JP2008505554A - 無線通信システムにおけるパイロット干渉を除去する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおけるパイロットに起因する干渉を除去すること。
【解決手段】
無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおけるパイロット干渉を推定及び除去する方法及びシステム。一方法においては、各々がパイロットを含む幾つかの信号インスタンスから成る受信信号が最初に処理されてデータサンプルが提供される。各信号インスタンスのパイロット干渉は、前記信号インスタンスに関する拡散シーケンスを用いて前記データサンプルを逆拡散し、前記逆拡散されたデータをチャネル化してパイロットシンボルを提供し、前記パイロットシンボルをフィルタリングして前記信号インスタンスのチャネル応答を推定し、前記推定されたチャネル応答に前記拡散シーケンスを乗じることによって推定することができる。総パイロット干渉を導き出すために複数の干渉中のマルチパスに起因するパイロット干渉推定値が累積される。前記総パイロット干渉が前記データサンプルから減じられてパイロットが除去されたデータサンプルが提供される。次に、これらのサンプルが処理され、前記受信信号内の少なくとも１つの（希望される）信号インスタンスの各々に関する復調されたデータが導き出される。
【選択図】 図９

Description

３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ§１１９に基づく先の出願日の利益
本特許出願は、“METHOD AND APPARATUS FOR CANCELING PILOT INTERFERENCE IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”（無線通信システムにおけるパイロット干渉を除去する方法及び装置）という題名を有し、本特許出願の譲受人に対して譲渡されておりさらに本明細書において参照することによって明示で本明細書に組み入れられている仮特許出願番号 ６０／５８４，５２７(出願日: ２００４年６月３０日) の利益を主張するものである。

本開示は、一般的には、データ通信に関するものである。本開示は、より具体的には、無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおけるパイロットに起因する干渉を除去する技術に関するものである。

無線通信システムは、音声、パケットデータ、等の様々な型の通信を提供することを目的として広範囲にわたって採用されている。これらのシステムは、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）、又はその他の何らかの多重接続方式に基づくことができる。ＣＤＭＡシステムは、システム容量の増大を含む幾つかの点においてその他の型のシステムよりも有利である。ＣＤＭＡシステムは、典型的には、ＩＳ−９６、ｃｄｍａ２０００、ＩＳ−８５６、Ｗ−ＣＤＭＡ、及びＴＳ−ＣＤＭＡ基準、等の１つ以上の基準を実装するように設計されており、これらの基準はすべて当業において知られている基準である。

一部の無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおいては、受信装置（例えば基地局）が幾つかの機能を遂行するのを援助するために送信装置（例えば、端末）から前記受信装置にパイロットを送信することができる。例えば、前記パイロットは、送信装置のタイミングと周波数の同期化、チャネル応答及び通信チャネルの品質の推定、データ送信のコヒーレントな復調、等のために受信装置において使用することができる。前記パイロットは、典型的には、既知のデータパターン（例えば、すべてゼロのシーケンス）に基づいて及び既知の信号処理方式を用いて生成される（例えば、特定のチャネル化コードを用いてチャネル化されて既知の拡散シーケンスを用いて拡散される）。

ｃｄｍａ２０００システムにおける逆方向リンクでは、各端末に関する拡散シーケンスは、（１）全端末に共通する複素疑似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンス及び（２）各端末ごとの特有のスクランブリングシーケンスに基づいて生成される。この方法により、異なる端末からのパイロットを異なる拡散シーケンスによって識別することができる。ｃｄｍａ２０００システム及びＩＳ−９５システムにおける順方向リンクでは、各基地局は、前記ＰＮシーケンスの特定のオフセットが割り当てられる。この方法により、異なる基地局からのパイロットを異なる割り当てられたＰＮオフセットによって識別することができる。

受信装置において、受信装置との通信を確立させている全送信装置から送信されたパイロット、シグナリング、及びトラフィックデータを復元するためにレーク受信機がしばしば用いられる。特定の送信装置から送信された信号は、複数の信号経路を介して受信装置において受信することができ、十分な強度を有する各々の受信信号インスタンス（すなわちマルチパス）をレーク受信機によって個々に復調することができる。各々の前記マルチパスは、前記マルチパスを介して受信されたデータ及びパイロットを復元するために送信装置において行われる処理を補完する形で処理される。復元されたパイロットは、マルチパスに関するチャネル応答によって決定されさらに前記チャネル応答を示す振幅と位相を有する。前記パイロットは、典型的には、前記パイロットとともに送信され、チャネル応答によって同様に歪められている様々な型のデータのコヒーレントな復調を行うために使用される。各送信装置に関して、送信装置に関する幾つかのマルチパスに関するパイロットは、これらのマルチパスから導き出された復調シンボルを結合させて向上された品質を有する結合シンボルを得るためにも使用される。

逆方向リンクにおいて、各送信中の端末からのパイロットは、その他の全端末からの信号に干渉する働きをする。各端末に関して、その他の全端末によって送信されたパイロットに起因する全干渉は、この端末が経験する総干渉の大きな割合を占める可能性がある。このパイロット干渉は、性能を低下させ（例えば、パケット誤り率が高くなる）、逆方向リンク容量をさらに低下させる可能性がある

従って、無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおけるパイロットに起因する干渉を除去するための技術が必要である。

本発明の側面は、無線（ＣＤＭＡ、等）通信システムにおけるパイロット干渉を推定及び除去する技術を提供する。受信信号は、典型的には、幾つかの信号インスタンス（すなわち、マルチパス）を含む。復調される各マルチパス（すなわち、各希望されるマルチパス）に関して、すべてのマルチパス内のパイロットが、希望されるマルチパス内のデータに対する干渉である。パイロットが既知のデータパターン（例えば、すべてゼロのシーケンス）に基づいて生成されて既知のチャネル化コード（例えば、ゼロのウォルシュ符号）でチャネル化される場合は、干渉中のマルチパス内のパイロットは、受信装置における前記マルチパスの到着時間に対応する位相を有する単純な拡散シーケンスとして推定することができる。各干渉中のマルチパスからのパイロット干渉は、前記拡散シーケンス及び（パイロットに基づいて推定することができる）前記マルチパスのチャネル応答推定値に基づいて推定することができる。幾つかの干渉しているマルチパスに起因する総パイロット干渉は、導き出して受信信号から減じることで、パイロットが除去されてパイロット干渉が取り除かれた信号を提供することができる。

１つの具体的な実施形態においては、無線（ｃｄｍａ２０００、等）通信システムにおいて受信装置（基地局、等）でパイロット干渉を除去する方法が提供される。前記方法により、各々がパイロットを含む幾つかの信号インスタンスから成る受信信号が最初に処理されてデータサンプルが提供される。次に、これらのデータサンプルが処理されて１つ以上の（干渉している）信号インスタンスの各々に起因するパイロット干渉の推定値が導き出され、前記パイロット干渉推定値がさらに結合されて総パイロット干渉が導き出される。次に、前記総パイロット干渉が前記データサンプルから減じられてパイロットが除去されたデータサンプルが提供され、前記パイロットが除去されたデータサンプルがさらに処理されて受信信号内の少なくとも１つの（希望される）信号インスタンスの各々に関する復調データが導き出される。

干渉している各信号インスタンスに起因するパイロット干渉は、（１）前記各信号インスタンスに関する拡散シーケンスを用いてデータサンプルを逆拡散し、（２）逆拡散されたサンプルをパイロットチャネル化コードでチャネル化してパイロットシンボルを提供し、（３）前記パイロットシンボルをフィルタリングして前記信号インスタンスの推定チャネル応答を提供し、（４）前記信号インスタンスに関する拡散シーケンスに前記推定チャネル応答を乗じて推定されるパイロット干渉を提供することによって推定することができる。各希望されるマルチパスに関するデータ復調は、（１）パイロットが除去されたデータサンプルを前記信号インスタンスに関する拡散シーケンスを用いて逆拡散し、（２）逆拡散されたサンプルをデータチャネル化コードでチャネル化してデータシンボルを提供し、（３）前記データシンボルを復調して前記信号インスタンスに関する復調データを提供することによって行うことができる。性能を向上させるため、パイロットの推定及び除去は、ＰＮチップ速度よりも高速のサンプル速度で行うことができる。

パイロット干渉除去のための他のシステム及び方法は、マルチパスのチャネル推定値と雑音推定値を決定することと、前記マルチパスのチャネル推定値と雑音推定値に基づいて除去率を選択することと、前記チャネル推定値に選択された除去率を乗じることと、前記チャネル推定値と除去率の積に送信パルスと受信フィルタの予め計算された畳み込みを乗じることと、拡散パイロット信号（例えば、ＰＮシーケンス）と加重フィルタ（すなわち、チャネル推定値、除去率及び予め計算された畳み込みの積）の畳み込みを行ってパイロットサンプルを再構築することと、複数のフィンガープロセッサからの再構築されたパイロットサンプルを累積することと、累積された再構築パイロットサンプルをデータサンプルから減じてデータ復調を行うこと、とを具備することができる。これらのプロセスの順序は変更することができる。

以下では、本発明の様々な側面、実施形態、及び特長がさらに詳細に説明される。

本発明の特長、性質及び利点は、下記の詳細な説明と図面を併用することでさらに明確になる。同一のものについては図面全体に渡って同一の参照符号を付けることとする。

端末から送信された信号は、１つの又は複数の信号経路を通って基地局に到着する。これらの信号経路は、直線経路（例えば、信号経路１１０ａ）及び反射経路（例えば、信号経路１１０ｂ）を含む。反射経路は、送信された信号が反射源で反射されて見通し線とは異なる経路を通って基地局に到着するときに作り出される経路である。反射源は、典型的には、端末が動作中である環境内の構造物（建物、樹木、又はその他の構造物）である。従って、基地局の各アンテナによって受信された信号は、１つ以上の端末からの幾つかの信号インスタンス（すなわち、マルチパス）を具備する可能性がある。

システム１００において、システムコントローラ１０２（基地局コントローラ（ＢＳＣ）と呼ばれることもしばしばある）は、基地局１０４に結合し、結合された基地局に関する調整と制御を提供し、結合された基地局を介しての端末１０６への呼のルーティングをさらに制御する。図１には示されていないが、システムコントローラ１０２は、モバイル交換センター（ＭＳＣ）を通じて公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）にさらに結合すること、及びパケットデータサービングノード（ＰＤＳＮ）を通じてパケットデータネットワークにさらに結合することができる。システム１００は、１つ以上のＣＤＭＡ基準、例えば、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ ２０００ １ｘＥＶ−ＤＶ、ＣＤＭＡ ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ（ＩＳ−８５６）、ＷＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ、ＴＳ−ＣＤＭＡ、その他の幾つかのＣＤＭＡ基準、又はこれらの基準の組合せをサポートするように設計することが可能である。

本開示の様々な側面及び実施形態は、様々な無線通信システムにおける順方向リンク及び逆方向リンクに関して当てはめることができる。説明を明確化するため、パイロット干渉除去技術は、特にｃｄｍａ２０００システムにおける逆方向リンクに関して説明される。

図２は、基地局１０４及び端末１０６の実施形態の単純化されたブロック図である。逆方向リンクでは、端末１０６において、送信（ＴＸ）データプロセッサ２１４は、データ源２１２からの各ユーザーごとの特定のデータ等の様々な型の「トラフィック」、メッセージ、等を受け取る。次に、ＴＸデータプロセッサ２１４は、１つ以上の符号化方式に基づいてこれらの異なる型のトラフィックをフォーマット化及び符号化して符号化データを提供する。各符号化方式は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）、畳み込み、ターボ、ブロック、及びその他の符号化のあらゆる組合せを含むこと又は符号化をまったく含まないことができる。フェージングに対処するために誤り訂正符号を使用時は、インターリービングが共通して利用される。その他の符号化方式は、自動再送要求（ＡＲＱ）、ハイブリッドＡＲＱ、及び増分的冗長性再送技術を具備する。典型的には、異なる型のトラフィックは異なる符号化方式を用いて符号化される。次に、変調器（ＭＯＤ）２１６は、パイロットデータ及び符号化されたデータをＴＸデータプロセッサ２１４から受け取り、受け取ったデータをさらに処理して変調されたデータを生成する。

図３は、図２の変調器２１６に関して使用できる変調器２１６ａの実施形態のブロック図である。ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクに関して、変調器２１６ａによる処理は、乗算器３１２によって幾つかの符号チャネル（トラフィックチャネル、同期化チャネル、ページングチャネル、パイロットチャネル、等）の各々に関するデータを各々のウォルシュ符号C_chxでカバーし、各ユーザーごとの特定のデータ（パケットデータ）、メッセージ（制御データ）、及びパイロットデータをチャネル化して各々の符号チャネル上に置くことを含む。各符号チャネルに関するチャネル化データは、符号チャネルの相対送信電力を制御するために装置３１４によって各々の利得G_iでスケーリングすることができる。次に、同位相（Ｉ）経路に関する全符号チャネルに関するスケーリングされたデータが加算器３１６ａによって合計されてＩチャネルデータが提供され、直交（Ｑ）経路に関する全符号チャネルに関するスケーリングされたデータが加算器３１６ｂによって合計されてＱチャネルデータが提供される。

図３は、ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクに関する拡散シーケンス生成器３２０の実施形態を示した図でもある。生成器３２０内において、長符号生成器３２２は、端末に割り当てられた長符号マスクを受け取り、前記長符号マスクによって決定された位相を有する長疑似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスを生成する。次に、乗算器３２６ａによって前記長ＰＮシーケンスにＩチャネルＰＮシーケンスが乗じられてＩ拡散シーケンスが生成される。前記長ＰＮシーケンスは、遅延素子３２４によって遅延され、乗算器３２６ｂによってＱチャネルＰＮシーケンスが乗じられ、素子３２８によって１／2がデシメートされ、ウォルシュ符号（C_s = +−）でカバーされ、乗算器３３０によってＩ拡散シーケンスを用いてさらに拡散されてＱ拡散シーケンスが生成される。Ｉチャネルシーケンス及びＱチャネルシーケンスは、全端末によって用いられる複素短ＰＮシーケンスを形成する。Ｉ拡散シーケンス及びＱ拡散シーケンスは、各々の端末ごとの特定の複素拡散シーケンスS_kを形成する。

変調器２１６ａ内において、Ｉチャネルデータ及びＱチャネルデータ（D_chI + jD_chQ）が、乗算器３４０による複素乗算演算を通じてＩ拡散シーケンス及びＱ拡散シーケンス（S_kI + jS_kQ）を用いて拡散され、Ｉ拡散データ及びＱ拡散データ（D_spI + jD_spQ）が生成される。複素逆拡散動作は次式のように表すことができる。

Ｉ拡散データ及びＱ拡散データは、変調器２１６ａによって提供される変調データを具備する。

次に、変調データが送信機（ＴＭＴＲ）２１８ａに提供されてコンディショニングされる。送信機２１８ａは、図２の送信機２１８の一実施形態である。信号コンディショニングは、フィルタ３５２ａ及び３５２ｂでＩ拡散データ及びＱ拡散データをそれぞれフィルタリングすることと、フィルタリングされたＩデータとＱデータを乗算器３５４ａ及び３５４ｂによってcos(w_ct)及びsin(w_ct)を用いてアップコンバージョンすること、とを含む。次に、乗算器３５４ａ及び３５４ｂからのＩ成分及びＱ成分が加算器３５６によって合計され、乗算器３５８によって利得G₀を用いてさらに増幅されて逆方向リンク変調信号が生成される。

再度図２において、逆方向リンク変調信号がアンテナ２２０を介して無線通信リンクを通じて１つ以上の基地局に送信される。

基地局１０４において、幾つかの端末から送信された逆方向リンク変調信号が１本以上のアンテナ２５０の各々によって受信される。フェージング、等の経路上の悪影響に対する空間ダイバーシティを提供するために複数のアンテナ２５０を使用することができる。一例として、３つのセクターをサポートする基地局の場合は、各セクターに関して２本のアンテナを使用することができ、従って基地局は６本のアンテナを含むことができる。基地局ではあらゆる数のアンテナを採用することができる。

各受信信号は、各々の受信機（ＲＣＶＲ）２５２に提供され、受信機（ＲＣＶＲ）２５２は、受信信号をコンディショニング（例えば、フィルタリング、増幅、ダウンコンバージョン）及びデジタル化して前記受信信号に関するデータサンプルを提供する。各受信信号は、幾つかの端末の各々に関する１つ以上の信号インスタンス（すなわち、マルチパス）を含むことができる。

次に、復調器（ＤＥＭＯＤ）２５４は、全受信信号に関するデータサンプルを受け取って処理し、復元されたシンボルを提供する。ｃｄｍａ２０００に関しては、特定の端末からのデータ送信を復元するために復調器２５４によって行われる処理は、（１）端末においてデータを拡散するために用いられる拡散シーケンスと同じ拡散シーケンスを用いてデータサンプルを逆拡散することと、（２）逆拡散されたサンプルをチャネル化して受信データとパイロットを隔離するか又は各々の符号チャネル上に置くことと、（３）チャネル化されたデータを復元されたパイロットを用いてコヒーレントに復調して復調されたデータを提供すること、とを含む。復調器２５４は、後述されるように、幾つかの端末の各々に関する複数の信号インスタンスを処理することができるレーク受信機を実装可能である。

次に、受信（ＲＸ）データプロセッサ２５６は、各端末に関する復調データを受け取って復号し、逆方向リンクにおいて端末によって送信された各ユーザーごとの特定のデータとメッセージを復元する。復調器２５４及びＲＸデータプロセッサ２５６による処理は、端末において変調器２１６及びＴＸデータプロセッサ２１４によって行われた処理を補完するものである。

図４は、幾つかの端末１０６から逆方向リンク変調信号を受信して復調することができるレーク受信機２５４ａの一実施形態のブロック図である。レーク受信機２５４ａは、１つ以上の（Ｌの）サンプルバッファ４０８と、１つ以上（Ｍ）のフィンガープロセッサ４１０と、探索器４１２と、シンボルコンバイナ４０８と、を含む。図４の実施形態は、同じシンボルコンバイナ４２０に結合された全フィンガープロセッサ４１０を示している。幾つかの構成においては、多数のフィンガープロセッサ４１０、例えば２５６のフィンガープロセッサが存在することができる。

マルチパス環境に起因して、各端末１０６から送信された逆方向リンク変調信号は、（図１に示されるように）幾つかの信号経路を通って基地局１０４に到着し、各基地局アンテナに関する受信信号は、典型的には、幾つかの端末の各々からの逆方向リンク変調信号の異なるインスタンスの組合せを具備する。受信信号内の各信号インスタンス（すなわち、マルチパス）は、典型的には、特定の規模、位相、及び到着時間（すなわち、ＣＤＭＡシステム時間に対する時間遅延又は時間オフセット）と関連する。これらのマルチパスの到着時間の差が基地局において１つのＰＮチップよりも大きい場合は、各々の受信機２５２の入力部における各受信信号y_l(t)は次式のように表すことができる。

ここで、
x_j(t)は、ｊ番目の端末によって送信されたｊ番目の逆方向リンク変調信号である。

は、ｊ番目の逆方向リンク変調信号x_j(t)が送信される時間に関するｉ番目のマルチパスの、l番目のアンテナにおける到着時間である。

p_i,j,l(t)は、ｌ番目のアンテナにおけるｊ番目の端末に関するｊ番目のマルチパスに関するチャネル利得と位相を表し、フェージングプロセスの関数である。

Σjは、ｌ番目の受信信号における全逆方向リンク変調信号に関する合計を表す。

Σiは、ｌ番目の受信信号における各逆方向リンク変調信号の全マルチパスに関する合計を表す。

n(t)は、ＲＦにおける実数値チャネル雑音及び内部受信機雑音を表す。

各受信機２５２は、各々の受信信号y_l(t)を増幅及び周波数ダウンコンバージョンし、典型的には端末において用いられる送信フィルタ（フィルタ３５２、等）とマッチングされた受信フィルタで前記信号をさらにフィルタリングしてコンディショニングされた信号を提供する。次に、各受信装置２５２は、前記コンディショニングされた信号をデジタル化して各々のデータサンプルストリームを提供し、前記各々のデータサンプルストリームが各々のサンプルバッファ４０８に提供される。

各サンプルバッファ４０８は、受け取られたデータサンプルを格納し、適切なデータサンプルを適切な時間に適切な処理装置（例えば、フィンガープロセッサ４１０及び／又は探索器４１２）にさらに提供する。一設計においては、各バッファ４０８は、前記各バッファと関連する受信信号内のマルチパスを処理するために割り当てられた各々の組のフィンガープロセッサにデータサンプルを提供する。他の設計においては、幾つかのバッファ４０８は、時分割多重方式で幾つかのマルチパスを処理する能力を有する特定のフィンガープロセッサに（時分割多重方式で）データサンプルを提供する。サンプルバッファ４０８ａ乃至４０８ｌは、適切なサイズと速度を有する単一のバッファとして実装することも可能である。

探索器４１２は、受信信号内の強力なマルチパスを探索するため及び一組の基準を満たす各々の見つけられたマルチパスの強度とタイミングを示すために使用される。特定の端末のマルチパスの探索は、典型的には、各受信信号に関するデータサンプルを、様々なチップ又はサブチップオフセット（又は位相）においてローカルで生成される端末の拡散シーケンスと相互に関連させることによって行われる。前記拡散シーケンスは疑似ランダムの性質を有することに起因して、データサンプルと拡散シーケンスの相関関係は低い値のはずである。ただし、ローカルで生成された拡散シーケンスの位相がマルチパスの位相と時間的に整合されているときは除き、この場合は、前記相関関係は高い値になる。

各逆方向リンク変調信号x_j(t)に関して、探索器４１２は、前記各逆方向リンク変調信号に関して見つけ出された一組の１つ以上のマルチパスに関する一組の１つ以上の時間オフセットt_i,j,lを（おそらく各見つけ出されたマルチパスの信号強度とともに）提供することができる。探索器４１２によって提供される時間オフセットt_i,j,lは、基地局タイミング又はＣＤＭＡシステム時間に関する時間オフセットであり、式（２）内の信号送信時間に関する時間オフセットt^{^} _i,j,lに関連する。

探索器４１２は、１つの又は複数の探索装置とともに設計することができ、これらの探索装置の各々は、各々の探索ウィンドーにおいてマルチパスを探索するように設計することができる。各探索ウィンドーは、探索すべき１つの範囲の拡散シーケンス位相を含む。探索装置は、探索動作速度を上げるために並行して動作させることができる。追加として又は代替として、探索器４１２は、探索動作速度を上げるために高クロック速度で動作させることができる。探索器及び探索は、米国特許番号５，８０５，６４８、５，７８１５４３、５７６４，６８７、及び５，６４４，５９１においてさらに詳細に説明されている。

各フィンガープロセッサ４１０は、対象となる各々の一組の１つ以上のマルチパス（例えば、探索器４１２によって提供される信号強度情報に基づいてコントローラ２６０によって決定される十分な強度のマルチパス）を処理するために割り当てることができる。割り当てられた各フィンガープロセッサ４１０は、各割り当てられたマルチパスに関して、（１）割り当てられたマルチパスを含む受信信号に関するデータサンプル、（２）割り当てられたマルチパスの時間オフセットt_i,j,l又は（拡散シーケンス生成器４１４によって生成することができる）時間オフセットt_i,j,lに対応する位相を有する拡散シーケンスS_i,j,lのいずれか、及び（３）復元させる符号チャネルに関するチャネル化コード（ウォルシュ符号、等）を受け取る。次に、各フィンガープロセッサ４１０は、受け取られたデータサンプルを処理し、各割り当てられたマルチパスに関する復調データを提供する。フィンガープロセッサ４１０による処理は、以下においてさらに詳細に説明される。

シンボルコンバイナ４２０は、各端末に関する復調データ（すなわち、復調シンボル）を受け取って結合させる。特に、シンボルコンバイナ４２０は、各端末に関するすべての割り当てられたマルチパスに関する復調シンボルを受け取り、フィンガープロセッサの設計に依存して、割り当てられたマルチパスに関する時間オフセットの差に対処するためにシンボルを時間整合する（すなわち歪みを除去する（ｄｅｓｋｅｗ））ことができる。次に、シンボルコンバイナ４２０は、各端末に関する時間整合された復調シンボルを結合させて前記端末に関する復元されたシンボルを提供する。複数の端末に関するシンボルを同時並行して結合させるために複数のシンボルコンバイナを提供することができる。各端末に関する復元シンボルは、ＲＸデータプロセッサ２５６に提供されて復号される。

マルチパスの処理は、様々な復調器設計に基づいて行うことができる。第１の復調器設計においては、受信信号内の幾つかのマルチパスを処理するために１つのフィンガープロセッサが割り当てられる。この設計に関しては、サンプルバッファからデータサンプルは、特定の継続時間（すなわち、特定の数のＰＮチップ）を網羅している「セグメント」単位で処理することができ、さらに幾つかの定義された時間境界から開始することができる。第２の復調器設計においては、受信信号内の複数のマルチパスを処理するために複数のフィンガープロセッサが割り当てられる。以下では、第１の復調器設計に関する様々な側面及び実施形態が説明される。

パイロット干渉除去は、様々な方式に基づいて行うことも可能である。第１の復調器設計に基づく第１のパイロット干渉除去方式においては、特定のマルチパスのチャネル応答は、１つのセグメントのデータサンプルに基づいて推定され、推定されたチャネル応答は、同じセグメントに関するこのマルチパスに起因するパイロット干渉の推定値を導き出すために使用される。この方式は、向上したパイロット干渉除去を提供することができる。しかしながら、この方式は、データサンプルセグメントが最初に推定されてパイロット干渉が除去されてから同じセグメントに関するデータ復調が進行できるために、マルチパスに関するデータ復調においてさらなる処理遅延を導入する。

第１の復調器設計にも基づいている第２のパイロット干渉除去方式においては、特定のマルチパスのチャネル応答は、１つのセグメントのデータサンプルに基づいて推定され、前記推定されたチャネル応答は、次のセグメントに関するこのマルチパスに起因するパイロット干渉の推定値を導き出すために使用される。この方式は、パイロット干渉の推定及び除去の結果得られるデータ復調における追加の処理遅延を低減（又は排除）するために使用することができる。しかしながら、リンク状態は時間の経過とともに連続的に変化する可能性があるため、現在のセグメントと次のセグメントとの間における時間遅延は、現在のセグメントに関するチャネル応答推定値が次のセグメントにおいても依然として正確であるような十分に短い時間にすべきである。説明を明確化するため、以下では、第２の方式に関するパイロット干渉の推定及び干渉が説明される。

図５は、データ復調に加えてパイロット干渉を推定及び除去することができるフィンガープロセッサ４１０ｘの１つの具体的な実施形態のブロック図である。フィンガープロセッサ４１０ｘは、図４に示されるレーク受信機２５４ａ内の各フィンガープロセッサ４１０に関して使用することができる。以下の説明においては、図５は処理素子を示す図であり、図６Ａ及び６Ｂは、パイロット干渉の推定及び除去に関するタイミングを図形で示した図である。

フィンガープロセッサ４１０ｘは、特定の受信信号内の１つ以上の「希望される」マルチパスを復調するために割り当てられる。サンプルバッファ４０８ｘは、フィンガープロセッサ４１０ｘに割り当てられたマルチパスを含む受信信号に関するデータサンプルを格納する。バッファ４０８ｘは、該当するデータサンプルを必要時に及び必要に応じて（セグメント単位で）前記フィンガープロセッサに提供する。図５に示される実施形態においては、フィンガープロセッサ４１０ｘは、リサンプラ５２２と、パイロット推定器５２０（又はチャネル推定器）と、加算器５４２と、データ復調装置５５０と、パイロット干渉推定器５３０と、を含む。

フィンガープロセッサ４１０ｘによって復調される各希望されるマルチパスに関して、同じ受信信号内のその他のすべてのマルチパス内のデータ及びすべてのマルチパス内のパイロットがこのマルチパスに対する干渉として働く。パイロットは既知のデータパターン（例えば、典型的にはすべてゼロのシーケンス）に基づいて生成されて既知の方法で処理されるため、「干渉している」マルチパス内のパイロットを推定して希望されるマルチパスから除去することで、希望されるマルチパス内のデータ成分の信号の品質を向上させることができる。後述されるように、フィンガープロセッサ４１０ｘは、受信信号内において見つけられた幾つかのマルチパスに起因する、希望されるマルチパスのパイロットを含むパイロット干渉を推定して除去することができる。

一実施形態においては、パイロット干渉の推定と除去及びデータ復調は、「バースト」単位で行われる。各バースト（すなわち、処理サイクル）に関して、特定の数のＰＮチップに関する１つのセグメントのデータサンプルが処理されて特定のマルチパスに起因するパイロット干渉が推定される。１つの特定の実施形態においては、各セグメントは、１つのシンボル時間に関するデータサンプルを具備し、前記１つのシンボル時間は、ｃｄｍａ２０００に関しては６４のＰＮチップであることができる。しかしながら、その他のセグメントサイズも（例えば、その他の継続時間のデータシンボルに関して）使用可能であり、この使用は、本開示の適用範囲内である。後述されるように、データ復調は、処理スループットを向上させさらに全体的な処理時間を短縮可能にするために、パイロット干渉推定と並行して又はパイプライン方式で行うことができる。

ｍ番目のマルチパスに起因するパイロット干渉の推定値を導き出す場合は（ここで、ｍ＝（ｉ，ｊ，ｌ）であり、ｌ番目の受信信号内において見つけられたｊ番目の逆方向リンク変調信号に関するｉ番目のマルチパスであることを表す）、最初に１つのセグメントのデータサンプルがバッファ４０８ｘからフィンガープロセッサ４１０ｘ内のリサンプラ５２２に提供される。リサンプラ５２２は、デシメーション、内挿、又はその組合せを行い、デシメートされたデータサンプルをチップ速度で及び適切な「微細な」タイミング位相で提供することができる。

図６Ａは、リサンプラ５２２によって行われる再サンプリングの実施形態を図形で示した図である。受信信号は、典型的には、より高い時間分解能を提供するためにチップ速度の整数倍（例えば、２倍、４倍又は８倍）のサンプル速度でオーバーサンプリングされる。データサンプルは、サンプルバッファ４０８ｘに格納され、サンプルバッファ４０８ｘは、その後に各処理サイクルのために１つのセグメントのデータサンプル（例えば５１２）を提供する。リサンプラ５２２は、バッファ４０８ｘから受け取られたデータサンプルを「再サンプリング」してチップ速度で及び適切なタイミング位相でサンプルを提供する。

図６Ａにおいて示されるように、受信信号が（例えば、チップ速度の８倍の速度で）十分にオーバーサンプリングされた場合は、ｍ番目のマルチパスに関する再サンプリングは、バッファから受け取られた例えば８番目ごとのデータサンプルを提供することによって行うことができ、選択されたデータサンプルは、ｍ番目のマルチパスのピークのタイミングに最も正確に整合されたデータサンプルである。ｍ番目のマルチパスは、典型的には、データ復調に関して割り当てられたマルチパスであり、マルチパスの時間オフセットt_mは、探索器４１２によって決定及び提供することができる。しかしながら、データ復調に関して割り当てられないマルチパスに起因するパイロット干渉も、これらの各マルチパスの時間オフセットが既知であるかぎり推定して除去することが可能である。各マルチパスの時間オフセットt_mは、整数の数のシンボル時間と、基地局タイミング又はＣＤＭＡシステム時間に関する１つのシンボル時間の小数部分とを具備する（すなわち、t_m = t_full,m + t_{frac, m}）とみなすことができ、ここで、シンボル時間は、チャネル化コードの長さ（例えば、ｃｄｍａ２０００の場合は６４ＰＮチップ）によって決定される。時間オフセットの小数部分t _{frac, m} は、リサンプラ５２２に提供するための及びデシメーションのための特定のデータサンプルセグメントを選択するために用いることができる。図６Ａに示される例においては、ｍ番目のマルチパスに関する時間オフセットの小数部分は、t_{frac, m} = 5であり、データサンプルセグメント６２２はバッファ４０８ｘによって提供され、リサンプラ５２２によって提供されるデシメートされたデータサンプルは、陰影付きの四角によって表される。

受信信号が十分にオーバーサンプリングされない一部のその他の受信機設計の場合は、当業において知られるように、適切なタイミング位相で新たなサンプルを導き出すための内挿を代替で又は追加でデシメーションとともに行うことができる。

パイロット推定器５２０内において、逆拡散器５２４は、デシメートされたデータサンプル及び推定対象となるパイロット干渉を有するｍ番目のマルチパスの時間オフセットt_mに対応する位相を有する（複素共役）拡散シーケンスS_m ^*(k)を受け取る。拡散シーケンスS_m ^*(k)は、シーケンス生成器４１４によって提供することができる。ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクの場合は、拡散シーケンスS_m ^*(k)は、図３において拡散シーケンス生成器３２０に関して示されるように生成することができる。図６Ａに示されるように、データサンプルセグメントと同じ長さ及び同じタイミング位相を有する拡散シーケンスS_m ^*(k)の１つのセグメントが逆拡散のために使用される（すなわち、拡散シーケンスS_m ^*(k)は、デシメートされたデータサンプルと時間整合される）。

逆拡散器５２４（図３に示される乗算器３４０、等の複素乗算器として実装することができる）は、デシメートされたデータサンプルを拡散シーケンスS_m ^*(k)を用いて逆拡散し、逆拡散されたサンプルを提供する。次に、パイロットチャネライザ５２６は、端末においてパイロットに関して用いられたチャネル化コードC_{pilot, m}（例えば、ｃｄｍａ２０００の場合はゼロのウォルシュ符号）を逆拡散されたサンプルに乗じる。次に、カバーが取り除かれたパイロットサンプルが特定の累積時間間隔にわたって累積されてパイロットシンボルが提供される。前記累積時間間隔は、典型的には、パイロットチャネル化コード長の整数倍数である。（ｃｄｍａ２０００におけるように）パイロットデータがゼロのチャネル化コードでカバーされる場合は、チャネル化コードC_{pilot, m}による乗算は省略することができ、パイロットチャネライザ５２６は、逆拡散器５２４からの逆拡散サンプルの累積のみを行う。１つの特定の実施形態においては、１つのシンボル時間の大きさを有する各セグメントに関して１つのパイロットシンボルが提供される。

次に、パイロットチャネライザ５２６からのパイロットシンボルがパイロットフィルタ５２８に提供され、特定の低域通過フィルタ応答に基づいてフィルタリングされて雑音が除去される。パイロットフィルタ５２８は、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、又はその他の何らかのフィルタ構造物として実装することができる。パイロットフィルタ５２８は、ｍ番目のマルチパスのチャネル応答（すなわち、利得及び位相a_m・e^jθm）を示すパイロット推定値P_m(k)を提供する。従って、各パイロット推定値P_m(k)は複素値である。パイロット推定値は、マルチパスのチャネル応答の有意な変化が捕捉されて報告される上で十分な速度で提供される。１つの特定の実施形態においては、１つのシンボルの大きさを有する各セグメントに関して１つのパイロット推定値が提供される。

次に、パイロット干渉推定器５３０は、次のセグメントに関するｍ番目のマルチパスに起因するパイロット干渉を推定する。前記パイロット干渉を推定するために、ｍ番目のマルチパスに関するパイロットデータ及びパイロットチャネル化コードC_{pilot, m}がパイロットチャネライザ５３２に提供され、パイロットチャネライザ５３２は、前記チャネル化コードを用いてパイロットデータをチャネル化してチャネル化されたパイロットデータを提供する。スプレッダ５３４は、チャネル化されたパイロットデータを受け取って拡散シーケンスS_m(k + N)を用いて拡散し、拡散されたパイロットデータ（すなわち、処理されたパイロットデータ）を生成する。拡散シーケンスS_m(k + N)は、ｍ番目の干渉しているマルチパスの時間オフセットt_mに対応する位相を有し、図６Ａに示されるように、次のセグメントに関してＮのＰＮチップだけさらに進められる。（ｃｄｍａ２０００におけるように）パイロットデータがすべてゼロのシーケンスでありさらにパイロットチャネル化コードもすべてゼロのシーケンスである場合は、パイロットチャネライザ５３２及びスプレッダ５３４は省略することができ、拡散されたパイロットデータは単なる拡散シーケンスS_m(k + N)である。

次に、乗算器５３６は、拡散されたパイロットデータを受け取ってパイロットフィルタ５２８からの推定値P_m(k)を乗じて、次のセグメントに関するｍ番目のマルチパスに起因するパイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)の推定値を提供する。パイロット推定値P_m(k)は、現在のセグメントから導き出され、次のセグメントに関する推定されたパイロット干渉を導き出すために使用されるため、パイロット推定値に基づいて次のセグメントに関するパイロット予測値を導き出す予測技術を用いることができる。これらのパイロット予測値は、次のセグメントに関する推定されたパイロット干渉を導き出すために使用することができる。

一実施形態においては、乗算器５３６は、ｍ番目のマルチパスに起因する推定パイロット干渉をｍ番目のマルチパスのサンプル速度（例えば、チップ速度の８倍の速度）及びタイミング位相で提供する。この提供は、（典型的にはすべてがＰＮチップタイミング境界に合わせて整合されているわけではない異なる時間オフセットを有する）すべてのマルチパスに関する推定されたパイロット干渉をより高い時間分解能で累積するのを可能にする。次に、データサンプルセグメントの場合と同じ数の干渉サンプルを含む、ｍ番目のマルチパスに関する推定されたパイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)が干渉累積器５３８に提供される。図６Ａに示されるように、ｍ番目のマルチパスに関する干渉サンプルは、前記マルチパスの時間オフセットの小数部分によって決定される前記累積器内の記憶場所に格納される（すなわち、既に格納されている干渉サンプルとともに累積される）。

１つの所定の受信信号内の全マルチパスに関する総パイロット干渉を導き出すために、上述される処理を複数回繰り返すことができ、パイロット干渉を推定して希望されるマルチパスから除去する対象となる各々の干渉しているマルチパスに関して１回繰り返されるすなわち１つの処理サイクルが実行される。１本のアンテナからのチャネル推定値は典型的には他のアンテナに関しては適切でないため、パイロット干渉除去は、典型的には、
クロスアンテナではなく同じアンテナを通じて受信されたマルチパスに関して行われる。複数回の繰り返しに関して同じフィンガープロセッサハードウェアが使用される場合は、処理はバースト単位で行うことができ、各バーストは、マルチパスの小数時間オフセットによって決定された各々のセグメントのデータサンプルに関して行われる。

第１の繰り返し前に、累積器５３８がクリア又はリセットされる。 各繰り返しに関して、現在のマルチパスに起因する推定パイロット干渉I_{pilot, m}が、すべての以前に処理されたマルチパスとともに累積される。しかしながら、図６Ａに示されるように、推定されたパイロット干渉I_{pilot, m}は、現在のマルチパスの時間オフセットによって決定される累積器５３８の特定のセクション内のサンプルとともに累積される。すべての干渉しているマルチパスが処理された後は、累積器５３８内の累積されたパイロット干渉は、すべての処理されたマルチパスに起因する総パイロット干渉I_{pilot, m}を具備する。

図６Ａは、累積器５３８の一実施形態も示す。フィンガープロセッサ４１０ｘは、以前に導き出されて累積器５３８の一セクション内に格納されている総パイロット干渉I_pilot(k)を用いて）現在のセグメントに関するｍ番目のマルチパスに関するデータ復調を行う一方で、次のセグメントに関するｍ番目のマルチパスに起因するパイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)を推定して累積器の他のセクション内に格納することができる。

ｍ番目のマルチパスに関するパイロットは、ｍ番目のマルチパス自体を含む受信信号内の全マルチパスに対する干渉である。所定の端末に関する受信信号内の幾つかのマルチパスを処理するために複数のフィンガープロセッサが割り当てられる復調器設計に関しては、ｍ番目のマルチパスに起因する推定パイロット干渉I_{pilot, m}は、１つのフィンガープロセッサによって、同じ受信信号内のその他のマルチパスを処理するために割り当てられたその他のフィンガープロセッサに提供することができる。

ｍ番目のマルチパスに関するデータを復元するための復調に関しては、セグメントに関するデータサンプルがバッファ４０８ｘからリサンプラ５２２に提供される。次に、リサンプラ５２２は、受け取られたデータサンプルを再サンプリングし、デシメートされたデータサンプルをこのｍ番目のマルチパスに関するチップ速度および適切なタイミング位相で提供する。デシメートされたデータサンプルは、上述されるように処理されてパイロット推定値P_m(k)が提供される。

対応して、同じセグメントに関する総パイロット干渉I_pilot(k)に関する干渉サンプルが累積器５３８からリサンプラ５４０に提供される。リサンプラ５４０は、受け取られた干渉サンプルを同様に再サンプリングし、デシメートされた干渉サンプルをｍ番目のマルチパスに関するチップ速度および適切なタイミング位相で提供する。次に、加算器５４２は、デシメートされた干渉サンプルを受け取りデシメートされたデータサンプルから減じて、パイロットが除去されたデータサンプルを提供する。

データ復調装置５５０内において、逆拡散器５４４は、パイロットが除去されたデータサンプルを受け取り、（複素共役）拡散シーケンスS_m*(k)を用いて逆拡散して逆拡散されたサンプルを提供する。拡散シーケンスS_m*(k)は、ｍ番目のマルチパスの時間オフセットt_mに対応する位相を有する。次に、データチャネライザ５４６は、フィンガープロセッサによって復元中の符号チャネルに関して用いられたチャネル化コードC_{ch, m}を逆拡散されたサンプルに乗じる。次に、チャネル化されたデータサンプルがチャネル化コードC_{ch, m}の長さにわたって累積されてデータシンボルが提供される。

次に、データ復調器５４８は、前記データシンボルを受け取ってパイロット推定値P_m(k)を用いて復調し、ｍ番目のマルチパスに関する復調信号（すなわち、復調されたデータ）を提供し、前記復調信号はシンボルコンバイナ４２０に提供される。データ復調及びシンボル結合は、上記の米国特許番号５，７６４，６８７特許における説明に従って達成することができる。‘６８７特許は、逆拡散されたデータとフィルタリングされたパイロットの間でドット積を行うことによるＩＳ−９５に関するＢＰＳＫデータ復調を説明している。ｃｄｍａ２０００及びＷ−ＣＤＭＡにおいて用いられるＱＰＳＫ変調の復調は、‘６８７特許において説明される技術の拡張である。すなわち、ドット積の代わりに、ドット積及びクロス積の両方を用いて同相ストリーム及び直交ストリームが復元される。

上述されるように、ｍ番目のマルチパスに関するデータ復調は、パイロット干渉推定と並行して、又はパイプライン方式で行うことができる。逆拡散器５４４及びデータチャネライザ５４６がｍ番目のマルチパスに関するデータシンボルを提供するために（拡散シーケンスS_m ^*(k)及びチャネル化コードC_{ch, m}を用いて）現在のセグメントに関するパイロット除去データサンプルを処理している間に、逆拡散器５２４及びパイロットチャネライザ５２６は、このマルチパスに関するパイロットシンボルを提供するために（拡散シーケンスS_m ^*(k)及びパイロットチャネル化コードC_{pilot, m}を用いて）現在のセグメントに関する同じデータサンプルを処理することができる。これらのパイロットシンボルは、パイロットフィルタ５２８によってフィルタリングされ、前記マルチパスに関するパイロット推定値P_m(k)が提供される。次に、パイロット干渉推定器５３０は、上述されるように、次のセグメントに関するこのマルチパスに起因する推定パイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)を導き出す。このように、前セグメントから導き出された総パイロット干渉I_pilot(k)を用いて現在のセグメントに関するデータ復調が行われる一方で、次のセグメントに関するパイロット干渉が推定され、次のセグメントに関して使用するために累積器の他のセクションに格納される。

一実施形態においては、復調対象となる特定のマルチパスに関するパイロットは、（累積器５３８からの）パイロットが除去されたデータサンプルに基づいてではなく、上述されるように（サンプルバッファ４０８ｘからの）「生の」受信データサンプルに基づいて推定される。他の実施形態においては、パイロットは、総パイロット干渉が復調対象となっているマルチパスのパイロットを除く干渉中のパイロットの一部又は全部を含む場合はパイロットが除去されたデータサンプルに基づいて推定することができる（すなわち、復調対象となっているマルチパスのパイロットは、その他のパイロットが除去されたデータサンプルに含められる）。この代替実施形態は、復調対象マルチパスのチャネル応答の向上した推定値を提供することができ、パイロット推定が典型的には弱いマルチパスに対処する際の制限要因である逆方向リンクに関して特に有利である。パイロット推定のために用いられる同じ「その他のパイロットが除去された」データサンプルは、マルチパスに関するデータを復元するために処理することもでき、同じデータサンプルストリームに関してパイロット推定とデータ復調の両方を並行して行うフィンガープロセッサアーキテクチャに関して有利である。特定の干渉中のマルチパスのチャネル応答を推定するためにも同じ概念を用いることができる（すなわち、推定チャネル応答は、生のデータサンプル又は除去された特定のマルチパスのパイロットを除く干渉中のパイロットを有する「その他のパイロットが除去された」データサンプルのいずれかに基づくことができる）。

図６Ａ及び６Ｂは、一実施形態による、パイロット干渉の推定値を導き出すためのデータサンプル処理を示した線図である。図６Ａ及び６Ｂに示される例においては、受信信号は、t₁、t₂、及びt₃の時間オフセットと関連する３つのマルチパスを含む。受信信号は、チップ速度の８倍のサンプル速度でデジタル化されてデータサンプルが提供され、提供されたデータサンプルは、サンプルバッファに格納される。これらのマルチパスは、ピークにおいてサンプリングできる場合とできない場合がある。

図６Ａ及び６Ｂに示される例においては、各セグメントは、６４のＰＮチップのシンボル時間に関する５１２のデータサンプルを含む。パイロット干渉は、３つのマルチパスの各々に関して及び各シンボル時間に関して推定される。各マルチパスに関するシンボルタイミングは、前記各マルチパスの小数時間オフセットによって決定される。一般的に当てはまるようにマルチパスの小数時間オフセットが同じでない場合は、これらのマルチパスに関するシンボルタイミングは異なることになり、異なるデータサンプルセグメントと関連づけられる。一実施形態においては、マルチパスは、各々の小数時間オフセットに基づく順序で処理され、最も小さい小数時間オフセットを有するマルチパスが最初に処理され、最も大きい小数時間オフセットを有するマルチパスが最後に処理される。この処理順序は、各マルチパスが処理されるときに総パイロット干渉が導き出されて前記各マルチパスに関して利用可能になるようにする。

図６Ａにおいて、t_{frac, m} = 5の小数時間オフセットを有するｍ番目のマルチパスに関するｎ番目のシンボル時間に関して、リサンプラ５２２は、データサンプル５乃至５１６をサンプルバッファ４０８から受け取り、陰影の付いた四角形で表されるデータサンプル５、１３、２１、等を逆拡散器５２４に提供する。それに対応して、逆拡散器５２４は、同じ時間オフセットt_mに対応する位相を有する拡散シーケンスS_m ^*(k)を受け取り、デシメートされたデータサンプルを前記拡散シーケンスを用いて逆拡散する。次に、上述されるように、このセグメントに関する逆拡散されたサンプルに基づいてパイロット推定値P_m(k)が導き出される。

ｍ番目のマルチパスに起因する推定パイロット干渉を導き出すために、スプレッダ５３４は、次のセグメントに対応する拡散シーケンスS_m(k + N)を受け取り、チャネル化されたパイロットデータを拡散する。次に、乗算器５３６は、（拡散シーケンスS_m(k + N)によって拡散された）拡散パイロットデータに、現在のセグメントから導き出されたパイロット推定値P_m(k)を乗じて、次のセグメントに関する推定されたパイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)を提供する。推定されたパイロット干渉I_{pilot, m}(k + N)は、干渉サンプル５１７乃至１０２８を具備し、これらの干渉サンプルは、図６Ａにおいて示されるように、干渉累積器５３８内において同じインデックス５１７乃至１０２８のサンプルとともに累積される。このようにして、総パイロット干渉を導き出す際にｍ番目のマルチパスの小数時間オフセットに対処される。

ｎ番目のシンボル時間に関するｍ番目のマルチパスのデータ復調に関して、同じセグメントの干渉サンプル５乃至５１６が累積器５３８からリサンプラ５４０に提供される。次に、リサンプラ５４０は、リサンプラ５２２によって提供された同じインデックスのデータサンプルに対応する（同じく陰影付きの四角形によって示される）干渉サンプル５、１３、２０、等、及び５０９を加算器５４２に提供する。次に、上述されるように、パイロットが除去されたデータサンプルのデータ復調が行われる。各マルチパスは、同様の方法で処理することができる。しかしながら、各マルチパスは、異なる時間オフセットと関連づけることができるため、異なるデシメートされたデータ及び干渉サンプルに対応することができる。

図６Ｂは、３つのマルチパスに起因する推定パイロット干渉を導き出すために用いられる３つのデータサンプルセグメント、デシメートされたデータサンプル、及び３つの拡散シーケンスを示した図である。

他の復調器設計においては、十分な処理能力が提供されている場合は、パイロット干渉推定／除去及びデータ復調はリアルタイムで（例えばデータサンプルが受信されるのに応じて）行うことができる。例えば、受信信号内のＭのマルチパスを同時並行して処理するためにＭのフィンガープロセッサを割り当てることができる。各シンボル時間に関して、各フィンガープロセッサは、前記シンボル時間に関するパイロット推定値を導き出すことができ、前記パイロット推定値は、次のシンボル時間に関する、前記フィンガープロセッサの割り当てられたマルチパスに起因する推定パイロット干渉を導き出すために用いられる。次に、加算器は、（各々の時間オフセットを考慮して）Ｍのすべてのフィンガープロセッサからの推定されたパイロット干渉を合計し、次のシンボル時間に関する総パイロット干渉が干渉累積器に格納される。

これで、次のシンボル時間に関してデータサンプルが受け取られたときに総パイロット干渉をこれらのデータサンプルから減じることができ、同じパイロットが除去されたデータサンプルをデータ復調のためにＭのすべてのフィンガープロセッサに提供することができる。（これらのフィンガープロセッサは、パイロット推定値を導き出すために用いられる、パイロット除去が行われていない受信データサンプルも提供される）。このようにして、パイロットが除去されたデータサンプルに関するデータ復調をリアルタイムで行うことができ、サンプルバッファを省略することが可能である。（次のセグメントではなく）同じセグメントに関する推定パイロット干渉を導き出すためにパイロット推定値が用いられる方式の場合は、データサンプルは、総パイロット干渉が導き出される間一時的に（例えば、１つのシンボル時間だけ）格納することができる。

同じデータサンプルが複数回処理される復調器設計の場合は（例えば、幾つかのマルチパスを処理するために１つのフィンガープロセッサが割り当てられる場合は）、データサンプルが誤って失われることがないような方法で同じバッファを設計して動作させることができる。一実施形態においては、サンプルバッファは、格納されたデータサンプルをフィンガープロセッサに提供中に入ってきたデータサンプルを受け取るように設計される。この設計は、新しいデータサンプルがサンプルバッファの一部分に書き込まれる間にサンプルバッファの他の部分から格納されたデータサンプルを読み取ることができるような形でサンプルバッファを実装することによって達成させることができる。サンプルバッファは、ダブルバッファ又は多数のバッファ、マルチポートバッファ、循環バッファ、又はその他の何らかのバッファ設計として実装することができる。干渉累積器は、サンプルバッファ（例えば、循環バッファ）と同様の方法で実装することができる。

上記の復調器設計の場合において、依然として処理中であるサンプルのオーバーライトを回避するため、サンプルバッファの容量は、（時間とバッファ容量の間の関係がサンプル速度によって定義されている）Ｍのすべてのマルチパスに関する総パイロット干渉を導き出すために要求される時間の少なくとも２倍になるような容量を選択することができる。Ｍのマルチパスの各々に関して異なるデータサンプルセグメントを使用できる場合は、サンプルバッファの容量は、サンプルバッファに割り当てられた各受信信号に関して少なくとも（2・N・N_as）になるような容量を選択することができ、ここで、Ｎは、１つのマルチパスに関する推定パイロット干渉を導き出すために用いられるデータサンプルの継続時間であり、N_asは、データサンプルに関するオーバーサンプリング率（サンプル速度とチップ速度の比であると定義される）である。１つのシンボル時間（例えば、Ｎ＝６４のＰＮチップ）のセグメントが各マルチパスに関して処理される上例においては、２つのシンボル時間のバッファは、小数時間オフセットに関わらず、各マルチパスに関して１つのシンボル時間のセグメントのデータサンプルを提供することができる。オーバーサンプル速度がN_as = 8である場合は、バッファの最小サイズは、（2・N・N_as = 2・64・8 = 1024）データサンプルである。

同様に、干渉累積器の容量は、少なくとも（3・N・N_as）になるような容量を選択することができる。干渉累積器に関する余分のシンボル時間(すなわち、2・Nではなく3・N)は、次のセグメントに関する推定パイロット干渉が導き出されることに対応するものである。

上記のように、１つのデータサンプルセグメントから導き出された推定パイロット干渉は、その後のデータサンプルセグメントから除去することができる。移動局の場合は、通信リンク、従って様々なマルチパスのチャネル応答は絶えず変化している。このため、パイロット干渉が推定されるデータサンプルと前記推定されたパイロット干渉が除去されるデータサンプルとの間の遅延を低減させることが望ましい。この遅延は、２・Ｎのチップの大きさになる可能性がある
Ｎに関して十分に小さい値を選択することによって、各マルチパスのチャネル応答は、２・Ｎのチップ期間全体において相対的に一定の状態であると予想することができる。しかしながら、Ｎの値は、各マルチパスのチャネル応答の正確な推定値を処理できるような十分に大きな値を選択すべきである。

図７は、一実施形態により幾つかのマルチパスに関する総パイロット干渉を導き出すプロセス７００の流れ図である。プロセス７００は、図５に示されるフィンガープロセッサによって実装することができる。

最初に、ステップ７１２において、推定されたパイロット干渉を累積するために用いられる累積器がクリアされる。次に、ステップ７１４において、処理されていない干渉中のマルチパスが選択される。典型的には、パイロット干渉は、データ復調に関して割り当てられた各マルチパスに関して推定される。しかしながら、割り当てられていないマルチパスに起因するパイロット干渉も推定することができる。一般的には、あらゆる数の干渉中のマルチパスを処理することができ、これらのマルチパスは、総パイロット干渉を導き出すためにパイロット干渉が推定されて累積されるマルチパスである。

次に、ステップ７１６において、選択されたマルチパスを有する受信信号に関するデータサンプルが処理されて、選択されたマルチパスのチャネル応答の推定値が導き出される。前記チャネル応答は、上述されるように、選択されたマルチパス内のパイロットに基づいて推定することができる。ｃｄｍａ２０００に関しては、この処理は、（１）マルチパスに関する拡散シーケンスを用いて（すなわち、マルチパスの時間オフセットに対応する適切な位相を用いて）データサンプルを逆拡散することと、（２）逆拡散されたデータサンプルをチャネル化してパイロットシンボルを提供すること（例えば、逆拡散されたサンプルにパイロットチャネル化コードを乗じさらにチャネル化されたデータサンプルをパイロットチャネル化コード長全体にわたって累積すること）と、（３）これらのパイロットシンボルをフィルタリングして選択されたマルチパスのチャネル応答を示すパイロット推定値を導き出すこと、とを含む。その他の技術を用いたチャネル応答の推定も実装可能であり、この実装は本開示の適用範囲内である。

次に、ステップ７１８において、選択されたマルチパスに起因するパイロット干渉が推定される。このパイロット干渉は、処理されたパイロットデータを生成し、ステップ７１６において導き出された推定チャネル応答をこのデータに乗じることによって推定することができる。パイロットデータがすべてゼロのシーケンスであってパイロットチャネル化コードもすべてゼロである場合は、前記処理されたパイロットデータは、単に、選択されたマルチパスに関する拡散シーケンスである。一般的には、処理されたパイロットデータは、送信装置におけるすべての信号処理後でさらにフィルタリングと周波数アップコンバージョン前におけるパイロットデータ（例えば、ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクに関する図３の変調器２１６ａの出力部のデータ）である。

次に、ステップ７２０において、選択されたマルチパスに関する推定パイロット干渉が、前に処理されたマルチパスに関する推定パイロット干渉とともに干渉累積器内に累積される。上記のように、マルチパスのタイミング位相は、ステップ７１６、７１８、及び７２０を実行する際に観測される。

次に、ステップ７２２において、すべての干渉中のマルチパスが処理済みであるかどうかの決定が行われる。答えがいいえである場合は、プロセスはステップ７１４に戻り、他の干渉中のマルチパスが処理のために選択される。答えがはいである場合は、累積器の内容は、すべての処理されたマルチパスに起因する総パイロット干渉を表し、前記総パイロット干渉は、ステップ７２４において提供される。これでプロセスは終了する。

図７のパイロット干渉推定は、時分割多重方式で１つ以上のフィンガープロセッサを用いてすべてのマルチパスに関して行うことができる。代替として、複数のマルチパスに関するパイロット干渉推定を幾つかのフィンガープロセッサを用いて並行して行うことができる。この場合は、ハードウェアが十分な能力を有する場合は、パイロット干渉の推定及び除去は、データ復調とともにリアルタイムで（例えば、上述されるようにデータサンプルが受け取られるのに応じて最小限のバッファリングを行うか又はバッファリングを行わずに）行うことができる。

図８は、一実施形態により、パイロット干渉除去によって幾つかのマルチパスをデータ復調するプロセス８００の流れ図である。プロセス８００は、図５に示されるフィンガープロセッサによって実装することも可能である。

最初に、ステップ８１２において、対象となるすべてのマルチパスに起因する総パイロット干渉が導き出される。ステップ８１２は、図７に示されるプロセス７００を用いて実装することができる。次に、ステップ８１４において、特定のマルチパスがデータ復調のために選択される。一実施形態においては、上述されるように、最初にステップ８１６において、選択されたマルチパスから総パイロット干渉が除去される。この除去は、（累積器に格納されている）総パイロット干渉に関する干渉サンプルを、選択されたマルチパスを含む受信信号に関するデータサンプルから減じることによって達成することができる。

次に、パイロットが除去された信号に関するデータ復調が通常の方法で行われる。ｃｄｍａ２０００に関しては、このデータ復調は、（１）パイロットが除去されたデータサンプルを逆拡散することと、（２）逆拡散されたデータをチャネル化してデータシンボルを提供することと、（３）パイロット推定値を用いてこれらのデータシンボルを復調すること、とを含む。次に、選択されたマルチパスに関する復調シンボル（すなわち、復調されたデータ）が、同じ送信装置（例えば、端末）に関するその他のマルチパスに関する復調シンボルと結合される。（例えば受信ダイバーシティが採用されている場合は）複数の受信信号内のマルチパスに関する復調シンボルを結合させることも可能である。このシンボル結合は、図４に示されるシンボルコンバイナによって達成させることができる。

次に、ステップ８２２において、すべての割り当てられたマルチパスが復調されているかどうかの決定が行われる。答えがいいえである場合は、プロセスはステップ８１４に戻り、他のマルチパスがデータ復調のために選択される。答えがはいである場合は、プロセスは終了する。

上記のように、１つの所定の送信装置のすべての割り当てられたマルチパスに関するデータ復調を、時分割多重方式で１つ以上のフィンガープロセッサを用いて行うことができる。代替として、すべての割り当てられたマルチパスに関するデータ復調を、幾つかのフィンガープロセッサを用いて並行して行うことが可能である。

再度図４及び５において、探索器４１２は、（バッファ４０８からの生の受信データサンプルの代わりに）パイロットが除去されたデータサンプルに基づいて新たなマルチパスを探索するように設計して動作させることができる。この設計及び動作方法は、上述されるように幾つかの又はすべての既知のマルチパスからのパイロット干渉が除去されているため向上した探索性能を提供することができる。

レークレシーバ及びフィンガープロセッサに関する他の実施形態
図９は、サンプルバッファ９０８、及び上述される図４のレーク受信機２５４ａと幾つかの点で類似することができるレーク受信機内のフィンガープロセッサ９００の他の実施形態を示したブロック図である。レーク受信機は、幾つかのマルチパスを処理するための多数の個々のフィンガープロセッサ９００、例えば２５６又は５１２のフィンガープロセッサ９００を含むことができる。代替として、レーク受信機は、幾つかのフィンガープロセッサ９００の機能をシミュレーションして幾つかのマルチパスを時分割方式で処理する単一の高速プロセッサを含むことができる。サンプルバッファ９０８の一実施形態は、データサンプルセグメントをチップ速度×２（「チップ×２」）のサンプル速度で格納する循環ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であることができる。チップ速度は、1/T_Cに等しく、ここでT_Cはチップ継続時間である。例えば、チップ速度は、１．２ＭＨｚであることができる。その他のチップ速度も使用可能である。

フィンガープロセッサ９００は、ＣＤＭＡ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯシステム又はその他のシステムに関して使用することができる。フィンガープロセッサ９００は、チャネル推定器９０２と、データ復調装置９０４と、パイロット干渉推定器９０６と、を含む。チャネル推定器９０２は、逆拡散器９１０と、パイロットデチャネライザ９１２と、パイロットフィルタ９１４と、を含む。データ復調装置９０４は、逆拡散器９１８と、データデチャネライザ９２０と、データ復調器９２２と、を含む。パイロット干渉推定器９０６は、除去率計算装置９２４と、乗算器９２６及び９３２と、再構築フィルタテーブル９３８と、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０と、パイロット干渉累積ブロック９２８と、パイロットチャネライザ９３４と、スプレッダ９３６と、を含む。

図９のチャネル推定器９０２は、後述される幾つかの例外を除き、図５を参照しつつ上述されるパイロット推定器５２０と同様に動作することができる。同様に、図９のデータ復調装置９０４は、後述される幾つかの例外を除き、図５を参照しつつ上述されるデータ復調装置５５０と同様に動作することができる。

逆拡散器９１０、９１８は、複素共役拡散シーケンスp_m ^*、例えば、図５を用いてS_m ^*(k)として上述されているＰＮシーケンスを拡散シーケンス生成器４１４（図４）から受け取る。一実施形態においては、逆拡散器９１０、９１８は、最初に、マルチパスの時間オフセットt_mから始めて、サンプルバッファ９０８からのセグメントのデータサンプルに拡散シーケンスp_m ^*を乗じて（逆拡散して）、逆拡散されたデータサンプルを再サンプリングする。他の実施形態においては、逆拡散器９１０、９１８は、最初に、マルチパスの時間オフセットt_mから始めて、サンプルバッファ９０８からのセグメントのデータサンプルを再サンプリングし、再サンプリングされたデータサンプルに拡散シーケンスp_m ^*を乗じる。

図９の逆拡散器９１０、９１８は、希望される速度を達成させるためにサンプルバッファ９０８からのデータサンプルを再サンプリング、アップサンプリング、合計、デシメート又は内挿するリサンプラ又は内挿器を含むことができる。再サンプリングの型は、サンプルバッファ９０８に格納された受信信号サンプルの速度に依存する。例えば、逆拡散器９１０は、サンプルバッファ９０８からのサンプルをチップ×２の速度でフィンガー時間オフセットの最大分解能、例えばチップ×８までアップサンプリングすることができる。逆拡散器９１０は、パイロットデチャネライザ９１２への出力のためにチップ×８サンプルをチップ×１にデシメートすることができる。

一般的には、チップ×１、チップ×２、チップ×４、及びチップ×８、等の異なる速度を、フィンガープロセッサ９００の異なるコンポーネントによって使用することができる。チップ×８、等のより高い速度は、サンプルの性能及び精度を向上させることができる。チップ×２、等のより低い速度は精度がより低いが、計算の複雑さを軽減して処理時間を短縮することによって効率を向上させることができる。

パイロットデチャネライザ９１２は、（ａ）逆拡散器９１０からの逆拡散されたデータサンプルとパイロットチャネル化コードC_{pilot, m}を受け取り、（ｂ）デチャネル化されたパイロットシンボルを出力する。同様に、データデチャネライザ９２０は、（ａ）加算器からの逆拡散されたデータサンプルとパイロットチャネル化コードC_{data, m}を受け取り、（ｂ）デチャネル化されたデータシンボルを出力する。

パイロットフィルタ
パイロットフィルタ９１４は、h_m/N_t及び|h_m|²/N_t、等の様々な形でパイロットフィルタ９１４から出力することができる少なくとも２つの値h_m及びN_tを導き出す。h_mは、フィンガープロセッサ９００に割り当てられた特定のマルチパスのチャネル推定値である。チャネル推定値h_mは、チャネル係数（振幅、位相、及び遅延又は時間オフセット）に対応することができる。パイロットフィルタ９１４は、チャネル推定値h_mを導き出すために１つ以上のセグメント、例えば、現在のセグメント“ｎ”及び／又は過去又は将来のセグメントを使用することができる。一例においては、パイロットフィルタ９１４は、チャネル推定値を導き出すために４乃至６つのセグメントを使用する。代替として、パイロットフィルタ９１４は、将来のチャネル推定値、すなわちチャネル推定値の予測を提供するために１つ以上のセグメントを使用することができる。チャネル推定値h_mは、後述されるように、パイロット再構築のためにパイロット干渉推定器９０６によって使用される。パイロットフィルタ９１４によって乗算器９２６に出力されるチャネル推定値h_mは、Ｉ成分とＱ成分を有する複素値であることができる。

N_tは、雑音の分散とこのフィンガープロセッサ９００によって観測される干渉項である。チャネル推定値h_mの分散が高い場合は、チャネルは雑音が多い。h_m/Ntは、データを復調するためにデータ復調器９２２によって用いられる。|h_m|²/N_tは、除去率計算装置９２４によって用いられる。パイロットフィルタ９１４は、位相回転器又は位相補正器を含むことができる。

除去率計算
複数のフィンガープロセッサ９００による干渉除去は、受信機が完璧なチャネル状態情報を有する場合は複数のアクセスチャネルの能力を向上させることができる。実際には、各ユーザーのチャネルは時間とともに変化し、信頼できるチャネル状態情報を推定するのは難題であると思われる。各ユーザーのパイロットは、現実的な又は信頼できるパイロットに基づくチャネル推定値を用いて受信信号から除去すべきである。信頼できないチャネル推定値の使用は、データサンプルの過剰除去に結び付く可能性がある。除去率計算装置９２４は、チャネル推定器９０２が信頼できない雑音の多いパイロットに基づくチャネル推定値を検出した場合に除去を低減又は防止する。従って、除去率計算装置９２４は、パイロット干渉除去後の残留エネルギー（雑音）を最小にする。

例えば、３つのフィンガープロセッサ９００は、同じ受信信号を異なるオフセットで処理し、異なるＳＮＲ又はチャネル推定値を検出することができる。１つのフィンガープロセッサが特に雑音が多いチャネルを検出した場合は、前記フィンガープロセッサがパイロット干渉除去のために再構築したパイロットの貢献度を引き下げる（度合いを低くする）ことが望ましい。

N_t（雑音の分散とこのフィンガープロセッサ９００によって観測される干渉項）が高く、パイロット信号強度|h_m|²が低い場合は、チャネル推定値h_mは信頼できない可能性がある。除去率計算装置９２４は、0、.1、.2、.5、等の低い除去率を選択することができる。この選択は、パイロットサンプルを再構築するためにフィンガープロセッサ９００によって用いられる雑音の多いチャネル推定値の振幅を小さくする。

N_tが低く、パイロット信号強度|h_m|²が高い場合は、チャネル推定値h_mは信頼できる可能性が高く、除去率計算装置９２４は、.8、.9、1.0、等の高い除去率α_mを選択することができる。N_tが高く、信号強度|h_m|²も高い場合は、チャネル推定値h_mは信頼度が多少高く、除去率計算装置９２４は、.5、.6、.7、.8、等の中程度の除去率α_mを選択することができる。除去率α_mの値は、パイロット復調の実装方法及びチャネル推定値の導出方法に依存する。幾つかの事例においては、除去率α_mは、１よりも大きい値を選択することができる。例えば、チャネルの位相がパイロット復調中に不適切に整合されてエネルギーを除去させる可能性がある。このチャネルは、推定が不十分な信号振幅又はバイアスされたチャネル推定値を有する。従って、１よりも大きい除去率α_mを選択して用いることは、チャネル推定値をある程度追加補正することになる。以下の方程式は、ガウス雑音を有する１つのセグメント全体において一定であるチャネルに関して最適であると思われる。

一実施形態においては、除去率計算装置９２４は、パイロットフィルタ９１４からの|h_m|²/N_tを用いて以下の方程式から除去率α_mを計算する。

α_m = [(|h_m|²/N_t )N] / [1 + ([(|h_m|²/N_t )N]
ここで、|h_m|²/N_tは、E_cp/N_tに比例させることができ、E_cpは、チャネル推定器９０２によって推定されるチップ当たりのエネルギーであり、Ntは、雑音であり（E_cp/N_tは信号・雑音比を表す）、Ｎは、チャネル推定値の平均化長さである。Ｎは、h_m及びN_tを推定するために用いられるサンプル数である。Ｎは、５１２、１０２４又は２０４８チップ、等のセグメント長であることができる。

他の実施形態においては、除去率計算装置９２４は、パイロットフィルタ９１４からの|h_m|²/N_tを使用し、最適な除去率α_mをルックアップテーブル（ＬＵＴ）から選択する。前記ルックアップテーブルは、予め決められた|h_m|²/N_tの値又は範囲、及び対応する予め決められたα_mを含む。

図１０は、|h_m|²/N_t及び予め決められた除去率α_mに関するルックアップテーブル例を示した図である。前記テーブルは、X = (2048)( |h_m|²/N_t)を使用し、ここで、Ｘは、飽和状態であり、4に丸められて左カラムにおいて０乃至１５の数が提供される。右カラムは、次式から導き出される予め決められた除去率α_mを含む。

α_m = N[(|h_m|²/N_t )] / [1 + (N)|h_m|²/N_t]
テーブルの大きさは、除去率を計算するためにその他の方程式が用いられるか又は|h_m|²/N_tよりも多くの情報が用いられる場合は変化可能である。

第１の乗算器９２６は、除去率計算装置９２４からの計算された又は選択された除去率α_mをチャネル推定値h_mに乗じて、すなわちスケーリングして、１つのセグメント当たりの加重チャネル係数を提供する。

パイロット再構築フィルタリング
マルチパス受信信号の時間遅延又は時間オフセットt_mが、チップ継続時間T_Cの整数倍数とチップ継続時間T_Cの小数の和である、すなわち、１チップ継続時間T_Cよりも短い場合は、チップ間干渉（ＩＣＩ）が発生する可能性がある。フィンガープロセッサ９００は、送信機２１８（図３）によるパルス形成に対応するために再構築フィルタリングを行う。図１４は、図３の送信フィルタ３５２ａ、３５２ｂからの時間領域における推定された（予め計算された）送信パルスφ_TX(t)及び（上述される）受信機２５２の受信フィルタ関数φ_RX(t)の畳み込みであるφ(t) 1400の例を示した図である。具体的には、図９の再構築フィルタテーブル９３８、第２の乗算器９３２及びパイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、推定送信パルスの中央ローブ、例えば１４０２（すなわち、中央タップ又はピーク値）だけではなく、前記推定送信パルスの複数のローブ、例えば１４０２、１４０４Ａ、１４０４Ｂ、１４０６Ａ、１４０６Ｂ（すなわち、複数のタップ）に対応するものである。フィンガープロセッサ９００によって行われるフィルタリングは、より信頼できる再構築されたパイロットサンプルを提供する。再構築されたパイロット信号は、送信パルスの形状及び受信フィルタ及び再構築フィルタリングを考慮しない場合は、受信サンプルに対するパイロットの貢献度を正確に反映していない可能性がある。

一実施形態においては、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、例えばチップ×８からチップ×２へのデシメーションとフィルタリングを単一プロセスにおいて結合したポリフェーズ有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を含む。ポリフェーズフィルタは、位相を与えることができ、前記与えられた位相に従ってフィルタ関数をデシメートしてフィルタリングを行う。例えば、ポリフェーズフィルタは、８つの異なる可能な位相を用いて８によってデシメートされた上記の畳み込みを使用することができる。

フィルタテーブル９３８に入力された時間オフセットt_mは、８つの異なる可能な位相の１つに対応するフィルタ係数を選択する。乗算器９３２は、（選択された位相に従った）フィルタ係数にチャネル推定値と除去率を乗じる。再構築フィルタリングブロック９３０は、フィルタ係数、チャネル推定値及び除去率を用いて、スプレッダ９３６からの拡散パイロット信号をチップ×８でフィルタリングする（畳み込みを行う）。前記畳み込みが６４サンプル（８つのサンプルから成る８つのグループ）を有する場合は、８のデシメーション後における再構築フィルタリングブロック９３０は８タップフィルタであり、８つのサンプルしかフィルタリングしない。この実施形態は、パイロット干渉推定器９０６の複雑さを低減させる。

再構築フィルタテーブル９３８は、（図３の送信フィルタ３５２ａ、３５２ｂからの）推定送信パルスφ_TX(t)及び図２の受信機２５２内の受信フィルタφ_RX(t)（例えば低域通過フィルタ）の畳み込みφ(t)を表す一組の予め計算されたフィルタ係数を格納する。端末１０６の送信フィルタ３５２ａ、３５２ｂによって用いられる送信パルスφ_TX(t)は、基地局１０４のフィンガープロセッサ９００によって知ること又は推定することができる。送信パルスφ_TX(t)は、携帯電話メーカーによって又はＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００、等の基準によって定義することができる。受信フィルタ関数φ_RX(t)は、図３の送信フィルタ３５２とマッチングされたフィルタ（ＭＦ）であるのが理想的であるが、実際の受信フィルタは、送信フィルタ３５２と正確にマッチングさせることができない。受信フィルタ関数φ_RX(t)は、基地局受信機を製造時に設定することができる。

一構成においては、畳み込みは、フィンガープロセッサ９００において最高のサンプル速度（フィンガー時間オフセットの最大分解能）、例えばチップ×８でサンプリングされ、このため、フィルタテーブル９３８は、複数のフィルタテーブル、例えば８つのフィルタテーブルを含み、ｉ番目のフィルタテーブルは、時間オフセットｉにおける原チップ×８自動相関関数φのチップレベルのサンプルに対応する。ここで、ｉ＝０、１、２，．．．７。各フィルタテーブルは、２Ｍ＋１のタップエントリを有することができ、各エントリは、１６ビットを有することができる。一実施形態においては、Ｍは、性能損失を低減させるために２以上の値が選択される（Ｍ＝２の場合は、２Ｍ＋１＝５）。フィルタテーブルは、チップ×１の５乃至１３のチップ時間スパン（ここで、Ｍ＝２乃至６で、２Ｍ＋１＝５乃至１３）、又は３３乃至９７のチップ×８の時間スパン（ここで、Ｍ＝２乃至６、２Ｍ（８）＋１＝３３乃至９７）に対応することができる。一実施形態においては、同じフィルタテーブル９３８を複数のフィンガープロセッサ９００によって使用することができる。

一実施形態においては、各フィンガープロセッサ９００の第２の乗算器９３２は、チップ×２のパイロットサンプルの再構築のために（フィンガープロセッサ９００に割り当てられた）t_mに関する適切な時間オフセットでこれらの２つのフィルタテーブルにアクセスすることができ、偶数のサンプルに関するテーブルが１つ、奇数のサンプルに関するテーブルが１つである。第２の乗算器９３２は、第１の乗算器９２６からのスケーリングされたセグメント当たりチャネル推定値h_m係数に、２つの選択されたフィルタテーブルの各フィルタタップ（予め計算されたフィルタ係数）を乗じる。第２の乗算器９３２は、セグメント当たりのフィルタタップ係数を（例えば、チップ×２で）パイロット再構築フィルタリングブロック９３０に出力する。

一実施形態においては、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０の出力がチップ×２でサンプルを提供する場合は、パイロット干渉推定器９０６において別個のリサンプラを必要としない。再構築フィルタリングブロック９３０は、チップ速度をサンプル速度に変更することができる。

図９のパイロットチャネライザ９３４及びスプレッダ９３６は、図５のパイロットチャネライザ５３２及びスプレッダ５３４と同様に動作することができる。ただし、図９のスプレッダ９３６は、現在のセグメント“ｎ”の拡散シーケンスp_mを受け取る。対照的に、図５のスプレッダ５３４は、図５及び６Ａを用いて上述されているように、次のセグメントに関する拡散シーケンスS_m(k + N)を受け取る。図９のスプレッダ９３６は、現在のセグメント“ｎ”の拡散シーケンスp_mを受け取り、次のセグメント“ｎ＋１”ではなく現在のセグメント“ｎ”に関する拡散されたパイロット信号（例えば、複素ＰＮシーケンスチップ）を提供する。従って、図９のフィンガープロセッサ９００は、現在のセグメント“ｎ”のパイロット干渉を再構築する。現在のセグメント“ｎ”に関する複数のフィンガープロセッサからのパイロット干渉を再構築して累積することと、その後に現在のセグメント“ｎ”の累積された再構築パイロット干渉を現在のセグメント“ｎ”のデータサンプルから減じることとの間には短い遅延が存在する可能性がある。しかしながら、この手法（現在のセグメント“ｎ”の累積された再構築パイロット干渉を現在のセグメント“ｎ”のデータサンプルから除去する）は、特に時間とともに大きく変化するチャネルに関して、より信頼できる／正確なパイロット干渉除去を提供することができる。

パイロットチャネライザ９３４は、Ｉ成分及びＱ成分を有する複素チャネル化コードを受け取ることができる。スプレッダ９３６は、+/−1又は+/−iの４つの可能な値を有する複素ＰＮシーケンスを受け取ることができる。パイロットチャネライザ９３４及びスプレッダ９３６は、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０によるフィルタリングを援助するために、現在のセグメント“ｎ”の各側において余分のチップを生成することができる。

パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、実際のフィルタリングを行う。すなわち、スプレッダ９３６からの拡散されたパイロット信号（例えば、ＰＮシーケンス）と、フィルタテーブル係数φ(t)、除去率及びチャネル推定値の積の畳み込みを行う。例えば、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、チップ×１において２つの５タップフィルタ、９タップフィルタ又は１３タップフィルタを含むことができる。各フィルタに関して２Ｍ＋１のタップが存在することができる。パイロット再構築フィルタリングブロック９３０によって提供されるフィルタリングは、ＩＣＩ（チップ間干渉）の影響を軽減させることができる。

パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、１セグメントのユーザー時間整合パイロット信号をチップ×２の分解能で再構築し、チップ×２のパイロットサンプルを提供することができる。他の実施形態においては、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、チップ×８でオーバーサンプリングされたＰＮシーケンスをフィルタリングし、（パイロット再構築フィルタリングブロック９３０とバッファ９２８の間の）リサンプラは、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０からのチップ×８のサンプルを、（時間オフセットt_mに依存して）０乃至７の所定の位相、すなわち開始サンプルを用いてチップ×２にデシメートする。次に、これらのサンプルは、バッファ９２８内に格納される。

パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、フィンガープロセッサ９００に割り当てられたマルチパスの推定パイロットサンプルを具備する再構築されたパイロット干渉信号p~^(n)を出力する。パイロット再構築フィルタリングブロック９３０は、特に逆拡散器９１０が周波数オフセットに関する補正を行う位相回転器を含む場合は、位相デローテータ又は位相補正器を含むことができる。

パイロット干渉累積バッファ
パイロット干渉累積バッファ９２８は、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０からの再構築されたパイロットを適切な時間オフセットで格納及び累積する。一例として、パイロット干渉累積バッファ９２８は、循環ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であることができる。一構成においては、複数のフィンガープロセッサ９００の複数のパイロット再構築フィルタリングブロック９３０からの異なる時間オフセットを有する再構築パイロットサンプルを格納及び累積する単一の干渉累積バッファ９２８が存在することができる。単一の干渉累積バッファは、複数のフィンガープロセッサ内に複数の干渉累積バッファを有する実施形態よりも少ないメモリ空間及びその他の資源を使用することができる。

パイロット干渉累積バッファ９２８は、サンプルバッファ９０８と同じ分解能を有することができる。例えば、パイロット干渉累積バッファ９２８は、チップ×２の分解能であること、すなわち２×チップ速度の速度で動作することができる。各セグメントが５１２チップの長さを有する場合は、パイロット干渉累積バッファ９２８は、パイロット再構築フィルタリングブロック９３０から生成される少なくとも２つのセグメント、すなわち、５１２チップ／セグメント×２つのサンプル／チップ＝１０２４パイロットサンプルを格納することができる。少なくとも２つのセグメントの長さであるため、パイロット干渉累積バッファ９２８は、前のパイロットサンプルと重複するパイロットサンプルを格納することができる。パイロット干渉累積バッファ９２８は、その他のサイズとともに実装することが可能である。パイロット干渉累積バッファ９２８は、３／２又は４／３×チップ速度、等のその他のサンプル速度を使用することが可能である。

フィンガープロセッサ９００がパイロットの再構築を終了後においては、干渉累積バッファ９２８には総パイロット干渉推定値が入っている。次に、各フィンガープロセッサ９００内の加算器９１６は、（干渉累積バッファ９２８からの）サンプルに関する干渉累積バッファの内容を（サンプルバッファ９０８からの）受信信号から減じて、パイロットが除去されたデータサンプルをデータ復調装置９０４に提供する。

単一の干渉累積バッファを使用する複雑さを低減させることは、再構築されたパイロットをマルチパス（ユーザー）到着時間とは無関係にすることによって達成させることができる。例えば、再構築されたパイロットは、チップ×２の速度で生成してシステム時間と整合させることができる。従って、再構築されたパイロットは、マルチパス（ユーザー）到着時間と無関係にすることができる。干渉累積バッファ９２８によって提供される再構築パイロットは、例えばバースト減算を通じて、フィンガー又はユーザー時間を考慮せずに、すなわち再サンプリングなしで、システム時間に従ってサンプルバッファ９０８によって提供された受信信号から直接減じることができる。この減算は、リサンプラ、例えば図５のフィンガープロセッサ４１０内のリサンプラ５４０を不要にする。

時間スナップショット
図１１は、異なるマルチパス時間オフセットt₁及びt₂を有する２つのフィンガープロセッサ９００（図９）に関する時間スナップショット例を示した図である。第２のフィンガープロセッサは、第１のフィンガープロセッサよりも短い時間オフセットを有する。線１１１２及び１１１４によって示されるように、２つのフィンガープロセッサは、１つのシーケンスのセグメント“ｎ−１”、“ｎ−２”、及び“ｎ−３”に関するパイロット復調、パイロット再構築及びデータ復調を行い、その一方で、受信機２５２（図４）は、受信機（Ｒｘ）書き込みポインタを用いて次のセグメント“ｎ＋１”をサンプルバッファ９０８（図９）内に書き込む。図１１の最も下方の線１１６は、セグメント“ｎ−５” 、“ｎ−４”、“ｎ−３”、“ｎ−２”、“ｎ−１”、“ｎ”、“ｎ＋１”、等のリアルタイムのタイムラインを表す。セグメント“ｎ”は、現在のセグメントを表す。セグメント“ｎ−１”は、前セグメントを表す。セグメント“ｎ＋１”は、次のセグメントを表す。各「セグメント」は、例えば５１２チップの時間間隔を有することができる。各「チップ」は、例えば１００のプロセッサクロックサイクルに対応することができる。

受信機２５２（図４）がサンプルバッファ９０８内への次のセグメント“ｎ＋１”の書き込みを開始すると、１つ以上の以前のセグメント、例えば“ｎ−１”及び“ｎ”が（前の書き込み動作によって）サンプルバッファ９０８内に格納され、２つのフィンガープロセッサによる処理のために利用可能になる。各フィンガープロセッサの時間遅延オフセットtは、図１１に示されるように、セグメント“ｎ−１”のパイロット復調のために開始データサンプルと終了データサンプルを右にシフトさせる。従って、セグメント“ｎ＋１”がサンプルバッファ９０８内に書き込まれるのに応じて、第１及び第２の両方のフィンガープロセッサが、セグメント“ｎ−１”からの幾つかのデータサンプル及びセグメント“ｎ”からの幾つかのデータサンプルを用いてセグメント“ｎ−１”に関するパイロットを復調する。この実施形態においては、第１及び第２の両方のフィンガープロセッサは（これらのフィンガープロセッサの時間オフセットt₁及びt₂に起因して）セグメント“ｎ”及びセグメント“ｎ＋１”からのデータサンプルが必要になり、さらにセグメント“ｎ＋１”はまだサンプルバッファ９０８内に書き込まれていないため、これらの第１及び第２のフィンガープロセッサは、セグメント“ｎ＋１”がサンプルバッファ９０８に書き込まれている間はセグメント“ｎ”に関するパイロットを復調することができない。

図１１は、図５を用いて上述されている次のセグメント“ｎ＋１”に関する推定パイロット干渉とは対照的に、現在のセグメント“ｎ”に関してパイロットが再構築されて除去されることに起因する短いデータ復調遅延を示した図である。しかしながら、図１１のタイムラインを使用するフィンガープロセッサは、より正確なチャネル推定値及びより良いパイロット干渉除去（ＰＩＣ）利得を達成させることができる。

図１２Ａは、図９乃至１１を用いて上述されている、複数のマルチパスに関するパイロット干渉を導き出して累積するプロセスを要約した流れ図である。ブロック１２００において、複数のフィンガープロセッサ９００は、チャネル信号強度推定値及び雑音推定値を導き出す。ブロック１２０２において、フィンガープロセッサ９００は、（ａ）チャネル信号強度推定値及び雑音推定値に基づいて除去率を選択し、（ｂ）選択された除去率をチャネル推定値に乗じる。ブロック１２０４において、フィンガープロセッサ９００は、チャネル推定値と選択された除去率の積に、再構築フィルタテーブル９３０からのφを乗じる。ブロック１２０６において、フィンガープロセッサ９００は、再構築フィルタリングを行ってパイロットサンプルを生成する。ブロック１２０８において、単一の累積バッファ９２８は、複数のフィンガープロセッサ９００からの再構築されたパイロットサンプルを例えばチップ×８又はチップ×２で格納する。ブロック１２１０において、累積された再構築パイロットサンプルが複数のフィンガープロセッサに関するデータサンプルから減じられてデータ復調が行われる。

図１２Ｂは、幾つかのマルチパスに関する累積されたパイロット干渉を導き出すプロセスの他の実施形態の流れ図であり、フィルタリング及びパイロット干渉累積の順序が図１２Ａにおける順序と変えられている。ブロック１２５０において、複数のフィンガープロセッサ９００は、チャネル信号強度推定値及び雑音推定値を導き出す。ブロック１２５２において、フィンガープロセッサ９００は、（ａ）チャネル信号強度推定値及び雑音推定値に基づいて除去率を選択し、（ｂ）選択された除去率をチャネル推定値に乗じる。ブロック１２５４において、フィンガープロセッサ９００は、チャネル推定値と選択された除去率の積を用いてパイロットサンプルを再構築する。ブロック１２５６において、単一の累積バッファ９２８は、複数のフィンガープロセッサ９００からの再構築されたパイロットサンプルを例えばチップ×８又はチップ×２で格納する。ブロック１２５８において、単一の再構築フィルタリングブロックは、累積バッファ９２８からのパイロットサンプルをφによってフィルタリングする。ブロック１２６０において、累積された再構築パイロットサンプルが複数のフィンガープロセッサに関するデータサンプルから減じられてデータ復調が行われる。

図１２Ｂにおいて、フィルタリングは、複数のフィンガープロセッサ９００からの再構築されたパイロット干渉サンプルを累積後で、データサンプルからパイロット干渉を減じる前に行われる。各フィンガープロセッサ９００は、フィルタリングを行う必要がない。このことは、各フィンガープロセッサ９００の複雑さを低減させることができる。

方程式
受信された逆方向リンク（ＲＬ）信号の実際の総パイロット干渉信号

（複素値）は、次式のように表すことができる。

ここで、
nは、受信信号の１つのセグメントを表す（例えば、ｎは、チップ速度×２に等しいサンプル速度を有することができる）。

Ｋは、受信信号のセグメントｎに貢献しているユーザー又は端末の総数である。

Ｌは、受信信号のセグメントｎに貢献しているマルチパスの総数である。

ｉは、時間インデックスを意味する。

h^~ _l ^k(i)は、ｋ番目のユーザーのｌ番目の経路の推定複素チャネル係数である。

c^~k (i)は、ｋ番目のユーザーの複素ＰＮシーケンスｐとパイロットチャネル化コードC_pilotの積に等しい。パイロットチャネル化コードC_pilotは、ＣＤＭＡ２０００等の幾つかのＣＤＭＡシステムにおいては一組の連続する１であるため、c^~k(i)は、ｋ番目のユーザーの複素ＰＮシーケンスｐに等しい。

φは、（図３のフィルタ３５２ａ、３５２ｂからの）送信パルスφ_TXと（図２の受信機２５２内の）受信機フィルタφ_RX、例えば低域通過フィルタの畳み込みである。上記のように、この畳み込みは、一実施形態においてはチップ×８の分解能であることができる。

T_sは、サンプリング期間である。

Nは、チップ当たりのサンプル数である。

τ_l ^kは、ｋ番目のユーザーのｌ番目の経路の経路遅延である。

複数のＭのフィンガープロセッサ９００を有するレーク受信機（図９）は、次式のように表される総再構築パイロット干渉信号（パイロット干渉「レプリカ」又は「推定値」とも呼ばれる）を導き出すことができる。

ここで、
Ｍは、マルチパスを処理するフィンガープロセッサの総数である。

h^{^~m}(i)は、ｍ番目のフィンガープロセッサの推定複素チャネル係数である。

c^~m(i)は、ｍ番目のフィンガープロセッサによって用いられる複素ＰＮシーケンスである。

τ^{^m}は、ｍ番目のフィンガーの推定経路遅延である。

総再構築パイロット干渉信号p^{^~}(n)は、各フィンガープロセッサ９００によって導き出された個々の再構築されたパイロット干渉信号p^{^~m}(n)の和として表すことができる。

フィンガープロセッサ９００によって導き出された各々の再構築されたパイロット干渉信号は、次式のように表すことができる。

推定複素チャネル係数h^{^~m}は１つのセグメント全体にわたって一定であると仮定した場合は、上式は次のように書き換えることができる。

ここで、Φ^~m(n)は、ｍ番目のフィンガーの複素再構築ＭＦ（マッチングされたフィルタ）サンプルである。推定複素チャネル係数h^{^~m}は、図９の乗算器９２６によって提供することができ、Φ^~m(n)は、図９のフィルタテーブル９３８、乗算器９３２、パイロットチャネライザ９３４、スプレッダ９３６及びパイロット再構築フィルタリングブロック９３０によって提供することができる。

図９に示されるプロセスの順序は、その他の実施形態においては変わることができる。図９に示されるプロセスの１つの変形は、φ(t)のパルス形及びＩとＱのＰＮシーケンスｐを処理してＩ及びＱの再構築サンプルΦ^~m(n)を生成することができる。次に、Ｉの再構築サンプルΦ^~m(n)に複素チャネル推定値h^{^~m}のＩ成分とＱ成分が乗じられる。同様に、Ｑの再構築サンプルΦ^~m(n)に複素チャネル推定値h^{^~m}のＩ成分とＱ成分が乗じられる。次に、Ｉ及びＱのh^{^~m}Φ^~m(n)サンプルに関してオプションの位相回転を行うことができる。次に、Ｉ及びＱのh^{^~m}Φ^~m(n)サンプルに選択された除去率α_mを乗じて累積バッファ９２８内に累積することができる。従って、除去率α_mは、フィルタリング前（図９）ではなく（フィルタリングブロック９３０の出力における）フィルタリング後に実装することができる。

複数のアンテナ
図１３Ａは、複数のアンテナ２５０Ａ乃至２５０Ｌ、例えば１２本のアンテナを有する受信機２５２（図２）、及び複数の干渉累積バッファ９２８Ａ乃至９２８Ｌ、例えば１２の干渉累積バッファを有する復調器２５４（図９）のブロック図である。各干渉累積バッファ９２８は、異なるアンテナ２５０に関する再構築パイロットを格納する。

図１３Ｂは、複数のアンテナ２５０Ａ乃至２５０Ｌ、例えば１２本のアンテナを有する受信機２５２（図２）、及びアンテナ２５０Ａ乃至２５０Ｌの一部又は全部に関する再構築パイロットを格納する単一の干渉累積バッファ９２８を有する復調器２５４のブロック図である。この実施形態においては、フィンガープロセッサ９００は、１本のアンテナ２５０に関するすべてのパイロット干渉を再構築し、前記パイロット干渉を干渉累積バッファ９２８に格納する。次に、フィンガープロセッサ９００は、ＰＮシーケンスをシフトすることによって（そしておそらく何らかの追加処理を行うことによって）他のアンテナに関する全パイロットを再構築し、パイロット干渉を干渉累積バッファ９２８に格納する。フィンガープロセッサ９００は、アンテナ２５０の一部又は全部からの全パイロットが再構築されて干渉累積バッファ９２８に格納されるまで継続する。再構築されたパイロットは、システム時間で整合されて単一の干渉累積バッファ９２８に格納される。この実施形態は、単一の干渉累積バッファ９２８を用いることによって、要求されるメモリを６乃至１２倍小さくすることができる。

本明細書において説明されるパイロット干渉除去技術は、著しい性能の向上を提供することができる。上記のように、各端末によって逆方向リンクで送信されたパイロットは、バックグラウンド雑音Noと同じような形で総チャネル干渉Loに貢献する。全端末から送信されたパイロットは、すべての端末及び基地局によって観測される総干渉レベルの大きな割合を占める可能性がある。その結果、個々の端末に関する信号対総雑音+干渉比（ＳＮＲ）が小さくなる。実際には、１００％に近い能力で動作している（逆方向リンクのパイロットをサポートする）ｃｄｍａ２０００システムにおいては、基地局において観測される干渉のほぼ１／２は送信中の端末からのパイロットに起因すると推定される。多端末及び多経路のパイロット干渉の除去又は低減は、個々の端末のＳＮＲを向上させ、各端末がより低い電力レベルで送信しかつ希望される復号性能を達成するのを可能にする。従って、パイロット干渉除去（ＰＩＣ）は、逆方向リンク容量を増大させ、既存の端末からのデータ速度をより高速にすること、すなわちデータ速度を３０乃至３５％上昇させることを可能にするか又はより多くの端末又はユーザー、例えば１０乃至１５％多いユーザーを無線通信システム、例えば基地局サービスエリアに追加するのを可能にする。

本明細書において説明されるパイロット干渉の推定及び除去に関する技術は、パイロットをデータとともに送信する様々な無線通信システムにおいて使用することができる。例えば、これらの技術は、様々なＣＤＭＡシステム（ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ ２０００ １ｘＥＶ−ＤＶ、ＣＤＭＡ ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ、ＷＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ、ＴＳ−ＣＤＭＡ、等）、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）システム（ＡＮＳＩ Ｊ−ＳＴＤ−００８、等）、及びその他の無線通信システムに関して使用することができる。本明細書において説明される技術は、１つ以上の送信信号の各々の複数のインスタンス（マルチパス）が（例えばレーク受信機又はその他の何らかの復調器によって）受信されて処理される場合において及び複数の送信信号が受信されて処理される場合においてパイロット干渉を推定及び除去するために使用することができる。

説明を明確化するため、ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクに関する様々な側面及び実施形態が説明されている。本明細書において説明されるパイロット干渉除去技術は、基地局から端末への順方向リンクに関しても使用することができる。復調器による処理は、サポートされている特定のＣＤＭＡ基準によって及び発明技術が順方向リンク又は逆方向リンクに関して使用されるかどうかによって決定される。例えば、ＩＳ−９５及びｃｄｍａ２０００における拡散シーケンスによる「逆拡散」は、Ｗ−ＣＤＭＡにおけるスクランブリングシーケンスによる「デスクランブリング」に相当し、ＩＳ−９５及びｃｄｍａ２０００におけるウォルシュ符号又は準直交関数（ＱＯＦ）によるチャネル化は、Ｗ−ＣＤＭＡにおけるＯＶＳＦによる「逆拡散」に相当する。一般的には、受信機において復調器によって行われる処理は、送信機において変調器によって行われる処理を補完するものである。

順方向リンクに関しては、本明細書において説明される技術は、セル内の全端末に送信される「共通の」パイロットに加えて又はおそらく前記パイロットの代わりに送信することができるその他のパイロットをほぼ除去するために使用することも可能である。例えば、ｃｄｍａ２０００は、「送信ダイバーシティ」パイロット及び「補助」パイロットをサポートする。これらのその他のパイロットは、異なるウォルシュ符号（すなわち、準直交関数であることができる異なるチャネル化コード）を利用することができる。異なるデータパターンをパイロットに関して使用することも可能である。これらのパイロットのいずれかを処理する場合は、逆拡散されたサンプルは、基地局においてパイロットをチャネル化するために用いられたウォルシュ符号と同じウォルシュ符号を用いてカバーが除去され、基地局において前記パイロットに関して用いられたパイロットデータパターンと同じパイロットデータパターンと相互に関連づけられる（すなわち、乗じられて累積される）。送信ダイバーシティパイロット及び／又は補助パイロットは、共通のパイロットに加えて推定及び除去することができる。

同様に、Ｗ−ＣＤＭＡは、幾つかの異なるパイロットチャネルをサポートする。第１に、共通のパイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）を一次基地局アンテナで送信することができる。第２に、ダイバーシティＣＰＩＣＨをゼロでないパイロットデータに基づいて生成して基地局のダイバーシティアンテナで送信することができる。第３に、１つ以上の二次ＣＰＩＣＨを前記セルの制限された部分において送信することができ、各二次ＣＰＩＣＨは、ゼロ以外のチャネル化コードを用いて生成される。第４に、基地局は、特定のユーザーのデータチャネルと同じチャネル化コードを用いて専用パイロットを前記特定のユーザーにさらに送信することができる。この場合は、パイロットシンボルは、前記ユーザーへのデータシンボルと時間多重化される。従って、本明細書において説明される技術は、上記のすべての異なる型のパイロットチャネル、及び無線通信システムにおいて送信可能なその他のパイロットチャネルの処理に関して利用可能であることが当業者によって理解されるであろう。

復調器２５４（図２）及び様々な側面と実施形態を実装するために用いることができるその他の処理装置は、ハードウェア内に実装すること、ソフトウェア内に実装すること、ファームウェア内に実装すること、又はその組合せ内に実装することができる。ハードウェア設計の場合は、前記復調器（パイロット干渉の推定及び除去に関して用いられるデータ復調装置及び要素、例えば、パイロット推定器及びパイロット干渉推定器を含む）、及びその他の処理装置は、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、マイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、プログラミング可能な論理デバイス（ＰＬＤ）、その他の電子装置、又はその組合せの中に実装することができる。

ソフトウェア内に実装する場合は、パイロット干渉の推定と除去及びデータ復調に関して用いられる要素は、本明細書において説明されている機能を果たすモジュール（例えば、手順、関数、等）とともに実装することができる。ソフトウェアコードは、メモリ装置（例えば、図２のメモリ２６２）に格納し、プロセッサ（例えば、コントローラ２６０）によって実行することができる。前記メモリ装置は、プロセッサ内に実装すること又はプロセッサの外部に実装することができる。この場合は、当業において知られるように様々な手段を通じて通信可能な形で前記プロセッサに結合することができる。

本明細書において説明されるパイロット干渉の推定及び除去を実装するために用いられる要素は、受信装置又は復調器に組み入れることができ、前記受信装置又は復調器は、端末（ハンドセット、携帯式装置、スタンドアロン型装置、等）、基地局、又はその他の何らかの通信デバイス又は通信装置内にさらに組み入れることができる。前記受信装置又は復調器は、１つ以上の集積回路とともに実装することができる。

開示されている実施形態に関する上記の説明は、当業者が本発明を製造又は使用できるようにすることを目的とするものである。これらの実施形態に対する様々な修正が加えられた場合には、当業者は、該修正を容易に理解することが可能である。本明細書において定められている一般原理は、本発明の精神及び適用範囲を逸脱しない形でその他の実施形態に対しても適用することができる。以上のように、本発明は、本明細書において示されている実施形態に限定することを意図するものではなく、本明細書において開示されている原理及び斬新な特長に一致する限りにおいて最も広範な適用範囲が認められることになることを意図するものである。

無線通信システムの線図である。 基地局及び端末の実施形態の簡略化されたブロック図である。 ｃｄｍａ２０００における逆方向リンクに関する変調器の実施形態のブロック図である。 レーク受信機の実施形態のブロック図である。 データ復調に加えてパイロット干渉を推定及び除去することができる、レーク受信機内のフィンガープロセッサの具体的な実施形態のブロック図である。 一実施形態による、パイロット干渉推定値を導き出すためのデータサンプルの処理を図形で示した図である。 一実施形態による、パイロット干渉推定値を導き出すためのデータサンプルの処理を図形で示した図である。 幾つかのマルチパスに関する総パイロット干渉を導き出すプロセスの実施形態の流れ図である。 パイロット干渉除去によって幾つかのマルチパスをデータ復調するプロセスの実施形態の流れ図である。 サンプルバッファ及び図４に示されるレーク受信機等のレーク受信機内のフィンガープロセッサの他の実施形態のブロック図である。 図９のフィンガープロセッサによって使用することができるルックアップテーブル例を示した図である。 図９のフィンガープロセッサ等の２つのフィンガープロセッサに関する時間スナップショット例を示した図である。 幾つかのマルチパスに関する累積されたパイロット干渉を導き出すプロセスの他の実施形態の流れ図である。 幾つかのマルチパスに関する累積されたパイロット干渉を導き出すプロセスのさらに他の実施形態の流れ図である。 複数のアンテナを有する受信機及び複数の干渉累積バッファを有する復調器のブロック図である。 複数のアンテナを有する受信機及び単一の干渉累積バッファを有する復調器のブロック図である。 図３の送信フィルタによって提供される送信パルスと図２の受信機内の受信フィルタの畳み込み例を示した図である。

Claims (56)

1. 少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信するように構成され、各信号インスタンスはデータとパイロット信号を具備し、
   前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定し、前記第１のチャネル推定値及び前記第１の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第１の信号インスタンスの第１のパイロットを推定し、前記第２の信号インスタンスに関する第２のチャネル推定値を決定し、前記第２のチャネル推定値及び前記第２の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第２の信号インスタンスの第２のパイロットを推定するように構成されるプロセッサと、
   前記推定された第１及び第２のパイロットを累積するバッファと、を具備し、前記プロセッサは、前記累積された推定された第１及び第２のパイロットを前記受信信号から減じてパイロットが除去された信号を推定するように構成され、前記プロセッサは、前記推定されたパイロット除去受信信号を用いて前記第１の信号インスタンスのデータを復調するように構成される、受信装置。
2. 前記無線信号は、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）信号を具備する請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第１及び第２の信号インスタンスを第１及び第２の遠隔局からそれぞれ受信するように構成される請求項１に記載の受信装置。
4. 前記第１及び第２の信号インスタンスは、１つの遠隔局からの信号のマルチパス成分である請求項１に記載の受信装置。
5. 前記バッファは、（ａ）前記推定された第１のパイロットを前記第１の信号インスタンスの第１の推定時間オフセットに従って累積し、（ｂ）前記推定された第２のパイロットを前記第２の信号インスタンスの第２の推定時間オフセットに従って累積するようにさらに構成される請求項１に記載の受信装置。
6. 前記無線信号のチップ速度の倍数に等しいサンプル速度で前記無線信号を格納するように構成されるサンプルバッファをさらに具備する請求項１に記載の受信装置。
7. 前記サンプルバッファの前記サンプル速度は、前記推定パイロットを累積する前記バッファのサンプル速度に等しい請求項６に記載の受信装置。
8. 各拡散パイロット信号は、疑似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスによって拡散されたパイロット信号を具備する請求項１に記載の受信装置。
9. 前記第１のチャネル推定値、前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号、及び前記第１の推定されたパイロットは、前記受信信号の１つのセグメントに対応し、前記セグメントは、前記受信信号の期間に関するデータサンプルを具備する請求項１に記載の受信装置。
10. 前記プロセッサは、前記第１の信号インスタンスの第１の雑音推定値を決定し、
    前記第１のチャネル推定値及び前記第１の雑音推定値に基づいて除去率αを導き出し、
    前記第１のチャネル推定値に前記除去率を乗じて加重チャネル推定値を生成し、
    前記加重チャネル推定値及び前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定するようにさらに構成される請求項１に記載の受信装置
11. 前記除去率αは、次式から導き出される請求項１０に記載の受信装置。
    

    

    ここで、ｈは、前記第１のチャネル推定値、N_tは、前記第１の雑音推定値、Ｎは、前記第１の信号インスタンスのh及びN_tを推定するために用いられるサンプル数である。
12. 前記除去率は、０乃至１．０である請求項１０に記載の受信装置。
13. 前記除去率は、０乃至１．０よりも大きい値である請求項１０に記載の受信装置。
14. 除去率に対応するチャネル推定値及び雑音推定値の組を有するルックアップテーブルをさらに具備する請求項１０に記載の受信装置。
15. 前記プロセッサは、 送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込みを前記第１のチャネル推定値に乗じ、
    （ａ）前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号及び（ｂ）前記第１のチャネル推定値及び前記送信パルスと前記受信フィルタ関数の畳み込みの積の畳み込みを行い、前記第１のインスタンスの前記第１のパイロットを推定するようにさらに構成される請求項１に記載の受信装置。
16. 前記送信パルスは、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）基準によって定義される請求項１５に記載の受信装置。
17. 前記プロセッサは、（ａ）前記送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込み、及び（ｂ）（ｉ）前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号と（ｉｉ）前記第１のチャネル推定値及び前記送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みの前記積の畳み込みのうちの少なくとも１つの速度をダウンサンプリングして前記バッファの速度とマッチングさせるように構成される請求項１５に記載の受信装置。
18. 前記プロセッサは、（ａ）前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込み及び（ｂ）（ｉ）前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号と（ｉｉ）前記第１のチャネル推定値及び前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みの前記積の畳み込みのうちの少なくとも１つの速度をアップサンプリングして前記バッファの速度とマッチングさせるように構成される請求項１５に記載の受信装置。
19. 前記プロセッサは、前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのサンプルを、前記第１の信号インスタンスの推定時間オフセットと関連する位相に従ってデシメートし、
    前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのデシメートされたサンプルを前記第１のチャネル推定値に乗じ、
    前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号及び前記第１のチャネル推定値と前記デシメート（decimate）されたサンプルの前記積の畳み込みを行って前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定するように構成される請求項１５に記載の受信装置。
20. 前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのサンプルを、前記第１の信号インスタンスの推定時間オフセットと関連する位相に従ってデシメートし、
    前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのデシメートされたサンプルを前記第１のチャネル推定値に乗じ、
    前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散パイロット信号及び前記第１のチャネル推定値と前記デシメートされたサンプルの前記積の畳み込みを行って前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定するように構成されるポリフェーズ有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）をさらに具備する前記請求項１５に記載の受信装置。
21. 複数の異なる位相に対応する予め決められたフィルタ係数のフィルタテーブルをさらに具備し、前記プロセッサは、前記第１の信号インスタンスの推定時間オフセットに基づいて位相及び対応するフィルタ係数を選択するように構成される請求項１５に記載の受信装置。
22. 前記プロセッサは、前記推定されたパイロット除去受信信号を、予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込みによってフィルタリングするようにさらに構成される請求項１に記載の受信装置。
23. 前記プロセッサは、前記第２のチャネル推定値を決定して前記第２のチャネル推定値及び前記第２の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第２の信号インスタンスの前記第２のパイロットを推定することと実質的に並行して、前記第１のチャネル推定値を決定して前記第１のチャネル推定値及び前記第１の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定するように構成される請求項１に記載の受信装置。
24. 前記プロセッサは、複数の信号インスタンスに関するパイロットを時分割多重方式で推定するように構成される請求項１に記載の受信装置。
25. 少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信するように構成され、各信号インスタンスはデータ及びパイロット信号を具備する基地局であって、
    前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定し、前記第１のチャネル推定値及び前記第１の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第１の信号インスタンスの第１のパイロットを推定し、前記第２の信号インスタンスと関する第２のチャネル推定値を決定し、前記第２のチャネル推定値及び前記第２の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第２の信号インスタンスの第２のパイロットを推定するように構成されるプロセッサと、
    前記推定された第１及び第２のパイロットを累積するように構成されるメモリと、を具備し、前記プロセッサは、前記累積された、推定された第１及び第２のパイロットを前記受信信号から減じてパイロットが除去された受信信号を推定するように構成され、前記プロセッサは、前記推定されたパイロットが除去された受信信号を用いて前記第１の信号インスタンスのデータを復調するように構成される基地局、を具備する通信システム。
26. 前記プロセッサは、
    予め決められた送信パルス及び受信フィルタ関数の畳み込みを前記第１のチャネル推定値に乗じ、
    （ａ）前記第１の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号及び（ｂ）前記第１のチャネル推定値及び前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みの積の畳み込みを行って前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定するようにさらに構成される請求項２５に記載の通信システム。
27. 前記基地局は、複数のアンテナ及び前記メモリ内の複数のバッファを具備し、各バッファは、前記アンテナの１つによって受信された信号インスタンスの前記推定されたパイロットを累積するように構成される請求項２５に記載の通信システム。
28. 前記基地局は、複数のアンテナを具備し、前記メモリは、前記複数のアンテナによって受信された信号インスタンスの前記推定されたパイロットを累積するように構成される単一のバッファを有する請求項２５に記載の通信システム。
29. 前記基地局は、Ｘ本のアンテナと前記メモリ内のＹの数のバッファを具備し、ＸはＹよりも大きく、少なくとも１つのバッファは、２本以上のアンテナによって受信された信号インスタンスの推定されたパイロットを累積するように構成される請求項２５に記載の通信システム。
30. 少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信するものであり、各信号インスタンスはデータ及びパイロット信号を具備する手段と、
    前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定する手段と、
    前記第１のチャネル推定値及び予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込みの積を導き出す手段と、
    前記第１のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を用いて前記第１の信号インスタンスに関する第１のパイロットを推定する手段と、
    前記第２の信号インスタンスに関する第２のチャネル推定値を決定する手段と、
    前記第２のチャネル推定値及び前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みの積を導き出す手段と、
    前記第２のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を用いて前記第２の信号インスタンスの第２のパイロットを推定する手段と、
    前記推定された第１及び第２のパイロットを累積する手段と、
    前記累積された、推定された第１及び第２のパイロットを前記受信信号から減じて推定されたパイロット除去受信信号を導き出す手段と、を具備する受信装置。
31. 少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信することであって、各信号インスタンスはデータ及びパイロット信号を具備することと、
    前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定することと、
    前記第１のチャネル推定値及び予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込みの積を導き出すことと、
    前記第１のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を用いて前記第１の信号インスタンスの第１のパイロットを推定することと、
    前記第２の信号インスタンスに関する第２のチャネル推定値を決定することと、
    前記第２のチャネル推定値及び前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みの積を導き出すことと、
    前記第２のチャネル推定値及び前記畳み込みの前記積を用いて前記第２の信号インスタンスに関する第２のパイロットを推定することと、
    前記推定された第１及び第２のパイロットを累積することと、
    前記累積された、推定された第１及び第２のパイロットを前記受信信号から減じて推定されたパイロット除去受信信号を導き出すこと、とを具備する方法。
32. 前記無線信号を受信することは、前記第１及び第２の信号インスタンスを第１及び第２の端末から受信することを具備する請求項３１に記載の方法。
33. 各信号インスタンスは、前記信号インスタンスの送信経路に起因する推定時間オフセットを有する請求項３１に記載の方法。
34. 前記無線信号は、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）信号を具備する請求項３１に記載の方法。
35. 前記無線信号は、端末から基地局に送信される請求項３１に記載の方法。
36. 前記無線信号は、基地局から端末に送信される請求項３１に記載の方法。
37. 前記受信された無線信号をチップ速度の倍数に等しいサンプル速度でバッファリングすることをさらに具備する請求項３１に記載の方法。
38. 前記第１の信号インスタンスに関する前記第１のチャネル推定値を決定することは、
    前記第１の信号インスタンスと関連する拡散シーケンスを用いて前記受信信号のサンプルを逆拡散して逆拡散されたサンプルを提供することと、
    前記逆拡散されたサンプルをパイロットチャネル化コードでデチャネル化してパイロットシンボルを提供することと、
    前記パイロットシンボルをフィルタリングして前記第１のチャネル推定値を提供すること、とを具備する請求項３１に記載の方法。
39. 前記第１の信号インスタンスに関する前記第１のチャネル推定値を決定することは、前記受信信号からの第１のデータサンプルセグメントを使用し、前記第１の推定されたパイロットは、前記第１のデータサンプルセグメントに対応する請求項３１に記載の方法。
40. 前記第１のセグメントは、前記受信信号の期間に関するデータサンプルを具備する請求項３９に記載の方法。
41. 前記第１の信号インスタンスの雑音推定値を決定することと、
    前記第１のチャネル推定値及び前記信号インスタンスの前記雑音推定値に基づいて除去率を導き出すことと、
    前記第１のチャネル推定値に前記除去率を乗じて加重チャネル推定値を導き出すことと、
    前記加重チャネル推定値及び前記第１の信号インスタンスと関連する拡散パイロット信号を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定すること、とを具備する請求項３１に記載の方法。
42. 前記除去率αを導き出すことは、次式を使用し、ｈは前記第１のチャネル推定値であり、N_tは前記雑音推定値であり、Ｎは前記第１の信号インスタンスに関するｈ及びN_tを推定するために用いられるサンプル数である請求項４１に記載の方法。
    

    
43. 前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのサンプルを、前記第１の信号インスタンスの推定された時間オフセットと関連する位相に従ってデシメートすることと、
    前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みのデシメートされたサンプルを前記第１のチャネル推定値に乗じることと、
    拡散パイロット信号及び前記第１のチャネル推定値と前記デシメートされたサンプルの前記積の畳み込みを行って前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定すること、とをさらに具備する請求項３１に記載の方法。
44. 前記第１の信号インスタンスの推定された時間オフセットに基づいて位相を選択することと、
    前記選択された位相を用いて前記予め決められたフィルタ係数を検索することであって、前記予め決められたフィルタ係数は、前記予め決められた送信パルスと前記受信フィルタ関数の前記畳み込みに対応することと、
    前記第１のチャネル推定値に前記検索されたフィルタ係数を乗じること、とをさらに具備する請求項３１に記載の方法。
45. 前記第１のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定することは、（ａ）前記チャネル推定値と前記畳み込みの前記積及び（ｂ）前記第１の信号インスタンスと関連する拡散されたパイロット信号の畳み込みを行うことを具備する請求項３１に記載の方法。
46. 前記第１のチャネル推定値、前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散されたパイロット信号、及び前記第１の推定されたパイロットは、前記受信信号の第１のセグメントに対応し、前記第１のセグメントは、前記受信信号の期間に関するデータサンプルを具備する請求項４５に記載の方法。
47. 前記第１の信号インスタンスと関連する前記拡散されたパイロット信号は、前記第１の信号インスタンスの到着時間に対応する位相を有する請求項４５に記載の方法。
48. 前記推定されたパイロット除去受信信号を用いて前記第１の信号インスタンスのデータを復調することをさらに具備する請求項３１に記載の方法。
49. 前記推定されたパイロット除去受信信号を用いて前記第１の信号インスタンスのデータを復調することは、
    前記推定されたパイロット除去受信信号のサンプルを前記第１の信号インスタンスに関する拡散シーケンスを用いて逆拡散して逆拡散されたサンプルを提供することと、
    前記逆拡散されたサンプルをデータチャネル化コードを用いてデチャネル化してデータシンボルを提供することと、
    前記第１の信号インスタンスに関する前記第１のチャネル推定値を用いて前記データシンボルを復調して前記第１の信号インスタンスに関する復調されたデータを提供すること、とを具備する請求項４８に記載の方法。
50. 前記第１のチャネル推定値を決定すること、前記第１のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を導き出すこと、及び前記積を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定することは、前記第２のチャネル推定値を決定すること、前記第２のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を導き出すこと、及び前記積を用いて前記第２の信号インスタンスの前記第２のパイロットを推定することと実質的に並行して行われる請求項３１に記載の方法。
51. 前記第１のチャネル推定値を前記決定すること、前記第１のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を導き出すこと、及び前記積を用いて前記第１の信号インスタンスの前記第１のパイロットを推定することは、前記第２のチャネル推定値を決定すること、前記第２のチャネル推定値と前記畳み込みの前記積を導き出すこと、及び前記積を用いて前記第２の信号インスタンスの前記第２のパイロットを推定することと時分割多重方式で行われる請求項３１に記載の方法。
52. 前記推定された第１及び第２のパイロットを累積することは、（ａ）前記推定された第１のパイロットを前記第１の信号インスタンスの第１の推定された時間オフセットに従って累積することと、（ｂ）前記推定された第２のパイロットを前記第２の信号インスタンスの第２の推定された時間オフセットに従って累積すること、とを具備する請求項３１に記載の方法。
53. 前記推定された第１及び第２のパイロットを累積することは、前記受信信号のサンプル速度に等しい予め決められたサンプル速度で行われる請求項３１に記載の方法。
54. 前記サンプル速度は、チップ速度の倍数である請求項５４に記載の方法。
55. 少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信することであって、各信号インスタンスはデータ及びパイロット信号を具備することと、
    前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定することと、
    前記第１のチャネル推定値を用いて前記第１の信号インスタンスの第１のパイロットを推定することと、
    前記第２の信号インスタンスに関する第２のチャネル推定値を決定することと、
    前記第２のチャネル推定値を用いて前記第２の信号インスタンスの第２のパイロットを推定することと、
    前記推定された第１及び第２のパイロットを累積することと、
    前記累積された、推定された第１及び第２のパイロットを、予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込みによってフィルタリングすることと、
    前記フィルタリングされた、累積された、推定された第１及び第２のパイロットを前記受信信号から減じて推定されたパイロット除去受信信号を導き出すこと、とを具備する方法。
56. 各々がデータ及びパイロット信号を具備する少なくとも第１及び第２の信号インスタンスを具備する無線信号を受信することと、
    （ａ）予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込み及び（ｂ）前記第１の信号インスタンスと関連する拡散されたパイロット信号を処理して前記第１の信号インスタンスの再構築されたパイロットサンプルを生成することと、
    前記第１の信号インスタンスに関する第１のチャネル推定値を決定することと、
    前記再構築されたパイロットサンプルに前記第１のチャネル推定値を乗じて前記第１の信号インスタンスの第１のパイロット推定値を導き出すことと、
    （ａ）前記予め決められた送信パルスと受信フィルタ関数の畳み込み及び（ｂ）前記第２の信号インスタンスと関連する拡散されたパイロット信号を処理して前記第２の信号インスタンスの再構築されたパイロットサンプルを生成することと、
    前記第２の信号インスタンスに関する第２のチャネル推定値を決定することと、
    前記第２の信号インスタンスの前記再構築されたパイロットサンプルに前記第２のチャネル推定値を乗じて前記第２の信号インスタンスの第２のパイロット推定値を導き出すことと、
    前記第１及び第２のパイロット推定値を累積することと、
    前記累積された、第１及び第２のパイロット推定値を前記受信信号から減じて推定されたパイロット除去受信信号を導き出すこと、とを具備する方法。

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