KR102398403B1 - 스위칭 제어 회로, 스위칭 전원 장치, 전자 기기 - Google Patents

스위칭 제어 회로, 스위칭 전원 장치, 전자 기기 Download PDF

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Abstract

별도의 방전 회로를 요하지 않고 싱크 전류 능력을 얻는다. 스위칭 제어 회로(100)는, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록 출력 스위치 소자(M1)를 온/오프하는 귀환 제어부(110)와, 비동기 정류 소자(D1)에 병렬 접속된 동기 정류 소자(M2)를 온/오프하는 동기 제어부(120)와, 동기 정류 소자(M2)의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류(Irev)가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부(130)를 갖는다. 동기 제어부(120)는, 그 동작 모드로서, 동기 모드(=M2는 항상 오프)와, 동기 모드(=M2는, M1 오프에서 온, Irev>역류 검출 레벨에서 오프)를 구비하고 있다. 동기 제어부(120)가 비동기 모드에서 동기 모드로 전환되었을 때, 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 변화한다.

Description

스위칭 제어 회로, 스위칭 전원 장치, 전자 기기{SWITCHING CONTROL CIRCUIT, SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE AND ELECTRONIC APPARATUS}
본 명세서 중에 개시되어 있는 발명은, 스위칭 제어 회로, 및 이것을 사용한 스위칭 전원 장치 및 전자 기기에 관한 것이다.
종래부터 다양한 애플리케이션의 전원 수단으로서, 비동기 정류 방식의 스위칭 전원 장치(X)(도 15에서는 승압형을 예시)가 사용되고 있다.
또한, 상기에 관련된 종래 기술의 일례로서는, 특허문헌 1을 들 수 있다.
일본 특허 공개 평 10-080134호 공보
그러나, 비동기 정류 방식의 스위칭 전원 장치(X)에는, 그 회로 구성상, 싱크 전류 능력(=출력 캐패시터(CX)의 전하를 주체적으로 인발하는 능력)이 없다. 그 때문에, 출력 전압(Vo)을 일정 시간에서 점감시키는 경우에는, 별도의 방전 회로를 설치할 필요가 있고, 방전 회로 동작 시의 출력 리플(도 16을 참조)이나 발열이 배반으로 되어 있었다.
또한, 상기 과제는, 비동기 정류 방식의 스위칭 전원 장치에 한하지 않고, 경부하 모드(=경부하 시의 역류 전류를 차단해서 전류 불연속 모드에서 동작하는 기능)를 구비한 동기 정류 방식의 스위칭 전원 장치에도 적합하다.
본 명세서 중에 개시되어 있는 발명은, 본원의 발명자가 알아낸 상기 과제를 감안하여, 별도의 방전 회로를 요하지 않고 싱크 전류 능력을 얻을 수 있는 스위칭 제어 회로, 및 이것을 사용한 스위칭 전원 장치 및 전자 기기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 명세서 중에 개시되어 있는 스위칭 제어 회로는, 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자를 온/오프하는 귀환 제어부와, 상기 스위칭 출력 회로의 비동기 정류 소자에 병렬 접속된 동기 정류 소자를 온/오프하는 동기 제어부와, 상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부를 갖고, 상기 동기 제어부는, 그 동작 모드로서, 상기 동기 정류 소자를 항상 오프로 해 두는 비동기 모드와, 상기 출력 스위치 소자가 오프로 되었을 때 상기 동기 정류 소자를 온으로 함과 함께 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 오프로 하는 동기 모드를 구비하고 있고, 상기 동기 제어부가 상기 비동기 모드에서 상기 동기 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 변화하는 구성(제1 구성)으로 되어 있다.
또한, 본 명세서 중에 개시되어 있는 스위칭 제어 회로는, 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자 및 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 귀환 제어부와, 상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부를 갖고, 상기 귀환 제어부는, 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 강제적으로 오프로 하는 경부하 모드를 구비하고 있고, 상기 귀환 제어부가 상기 경부하 모드에서 상기 출력 스위치 소자 및 상기 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 변화하는 구성(제2 구성)으로 되어 있다.
또한, 상기 제1 또는 제2 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로에 있어서, 상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 서서히 내릴 수 있는 구성(제3 구성)으로 해도 된다.
또한, 상기 제1 또는 제2 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로에 있어서, 상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 빠르게 내릴 수 있는 구성(제4 구성)으로 하면 된다.
또한, 상기 제1 내지 제4 중 어느 하나의 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로에 있어서, 상기 역류 검출부는, 상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 있어서, 상기 역류 전류를 전류/전압 변환함으로써 얻어지는 센스 전압, 또는, 상기 출력 스위치 소자와 상기 동기 정류 소자와의 접속 노드에 나타나는 스위치 전압 중 어느 하나와, 소정의 역류 검출 전압을 비교함으로써, 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 구성(제5 구성)으로 하면 된다.
또한, 상기 제5 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로에 있어서, 상기 역류 검출부는, 캐패시터와, 상기 캐패시터를 충전하는 충전부와, 상기 캐패시터를 방전하는 방전부와, 상기 캐패시터의 충전 전압으로부터 슬로프 전류를 생성하는 전압/전류 변환부와, 상기 슬로프 전류로부터 상기 역류 검출 전압을 생성하는 전류/전압 변환부와, 상기 센스 전압 또는 상기 스위치 전압과 상기 역류 검출 전압을 비교해서 역류 검출 신호를 생성하는 비교기를 포함하는 구성(제6 구성)으로 하면 된다.
또한, 상기 제1 내지 제6 중 어느 하나의 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로에 있어서, 상기 귀환 제어부는, 전압 모드 제어, 전류 모드 제어, 또는 히스테리시스 제어에 의해, 상기 스위칭 출력 회로의 구동 제어를 행하는 구성(제7 구성)으로 하면 된다.
또한, 본 명세서 중에 개시되어 있는 스위칭 전원 장치는, 입력 전압으로부터 출력 전압을 생성하는 스위칭 출력 회로와, 상기 스위칭 출력 회로의 구동 제어를 행하는 상기 제1 내지 제7 중 어느 하나의 구성으로 이루어지는 스위칭 제어 회로와, 상기 스위칭 제어 회로에 상기 출력 전압의 목표값을 지시하는 로직 회로를 갖는 구성(제8 구성)으로 되어 있다.
또한, 상기 제8 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 장치에서는, 상기 스위칭 출력 회로가 승압형, 강압형, 또는 승강압형인 구성(제9 구성)으로 하면 된다.
또한, 본 명세서 중에 개시되어 있는 전자 기기는, 상기 제8 또는 제9 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 장치와, 상기 스위칭 전원 장치로부터 전력 공급을 받아서 동작하는 부하를 갖는 구성(제10 구성)으로 되어 있다.
본 명세서 중에 개시되어 있는 발명에 의하면, 별도의 방전 회로를 요하지 않고 싱크 전류 능력을 얻을 수 있는 스위칭 제어 회로, 및 이것을 사용한 스위칭 전원 장치 및 전자 기기를 제공하는 것이 가능하게 된다.
도 1은 스위칭 전원 장치의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 2는 역류 검출 레벨의 제1 변화 패턴을 도시하는 모식도이다.
도 3은 게이트 신호와 코일 전류의 거동을 나타내는 타이밍 차트(A점)이다.
도 4는 게이트 신호와 코일 전류의 거동을 나타내는 타이밍 차트(B점)이다.
도 5는 게이트 신호와 코일 전류의 거동을 나타내는 타이밍 차트(C점)이다.
도 6은 제안 방법에서의 출력 파형도이다.
도 7은 역류 검출 레벨의 제2 변화 패턴을 도시하는 모식도이다.
도 8은 역류 검출부의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 9는 역류 검출 레벨 전환 신호와 역류 검출 전압의 거동을 도시하는 모식도이다.
도 10은 역류 검출 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트(D점)이다.
도 11은 귀환 제어부의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 12는 스위칭 전원 장치의 제1 변형예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 13은 스위칭 전원 장치의 제2 변형예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 14는 스위칭 전원 장치의 제3 변형예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 15는 스위칭 전원 장치의 일 종래예를 나타내는 회로 블록도이다.
도 16은 종래의 출력 파형도이다.
<스위칭 전원 장치>
도 1은, 스위칭 전원 장치의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 구성예의 스위칭 전원 장치(1)는, 스위칭 제어 회로(100)와, 스위칭 출력 회로(200)와, 로직 회로(300)를 갖는다. 또한, 스위칭 전원 장치(1)는, 그 전력 공급을 받아서 동작하는 부하와 함께, 다양한 전자 기기에 탑재하는 것이 가능하다.
스위칭 제어 회로(100)는, 로직 회로(300)의 각종 제어 신호(본 도에서는, 기준 전압 설정 신호(S1), 모드 전환 신호(S2) 및 역류 검출 레벨 전환 신호(S3))와, 스위칭 출력 회로(200)의 각종 귀환 신호(본 도에서는, 출력 전압(Vo)과 센스 전압(Vcs))를 수신하고 있으며, 스위칭 출력 회로(200)의 구동 제어를 행하기 위한 게이트 신호(G1 및 G2)를 각각 생성한다. 또한, 스위칭 제어 회로(100)는, 소위 전원 제어 IC로서 반도체 장치에 집적화해 두면 된다.
스위칭 출력 회로(200)는, 입력 전압(Vi)으로부터 출력 전압(Vo)을 생성해서 도시하지 않은 부하(예를 들어, 아날로그계 전원 전압(AVDD)으로서, 출력 전압(Vo)의 공급을 받는 아날로그 회로)에 공급하는 승압형 스위칭 출력단이며, N 채널형 MOS[metal oxide semiconductor] 전계 효과 트랜지스터(M1)(=출력 스위치 소자에 상당)와, P 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(M2)(=동기 정류 소자에 상당)와, 다이오드(D1)(=비동기 정류 소자에 상당)와, 코일(L1)과, 출력 캐패시터(C1)를 포함한다.
코일(L1)의 제1 단은, 입력 전압(Vi)의 입력단에 접속되어 있다. 코일(L1)의 제2 단은, 트랜지스터(M1 및 M2) 각각의 드레인과 다이오드(D1)의 애노드에 접속되어 있다. 트랜지스터(M1)의 소스 및 백 게이트는, 접지단에 접속되어 있다. 트랜지스터(M1)의 게이트에는, 게이트 신호(G1)가 입력되어 있다. 트랜지스터(M2)의 소스 및 백 게이트와 다이오드(D1)의 캐소드는, 출력 전압(Vo)의 출력단에 접속되어 있다. 트랜지스터(M2)의 게이트에는, 게이트 신호(G2)가 입력되어 있다. 출력 캐패시터(C1)는, 출력 전압(Vo)의 출력단과 접지단과의 사이에 접속되어 있다.
또한, 트랜지스터(M1)는, 게이트 신호(G1)가 하이 레벨일 때에 온으로 되고, 게이트 신호(G1)가 로우 레벨일 때 오프로 된다. 한편, 트랜지스터(M2)는, 게이트 신호(G2)가 로우 레벨일 때 온으로 되고, 게이트 신호(G2)가 하이 레벨일 때 오프로 된다. 이들 트랜지스터(M1 및 M2)는, 스위칭 제어 회로(100)와 함께 반도체 장치에 집적화해도 되고, 디스크리트 부품으로서 반도체 장치에 외장해도 된다.
이와 같이, 본 구성예의 스위칭 출력 회로(200)는, 그 정류 소자로서, 서로 병렬 접속된 다이오드(D1)와 트랜지스터(M2)를 포함하고 있고, 비동기 모드와 동기 모드(상세는 후술)의 어느 하나에서 구동 제어된다.
로직 회로(300)는, 기준 전압 설정 신호(S1), 모드 전환 신호(S2) 및 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)를 각각 생성하여, 스위칭 제어 회로(100)에 출력한다. 기준 전압 설정 신호(S1)는, 출력 전압(Vo)의 목표값(후술하는 기준 전압(Vref)의 전압값이 이것에 상당)을 설정하기 위한 디지털 신호이다. 모드 전환 신호(S2)는, 비동기 모드와 동기 모드(상세는 후술)를 전환하기 위한 디지털 신호이다. 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)는, 역류 검출 레벨(상세는 후술)의 전환 타이밍 또는 설정값을 지시하기 위한 디지털 신호이다.
<스위칭 제어 회로>
계속해서, 도 1을 참조하면서, 스위칭 제어 회로(100)의 내부 구성에 대해서 상세하게 설명한다. 본 구성예의 스위칭 제어 회로(100)는, 귀환 제어부(110)와, 동기 제어부(120)와, 역류 검출부(130)를 포함한다.
귀환 제어부(110)는, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록 게이트 신호(G1)를 생성해서 트랜지스터(M1)를 온/오프한다. 보다 구체적으로 설명하면, 귀환 제어부(110)는, 출력 전압(Vo)(또는 이것에 따른 귀환 전압(Vfb))이 기준 전압(Vref)과 일치하도록 게이트 신호(G1)를 생성한다. 즉, 기준 전압(Vref)이 높을수록 출력 전압(Vo)의 목표값이 높아지고, 반대로, 기준 전압(Vref)이 낮을수록 출력 전압(Vo)의 목표값이 낮아진다. 또한, 상기 기준 전압(Vref)은, 로직 회로(300)로부터 입력되는 기준 전압 설정 신호(S1)에 따라, 임의의 전압 값으로 설정하는 것이 가능하다.
동기 제어부(120)는, 그 동작 모드로서, 비동기 모드와 동기 모드의 2종류를 구비하고 있고, 로직 회로(300)로부터 입력되는 모드 전환 신호(S2)에 따라, 어느 한 동작 모드로 전환된다. 또한, 비동기 모드는, 트랜지스터(M1)의 온/오프에 따르지 않고, 트랜지스터(M2)를 항상 오프로 해 두는 동작 모드이다. 한편, 동기 모드는, 트랜지스터(M1)가 오프로 되었을 때 트랜지스터(M2)를 온으로 함과 함께, 트랜지스터(M2)의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류(Irev)(=출력 캐패시터(C1)로부터 트랜지스터(M2)를 향해서 흐르는 전류)가 소정의 역류 검출 레벨에 도달했을 때 트랜지스터(M2)를 오프로 하는 동작 모드이다.
상기 동기 모드에서, 트랜지스터(M2)의 온 타이밍은, 예를 들어 귀환 제어부(110)로부터 입력되는 온 타이밍 신호(Son)(=트랜지스터(M1)가 오프로 되었을 때 논리 레벨이 전환되는 펄스 신호)에 따라서 결정하면 된다. 이 온 타이밍 신호(Son)로서는, 게이트 신호(G1)나 귀환 제어부(110)의 내부 신호(후기하는 도 11에서의 리셋 신호(Sb), 펄스폭 변조 신호(Sc), 또는 반전 펄스폭 변조 신호(ScB) 등)를 사용할 수 있다. 한편, 트랜지스터(M2)의 오프 타이밍은, 예를 들어 역류 검출부(130)로부터 입력되는 오프 타이밍 신호(Soff)(=역류 전류(Irev)가 역류 검출 레벨에 도달했을 때 논리 레벨이 전환되는 펄스 신호)에 따라서 정하면 된다.
역류 검출부(130)는, 트랜지스터(M2)의 온 기간 중에 있어서, 역류 전류(Irev)를 전류/전압 변환함으로써 얻어지는 센스 전압(Vcs)과 역류 검출 전압(Vth)을 비교함으로써, 역류 전류(Irev)가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하고, 그 검출 결과에 따른 오프 타이밍 신호(Soff)(=역류 검출 신호)를 생성한다. 또한, 상기 역류 검출 전압(Vth)은, 로직 회로(300)로부터 입력되는 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)에 따라, 제1 전압값(VthH)과 제2 전압값(VthL)(<VthH)과의 사이에서 변동하는데, 그 기술적 의의에 대해서는 후술한다.
<기본 동작>
이어서, 스위칭 전원 장치(1)의 기본 동작(전류 연속 모드에서의 승압 동작)에 대해서 설명한다. 귀환 제어부(110)가 트랜지스터(M1)를 온으로 하면, 코일(L1)에는 트랜지스터(M1)를 통해서 접지단을 향한 코일 전류(IL)가 흐른다. 이때, 다이오드(D1)의 애노드에 나타나는 스위치 전압(Vsw)은, 트랜지스터(M1)를 통해서 거의 접지 전압까지 저하되므로, 다이오드(D1)가 역 바이어스로 된다. 또한, 트랜지스터(M1)가 온으로 되어 있을 때는, 동기 제어부(120)가 비동기 모드 및 동기 모드의 어느 것이든, 트랜지스터(M2)가 오프로 된다. 따라서, 출력 캐패시터(C1)로부터 트랜지스터(M1)를 향해서 전류가 유입되지 않는다.
한편, 귀환 제어부(110)가 트랜지스터(M1)를 오프로 하면, 코일(L1)은, 그때까지와 동일한 방향으로 코일 전류(IL)를 계속해서 흘리려고 한다. 이때, 동기 제어부(120)가 비동기 모드이면, 다이오드(D1)가 순 바이어스로 되고, 동기 제어부(120)가 동기 모드이면, 트랜지스터(M1)가 온으로 된다. 따라서, 상기 코일 전류(IL)는, 출력 전류(Io)로서 출력 전압(Vo)의 출력단으로부터 도시하지 않은 부하에 유입됨과 함께, 출력 캐패시터(C1)를 통해서 접지단에도 유입되어, 출력 캐패시터(C1)를 충전하게 된다.
상기 동작이 반복됨으로써, 도시하지 않은 부하에는, 입력 전압(Vi)을 승압한 출력 전압(Vo)이 공급된다.
<모드 전환 기능>
상기 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 장치(1)에 있어서, 로직 회로(300)는, 기준 전압 설정 신호(S1)의 디지털 값을 내릴 때, 모드 전환 신호(S2)를 비동기 모드 선택 시의 논리 레벨(예를 들어 하이 레벨)에서 동기 모드 선택 시의 논리 레벨(예를 들어 로우 레벨)로 전환한다. 즉, 출력 전압(Vo)의 목표값이 내려갈 때는, 동기 제어부(120)가 비동기 모드에서 동기 모드로 전환된다. 이하에서는, 이 모드 전환 기능의 도입 의의에 대해서 설명한다.
동기 모드에서는, 트랜지스터(M2)의 온 기간 중(=트랜지스터(M1)의 오프 기간 중)에 코일(L1)의 축적 에너지가 부족해져, 출력 캐패시터(C1)로부터 트랜지스터(M2)를 향해서 역류 전류(Irev)가 흐르기 시작했다고 해도, 그 전류값이 소정의 역류 검출 레벨에 도달할 때까지 트랜지스터(M2)가 오프되지 않는다. 따라서, 동기 모드에서는, 역류 전류(Irev)가 흐르기 시작하고 나서부터 트랜지스터(M2)가 오프로 될 때까지 동안에, 역류 전류(Irev)의 분만큼, 출력 캐패시터(C1)로부터 전하를 인발할 수 있다.
이와 같이, 동기 모드를 도입함으로써, 별도의 방전 회로를 요하지 않고, 역류 전류(Irev) 상당분의 싱크 전류 능력을 획득할 수 있다. 따라서, 출력 전압(Vo)의 목표값 인하에 맞추어, 비동기 모드에서 동기 모드로의 전환을 행함으로써, 출력 전압(Vo)을 주체적으로 내리는 것이 가능하게 된다.
한편, 출력 전압(Vo)의 목표값을 내릴 때 이외는, 동기 제어부(120)가 비동기 모드로 되므로, 트랜지스터(M2)는 기본적으로 오프로 된 상태가 된다. 즉, 트랜지스터(M2)는, 정상적으로 동기 정류 소자로서 기능하는 것이 아니라, 출력 캐패시터(C1)로부터 전하를 인발할 때만 일시적으로 온이 된다. 따라서, 트랜지스터(M2)에는, 그다지 큰 전류 능력이 요구되지 않으므로, 트랜지스터(M2)로서는, 전류 능력이 큰 NMOSFET가 아니라, 이것보다도 전류 능력이 작은 PMOSFET를 사용할 수 있다. 또한, PMOSFET는, NMOSFET와 달리, 부트스트랩을 사용하지 않고 구동할 수 있으므로, 회로 소자의 추가를 최소한으로 억제하는 것이 가능하게 된다.
<역류 검출 레벨 전환 기능>
또한, 상기 구성으로 이루어지는 스위칭 전원 장치(1)에 있어서, 로직 회로(300)는, 기준 전압 설정 신호(S1)의 디지털 값을 내릴 때, 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상되도록, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)를 생성한다. 이하에서는, 이 역류 검출 레벨 전환 기능의 도입 의의에 대해서 설명한다.
도 2는, 역류 검출 레벨의 제1 변화 패턴을 도시하는 모식도이다. 또한, 종축에는 역류 검출 레벨이 나타나 있고, 횡축에는 시간이 나타나 있다. 앞서도 설명한 바와 같이, 출력 전압(Vo)의 목표값이 내려갈 때는, 동기 제어부(120)가 비동기 모드(ASYNC)에서 동기 모드(SYNC)로 전환된다. 이때, 역류 검출부(130)에서는, 역류 검출 레벨이 제1 레벨(LV1)로부터 제2 레벨(LV2)(단, LV2>LV1)까지 서서히 인상되어 간다.
도 3 내지 도 5는, 각각, 도 2의 A점 내지 C점에서의 게이트 신호(G1 및 G2)와 코일 전류(IL)의 거동을 나타내는 타이밍 차트이다. 또한, A점은, 동기 제어부(120)가 비동기 모드(ASYNC)로 되어 있는 시점, B점은, 동기 제어부(120)가 비동기 모드(ASYNC)에서 동기 모드(SYNC)로 전환된 직후의 시점, 그리고, C점은, 동기 모드(SYNC)에서, 역류 검출 레벨이 제2 레벨(LV2)에 도달한 후의 시점을 각각 나타내고 있다.
도 3에서 나타낸 바와 같이, 동기 제어부(120)가 비동기 모드(ASYNC)로 되어 있는 시점(A점)에서는, 트랜지스터(M2)가 오프로 된 채 그대로, 트랜지스터(M1)가 온/오프된다. 또한, 출력 캐패시터(C1)에 축적된 전하만으로 출력 전류(Io)의 필요 공급분을 제공할 수 있는 부하 상태(=경부하 상태 내지 무부하 상태)에서는, 전하의 감소분만큼 출력 캐패시터(C1)를 충전하면 충분하다. 그 결과, 트랜지스터(M1)의 온 듀티(=Ton1/T)가 작아지고, 코일 전류(IL)가 전류 불연속 모드로 된다.
한편, 도 4에서 나타낸 바와 같이, 동기 제어부(120)가 비동기 모드(ASYNC)에서 동기 모드(SYNC)로 전환된 직후의 시점(B점)에서는, 트랜지스터(M2)는, 트랜지스터(M1)가 오프로 되었을 때 온으로 되고, 역류 전류(Irev)가 역류 검출 레벨에 도달했을 때 오프로 되게 된다. 또한, 이때, 역류 검출 레벨은, 제1 레벨(LV1)로부터 제2 레벨(LV2)까지 서서히 인상되어 간다. 따라서, 트랜지스터(M2)의 온 기간(Ton2)은, 역류 검출 레벨의 상승에 수반하여, 서서히 길어져 간다. 또한, 트랜지스터(M1)의 온 기간(Ton1)은, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록 귀환 제어된다. 이 점에 대해서는, 비동기 모드(ASYNC)이어도 동기 모드(SYNC)이어도 전혀 차이가 없다.
또한, 도 5에서 나타낸 바와 같이, 동기 모드(SYNC)에서, 역류 검출 레벨이 제2 레벨(LV2)에 도달한 후의 시점(C점)에서는, 트랜지스터(M1 및 M2)가 입출력비에 따른 듀티(D)(=(Vo-Vi)/Vo)에서 상보적으로 온/오프되는 상태가 된다. 예를 들어, 입력 전압(Vi)이 12V이고 출력 전압(Vo)이 24V일 때는, 듀티(D)가 50％가 된다. 또한, 본 도에서는, 동기 모드(SYNC)에서도, 상술한 경부하 상태 내지 무부하 상태가 유지되어 있는 것으로 한다. 즉, 트랜지스터(M2)의 온 기간(Ton2)에 있어서, 트랜지스터(M2)로부터 출력 캐패시터(C1)를 향해서 흐르는 정의 코일 전류(IL)와, 출력 캐패시터(C1)로부터 트랜지스터(M2)를 향해서 흐르는 부의 코일 전류(IL)(=역류 전류(Irev))가 균형을 이루고 있어, 출력 캐패시터(C1)에 충전되는 전하는, 그 거의 모두가 역류 전류(Irev)에 의해 방전되어 있다.
이상, 도 2 내지 도 5를 참조하면서 설명한 바와 같이, 동기 모드(SYNC)에서, 처음에는 역류 검출 레벨을 낮게 억제해 두고, 시간의 경과와 함께 역류 검출 레벨을 서서히 인상해 가는 구성이라면, 역류 검출 기능을 이용해서 싱크 전류 능력에 제한을 걸 수 있다. 따라서, 동기 모드(SYNC)에의 전환 시에 있어서의 과대한 역류 전류(Irev)의 발생을 방지할 수 있으므로, 출력 전압(Vo)을 일정 시간에서 점감하는 경우에도, 출력 리플을 효과적으로 억제하는 것이 가능하게 된다(도 6을 참조). 또한, 별도의 방전 회로를 요하지 않으므로, 발열을 억제하는 것도 가능하게 된다.
또한, 상기 역류 검출 레벨은, 그 인상이 완료된 후, 적절한 타이밍에서 제2 레벨(LV2)에서 제1 레벨(LV1)로 내려 두면 된다. 그때, 상술한 경부하 상태 내지 무부하 상태가 해소된 경우에는, 도 2에서 나타낸 바와 같이, 역류 검출 레벨을 제2 레벨(LV2)에서 제1 레벨(LV1)로 빠르게 내려도, 특별한 문제는 발생하지 않는다. 한편, 경부하 상태 내지 무부하 상태가 계속되고 있는 경우에는, 출력 리플을 억제하기 위해, 도 7에서 나타낸 바와 같이, 역류 검출 레벨을 제2 레벨(LV2)로부터 제1 레벨(LV1)까지 완만하게 내리는 것이 바람직하다.
<역류 검출부>
도 8은, 역류 검출부(130)의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 구성예의 역류 검출부(130)는, N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(N11 내지 N19)와, P 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(P11 내지 P17)와, 저항(R11 내지 R13)과, 캐패시터(C11 및 C12)와, 비교기(CMP)와, 레벨 시프터(LS)를 포함한다.
트랜지스터(P11)의 소스 및 백 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P11)의 드레인은, 저항(R11)의 제1 단에 접속되어 있다. 트랜지스터(P11)의 게이트는, 접지단(AGND)에 접속되어 있다. 저항(R11)의 제2 단은, 트랜지스터(N11)의 드레인에 접속되어 있다.
트랜지스터(P12)의 소스 및 백 게이트 및 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P12)의 드레인은, 트랜지스터(N12)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(N11 내지 N13) 각각의 게이트는, 트랜지스터(N11)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(N11 내지 N13) 각각의 소스 및 백 게이트는, 접지단(AGND)에 접속되어 있다.
트랜지스터(N13)의 드레인은, 트랜지스터(P13)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(P13 및 P14) 각각의 소스 및 백 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P13 및 P14) 각각의 게이트는, 트랜지스터(P13)의 드레인에 접속되어 있다.
캐패시터(C11)의 제1 단과 트랜지스터(N14)의 드레인은, 트랜지스터(P14)의 드레인에 접속되어 있다. 캐패시터(C11)의 제2 단과 트랜지스터(N14)의 소스 및 백 게이트는, 접지단(AGND)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N14)의 게이트는, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)의 인가단에 접속되어 있다.
트랜지스터(N18)의 드레인은, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N18)의 게이트는, 캐패시터(C11)의 제1 단(=충전 전압(VC)의 인가단)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N18)의 백 게이트는, 접지단(AGND)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N18)의 소스는, 저항(R12)의 제1 단에 접속되어 있다. 저항(R12)의 제2 단은, 트랜지스터(N15)의 드레인에 접속되어 있다.
트랜지스터(N15 및 N16) 각각의 게이트는, 트랜지스터(N15)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(N15 및 N16) 각각의 소스 및 백 게이트는, 접지단(AGND)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P15)의 소스 및 백 게이트 및 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P15)의 드레인은, 트랜지스터(N16)의 드레인에 접속되어 있다.
트랜지스터(N17)의 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N17)의 소스 및 백 게이트는, 트랜지스터(N17)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(N17)의 드레인은, 트랜지스터(P16)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(P16 및 P17) 각각의 게이트는, 트랜지스터(P16)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(P16 및 P17) 각각의 소스 및 백 게이트는, 제2 전원 단(VON)에 접속되어 있다. 트랜지스터(P17)는, 비교기(CMP)의 구동 전류 입력단에 접속되어 있다.
트랜지스터(N19)의 게이트는, 제1 전원단(PVCC)에 접속되어 있다. 트랜지스터(N19)의 소스 및 백 게이트는, 트랜지스터(N16)의 드레인에 접속되어 있다. 트랜지스터(N19)의 드레인(=역류 검출 전압(Vth)의 인가단)은, 비교기(CMP)의 비반전 입력단(+)에 접속되어 있다. 저항(R13) 및 캐패시터(C12) 각각의 제1 단은, 제2 전원단(VON)에 접속되어 있다. 저항(R13) 및 캐패시터(C12) 각각의 제2 단은, 트랜지스터(N19)의 드레인에 접속되어 있다.
또한, 상기 구성 요소 중, 트랜지스터(P11)와 저항(R11)은, 소정의 정전류(I1)를 생성하는 정전류원으로서 기능한다. 또한, 트랜지스터(N11 및 N13)는, 정전류(I1)에 따른 미러 전류(I3)를 생성하는 커런트 미러로서 기능한다. 또한, 트랜지스터(P13 및 P14)는, 미러 전류(I3)에 따른 충전 전류(I4)를 생성하는 커런트 미러로서 기능한다. 이와 같이, 트랜지스터(N11 및 N13), 트랜지스터(P11), 트랜지스터(P13 및 P14) 및 저항(R11)은, 캐패시터(C11)를 충전하는 충전부로서 기능한다.
또한, 트랜지스터(N14)는, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)에 따라서 캐패시터(C11)를 방전하는 방전부로서 기능한다. 보다 구체적으로 설명하면, 트랜지스터(N14)는, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 하이 레벨일 때 온으로 되고, 캐패시터(C11)의 양단간을 쇼트해서 캐패시터(C11)에 축적된 전하를 방전한다.
또한, 트랜지스터(N18)와 저항(R12)에서는, 캐패시터(C11)의 충전 전압(VC)에 따른 가변 전류(I5)(≒VC/R12)가 생성된다. 또한, 트랜지스터(N15 및 N16)에서는, 가변 전류(I5)에 따른 슬로프 전류(I6)가 생성된다. 즉, 트랜지스터(N15 및 N16), 트랜지스터(N18), 및 저항(R12)은, 캐패시터(C11)의 충전 전압(VC)에 따른 슬로프 전류(I6)를 생성하는 전압/전류 변환부로서 기능한다.
또한, 저항(R13) 및 캐패시터(C12)는, 슬로프 전류(I6)로부터 역류 검출 전압(Vth)(≒VON-I6×R13)을 생성하는 전류/전압 변환부로서 기능한다.
또한, 트랜지스터(N11 및 N12)는, 정전류(I1)에 따른 미러 전류(I2)를 생성하는 커런트 미러로서 기능한다. 또한, 트랜지스터(P16 및 P17)는, 미러 전류(I2)에 따른 구동 전류(I7)를 생성하는 커런트 미러로서 기능한다. 즉, 트랜지스터(N11 및 N13), 및 트랜지스터(P16 및 P17)는, 비교기(CMP)의 구동 전류(I7)를 생성하는 구동 전류원으로서 기능한다.
비교기(CMP)는, 비반전 입력단(+)에 입력되는 역류 검출 전압(Vth)과, 반전 입력단(-)에 입력되는 센스 전압(Vcs)을 비교하여, 역류 검출 신호(Sdet)를 생성한다. 역류 검출 신호(Sdet)는, 센스 전압(Vcs)이 역류 검출 전압(Vth)보다도 높을 때 로우 레벨(=역류 미 검출시의 논리 레벨)이 되고, 센스 전압(Vcs)이 역류 검출 전압(Vth)보다도 낮을 때 하이 레벨(=역류 검출시의 논리 레벨)이 된다. 또한, 비교기(CMP)의 상측 전원단 및 하측 전원단은, 각각, 제2 전원단(VON) 및 제3 전원단(CLP)에 접속되어 있다. 따라서, 역류 검출 신호(Sdet)의 하이 레벨은 VON이 되고, 역류 검출 신호(Sdet)의 로우 레벨은 CLP(=Von-α)가 된다.
레벨 시프터(LS)는, 역류 검출 신호(Sdet)를 레벨 시프트해서 오프 타이밍 신호(Soff)를 생성한다. 또한, 레벨 시프터(LS)의 입력단에서의 상측 전원단 및 하측 전원단은, 각각, 제2 전원단(VON) 및 제3 전원단(CLP)에 접속되어 있다. 한편, 레벨 시프터(LS)의 출력단에서의 상측 전원단 및 하측 전원단은, 각각, 제1 전원단(PVCC) 및 접지단(AGND)에 접속되어 있다. 따라서, 오프 타이밍 신호(Soff)의 하이 레벨은 PVCC가 되고, 오프 타이밍 신호(Soff)의 로우 레벨은 AGND가 된다.
이어서, 상기 구성으로 이루어지는 역류 검출부(130)의 동작에 대해서, 상기 도 8과 함께, 도 9를 참조하면서, 구체적으로 설명한다.
도 9는, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)와 역류 검출 전압(Vth)의 거동을 도시한 모식도이다. 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 하이 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터(N14)가 온으로 되므로, 캐패시터(C11)가 방전된다. 따라서, 충전 전압(VC)이 0으로 되고, 트랜지스터(N18)가 오프로 되므로, 가변 전류(I5)가 흐르지 않게 된다. 그 결과, 저항(R13)에는, 슬로프 전류(I6)가 흐르지 않으므로, 과전류 검출 전압(Vth)은, 최고치인 제1 전압 값(VthH)(≒VON)이 된다.
한편, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 하이 레벨에서 로우 레벨로 내려가면, 트랜지스터(N14)가 오프로 되므로, 충전 전류(I4)에 의한 캐패시터(C11)의 충전이 개시된다. 따라서, 충전 전압(VC)의 상승에 수반하여, 가변 전류(I5)가 증대한다. 그 결과, 저항(R13)에 흐르는 슬로프 전류(I6)도 서서히 커지므로, 과전류 검출 전압(Vth)이 서서히 저하되어 나가, 최종적으로는, 최저값인 제2 전압값(VthL)(≒VON-R13×I6max)에 이른다.
그 후, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 다시 하이 레벨로 상승되면, 충전 전압(VC)은 빠르게 제로로 복귀되므로, 과전류 검출 전압(Vth)도 제1 전압값(VthH)까지 급준하게 인상된다. 이러한 거동은, 앞의 도 2에 대응한 것이라고 할 수 있다. 한편, 앞의 도 7에 대응하여, 과전류 검출 전압(Vth)을 제2 전압값(VthL)으로부터 제1 전압값(VthH)까지 서서히 인상하고 싶으면, 캐패시터(C11)를 순간적으로 방전하는 것이 아니라, 보다 완만하게 방전을 행하는 구성을 채용하면 된다.
도 10은, 도 9의 D점(=역류 검출 레벨 전환 신호(S3)의 하강 전후)에서의 역류 검출 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트이며, 위에서부터 순차적으로, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3), 게이트 신호(G1), 코일 전류(IL), 센스 전압(Vcs)(실선) 및 역류 검출 전압(Vth)(파선), 역류 검출 신호(Sdet)(=오프 타이밍 신호(Soff)), 및 게이트 신호(G2)가 묘사되어 있다.
또한, 본 도에서는, 트랜지스터(M2)의 온 기간(Ton2)이 서서히 길어져 가는 모습을 명시하기 위해서, 역류 검출 전압(Vth)의 변화 거동을 매우 극단적으로 묘사하고 있지만, 실제로는, 도시한 것보다도 장시간에 걸쳐서 완만하게 저하되어 간다.
역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 하이 레벨로 되어 있을 때는, 과전류 검출 전압(Vth)이 가장 높은 제1 전압값(VthH)으로 설정된다. 한편, 센스 전압(Vcs)은, 제1 전압값(VthH)보다도 오프셋값 ΔV만큼 높은 전압값을 기준값으로 하고, 부의 코일 전류(IL)(=역류 전류(Irev))가 흐른 분만큼 기준값으로부터 저하되도록 설정되어 있다. 따라서, 부의 코일 전류(IL)(=역류 전류(Irev))가 흐르지 않는 한, 역류 검출 신호(Sdet)가 하이 레벨로 상승되지는 않는다.
그 후, 비동기 모드(ASYNC)로부터 동기 모드(SYNC)에의 전환 타이밍에 맞추어, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)가 로우 레벨로 내려가면, 그 시점부터 역류 검출 전압(Vth)이 서서히 내려간다. 그 결과, 센스 전압(Vcs)과 역류 검출 전압(Vth)과의 크로스 포인트가 늦어지므로, 트랜지스터(M2)의 온 기간(Ton2)이 서서히 길어져 간다.
이러한 동작에 의해, 동기 모드(SYNC)에서는, 처음에는 역류 검출 레벨을 낮게 억제해 두고, 시간의 경과와 함께 역류 검출 레벨을 서서히 인상해 갈 수 있으므로, 역류 검출 기능을 이용해서 싱크 전류 능력에 제한을 거는 것이 가능하게 된다.
또한, 도 8 내지 도 10에서는, 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)를 사용해서 역류 검출 전압(Vth)의 전환 타이밍만을 설정하고, 역류 검출부(130)의 내부에서 아날로그적으로 역류 검출 전압(Vth)을 변화시키는 구성을 예로 들었지만, 역류 검출 레벨의 전환 방법은, 이것에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 역류 검출 레벨 전환 신호(S3)를 다계조의 디지털 신호로 하고, 이것을 역류 검출부(130)의 내부에서 아날로그의 역류 검출 전압(Vth)으로 변환하는 구성으로 하면, 로직 회로(300)를 역류 검출 레벨의 제어 주체로 할 수도 있다.
<귀환 제어부>
도 11은, 귀환 제어부(110)의 일 구성예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 구성예의 귀환 제어부(110)는, 클럭 신호 생성부(111)와, 디지털/아날로그 변환부(112)와, 귀환 전압 생성부(113)와, 에러 증폭기(114)와, 위상 보상부(115)와, 슬로프 전압 생성부(116)와, 비교기(117)와, RS 플립플롭(118)과, 드라이버(119)를 포함한다.
클럭 신호 생성부(111)는, 소정의 스위칭 주파수(f)(=1/T)로 클럭 신호를 생성하고, 이것을 세트 신호(Sa)로서 RS 플립플롭(118)에 출력한다.
디지털/아날로그 변환부(112)는, 디지털의 기준 전압 설정 신호(S1)로부터 아날로그의 기준 전압(Vref)을 생성한다.
귀환 전압 생성부(113)는, 출력 전압(Vo)의 출력단과 접지단의 사이에 직렬로 접속된 저항(113a 및 113b)(저항값: Ra 및 Rb)을 포함하고, 저항(113a)과 저항(113b)과의 접속 노드로부터 출력 전압(Vo)을 분압한 귀환 전압(Vfb)(={Rb/(Ra+Rb)}×Vo)을 출력한다. 단, 출력 전압(Vo)이 귀환 제어부(110)의 입력 다이내믹 레인지에 수렴되어 있는 경우에는, 귀환 전압 생성부(113)를 생략하고, 귀환 전압(Vfb)으로서 출력 전압(Vo)을 직접 수신해도 상관없다.
에러 증폭기(114)는, 전류 출력형의 트랜스 컨덕턴스 앰프(소위 gm 증폭기)이다. 에러 증폭기(114)는, 반전 입력단(-)에 입력되는 귀환 전압(Vfb)과 비반전 입력단(+)에 입력되는 기준 전압(Vref)과의 차분에 따라, 위상 보상부(115)를 형성하는 캐패시터(115b)의 충방전을 행함으로써 오차 전압(Verr)을 생성한다. 또한, 귀환 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다도 낮을 때는, 에러 증폭기(114)로부터 캐패시터(115b)를 향해서 전류가 유입되므로, 오차 전압(Verr)이 상승한다. 반대로, 귀환 전압(Vfb)이 기준 전압(Vref)보다도 높을 때는, 캐패시터(115b)로부터 에러 증폭기(114)를 향해서 전류가 인발되므로, 오차 전압(Verr)이 저하된다.
위상 보상부(115)는, 에러 증폭기(114)의 출력단과 접지단과의 사이에 직렬 접속된 저항(115a)과 캐패시터(115b)를 포함하는 시상수 회로이며, 귀환 제어부(110)의 발진을 방지하도록 오차 전압(Verr)의 위상 보상을 행한다.
슬로프 전압 생성부(116)는, 트랜지스터(M1)의 온/오프 제어(본 도에서는 반전 펄스폭 변조 신호(ScB))에 동기한 슬로프 전압(Vslp)을 생성한다. 슬로프 전압(Vslp)은, 트랜지스터(M1)의 온 타이밍에서 상승을 개시하고, 트랜지스터(M1)의 오프 타이밍에서 제로 값으로 리셋되는 톱니파 형상의 아날로그 전압이다.
비교기(117)는, 반전 입력단(-)에 입력되는 오차 전압(Verr)과 비반전 입력단(+)에 입력되는 슬로프 전압(Vslp)을 비교해서 비교 신호를 생성하고, 이것을 리셋 신호(Sb)로서 RS 플립플롭(118)에 출력한다. 리셋 신호(Sb)는, 오차 전압(Verr)이 슬로프 전압(Vslp)보다도 높을 때가 로우 레벨이 되고, 오차 전압(Verr)이 슬로프 전압(Vslp)보다도 낮을 때 하이 레벨이 된다.
RS 플립플롭(118)은, 세트단(S)에 입력되는 세트 신호(Sa)와 리셋단(R)에 입력되는 리셋 신호(Sb)에 따라서 출력단(Q)으로부터 펄스폭 변조 신호(Sc)를 출력한다. 펄스폭 변조 신호(Sc)는, 세트 신호(Sa)의 상승 에지에서 하이 레벨로 세팅되고, 리셋 신호(Sb)의 상승 에지에서 로우 레벨로 리셋된다. 단, 세트 신호(Sa)와 리셋 신호(Sb)가 동시에 하이 레벨이 되었을 때는 리셋 신호(Sb)가 우선된다. 또한, RS 플립플롭(118)은, 반전 출력단(QB)으로부터 반전 펄스폭 변조 신호(ScB)(=펄스폭 변조 신호(Sc)의 논리 반전 신호)도 동시 출력하고 있다.
드라이버(119)는, 펄스폭 변조 신호(Sc)를 입력받고, 그 전류 능력을 증강함으로써 트랜지스터(M1)의 게이트 신호(G1)를 생성하고, 이것을 트랜지스터(M1)의 게이트에 출력한다.
또한, 본 도에서는, 귀환 제어부(110)에 있어서, 전압 모드 제어로 게이트 신호(G1)를 생성하는 회로 구성을 예로 들었지만, 출력 귀환 제어 방식은 전혀 이것에 한정되는 것은 아니며, 전류 모드 제어를 사용해도 상관없고, 또는, 히스테리시스 제어(온 시간 고정 방식 등)를 사용해도 상관없다.
<변형예>
도 12는, 스위칭 전원 장치(1)의 제1 변형예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 변형예의 스위칭 전원 장치(X)는, 도 1을 베이스로 하면서, 몇 가지의 변경이 더해져 있다. 제1 변경 점은, 다이오드(D1)를 삭제해서 스위칭 출력 회로(200)가 동기 정류 방식에 고정되어 있는 점이다. 제2 변경 점은, 센스 전압(Vcs) 대신에 스위치 전압(Vsw)이 역류 검출부(130)에 입력되어 있는 점이다. 그래서, 상기와 마찬가지의 구성 요소에 대해서는, 도 1과 동일한 부호를 부여함으로써 중복된 설명을 생략하고, 이하에서는, 상기의 변경 점에 대해서 중점적으로 설명한다.
귀환 제어부(140)는, 도 1의 귀환 제어부(110)와 달리, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록, 트랜지스터(M1 및 M2)를 상보적으로 온/오프한다. 또한, 귀환 제어부(140)는, 도 1의 귀환 제어부(110)와 동일하게, 역류 검출부(130)로부터 오프 타이밍 신호(Soff)(=역류 검출 신호)를 입력받고 있고, 트랜지스터(M2)의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했을 때, 트랜지스터(M2)를 강제적으로 오프로 하는 경부하 모드를 구비하고 있다.
역류 검출부(130)는, 트랜지스터(M2)의 온 기간 중에 있어서, 트랜지스터(M1 및 M2) 상호간의 접속 노드에 나타나는 스위치 전압(Vsw)과 소정의 역류 검출 전압을 비교함으로써, 트랜지스터(M2)에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출한다. 또한, 귀환 제어부(110)가 경부하 모드에서 트랜지스터(M1 및 m2)를 상보적으로 온/오프하는 모드로 전환되었을 때, 예를 들어 출력 전압(Vo)의 목표값이 내려갔을 때는, 상기의 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상된다. 이 점에 대해서는, 지금까지의 설명과 전혀 다르지 않다. 또한, 역류 검출부(130)는, 도 1과 동일하게, 센스 전압(Vcs)을 입력받는 구성으로 해도 된다.
본 변형예에서 나타낸 바와 같이, 역류 검출 기능을 이용해서 싱크 전류 능력에 제한을 걸면서 출력 전압(Vo)을 점감시키는 구성에 대해서는, 경부하 모드를 구비한 동기 정류 방식에 의해 승압형의 스위칭 출력 회로(200)를 구동하는 경우에도 적용할 수 있다.
도 13은, 스위칭 전원 장치(1)의 제2 변형예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 변형예의 스위칭 전원 장치(Y)는, 도 1을 베이스로 하면서, 스위칭 출력 회로(200)가 승압형에서 강압형으로 변경되어 있다. 그래서, 상기와 마찬가지의 구성 요소에 대해서는, 도 1과 동일한 부호를 부여함으로써 중복된 설명을 생략하고, 이하에서는, 상기의 변경 점에 대해서 중점적으로 설명한다.
본 변형예에서, 스위칭 출력 회로(200)는, 입력 전압(Vi)으로부터 출력 전압(Vo)을 생성해서 도시하지 않은 부하에 공급하는 강압형 스위칭 출력단이며, N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(M3)(=출력 스위치 소자에 상당)와, N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(M4)(=동기 정류 소자에 상당)와, 다이오드(D2)(=비동기 정류 소자에 상당)와, 코일(L2)과, 출력 캐패시터(C2)를 포함한다.
트랜지스터(M3)의 드레인은, 입력 전압(Vi)의 입력단에 접속되어 있다. 트랜지스터(M3)의 소스 및 백 게이트, 트랜지스터(M4)의 드레인, 및 다이오드(D2)의 캐소드는, 모두 코일(L2)의 제1 단에 접속되어 있다. 트랜지스터(M3)의 게이트에는, 게이트 신호(G3)가 입력되어 있다. 트랜지스터(M4)의 소스 및 백 게이트와 다이오드(D2)의 애노드는, 접지단에 접속되어 있다. 트랜지스터(M4)의 게이트에는, 게이트 신호(G4)가 입력되어 있다. 코일(L2)의 제2 단은, 출력 전압(Vo)의 출력단에 접속되어 있다. 출력 캐패시터(C2)는, 출력 전압(Vo)의 출력단과 접지단과의 사이에 접속되어 있다.
또한, 트랜지스터(M3 및 M4)는, 각각, 게이트 신호(G3 및 G4)가 하이 레벨일 때에 온으로 되고, 게이트 신호(G3 및 G4)가 로우 레벨일 때 오프로 된다. 이들 트랜지스터(M3 및 M4)는, 스위칭 제어 회로(100)와 함께 반도체 장치에 집적화해도 되고, 디스크리트 부품으로서 반도체 장치에 외장해도 된다.
이와 같이, 본 변형예의 스위칭 출력 회로(200)는, 그 정류 소자로서, 서로 병렬 접속된 다이오드(D2)와 트랜지스터(M4)를 포함하고 있고, 앞서 설명한 비동기 모드와 동기 모드 중 어느 한쪽에서 구동 제어된다.
귀환 제어부(110)는, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록 게이트 신호(G3)를 생성해서 트랜지스터(M3)를 온/오프한다. 보다 구체적으로 설명하면, 귀환 제어부(110)는, 출력 전압(Vo)(또는 이것에 따른 귀환 전압(Vfb))이 기준 전압(Vref)과 일치하도록 게이트 신호(G3)를 생성한다.
동기 제어부(120)는, 로직 회로(300)로부터 입력되는 모드 전환 신호(S2)에 따라서 비동기 모드와 동기 모드 중 어느 한쪽으로 전환된다. 또한, 비동기 모드는, 트랜지스터(M3)의 온/오프에 따르지 않고, 트랜지스터(M4)를 항상 오프로 해 두는 동작 모드이다. 한편, 동기 모드는, 트랜지스터(M3)가 오프로 되었을 때 트랜지스터(M4)를 온으로 함과 함께, 트랜지스터(M4)의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류(Irev)가 소정의 역류 검출 레벨에 도달했을 때 트랜지스터(M4)를 오프로 하는 동작 모드이다.
역류 검출부(130)는, 트랜지스터(M4)의 온 기간 중에 있어서, 역류 전류(Irev)를 전류/전압 변환함으로써 얻어지는 센스 전압(Vcs)과 역류 검출 전압(Vth)을 비교함으로써, 역류 전류(Irev)가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하고, 그 검출 결과에 따른 오프 타이밍 신호(Soff)(=역류 검출 신호)를 생성한다.
본 변형예에서 나타낸 바와 같이, 역류 검출 기능을 이용해서 싱크 전류 능력에 제한을 걸면서 출력 전압(Vo)을 점감시키는 구성에 대해서는, 비동기 정류 방식에 의해 강압형의 스위칭 출력 회로(200)를 구동하는 경우에도 적용할 수 있다.
도 14는, 스위칭 전원 장치(1)의 제3 변형예를 나타내는 회로 블록도이다. 본 변형예의 스위칭 전원 장치(Z)는, 도 13을 베이스로 하면서, 몇 가지의 변경이 더해져 있다. 제1 변경 점은, 다이오드(D2)를 삭제하고 스위칭 출력 회로(200)가 동기 정류 방식에 고정되어 있는 점이다. 제2 변경 점은, 센스 전압(Vcs) 대신에 스위치 전압(Vsw)이 역류 검출부(130)에 입력되어 있는 점이다. 그래서, 상기와 마찬가지의 구성 요소에 대해서는, 도 13과 동일한 부호를 부여함으로써 중복된 설명을 생략하고, 이하에서는, 상기의 변경 점에 대해서 중점적으로 설명한다.
귀환 제어부(140)는, 도 13의 귀환 제어부(110)와 달리, 출력 전압(Vo)이 목표값과 일치하도록, 트랜지스터(M3 및 M4)를 상보적으로 온/오프한다. 또한, 귀환 제어부(140)는, 도 13의 귀환 제어부(110)와 동일하게, 역류 검출부(130)로부터 오프 타이밍 신호(Soff)(=역류 검출 신호)를 입력받고 있고, 트랜지스터(M4)의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했을 때, 트랜지스터(M4)를 강제적으로 오프로 하는 경부하 모드를 구비하고 있다.
역류 검출부(130)는, 트랜지스터(M4)의 온 기간 중에 있어서, 트랜지스터(M3 및 M4) 상호간의 접속 노드에 나타나는 스위치 전압(Vsw)과 소정의 역류 검출 전압을 비교함으로써, 트랜지스터(M4)에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출한다. 또한, 귀환 제어부(110)가 경부하 모드에서 트랜지스터(M1 및 M2)를 상보적으로 온/오프하는 모드로 전환되었을 때, 예를 들어 출력 전압(Vo)의 목표값이 내려갔을 때는, 상기의 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상된다. 이 점에 대해서는, 지금까지의 설명과 전혀 다르지 않다. 또한, 역류 검출부(130)는, 도 13과 동일하게, 센스 전압(Vcs)을 입력받는 구성으로 해도 된다.
본 변형예에서 나타낸 바와 같이, 역류 검출 기능을 이용해서 싱크 전류 능력에 제한을 걸면서 출력 전압(Vo)을 점감시키는 구성에 대해서는, 경부하 모드를 구비한 동기 정류 방식에 의해 강압형의 스위칭 출력 회로(200)를 구동하는 경우에도 적용할 수 있다.
또한, 더 이상의 도시는 생략하지만, 스위칭 출력 회로(200)는, 승압형(도 1, 도 12) 내지 강압형(도 13, 도 14)에 한하지 않고, 승강압형으로 하는 것도 가능하다.
<기타 변형예>
또한, 본 명세서 중에 개시되어 있는 다양한 기술적 특징은, 상기 실시 형태 이외에, 그 기술적 창작의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 다양한 변경을 가하는 것이 가능하다. 예를 들어, MOS 전계 효과 트랜지스터와 바이폴라 트랜지스터와의 상호 치환이나, 각종 신호의 논리 레벨 반전은 임의이다. 즉, 상기 실시 형태는, 모든 점에서 예시이며, 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 하며, 본 발명의 기술적 범위는, 상기 실시 형태의 설명이 아니라, 특허 청구 범위에 의해 나타나는 것으로, 특허 청구 범위와 균등한 의미 및 범위 내에 속하는 모든 변경이 포함된다고 이해되어야 한다.
본 명세서 중에 개시되어 있는 발명은, 다양한 애플리케이션의 전원 수단으로서 사용되는 스위칭 전원 장치 전반에 이용하는 것이 가능하다.
1 : 스위칭 전원 장치 100 : 스위칭 제어 회로
110 : 귀환 제어부 111 : 클럭 신호 생성부
112 : 디지털/아날로그 변환부 113 : 귀환 전압 생성부
113a, 113b : 저항 114 : 에러 증폭기
115 : 위상 보상부 115a : 저항
115b : 캐패시터 116 : 슬로프 전압 생성부
117 : 비교기 118 : RS 플립플롭
119 : 드라이버 120 : 동기 제어부
130 : 역류 검출부 140 : 귀환 제어부
200 : 스위칭 출력 회로 300 : 로직 회로
M1 : N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(출력 스위치 소자)
M2 : P 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(동기 정류 소자)
M3 : N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(출력 스위치 소자)
M4 : N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터(동기 정류 소자)
L1, L2 : 코일
D1, D2 : 다이오드(비동기 정류 소자)
C1, C2 : 출력 캐패시터
N11 내지 N19 : N 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터
P11 내지 P17 : P 채널형 MOS 전계 효과 트랜지스터
R11 내지 R13 : 저항 C11, C12 : 캐패시터
CMP : 비교기 LS : 레벨 시프터

Claims (10)

  1. 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자를 온/오프하는 귀환 제어부와,
    상기 스위칭 출력 회로의 비동기 정류 소자에 병렬 접속된 동기 정류 소자를 온/오프하는 동기 제어부와,
    상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부,
    를 갖고,
    상기 동기 제어부는, 그 동작 모드로서, 상기 동기 정류 소자를 항상 오프로 해 두는 비동기 모드와, 상기 출력 스위치 소자가 오프로 되었을 때 상기 동기 정류 소자를 온으로 함과 함께 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 오프로 하는 동기 모드를 구비하고 있고,
    상기 동기 제어부가 상기 비동기 모드에서 상기 동기 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상하며,
    상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 서서히 내려가는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  2. 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자 및 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 귀환 제어부와,
    상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부,
    를 갖고,
    상기 귀환 제어부는, 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 강제적으로 오프로 하는 경부하 모드를 구비하고 있고,
    상기 귀환 제어부가 상기 경부하 모드에서 상기 출력 스위치 소자 및 상기 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상하며, 상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 서서히 내려가는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  3. 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자를 온/오프하는 귀환 제어부와,
    상기 스위칭 출력 회로의 비동기 정류 소자에 병렬 접속된 동기 정류 소자를 온/오프하는 동기 제어부와,
    상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부,
    를 갖고,
    상기 동기 제어부는, 그 동작 모드로서, 상기 동기 정류 소자를 항상 오프로 해 두는 비동기 모드와, 상기 출력 스위치 소자가 오프로 되었을 때 상기 동기 정류 소자를 온으로 함과 함께 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 오프로 하는 동기 모드를 구비하고 있고,
    상기 동기 제어부가 상기 비동기 모드에서 상기 동기 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상하며,
    상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 빠르게 내려가는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  4. 스위칭 출력 회로의 출력 전압이 목표값과 일치하도록 상기 스위칭 출력 회로의 출력 스위치 소자 및 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 귀환 제어부와,
    상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 흐르는 역류 전류가 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 역류 검출부,
    를 갖고,
    상기 귀환 제어부는, 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했을 때 상기 동기 정류 소자를 강제적으로 오프로 하는 경부하 모드를 구비하고 있고,
    상기 귀환 제어부가 상기 경부하 모드에서 상기 출력 스위치 소자 및 상기 동기 정류 소자를 상보적으로 온/오프하는 모드로 전환되었을 때, 상기 역류 검출 레벨이 제1 레벨로부터 제2 레벨까지 서서히 인상하며,
    상기 역류 검출 레벨은, 그 인상 완료 후, 상기 제2 레벨로부터 상기 제1 레벨까지 빠르게 내려가는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 역류 검출부는, 상기 동기 정류 소자의 온 기간 중에 있어서, 상기 역류 전류를 전류/전압 변환함으로써 얻어지는 센스 전압, 또는, 상기 출력 스위치 소자와 상기 동기 정류 소자와의 접속 노드에 나타나는 스위치 전압 중 어느 하나와, 소정의 역류 검출 전압을 비교함으로써, 상기 역류 전류가 상기 역류 검출 레벨에 도달했는지 여부를 검출하는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 역류 검출부는,
    캐패시터와,
    상기 캐패시터를 충전하는 충전부와,
    상기 캐패시터를 방전하는 방전부와,
    상기 캐패시터의 충전 전압으로부터 슬로프 전류를 생성하는 전압/전류 변환부와,
    상기 슬로프 전류로부터 상기 역류 검출 전압을 생성하는 전류/전압 변환부와,
    상기 센스 전압 또는 상기 스위치 전압과 상기 역류 검출 전압을 비교해서 역류 검출 신호를 생성하는 비교기,
    를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  7. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 귀환 제어부는, 전압 모드 제어, 전류 모드 제어, 또는 히스테리시스 제어에 의해, 상기 스위칭 출력 회로의 구동 제어를 행하는 것을 특징으로 하는, 스위칭 제어 회로.
  8. 입력 전압으로부터 출력 전압을 생성하는 스위칭 출력 회로와,
    상기 스위칭 출력 회로의 구동 제어를 행하는 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 스위칭 제어 회로와,
    상기 스위칭 제어 회로에 상기 출력 전압의 목표값을 설정하기 위한 신호를 출력하는 로직 회로,
    를 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 스위칭 출력 회로는, 승압형, 강압형, 또는 승강압형인 것을 특징으로 하는, 스위칭 전원 장치.
  10. 제8항에 기재된 스위칭 전원 장치와,
    상기 스위칭 전원 장치로부터 전력 공급을 받아서 동작하는 부하,
    를 갖는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
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