KR20060093032A - 패이딩 보상으로 디지털 신호를 수신하기 위한 디바이스 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 따른 수신 디바이스는, 선택된 채널(n)에 이웃하는 채널 상에서 패이딩의 예상 검출을 통해, 제 2 안테나로부터 수신된 인입 신호의 위상이 정정될 수 있게 하여, 패이딩을 제거한다.

Description

패이딩 보상으로 디지털 신호를 수신하기 위한 디바이스{DEVICE FOR RECEIVING DIGITAL SIGNALS WITH FADING COMPENSATION}
도 1은 종래 기술에 따른 시스템의 도면.
도 2a 및 도 2b는 신호를 수신하는 동안 일어날 수 있는 다른 타입의 패이딩을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 수신 디바이스의 일 실시예의 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 수신 디바이스의 특정 실시예의 도면.
도 5는 본 발명에 따른 수신 디바이스의 또 다른 특정 실시예의 도면.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
1, 6: 튜너 2, 8: OFDM 복조기
3, 5: 결합 회로 7, 10, 11: 중간 주파수 필터
20, 21: 중간 주파수 증폭기 25, 26: 증폭기
30, 32: 아날로그/디지털 컨버터 31, 33: 이득 제어 블록
40: 실제 전력 검출 회로 50: 제어 블록
60, 61: 가변 위상 요소 100: 패이딩 검출 디바이스
본 발명은 디지털 신호 수신 디바이스에 관한 것으로, 특히 페이딩 보상으로 DVB-T 신호(디지털 비디오 방송-지상)를 수신하는 디바이스에 관한 것이다. 본 발명은 디지털 지상 텔레비전 방송(DTT)의 배경 내에 있다.
표준 DVB-T 신호 수신 시스템에서, OFDM(Orthogonal Frequency Division dmultiplex) 모듈이 사용된다. 이는 특히 견고한 변조이고, DVB-T 채널의 등주파수(isofrequency) 재송신이 가정 환경에서 가능하게 한다. 그러므로, DVB-T 신호는 그것이 충분한 레벨에 있는 환경에서의 한 지점에서 포획되어, 증폭되고 디지털 텔레비전 세트나 디지털 지상 디코더를 구비한 아날로그 텔레비전 세트와 같은 "휴대 가능한" 디지털 수신기에 의해 이러한 재송신기로부터 동일하게 포획되는 환경에서 재송신될 수 있다. 이는 디지털 지상 텔레비전(DTT)에 관해 유지되고 있는 원리이다.
그렇지만 OFDM 변조의 견고함에도 불구하고, 특히 송신 중에 다중 경로로 인한 간섭에 관해, 휴대 가능한 수신기에 있어 주목할 만한 수신 문제가 일어난다. 열화가 항상 단계적인 수신된 아날로그 신호와는 대조적으로, DTT의 경우, 매우 양호한 품질로부터 이미지가 완전히 손실되는 것으로 갑작스럽게 바뀌는 경우가 존재한다.
현재, 유럽 DVB-T 표준의 프레임워크 내에서는, 더 견고한 수신을 얻기 위해 선호되는 해결책은 2개 이상의 안테나(통상 2개)를 사용하는 것이다. 그러한 디바이스가 도 1에 도시되어 있다. 그러므로 이러한 디바이스는 2개의 완전한 수신 시 스템 및 결합 회로를 포함한다. 전자기파는 2개의 안테나(A1, A2)에 의해 병렬로 수신된다. 각 채널에 관해, 튜너(1)는 수신 채널을 결정하고 수신된 신호의 적절한 채널을 선택한다. 이후 이렇게 선택된 신호는 OFDM 복조기(2)에 의해 복조된다. 각 채널의 복조기로부터의 신호는 결합 회로(3)에서 재결합된다. 재결합이 적절히 수행된다면, 실내의 휴대 가능한 수신기 상태 내에서 MRC(Maximum Ratio Combining) 타입의 최적의 신호(S)가 얻어진다.
그렇지만, 그러한 디바이스의 구현은 복조 과정을 구비한 2개의 완전한 수신 시스템을 요구한다. 이러한 해결책은 가입자 수신기 복잡도 레벨이 상대적으로 증가하게 하여 자연적으로 비용에 반영된다. 게다가, 이들 회로에서 구현된 디지털 정정 처리는 복조 시스템에서 상대적으로 훨씬 아래에서(far down) 일어나므로 상대적으로 긴 처리 시간을 요구한다. 그러한 처리는 급속하게 변하는 패이딩의 경우 문제를 제기한다.
그러므로 본 발명은, 수신된 신호의 처리시 적응하는 방식으로 크게 상방에서 작용하는 단일 수신 및 복조 시스템을 포함하는 디바이스를 제안한다.
본 발명은 P개의 지점에서 전자기 신호를 포획하기 위해 주 안테나와, P-1개의 제 2 안테나를 포함하는, 디지털 신호를 수신하기 위한 디바이스에 관한 것이다. 이 디바이스는 또한 제 2 안테나로부터의 신호를 위상 이동하기 위한 가변 위상 요소와, 이들 P개의 신호 결합 회로, 및 튜너에 의해 선택된 전송 채널(n)의 수 신 복조 시스템을 포함한다. 이 디바이스는 또한 가변 위상 요소가 다른 안테나로부터의 신호를 위상 이동하게 제어될 수 있게 하는, 선택된 채널(n)에 이웃하는 채널의 레벨에 있는 패이딩 검출 디바이스를 포함한다.
그러므로 이웃하는 채널의 신호에 있어서의 전력 변화를 관찰하게 되면 선택된 채널에 관해 신호 변화를 예측할 수 있게 한다. 그러므로 유용한 채널에서 무엇이 발생하게 될지에 관한 예측을 제공하여 패이딩의 신속한 정정을 허가하는 디바이스가 설계된다.
바람직하게, 이러한 패이딩 검출 디바이스는 이웃하는 각 채널에서 동시에 실제 전력을 측정하기 위한 수단과, 이웃하는 채널의 신호의 실제 전력에 상대적인 변화를 분석하고, 전력의 상대적인 변화를 나타내는 가변 위상 요소의 제어 신호를 생성하여 제 2 안테나로부터의 신호가 위상 이동되는 것을 허용하는 것을 수행하는 수단을 포함한다.
바람직하게, 본 발명에 따른 동시 전력을 측정하기 위한 수단은, 수신된 채널에 이웃하는 채널 상에서 중간 주파수 필터링을 수행하는, 가능하게는 표면파 타입의 선택 필터링 회로와, 전력 증폭기 및 실제 전력 검출 회로를 포함한다.
일 실시예에 따르면, 대표적인 명령을 생성하기 위한 수단은 마이크로컨트롤러에 의해 관리되는 제어 유닛을 포함한다. 바람직하게, 다른 안테나로부터의 신호를 위상 이동하기 위한 가변 위상 요소(60, 61)는 모노톤(monotone) 변동의 전압-제어된 위상 이동기이다.
일 실시예에 따르면, 이웃하는 채널의 개수는 짝수이고 2 이상이다.
또 다른 실시예에 따르면, 본 발명에 따른 시스템은 주 안테나와 단일 제 2 안테나를 포함한다.
본 발명의 특징과 장점은 부록에 첨부된 도면을 참조하여 이루어진 다음 설명을 읽음으로써 좀더 명확히 나타나게 된다.
종래 기술의 회로가 위에서 설명되었고, 이후 다시 설명되지 않을 것이다. 게다가, 동일한 요소인 경우, 종래 기술의 회로와 본 발명에 따른 회로에 관해 동일한 참조 번호가 사용된다.
도 2는 신호가 직면하게 되는 다른 타입의 패이딩의 주파수 도면을 도시한다.
실내의 가정 환경에서, 이러한 환경은 비교적 정적이고 안정적이며, 안테나의 주어진 위치에 관해 "플랫 패이딩(flat fading)"(도 2a 참조)을 특징으로 한다.
하지만, 1명 이상의 사람들이 있는 방에서의 움직임에 의해 다중 경로가 생성되면, 패이딩은 주파수 선택성 패이딩(도 2b 참조)이 될 수 있다. 실제로, 이러한 타입의 환경에서는 도플러 효과가 매우 작고, 이는 패이딩의 변화가 방에서의 움직이는 요소(예를 들어, 사람)의 움직임 속도와 서로 관련된다는 것을 의미하며, 이러한 움직임 속도는 비교적 느리다. 그렇지만, 이러한 움직임은 이러한 움직이는 요소 상에서 반사되는 파에 의해 취해진 경로의 수정을 초래한다. 이러한 움직이는 요소의 움직임에 관련된 경로의 차이(ΔI)에 있어서의 변동은, 움직이는 요소의 움직이는 방향과 기하학적 구성에 따라, 2개의 액세스 안테나 사이의 위상 이동의 증 가 또는 감소를 초래할 수 있다.
그러므로, 패이딩은 이러한 위상 이동이 대응하는 채널(n)의 중심 주파수(fn)에서 증가하는 시나리오에서 일어난다고 가정하자. 이러한 패이딩은 ΔI보다 작은 값(ΔI')에 관한 채널(n+1)의 중심 주파수(fn +1)에서 일어나게 된다. 따라서, 이웃하는 채널{구체적으로는, 채널(n+1)}을 관찰함으로써, "패이딩 도착을 알게 되는 것"과, 아래에 설명된 바와 같이 패이딩을 야기하는 위상 이동을 보상하는 위상 이동을 사전에, 그리고 점진적으로 받아들이는 것이 가능하다.
도 3은 본 발명에 따른 디바이스의 일 실시예를 나타내는 도면이다. 이러한 디바이스는 수신 안테나(A1, A2)를 포함하고, 이 중 하나(A1)는 주 안테나라고 부르고, 나머지 안테나(A2)는 제 2 안테나라고 부른다. 패이딩은 선택된 채널(n)의 이웃하는 2개의 채널(n+1, n-1) 상에서만 검출된다.
주 안테나(A1)는 결합 회로(5)에 직접 연결되는 데 반해, 제 2 안테나(A2)는 위상 이동 회로(60)에 의해 결합 회로(5)에 연결된다. 이러한 위상 이동 회로는 페이딩 검출 디바이스(100)에 의해 제어되고, 이는 뒤에 설명된다.
패이딩이 없는 경우, 결합 회로(5)의 입력에서의 안테나(A1, A2)로부터의 2개의 신호는 동 위상이고, 결합 회로(5)에 의해 직접 재결합된다. 그러므로 최적의 진폭을 가진 신호가 출력에서 얻어진다. 이러한 경우, 위상 이동 회로는 동작하지 않게 되고, 어떠한 위상 이동도 제 2 안테나로부터의 신호에 도입되지 않는다.
결합 회로(5)와 링크된 수신 시스템은 선택된 채널(n)을 선택할 수 있는 튜너(6)를 포함하고, 그 다음 중간 주파수 필터(7)와, 복조기(OFDM)와 같은 복조기 회로(8)를 포함한다.
채널(n)이 튜너(6)에 의해 선택되었다면, 이러한 선택된 채널(n)에 대응하는 재결합된 신호 부분은 이후 중간 주파수 필터(7)에 의해 필터링되고, OFDM 복조기(8)에 의해 복조되어, 출력 신호(S)를 얻게 된다.
복조기의 출력에서 방출된 이러한 출력 신호(S)는 MPEG2-TS 포맷이다.
전술한 바와 같이, 환경 변화로 인한 패이딩의 출현은 이웃하는 채널(n+1, n-1)의 신호와 함께, 유용한 채널(n)에서의 신호의 수신을 방해한다.
패이딩 검출 디바이스(100)는, 이들 이웃하는 채널(n+1, n-1)의 신호를 분석함으로써, 이러한 채널(n)에서의 패이딩의 예상 분석을 가능하게 한 다음, 제 2 안테나로부터 오는 신호를 위상 이동시킴으로써, 이러한 패이딩을 보상한다.
채널(n) 상에 세팅되는 튜너와, 중간 주파수 필터(10, 11)는 이들 이웃하는 채널(n+1, n-1)의 신호를 분석할 수 있다.
이러한 패이딩 보상 디바이스는 이웃하는 각 채널(n+1, n-1)에서의 실제 전력을 측정하기 위한 수단과, 각각의 이웃하는 채널의 실제 전력의 상대적인 변화를 분석하는 것을 수행하는 수단(50)을 포함함으로써, 전력의 상대적인 변화를 나타내는 가변 위상 요소(60)의 제어 신호를 생성한다.
실제 전력을 측정하기 위한 수단은 증폭기(20, 21)에 연결되고, 그 다음 실제 전력 검출 회로(40, 41)에 연결된 필터링 회로로 이루어진다. 이들 필터링 회로 는, 예를 들어 중간 주파수에서의 이웃하는 채널을 필터링하기 위한 표면파 타입의 선택성 회로이다. 중간 주파수 증폭기(20, 21)는 아날로그/디지털 컨버터(30, 32)와 이득 제어 블록(31, 33)에 의해 구성되는 자동 이득 제어 회로와 연관된 증폭기(25, 26)에 의해 정교하게 만들어진다. 실제 전력 검출 회로(40, 41)는 전력에 있어서의 상대적인 변화를 분석하는 것을 수행하는 제어 블록(50)에 연결된다. 제어 블록(50)은 하나 이상의 마이크로프로세서와 메모리를 포함하여, 이들 측정된 전력 값에 따라 가변 위상 요소(60)에서 제어 데이터의 아이템을 생성한다.
채널(n-1, n+1)의 신호는, 증폭 회로(20, 21)에 의해 증폭되기 전에, 중간 주파수 필터(10, 11)에 의해 각각 필터링된다. 증폭된 신호는 제어 블록(50)에 채널(n+1, n-1)에서의 실제 전력을 나타내는 2개의 정확한 정보 신호를 공급하는 전력 검출 회로(40, 41)의 입력을 제어한다. 이러한 정보는 제어 블록(50)에 의한 상대적인 값으로 연속적으로 분석된다. 이러한 정보는 제어 블록의 메모리에 저장된다. 미리 결정된 임계값보다 큰 2개의 이웃하는 채널(n-1, n+1) 중 하나에 있어서의 임의의 전력 변화는, 가변 위상 요소(60)의 제어 신호가 제어 블록(50)에 의해 보내지게 한다. 이는 모노톤 변동 신호이므로, 예를 들어 전압-제어된 위상 이동기일 수 있는 가변 위상 요소에 의해 제 2 안테나로부터 오는 신호의 모노톤 위상 이동을 허용한다.
수신 채널 중 하나의 신호의 위상 수정은, 결합하기 위한 제 2 안테나로부터의 신호의 점진적이고 예상되는 수정을 동작시키는 데 사용되어, 최적의 수신을 허용한다.
그러한 결과는 유용한 채널에서의 패이딩의 완전한 제거이다.
실제 전력 검출기에 의해 정교하게 된 전력 변동 정보가 미리 한정된 임계값보다 더 높아지면, 위상 이동기의 제어는 그것의 마지막 값으로 유지되어, 이웃하는 채널에서의 새로운 패이딩이 재출현할 때까지 수신 상태를 차단하게 된다. 그러므로, 이웃하는 채널(n-1, n+1)의 상태의 예상 효과는 유용한 채널에서의 유해한 패이딩의 도착을 예측하게 한다.
그 결과는 위상 이동기의 제어 변화가 원활하고 모노톤으로 유지되는 것이다.
이제 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 또 다른 실시예에 대한 설명이 이루어진다. 이 경우, 도 4에 따른 본 발명의 실시예의 패이딩 검출 디바이스는 4개의 이웃하는 채널(n+1, n-1, n+2, n-2)로부터의 신호 상에서 동작하여 채널(n+2, n-2) 상의 추가 예측을 가능하게 하여 주파수 선택적 패이딩의 개선된 보호가 이루어진다.
도 3에 따른 디바이스에 관한 것처럼 이러한 수신 시스템은, 결합 회로(5)에 링크된 2개의 안테나(A1, A2){이들 안테나 중 하나가 위상 이동기(60)를 통해 링크됨}와 채널(n)을 선택하는 튜너(6), 중간 주파수 필터(7)와 DVB-T 표준에 대응하는 디지털 신호를 위해 MPEG2-TS 포맷의 신호(S)를 얻기 위한 복조 회로(8)를 포함한다.
채널(n+1, n-1, n+2, n-2)은 패이딩 검출 디바이스(100)에 의해 분석된다. 이들 채널은 이후 증폭 회로(20, 21, 22, 23)에 의해 증폭되기 전에 중간 주파수 필터(10, 11, 12, 13)에 의해 각각 필터링된다. 증폭된 신호는 제어 블록(50)에 채널(n-2, n-1, n+1, n+2)에서의 평균 전력을 표시하는 4개의 정밀한 정보 신호를 공급하는 전력 검출 회로(40, 41, 42, 43)의 입력을 제어한다. 이러한 정보는 제어 블록(50)에 의해 상대적인 값으로 계속해서 분석된다. 이러한 정보는 제어 블록의 메모리에 저장된다. 미리 결정된 임계값보다 큰 4개의 이웃하는 채널(n-2, n-1, n+1, n+2) 중 하나에서의 전력 변화는 제어 신호로 하여금 가변 위상 요소(60)로부터 보내지도록 한다. 이는 모노톤 변동 신호로서, 예를 들어 전압 제어된 위상 이동기일 수 있는 가변 위상 요소에 의해 제 2 안테나로부터 오는 신호의 모노톤 위상 이동을 허가한다.
그러므로 4개의 채널의 신호가 고려되어 이들 4개의 이웃하는 채널 상에서 수신된 전력 변화의 더 섬세한 분석을 가능하게 한다. 그러므로 시스템은 채널(n+2, n-2) 신호의 분석 측면에서 더 큰 예측을 획득하게 되어 더 큰 효율이 발생된다.
도 5는 p개의 안테나, 즉 주 안테나(A1)와 p-1개의 제 2 안테나(A2 내지 Ap)로부터 오는 신호를 결합하는 일 실시예를 설명한다. p-1개의 제 2 안테나 중 하나에 의해 수신된 각 신호는 각각 패이딩 검출 디바이스(100)로부터의 다른 신호에 의해 제어되는 위상 이동기(60, 61)에 의해 최적의 방식으로 위상 이동된다. 이들 최적으로 위상 이동된 신호는 결합 회로(5)에 의해 주 안테나로부터의 신호와 재결 합된다. 채널(n)이 튜너(6)에 의해 선택된다. 이러한 선택된 채널(n)에 대응하는 재결합된 신호 부분은 이후 중간 주파수 필터(7)에 의해 필터링되고 OFDM 복조기(8)에 의해 복조되어 MPEG2-TS 포맷으로 출력(S)을 얻게 된다.
도 3에 따른 실시예에서와 같이, 채널(n-1, n+1)의 신호는 패이딩 검출 디바이스(100)에 의해 분석된다. 이들 신호는 이후 증폭 회로(20, 21)에 의해 증폭되기 전에, 각각 중간 주파수 필터(10, 11)에 의해 필터링된다. 증폭된 신호는 제어 블록(50)에 채널(n+1, n-1)에서의 평균 전력을 표시하는 2개의 정밀한 정보 신호를 공급하는 전력 검출 회로(40, 41)의 입력을 제어한다. 이러한 정보는 제어 블록(50)에 의해 상대적인 값으로 계속해서 분석된다. 이러한 정보는 제어 블록의 메모리에 저장된다. 미리 결정된 임계값보다 큰 2개의 이웃하는 채널(n-1, n+1) 중 하나에서의 임의의 전력 변화는 제어 신호가 가변 위상 요소(60, 61)로부터 보내지게 한다. 이들은 모노톤 변동 신호로서, 예를 들어 전압 제어된 위상 이동기일 수 있는 가변 위상 요소에 의해 제 2 안테나로부터 오는 신호의 모노톤 위상 이동을 허가한다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 지상 텔레비전 방송(DTT)에서 사용되는 디지털 신호 수신 디바이스, 특히 페이딩 보상으로 DVB-T 신호(디지털 비디오 방송-지상)를 수신하는 디바이스에 이용되는 것으로, 수신된 신호의 처리시 적응하는 방식으로 크게 상방으로 작용하는 적응 단일 수신 및 복조 시스템을 포함하는 디바이스에 적용 가능하다.

Claims (8)

  1. 디지털 신호 수신 디바이스로서,
    P개의 지점에서 전자기 신호를 포획하기 위해 주 안테나(A1)와 P-1개의 제 2 안테나(A2 내지 AP),
    상기 제 2 안테나로부터의 신호를 위상 이동하기 위한 가변 위상 요소(60, 61),
    이들 P개의 신호의 결합회로(5)와 튜너(6)에 의해 선택된 전송 채널(n)의 수신 및 복조 시스템(7, 8)을 포함하는 디지털 신호 수신 디바이스에 있어서,
    상기 선택된 채널에 이웃하는 채널(n+1, n-1) 또는 채널(n+1, n-1, n+2, n-2)의 패이딩 검출 디바이스(100)를 포함하여, 상기 가변 위상 요소(60, 61)가 상기 제 2 안테나로부터의 신호를 위상 이동하도록 제어될 수 있게 하는 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 패이딩 검출 디바이스(100)는 상기 각각의 이웃하는 채널에서 동시에 실제(true) 전력을 측정하는 수단과,
    상기 이웃하는 채널의 신호의 실제 전력에서의 상대적인 변화를 분석하고, 전력의 상대적인 변화를 나타내는 상기 가변 위상 요소(60)의 제어 신호를 생성하는 것을 수행하는 수단(50)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디 바이스.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 동시 전력 측정 수단은 수신된 채널(n+1, n-1, n+2, n-2)에 이웃하는 채널 상의 중간 주파수 필터링을 수행하는 선택적인 필터링 회로(10, 11, 12, 13), 전력 증폭기(20, 21, 22, 23), 및 실제 전력 검출 회로(40, 41)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 선택 필터링 회로(10, 11, 12, 13)는 표면파 타입인 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  5. 제 2항에 있어서, 가변 위상 요소의 제어를 생성하는 수단은 마이크로컨트롤러에 의해 관리되는 제어 블록(50)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  6. 제 2항에 있어서, 다른 안테나로부터의 신호를 위상 이동하기 위한 가변 위상 요소(60, 61)는 모노톤(monotone) 변동 전압 제어된 위상 이동기인 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 이웃하는 채널(n+1, n-1, n+2, n-2)의 개수는 짝수이고, 2 이상인 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
  8. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 시스템은 2개의 안테나, 즉 주 안테나(A1)와 제 2 안테나(A2)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 신호 수신 디바이스.
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8290492B2 (en) * 2005-02-08 2012-10-16 Texas Instruments Incorporated Handover for DVB-H
US20090003498A1 (en) * 2007-06-28 2009-01-01 Fruit Larry J System and method for receiving and combining multiple antenna signals
US9923279B2 (en) * 2011-09-13 2018-03-20 Charter Communications Operating, Llc Antenna system with small multi-band antennas
US9461674B2 (en) * 2013-10-09 2016-10-04 Apple Inc. Electronic device with antennas isolated using phase shifter

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4313116A (en) * 1980-01-30 1982-01-26 Westinghouse Electric Corp. Hybrid adaptive sidelobe canceling system
JPS61150421A (ja) * 1984-12-24 1986-07-09 Fujitsu Ltd スペ−スダイバシチ制御方式
JPS63283237A (ja) * 1987-05-15 1988-11-21 Nec Corp スペ−スダイバ−シチ受信装置
JPH01151324A (ja) * 1987-12-08 1989-06-14 Mitsubishi Electric Corp 合成ダイバーシチ受信装置
US5517686A (en) * 1994-09-29 1996-05-14 Delco Electronics Corporation Diversity receiver for FM stereo utilizing a pilot tone multiple for phase alignment of received signals
JP3451178B2 (ja) * 1997-05-19 2003-09-29 富士通株式会社 スペースダイバーシティ受信装置
US6160510A (en) * 1997-07-03 2000-12-12 Lucent Technologies, Inc. Delay line antenna array system and method thereof
US6201955B1 (en) 1998-05-29 2001-03-13 Motorola, Inc. Method and apparatus for receiving a radio frequency signal using a plurality of antennas
US6188357B1 (en) * 1998-09-17 2001-02-13 Novatel Inc. System and method for mitigating static carrier-phase multipath effects
US6704557B1 (en) * 1999-04-22 2004-03-09 Lucent Technologies Inc. System and method for protecting a receiver from jamming interference
US6917794B2 (en) * 2001-04-09 2005-07-12 Delphi Technologies, Inc. Phase compensation circuit
US7039135B2 (en) * 2001-10-11 2006-05-02 D.S.P.C. Technologies Ltd. Interference reduction using low complexity antenna array
KR100511559B1 (ko) * 2002-11-28 2005-08-31 한국전자통신연구원 시변 채널 왜곡 제거 기능을 가지는 주파수 분할 다중시스템에서의 송수신 방법

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