KR20000038583A - 내부전압 발생장치 - Google Patents

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Abstract

동작모드 또는 스탠바이 모드에 따라 내부회로에 안정적인 동작전압을 인가하는데 적당한 내부전압 발생장치를 제공하기 위한 것으로써, 내부회로에 안정적인 동작전압을 인가하기 위한 내부전압 발생장치에 있어서, 기준전압을 발생하는 기준전압 발생부와, 상기 기준전압과 상기 내부회로에 입력되는 내부전압을 비교하는 비교부와, 상기 비교부의 출력전압에 의해 제어되고, 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결된 제 1 스위칭소자와, 상기 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결된 제 2 스위칭소자와, 동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 상기 제 2 스위칭소자의 온/오프를 제어하여 상기 내부회로로 입력되는 내부전압의 레벨을 조절하는 내부전압 조절부를 포함하여 구성된다.

Description

내부전압 발생장치
본 발명은 반도체 장치에 관한 것으로 특히, 회로내부에 안정적인 전압공급이 가능하도록 한 내부전압 발생장치에 관한 것이다.
이하, 종래기술에 따른 내부전압 발생장치를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 1은 통상의 내부전압 발생장치를 설명하기 위한 개념도이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 반도체 장치는 내부회로(11)와, 상기 내부회로(11)에 전압을 인가하는 내부전압 발생부(12)를 포함하여 구성된다.
내부전압 발생부(12)는 외부전원(Vcc)을 내부전원(Vint)으로 전환하여 내부회로(11)에 공급한다.
도 1과 같은 내부전압 발생장치는 외부전원(Vcc)을 내부회로(11)에 직접적으로 인가하지 않고, 내부전원(Vint)로 전환하여 인가하는 방식으로 다운-컨버티드 볼티지 제너레이터(down-converted voltage generator)이다.
따라서, 외부전원(Vcc)보다 최소한 낮거나 같은 내부전원(Vint)을 내부회로(11)에 공급하는 방식이다.
이와 같이 내부회로에 안정적인 전압을 공급함으로서 내부회로(11)의 동작은 외부전원에 대해 둔감하고, 안정적인 동작을 수행한다.
또한 과다한 외부전압에 대해 내부회로(11)를 보호할 수가 있고 소비전력을 감소시키는 장점을 갖는다.
도 2는 종래기술에 따른 내부전압 발생장치의 제 1 실시예를 도시하였다.
도 2는 아날로그 방식의 전압 발생장치로써, 비교부(21), 기준전압 발생부(22), 제 1 드라이브 트랜지스터(23), 그리고 내부회로(24)로 구성된다.
여기서, 비교부(21)는 내부회로(24)로 입력되는 내부전압(Vint)과 기준전압 발생부(22)에서 출력하는 기준전압(Vref)을 비교한다.
비교부(21)는 차동증폭기로 구성되며 반전단자에는 기준전압 발생부(22)가 연결되고, 비반전 단자는 내부회로(24)로 입력되는 내부전압 입력단에 연결된다.
비교부(21)의 출력전압(SCas)은 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 제어신호로써 게이트에 연결된다.
이와 같은 종래 아날로그 방식의 전압 발생장치를 도 3에 도시된 전압파형도를 참조하여 설명하기로 한다.
도 3은 도 2에 따른 전압파형도로써, 기준전압 발생부(22)에서 출력되는 기준전압(Vref)이 이상적인 내부전원(Vint)의 레벨과 같다고 가정한다.
먼저, 내부회로(24)의 동작으로 인하여 내부전원(Vint)이 소모되고, 내부전원이 기준전압(Vref)보다 낮아지면 비교부(21)의 출력전압(SCas)이 낮아지게 된다.
낮아진 비교부(21)의 출력전압은 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 Vsg값을 크게하여 결국 드라이빙 파워(driving power)를 키우게 된다.
따라서, 외부전원으로부터 전하가 유입되어 낮아진 내부전원(Vint)는 다시 상승효과를 나타낸다.
반대로, 내부전원(Vint)이 기준전압(Vref)보다 높아지게 되면, 비교부(21)의 출력전압(SCas)은 높아지게 되어 외부전원으로부터의 전하의 유입이 제한되어 내부전원은 더 이상의 전압상승을 나타내지 않는다.
결과적으로 내부전원(Vint)는 기준전압(Vref)과 같은 전압을 유지하도록 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 드라이빙 파워(driving power)를 아날로그 레벨로 제어하는 동작특성을 갖는다.
한편, 도 4는 종래 제 2 실시예에 따른 내부전압 발생장치의 구성도이다.
도 2와 비교하여 볼 때, 비교부(21)의 출력을 버퍼링하는 버퍼부(25)와, 버퍼부(25)의 출력단에는 제 2 드라이브 트랜지스터(26)의 게이트가 연결된다.
여기서, 버퍼부(25)는 두 개의 인버터 즉, 제 1 인버터(25a)와 제 2 인버터(25b)가 직렬로 구성되어 있다.
이와 같은 종래 제 2 실시예에 따른 내부전압 발생장치는 도 2에 도시된 아날로그 방식을 디지탈 방식과 혼용하여 구성한 것이다.
이를 도 5의 전압파형도를 참조하여 설명하기로 한다.
도 5에 도시한 바와 같이, 내부회로(24)로 입력되는 내부전원(Vint)이 기준전압(Vref)보다 낮은 경우에는 비교부(21)의 출력전압(SCas)이 낮아지게 된다.
낮아진 비교부(21)의 출력전압은 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 Vsg값을 증가시켜 드라이빙 파워를 증가시킨다.
따라서, 내부전원으로 외부전원(Vcc)가 유입된다.
또한, 상기 낮아진 비교부(21)의 출력은 제 1 인버터(25a)의 문턱전압보다 낮아지게 되어 최종적으로 제 2 인버터(25b)의 출력이 로직 "0"이 된다.
즉, 제 2 인버터(25b)의 출력은 접지전압(Vss)의 레벨로 되고, 제 2 드라이브 트랜지스터(26)의 Vsg는 외부전원(Vcc)와 같은 레벨이 된다.
따라서, 제 2 드라이브 트랜지스터(26)를 통해 내부전원(Vint)으로 전하가 유입되어 내부전원(Vint)이 상승하게 된다.
여기서, 제 1 드라이브 트랜지스터(23)와 제 2 드라이브 트랜지스터(26)의 사이즈가 동일하다고 가정하면, 제 2 드라이브 트랜지스터(26)의 Vsg값이 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 Vsg값보다다 크므로 제 2 드라이브 트랜지스터(26)를 통해 유입되는 전하가 제 1 드라이브 트랜지스터(23)를 통해 유입되는 전하보다 더 많게 된다.
반대로 내부전원(Vint)이 기준전압(Vref)보다 큰 경우에는 다음과 같다.
내부전원이 기준전압보다 커지면, 비교부(21)의 출력전압은 증가하게 되어 제 1 드라이브 트랜지스터(23)의 드라이빙 파워를 감소시킨다.
따라서, 외부전원(Vcc)로부터의 전하의 유입이 제한된다.
또한, 비교부(21)의 출력이 제 1 인버터(25a)의 문턱전압보다 높아지게 되면, 제 2 인버터(25b)의 출력은 로직 "1"이 된다.
따라서, 제 2 드라이브 트랜지스터(26)가 턴-오프되어 외부전원(Vcc)으로부터 내부전원(Vint)으로의 전하유입이 차단된다.
이로 인하여 내부회로(24)로 입력되는 내부전원(Vint)의 상승은 억제된다.
그러나 상기와 같은 종래 내부전압 발생장치는 다음과 같은 문제점이 있었다.
첫째, 종래 제 1 실시예의 경우, 제 1 드라이브 트랜지스터의 드라이빙 능력이 제한되는 현상을 보인다. 즉, 제 1 드라이브 트랜지스터의 드라이빙 능력을 키우기 위해서는 트랜지스터의 사이즈를 크게 가져가야 하지만, 이는 제 1 드라이브 트랜지스터의 게이트 인가전압의 로드(load)를 키우는 결과를 초래하게 되므로 차동증폭기의 응답속도가 낮아지는 문제점을 야기시킨다.
따라서, 내부전원(Vint)의 소모가 짧은 시간이 많이 요구되는 경우에 있어서는 내부전원의 레벨이 상당히 많이 떨어지는 문제를 야기시킨다.
둘째, 종래 제 2 실시예의 경우, 아날로그와 디지탈 혼용의 내부전압 발생장치는 제 1 드라이브 트랜지스터의 게이트 인가전압과는 달리 제 2 드라이브 트랜지스터의 게이트 인가전압은 full CMOS 레벨로 스윙(swing)하게 되어 제 2 드라이브 트랜지스터의 구동능력을 키우게 된다.
하지만 내부전원(vint)의 오버슈팅(overshooting)이 심하게 나타날 가능성이 높아진다. 즉, 제 2 드라이브 트랜지스터의 게이트 인가전압을 위해서는 아날로그 레벨을 디지탈 레벨로 바꾸어 주기 위한 버퍼(제 1, 제 2 인버터)가 필요해 지며, 버퍼의 추가는 시간지연을 초래한다.
내부전원(Vint)이 기준전압(Vref)보다 낮아 제 2 드라이브 트랜지스터의 게이트 인가전압이 접지전압과 같아질 경우, 제 2 드라이브 트랜지스터는 턴-온되어 내부전원에 전하를 공급한다. 여기서, 제 2 드라이브 트랜지스터를 턴-오프시키기 위해서는 비교부와 버퍼부를 통하여야 하므로 시간지연이 초래되고, 이로인해 내부전원(Vint)에는 오버슈트(overshoot)가 발생한다.
본 발명은 상기한 종래 내부전압 발생장치의 문제점을 해결하기 위해 안출한 것으로써, 동작모드에 따라 내부회로에 안정적인 내부전압을 공급할 수 있는 내부전압 발생장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
도 1은 통상의 내부전압 발생장치를 설명하기 위한 개념도
도 2는 종래기술의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생장치의 구성도
도 3은 도 2의 내부전압 발생장치에 따른 전압 파형도
도 4는 종래 제 2 실시예에 따른 내부전압 발생장치의 구성도
도 5는 도 4의 내부전압 발생장치에 따른 전압 파형도
도 6은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생장치의 구성도
도 7은 도 6의 내부전압 발생장치에 따른 전압 파형도
도 8은 본 발명에 따른 전원전압의 크기에 따른 디지탈 스위치 제어부의 출력 주기를 나타낸 도면
도 9는 본 발명의 제 2 실시예에 다른 내부전압 발생장치의 구성도
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
61 : 기준전압 발생부 62 : 내부회로
63 : 비교부 64 : 제 1 드라이브 트랜지스터
65 : 제 2 드라이브 트랜지스터 66 : 내부전압 조절부
66a : 디지탈 스위치 제어부 66b : 논리연산부
66c : 노아 게이트 66d : 인버터
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 내부전압 발생장치는 내부회로에 안정적인 동작전압을 인가하기 위한 내부전압 발생장치에 있어서, 기준전압을 발생하는 기준전압 발생부와, 상기 기준전압과 상기 내부회로에 입력되는 내부전압을 비교하는 비교부와, 상기 비교부의 출력전압에 의해 제어되고, 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결된 제 1 스위칭소자와, 상기 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결된 제 2 스위칭소자와, 동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 상기 제 2 스위칭소자의 온/오프를 제어하여 상기 내부회로로 입력되는 내부전압의 레벨을 조절하는 내부전압 조절부를 포함하여 구성된다.
이하, 본 발명의 내부전압 발생장치를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생장치의 구성도이다.
도 6에 도시한 바와 같이, 기준전압 발생부(61), 내부회로(62), 상기 내부회로(62)로 입력되는 내부전압과 상기 기준전압 발생부(61)에서 출력되는 기준전압을 비교하는 비교부(63), 상기 비교부(63)의 출력전압에 의해 제어되고 외부전압단과 상기 내부회로(62)의 내부전압 입력단 사이에 연결되는 제 1 스위칭소자(64)와, 상기 내부회로(62)의 내부전압 입력단과 상기 전원전압단 사이에 연결되는 제 2 스위칭소자(65)와, 동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 상기 제 2 스위칭소자(65)를 제어하여 상기 내부회로(62)로 입력되는 내부전압의 레벨을 제어하는 내부전압 조절부(66)를 포함하여 구성된다.
여기서, 제 1 스위칭소자(64), 제 2 스위칭소자(65)는 피모스 트랜지스터로 구성한다.
이하, 상기 제 1 스위칭소자를 제 1 드라이브 트랜지스터(64), 제 2 스위칭소자를 제 2 드라이브 트랜지스터(65)로 지칭하여 본 발명의 실시예를 설명하기로 한다.
이와 같은 내부전압 발생장치에 있어서, 상기 내부전압 조절부(66)는 동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 로직 "0" 또는 "1"을 출력하는 디지탈 스위치 제어부(66a)와, 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력단과 상기 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트 사이에 구성된 논리연산부(66b)를 포함하여 구성된다.
여기서, 논리연산부(66b)는 상기 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력과 비교부(63)의 출력을 논리연산하는 노아 게이트(66c)와, 노아 게이트(66c)의 출력을 반전시키는 인버터(66d)로 구성된다.
상기 인버터(66d)의 출력은 상기 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트와 연결되어 인버터(66d)의 출력상태에 따라 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 온/오프가 결정된다.
이때, 상기 제 1 드라이브 트랜지스터(64)와 제 2 드라이브 트랜지스터(65)는 피모스 트랜지스터로 구성한다.
상기 비교부(63)는 차동증폭기로 구성되고, 차동증폭기의 반전단자는 기준전압 발생부(61)와 연결되고, 비반전단자는 내부회로(62)의 내부전압 입력단과 연결된다.
이와 같은 본 발명의 내부전압 발생부에 따르면, 종래에 버퍼부(25)에 의한 시간지연을 방지할 수가 있다.
즉, 종래 내부 전압 발생부는 버퍼부(25)에 의한 시간 지연이 발생하는데 이는 버퍼부(25)가 비교부(21)의 출력신호에 의존하기 때문이다.
하지만, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생부는 비교부(63)의 출력신호에 관계없이 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력신호에 따라 동작모드와 스탠바이 모드시 동작전류를 제어한다.
따라서, 스탠바이 모드와 같이 내부회로(62)에서 많은 전류가 필요치 않을 경우에는 디지탈 스위치 제어부(66a)가 로직 "1"을 출력하도록 함으로써, 비교부(63)의 출력신호에 관계없이 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에는 하이전압이 가해지도록 제어한다.
제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에 하이전압이 가해지면, 제 2 드라이브 트랜지스터(65)가 턴-오프되어 전원전압이 내부회로(62)로 더 이상 인가되지 못하게 된다.
따라서, 동작모드에서 스탠바이 모드로 바뀔 때, 종래와 같이 버퍼부(25)에 의한 시간 지연은 발생하지 않는다.
이와 같은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생장치를 도 7에 도시된 전압파형도를 참조하여 설명하기로 한다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 내부전압 발생부는 제 2 드라이브 트랜지스터를 동작모드 또는 스탠바이 모드에 따라 제어하여 트랜지스터에 의한 오버슈트를 제거할 수가 있다.
경우에 따라서는 많은 전류를 내부전압에서 소모하는 경우가 발생하는데, 그 경우에는 제 2 드라이브 트랜지스터(65)를 동작시킴으로써 전류를 보충할 수가 있다.
즉, 내부전압(Vint)이 기준전압(Vref)보다 낮아져서 비교부(63)의 출력전압이 낮아지면, 제 1 드라이브 트랜지스터(64)의 드라이빙 파워가 커져서 많은 전류가 흐르게 된다.
이때, 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력신호가 로우상태를 유지하고 있다면, 상기 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에는 로우신호가 인가되어 외부전압은 제 2 드라이브 트랜지스터(65)를 통해 내부전압으로 보충된다.
이때, 디지탈 스위치 제어부(66a)가 로우상태를 유지하느냐 아니면, 하이상태를 유지하느냐는 입력되는 모드신호(MODE)에 의해 결정된다.
이와 같이, 내부회로(62)가 많은 전류를 필요하게 될 경우에는 제 1 드라이브 트랜지스터(64) 및 제 2 드라이브 트랜지스터(65)를 통해 전류를 보충할 수가 있다.
만일, 내부전압(Vint)이 기준전압(Vref)보다 높아지면, 비교부(63)의 출력전압이 높아지게 된다.
따라서, 제 1 드라이브 트랜지스터(64)와 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에는 하이전압이 인가되어 제 1, 제 2 드라이브 트랜지스터(64,65)는 턴-오프가 된다.
이때, 디지탈 스위치 제어부(66a)가 하이상태를 유지하고 있다면, 상기 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에 인가되는 전압은 비교부(63)의 출력전압에 관계없이 항상 하이신호가 인가된다.
결과적으로 제 2 드라이브 트랜지스터(65)를 온/오프함에 있어서, 비교부(63)의 출력전압에 의존하지 않고, 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력신호에 의존하므로 불필요한 지연시간을 없앨 수가 있다.
나아가, 보다 더 안정적인 내부전압을 인가하기 위해서 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에 인가되는 신호를 펄스형태로 입력하는 것이 가능하다.
즉, 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트에 인가되는 신호가 도 8에 도시된 것과 같은 펄스 형태일 경우, 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 동작은 비교부(63)의 출력과 디지탈 스위치 제어부(66a)에 의해 주기적으로 턴-온과 턴-오프를 강제적으로 반복하게 되므로 오버슈트를 감소시킬 수가 있다.
단, 내부전압(Vint)이 기준전압(Vref)보다 낮은 경우에만 해당된다.
한편, 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력파형을 도 8에 도시한 바와 같이, 외부전압에 의존하여 변화시킬 경우에는 오버슈트를 더욱 감소시킬 수 있다.
또한, 외부전압이 아닌 내부전압에 의존하여 디지탈 스위치 제어부(66a)의 출력파형을 변화시키는 경우에도 오버슈트를 감소시킬 수가 있다.
도 9는 본 발명의 내부전압 발생장치의 제 2 실시예에 따른 구성도이다.
도 9에 도시한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 내부전압 발생장치는 본 발명의 제 1 실시예와 비교할 때, 비교부(63)의 출력단과 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 게이트 사이에 디지탈 스위치 제어부(66a)를 구성한 것이다.
즉, 기준전압 발생부(61), 내부회로(62), 상기 내부회로(62)로 입력되는 내부전압과 상기 기준전압 발생부(61)에서 출력되는 기준전압을 비교하는 비교부(63), 상기 비교부(63)의 출력전압에 의해 제어되고 외부전압단과 상기 내부회로(62)의 내부전압 입력단 사이에 연결되는 제 1 드라이브 트랜지스터(64), 소오스가 외부전압단에 연결되고 드레인이 상기 내부회로(62)의 내부전압 입력단에 연결되는 제 2 드라이브 트랜지스터(65), 동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 상기 제 2 드라이브 트랜지스터(65)의 온/오프를 제어하여 상기 내부회로(62)로 입력되는 내부전압의 레벨을 제어하는 디지탈 스위치 제어부(66a)를 포함하여 구성된다.
여기서, 디지탈 스위치 제어부(66a)는 현재의 모드상태(동작 모드 또는 스탠바이 모드)에 따라 "0" 또는 "1"을 출력한다.
이와 같은 본 발명의 제 2 실시예는 제 1 실시예와는 달리 논리연산부(66b)를 구성하지 않고 디지탈 스위치 제어부(66a)만을 구성함으로써, 숏 펄스 제너레이터(short pulse generator) 형태로 구성하여도 본 발명의 제 1 실시예와 같은 효과를 얻을 수 있다.
이상에서 상술한 바와 같이, 본 발명의 내부전압 발생장치는 다음과 같은 효과가 있다.
내부회로의 스탠바이시와 같이, 많은 동작전류를 요구하지 않는 경우에는 디지탈 스위치를 턴-오프시킴으로써 오버슈트를 감소시킬 수가 있다.
액티브 동작시에는 디지탈 스위치를 턴-온시킴으로써 많은 동작전류를 얻을 수가 있다.
그리고, 많은 동작전류를 필요로할 때에도 디지탈 스위치의 출력신호가 펄스형태를 갖도록함으로써 오버슈트를 감쇄시켜 안정된 동작을 구현할 수가 있다.

Claims (4)

  1. 내부회로에 안정적인 동작전압을 인가하기 위한 내부전압 발생장치에 있어서,
    기준전압을 발생하는 기준전압 발생부와,
    상기 기준전압과 상기 내부회로에 입력되는 내부전압을 비교하는 비교부와,
    상기 비교부의 출력전압에 의해 제어되고 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결된 제 1 스위칭소자와,
    상기 제 1 스위칭소자와 병렬적으로 구성되어 상기 전원전압단과 상기 내부회로의 내부전압 입력단 사이에 연결되는 제 2 스위칭소자와,
    동작모드 및 스탠바이 모드에 따라 상기 제 2 스위칭소자의 온/오프를 제어하여 상기 내부회로로 입력되는 내부전압의 레벨을 조절하는 내부전압 조절부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 내부전압 발생장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 내부 전압 조절부는 상기 동작 모드 및 스탠바이 모드에 따라 로직 "0" 또는 "1"을 출력하는 디지탈 스위치 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 내부전압 발생장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 디지탈 스위치 제어부의 출력 주기 또는 듀티(duty)비는 상기 전원전압의 크기에 따라 제한하는 것을 특징으로 하는 내부전압 발생장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 내부전압 조절부는 상기 디지탈 스위치 제어부의 출력과 상기 비교부의 출력을 입력하여 논리연산하는 논리연산부를 더 포함하여 상기 논리연산부의 출력 주기 또는 듀티(duty)비는 상기 전원전압의 크기에 따라 제한하는 것을 특징으로 하는 내부전압 발생장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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