를 제거할 수 있다. 수신기 (3200D) 로부터의 액세스 단말기 (106) 의 제거에 기초하여, 액세스 단말기 (B) 및 액세스 단말기 (C) 는 보다 높은 데이터 레이트를 달성할 수 있는데, 그 이유는 그 트래픽 채널이 보다 낮은 간섭을 경험하기 때문이다.
이 시스템은, 표준 기지국 대신에 신호 수신 유닛 (3200A-3200D) 을 이용함으로써, 각 기지국 사이트에서의 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 감소시킬 수도 있다.
전술한 시스템은 CDMA 시스템 또는 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA) 시스템에서 구현될 수도 있다. 이 시스템은, 하나 이상의 액세스 단말기가, 감소된 간섭으로 인해 보다 낮은 전력으로 송신하는 것을 허용할 수도 있다. 종래의 CDMA 시스템으로부터의 셀내 및 셀간 간섭 모두가 제거될 수도 있다. OFDM 역방향 링크 시스템에 있어서, 셀간 간섭의 영향은, 이용자가 복호화된 이후에 제거될 수도 있는데, 그 이유는 각 수신기 안테나의 각 파일럿 톤에 대한 그 영향이 추정 및 제거될 수 있기 때문이다. 비집중 (decentralized) BTS 복조 및 복호화를 이용하는 시스템에서 소프트 핸드오프 중에 있는 이용자는, 모든 수신기 안테나 (즉, 통상 상이한 기지국에 대응하는 수신기 안테나) 로부터의 복조가 복호화 이전에 일어날 수 있는 소프터 핸드오프 가능할 것이다. 그러면, 중앙 처리 장치 (3204) 를 갖는 전체 시스템은 보다 높은 역방향 링크 용량을 가질 수 있다.
또한, 셀의 클러스터에 대해 중앙 처리 장치 (3204) 를 갖는 시스템은, 요구된 순방향 링크 (FL) 매체 접근 제어 (MAC) 채널 (즉, 전력 제어 및 ACK 를 위한 채널) 의 개수를 감소시킬 수도 있다.
또한, 중앙 처리 장치 (3204) 는, 액세스 단말기가 하나의 BTS 에 대해서는 양호한 순방향 링크 및 열등한 역방향 링크를 갖지만, 또다른 BTS 에 대해서는 열등한 순방향 링크 및 양호한 역방향 링크를 갖는 경우, 주파수 분할 듀플렉스 (FDD) 시스템에서 일어날 수 있는 순방향 링크와 역방향 링크의 불균형을 감소 또는 제거할 수도 있다. 이러한 상황에 있어서, 순방향 링크에 대한 정보를 송신하는 역방향 링크 피드백 채널은, 양호한 순방향 링크를 갖는 BTS 에 의해 성공적으로 수신될 수 없다.
본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 임의의 각종 상이한 기술을 이용하여 정보 및 신호가 표현될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 전술한 설명 전체에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령어, 커맨드, 정보, 신호, 비트, 심볼 및 칩은, 전압, 전류, 전자기파, 자계 또는 자기 입자, 광학계 또는 광학 입자, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수도 있다.
또한, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 본 명세서에 개시된 실시형태와 관련하여 전술한 각종 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계가 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로서 구현될 수도 있다는 것을 인식할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 교환성을 명백히 예시하기 위해서, 각종 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계는 일반적으로 그 기능성 면에서 전술되었다. 이러한 기능성이 하드웨어로서 구현되는지 또는 소프트웨어로서 구현되는지는, 전체 시스템에 대한 설계 제약 및 특정 애플리케이션에 종속한다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 각 특정 애플리케이션에 대해 상이한 방식으로 전술한 기능성을 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정은 본 발명의 범위로부터의 벗어남을 야기하는 것으로서 해석되어서는 안 된다.
본 명세서에 개시된 실시형태와 관련하여 전술한 각종 예시적인 논리 블록, 모듈 및 회로는, 본 명세서에 개시된 기능을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, DSP, ASIC, FPGA 나 다른 프로그램가능 논리 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 대안적으로 이 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는, 예를 들어 DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 이러한 구성과 같은 컴퓨팅 디바이스의 조합으로서 구현될 수도 있다.
본 명세서에 개시된 실시형태와 관련하여 전술한 알고리즘 또는 방법의 단계는, 하드웨어로, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로, 또는 이 둘의 조합으로 직접적으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 임의의 다른 형태의 저장 매체에 존재할 수도 있다. 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독하고, 또한 정보를 이 저장 매체에 기록할 수도 있도록, 저장 매체가 프로세서에 연결된다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 존재할 수도 있다. ASIC 는 이용자 단말기에 존재할 수도 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 이용자 단말기에서 개별 컴포넌트로서 존재할 수도 있다.
참조를 위해 본 명세서에 표제가 포함되고, 이는 소정의 절을 지시하기 위한 것이다. 이들 표제는 그 아래에 개시된 개념의 범위를 한정하는 것으로 의도되지는 않고, 이들 개념은 명세서 전체에 걸쳐 다른 절에서 적용가능할 수도 있다.
개시된 실시형태의 이전의 설명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 이용 또는 실시할 수 있도록 제공된다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 이들 실시형태에 대한 각종 변형은 손쉽게 명백할 것이고, 본 명세서에 정의된 일반적인 원칙은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 제시된 실시형태에 한정되는 것으로 의도되지는 않고, 본 명세서에 개시된 원칙 및 신규 특징에 일치하는 가장 광범위한 범위를 따르는 것이다.

Claims (70)

  1. 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신되어 제 1 기지국에 의해 수신된 적어도 하나의 신호를 복조 및 복호화하는 단계;
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 제 2 기지국으로 송신하는 단계;
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하는 단계; 및
    상기 복원된 신호를 상기 제 2 기지국에서의 버퍼로부터 제거 (subtracting) 하는 단계를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국에서 상기 액세스 단말기로부터 상기 신호의 적어도 일부를 수신하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국은 상기 액세스 단말기의 통신 범위 내에 있는, 간섭 감소 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호는, 파일럿, 오버헤드 채널 및 트래픽 채널 중 적어도 하나를 포함 하는, 간섭 감소 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조 및 복호화된 정보는, 복호화된 데이터 비트들, 재-부호화된 데이터 비트들, 변조된 심볼들, 및 변조/인터리빙된 심볼들 중 적어도 하나를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조 및 복호화된 정보를 이용하여, 상기 제 2 기지국에서 채널 파라미터들을 추정하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 파라미터들은, 다중경로 지연들 및 채널 계수들 중 적어도 하나를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 파라미터들은, 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM) 톤의 진폭 및 위상 중 적어도 하나를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하는 단계는, 부호화, 변조 및 필터링을 포함하는, 간섭 감소 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하는 단계는, 부호화, 변조 및 푸리에 변환을 포함하는, 간섭 감소 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하는 단계는, 상기 제 1 기지국과 상기 제 2 기지국 사이의 직통 링크를 이용하는, 간섭 감소 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하는 단계는, 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국과 통신하는 기지국 제어기를 이용하는, 간섭 감소 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호는, 패킷에 대응하는 시간-분리된 서브패킷들의 인터레이스를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    하나 이상의 서브패킷들에 대응하는 상기 패킷의 복호화를 시도하는 단계;
    성공적으로 복호화된 패킷에 대해서는, 긍정응답 신호를 송신하는 단계; 및
    성공적으로 복호화되지 않은 패킷에 대해서는, 부정응답 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하는 단계는, 동일한 인터레이스의 2 개의 서브패킷들의 수신 사이에 일어나는, 간섭 감소 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 신호를 복조 및 복호화하는 단계는, 상기 서브패킷들을 복조하는 단계, 및 동일한 시간 프레임에서 복수의 액세스 단말기들로부터 송신되어 상기 제 1 기지국에 의해 수신된 서브패킷들로부터 패킷들의 복호화를 시도하는 단계를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호는 코드 분할 다중 접속 신호인, 간섭 감소 방법.
  18. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호는 직교 주파수 분할 다중화 신호인, 간섭 감소 방법.
  19. 적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신된 적어도 하나의 신호를 복조 및 복호화하도록 구성된 수신기; 및
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 제 2 기지국으로 직접 송신하도록 구성된 송신기를 포함하는, 기지국.
  20. 제 1 기지국; 및
    제 2 기지국을 포함하고,
    상기 제 1 기지국은,
    적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신된 적어도 하나의 신호를 복조 및 복호화하도록 구성된 수신기; 및
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하도록 구성된 송신기를 포함하고,
    상기 제 2 기지국은,
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하도록 구성된 신호 복원 유닛; 및
    상기 복원된 신호를 상기 제 2 기지국에서의 버퍼로부터 제거 (subtracting) 하도록 구성된 제거기를 포함하는, 시스템.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국은, 상기 액세스 단말기로부터 상기 신호의 적어도 일부를 수신하기 위한 수신기를 더 포함하는, 시스템.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국은, 상기 액세스 단말기의 통신 범위 내에 있는, 시스템.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호는, 파일럿, 오버헤드 채널 및 트래픽 채널 중 적어도 하나를 포함하는, 시스템.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 복조 및 복호화된 정보는, 복호화된 데이터 비트들, 재-부호화된 데이터 비트들, 변조된 심볼들, 및 변조/인터리빙된 심볼들 중 적어도 하나를 포함하는, 시스템.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국은, 상기 복조 및 복호화된 정보를 이용하여, 채널 파라미터들을 추정하도록 구성되는, 시스템.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 채널 파라미터들은, 다중경로 지연들 및 채널 계수들 중 적어도 하나를 포함하는, 시스템.
  27. 제 25 항에 있어서,
    상기 채널 파라미터들은, 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM) 톤의 진폭 및 위상 중 적어도 하나를 포함하는, 시스템.
  28. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하는 것은, 부호화, 변조 및 필터링을 포함하는, 시스템.
  29. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 기지국에서 상기 신호를 복원하는 것은, 부호화, 변조 및 푸리에 변환을 포함하는, 시스템.
  30. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하는 것은, 상기 제 1 기지국과 상기 제 2 기지국 사이의 직통 링크를 이용하는, 시스템.
  31. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하는 것은, 상기 제 1 기지국 및 상기 제 2 기지국과 통신하는 기지국 제어기를 이용하는, 시스템.
  32. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호는, 패킷에 대응하는 시간-분리된 서브패킷들의 인터레이스를 포함하는, 시스템.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 제 1 기지국은,
    하나 이상의 서브패킷들에 대응하는 상기 패킷의 복호화를 시도하고;
    성공적으로 복호화된 패킷에 대해서는, 긍정응답 신호를 송신하고; 또한
    성공적으로 복호화되지 않은 패킷에 대해서는, 부정응답 신호를 송신하도록 구성되는, 시스템.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 송신기는, 동일한 인터레이스의 2 개의 서브패킷들의 수신 사이에 상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 제 2 기지국으로 송신하도록 구성되는, 시스 템.
  35. 제 32 항에 있어서,
    상기 수신기는, 상기 서브패킷들을 복조하고, 또한 동일한 시간 프레임에서 복수의 액세스 단말기들로부터 송신되어 상기 제 1 기지국에 의해 수신된 서브패킷들로부터 패킷들의 복호화를 시도하도록 구성되는, 시스템.
  36. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호는 코드 분할 다중 접속 신호인, 시스템.
  37. 제 20 항에 있어서,
    상기 신호는 직교 주파수 분할 다중화 신호인, 시스템.
  38. 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    기지국의 제 1 처리 유닛에서, 액세스 단말기로부터 송신된 신호를 복조 및 복호화하는 단계;
    상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 상기 기지국의 제 2 처리 유닛으로 송신하는 단계;
    상기 제 2 처리 유닛에서 상기 신호를 복원하는 단계; 및
    상기 복원된 신호를 상기 제 2 처리 유닛의 버퍼로부터 제거 (subtracting) 하는 단계를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  39. 제 1 처리 유닛; 및
    제 2 처리 유닛을 포함하고,
    상기 제 1 처리 유닛은, 액세스 단말기로부터 송신된 신호를 복조 및 복호화하도록 구성되고,
    상기 제 2 처리 유닛은,
    상기 제 1 처리 유닛으로부터 상기 신호의 복조 및 복호화된 정보를 수신하고;
    상기 제 2 처리 유닛에서 상기 신호를 복원하고; 또한
    상기 복원된 신호를 상기 제 2 처리 유닛의 버퍼로부터 제거 (subtracting) 하도록 구성되는, 기지국.
  40. 제 39 항에 있어서,
    상기 제 1 처리 유닛 및 상기 제 2 처리 유닛은 채널 카드들을 포함하는, 기지국.
  41. 적어도 하나의 액세스 단말기로부터 신호들을 수신하여, 상기 신호들을 중앙 처리 장치로 송신하도록 구성된 복수의 고정형 유닛들; 및
    상기 복수의 고정형 유닛들로부터의 상기 신호들의 샘플들을 저장하도록 구 성된 버퍼를 포함한 상기 중앙 처리 장치를 포함하고,
    상기 중앙 처리 장치는, 상기 버퍼로부터의 샘플들을 복조 및 복호화하고, 상기 복조 및 복호화된 샘플들을 복원하고, 또한 상기 복원된 샘플들을 상기 버퍼에 저장된 샘플들로부터 제거 (subtracting) 하도록 구성되는, 시스템.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 고정형 유닛들은, 각 유닛이, 다른 유닛들의 다른 셀들로부터 실질적으로 분리되는 하나의 셀로부터 신호들을 수신하도록, 지리학적 영역에 걸쳐 공간적으로 분산되는, 시스템.
  43. 제 41 항에 있어서,
    상기 고정형 유닛들에 의해 상기 중앙 처리 장치로 송신된 상기 신호들은, 변조 및 부호화된 신호들인, 시스템.
  44. 제 41 항에 있어서,
    상기 복수의 고정형 유닛들 및 상기 중앙 처리 장치에 연결된 하나 이상의 광섬유들을 더 포함하는, 시스템.
  45. 제 41 항에 있어서,
    각 유닛은 안테나, 증폭기, 필터 및 샘플러를 포함하는, 시스템.
  46. 제 41 항에 있어서,
    상기 버퍼는 복수의 서브버퍼들을 포함하고, 각 서브버퍼는 특정 유닛으로부터의 신호들의 샘플들을 저장하도록 구성되는, 시스템.
  47. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치는, 2 개 이상의 유닛들로부터의 다중경로 신호들을 합성하도록 구성되는, 시스템.
  48. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치는, 상기 액세스 단말기로부터 전력 임계치 초과의 신호들을 수신하지 않은 유닛에 의해 수신된 샘플들로부터, 상기 복원된 샘플들을 제거하도록 구성되는, 시스템.
  49. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치는, 상기 액세스 단말기로부터 전력 임계치 초과의 신호들을 수신하지 않은 유닛에 대해 채널 추정을 수행하도록 구성되는, 시스템.
  50. 제 41 항에 있어서,
    상기 신호들은, 파일럿, 오버헤드 채널 및 트래픽 채널 중 적어도 하나를 포 함하는, 시스템.
  51. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치에서 상기 신호들을 복원하는 것은, 부호화, 변조 및 필터링을 포함하는, 시스템.
  52. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치에서 상기 신호를 복원하는 것은, 부호화, 변조 및 푸리에 변환을 포함하는, 시스템.
  53. 제 41 항에 있어서,
    상기 신호들은, 패킷에 대응하는 시간-분리된 서브패킷들의 인터레이스를 포함하는, 시스템.
  54. 제 41 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치는,
    하나 이상의 서브패킷들에 대응하는 패킷의 복호화를 시도하고;
    성공적으로 복호화된 패킷에 대해서는, 긍정응답 신호를 송신하고; 또한
    성공적으로 복호화되지 않은 패킷에 대해서는, 부정응답 신호를 송신하도록 구성되는, 시스템.
  55. 제 41 항에 있어서,
    상기 샘플들을 복조 및 복호화하는 것은, 서브패킷들을 복조하는 것, 및 상기 적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신된 서브패킷들로부터 패킷들의 복호화를 시도하는 것을 포함하는, 시스템.
  56. 제 41 항에 있어서,
    상기 신호들은 코드 분할 다중 접속 신호들인, 시스템.
  57. 제 41 항에 있어서,
    상기 신호들은 직교 주파수 분할 다중화 신호들인, 시스템.
  58. 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    복수의 고정형 수신 유닛들에서, 적어도 하나의 액세스 단말기에 의해 송신된 신호들을 수신하여, 상기 수신된 신호들을 중앙 처리 장치로 송신하는 단계;
    상기 중앙 처리 장치에서, 상기 수신된 신호들의 샘플들을 저장하는 단계;
    상기 중앙 처리 장치에서, 상기 샘플들을 복조 및 복호화하는 단계;
    상기 중앙 처리 장치에서, 상기 복조 및 복호화된 샘플들을 복원하는 단계; 및
    상기 중앙 처리 장치에서, 상기 복원된 샘플들을 상기 저장된 샘플들로부터 제거 (subtracting) 하는 단계를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  59. 제 58 항에 있어서,
    상기 고정형 수신 유닛들에 의해 상기 중앙 처리 장치로 송신된 상기 신호들은, 변조 및 부호화된 신호들인, 간섭 감소 방법.
  60. 제 58 항에 있어서,
    2 개 이상의 유닛들로부터의 다중경로 신호들을 합성하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  61. 제 58 항에 있어서,
    상기 액세스 단말기로부터 전력 임계치 초과의 신호들을 수신하지 않은 유닛에 의해 수신된 샘플들로부터, 상기 복원된 샘플들을 제거하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  62. 제 58 항에 있어서,
    상기 액세스 단말기로부터 전력 임계치 초과의 신호들을 수신하지 않은 유닛에 대해 채널 추정을 수행하는 단계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  63. 제 58 항에 있어서,
    상기 신호들은, 파일럿, 오버헤드 채널 및 트래픽 채널 중 적어도 하나를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  64. 제 58 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치에서 상기 샘플들을 복원하는 단계는, 부호화, 변조 및 필터링을 포함하는, 간섭 감소 방법.
  65. 제 58 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치에서 상기 샘플들을 복원하는 단계는, 부호화, 변조 및 푸리에 변환을 포함하는, 간섭 감소 방법.
  66. 제 58 항에 있어서,
    상기 신호들은, 패킷에 대응하는 시간-분리된 서브패킷들의 인터레이스를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  67. 제 58 항에 있어서,
    상기 중앙 처리 장치에서, 하나 이상의 서브패킷들에 대응하는 패킷의 복호화를 시도하는 단계;
    성공적으로 복호화된 패킷에 대해서는, 긍정응답 신호를 송신하는 단계; 및
    성공적으로 복호화되지 않은 패킷에 대해서는, 부정응답 신호를 송신하는 단 계를 더 포함하는, 간섭 감소 방법.
  68. 제 58 항에 있어서,
    상기 샘플들을 복조 및 복호화하는 단계는, 서브패킷들을 복조하는 단계, 및 상기 적어도 하나의 액세스 단말기로부터 송신된 서브패킷들로부터 패킷들의 복호화를 시도하는 단계를 포함하는, 간섭 감소 방법.
  69. 제 58 항에 있어서,
    상기 신호들은 코드 분할 다중 접속 신호들인, 간섭 감소 방법.
  70. 제 58 항에 있어서,
    상기 신호들은 직교 주파수 분할 다중화 신호들인, 간섭 감소 방법.
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