CN101027850B - 无线通信系统中用于消除导频干扰的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了用于在无线(例如，CDMA)通信系统中估计和消除导频干扰的方法和系统。在一种方法中，接收信号由一定数量的信号实例组成，分别包括导频，最初经过处理以提供数据采样。可以通过用信号实例的扩展序列解扩展数据采样、将解扩展的数据信道化以提供导频符号、对导频符号进行滤波以估计信号实例的信道响应和将估计的信道响应与扩展序列相乘，来估计每个信号实例的导频干扰。将由于多个干扰多径引起的导频干扰估计累加以得到总导频干扰，从数据采样减去该总导频干扰以提供消除导频的数据采样。然后，处理这些采样以得到接收信号中至少一个(所需的)信号实例中的每个信号实例的解调数据。

Description

无线通信系统中用于消除导频干扰的方法

要求35U.S.C.§119下的更早提交日的优先权 

本发明要求2004年6月30日提交的标题为“Method and Apparatusfor Canceling Pilot Interference in a Wireless Communication System”的美国临时申请第60/584,527号的优先权，其已被转让给受让人，从而特意结合在本文中作为参考。 

技术领域

本公开通常涉及数据通信，更具体涉及用于在无线通信系统(例如CDMA)中消除由于导频引起的干扰的技术。 

背景技术

无线通信系统被广泛应用于提供各种类型的通信，诸如，语音、分组数据等。这些系统可以基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、或者一些其它多址技术。CDMA系统可以提供优于其它类型系统的某些优点，包括增加系统容量。CDMA系统典型地被设计成执行一个或多个标准，诸如，IS-95、cdma2000、IS-856、W-CDMA，和TS-CDMA标准，所有这些标准都是本技术领域中公知的。 

在一些无线(例如，CDMA)通信系统中，可以从发射器单元(例如，终端)向接收器单元(例如，基站)发射导频，以辅助接收器单元执行多项功能。例如，导频可以被用在接收器单元处，用于与发射器单元的计时和频率的同步、信道响应和通信信道质量的估计、数据传输的相干解调等等。导频典型地是基于公知的数据模式(例如，全零序列)并使用公知的信号处理模式(例如，用特定信道化编码被信道化并用公知的扩展序列扩展)生成的。 

在cdma2000系统中的反向链路上，用于每个终端的扩展序列是基于(1)所有终端公用的复数伪随机噪声(PN)序列和(2)终端专用的扰频序列生成的。用这种方法，来自不同终端的导频可以通过它们不同的扩展序列来识别。在cdma2000和IS-95系统中的前向链路上，为每个基站分配PN序列的特定偏移。用这种方法，来自不同基站的导频可以通过它们不同的分配到的PN偏移来识别。 

在接收器单元处，耙式(rake)接收器通常被用于恢复从已经与接收器单元建立通信的所有发射器单元发射的导频、信令和业务数据。从特定发射器单元发射的信号可以经由多个信号路径在接收器单元处被接收到，并且每个接收到的具有足够强度的信号实例(signalinstance)(或者多径)可以由耙式接收器单独解调。每个这种多径以与在发射器单元处所执行的互补的方式被处理，以恢复经由该多径接收到的数据和导频。恢复的导频的幅度和相位由对于多径的信道响应确定并且表示多径的信道响应。导频典型地被用于对与导频一起发射的各种类型的数据进行相干解调，该导频同样由于信道响应而失真。对于每个发射器单元，用于发射器单元的多个多径的导频也被用于组合从这些多径中取出的解调的符号，以获得质量得到改善的组合符号。 

在反向链路上，来自每个发射终端的导频对来自所有其它终端的信号起干扰作用。对于每个终端，由于所有其它终端发射的导频引起的合计干扰可能占该终端受到的总干扰的很大比例。该导频干扰可劣化性能(例如，分组错误率更高)并还降低反向链路容量。 

因此，需要用于在无线(例如，CDMA)通信系统中消除由于导频引起的干扰的技术。 

发明内容

本发明的各方面提供了用于在无线(例如，CDMA)通信系统中估计和消除导频干扰的技术。接收到的信号典型地包括多个信号实例 

(即，多径)。对于待解调的每个多径(即，每个所需的多径)，所有多径中的导频是对所需的多径中的数据的干扰。如果导频是基于公知的数据模式(例如，全零序列)生成的，并是用公知的信道化编码(例如，零沃尔什码)来信道化，则干扰多径中的导频可以被简单估计为扩展序列，其相位对应于在接收器单元处的该多径的到达时间。可以基于扩展序列和该多径的信道响应的估计来估计来自每个干扰多径的导频干扰(其可以基于导频来估计)。由于多个干扰多径引起的总导频 干扰可以从接收到的信号中取出和减去，以提供去除了导频干扰的消除导频的信号。 

在一个具体实施例中，提供了一种用于在无线(例如，cdma2000)通信系统中消除在接收器单元(例如，基站)处的导频干扰的方法。根据该方法，最初处理由多个信号实例组成的接收到的信号(其中每个都包括导频)以提供数据采样。然后处理数据采样以得到由于一个或多个(干扰)信号实例中的每个信号实例引起的导频干扰的估计，并还组合这些估计以得到总导频干扰。然后从数据采样中减去总导频干扰以提供消除导频的数据采样，还处理数据采样以得到接收信号中的至少一个(所需的)信号实例中的每个的解调数据。 

由于每个干扰信号实例引起的导频干扰可以如下来估计：(1)用信号实例的扩展序列来扩展数据采样，(2)用导频信道化编码来信道化扩展的采样，以提供导频符号，(3)对导频符号进行滤波，以提供信号实例的估计的信道响应，和(4)将信号采样的扩展序列与估计的信道响应相乘，以提供估计的导频干扰。对于每个所需的多径的数据解调可以如下来执行：(1)用信号实例的扩展序列来解扩展已消除导频的数据采样，(2)用数据信道化编码来信道化解扩展的采样，以提供数据符号，和(3)解调数据符号，以提供对信号实例的解调的数据。为了改善性能，可以高于PN码片率的采样率来执行导频估计和消除。 

用于导频干扰消除的另一种系统和方法可以包括：确定多径的信道估计和噪声估计，基于多径的信道估计和噪声估计来选择消除因数，将信道估计乘以所选择的消除因数，将信道估计和消除因数的乘积乘以预先计算出的发射脉冲和接收滤波器的卷积，执行扩展的导频信号(例如，PN序列)和加权的滤波器(即，信道估计、消除因数和预先计算出的卷积的乘积)的卷积以重建导频采样，累加来自多个耙指处理器的重建的导频采样并从数据采样中减去累加的重建导频采样以执行数据解调。这些处理的顺序可以变化。 

下面详细描述本发明的各方面、实施例和特征。 

附图说明

通过阅读下面阐述的详细说明，并结合附图，将会清楚本发明的 特征、实质和优点，在附图中，通篇相对应地使用相同的附图标记来表示，并且其中： 

图1是无线通信系统的框图； 

图2是基站和终端的一个实施例的简化框图； 

图3是用于cdma2000中的反向链路的调制器的一个实施例的框图； 

图4是耙式接收器的一个实施例的框图； 

图5是耙式接收器内的耙指处理器的一个具体实施例的框图，除了执行数据解调，它还能够估计和消除导频干扰； 

图6A和6B是用图表示出了根据一个实施例的对数据采样处理以得到导频干扰的估计的示图； 

图7是为了得到多个多径的总导频干扰的处理的一个实施例的流程图； 

图8是为了用导频干扰消除来对多个多径进行数据解调的处理的一个实施例的流程图； 

图9是采样缓冲器和耙式接收器(诸如，图4中的耙式接收器)内的耙指处理器的另一个实施例的框图； 

图10是图9中的耙指处理器可以使用的查询表的一个实例； 

图11示出了如图9的耙指处理器的两个耙指处理器的时间快照的一个实例； 

图12A是为了得到多个多径的累加的导频干扰的处理的另一个实例的流程图； 

图12B是为了得到多个多径的累加的导频干扰的处理的再另一个实施例的流程图； 

图13A是带有多个天线的接收器和带有多个干扰累加缓冲器的解调器的框图； 

图13B是带有多个天线的接收器和带有单个干扰累加缓冲器的解调器的框图；和 

图14示出了由图3的发射滤波器和图2中的接收滤波器提供的发射脉冲的卷积的一个实例。

具体实施方式

从终端发射的信号可以经由一个或多个信号路径到达基站。这些信号路径可以包括直线路径(例如，信号路径110a)和折线路径(例如，信号路径110b)。当发射的信号从反射源被反射出去并经由不同于视线路径的路径到达基站时，创建了折线路径。反射源典型的是终端所工作的环境中的人造物品(例如，建筑物、树木、或一些其它结构)。每个天线在基站处接收到的信号因而可以包括来自一个或多个终端的多个信号实例(或者多径)。 

在系统100中，系统控制器102(其也被称为基站控制器(BSC))连接到基站104，提供对于与它连接的基站的协调和控制，并还控制经由连接的基站对终端106的呼叫的路由。系统控制器102可以还经由移动交换中心(MSC)连接到公共交换电话网(PSTN)，并经由分组数据服务节点(PDSN)连接到分组数据网络，这些在图1中未示出。系统100可以被设计成支持一个或多个CDMA标准，诸如，IS-95、CDMA2000、CDMA20001xEV-DV、CDMA20001xEV-DO(IS-856)、WCDMA、TD-SCDMA、TS-CDMA或一些其它CDMA标准，或者它们的组合。 

本公开的各方面和实施例可以应用于各种无线通信系统中的前向链路和反向链路。为了简便，特别描述用于cdma2000系统中的反向链路的导频干扰消除技术。 

图2是基站104和终端106的一个实施例的简化框图。在反向链路上，在终端106处，发射(TX)数据处理器214接收各种类型的“业务”，诸如，来自数据源212的用户专用数据、消息等等。然后TX数据处理器214基于一个或多个编码方案对不同类型的业务进行格式化和编码以提供编码的数据。每个编码方案可以包括循环冗余校验(CRC)、卷积、Turbo、分组、和其它编码的任何组合，或者根本不编码。当使用纠错码来对抗衰减时，通常应用交织。其它编码方案可以包括自动重复请求(ARQ)、混合ARQ，和增量冗余重复技术。典型地，不同类型的业务使用不同的编码方案来编码。然后，调制器(MOD)216从TX数据处理器214接收导频数据和编码的数据，并还处理接收到的数据，以生成调制数据。

图3是调制器216a的一个实施例的框图，其可用于图2中的调制器216。对于cdma2000中的反向链路，由调制器216a进行的处理包括：由乘法器312用相应的沃尔什码，C_chx，覆盖用于多个代码信道(例如，业务、同步、寻呼和导频信道)中的每个信道的数据，以将用户专用数据(分组数据)、消息(控制数据)和导频数据信道化到它们各自的代码信道上。每个代码信道的信道化数据可以由单元314用相应的增益，G_i，来缩放比例以控制代码信道的相对发射功率。然后，由求和器316a合计同相的(I)路径的所有代码信道的经缩放后的数据，以提供I-信道数据，并且由求和器316b合计正交(Q)路径的所有代码信道的经缩放后的数据，以提供Q-信道数据。 

图3还示出了用于cdma2000中的反向链路的扩展序列发生器320的一个实施例。在发生器320内，长码发生器322接收分配给终端的长码掩码，并用通过长码掩码确定的相位生成长伪随机噪声(PN)序列。然后，由乘法器326a将长PN序列乘以I-信道PN序列，以生成I扩展序列。长PN序列还经过延迟元件324延迟，通过乘法器326b乘以Q-信道PN序列、通过元件328二中取一进行抽取，并通过乘法器330用沃尔什码(C_s＝+-)进行覆盖并还用I扩展序列进行扩展以生成Q扩展序列。I-信道和Q-信道PN序列形成所有终端使用的复数短PN序列。I和Q扩展序列形成终端专用的复数扩展序列，S_k。 

在调制器216a内，用I和Q扩展序列(S_kI+jS_kQ)经过由乘法器340执行的复数乘法操作，对I-信道数据和Q-信道数据(D_chI+jD_chQ)进行扩展，以生成I扩展数据和Q扩展数据(D_spI+jD_spQ)。复数解扩展操作可以表达如下： 

D_spI+jD_spQ＝(D_chI+jD_chQ)·(S_kI+jS_kQ)， 

          ＝(D_chIS_kI-D_chQS_kQ)+j(D_chIS_kQ+D_chQS_kI)  等式(1) 

I和Q扩展数据包括由调制器216a提供的调制数据。 

然后，调制数据被提供给发射器(TMTR)218a并经过调整处理。发射器218a是图2中的发射器218的一个实施例。信号调整处理包括用滤波器352a和352b分别对I和Q扩展数据进行滤波，并由乘法器354a和354b用cos(ω_ct)和sin(ω_ct)分别对滤波后的I和Q数据进行上变频。然后，由加法器356合计来自乘法器354a和354b的I和Q成分， 并由乘法器358还用增益G₀进行放大，以生成反向链路调制信号。 

返回图2并参考该图，然后，反向链路调制信号经由天线220在无线通信链路上被发射到一个或多个基站。 

在基站104处，来自多个终端的反向链路调制信号被一个或多个天线250中的每个天线接收。多个天线250可用于提供对抗诸如衰减的有害路径影响的空间分集。例如，对于支持三个扇区的基站，每个扇区可使用两个天线，则基站可包括六个天线。从而在基站处可采用任何数量的天线。 

每个接收到的信号被提供到各个接收器(RCVR)252，接收器对接收到的信号进行调整处理(例如，滤波、放大、下变频)和数字化，以提供该接收到的信号的数据采样。对于多个终端中的每个终端，每个接收信号可包括一个或多个信号实例(即，多径)。 

然后，解调器(DEMOD)254接收并处理所有接收信号的数据采样，以提供恢复的符号。对于cdma2000，解调器254进行的恢复从特定终端发射的数据的处理包括：(1)用与在终端处扩展数据时所使用的相同的扩展序列来解扩展数据采样，(2)信道化解扩展的采样以将接收数据和导频抽出或信道化到它们各自的代码信道上，和(3)用恢复的导频对信道化的数据进行相干解调，以提供解调数据。解调器254可以实现耙式接收器，其能够处理多个终端中的每个终端的多个信号实例，如下所述。 

然后，接收(RX)数据处理器256接收和解码每个终端的解调数据，以恢复由终端在反向链路上发射的用户专用的数据和消息。由解调器254和RX数据处理器256进行的处理是分别与在终端处由调制器216和TX数据处理器214执行的处理互补的。 

图4是耙式接收器254a的一个实施例的框图，耙式接收器254a能够接收和解调来自多个终端106的反向链路调制信号。耙式接收器254a包括一个或多个(L)采样缓冲器408、一个或多个(M)耙指处理器410、搜索器412，和符号组合器420。图4中的实施例示出了连接到同一个符号组合器420的所有耙指处理器410。在一些配置中，可能有大量的耙指处理器410，比如，256个耙指处理器。 

由于多径环境，从每个终端106发射的反向链路调制信号可以经 由多个信号路径(如图1所示)到达基站104，并且每个基站天线的接收信号典型地包括来自多个终端中的每个终端的反向链路调制信号的不同实例的组合。接收信号中的每个信号实例(或者多径)典型地与特定的幅度、相位和到达时间(即，与CDMA系统时间相关的时间延迟或者时间偏移)相关联。如果在基站处，多径的到达时间之间的差异多于一个PN码片，则在输入端处相应接收器252的每个接收信号，y_l(t)，可以表示为： 

$y_l\left(t\right)=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{p}_{i,j,l}\left(t\right)x_j(t-{\hat{t}}_{i,j,l})+n\left(t\right),$        等式(2) 

其中 

x_j(t)是由第j终端发射的第j个反向链路调制信号； 

是在第1天线处的第I个多径相对于第j反向链路调制信号，x_j(t)被发射的时间的到达时间； 

p_i，j，l(t)表示在第1天线处的第j终端的第I个多径的信道增益和相位，并且为衰减过程的函数； 

是第1个接收信号中的所有反向链路调制信号的总和； 

是第1个接收信号中的每个反向链路调制信号的所有多径的总和；以及 

n(t)表示在RF处的真实值信道噪声加上内部接收器噪声。 

每个接收器252将各个接收信号y_l(t)，进行放大和下变频，并还用接收滤波器对信号进行滤波，以提供调整处理后的信号，其中接收滤波器典型地与在终端处使用的发射滤波器(例如，滤波器352)匹配。然后，每个接收器单元252将调整处理后的信号数字化，以提供数据采样的各个数据流，然后数据流被提供给各个采样缓冲器408。 

每个采样缓冲器408存储接收到的数据采样，并还在适当地时间向适当的处理单元(例如，耙指处理器410和/或搜索器412)提供正确的数据采样。在一种设计中，每个缓冲器408向所分配的各组耙指处理器提供数据采样，以处理与缓冲器相关联的接收信号中的多径。在另一种设计中，多个缓冲器408向具有以时分多路复用方式处理多 个多径能力的特定耙指处理器提供数据采样(例如，以时分多路复用的方式)。采样缓冲器408a至4081也可以被实现为适当大小和速度的单个缓冲器。 

搜索器412用于搜索接收信号中的强大的多径，并用于提供满足一组准则的每个被发现的多径的强度和定时的指示。搜索特定终端的多径典型地通过将每个接收信号的数据采样与以各种码片或子码片偏移(或者相位)在本地生成的终端的扩展序列关联来执行。由于扩展序列的伪随机性质，除了本地生成的扩展序列的相位与多径的相位在时间上对齐的时候(在这种情况下，相关性的值很高)，数据采样与扩展序列的关联性应该很低。 

对于每个反向链路调制信号x_j(t)，搜索器412可以提供对于该反向链路调制信号(可能与每个被发现的多径的信号强度一起)所发现的一个或多个多径的集合的一个或多个时间偏移t_i，j，i的集合。由搜索器412提供的时间偏移，t_i，j，i是相对于基站定时或者CDMA系统时间，并且与等式(2)中所示的时间偏移

有关，

是相对于信号发射的时间。 

搜索器412可以被设计为带有一个或多个搜索器单元，每个搜索器单元可以被设计成在各个搜索窗口上搜索多径。每个搜索窗口包括要被搜索的扩展序列相位的范围。搜索器单元可以并行运行，以加速搜索操作。另外地或者可替代地，搜索器412可以高时钟速率运行以加速搜索操作。在美国专利第5,805,648、5,781,543、5,764,687和5,644,591号中更加详细地描述了搜索器和搜索。 

然后，可指定每个耙指处理器410来处理感兴趣的各组一个或多个多径(例如，由控制器260基于搜索器412所提供的信号强度信息而确定的足够强度的多径)。然后，对于每个指定的多径，每个耙指处理器410接收以下内容：(1)包括指定多径的接收信号的数据采样，(2)指定的多径的时间偏移t_i，j，i或者带有与时间偏移t_i，j，i相对应的相位的扩展序列S_i，j，i其可以由扩展序列发生器414生成)，和(3)要恢复的代码信道的信道化代码(例如，沃尔什码)。然后，每个耙指处理器410 处理接收的数据采样，并为每个指定的多径提供解调数据。下面将更加详细地描述耙指处理器410所进行的处理。 

符号组合器420接收并组合每个终端的解调数据(即，解调符号)。特别地，符号组合器420接收每个终端的所有指定多径的解调符号，并根据耙指处理器的设计，可以将符号在时间上对齐(或者偏斜校正)，以说明指定多径的时间偏移的差别。然后，符号组合器420组合每个终端的时间上对齐的解调符号，以提供终端的恢复符号。可设置多个符号组合器以同时为多个终端组合符号。然后，将每个终端的恢复的符号提供给RX数据处理器256并解码。 

多径的处理可以基于各种解调器设计来执行。在第一解调器设计中，一个耙指处理器被指定处理接收信号中的多个多径。对于该设计，来自采样缓冲器的数据采样可以在覆盖特定持续时间(即，特定的多个PN码片)并且起始于一些定义的时间边界的“片段”(segment)中被处理。在第二解调器设计中，多个耙指处理器被指定成处理接收信号中的多个多径。现对于第一解调器设计，描述各方面和实施例。 

导频干扰消除也可以基于各种方案来执行。在基于第一解调器设计的第一导频干扰消除方案中，基于数据采样的片段来估计特定多径的信道响应，然后使用估计的信道响应来得到由于同一片段的该多径引起的导频干扰的估计。该方案可以提供改善的导频干扰消除。然而，因为数据采样的片段在数据解调能够进行到同一片段上之前，首先经过处理以进行估计和消除导频干扰，所以该方案还会引起多径的数据解调中的额外的处理延迟。 

在同样基于第一解调设计的第二导频干扰消除方案中，基于数据采样的片段来估计特定多径的信道响应，然后使用估计的信道响应来得到由于下一个片段的该多径引起的导频干扰的估计。使用该方案可以减少(或者可能去除)由于导频干扰的估计和消除引起的数据解调中的额外的处理延迟。然而，因为链路状况可能随时间连续变化，所以应该保持当前和下一个片段之间的时间延迟足够短，使得当前片段的信道响应估计在下一个片段中仍然准确。为了清楚起见，下面描述第二方案的导频干扰估计和消除。 

图5是耙指处理器410x的具体实施例的框图，耙指处理器410x 除了执行数据解调外，还能够估计和消除导频干扰。耙指处理器410x可用于表示图4中所示的耙式接收器254a中的每个耙指处理器410。在下面的说明中，图5示出了处理元件，图6A和6B用图表示出了导频干扰的估计和消除的定时。 

耙指处理器410x被指定解调特定接收信号中的一个或多个“所需的”多径。采样缓冲器408x存储包括指定给耙指处理器410x的多径的接收信号的数据采样。然后，缓冲器408x在耙指处理器需要的时候向它们提供适当的数据采样(以片段形式)。在图5所示的实施例中，耙指处理器410x包括重采样器522、导频估计器520(或者信道估计器)、加法器542、数据解调单元550，和导频干扰估计器530。 

对于要由耙指处理器410x解调的每个所需的多径，所有其它多径中的数据和同一接收信号中的所有多径中的导频对该多径起干扰作用。因为，导频是基于已知数据模式(例如，典型的是全零序列)生成的，并且是以已知方法处理的，可以从所需的多径中估计和去除“干扰”多径中的导频，以改善所需多径中的数据分量的信号质量。耙指处理器410x能够估计和消除由于在接收信号中所发现的多个多径引起的导频干扰，包括所需多径的导频，如下所述。 

在一个实施例中，在“脉冲串”中执行导频干扰估计和消除以及数据解调。对于每个脉冲串(即，每个处理周期)，处理特定数量的PN码片的数据采样的片段，以估计由于特定多径引起的导频干扰。在具体实施例中，每个片段包括一个符号时间段的数据采样，对于cdma2000，其可以是64个PN码片。然而，也可以使用其它片段大小(例如，用于其它持续时间的数据符号)，并且这是在本公开的范围内。如下面所述，数据解调可以流水线的方式与导频干扰估计并行执行，以增加处理量，并可以降低总处理时间。 

为了得到由于第m个多径(其中m＝(i，j，l)，并且是表示第1个接收信号中所发现的第j个反向链路调制信号的第i个多径的符号)引起的导频干扰的估计，从缓冲器408x最初向耙指处理器410x内的重采样器522提供数据采样的片段。然后，重采样器522可以执行抽取(decimation)、内插、或它们的组合，来以码片率并用正确的“良好增益”(fine-gain)时间相位(timing phase)来提供抽取的数据采样。

图6A用图表示出了由重采样器522执行的重采样的一个实施例。典型地以码片率的多倍(例如，2、4或8倍)的采样率对接收信号进行过采样(oversample)，以提供较高的时间分辨率。数据采样被存储到采样缓冲器408x，采样缓冲器408x在后面提供每个处理周期的(例如，512个)数据采样的片段。然后，重采样器522对从缓冲器408x接收到的数据采样进行“重采样”，来以码片率并用正确的时间相位来提供采样。 

如图6A所示，如果接收信号被充分过采样(例如，以8倍码片率)，则可以通过提供从缓冲器接收的例如每8个数据采样，其中所选择的数据采样是最接近对齐第m个多径的峰值的时刻的那些数据采样，来执行对m-多径的重采样。第m个多径典型的是为数据解调指定的多径，并且多径的时间偏移t_m可以由搜索器412确定和提供。然而，也可以估计和消除由于没有指定用于数据解调的多径引起的导频干扰，只要每个这种多径的时间偏移已知。每个多径的时间偏移t_m可以被视为包括相对于基站定时或者CDMA系统时间的符号时间段的整数部分和符号时间段的分数部分(即，t_m＝t_full，m+t_frac，m)，其中符号时间段是通过信道化代码的长度(例如，对于cdma2000，64个PN码片)来确定的。时间偏移的分数部分t_frac，m可用于选择数据采样的特定片段，以提供给重采样器522并用于抽取。在图6A所示的实例中，第m个多径的时间偏移的分数部分是t_frac，m＝5，由缓冲器408x提供数据采样片段622，并且由重采样器522提供的抽取的数据采样用阴影框来表示。 

对于其中接收信号没有被充分过采样的一些其它接收器设计，则可以可替代地或者另外地执行内插以及抽取，以得到时间相位正确的新采样，这是本技术领域中公知的。 

在导频估计器520内，解扩展器524接收抽取的数据采样和(复共轭)扩展序列S_m ^*(k)，其具有与将要估计其导频干扰的第m个多径的时间偏移t_m对应的相位。可以由扩展序列发生器414提供扩展序列S_m ^*(k)。对于cdma2000中的反向链路，可以如图3中的扩展序列发生器320所示地生成扩展序列S_m ^*(k)。并且如图6A所示，具有与数据采样片段相同长度和相同时间相位的扩展序列S_m ^*(k)的片段被用于解扩 展(即，扩展序列S_m ^*(k)与抽取的数据采样在时间上对齐)。 

解扩展器524(其可以被实现为复数乘法器，诸如，图3中所示的乘法器340)用扩展序列S_m ^*(k)，对抽取的数据采样进行解扩展，并提供解扩展的采样。然后，导频信道化器526将解扩展的采样乘以用于终端处的导频的信道化代码C_pilot，m(例如，对于cdma2000，零沃尔什码)。然后，在特定累加时间间隔上累加解覆盖(decover)的导频采样，以提供导频符号。累加时间间隔典型的是导频信道化编码长度的若干整数倍。如果导频数据是用零的信道化编码(如在cdma2000中)覆盖的，则与信道化代码C_pilot，m的相乘可以被省略，并且导频信道化器526简单地执行来自解扩展器524的解扩展采样的累加。在具体实施例中，一个导频符号被提供用于每个片段，其大小为一个符号时间段。 

然后，来自导频信道化器526的导频符号被提供给导频滤波器528，并基于特定低通滤波器响应被滤波，以去除噪声。导频滤波器528可以被实现为有限脉冲响应(FIR)滤波器，无限脉冲响应(IIR)滤波器，或者一些其它滤波器结构。导频滤波器528提供导频估计P_m(k)，其指示第m个多径的信道响应(即，增益和相位

)。因而每个导频估计P_m(k)是复数值。以足够的速率提供导频估计，使得能够捕捉和报告多径的信道响应中的显著的改变。在具体实施例中，为每个大小为一个符号的片段提供一个导频估计。 

然后导频干扰估计器530估计由于下一个片段的第m个多径引起的导频干扰。为了估计导频干扰，第m个多径的导频数据和导频信道化代码C_pilot，m被提供给导频信道化器532，导频信道化器532用导频信道化代码将导频数据信道化，以提供信道化的导频数据。然后扩展器534接收并用扩展序列S_m(k+N)扩展信道化的导频数据，以生成扩展导频数据(即，处理后的导频数据)。扩展序列S_m(k+N)具有与第m个干扰多径的时间偏移t_m对应的相位，并还被下一个片段的N个PN码片推进，如图6A所示。如果导频数据是全零的序列，并且导频信道化代码也是全零的序列(如在cdma2000中)，则导频信道化器532和扩展器534可以被省略，并且扩展导频数据简单的是扩展序列S_m(k+N)。 

然后，乘法器536从导频滤波器528接收扩展的导频数据并将其 乘以导频估计P_m(k)，以提供由于下一个片段的第m个多径引起的导频干扰的估计I_pilot，m(k+N)。因为导频估计P_m(k)是从当前片段得到的，并用于得到下一个片段的估计的导频干扰，所以可基于导频估计，使用预测技术来得到下一个片段的导频预测。然后，可使用这些导频预测得到下一个片段的估计的导频干扰。 

在一个实施例中，乘法器536以采样率(例如，8倍码片率)并且用第m个多径的时间相位来提供由于第m个多径引起的估计的导频干扰。这使得能够以较高的时间分辨率来累加所有多径的估计的导频干扰(它们具有不同的时间偏移，这些时间偏移典型地不与PN码片时间边界对齐)。然后，第m个多径的估计的导频干扰I_pilot，m(k+N)(其包括与数据采样片段相同数量的干扰采样)，被提供给干扰累加器538。如图6A所示，第m个多径的干扰采样被存储在累加器中通过多径的时间偏移的分数部分确定的位置处。 

为了得到给定接收信号中的所有多径的总导频干扰，在将要估计和从所需多径消除其导频干扰的每个干扰多径的一次迭代或者处理周期中，可以多次迭代上述处理。对于多径的导频干扰消除通常是经由同一天线执行的，而不是经由多个天线，因为来自一个天线的信道估计通常不适用于其它天线。如果同一个耙指处理器硬件被用于多次迭代，则可以在脉冲串中执行处理，每个脉冲串在通过多径的分数部分时间偏移确定的数据采样的各个片段上被执行。 

在第一次迭代之前，累加器538被清零或者重置。对于每次迭代，将由于当前多径引起的估计的导频干扰I_pilot，m，与所有先前处理的多径的累加的导频干扰相累加。然而，如图6A所示，估计的导频干扰I_pilot，m与累加器538的具体段中的采样累加，这是通过当前的多径的时间偏移来确定的。在已经处理完所有干扰多径之后，累加器538中的累加后的导频干扰包括由于所有处理过的多径引起的总导频干扰I_pilot。 

图6A还示出了累加器538的一个实施例。当耙指处理器410x执行当前片段的第m个多径的数据解调(使用早期得到的并且存储在累加器538的一段中的总导频干扰I_pilot(k))时，可以在累加器的另一个扇区中估计和累加由于下一个片段的第m个多径引起的导频干扰I_pilot，m(k+N)。

第m个多径的导频是对接收信号中所有多径的干扰，包括第m个多径本身。对于多个耙指处理器被指定处理给定终端的接收信号中一定数量的多径的解调器设计，可以由一个耙指处理器将由于第m个多径引起的估计的导频干扰提供给被指定处理同一个接收信号中的其它多径的另一个耙指处理器。 

对于恢复第m个多径上的数据的解调器，片段的数据采样从缓冲器408x被提供给重采样器522。然后，重采样器522对接收到的数据采样进行重采样，以码片率并用该多径的正确的时间相位来提供抽取的数据采样。抽取的数据采样经过如上所述的处理，以提供导频估计P_m(k)。 

相应地，同一个片段的总导频干扰I_pilot(k)的干扰采样从累加器538被提供给重采样器540。重采样器540类似地对接收到的干扰采样进行重采样，来以码片率并用第m个多径的正确的时间相位提供抽取的干扰采样。然后，加法器542接收抽取的干扰采样并从抽取的数据采样中减去抽取的干扰采样，以提供消除导频的数据采样。 

在数据解调单元550内，解扩展器544接收消除导频的数据采样，并用(复共轭)扩展序列S_m ^*(k)对其进行解扩展，以提供解扩展的采样。扩展序列S_m ^*(k)，具有与第m个多径的时间偏移t_m相对应的相位。然后，数据信道化器546将解扩展的采样乘以用于由耙指处理器所恢复的代码信道的信道化代码C_ch，m。然后，在信道化代码C_ch，m的长度上累加信道化的数据采样，以提供数据符号。 

然后，数据解调器548接收数据符号，并用导频估计P_m(k)对其进行解调，以提供第m个多径的解调符号(即，解调数据)，然后，该解调符号被提供给符号组合器420。可以如前面提到的美国专利第5,764,687号中所述的那样来实现数据解调和符号组合。该‘687专利描述了对于IS-95的通过执行解扩展数据和滤波导频之间的点积进行BPSK数据解调。cdma2000和W-CDMA中使用的QPSK调制的解调是‘687专利中描述的技术的扩展。也就是说，不是用点积，而是既使用点积又使用叉积来恢复同相的和正交的数据流。 

如上面所提到的，可以与导频干扰估计并行地并且以流水线的方式来执行第m个多径的数据解调。当解扩展器544和数据信道化器546 正在处理当前片段的已消除导频的数据采样(用扩展序列S_m ^*(k)，和信道化代码C_ch，m)以提供第m个多径的数据符号时，解扩展器524和导频信道化器526可以处理当前片段的相同的数据采样(用扩展序列S_m ^*(k)，和导频信道化代码C_pilot，m)，以提供该多径的导频符号。导频滤波器528对导频符号进行滤波，以提供多径的导频估计P_m(k)。然后，导频干扰估计器530得到由于后续片段的该多径引起的估计的导频干扰I_pilot，m(k+N)，如上所述。用这种方法，在使用从先前的片段得到的总导频干扰I_pilot(k)，对当前片段执行数据解调的同时，估计下一个片段的导频干扰并将其存储到累加器的另一个段，以用于下一个片段。 

在一个实施例中，基于如上所述的“原始”接收数据采样(来自采样缓冲器408x)估计被解调的特定多径的导频，而不是基于消除导频的数据采样(来自累加器538)。在另一个实施例中，如果总导频干扰包括除了正被解调的多径的导频外(即，正被解调的多径的导频包括在其它消除导频的数据采样中)的一些或者全部干扰导频，则可以基于消除导频的数据采样来估计导频。该可替代实施例可以提供改善的正被解调的多径的信道响应估计，并且特别地，在导频估计典型的是处理弱的多径中的限制因素的反向链路中是具有优势的。导频估计所使用的相同的“其它消除导频的”数据采样也可以被处理，以恢复多径的数据，其优势在于对同一数据采样流并行地执行导频估计和数据解调二者的耙指处理器结构。可以使用相同的方法来估计特定干扰多径的信道响应(即，估计的信道响应可以基于原始数据采样或者已经去除了除该特定多径的导频外的具有干扰导频的“其它消除导频的”的数据采样)。 

图6A和6B是表示根据一个实施例的处理数据采样以得到导频干扰的估计的示图。在图6A和6B中所示的实例中，接收信号包括三个多径，它们与时间偏移t₁、t₂和t₃相关联。以8倍码片率的采样率将接收信号数字化，以提供数据采样，数据采样被存储到采样缓冲器。这些多径可以在其峰值处被采样也可以不在峰值处被采样。 

在图6A和6B所示的实例中，每个片段包括64个PN码片的符号时间段的512个数据采样。对于三个多径中的每个多径并对每个符号时间段估计导频干扰。通过多径的时间偏移的分数部分确定每个多径 的符号定时。如果多径的时间偏移的分数部分不同(通常是这样的)，则这些多径的符号定时将不同，并且将会与不同的数据采样片段相关联。在一个实施例中，按照基于多径的时间偏移的分数部分的顺序，来处理这些多径，首先处理时间偏移的分数部分最小的多径，而最后处理时间偏移的分数部分最大的多径。该处理顺序确保在对其进行处理的时候总导频干扰能够被得到并且对每个多径有效。 

在图6A中，对于时间偏移的分数部分t_frac，m＝5的第m多径的第n符号时间段，重采样器522从采样缓冲器408接收数据采样5至516，并向解扩展器524提供数据采样5、13、21...、509，这些用阴影框表示。相应地，解扩展器524接收相位对应于相同的时间偏移t_m的扩展序列S_m ^*(k)，并用该扩展序列对抽取的数据采样进行解扩展。然后，如上所述，基于该片段的解扩展的采样得到导频估计P_m(k)。 

为了得到由于第m多径引起的估计导频干扰，扩展器534接收对应于下一个片段的扩展序列S_m(k+N)，并扩展信道化的导频数据。然后，乘法器536将扩展的导频数据(通过扩展序列，S_m(k+N)，扩展的)乘以从当前片段得到的导频估计P_m(k)，以提供下一个片段的估计的导频干扰I_pilot，m(k+N)。估计的导频干扰I_pilot，m(k+N)，包括干扰采样517至1028，将它们与干扰累加器538中的相同索引517至1028处的采样累加，如图6A所示。用这种方法，计算出总导频干扰中的第m个多径的时间偏移的分数部分。 

对于第n个符号时间段的第m个多径的数据解调，从累加器538向重采样器540提供干扰采样5至516的相同片段。然后，重采样器540向加法器542提供与重采样器522所提供的相同索引的数据采样对应的干扰采样5、13、20...、509(其也用阴影框表示)。然后如上所述地执行消除导频的数据采样的数据解调。可以用相同的方式处理每个多径。然而，由于每个多径可以与不同时间偏移相关联，所以可以对不同的抽取的数据和干扰采样进行操作。 

图6B示出了用于得到由于三个多径引起的估计的导频干扰的三个数据采样片段、抽取的数据采样和三个扩展序列。 

在另一种解调器设计中，如果提供了充足的处理能力，则可以实时地(例如，在接收到数据采样时)执行导频干扰估计/消除和数据解 调。例如，可指定M个耙指处理器来并行处理接收信号中的M个多径。对于每个符号时间段，每个耙指处理器可以得到该符号时间段的导频估计，然后，使用该导频估计来得到下一个符号时间段的由于该耙指处理器的指定的多径引起的估计的导频干扰。然后，加法器对来自全部M个耙指处理器(考虑它们各自的时间偏移)的估计的导频干扰求和，并将下一个符号时间段的总导频干扰存储在干扰累加器中。 

然后对于下一个符号周期，可以在接收数据采样时从数据采样中减去总导频干扰，并可以将相同的已消除了导频的数据采样提供给用于数据解调的所有M个耙指处理器。(这些耙指处理器也被提供以没有进行消除导频的接收数据采样，该数据采样被用于得到导频估计。)用这种方法，可以实时地对消除导频的数据执行数据解调，并且有可能可以去掉采样缓冲器。对于使用导频估计来得到同一片段(而不是下一个片段)的估计的导频干扰的方案，在得到总导频干扰的同时可以暂时存储(例如，一个符号时间段的)数据采样。 

对于多次处理相同数据采样的解调器设计(例如，在指定一个耙指处理器处理一定数量的多径的情况下)，可以设计采样缓冲器，并以确保数据采样不会无意中丢失的方式来操作。在一个实施例中，采样缓冲器被设计成在向(一个或多个)耙指处理器提供存储的数据采样的同时接收到来的数据采样。这可以通过用如下方式实施采样缓冲器来实现：使得可以从缓冲器的一部分读取出存储的数据采样，同时新的数据采样可以被写入到缓冲器的另一部分。采样缓冲器可以被实现为双缓冲器或者多个缓冲器、多端口缓冲器、循环缓冲器、或一些其它缓冲器设计。可以用类似于采样缓冲器(例如，循环缓冲器)的方式实现干扰累加器。 

对于上面的解调器设计，为了避免仍在处理的采样的重写，可以将采样缓冲器的容量选择为得到全部M个多径的总导频干扰所需时间的至少二倍(时间和缓冲器容量之间的关系是通过采样率来定义的)。如果可以对M个多径中的每个多径使用不同数据采样片段，则可以将采样缓冲器容量选择为分配给采样缓冲器的每个接收信号的至少(2·N·N_os)倍，其中N是用于得到一个多径的估计导频干扰的数据采样的持续时间，并且N_as是数据采样的过采样因数(其被定义为采样率 对码片率的比值)。在上面的实例中，对于每个多径处理一个符号时间段的片段(例如，N＝64个PN码片)，对于该实例，两个符号时间段的缓冲器将能够提供每个多径的数据采样的一个符号时间段的片段，而不管其时间偏移的分数部分如何。并且，如果过采样率为N_os＝8，则缓冲器的最小大小为(2·N·N_os＝2·64·8＝1024)个数据采样。 

类似地，可以将干扰累加器的容量选择为至少(3·N·N_os)。干扰累加器的额外的符号时间段(即，3·N而不是2·N)是由于估计的导频干扰是从下一个片段得到的。 

如上面所提到的，可以从后来的数据采样片段中消除从一个数据采样片段得到的估计的导频干扰。对于移动终端，通信链路常常改变，因而各多径的信道响应也常常改变。因此，需要减少从其估计导频干扰的数据采样和从其消除了所估计的导频干扰的数据采样之间的延迟。该延迟可以为2·N码片。 

通过为N选择足够小的值，每个多径的信道响应应该保持在2·N码片的时间段上相对恒定。然而，N的值应被选择为足够大，以使得能够精确估计将要处理的每个多径的信道响应。 

图7是根据一个实施例的为了得到一定数量的多径的总导频干扰的处理700流程图。处理700可以通过图5所示的耙指处理器来实施。 

最初，在步骤712，将用于累加估计的导频干扰的累加器清零。然后，在步骤714，选择尚未处理的干扰多径。典型地，估计被指定用于数据解调的每个多径的导频干扰。然而，还可以估计由于未指定的多径引起的导频干扰。通常，可以处理任意数量的干扰多径，并且这些多径就是将要估计和累加导频干扰以得到总导频干扰的那些多径。 

然后，在步骤716，处理带有所选择的多径的接收信号的数据采样，以得到所选择的多径的信道响应的估计。可以基于所选择多径中的导频来估计信道响应，如上所述。对于cdma2000，该处理需要(1)用多径的扩展序列(即，用对应于多径的时间偏移的正确的相位)对数据采样进行解扩展，(2)将解扩展的数据采样信道化，以提供导频符号(例如，将解扩展的采样乘以导频信道化代码，并在导频信道化代码长度上累加信道化的数据采样)，和(3)对导频符号进行滤波以得到指示所选择的多径的信道响应的导频估计。也可以实施使用其它技 术的信道响应的估计，并且这是在本公开的范围之内。 

然后在步骤718，估计由于所选择的多径引起的导频干扰。可以通过生成处理的导频数据和将该数据乘以在步骤716中得到的估计的信道响应来估计导频干扰。如果导频数据是全零序列并且导频信道化代码也全是零，则处理后的导频数据简单地是所选择的多径的扩展序列。通常，处理后的导频数据是在发射器单元处的所有信号处理之后但是在滤波和上变频之前的导频数据(例如，对于cdma2000中的反向链路，在图3中的调制器216a的输出端处的数据)。 

然后，在步骤720，在干扰累加器中将所选择的多径的估计的导频干扰与先前处理的多径的估计的导频干扰累加。如上面所提到的，在执行步骤716、718和720过程中观察多径的时间相位。 

然后，在步骤722，确定是否已经处理过所有干扰多径。如果答案为否，则处理返回到步骤714，选择另一个干扰多径进行处理。否则，累加器的内容表示由于所有处理过的多径引起的总导频干扰，其可以在步骤724中被处理。然后处理终止。 

可以用时分多路复用的方式使用一个或多个耙指处理器对所有多径执行图7中的导频干扰估计。可替代地，可以使用一定数量的耙指处理器来并行地执行多个多径的导频干扰估计。在这种情况下，如果硬件具有足够的容量，则可以实时地执行导频干扰估计和消除以及数据解调(例如，用最小缓冲或者不用缓冲来接收数据采样，如上所述)。 

图8是根据一个实施例的为了使用导频干扰消除对一定数量的多径进行数据解调的处理800的流程图。也可以通过图5中所示的耙指处理器来执行处理800。 

最初，在步骤812，得到感兴趣的由于所有多径引起的总导频干扰。步骤812可以使用图7中所示的处理700来实施。然后，在步骤814，选择数据解调的特定多径。在一个实施例中，如上所述，在步骤816，最初从所选择的多径消除总导频干扰。这可以通过从包括所选择的多径的接收信号的数据采样减去总导频干扰(其存储在累加器中)的干扰采样来实现。 

然后，以常规方式对消除导频的信号执行数据解调。对于cdma2000，这需要(1)解扩展消除导频的数据采样，(2)将解扩展的 数据信道化，以提供数据符号，和(3)用导频估计来解调制数据符号。然后，将所选择的多径的解调符号(即，解调数据)和同一发射器单元(例如，终端)的其它多径的解调符号组合。也可以组合多个接收符号中的多径的解调符号(例如，如果采用接收分集)。可以通过图4中所示的符号组合器来实现符号组合。 

然后，在步骤822，确定是否所有指定的多径已经被解调。如果答案为否，则处理返回到步骤814，选择另一多径进行数据解调。否则，处理终止。 

如上面所提到的，可以用时分多路复用的方式使用一个或多个耙指处理器对给定发射器单元中的所有指定多径执行数据解调。可替代地，可以使用一定数量的耙指处理器来并行地执行对所有指定多径的数据解调。 

返回图4和5并参考该图，搜索器412可以被设计成并被操作以基于消除导频的数据采样(而不是来自缓冲器408的原始接收的数据采样)来搜索新的多径。这可以提供改善的搜索性能，因为来自一些或者全部已知多径的导频干扰可能已经被去除，如前面所述。 

另一种耙式接收器和耙指处理器实施例

图9是采样缓冲器908和耙式接收器内的耙指处理器900的另一实施例的框图，其一些方面可以类似于上述的图4的耙式接收器254a。耙式接收器可以包括大量的单个耙指处理器900，诸如256或者512个耙指处理器900，以处理若干多径。可替代地，耙式接收器可以包括单独的高速处理器，以用时分方式来处理若干多径，这类似于若干耙指处理器900的功能。采样缓冲器908的一个实施例可以是以码片率x2(“chipx2”)的采样率存储数据采样的片段的循环随机存取存储器(RAM)。码片率等于1/T_c，其中T_C是码片持续时间。例如，码片率可以是1.2MHz。也可以使用其它码片率。 

可以使用耙指处理器900用于CDMA20001xEV-DO系统或者其它系统。耙指处理器900包括信道估计器902，数据解调单元904，和导频干扰估计器906。信道估计器902包括解扩展器910，导频去信道化器(de-channelizer)912和导频滤波器914。数据解调单元904包括解 扩展器918，数据去信道化器920和数据解调器922。导频干扰估计器906包括消除因数计算单元924，乘法器926和932，重构滤波器表938，导频重构滤波模块930，导频干扰累加模块928，导频信道化器934和扩展器936。 

图9中的信道估计器902可以用与上面参考图5描述的导频估计器520类似的方式运行，下面描述了一些例外。类似地，图9中的数据解调单元904可以用与上面参考图5描述的数据解调单元550类似的方式运行，下面描述了一些例外。 

解扩展器910、918从扩展序列发生器414(图4)接收复共轭扩展序列p_m ^*，例如，上面用图5描述为S_m ^*(k)的PN序列。在一个实施例中，解扩展器910、918首先将来自以多径的时间偏移t_m启动的采样缓冲器908的片段的数据采样乘以(解扩展)扩展序列p_m ^*，然后对解扩展的数据采样进行重采样。在另一个实施例中，解扩展器910、918首先对来自以多径的时间偏移t_m启动的采样缓冲器908的片段的数据采样进行重采样，然后将重采样的数据采样乘以扩展序列p_m ^*。 

图9中的解扩展器910、918可以包括重采样器或者内插器，其对来自采样缓冲器908的数据采样进行重采样、上采样、求和、抽取或者内插，以实现所需的速率。重采样的类型取决于接收采样缓冲器908中所存储的信号采样的速率。例如，解扩展器910可以chipx2至耙指时间偏移的最大分辨率(例如，chipx8的速率)，对来自采样缓冲器908的采样进行上采样。解扩展器910可以将chipx8采样抽取至chipx1，用于输出到导频去信道化器912。 

通常，耙指处理器900的不同组件可以使用不同的速率，诸如chipx1、chipx2、chipx4和chipx8。较高的速率，如chipx8，可以改善采样的性能和准确性。较低的速率，如chipx2，可能比较不准确，但是可以通过降低计算复杂度和减少处理时间来提高效率。 

导频去信道化器912(a)从解扩展器910接收解扩展的数据采样和导频信道化代码C_pilot，m，并且(b)输出去信道化的导频符号。类似地，数据去信道化器920(a)从加法器916接收解扩展的数据采样和数据信道化代码C_data，m，并且(b)输出去信道化的数据符号。

导频滤波器

导频滤波器914得到至少两个值，h_m和N_t，这两个值可以各种形式，诸如，h_m/N_t和|h_m|²/N_t，从导频滤波器914中输出。h_m是指定给耙指处理器900的特定多径的信道估计。信道估计h_m可以对应于信道系数(幅度、相位和延迟或者时间偏移)。导频滤波器914可以使用一个或多个片段，例如，当前片段“n”和/或过去的或者将来的片段，以提供信道估计h_m。在一个实施例中，导频滤波器914使用四至六个片段来得到信道估计。可替代地，导频滤波器914可以使用一个或多个片段来提供将来的信道估计，即，对信道估计的预测。导频干扰估计器906将使用信道估计h_m用于导频重构，如下面所述。由导频滤波器914输出到乘法器926的信道估计h_m可以是带有I和Q分量的复数值。 

N_t是噪声的方差加上由该耙指处理器900发现的干扰项。如果信道估计h_m的方差很高，则信道是有噪声的。数据解调器922使用h_m/N_t来解调数据。消除因数计算单元924使用|h_m|²/N_t。导频滤波器914可以包括相位旋转器或者相位校正器。 

计算消除因数

如果接收器具有理想的信道状态信息，由多个耙指处理器900进行的干扰消除可以提高多路存取信道的容量。实际上，每个用户的信道都是随时间改变的，并且估计可靠信道状态信息可能是个复杂问题。应该通过使用实际的或者可靠的基于导频的信道估计，从接收的信号中消除每个用户的导频。使用不可靠的信道估计会导致数据采样的过消除。消除因数计算单元924在信道估计器902检测到不可靠的有噪声的基于导频的信道估计的情况下减少或者防止消除。这样，消除因数计算单元924在导频干扰消除之后使残余能量(噪声)最小化。 

例如，三个耙指处理器900可以不同的偏移处理相同的接收信号，并检测不同的SNR或者信道估计。如果一个耙指处理器检测噪声特别多的信道，可能需要降低(按比例缩小)该耙指处理器的重构导频对于干扰消除的贡献。 

如果N_t(噪声的方差加上由该耙指处理器900发现的干扰项)很 高，并且导频信号强度|h_m|²很低，则信道估计h_m可能不可靠。消除因数计算单元924可以选择低消除因数α_m，诸如0，0.1，0.2，0.5等等。这减小了耙指处理器900所使用的噪声信道估计的幅度，以重构导频采样。 

如果N_t很低，并且导频信号强度|h_m|²很高，则信道估计h_m可能是可靠的，并且，消除因数计算单元924可以选择高消除因数α_m，诸如0.8，0.9，1.0等等。如果N_t很高，并且导频信号强度|h_m|²也很高，则信道估计h_m可能是稍微可靠的，并且，消除因数计算单元924可以选择中等的消除因数α_m，诸如0.5，0.6，0.7，0.8等等。消除因数α_m的值可取决于如何实施导频解调和如何得到信号估计。在一些情况下，可以将消除因数α_m选择为大于一。例如，信道的相位在导频解调期间可能没有正确对齐，这使得能量被消除。该信道具有被低估的信号幅度或者有偏移的信道估计。这样，选择和使用大于一的消除因数α_m将会往回增加一些对信道估计的校正。下面的等式对于在带有高斯噪声的一个片段上恒定的信道可能是最佳的。 

在一个实施例中，消除因数计算单元924使用来自导频滤波器914的|h_m|²/N_t以根据以下等式计算消除因数α_m： 

α_m＝[(|h_m|²/N_t)N]/[1+(|h_m|²/N_t)N] 

其中|h_m|²/N_t可以与E_cp/N_t成比例，E_cp是由信道估计器902估计的每个码片的能量，N_t是噪声(E_cp/N_t表示信噪比)，并且N是信道估计的平均长度。N表示用于估计h_m和N_t的一定数量的采样。N可以是片段长度，诸如，512、1024或者2048个码片。 

在另一个实施例中，消除因数计算单元924使用来自导频滤波器914的|h_m|²/N_t来从查询表(LUT)中选择最佳消除因数α_m。查询表包括|h_m|²/N_t的预先确定的值或者范围，并对应于预先确定的消除因数α_m。 

图10是|h_m|²/N_t和预先确定的消除因数α_m的查询表的一个实例。该表使用X＝(2048)(|h_m|²/N_t)，其中X是饱和的(saturated)并被四舍五入为4比特，以提供左列中的0和15之间的数。右列包含从以下等式得 到的预先确定的消除因数α_m： 

α_m＝N[|h_m|²/N_t]/[1+(N)|h_m|²/N_t] 

如果使用其它等式或者使用除了|h_m|²/N_t以外的更多信息来计算消除因数，则表格的尺寸可能会改变。 

第一乘法器926用来自消除因数计算单元924的计算出的或者所选择的消除因数α_m来乘以，(即，按比例缩放)信道估计h_m，以提供每个片段的加权的信道系数。 

导频重构滤波

如果多径接收信号的时间延迟或者偏移t_m是码片持续时间T_C的整数倍加上码片持续时间T_C的分数部分(即，少于一个码片持续时间T_C)，可能会发生码片内部干扰(ICI)。耙指处理器900执行重构滤波以计算发射器218(图3)的脉冲形状。图14示出了φ(t)1400的一个实例，其是来自图3的发射滤波器352a、352b时间域中的估计的(预先计算的)发射脉冲φ_TX(t)和接收器252(上文所述的)的接收滤波器函数φ_RX(t)的卷积。具体地，图9中的重构滤波器表938、第二乘法器932和导频重构滤波模块930计算了估计的发射脉冲的多个正弦半周期，例如，1402、1404A、1404B、1406A、1406B(即，多个抽头(tap))，而不只是估计的发射脉冲的中央正弦半周期，例如，1402(即，中央的抽头或者峰值)。由耙指处理器900执行的滤波提供更可靠的重构导频采样。不考虑发射脉冲的形状和接收滤波器和重构滤波，重构导频信号不能准确地将导频的贡献反映到接收的采样中。 

在一个实施例中，导频重构滤波模块930包括多相有限脉冲响应滤波器(FIR)，其组合例如从chipx8到chipx2的抽取和单个处理中的滤波。可以给定多相滤波器一个相位，根据给定相位对滤波器函数进行抽取，然后执行滤波。例如，多相滤波器可以使用与8个不同的可能相位的上述以8进行抽取的卷积。输入到滤波器表938中的时间偏移t_m选择对应于8个不同的可能相位中的一个的滤波器系数。乘法器932用信道估计和消除因数乘以滤波器系数(根据所选择的相位)。重构滤波模块930用滤波器系数、信道估计和消除因数以chipx8对来自 扩展器936的扩展导频信号进行滤波(执行卷积)。如果卷积具有64个采样(8组，每组8个采样)，在以8抽取之后，重构滤波模块930是8抽头的滤波器并且仅对8个采样进行滤波。该实施例可以降低导频干扰估计器906的复杂度。 

重构滤波器表938存储一组预先计算的滤波器系数，该滤波器系数表示估计的发射脉冲φ_TX(t)(来自图3的发射滤波器352a、352b)和图2中的接收器252的接收滤波器φ_RX(t)(例如，低通滤波器)的卷积φ(t)。终端106的发射滤波器352a、352b所使用的发射脉冲φ_TX(t)可以是已知的，或者由基站104处的耙指处理器900估计出来。发射脉冲φ_TX(t)可以由移动电话制造商或者诸如IS-95、CDMA2000等的标准来定义。接收滤波器函数φ_RX(t)理想地可以是图3中的发射滤波器352的匹配滤波器(MF)，但是实际接收滤波器不可能与发射滤波器352完全匹配。当制造基站接收器时可以设置接收滤波器函数φ_RX(t)。 

在一种配置中，以耙指处理器900中的最高采样率(耙指时间偏移的最大分辨率)对卷积进行采样，例如，chipx8，使得滤波器表938包括多个滤波器表，例如，8个滤波器表，其中第i个滤波器表对应于初始chipx8自动校正函数φ在时间偏移i处的码片级采样，其中i＝0，1，2，...7。每个滤波器表可以有2M+1个抽头输入项，并且每个输入项可以有16比特。在一个实施例中，M被选择为大于或者等于二，以降低性能损失(如果M＝2，则2M+1＝5)。滤波器表可以说明5-13个chipx1的码片时间(其中M＝2至6，2M+1＝5至13)，或者33-97个chipx8时间(其中M＝2至6，2M(8)+1＝33至97)。在一个实施例中，多个耙指处理器900可以使用同一滤波器表938。 

在一个实施例中，每个耙指处理器900的第二乘法器932可以正确的时间偏移t_m(指定给耙指处理器900的)访问两个这样的滤波器表以重构chipx2导频采样，一个表格用于偶数采样，一个表格用于奇数采样。第二乘法器932将来自第一乘法器926的按比例缩放后的每个片段的信道估计h_m系数乘以两个所选择的滤波器表的每个滤波器抽头(预先计算出的滤波器系数)。第二乘法器932向导频重构滤波模块930输出每个片段滤波器抽头系数(例如，以chipx2)。

在一个实施例中，如果导频重构滤波模块930的输出以chipx2提供采样，导频干扰估计器906中可能不需要分离的重采样器。重构滤波模块930可以将码片率改变成采样率。 

图9中的导频信道化器934和扩展器936可以与图5中的导频信道化器532和扩展器534相似的方式运行，除了图9中的扩展器936接收当前片段“n”的扩展序列p_m。相反，如结合上图5和6A所述，图5中的扩展器534接收下一个片段的扩展序列S_m(k+N)。图9中的扩展器936接收当前片段“n”的扩展序列p_m并提供当前片段“n”的扩展导频信号(例如，复数PN序列码片)，而不是下一个片段“n+1”。这样，图9的耙指处理器900重构当前片段“n”的导频干扰。在来自多个耙指处理器的对当前片段“n”的重构和累加导频干扰之间可能存在短的延迟，则从当前片段“n”的数据采样中减去当前片段“n”的累加的重构的导频干扰。但是该方法(消除来自当前片段“n”的数据采样的当前片段“n”的累加重构导频干扰)可以提供更加可靠/准确的导频干扰消除，特别是对于随间时间变化快的信道。 

导频信道化器934可以接收带有I和Q分量的复数信道化代码。扩展器936可以接收带有四个可能值+/-1或+/-i的复数PN序列。导频信道化器934和扩展器936可以在当前片段“n”的每侧上生成额外的码片，以辅助导频重构滤波模块930的滤波。 

导频重构滤波模块930执行实际滤波，即，执行滤波器表系数φ(t)、消除因数以及信道估计的乘积与来自扩展器936的扩展导频信号(例如，PN序列)的卷积。例如，导频重构滤波模块930可以包括chipx1的两个5-抽头的滤波器、9-抽头的滤波器或者13-抽头的滤波器。每个滤波器可以有2M+1个抽头。由导频重构滤波模块930提供的滤波可以减少ICI(码片内部的干扰)的影响。 

导频重构滤波模块930可以chipx2分辨率重构用户时间对齐的导频信号的一个片段，并提供chipx2导频采样。在另一个实施例中，导频重构滤波模块930对以chipx8过采样的PN序列进行滤波，并且重采样器(在导频重构滤波模块930和缓冲器928之间)将来自导频重构滤波模块930的chipx8采样抽取成带有给定相位的chipx2，即，从0至7(取决于偏移t_m)开始采样。然后将采样存储在缓冲器928中。 导频重构滤波模块930输出重构的导频干扰信号

，包括指定给耙指处理器900的多径的估计的导频采样。导频重构滤波模块930可以包括相位去旋转或者相位校正器，特别是在解扩展器910包括对频率偏移进行补偿的相位旋转器的情况下。 

导频干扰累加缓冲器

导频干扰累加缓冲器928以正确的时间偏移存储并累加来自导频重构滤波模块930的重构导频。例如，导频干扰累加缓冲器928可以是循环随机存取存储器(RAM)。在一种配置中，可以有用于存储和累加来自多个耙指处理器900的多个导频重构滤波模块930的带有不同时间偏移的重构导频采样的单独的导频干扰累加缓冲器928。单独的干扰累加缓冲器与多个耙指处理器中带有多个干扰累加缓冲器的实施例相比，可以使用较少的存储空间和其它资源。 

导频干扰累加缓冲器928可以具有与采样缓冲器908相同的分辨率。例如，导频干扰累加缓冲器928可以chipx2分辨率，即，以2x码片率的速度运行。如果每个片段的长度为512码片，则导频干扰累加缓冲器928可以存储至少2个片段，即，512码片/片段x2采样/码片＝1024导频采样，这是从导频重构滤波模块930生成的。长度为至少2个片段的导频干扰累加缓冲器928可以存储先前的导频采样的重叠部分。导频干扰累加缓冲器928可以实施为其它大小。导频干扰累加缓冲器928可以使用其它采样率，诸如3/2或4/3x码片率。 

在耙指处理器900完成重构导频之后，干扰累加缓冲器928包含整个导频干扰估计。然后，每个耙指处理器900中的加法器916从接收信号(来自采样缓冲器908)中减去干扰累加缓冲器采样方式(sample-wise)的内容(来自干扰累加缓冲器928)，以向数据解调单元904提供没有导频的数据采样。 

使用单独的干扰累加缓冲器的复杂度降低可以通过使重构的导频独立于多径(用户)到达时间来实现。例如，重构的导频可以chipx2和与系统时间对齐地生成。这样，重构的导频可以独立于多径(用户)到达时间。由干扰累加缓冲器928提供的重构的导频可以根据系统时间直接从由采样缓冲器908提供的接收信号减去，例如，经由脉冲串 减法，而不考虑耙指或者用户时间，即，不进行重采样。这消除了对重采样器的需要，诸如，图5中的耙指处理器410中的重采样器540。 

时间快照(snapshot)

图11示出了两个耙指处理器900(图9)的时间快照的一个实例，这两个耙指处理器900具有不同的多径时间偏移t₁和t₂。第二耙指处理器具有比第一耙指处理器更短的时间偏移。如直线1112和1114所示，两个耙指处理器执行对片段序列“n-1”、“n-2”和“n-3”的导频解调、导频重构和数据解调，而接收器252(图4)用接收器(Rx)写指针将下一个片段“n+1”写入到采样缓冲器908(图9)中。图11中的底线1116表示实时片段“n-5”、“n-4”、“n-3”、“n-2”、“n-1”、“n”、“n+1”等的时间线。片段“n”表示当前片段。片段“n-1”表示先前的片段。片段“n+1”表示下一个片段。每个“片段”可以具有例如512码片的时间。每个“码片”可以对应于例如100处理器时钟周期。 

当接收器252(图4)开始将下一个片段“n+1”写入到采样缓冲器908中时，一个或多个先前的片段，例如，“n-1”和“n”，被存储在采样缓冲器908中(通过先前的写操作)，并且可用于两个耙指处理器的处理。每个耙指处理器的时间延迟偏移t使开始数据采样和结束数据采样位移到右侧，用于片段“n-1”的导频解调，如图11所示。这样，当片段“n+1”被写入到采样缓冲器908中时，第一和第二耙指处理器用来自片段“n-1”的一些数据采样和来自片段“n”的一些数据采样来解调片段“n-1”的导频。在该实施例中，在向采样缓冲器908写入片段“n+1”时，第一和第二耙指处理器可能不能够解调片段“n”的导频，因为两个耙指处理器都会需要来自片段“n”和片段“n+1”的数据采样(由于耙指处理器的时间偏移t₁和t₂引起的)，而片段“n+1”尚未被写入到采样缓冲器908中。 

图11示出了数据解调的小的延迟，因为与上面参考图5描述的下一个片段“n+1”的估计的导频干扰不同，当前片段“n”的导频被重构并消除。但是使用图11的时间线的耙指处理器可以实现更准确的信道估计和更好的导频干扰消除(PIC)增益。 

图12A是总结上面结合图9-11描述的用于得到和累加多个多径的 导频干扰处理的流程图。在方框1200中，多个耙指处理器900得到信道信号强度估计和噪声估计。在方框1202中，耙指处理器900(a)基于信道信号强度估计和噪声估计选择消除因数和(b)将信道估计乘以所选择的消除因数。在方框1204中，耙指处理器900将信道估计和所选择的消除因数的乘积乘以重构滤波器表930。在方框1206中，耙指处理器900执行重构滤波以生成导频采样。在方框1208中，单独的累加缓冲器928存储来自多个耙指处理器900的重构的导频采样，例如，以chipx8或者chipx2。在方框1210中，从多个耙指处理器的数据采样减去累加的重构的导频采样，以执行数据解调。 

图12B是为了得到一定数量多径的累加导频干扰的处理的另一个实施例的流程图，其中，与图12A相比，滤波和导频干扰累加是按顺序切换的。在方框1250中，多个耙指处理器900得到信道信号强度估计和噪声估计。在方框1252中，耙指处理器900(a)基于信道信号强度估计和噪声估计选择消除因数和(b)将信道估计乘以所选择的消除因数。在方框1254中，耙指处理器900使用信道估计和所选择的消除因数的乘积来重构导频采样。在方框1256中，单独的累加缓冲器928存储来自多个耙指处理器900的重构的导频采样，例如，以chipx8或者chipx2。在方框1258中，单独的重构滤波模块对来自累加缓冲器928的导频采样通过φ进行滤波。1260中，从多个耙指处理器的数据采样减去累加的重构的导频采样，以执行数据解调。 

在图12B中，滤波是在累加来自多个耙指处理器900的重构的导频干扰采样之后，并且在从数据采样减去导频干扰之前执行的。每个耙指处理器900将不必需执行滤波。这可以降低每个耙指处理器900的复杂度。 

等式

接收到的反向链路(RL)信号的实际总导频干扰信号

(复数值)可以表示为： 

$\tilde{p}\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{h}}_l^k\left(i\right){\tilde{c}}^k\left(i\right)\mathrm{\φ}[n{T}_s-\mathrm{iN}{T}_s-{\mathrm{\τ}}_l^k]$

其中n表示接收信号的片段(例如，n的采样率可以为码片率x2)；

K是对接收信号的片段n有贡献的用户或者终端的总数； 

L是对接收信号的片段n有贡献的多径的总数； 

i是指时间索引； 

是第k个用户的第1个路径的估计的复数信道系数； 

等于第k用户的复数PN序列p和导频信道代码C_pilot的乘积； 

由于在诸如CDAM2000的一些CDMA系统中导频信道化代码C_pilot是一串1，所以

等于第k用户的复数PN序列p； 

φ是发射脉冲φ_TX(来自图3中的滤波器352a、352b)和接收器滤波器φ_RX(图2中的接收器252)的卷积(图14)，例如，低通滤波器；如上文所述，在一个实施例中，该卷积可以是chipx8分辨率； 

T_s是采样周期； 

N是每个码片的采样数量；和 

是第k用户的第1路径的路径延迟。 

带有多个M耙指处理器900(图9)的耙式接收器可以得到总的重构的导频干扰信号(也称为导频干扰“复制”或者“估计”)，表示为： 

$\stackrel{\widehat{~}}{p}\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\widehat{~}}{h}}^m\left(i\right){\tilde{c}}^m\left(i\right)\mathrm{\φ}[n{T}_s-\mathrm{iN}{T}_s-{\widehat{\mathrm{\τ}}}^m]$

其中M是处理多径的耙指处理器的总数； 

是第m耙指处理器的估计的复数信道系数； 

是第m耙指处理器所使用的复数PN序列；和 

是第m耙指的估计的路径延迟。 

总重构的导频干扰信号

可以表示为每个耙指处理器900所得到的单个重构的导频干扰信号之和： 

$\stackrel{\widehat{~}}{p}\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\widehat{~}}{p}}^m\left(n\right)$

耙指处理器900所得到的每个重构的导频干扰信号可表示为： 

${\stackrel{\widehat{~}}{p}}^m\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\widehat{~}}{h}}^m\left(i\right){\tilde{c}}^m\left(i\right)\widehat{\mathrm{\φ}}[n{T}_s-\mathrm{iN}{T}_s-{\widetilde{\mathrm{\τ}}}^m]$

如果假定估计的复数信道系数

在一个片段上恒定，则上面的等式可以写成：

${\stackrel{\widehat{~}}{p}}^m\left(n\right)={\stackrel{\widehat{~}}{h}}^m\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{c}}^m\left(i\right)\widehat{\mathrm{\φ}}[n{T}_s-\mathrm{iN}{T}_s-{\widetilde{\mathrm{\τ}}}^m]$

$={\stackrel{\widehat{~}}{h}}^m{\widetilde{\mathrm{\Φ}}}^m\left(n\right)$

其中

是第m耙指的复数的重构MF(匹配滤波器)采样。估计的复数信道系数

可以由图9中的乘法器926来提供，并且可以由图9中的乘法器932、导频信道化器934、扩展器936和导频重构滤波模块930来提供。 

在其它实施例中，图9中所示的顺序可以改变。图9中所示的处理的一种变形可以处理φ(t)以及I和Q PN序列p的脉冲形状，以生成I和Q重构采样

。然后用复数信道估计

的I和Q分量乘以I重构采样

。类似地，用复数信道估计

的I和Q分量乘以Q重构采样

。然后，可以对I和Q的采样执行任意相位旋转。然后，可以用所选择的消除因数α_m乘以I和Q的

采样，并在累加缓冲器928中进行累加。这样，可以在滤波(对于滤波模块930的输出)之后而不是在滤波之前(图9)施加消除因数α_m。 

多个天线

图13A是带有例如12个天线的多个天线250A-250L的接收器252(图2)和带有例如12个干扰累加缓冲器的多个干扰累加缓冲器928A-928L(图9)的解调器254的框图。每个干扰累加缓冲器928存储不同天线250的重构导频。 

图13B是带有例如12个天线的多个天线250A-250L的接收器252(图2)和带有单独的干扰累加缓冲器928的解调器254的框图，干扰累加缓冲器928存储天线250A-250L中的一些或全部的重构导频。在该实施例中，耙指处理器900重构一个天线250的所有导频干扰，并将导频干扰存储在干扰累加缓冲器928中。然后，耙指处理器900通过位移PN序列(并可以使一些另外的处理)来重构另一个天线的所有导频，并将导频干扰存储在干扰累加缓冲器928中。耙指处理器900继续进行处理，直到来自天线250中的一些或全部的所有导频都被重构并存储在干扰累加缓冲器928中为止。重构导频被对齐到系统时间， 并被存储在单独的干扰累加缓冲器928中。通过使用单独的干扰累加缓冲器928，该实施例可以将存储器需求减少6-12倍。 

本文所描述的导频干扰消除技术可以提供对性能的显著改善。如上所述，由每个终端在反向链路上发射的导频对总信道干扰I_o的贡献方式与背景噪声N_o相同。从所有终端发射的导频可以代表由所有终端和基站所看到的总干扰电平的主要部分。而这将导致每个单个的终端的信号对总噪声以及干扰的比率(SNR)很低。实际上，在以接近容量运行的cdma2000系统(其支持反向链路上的导频)中，可以估计在基站处看到的大约一半的干扰可能是由于来自发射终端的导频引起的。多终端或者多径导频干扰的消除或者减少可以提高每个单个终端的SNR，这使得每个终端可以较低的功率电平进行发射，并且仍然可以实现所需的解码性能。这样，导频干扰消除(PIC)增加了反向链路容量，这允许来自现有终端的较高数据率(例如，增加30％-35％数据率)，或者允许更多终端或用户(例如，增加10％-15％的用户)，被添加到无线通信系统(例如，基站服务区)中。 

本文所描述的用于估计和消除导频干扰的技术可应用于将导频与数据一起发射的各种无线通信系统中。例如，这些技术可用于各种CDMA系统(例如，IS-95、CDMA2000、CDMA20001xEV-DV、CDMA20001xEV-DO、WCDMA、TD-SCDMA、TS-CDMA等)，个人通信业务(PCS)系统(例如，ANSI J-STD-008)，以及其它无线通信系统。在一个或多个发射信号中的每个的多个实例(多径)都被接收和处理(例如，由耙式接收器或者一些其它解调器)的情况下，还有在多个发射信号被接收和处理的情况下，本文所描述的技术可用于估计和消除导频干扰。 

为了简便，已经描述了cdma2000中的反向链路的各方面和实施例。本文描述的导频干扰消除技术还可以用于从基站到终端的前向链路。解调器的处理是根据所支持的特定CDMA标准和发明技术是用于前向链路还是反向链路来确定的。例如，IS-95和cdma2000中的用扩展序列的“解扩展”等效于W-CDMA中用扰频序列的“解扰频”，并且，IS-95和cdma2000中的用沃尔什码或者准正交函数(QOF)的信道化等效于W-CDMA中的用OVSF代码的“解扩展”。通常，在接收器处由 解调器执行的处理与在发射器单元处由调制器执行的处理是互补的。 

对于前向链路，本文描述的技术也可以用于近似地消除除了或者可能代替发射到小区中所有终端的“公共”导频的可能发射的其它导频。例如，cdma2000支持“发射分集”导频和“辅助”导频。这些其它导频可以利用不同的沃尔什码(即，不同的信道化代码，可以是准正交函数)。导频还可以使用不同的数据模式。为了处理这些导频中的任意一个，用与用于在基站处信道化导频的相同的沃尔什码来恢复解扩展的采样，并还用与在基站处的导频使用的相同的导频数据模式对其进行相关(即，相乘并累加)。可以估计和消除除了公共导频外的发射分集导频和/或辅助导频。 

类似地，W-CDMA支持一定数量的不同导频信道。首先，可以在初级基站天线上发射公共导频信道(CPICH)。其次，可以基于非零导频数据生成分集CPICH，并在基站的分集天线上进行发射。第三，可以在小区的限定部分中发射一个或多个次级CPICH，并且每个次级CPICH是使用非零信道化代码生成的。第四，基站可以还使用与用户的数据信道相同的信道化代码向具体用户发射专用导频。在这种情况下，对于该用户，导频符号是与数据符号时分多路复用的。因而，本领域的那些熟练专业技术人员将会理解，本文描述的技术可用于处理所有以上不同类型的导频信道，以及也可在无线通信系统中发射的其它导频信道。 

解调器254(图2)和可用于实施各方面和实施例的其它处理单元可以实施为硬件、软件、固件、或者它们的组合。对于硬件设计，解调器(包括用于导频干扰估计和消除的数据解调单元和元件，诸如导频估计器和导频干扰估计器)，和可实施于一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、微处理器、控制器、微控制器、可编程逻辑器件(PLD)、其它电子单元、或者任意它们的组合。 

对于软件实现，用于导频干扰估计和消除以及数据解调的元件可以用执行本文所述功能的模块(例如，步骤、函数等)来实施。软件代码可以存储在存储单元(例如，图2中的存储器262)中，并可以由处理器(例如，控制器260)来执行。存储单元可以实现在处理器内或 者在处理器的外部，在这种情况下，存储单元通过本领域中公知的各种方式可通信地连接到处理器。 

用于实现本文中描述的导频干扰估计和消除的元件可以结合在接收器单元或者解调器中，接收器单元或者解调器可以还结合在终端(例如，手机、手持单元、独立单元等等)、基站、或一些其它通信设备或者单元中。接收器单元或者解调器可以用一个或多个集成电路来实施。 

对公开实施例的先前的描述是提供用来使任何本领域技术人员能够制造或者使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的熟练技术人员来说是显然的，并且本文定义的一般性原理可以应用到其它实施例，而不会脱离本发明的精神和范围。这样，本发明不是要限制于本文所示的实施例，而是与本文公开的原理和新颖性特征的最宽广范围相一致。

Claims (32)

1.一种用于消除导频干扰的方法，包括：

接收至少包括第一和第二信号实例的无线信号，每个信号实例包括数据和导频信号；

确定所述第一信号实例的第一信道估计，其包括用与所述第一信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第一信道估计；

得到预先确定的发射脉冲与接收滤波器函数的卷积和所述第一信道估计的乘积；

使用所述第一信道估计和所述卷积的乘积来估计所述第一信号实例的第一导频；

确定所述第二信号实例的第二信道估计，其包括用与所述第二信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第二信道估计；

得到所述预先确定的发射脉冲与所述接收滤波器函数的卷积和所述第二信道估计的乘积；

使用所述第二信道估计和所述卷积的乘积来估计所述第二信号实例的第二导频；

累加所述估计的第一和第二导频；和

从所述接收的无线信号中减去所述累加的估计的第一和第二导频以得到估计的消除导频的接收信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中接收所述无线信号的步骤包括从第一和第二终端接收所述第一和第二信号实例。

3.如权利要求1所述的方法，其中每个信号实例具有由于所述信号实例的传输路径引起的估计时间偏移。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述无线信号包括码分多址(CDMA)信号。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述无线信号从终端被发射到基站。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述无线信号从基站被发射到终端。

7.如权利要求1所述的方法，还包括以等于码片率的倍数的采样率缓冲所述接收的无线信号。

8.如权利要求1所述的方法，其中确定所述第一信号实例的所述第一信道估计的步骤使用来自所述接收的无线信号的数据采样的第一片段，所述估计的第一导频对应于数据采样的所述第一片段。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述第一片段包括所述接收的无线信号的一个时间段的数据采样。

10.如权利要求1所述的方法，还包括：

确定所述第一信号实例的噪声估计；

基于所述第一信号实例的所述第一信道估计和噪声估计得到消除因数；

用所述消除因数乘以所述第一信道估计以产生加权的信道估计；和

使用所述加权的信道估计和与所述第一信号实例相关联的扩展导频信号，来估计所述第一信号实例的所述第一导频。

11.如权利要求10所述的方法，其中使用下式得到所述消除因数α：

$\mathrm{\α}=\frac{[({\left|h\right|}^2/N_t)\×N]}{[1+({\left|h\right|}^2/N_t)\×N]}$

其中h是所述第一信道估计，N_t是所述噪声估计，并且，N是用于估计所述第一信号实例的h和N_t的采样的数量。

12.如权利要求1所述的方法，还包括：

根据与所述第一信号实例的估计时间偏移相关联的相位，对所述预先确定的发射脉冲和所述接收滤波器函数的所述卷积的采样进行抽取；

用抽取后的所述预先确定的发射脉冲和所述接收滤波器函数的所述卷积的采样乘以所述第一信道估计；和

执行所述第一信道估计与所述抽取的采样的乘积和扩展导频信号的卷积，以估计所述第一信号实例的所述第一导频。

13.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述第一信号实例的估计时间偏移来选择相位；

使用所选择的相位来重新得到预先确定的滤波器系数，所述预先确定的滤波器系数对应于所述预先确定的发射脉冲和所述接收滤波器函数的卷积；和

用所述重新得到的滤波器系数乘以所述第一信道估计。

14.如权利要求1所述的方法，其中所述使用所述第一信道估计和所述卷积的乘积来估计所述第一信号实例的所述第一导频的步骤包括对(a)所述第一信道估计和所述卷积的乘积，和(b)与所述第一信号实例相关联的扩展导频信号，执行卷积。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述第一信道估计、与所述第一信号实例相关联的所述扩展导频信号，以及所述估计的第一导频对应于所述接收信号的第一片段，所述第一片段包括所述接收信号的一个时间段的数据采样。

16.如权利要求14所述的方法，其中与所述第一信号实例相关联的所述扩展导频信号的相位对应于所述第一信号实例的到达时间。

17.如权利要求1所述的方法，还包括使用所述估计的消除导频的接收信号来解调所述第一信号实例的数据。

18.如权利要求17所述的方法，其中使用所述估计的消除导频的接收信号来解调所述第一信号实例的数据的步骤包括：

用所述第一信号实例的扩展序列对所述估计的消除导频的接收信号的采样进行解扩展来提供解扩展的采样；

用数据信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供数据符号；和

用所述第一信号实例的所述第一信道估计解调所述数据符号，以提供所述第一信号实例的解调数据。

19.如权利要求1所述的方法，其中确定所述第一信道估计、得到所述第一信道估计和所述卷积的乘积、并使用所述乘积来估计所述第一信号实例的所述第一导频，与确定所述第二信道估计、得到所述第二信道估计和所述卷积的乘积、并使用所述乘积来估计所述第二信号实例的所述第二导频，基本上同时发生。

20.如权利要求1所述的方法，其中所述确定所述第一信道估计、得到所述第一信道估计和所述卷积的乘积、并使用所述乘积来估计所述第一信号实例的所述第一导频，与确定所述第二信道估计、得到所述第二信道估计和所述卷积的乘积、并使用所述乘积来估计所述第二信号实例的所述第二导频，以时分多路复用的方式发生。

21.如权利要求1所述的方法，其中累加所述估计的第一和第二导频的步骤包括累加(a)根据所述第一信号实例的第一估计时间偏移所估计的第一导频和(b)根据所述第二信号实例的第二估计时间偏移所估计的第二导频。

22.如权利要求1所述的方法，其中累加所述估计的第一和第二导频以预先确定的采样率发生，所述预先确定的采样率等于所述接收的无线信号的采样率。

23.如权利要求22所述的方法，其中所述采样率是码片率的倍数。

24.如权利要求1所述的方法，其中所述发射脉冲是用码分多址(CDMA)标准定义的。

25.如权利要求1所述的方法，还包括通过预先确定的发射脉冲和接收滤波器函数的卷积对所述估计的消除导频的接收信号进行滤波。

26.如权利要求10所述的方法，其中每个扩展导频信号包括用伪随机噪声(PN)序列扩展的导频信号。

27.如权利要求10所述的方法，其中所述消除因数的范围是从0到1.0。

28.如权利要求10所述的方法，其中所述消除因数的范围是从0到大于1.0的值。

29.如权利要求10所述的方法，还包括具有对应于消除因数的各组信道估计和噪声估计的查询表。

30.如权利要求12所述的方法，其中累加所述估计的第一和第二导频的步骤由缓冲器执行，对(a)和(b)中的至少一个的速率进行采样以与所述缓冲器的速率匹配：(a)所述发射脉冲和所述接收滤波器函数的卷积，和(b)(i)和(ii)的卷积：(i)与所述第一信号实例相关联的扩展导频信号和(ii)所述发射脉冲与所述接收滤波器函数的卷积与所述第一信道估计的乘积。

31.一种用于消除导频干扰的方法，包括：

接收至少包括第一和第二信号实例的无线信号，每个信号实例包括数据和导频信号；

确定所述第一信号实例的第一信道估计，其包括用与所述第一信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第一信道估计；

使用所述第一信道估计来估计所述第一信号实例的第一导频；

确定所述第二信号实例的第二信道估计，其包括用与所述第二信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第二信道估计；

使用所述第二信道估计来估计所述第二信号实例的第二导频；

累加所述估计的第一和第二导频；

用预先确定的发射脉冲和接收滤波器函数的卷积对所述累加的估计的第一和第二导频进行滤波；和

从所述接收的无线信号中减去所述经滤波的累加的估计的第一和第二导频，以得到估计的消除导频的接收信号。

32.一种用于消除导频干扰的方法，包括：

接收至少包括第一和第二信号实例的无线信号，每个信号实例包括数据和导频信号；

处理(a)预先确定的发射脉冲和接收滤波器函数的卷积和(b)与所述第一信号实例相关联的扩展导频信号，以生成所述第一信号实例的重构的导频采样；

确定所述第一信号实例的第一信道估计，其包括用与所述第一信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第一信道估计；

用所述第一信道估计乘以所述重构的导频采样，以得到所述第一信号实例的第一导频估计；

处理(a)所述预先确定的发射脉冲和接收滤波器函数的卷积和(b)与所述第二信号实例相关联的扩展导频信号，以生成所述第二信号实例的重构的导频采样；

确定所述第二信号实例的第二信道估计，其包括用与所述第二信号实例相关联的扩展序列对所述接收的无线信号的采样进行解扩展以提供解扩展的采样；用导频信道化代码对所述解扩展的采样去信道化，以提供导频符号；和对所述导频符号进行滤波，以提供所述第二信道估计；

用所述第二信道估计乘以所述第二信号实例的所述重构的导频采样，以得到所述第二信号实例的第二导频估计；

累加所述第一和第二导频估计；和

从所述接收的无线信号中减去所述累加的第一和第二导频估计，以得到估计的消除导频的接收信号。

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