CN101361284B - 用于无线通信的准线性干扰消除 - Google Patents

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Abstract

本申请描述了在无线(例如,CDMA)通信系统中执行干扰消除的技术。对于单扇区干扰消除器而言,对接收采样进行处理(例如,解扩),从而将来自发射机(例如,基站)的信号隔离出来,并获得输入采样。基于第一变换(例如,快速Hadamard变换)(416),将所述输入采样进行变换,以获得多个正交信道(例如,Walsh频段)的接收符号。使用多个增益对所述多个正交信道的接收符号进行缩放(440),以获得缩放符号。所述增益与所述正交信道的功率估计的逆有关。基于第二变换(例如,快速Hadamard反变换)(442),将所述缩放符号进行变换,以获得输入采样,对所述输入采样进行处理(例如,扩频),以获得使来自所述发射机的信号得到抑制的消除了干扰的采样。

Description

用于无线通信的准线性干扰消除

技术领域

[0001] 概括地说,本发明涉及通信,具体地说,本发明涉及在无线通信系统中执行干扰消 除的技术。

背景技术

[0002] 无线多址通信系统可同时与多个无线设备(例如,蜂窝电话)进行通信。这些多址 系统的实例包括码分多址(CDM)系统、时分多址(TDM)系统以及频分多址(FDM)系统。

[0003] 无线多址系统通常包括许多基站,这些基站提供覆盖广阔地理区域的通信。每个 基站都可以在任何给定时刻向位于其覆盖区域内的一个或多个无线设备发送数据。给定的 无线设备从服务基站接收预期的传输信号,还会从邻近的基站接收干扰传输信号。这些干 扰传输信号原本是要传送给位于这些邻近基站的覆盖区域内的其它无线设备,但对于此给 定的无线设备来说却成为了干扰。干扰影响了无线设备解调预期传输信号的能力,并对性 能产生很大影响。

[0004] 因此,在该技术领域中,需要在无线通信系统中在存在干扰传输的情况下解调预 期传输信号的技术。

发明内容

[0005] 本申请描述了在无线通信系统(例如,CDMA系统)中执行干扰消除的技术。本申 请所使用的"消除"和"抑制"是同义词,故可互换使用。这些技术可以提高无线设备的性 能。这些技术还可以减小干扰的影响,从而可以提高诸如CDM系统之类的干扰受限系统的 能力。

[0006] 在单扇区干扰消除器的实施例中,对接收采样进行处理(例如,解扩),从而将来 自发射机(例如,扇区的基站)的信号隔离出来,并获得输入采样。基于第一变换(例如, 快速Hadamard变换),将输入采样进行变换,从而获得多个正交信道(例如,Walsh频段) 的接收符号。使用多个增益对多个正交信道的接收符号进行缩放,以获得缩放符号。可以 通过以下步骤导出增益:(1)基于接收符号,计算正交信道的功率估计;(2)基于每个正交 信道的功率估计的逆,计算此正交信道的增益。基于第二变换(例如,快速Hadamard反变 换),将缩放符号进行变换,以获得输出采样。对输出采样进行处理(例如,扩频),以获得 使来自发射机的信号得到抑制的消除了干扰的采样。

[0007] 在并行的多扇区干扰消除器的实施例中,通过使用每个干扰发射机的扩频码将来 自此干扰发射机的信号隔离出来,从而导出至少一个干扰发射机的至少一个消除信号。每 个消除信号包括干扰发射机的信号分量,并且,例如,可以通过从接收信号中减去此干扰发 射机的消除了干扰采样而获得。基于接收信号和至少一个消除信号,例如,通过从接收信号 中减去消除信号,从而导出预期发射机的信号估计。可以将多级串联起来,以提高干扰消除 性能,下面还将对此进行描述。

[0008] 在串联的多扇区干扰消除器的实施例中,第一发射机的第一消除信号是通过使用 发射机的扩频码将来自此发射机的信号隔离出来而导出的。从接收信号中减去第一消除信 号,以获得中间信号。基于中间信号,导出第二发射机的第二消除信号。如果第一发射机是 预期发射机,则可以通过从接收信号中减去第二消除信号而获得预期发射机的信号估计。 如果预期发射机既不是第一发射机也不是第二发射机,则通过从中间信号中减去第二消除 信号而获得预期发射机的信号估计。可以将两个以上的级串联起来,下面还将对此进行描 述。

[0009] 下面进一步详细地描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

[0010] 通过下面结合附图给出的详细描述,本发明的特色和本质将变得更加显而易见, 在所有附图中,相同的标记表示相同的部件。

[0011] 图1示出了具有多个基站的CDM系统。

[0012] 图2的框图示出了基站和无线设备。

[0013] 图3不出了基站中的CDMA调制器。

[0014] 图4示出了单扇区干扰消除器。

[0015] 图5示出了多个信号路径的单扇区干扰消除器。

[0016]图6示出了并行的多扇区干扰消除器。

[0017] 图7A示出了串联的两扇区干扰消除器。

[0018] 图7B示出了串联的多扇区干扰消除器。

[0019]图8示出了并行的两级干扰消除器。

[0020] 图9A至9D示出了准线性干扰消除(QLIC)块的四个实施例。

[0021] 图IOA示出了信号路径合成器。

[0022] 图IOB示出了信号路径卷积器。

[0023] 图11示出了对每个信号路径都进行处理的干扰消除器。

[0024] 图12示出了对每个信号路径都进行处理的两级干扰消除器。

[0025] 图13示出了普通的准线性干扰消除器。

具体实施方式

[0026] 这里使用的"示例性的"一词意味着"用作例子、例证或说明"。这里被描述为"示 例性"的任何实施例或设计不应被解释为比其它实施例或设计更优选或更具优势。

[0027]本申请描述的干扰消除技术可以用于各种通信系统,例如,00嫩、10嫩40嫩、正交 频分多址(OFDM)和单载波FDM(SC-FDM)系统。CDM系统可以实现一种或多种CDM无 线接入技术(RAT),例如,cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等。cdma2000 涵盖IS-2000、IS-856 和IS-95标准。TDMA系统可以实现RAT,例如,GSM。这些不同的RAT和标准在本领域中是 众所周知的。在名为"第三代合作伙伴计划"(3GPP)的联盟的文件中描述了W-CDMA和GSM。 在名为"第三代合作伙伴计划2"(3GPP2)的联盟的文件中描述了cdma2000。可公开地获得 3GPP和3GPP2文件。OFDMA系统使用OFDM在正交频率子带上发送频域中的符号。SC-FDMA 系统在正交频率子带上发送时域中的符号。为简单起见,下面描述的这些技术针对于CDMA 系统,其可以是cdma2000系统或W-CDM系统。

[0028]图1示出了具有多个基站的CDMA系统100。为简单起见,图1仅示出了三个基站IlOaUlOb和IlOc以及一个无线设备120。基站一般是与无线设备进行通信的固定站,也 可称之为节点B(3GPP术语)、接入点或其它术语。每个基站110提供覆盖特定地理区域的 通信。术语"小区"可以是指基站和/或它的覆盖区域,其取决于使用此术语的上下文。为 了提高系统性能,可以将基站覆盖区域分成多个(例如,三个)小区域。每个小区域由相应 的基站收发机子系统(BTS)提供服务。术语"扇区"可以是指BTS和/或它的覆盖区域,其 取决于使用此术语的上下文。对于分成扇区的一个小区而言,用于此小区的所有扇区的BTS 通常共同位于此小区的基站内。以下描述假设把每个小区分成多个扇区。为简单起见,术 语"基站"一般是指用于小区的固定站以及用于扇区的固定站。服务基站/扇区是与无线 设备进行通信的基站/扇区。

[0029] 无线设备可以是固定的或移动的,也可称之为用户装置(UE) (3GPP术语)、移动 站、用户终端或其它术语。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调 器卡等。无线设备可以在任意给定时刻在前向链路(或下行链路)和反向链路(或上行链 路)上与零个、一个或多个基站进行通信。为简单起见,图1仅示出了前向链路上的传输。 无线设备120经由视线路径和反射路径从服务基站IlOa接收预期的传输信号,还经由视线 路径和反射路径从邻近的基站IlOb和IlOc接收干扰传输信号。

[0030] 图2的框图不出了基站IlOi和无线设备120。基站IlOi可以是图1所不的基站 中的任意一个。为简单起见,图2示出了具有一个发射天线的基站IlOi和具有一个接收天 线的无线设备120。通常,基站IlOi和无线设备120都可以配备任意数量的天线。为简单 起见,图1仅示出了在前向链路上进行数据传输的处理单元。

[0031] 在基站IlOi处,发射(TX)数据处理器210接收供给无线设备的业务数据,并对业 务数据进行处理(例如,编码、交织以及符号映射),以生成数据符号,并将数据符号提供给 CDM调制器220。本申请中使用的数据符号是数据的调制符号,导频符号是导频信号的调 制符号,调制符号是信号群中的一点的复值(例如,用于M-PSK、M-QAM等),符号是复数值, 并且,导频符号是基站和无线设备都先验得知的数据。CDM调制器220对数据符号和导频 符号进行处理,下面还将对此进行描述,并向发射单元(TMTR) 230提供输出码片流。发射机 单元230对输出码片流进行处理(例如,转换成模拟、放大、滤波以及上变频),并生成前向 链路信号,然后从天线232发射出去。

[0032] 在无线设备120处,天线252接收由基站IlOi以及其它基站发出的前向链路信 号。天线252将接收的信号提供给接收机单元(RCVR) 254。接收机单元254对接收信号进 行处理(例如,滤波、放大、下变频以及数字化),并将接收采样提供给干扰消除器260。干扰 消除器260对来自干扰基站的干扰信号进行估计,并对其进行抑制,下面还将对此进行描 述,并将服务基站的消除了干扰的采样提供给rake接收机270。天线252可以经由图1所 示的一条或多条信号路径从服务基站接收前向链路信号,因此,接收信号可以包括服务基 站的一个或多个信号实例(或多径)。rake接收机270对所有相关的多径进行处理,并提 供数据符号估计,其是由服务基站发送的数据符号的估计。rake接收机270还可以替换为 均衡器或其它类型的接收机。接收(RX)数据处理器280对数据符号估计进行处理(例如, 符号解映射、解交织以及解码),并提供解码数据。通常,在基站IlOi处,rake接收机270 和RX数据处理器280执行的处理分别与CDMA调制器220和TX数据处理器210执行的处 理互补。

[0033] 控制器240和290分别直接控制基站IlOi和无线设备120中的各处理单元。存 储器242和292分别将基站IlOi和无线设备120的数据和程序代码存储起来。

[0034] 对于CDMA,可以使用不同的正交码获得多个正交信道。例如,在cdma2000中使 用不同的Walsh码获得多个正交业务信号,而在W-CDMA中使用不同的正交可变扩频因子 (OVSF)码获得多个正交物理信道。正交信道可以用于为不同的无线设备发送不同类型的 数据(例如,业务数据、广播数据、控制数据、导频数据等)和/或业务数据。跨越整个系 统带宽将正交信道适当地缩放、组合并频谱扩展。使用扩频码进行频谱扩展,此扩频码是 cdma2000中的伪随机数(PN)序列和W-CDM中的扰频码。对于cdma2000,将使用Walsh码 实现信道化称为"覆盖",而将频谱扩展称为"扩频"。对于W-CDMA,将使用OVSF码实现信道 化称为"扩频",而将频谱扩展称为"扰频"。为简单起见,在以下描述中使用cdma2000术语 (例如,业务信道、覆盖、扩频等)。

[0035] 图3的框图示出了基站IlOi中的CDM调制器220。为简单起见,以下描述假设对 于每个扇区而言有N个业务信道是可用的,将每个业务信道分配给长度为N的不同Walsh 码,其中,对于cdma2000,N可以等于4、8、16、32、64或128。通常,不同长度的正交码可以 用于这些业务信道,N可以对应于最长正交码的长度。

[0036] 对于N个业务信道,CDMA调制器220包括N个业务信道处理器310a至310n。在 每个业务信道处理器310内,乘法器312接收业务信道n的数据符号,并将其乘以业务信道 n的增益gi,n,从而提供缩放的数据符号。如果未使用业务信道n,则可以将增益gi,n设为 零。Walsh覆盖单元314使用分配给业务信道n的Walsh码Wn,将缩放的数据符号信道化。 单元314通过重复每个缩放的数据符号多次而进行覆盖,以生成N个复制符号,然后,将此N 个复制符号乘以Walsh码\的N个码片,以生成此数据符号的N个数据码片。组合器320 接收并添加所有N个业务信道的数据码片。乘法器322将组合的数据码片乘以分配给扇区 i的扩频码,由此生成输出码片。

Figure CN101361284BD00081

公式(1)其中,k是码片周期的索引;n是业务信道的索引;i是扇区的索引;Si,n(k/N」) 是在码片周期k中发送的数据符号;wn(mod(k,N))是码片周期k的Walsh码片;gi,n是在 扇区i中的业务信道n的增益;Ci(k)是在码片周期k中的扇区i的扩频码片;Xi(k)是 在码片周期k中的扇区i的输出码片。每个数据符号都是在N个码片周期中发送的,在 码片周期k=N•m至N•m+N-1中发送符号周期m的数据符号Si,n(m)。因此,w=1>/N」 且'"〇) = \,"([_^:/]^」),其中,"[_\」''表示求基底算子的001'(^四1:01')。假设数据符号、 Walsh码和扩频码码片对于所有码片周期k、符号周期m和业务信道n来说具有单位量值, 或者说,对于,Isin(In)I= |wn(mod(k,N))I=IciQOI= 1。不同扇区的扩频码 是不相关的,其中,(幻+ = 这意味着,只要K=0且i=j,则扇 区i和j的扩频码之间的期望值等于1。在cdma2000中,将不同的扇区分配给相同PN序列 的不同偏移版本,在这种情况下,不同扇区的扩频码在一系列码片偏移内是不相关的。

[0038] 可以用矩阵形式表示公式(1),如下在(m) = £ (m) • I • Si •备(m),公式(2) 其中,&(m) = [&,»&»...Si,N(m)]T是NXl向量,其包括将在符号周期m中的N个业 务信道上发送的N个数据符号,其中,"T"表示转置浪是NXN对角矩阵,其包括N个业务 信道的增益,或者,diag(仏)={gia,gi,2,…,gi, N} ;1是NXN的Walsh矩阵,其包括N个 列中的N个Walsh码;£(m)是NXN的对角矩阵,其包括符号周期m中的N个码片周期的N 个扩频码码片,或者,diagf^On)) =Ici(N-IH),Ci (N-m+1),...,Ci (N-m+N-1)} ;2Li(m)= [Xi(N*m)Xi(N*m+l)...Xi(N*m+N-l)]T是NXl向量,其包括符号周期m中的扇区i的N个 输出码片。对角矩阵包括沿着对角为可能非零值,而其它地方为零。如果业务信道具有不 同的Walsh码长度,则N等于所有业务信道的最长Walsh码长度,并在矩阵I中重复每个较 短的Walsh码。

[0039] 无线设备120从基站IlOi和其它基站接收前向链路信号。来自接收机单元254

Figure CN101361284BD00091

益;H(m)是在2Li(m)中未包括的噪声和干扰的NXl向量;n(m)是NXl向量,其包括符号周 期m的N个接收采样。公式(3)假设所有的扇区是同步的,并且对于每个扇区来说具有单 个信号路径(即,无多径)。为简单起见,可以假设H(m)中的噪声和干扰是加性高斯白噪声 (AWGN),其具有零均值向量和协方差矩阵Ntl •I,其中,Ntl是噪声和干扰的方差,而I是单位 矩阵,其在对角线上为1而在其它地方为零。

[0040] 在公式(3)中,X(m)是一个符号周期的接收向量。不同符号周期的接收向量是不 相关的,这是因为使用了暂时不相关的扩频码。因此,在不同的符号周期内不存在依存关 系,为简单起见,在以下描述中略去了索引m。

[0041] 无线设备120可以通过以下步骤导出由给定扇区j在业务信道n上发送的数据符 号的估计:(1)使用扇区j所用的扩频码对接收采样进行解扩;(2)使用业务信道n的Walsh 码将解扩后的采样进行解覆盖,如下•!:,公式(4)其中,&是NXN对角矩阵, 其包括扇区j的的扩频码,其中,"H"表示共轭转置;In是NXl向量,其包括预期业务信道n 的Walsh码;Sj,n是扇区j在业务信道n上发送的数据符号;L是在没有干扰消除的情况 下Sj,"的估计。

[0042] 为了消除来自干扰扇区1的干扰,无线设备120可以使用扇区1所用的扩频码 对接收采样进行解扩,然后将解扩采样解覆盖,如下•!:,公式(5)其中,虫是 NXl向量,其包括扇区1的N个Walsh频段的N个接收符号。乘以£/可以解扩扇区1的 接收采样,而乘以I1可以生成N个Walsh码的接收符号。如果把N个业务信道分配给长度 为N的N个不同Walsh码,则N个Walsh频段针对于这些业务信道。可以将N个Walsh频 段视为对应于通过用It进行解覆盖而获得的N个正交信道。

Figure CN101361284BD00092

个Walsh频段的测量功率(或特征值)。如果所有N个对角元素相等,或者,对于Vrt,入1>n =入i,则Ai是准对角的。

[0044]无线设备120可以基于诸如线性最小均方误差(LMMSE)技术、最小二乘 方(LS)技术等各种技术导出服务扇区j的业务信道n的符号估计。可以基于LMMSE

Figure CN101361284BD00101

计;^^是Sj,n的加权估计。

[0046] 公式⑶表示一个干扰扇区1的干扰消除。可以认为公式⑶包括线性操作(例 如,通过It和I进行变换)和非线性操作(例如,使用£/进行解扩,并使用仏进行扩频)。 因此,可以认为公式(8)执行了准线性干扰消除(QLIC),因为首先将波形乘以时变函数(例 如,解扩码),其是与波形分量相同的函数(即,相乘项自身是接收波形的函数)。向量 £1包 括使来自扇区1的干扰得到抑制的采样。公式(9)表示,Sj,n的其余LMMSE符号估计包括由 CDM接收机照传统技术执行的解扩和解覆盖操作,如公式(4)所示。具体而言,使用预期扇 区j的扩频码将向量£1解扩,然后使用预期业务信道n的Walsh码将其进行解覆盖。公式 (10)示出了LMMSE缩放,从而获得加权估计,以便后面进行解码。

[0047] 如公式(6)所示,A1的对角元素是部分地由干扰扇区1的增益矩阵&确定的。 如果扇区1中的所有N个业务信道的增益相等(S卩,对于V«,gl, n=g〇,则&=gi•工且 A1=n•I,其中,n是总功率增益。在这种情况下,在无干扰消除的情况下,公式(9)的 L 和未经加权的符号估计七,"等于公式(4)的符号估计。当矩阵^中的增益不相等 时,就实现了干扰消除,因此,通过在公式(8)中乘以逆协方差矩阵A1'业务信道的具有 增益越大,衰减就越厉害。

[0048] 图4的框图示出了单扇区干扰消除器260a,其是图2中的干扰消除器260的一个 实施例。在干扰消除器260a内,乘法器412将接收采样r乘以扇区1的复共轭扩频码C1' 由此提供输入采样。串并(S/P)转换器414在每个符号周期形成N个输入采样的向量,并 且,并行地提供N个输入采样。快速Hadamard变换(FHT)单元416对每个符号周期的N个 输入采样进行N点FHT,并提供N个Walsh频段的N个接收符号。

[0049] 单元422计算来自FHT单元416的每个接收符号的平方值。滤波器424将每个 Walsh频段的接收符号的平方值平均化,并提供此Walsh频段的功率估计。滤波器424提 供A1的对角元素的估计。滤波器424可以使用有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应 (IIR)滤波器或其它类型的滤波器来实现。滤波器424可以具有时间常数,如32、64、128,或 者,可以具有其它数量的符号周期。单元426计算每个Walsh频段的功率估计的逆。乘法 器440在每个符号周期中获得N个Walsh频段的N个接收符号,将每个Walsh频段的接收 符号乘以此Walsh频段的逆功率估计,并提供N个Walsh频段的N个缩放符号。单元422、 424、426和440对每个Walsh频段逐一进行处理。

[0050] 逆FHT(IFHT)单元442对每个符号周期的N个缩放符号进行N点IFHT,并提供此 符号周期的N个输出采样。并串(P/S)转换器444将每个符号周期的N个输出采样串行化。 乘法器446将输出采样乘以扇区1的扩频码,并提供消除了干扰的采样ri。

[0051]在图4中,乘法器412执行扇区1的解扩,即在公式(8)中乘以£/。串并转换器 414将每个符号周期的输入采样向量化。FHT单元416对N个业务信道执行解覆盖,即在公 式⑶中乘以IT。FHT单元416使用Walsh码高效地将向量化的采样映射到本征模式(或 正交信道)中,并将协方差矩阵A1对角化。单元422、滤波器424和单元426导出A,的 估计。乘法器440基于这些Walsh频段的功率估计的逆而对N个Walsh频段进行缩放。因 此,Walsh频段的功率越高,衰减就越明显,这降低了来自这些Walsh频段的干扰作用。乘 法器440在公式⑶中执行与A,的相乘。IFHT单元442对N个Walsh频段执行解覆盖, 即在公式(8)中乘以I。乘法器446执行扇区1的扩频(或重新扩频),即在公式(8)中乘 以&。可以将乘法器412的解扩和乘法器446的扩频视为非线性操作,因为它们直接依赖 于接收波形的分量。对于LMMSE技术,单元416至442的解相关操作是线性操作。

[0052] 图5的框图示出了单扇区干扰消除器260b,其是图2中的干扰消除器260的另一 实施例。干扰消除器260b可以用于抑制来自扇区1的多个信号路径的干扰。这些多信号 路径可以是:(1)来自单个接收天线的单个接收信号中的多径;(2)来自多个接收天线的多 个接收信号;或(3)多个接收信号中的多径。

[0053]在干扰消除器260b内,在每个码片周期中,乘法器512接收含有P个信号路径的P个接收采样的向量H',将每个向量位置中的接收采样乘以扇区1的复共轭扩频码c;,并提 供H'中的P个位置的P个输入采样。串并转换器514在每个符号周期中形成输入采样的 NXP矩阵。此矩阵包括P个信号路径的P个列,其中每个列包括一个信号路径的N个输入 采样。FHT单元516对NXP输入采样矩阵的每个列执行N点FHT,并提供接收符号的NXP 矩阵。此接收符号矩阵包括P个信号路径的P个列,其中每个列包括一个信号路径中的N 个Walsh频段的N个接收符号。

[0054] 单元522至540在每个Walsh频段的基础上执行接收符号的矩阵向量相乘。单元 522使用NXP接收符号矩阵的N个行形成N个向量,其中每个向量包括一个Walsh频段的 P个信号路径的P个接收符号。然后,单元522计算每个Walsh频段的接收符号向量的外 积,并提供此Walsh频段的PXP相关矩阵。滤波器524跨越多个符号周期对N个Walsh频 段的N个相关矩阵进行滤波,并提供N个Walsh频段的N个PXP协方差矩阵。单元526对 每个PXP协方差矩阵求逆。乘法器540将NXP接收符号矩阵的每一行(其是一个Walsh 频段的I XP行向量)乘以此Walsh频段的PXP逆协方差矩阵,并提供所产生的符号的相 应IXP行向量。乘法器540在每个符号周期中提供所产生的符号的NXP矩阵。

[0055]IFHT单元542对NXP缩放符号矩阵的每一列执行N点IFHT,并提供此符号周期 的输出采样的NXP矩阵。并串转换器544将每个符号路径的N个输出采样串行化,并在每 个码片周期中提供P个信号路径的P个输出采样的向量。乘法器546将每个信号路径的输 出采样乘以扇区1的扩频码,并提供此信号路径的消除了干扰的采样。在每个码片周期中, 乘法器546提供向量I:'i,其包括P个信号路径的P个消除了干扰的采样。

[0056]图4和图5示出了一个干扰扇区1的干扰消除。还可以对来自多个扇区的干扰进 行估计,并在对预期扇区进行解调之前将其消除。可以将每个扇区1的消除项&定义为:

Figure CN101361284BD00121

版本。向量由包括扇区1的信号分量以及由于公式(6)中的〇2项而产生的失真噪声。向 量&表示其它扇区的干扰分量,并且,如果A1是等对角的话,其等于零。由于使用了不同 扇区的不同扩频码,所以,不同扇区的向量&是不相关的。干扰扇区1的向量&与预期扇 区j的发射向量&也是不相关的,这也是因为使用了不同的扩频码。缩放因子i/tr(Ar1) 产生来自不同干扰扇区的干扰作用的最佳权重。

Figure CN101361284BD00122

中,^是&的估计,而匕M是来自其它扇区的消除信号的总和。向量t包括来自扇区j的信 号分量,并消除了来自其它扇区的干扰分量。在来自每个扇区的数据符号相互独立且为零 平均值的假设下,公式(11)和(12)将^的估计的信号与噪声加干扰之比(SINR)最大化。 可以将发射向量岛解扩并解覆盖,以获得来自扇区j的预期业务信道n的数据符号估计,如

Figure CN101361284BD00123

[0058] 图6的框图示出了并行的多扇区干扰消除器260c,其是图2中的干扰消除器260 的另一实施例。干扰消除器260c对多个(L个)扇区执行干扰消除,并提供由这L个扇区 发送的信号的估计。

[0059] 在干扰消除器260c内,将接收信号r(其对应于来自接收单元254的接收采样) 提供给L个扇区的L个QLIC块610a至6101。每个QLIC块610导出其指定扇区的消除信 号,并可以如下所述来实现。另外,组合器620将所有L个扇区的消除信号&至e#且合起 来,并提供总消除信号et(rtal。对于每个扇区j,加法器612从总消除信号et(rtal中减去此扇区

Figure CN101361284BD00124

区j,加法器614从接收信号r中减去此扇区的其它扇区消除信号e。^,以获得此扇区的信 号估计A。每个扇区的信号估计七去除了来自其它L-I个扇区的消除信号。加法器614a至 6141将L个扇区的信号估计元至九分别提供给rake接收机270中的L个支路处理器650a 至6501。每个支路处理器650都可以对其指定扇区执行解调,如公式(13)所示。

[0060] 图6并行示出了多个扇区的干扰消除。基于接收信号r,并行导出L个扇区的消除 信号。每个扇区的消除信号的准确度受到来自所有其它扇区的干扰的影响。然后,基于每 个扇区的消除信号4、所有L个扇区的总消除信号et()tal和接收信号r,导出此扇区的信号估 计毛。

[0061] 也可以按照连续方式(即有序或串联方式)对多个扇区进行干扰消除。可以在L 个连续级中执行L个扇区的连续干扰消除,其中在每一级中消除来自一个扇区的干扰。每 一级的干扰消除可以基于前一级的输出来执行,前一级已去除了来自所有先前级的干扰, 因此,其比接收信号"干净"。连续干扰消除可以提高性能。例如,如果不同的扇区引起不同 量的干扰,则可以首先对强的扇区执行干扰消除,以抑制来自此扇区的信号分量,然后对弱 的扇区执行干扰消除。因为已经削弱了来自强的扇区的信号作用,所以,可以改善弱扇区的 干扰消除。对于弱的扇区来说,强的扇区的消除减小了公式(6)中的 〇2项,这使得弱的扇 区的增益矩阵更加显著,对于弱的扇区来说提高了A1的特性。因此,强的扇区的消除较好 地实现了弱的扇区的干扰消除。

[0062] 图7A的框图示出了串联的两扇区干扰消除器260d,其是图2中的干扰消除器260 的又一实施例。对于此实施例,首先消除预期扇区j的信号分量,然后,消除来自干扰扇区 1的干扰,从而生成预期扇区的信号估计。

[0063] 在干扰消除器260d内,将接收信号r提供给QLIC块710a,其导出预期扇区j的消 除信号e/。e/中的上标"1"是指级数,而下标"j"是指由该级处理的扇区。加法器712a 从接收信号r中减去消除信号e/,并提供中间信号r/,其抑制了预期扇区的信号分量和失 真噪声。QLIC块710b接收中间信号r/,并导出干扰扇区1的消除信号ei2。加法器712b 从接收信号r中减去消除信号ei2,并提供信号估计七,其包括预期扇区的信号分量,但抑制 了来自干扰扇区的干扰。rake接收机270内的支路处理器650j对预期扇区j的信号估计 之进行解调。

[0064]图7B的框图示出了串联的多扇区干扰消除器260e,其是图2中的干扰消除器260 的又一实施例。对于此实施例,在L个级中对L个扇区的信号分量连续进行抑制。

[0065] 在干扰消除器260e内,将接收信号r提供给QLIC块710a,其导出第一扇区的消除 信号e1。加法器712a从接收信号r中减去消除信号e1,并提供中间信号r1,其抑制了第一 扇区的信号分量。QLIC块710b接收中间信号r1,并导出第二扇区的消除信号e2。加法器 712b从中间信号r1中减去消除信号e2,并提供中间信号r2,其抑制了第一和第二扇区的信 号分量。

[0066] 随后的每一级i都按照与级2相似的方式运作。级i的QLIC块710从前一级i-1 接收中间信号并导出分配给级i的扇区i的消除信号加法器712从前一级生成的 中间信号广1中减去消除信号^,并向下一级提供中间信号A其抑制了分配给当前级和先 前级的所有扇区的信号分量。

[0067] 后一级的加法器7121提供中间信号rS其抑制了所有L个扇区的信号分量。加法 器714a将第一扇区的消除信号e1与中间信号r啪加,并提供第一扇区的信号估计&。加法 器714b将第二扇区的消除信号e2与中间信号r啪加,并提供第二扇区的信号估计乓。其它 加法器可以用于生成其它扇区的信号估计。

[0068] 在一个实施例中,基于扇区的信号强度将扇区分配给级。例如,可以将最强的接收 扇区分配给级1,可以将下一个最强的接收扇区分配给级2,依此类推。在另一实施例中,可 以将具有最早到达信号的扇区分配给级1,可以将下一个到达信号的扇区分配给级2,依此 类推。还可以采用其它方式将扇区分配给级。

[0069]图8的框图示出了并行的两级干扰消除器260f,其是图2中的干扰消除器260的 又一实施例。干扰消除器260f是图6中的干扰消除器260c和图7A中的干扰消除器260d 的组合。

[0070] 对于第一级,将接收信号r提供给L个扇区的L个QLIC块810a至8101。每个QLIC 块810基于接收信号导出其指定扇区的消除信号。另外,组合器820将来自所有L个QLIC 块810a至8101的消除信号e/至eJ组合起来,并为第一级提供总消除信号et。^1。对于每 个扇区j,加法器812从总消除信号^rtal1中减去此扇区的消除信号e/,并为此扇区提供其 它扇区的消除信号e% /。对于每个扇区j,加法器814从接收信号r中减去其它扇区消除 信号',/,并提供此扇区的初始信号估计每个扇区的初始信号估计去除了来自其它L-I 个扇区的消除信号。加法器814a至8141提供L个扇区的初始信号估计匀至#。

[0071] 对于第二级,QLIC块830a至8301分别从加法器814a至8141接收初始信号估计 匀至#。每个QLIC块830基于其初始信号估计g导出其指定扇区j的消除信号e/。对于 每个扇区j,与来自第一级的消除信号e/相比,来自第二级的消除信号e/通常是扇区j的 信号分量的较好估计,因为e/是基于初始信号估计¥导出的,而¥抑制了来自其它L-I个 扇区的干扰。另外,组合器840将来自所有L个QLIC块830a至8301的消除信号ei2至eJ 组合起来,并提供第二级的总消除信号et(rtal2。对于每个扇区j,加法器832从总消除信号 etotal2中减去此扇区的消除信号e/,并提供此扇区的其它扇区消除信号As,/。对于每个扇 区j,加法器834从接收信号r中减去其它扇区消除信号e。,,/,并提供此扇区的最终信号估 计A。每个扇区的最终信号估计七抑制了来自其它L-I个扇区的信号分量。加法器834a至 8341将L个扇区的最终信号估计元至心分别提供给rake接收机270内的L个支路处理器 650a至 6501。

[0072] 图6至8示出了对一个或多个扇区进行干扰消除的一些示例性干扰消除器。图6 至8中的每个QLIC块可以导出一个扇区的一个信号路径的消除信号(每一路径的处理)、 一个扇区的多个信号路径(每一扇区的处理)或多个扇区的多个信号路径(多扇区的处 理)。由给定的QLIC块处理的多信号路径可以针对于一个或多个接收天线。根据本文提供 的说明,还可以设计出其它干扰消除器。例如,可以扩展图8所示的实施例,使其包括两个 以上的串联干扰消除级。

[0073] 图9A的框图示出了QLIC块910a,其可以用于图6至8所示的干扰消除器260c至 260f中的每个QLIC块。QLIC块910a接收进入的采样,并生成一个扇区1的消除信号^的 采样。为简单起见,图9A示出了用于第一级的QLIC块910a,因此,来临的采样是接收信号 r的接收采样。如果扇区是同步的,并且,在无线设备处以时间对齐的方式接收到来自这些 扇区的信号,那么,QLIC块910a对进入的采样不进行重新采样,并可以用在多扇区干扰消 除器260c至260f中。

[0074] 在QLIC块910a内,乘法器412、串并转换器414、FHT单元416、平方值单元422、 滤波器424和求逆单元426的工作方式与图4所述相同。求逆单元426提供N个逆功率估 计,即A,的对角元素的估计。加法器432对N个逆功率估计求和,并计算A,的迹。单 元434计算A,的迹的逆,并提供缩放因子1/tr(A,)。乘法器436将来自单元426的N 个逆功率估计中的每一个乘以缩放因子1/tr 。乘法器436还可以位于乘法器446之 后,如公式(11)所示。IFHT单元442、并串转换器444和乘法器446的工作方式与图4所 述相同。乘法器446提供消除了干扰的采样,其基于逆协方差矩阵A,而削弱了扇区1的 信号分量和失真噪声。加法器448从接收采样中减去消除了干扰的采样,并提供扇区1的 消除采样 ei。

[0075] 对于图9A所示的实施例,暂时将接收采样r存储起来,直到可获得来自乘法器446 的相应采样为止。在另一实施例中,加法器448可以位于乘法器440和IFHT单元442之 间,并执行适当的缩放,以适应加法器448的此变动。对于此实施例,加法器448从FHT单 元416的输出中减去乘法器440的输出,并将其输出提供给IFHT单元442。此实施例改进 了存储接收采样的需要,并降低了缓冲要求。

[0076] 图9B的框图示出了QLIC块910b,其也可以用于干扰消除器260c至260f中的每个 QLIC块。QLIC块910b基于接收采样生成一个扇区1的消除信号61的采样。QLIC块910b 包括工作方式同图5所述相同的单元512至526以及单元540至546。单元526提供每个 Walsh频段的Af1的估计。QLIC块910b还包括对扇区1的适当权重进行计算的单元532、 534和536。对于每个符号周期,单元532对所有N个Walsh频段的A广的估计求和,并提 供中间矩阵。单元534计算中间矩阵的逆,并提供扇区1的中间矩阵。乘法器536将每个 Walsh频段的Ar1的估计乘以中间矩阵,并提供此Walsh频段的增益矩阵。例如,还可以将 乘法器536的相乘移至乘法器546之前或之后。乘法器540将每个Walsh频段的接收符号 的向量乘以此Walsh频段的增益矩阵,并提供所产生的符号的相应向量。

[0077] 图9C的框图示出了QLIC块910c,其也可以用于干扰消除器260c至260f中的每个 QLIC块。QLIC块910c基于接收采样生成一个扇区1的消除信号ei的采样。即使扇区是不 同步的,并且,在无线设备处不是以时间对齐的方式接收到这些扇区的信号,QLIC块910c 也将接收信号重新采样到适当的码片时序,并可以用在多扇区干扰消除器260c至260f中。

[0078] 在QLIC块910c内,单元410基于扇区1的时序对接收采样进行重新采样(例如, 插值),从而与码片时序同步。例如,单元410可以以两倍码片速率(或chipx2)获取接收 采样,并且,可以以码片速率(或chipxl)并使用扇区1的时序生成内插采样。可以基于从 扇区1接收到的导频信号确定扇区1的时序,并可以使用时间跟踪环对其进行跟踪,这在该

技术领域中是众所周知的。单元412至448对内插采样进行处理,如以上对图4和9A所述 那样。加法器448提供与扇区1的时序对齐的采样。外插单元450对来自加法器448的采 样进行外插,并且,以相同的速率并使用与接收采样相同的时序提供消除采样。

[0079] 在图6至8中,每个QLIC块可以基于分配给此QLIC块的扇区的时序而工作。单 元450的外插将所有扇区的消除采样的时序对齐,因而,这些采样可以另外由组合器620、 820和840组合起来。

[0080] 图9D的框图示出了QLIC块910d,其也可以用于干扰消除器260c至260f中的每个 QLIC块。QLIC块910d基于接收采样生成一个扇区1的消除信号61的采样。QLIC块910d 可以对扇区1的多个信号路径进行处理。这些多个信号路径可以是一个接收天线的多径或 多个接收天线的多个信号路径。

[0081]QLIC块910d包括单元412至448,其与以上对图4和9A所述相同的方式工作。 QLIC块910d还包括信号路径组合器408和信号路径卷积器452。信号路径组合器408执 行扇区1的信号路径的加权组合,例如,从而使此扇区的SINR最大化。信号路径组合器408 可以用均衡器、导频加权组合器等来实现。信号路径卷积器452执行冲激响应成形,从而与 扇区1的有效冲激估计匹配。来自加法器448的输出是扇区1的信号分量的估计。信号路 径卷积器452对扇区1和无线设备之间的无线信道进行建模。信号路径卷积器452的输出 是扇区1的各个信号路径的消除信号。组合器454将扇区1的所有信号路径的消除信号组 合起来,并提供扇区1的消除信号,其是在无线设备处观测到的来自扇区1的干扰的估计。

[0082] 图IOA的框图示出了图9D中的信号路径组合器408的实施例。将接收采样r提 供给扇区1的P个信号路径的P个延迟元件IOlOa至1010p,其中P彡1。rake接收机270 内的搜索器可以基于从扇区1接收到的导频信号识别信号路径,这在该技术领域中是众所 周知的。也可以基于接收导频信号确定每个信号路径的时序和接收信号质量。每个延迟元 件1010对于其指定的信号路径来说将接收采样推迟了延迟时间tp。将来自所有P个延迟元 件IOlOa至IOlOp的延迟采样在时间上对齐。单元1012a至1012p分别从延迟元件IOlOa 至IOlOp接收延迟采样,并抽取这些延迟采样,从而以码片速率获得抽取的采样。乘法器 1014a至1014p分别从单元1012a至1012p接收抽取的采样,并分别接收P个信号路径的共 轭权重至b/。每个信号路径的权重可以基于此信号路径的信道增益、接收信号强度、接 收信号质量或其它量导出。每个乘法器1014使用其指定信号路径的权重去缩放此信号路 径对应的抽取的采样,并提供缩放采样。合成器1016将所有P个信号路径的缩放采样进行 组合,并提供扇区1的复合采样r'。

[0083] 图IOB的框图示出了信号路径卷积器452的实施例。将来自图9D中的加法器448 的采样提供给扇区1的P个信号路径的P个延迟元件1050a至1050p。每个延迟元件1050 将其采样提前了其指定信号路径的延迟时间。将来自所有P个延迟元件1050a至1050p的 延迟采样与P个信号路径的时序对齐。滤波器1052a至1052p分别从延迟元件1050a至 1050p接收延迟采样,并使用发射端和接收端的组合基带滤波器响应对延迟采样进行滤波。 乘法器1054a至1054p分别从滤波器1052a至1052p接收滤波过的采样,并分别接收P个 信号路径的信道增益匕至!^。可以基于接收导频信号估计每个信号路径的信道增益。每 个乘法器1054使用其指定信号路径的信道增益去缩放此信号路径对应的滤波过的采样, 并提供此信号路径的消除采样。乘法器1054a至1054p提供扇区1的P个信号路径的P个 消除信号。

[0084] 对于图6、图7A、图7B和图8中的相应干扰消除器260c、260d、260e和260f,从接 收信号r到支路处理器650的每条处理路径可以针对于扇区或扇区的信号路径。也可以采 用其它方式形成处理路径。

[0085] 图11的框图示出了干扰消除器260g,其是图2中的干扰消除器260的又一实施 例。干扰消除器260g导出每个扇区的消除信号,但对每个扇区的各信号路径均执行干扰消 除。

[0086] 消除器260g包括干扰估计器1102、组合器1120以及信号与噪声组合器1130。在 干扰估计器1102内,将接收信号r提供给L个扇区的L个信号路径组合器1108a至11081。 每个信号路径组合器1108对其指定扇区的信号路径进行加权组合,并提供此扇区的复合 信号。每个信号路径组合器1108可以用图IOA中的信号路径组合器408或者用其它设计 来实现。信号路径组合器1108a至11081可以对相同数量(K个)的信号路径(如图10所 示)或不同数量的信号路径进行处理。信号路径组合器1108a至11081分别向L个QLIC 块IllOa至11101提供L个扇区的L个复合信号r/至iy'。每个QLIC块1110基于其复 合信号导出其指定扇区的消除信号。每个QLIC块1110可以用QLIC块910a、910b或910c 或者用其它QLIC设计来实现。QLIC块IllOa至11101分别向L个信号路径卷积器1112a 至11121提供L个扇区的L个消除信号&至ep每个信号路径卷积器1112对其指定扇区 的消除信号进行冲激响应成形,并提供此扇区的信号路径的消除信号。每个信号路径卷积 器1112可以用图IOB中的信号路径卷积器452或者用其它设计来实现。另外,组合器1120 将来自所有L个信号路径卷积器1112a至11121的所有L个扇区的所有信号路径的消除信 号组合起来,并提供总消除信号et()tal。

[0087] 对于每个扇区的每条信号路径,信号与干扰组合器1130包括一对加法器1132和 1134。对于每个扇区j的每条信号路径k,加法器1132从总消除信号et()tal中减去此扇区的 消除信号\k,并提供其它扇区消除信号e<)^k。对于每个扇区j的每条信号路径k,加法器 1134从接收信号r中减去其它扇区消除信号e。^k,并提供扇区j的信号路径k的信号估 计。各信号估计由rake接收机270中的相应支路处理器650进行处理。

[0088] 图12的框图示出了两级干扰消除器260h,其是图2中的干扰消除器260的又一实 施例。干扰消除器260h包括两级。每一级导出每个扇区的消除信号,但对每个扇区的相应 信号都执行干扰消除。

[0089] 对于第一级,将接收信号r提供给干扰估计器1102a,其可以用图11中的干扰估计 器1102实现。干扰估计器1102a导出L个扇区的信号路径的消除信号。另外,组合器1120a 将来自干扰估计器Il〇2a的所有L个扇区的信号路径的消除信号进行组合,并提供第一级 的总消除信号et。^1。可以用图11中的信号与干扰组合器1130实现的信号与干扰组合器 1130a基于接收信号r、来自干扰估计器1102a的消除信号和来自组合器1120a的总消除信 号Sttrtal1,导出所有L个扇区的信号路径的初始信号估计。

[0090] 对于第二级,将所有L个扇区的信号路径的初始信号估计提供给干扰估计器 1102b,其也可以用图11中的干扰估计器1102实现。干扰估计器1102b导出L个扇区的信号 路径的消除信号。来自第二级的消除信号是基于使其它扇区的干扰得到抑制的初始信号估 计导出的,因此,与来自第一级的消除信号相比,其通常是较好的估计。另外,组合器1120b 将来自干扰估计器Il〇2b的所有L个扇区的信号路径的消除信号组合起来,并提供第二级 的总消除信号et(rtal2。信号与干扰组合器1130b基于接收信号r、来自干扰估计器1102b的 消除信号和来自组合器1120b的总消除信号et()tal2,导出所有L个扇区的信号路径的最终信 号估计。

[0091] 对于图11和图12所示的实施例,针对每个扇区导出消除信号,但对每个扇区的各 信号路径都执行干扰消除。在图11和图12中,从接收信号r到支路处理器650的各处理 路径针对于一个扇区的一条信号路径。但是,各扇区的所有信号路径的处理路径可共享相 同的QLIC块。也可以用其它方式实现干扰消除。

[0092] 对于图4、图5和图9A至9D所示的实施例,FHT和IFHT的尺寸取决于用于传输的 最长的Walsh码,其可以是用于cdma2000的128个码片和用于W-CDM的512个码片。导频 信号的传输可以使用Walsh码0以及使用固定调制或不使用调制。在这种情况下,理论上 讲,导频Walsh码的持续时间是无限的。可以将导频信道作为较长的Walsh码(例如,4N) 进行处理,以提高导频估计的质量。

[0093] 在一个实施例中,可以如下执行导频处理。对于每个符号周期m,对符号周期m的 N个输入采样执行N点FHT,以获得N个Walsh码的N个接收符号。针对在四个符号周期 (例如,当前符号周期m和三个最近的符号周期m-l、m-2和m-3)中的导频Walsh码所获得 的四个接收符号可以用4点FHT进行变换,从而获得导频Walsh码的四个Walsh子频段对 应的四个解覆盖的符号。一个Walsh子频段针对于导频,其它三个Walsh子频段针对于噪 声。然后,例如,通过图4中的框422、424、426和440,处理针对当前符号周期m中的N-I个 非导频Walsh码所获得的N-I个接收符号和针对四个导频Walsh子频段所获得的四个解覆 盖符号(或总共N+3个符号),从而获得N+3个缩放符号。然后,对四个导频Walsh子频段 的四个缩放符号执行4点IFHT,从而获得四个覆盖符号。将导频的Walsh子频段的覆盖符 号作为导频Walsh码的缩放符号来提供,并将其它三个Walsh子频段的覆盖符号摒弃。然 后,例如,通过图4中的框442、444和446,对N个Walsh码的N个缩放符号进行处理,以获 得当前符号周期m的消除了干扰的采样。由于额外的平均化,导频Walsh子频段的解覆盖 符号具有较高的SNR,这改善了干扰消除。

[0094] 图13的框图示出了可适用于各种通信系统的普通准线性干扰消除器260g的实施 例。最初,获取接收采样。这些接收采样可以是在时域(例如,对于CDMA)中或在频域(例 如,对于0FDM)中。对接收采样进行处理,从而将来自干扰发射机1的信号隔离出来(框 1312)。框1312中的处理可以是非线性操作,例如,cdma2000的解扩、W-CDMA的解扰等等。 然后,执行特征分解,从而获得发射机1的多个特征模式或正交信道(框1316)。正交信道 是使用cdma2000的不同Walsh码和使用W-CDM的不同OVSF码而获得的。因此,可以使用 cdma2000和W-CDMA的FHT实现特征分解。可以使用OFDM和FDMA系统的快速傅立叶变换 (FFT)和使用其它系统的其它类型的变换实现特征分解。

[0095] 可以通过对每个正交信道执行LMMSE缩放而实现干扰消除。在这种情况下,对发 射机1的各特征模式的功率进行估计(框1322)。计算每个正交信道的功率估计的逆(框 1326)。然后,通过每个正交信道的逆功率估计缩放此正交信道,因而,正交信道的功率越 高,衰减就越是明显(框1340)。然后,使用用于特征分解的反变换将正交信道变换回到离 散时间(框1342)。然后,将隔离发射机1的处理取消(框1346)。框1346中的处理可以 是非线性操作,例如,cdma2000的扩频、W-CDM的扰频等。

[0096] 无线设备可以维护一组或多组扇区,例如:(1)活动组,其包括与无线设备进行通 信的扇区;(2)相邻组,其包括与活动组中的扇区邻近的扇区;(3)候选组,其由无线设备强 有力地接收,并是要包括在活动组中的候选者;和/或(4)其它扇区组。可以用各种方式执 行干扰消除。在一个实施例中,对活动组中的扇区执行干扰消除。通常,无线设备强有力地 接收这些扇区,并且还具有时序和多径信息,从而有效地对这些扇区执行干扰消除。在另一 个实施例中,基于无线设备的处理能力,对尽可能多的扇区执行干扰消除。可以基于扇区的 接收信号强度或其它标准来选择扇区,以进行干扰消除。

[0097] 本申请描述的干扰消除技术提供了多种优势。首先,干扰消除处理可以一次针对 一个扇区进行,并且,其是干扰消除的相对简单的形式。第二,通过执行FHT可以高效地获 得每个扇区的特征模式(其对应于正交业务信道)。第三,对于上述一些实施例,可以在不 必执行矩阵求逆的情况下容易地对特征模式的特征值(其是用于LMMSE干扰消除的功率估 计)求逆。第四,干扰消除是基于要消除的扇区的低延时干扰估计进行的,所述估计是通过 执行符号处理而获得的。这与通过将数据帧或数据分组解码、重新编码和重新调制而获得 的干扰估计形成了鲜明的对比,后者难以实现或不切实际,并由于帧处理而具有较高的延 时。

[0098] 本申请描述的技术可以提高CDM系统的前向链路上的整体系统能力。前向链路 上的能力是干扰受限的。也就是说,随着与CDM系统进行通信的无线设备的数量增多,发 送到这些无线设备的总功率不断增大,这增加了各无线设备观测到的干扰。最终,干扰使得 无线设备不再能够连接到CDM系统。本申请描述的技术减小了无线设备处的干扰的不利 影响。然后,较小的发射功率可以用于无线设备,以实现相同水平的性能,这减小了对其它 无线设备的干扰,并能使更多的无线设备连接到系统。

[0099] 本申请描述的干扰消除技术可通过多种方式来实现。例如,这些技术可以用硬件、 固件、软件或它们结合的方式来实现。对于硬件实现,用于进行干扰消除的处理单元可以实 现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、 可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、 电子器件、用于执行本文所述功能的其它电子单元或其组合中。

[0100] 对于软件实现,干扰消除技术可用执行本文所述功能的模块(例如,过程、函数 等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器(如,图2中的存储器292)中,并由处理器 (如处理器290)执行。存储器可以实现在处理器内,也可以实现在处理器外。

[0101] 所公开实施例的上述描述使得本领域技术人员能够实现或者使用本发明。对于本 领域技术人员来说,这些实施例的各种修改是显而易见的,并且本文定义的总体原理也可 以在不脱离本发明的精神或保护范围的基础上应用于其它实施例。因此,本发明并不限于 本文给出的实施例,而是与符合本文公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。

Claims (20)

1. 一种用于在无线通信系统中执行干扰消除的装置,包括: 至少一个干扰消除器,用于: 基于第一变换对接收信号的输入采样进行变换,以获得多个正交信道的接收符号; 基于所述多个正交信道的功率估计的逆导出第一缩放因子,并且基于所述功率估计的 逆的总和的逆导出第二缩放因子; 基于所述第一缩放因子和所述第二缩放因子,使用多个增益对所述多个正交信道的所 述接收符号进行缩放,以获得所述多个正交信道的缩放符号,其中,在对所述接收符号进行 缩放前,首先将所述第一缩放因子与所述第二缩放因子相乘; 基于第二变换对所述缩放符号进行变换,以获得消除了干扰的输出采样,其中,所述第 二变换和所述第一变换互逆。
2. 权利要求1的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 基于所述接收信号源自的发射机的扩频码对接收采样进行解扩,以获得所述输入采 样; 基于所述扩频码,将所述输出采样进行扩频,以获得消除了干扰的采样。
3. 权利要求2的装置, 其中,所述接收采样针对于接收到的CDM信号, 其中,所述扩频码针对于一个基站,所述基站的信号在所述消除了干扰的采样中得到 了抑制。
4. 权利要求1的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 基于快速Hadamard变换(FHT),对所述输入采样进行变换; 基于快速Hadamard反变换(IFHT),对所述缩放符号进行变换。
5. 权利要求1的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 导出所述多个正交信道的功率估计; 基于所述功率估计,导出所述多个增益。
6. 权利要求5的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 计算所述多个正交信道的接收符号的平方值; 对每个正交信道的接收符号的平方值进行滤波,以获得所述正交信道的功率估计。
7. 权利要求1的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 在对所述输入采样进行变换之前,基于所述接收信号源自的发射机的时序进行重新采 样; 在对所述缩放符号进行变换之后,基于所述发射机的时序进行外插。
8. 权利要求1的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 在对所述输入采样进行变换之前,对所述接收信号源自的发射机的多条信号路径进行 组合。
9. 权利要求8的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 使用所述多条信号路径的多个延迟,将接收采样进行延迟; 使用多个权重,对所述多条信号路径的延迟采样进行缩放; 将所述多条信号路径的缩放采样进行组合。
10. 权利要求8的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 在对所述缩放符号进行变换之后,对所述多条信号路径进行处理。
11. 权利要求10的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 使用扩频码将所述输出采样进行扩频,以获得扩频采样; 使用所述多条信号路径的多个延迟,延迟所述扩频采样; 使用所述多条信号路径的信道增益估计,对所述多条信号路径的延迟采样进行缩放; 将所述多条信号路径的缩放采样进行组合。
12. 权利要求2的装置,其中,所述至少一个干扰消除器还用于: 基于所述接收采样和所述消除了干扰的采样,导出消除信号。
13. -种用于在无线通信系统中执行干扰消除的方法,包括: 基于第一变换对接收信号的输入采样进行变换,以获得多个正交信道的接收符号; 基于所述多个正交信道的功率估计的逆导出第一缩放因子,并且基于所述功率估计的 逆的总和的逆导出第二缩放因子; 基于所述第一缩放因子和所述第二缩放因子,使用多个增益对所述多个正交信道的所 述接收符号进行缩放,以获得所述多个正交信道的缩放符号,其中,在对所述接收符号进行 缩放前,首先将所述第一缩放因子与所述第二缩放因子相乘; 基于第二变换对所述缩放符号进行变换,以获得消除了干扰的输出采样,其中,所述第 二变换和所述第一变换互逆。
14. 权利要求13的方法,还包括: 基于所述接收信号源自的发射机的扩频码对接收采样进行解扩,以获得所述输入采 样; 基于所述扩频码,将所述输出采样进行扩频,以获得消除了干扰的采样。
15. 权利要求13的方法,还包括: 导出所述多个正交信道的功率估计; 基于所述功率估计,导出所述多个增益。
16. 权利要求13的方法,还包括: 在对所述输入采样进行变换之前,基于所述接收信号源自的发射机的时序进行重新采 样; 在对所述缩放符号进行变换之后,基于所述发射机的时序进行外插。
17. -种用于在无线通信系统中执行干扰消除的装置,包括: 用于基于第一变换对接收信号的输入采样进行变换,以获得多个正交信道的接收符号 的模块; 用于基于所述多个正交信道的功率估计的逆导出第一缩放因子,并且基于所述功率估 计的逆的总和的逆导出第二缩放因子的模块; 用于基于所述第一缩放因子和所述第二缩放因子,使用多个增益对所述多个正交信道 的所述接收符号进行缩放,以获得所述多个正交信道的缩放符号的模块,其中,在对所述接 收符号进行缩放前,首先将所述第一缩放因子与所述第二缩放因子相乘; 用于基于第二变换对所述缩放符号进行变换,以获得消除了干扰的输出采样的模块, 其中,所述第二变换和所述第一变换互逆。
18. 权利要求17的装置,还包括: 用于基于所述接收信号源自的发射机的扩频码对接收采样进行解扩,以获得所述输入 采样的模块; 用于基于所述扩频码,对所述输出采样进行扩频,以获得消除了干扰的采样的模块。
19. 权利要求17的装置,还包括: 用于导出所述多个正交信道的功率估计的模块; 用于基于所述功率估计导出所述多个增益的模块。
20. 权利要求17的装置,还包括: 用于在对所述输入采样进行变换之前,基于所述接收信号源自的发射机的时序进行重 新采样的模块; 用于在对所述缩放符号进行变换之后,基于所述发射机的时序进行外插的模块。
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