JP2023146861A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】交流出力電圧の瞬時値の広範囲でゼロ電圧スイッチングができるインバータ回路を提供する。【解決手段】インバータ回路１００は、直流電源Ｖｉｎに並列に接続される、制御スイッチＱ１と同期整流スイッチＱ２が直列に接続された直列回路と、制御スイッチＱ１と同期整流スイッチＱ２の接続点に一端が接続されたリアクトルＬと、直流電源Ｖｉｎの電源ラインとリアクトルＬの他端との間に接続された出力コンデンサＣｏと、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲でリアクトルＬに逆流電流Ｉｒを生じさせるように、制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１と同期整流スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を制御する制御回路と、を備える。【選択図】図１５

Description

本発明は、直流入力電圧を所定の周波数の交流出力電圧に変換可能なインバータ回路に関する。

同期整流を行う従来の臨界型インバータ回路では、直流入力電圧Ｖｉｎと交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯとの比が所定値以上（Ｖｉｎ≧２ＶＯ）でないと、制御スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなかった。また、その臨界型インバータ回路では、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの変化に応じて、制御スイッチと同期整流スイッチのスイッチング周波数ｆｓが大きく変化するため、高い効率を得ることができなかった。

特開昭６２－１７８１７６号公報

本発明の一態様は、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの広範囲で、制御スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が行えて、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの変化に応じたスイッチング周波数ｆｓの変化が小さい、高効率のインバータ回路を提供する。

上記課題を解決するために、本発明の一態様に係るインバータ回路は、直流電源に並列に接続される、制御スイッチと同期整流スイッチが直列に接続された直列回路と、前記制御スイッチと前記同期整流スイッチの接続点に一端が接続されたリアクトルと、前記直流電源の電源ラインと前記リアクトルの他端との間に接続されて、両端に前記交流出力電圧を出力する出力コンデンサと、前記交流出力電圧の瞬時値の全範囲で前記リアクトルに逆流電流を生じさせるように、前記制御スイッチを第１のオン時間オンした後に、前記制御スイッチをオフして前記同期整流スイッチをオンし、前記同期整流スイッチを第２のオン時間オンした後に、前記同期整流スイッチをオフして前記制御スイッチをオンする制御を行う制御回路と、を備える。

上記の態様によれば、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲で、制御スイッチのゼロ電圧スイッチングが行えて、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの変化に応じたスイッチング周波数ｆｓの変化が小さい、高効率のインバータ回路を提供することができる。

図１は、降圧チョッパ回路を示す図（従来のインバータ回路を説明する概念図）である。 図２は、降圧チョッパ回路の同期整流スイッチＱ２がオフの時の回路図である。 図３は、降圧チョッパ回路に特定の条件（パラメータ）を設定した場合の交流出力電圧の瞬時値に対する最低限の逆流電流を示す図である。 図４は、降圧チョッパ回路の交流出力電圧の位相（半周期分）に対するスイッチング電流の包絡線（実線）と交流出力の電流（破線）を示す図である。 図５は、交流出力電圧の位相（半周期分）とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図６は、方式１を採用したインバータ回路での交流出力電圧の瞬時値と逆流電流の関係を示す図である。 図７は、方式２を採用したインバータ回路での交流出力電圧の瞬時値と逆流電流の関係を示す図である。 図８は、方式１を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）に対するスイッチング電流の包絡線（実線）と交流出力電流（破線）を示す図である。 図９は、方式２を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）に対するスイッチング電流の包絡線（実線）と交流出力電流（破線）を示す図である。 図１０は、方式１を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図１１は、方式２を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図１２は、方式３を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）に対するスイッチング電流の包絡線（実線）と交流出力の電流（破線）を示す図である。 図１３は、方式３を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相（半周期分）とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図１４は、方式１～３のように第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のオン・オフをスイッチングしたときに、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２に流れるスイッチング電流の波形を示すタイムチャートである。 図１５は、第１実施形態に係るインバータ回路の回路図である。 図１６は、第２実施形態に係るインバータ回路の回路図である。 図１７は、第３実施形態に係るインバータ回路の回路図である。 図１８は、第４実施形態に係るインバータ回路の回路図である。

以下、本発明の実施形態に係るインバータ回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。

まず、図１の降圧チョッパ回路を参照して、従来のインバータ回路の基本的な動作を説明する。図１において、Ｖｉｎは直流電圧、Ｑ１は制御スイッチ（第１スイッチ）、Ｑ２は同期整流スイッチ（第２スイッチ）、Ｃ／２はコンデンサ、Ｌはリアクトル、Ｃｏは出力コンデンサを示す。降圧チョッパ回路は、交流出力電圧ｖｏの正の半周期を出力コンデンサＣｏに出力することができる。コンデンサＣ／２は、スイッチＱ１，Ｑ２それぞれの寄生容量あるいは外付けコンデンサの容量を含む。

図２は、図１の降圧チョッパ回路で第１スイッチＱ１がオンし、第２スイッチＱ２がオフしている時の回路網である。図１に示した２つのコンデンサＣ／２は、充放電量が同じと仮定してひとつにまとめて、第１スイッチＱ１に並列にコンデンサＣとして接続されている。

スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓ（例えば、数百ｋＨｚ）は、交流出力電圧ｖｏの周波数ｆｏ（例えば、５０Ｈｚ）に比べて十分に大きい。そのため、スイッチＱ１，Ｑ２の各スイッチング周期内での交流出力電圧ｖｏの値は一定（直流）とみなすことができる。

図２中の矢印のように回路に流れる電流ｉ（ｔ）は、コンデンサＣの電圧ｖ（ｔ）を用いて、式１で表される。ここで、ｔは時間を表す。

…（式１）

リアクトルＬの逆励磁電流をＩｒとすると、時間ｔ＝０の時点、すなわち初期条件での電流ｉ（０）と電圧ｖ（ｔ）は式２で表される。

…（式２）

また、図２の回路網方程式は、式３で表される。

…（式３）

式１、式２、式３より、以下の式４が得られる。

…（式４）

式４より、出力電圧ｖｏに対し、逆励磁電流Ｉｒ（以下、逆流電流と称する）が得られる条件を求める。少なくとも電圧ｖ（ｔ）は０Ｖ以下でなければならないから、式５のような条件が求まる。

…（式５）

式５は、式６のように書き直すことができる。

…（式６）

式６の第一式が成立するための最低限の逆流電流Ｉｒを得るには、余弦関数が最小のとき、つまり－１のとき（以下の式７を満たすとき）に式６の第一式を満たせばよい。

…（式７）

よって、逆流電流Ｉｒは、以下の式８を満たせばよい。

…（式８）

例えば、以下の式９に示す条件の場合の、出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯに対する最低限の逆流電流Ｉｒは、図３のようになる。

…（式９）

ここで、式１０に示すように、出力電力Ｐｏを５００Ｗ、交流出力電圧ｖｏの実効電圧Ｖｒｍｓを交流２００Ｖとし、交流出力電流ｉｏの瞬時値をＩＯ、交流出力電流の角周波数をωｏ（＝２πｆｏ）と表現する。

…（式１０）

交流出力電圧ｖｏの瞬時値をＶＯと表現した場合、２ＶＯ≧Ｖｉｎ（＝４００Ｖ）の範囲ではゼロ電圧スイッチングをするために電流を逆流させる必要がない。交流出力電圧の瞬時値ＶＯが２００Ｖから４００Ｖの範囲では、逆流電流Ｉｒはゼロである。

交流出力において、式９、式１０のパラメータを使うと、臨界スイッチング電流の包絡線は図４の実線のようになる。図４は、交流出力電圧ｖｏの半周期分の位相のみを示しており、Ｖｉｎ≧２ＶＯを満たす位相の区間でのみ電流が逆流している。図４において、破線は交流出力の電流を示す（５００Ｗ／２００Ｖｒｍｓ＝２．５Ａｒｍｓ）。

図５は、図４に対応した交流出力電圧ｖｏの位相とスイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓの関係を示す。図５に示すように、スイッチング周波数ｆｓは、その最大値と最小値で約１０倍の開きがある。特に、交流出力電圧ｖｏの位相が小さいときには、スイッチング電流は図４に示すように小さいが、スイッチング周波数ｆｓが図５に示すように大きくなるため、スイッチング損失を低減することが難しい。

図４，５で使用した計算式は以下のとおりである。

（１）Ｖｉｎ＜２ＶＯのとき
この条件では、制御スイッチＱ１は、ゼロ電圧スイッチングをすることができず、ハードスイッチングする。逆流電流Ｉｒは、式１１のようにゼロである。

…（式１１）

第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式１２で表される。

…（式１２）

第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、式１３で表される。

…（式１３）

また、第２スイッチＱ２がオフしてから第１スイッチＱ１がオンするまでの間のデッドタイムｔｄｅａｄは、式７、式１１から、式１４で表される。

…（式１４）

第１スイッチＱ１がオフしてから第２スイッチＱ２がオンするまでの間のデッドタイムは、同期整流の原理上、省いても構わない。よって、式１２、式１３、式１４の和の逆数が、図４のＶｉｎ＜２ＶＯの位相区間でのスイッチング周波数ｆｓとなる。

（２）Ｖｉｎ≧２ＶＯのとき
この条件では、第１スイッチＱ１は、ゼロ電圧スイッチングをすることが可能である。

逆流電流Ｉｒは、式１５で表される。

…（式１５）

第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式１６で表される。

…（式１６）

第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、式１７で表される。

…（式１７）

また、第２スイッチＱ２がオフしてから第１スイッチＱ１がオンするまでの間のデッドタイムｔｄｅａｄは、式７、式１５から、式１８で表される。

…（式１８）

第１スイッチＱ１がオフしてから第２スイッチＱ２がオンするまでの間のデッドタイムは、同期整流の原理上、省いても構わない。よって、式１６、式１７、式１８の和の逆数が、図４のＶｉｎ≧２ＶＯの位相区間でのスイッチング周波数ｆｓとなる。

以上のように、従来の降圧チョッパ回路（従来のインバータ回路）では、交流出力電圧の位相角によってゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）の可否が決まり、特にデジタル制御を行う際に、計算式が複雑で計算量も多かった。

交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯがＶｉｎ＜２ＶＯの位相区間は、コンデンサＣの電圧ｖ（ｔ）が０Ｖまで下がらず、第１スイッチＱ１がハードスイッチングして、また、この区間はスイッチング電流も大きい。そのため、スイッチング損失は大きくなり、インバータ回路の効率を高めることは難しかった。

そこで、本実施形態では、交流出力電圧の全ての位相角において、確実にゼロ電圧スイッチングができる、低損失な臨界型インバータ回路を提供する。そのための具体的な方式として、まず、以下の２つを挙げる。

（方式１）交流出力電圧ｖｏの位相に応じて増減する、逆流電流包絡線を描くように第２スイッチＱ２のオン期間を設定することで、スイッチング周波数ｆｓの差を低減して高効率を得る。

（方式２）交流出力電圧ｖｏの位相に関わらず、逆流電流包絡線が一定になるように第２スイッチＱ２のオン期間を設定することで、スイッチング周波数ｆｓの差を低減して高効率を得る。

方式１では、図３に示した交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯに対する最低限の逆流電流Ｉｒを示す曲線に対して、その曲線を下回らない、図６に示すような一次関数の線を設定する。この一次関数は、以下の式１９で表される。

…（式１９）

式１９は、式１５よりも簡素で、デジタル制御を行う際の計算量が少なくて済む。方式１では、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの変化に応じて逆流電流Ｉｒの量を決めている。具体的には、瞬時値ＶＯが小さいほど、逆流電流Ｉｒの量を大きくしている。

方式１のときの第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式２０で表される。

…（式２０）

方式１のときの第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、式２１で表される。

…（式２１）

また、第２スイッチＱ２がオフしてから第１スイッチＱ１がオンするまでの間のデッドタイムｔｄｅａｄは、式７、式１９から式２２で表される。

…（式２２）

第１スイッチＱ１がオフしてから第２スイッチＱ２がオンするまでの間のデッドタイムは、同期整流の原理上、省いても構わない。よって、式２０、式２１、式２２の和の逆数が、方式１でのスイッチング周波数ｆｓとなる。

方式２では、図３に示した交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯに対する逆流電流Ｉｒを示す曲線に対して、その曲線を下回らない、図７に示すような直線を設定する。この直線は、以下の式２３で表される。

…（式２３）

方式２の式２３では、逆流電流Ｉｒが一定値となるため、方式１の式１９よりも更に逆流電流Ｉｒの値の算出を簡素化することができる。

方式２のときの第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式２４で表される。

…（式２４）

方式２のときの第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、（式２５）で表される。

…（式２５）

また、第２スイッチＱ２がオフしてから第１スイッチＱ１がオンするまでの間のデッドタイムｔｄｅａｄは、式７、式２３から、式２６で表される。

…（式２６）

第１スイッチＱ１がオフしてから第２スイッチＱ２がオンするまでの間のデッドタイムは、同期整流の原理上、省いても構わない。よって、式２４、式２５、式２６の和の逆数が、方式２でのスイッチング周波数ｆｓとなる。

図６，７の一次関数および直線は、ともに図３のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）領域に含まれる逆流電流量を示すため、式１９、式２３から、ゼロ電圧スイッチングを満たす逆流電流量が得られる。

図３の曲線は、非ゼロ電圧スイッチング領域とゼロ電圧スイッチング領域を分ける境界線である。この曲線よりも大きな逆流電流Ｉｒを与える方式１と方式２は、図４の破線にあるような交流出力電流を維持するために、逆流電流Ｉｒを増やした分、ピーク電流も増やす必要がある。すなわち、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を増やす必要がある。これに伴い、第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２も増えることで、スイッチング周波数ｆｓが低減される。スイッチング周波数ｆｓが下がることによるスイッチング損失の低減効果が、ピーク電流増加によるスイッチング損失の増加効果を上回る。

図８は、方式１を採用したインバータ回路での交流出力電圧ｖｏの位相に対する電流包絡線（実線）と交流出力電流（破線）を示す。図９は、方式２を採用したインバータ回路での交流出力電圧ｖｏの位相に対する電流包絡線（実線）と交流出力電流（破線）を示す。図１０は、方式１を採用したインバータ回路での交流出力電圧ｖｏの位相とスイッチング周波数ｆｓの関係を示す。図１１は、方式２を採用したインバータ回路での交流出力電圧の位相とスイッチング周波数ｆｓの関係を示す。

図６（方式１）と図７（方式２）を比較して、図７（方式２）の方が交流出力電圧の位相全範囲における逆流電流量が大きい。そのため、破線の交流出力電流を維持するために、図９（方式２）の電流包絡線のピークが図８（方式１）の電流包絡線のピークよりもわずかに大きい。しかし、スイッチング周波数ｆｓのピークは、図１０（方式１）よりも図１１（方式２）のほうが下がっている。また、図１０（方式１）と図１１（方式２）のいずれも、図５と比較して充分にスイッチング周波数ｆｓのピークを低減できている。

方式１と方式２の使い分けを、以下に説明する。

方式１では、スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング毎に交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯをサンプリングしながら、逆流電流Ｉｒの量やスイッチＱ１，Ｑ２のオン時間の計算などを行う。

方式２では、スイッチＱ１，Ｑ２を更に高周波スイッチングをする場合、あるいは、グレードの低いマイコンやデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いてインバータ回路のデジタル制御を行う場合などに適している。方式２のように、交流出力電圧ｖｏの全位相期間にわたって逆流電流Ｉｒを式２３の一定値以上の固定値としておけば、インバータ回路で用いる素子などにばらつきがあっても、スイッチング周波数ｆｓや電流包絡線（スイッチング電流）のピークは効率に影響を与えるほど変化せず、確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。すなわち、方式２では、方式１と比べて逆流電流Ｉｒに厳密な値を設定しなくともよい。

次に、方式３を説明する。方式３では、逆流電流Ｉｒを、式２３の一定値以上の固定値に交流出力電圧ｖｏの周波数ｆｏの高調波成分を加えたものとすることで、スイッチング周波数ｆｓの大きさにほとんど変化がないインバータ回路を提供できる。

方式３では、式２７のような逆流電流Ｉｒを設定する。

…（式２７）

ここで、βは、角周波数ωｏ＝２πｆｏで交番する交流出力電圧ｖｏに対する３倍の高調波成分である。βは、交流出力電圧ｖｏに対する３倍の高調波成分だけでなく、５倍、７倍などの奇数の高次の高調波成分を含んでいてもよい。

方式３のときの第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、（式２８）で表される。

…（式２８）

方式３のときの第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、（式２９）で表される。

…（式２９）

その他の式は、方式２と同様なので省略する。

図１２は、式２７のβとして、交流出力電圧ｖｏの周波数ｆｏに３次高調波成分を加えた場合の交流出力電圧ｖｏの位相と、スイッチング電流の包絡線（実線）、交流出力電流（破線）の関係を示す。このように、方式３では、スイッチング電流のピークもさほど増えないため、高効率を期待できる。図１３は、方式３を採用したインバータ回路で、式２７のβとして交流出力電圧ｖｏの周波数ｆｏの３次高調波成分を加えた場合の交流出力電圧ｖｏの位相とスイッチング周波数ｆｓの関係を示す図である。図１３より、スイッチング周波数ｆｓの変化がほとんど無いことが分かる。方式３のインバータ回路では、電波障害（ＥＭＩ）などのノイズへの対策がしやすくなる。また、βに、交流出力電圧ｖｏの３倍の高調波成分だけでなく、５倍、７倍などの奇数の高次の高調波成分を加えることにより、スイッチング周波数ｆｓが位相に対して更にフラットな形状になり、スイッチング周波数ｆｓが更に下がることで、スイッチング損失を更に低減することができる。

図１４は、方式１、方式２、方式３のように制御スイッチ（第１スイッチ）Ｑ１と同期整流スイッチ（第２スイッチ）Ｑ２のオン・オフをスイッチングしたときに、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２に流れるスイッチング電流の波形を示すタイムチャートである。

具体的には、スイッチＱ１，Ｑ２を以下のように制御をする。まず、第２スイッチＱ２をオンした後に、第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２が経過して、電流が設定した逆流電流量Ｉｒに達した時、第２スイッチＱ２をオフする。そして、デッドタイムｔｄｅａｄの後に再び第１スイッチＱ１をオンさせ、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１が経過したら、第１スイッチＱ１をオフさせ、再び、第２スイッチＱ２をオンする。なお、デッドタイムｔｄｅａｄは、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１、第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２と比較して、ごく短いため、図１４では省略した。

方式１、方式２、方式３を実現可能なインバータ回路の実施形態を、図１５―１８に示す。

（第１実施形態）
第１実施形態に係るインバータ回路１００を、図１５を参照しながら説明する。

インバータ回路１００は、交流出力電圧ｖｏのうち、正の極性だけを出力するものである。

インバータ回路１００では、制御スイッチ（第１スイッチ）Ｑ１と同期整流スイッチ（第２スイッチ）Ｑ２の直列回路が直流電圧（直流電源）Ｖｉｎに並列に接続されている。第１実施形態では、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２には、Ｎチャネル型ＭＯＦＥＴを用いている。第１スイッチＱ１には、第１コンデンサＣ１が並列に接続されている。第２スイッチＱ２には、第２コンデンサＣ２が並列に接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は、スイッチＱ１，Ｑ２の寄生容量であってもよい。

第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の接続点には、リアクトルＬの一端が接続されている。リアクトルＬの他端と直流電圧Ｖｉｎの負極（電源ライン）との間に接続された出力コンデンサＣｏを介して、交流出力電圧ｖｏが出力される。第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２のオンとオフは、制御回路２００によって制御される。

制御回路２００は、エラーアンプ４と、比較器３，５と、ＲＳフリップフロップ回路６，７を備える。制御回路２００は、実際にはコンピュータプログラムに基づくデジタル制御を行うため、制御回路２００の回路図はデジタル制御の概念図である（図１６～１８でも同様）。エラーアンプ４は、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を増幅し、比較器５の反転入力端子に出力する。電流センサ１は、インバータ回路１００の陽極側の電源ラインに流れる電流ｉｏの瞬時値ＩＯを検出する。

比較器５は、エラーアンプ４からの誤差電圧が電流センサ１で検出した電流ｉｏの瞬時値ＩＯに基づく電圧未満であるときはハイレベルをＲＳフリップフロップ回路７のリセット端子Ｒに出力する。このとき、ＲＳフリップフロップ回路７の出力端子Ｑからローレベルが出力されるので、第１スイッチＱ１はオフする。ＲＳフリップフロップ回路７の反転出力端子からハイレベルがＲＳフリップフロップ回路６のセット端子Ｓに出力されるので、第２スイッチＱ２はオンする。こうして、制御回路２００が第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とを交互にオン・オフさせることで、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯとインバータ回路１００の陽極側の電源ラインに流れる電流ｉｏの瞬時値ＩＯが所定の値になるように制御することができる。

第１スイッチＱ１をオンにすることによって、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌ→Ｃｏ→Ｖｉｎのループで電流が流れて、リアクトルＬが励磁される。そして、第１スイッチＱ１をオフにするとともに第２スイッチＱ２をオンにすると、Ｌ→Ｃｏ→Ｑ２→Ｌのループで電流が流れることにより、リアクトルＬの励磁がリセットされる。第２スイッチＱ２を流れる電流がゼロになると、今度は、Ｃｏ→Ｌ→Ｑ２→Ｃｏのループで逆流電流が流れることにより、リアクトルＬが逆方向に励磁し始める。これは、図１４で、第２スイッチＱ２を流れるスイッチング電流が負方向に流れている逆流電流となっている状態であり、この逆流電流の絶対値が最大となる値を「逆流電流Ｉｒ」と称する。

インバータ回路１００の負極側の電源ラインに接続された逆流電流検出用の電流センサ２で検出した逆流電流Ｉｒが、逆流電流Ｉｒの設定値Ｉｒ＿ｓｅｔに達すると、比較器３はハイレベルをＲＳフリップフロップ回路６のリセット端子Ｒに出力し、ＲＳフリップフロップ回路６の出力端子Ｑからローレベルが出力されるので、第２スイッチＱ２はオフする。ＲＳフリップフロップ回路６の反転出力端子からハイレベルがＲＳフリップフロップ回路７のセット端子Ｓに出力されるので、第１スイッチＱ１はオンする。ここで、逆流電流Ｉｒの設定値Ｉｒ＿ｓｅｔを、方式１（式１９）、方式２（式２３）、方式３（式２７）のいずれかの逆流電流Ｉｒの値又はそれに準ずる値に設定することで、方式１、方式２、方式３のいずれにも対応することが可能である。式１９、式２３、式２７において、コンデンサの値Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２とすればよい。

電流センサ１と電流センサ２を１つの電流センサにまとめてもよい。１つの電流センサにまとめた場合は、電流の瞬時値ＩＯと逆流電流Ｉｒは逆向きであるため、それぞれをモニタできるようにしておく必要がある。

説明の簡素化のため、第２スイッチＱ２のオフから第１スイッチＱ１のオンまでのデッドタイムｔｄｅａｄは省略した。

このように、第１実施形態に係るインバータ回路１００は、比較器３の逆流電流の設定値Ｉｒ＿ｓｅｔを式１９（方式１）、式２３（方式２）、式２７（方式３）のいずれかの逆流電流Ｉｒの値又はそれに準ずる値に設定することで、方式１、方式２、方式３のいずれの方式によっても動作する。

したがって、第１実施形態に係るインバータ回路１００によれば、交流出力電圧ｖｏの全ての位相において、すなわち、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲で確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。

（第２実施形態）
第２実施形態に係るインバータ回路１００Ａを、図１６を参照しながら説明する。

インバータ回路１００Ａも、第１実施形態に係るインバータ回路１００と同様、交流出力電圧ｖｏのうち、正の極性だけを出力するものである。

インバータ回路１００Ａでは、図１５に示す第１実施形態に係るインバータ回路１００に対して、逆流電流検出用の電流センサ２を省き、制御回路２００Ａで逆流電流Ｉｒに達する時間を計算して、ゼロ電圧スイッチングをする。それ以外の構成については、インバータ回路１００Ａは、第１実施形態に係るインバータ回路１００と同様である。

逆流電流Ｉｒに達する時間を計算するには、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１と第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を求める必要がある。第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）にあるように、直流入力電圧Ｖｉｎ、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯ、交流出力電流ｉｏの瞬時値ＩＯによって計算される。第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、式２１（方式１）、式２５（方式２）、式２９（方式３）にあるように、直流入力電圧Ｖｉｎ、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯ、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１によって計算される。

このため、第２実施形態では、制御回路２００Ａは、第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を計算するためのｔｏｎＱ１計算器２１と、第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を計算するためのｔｏｎＱ２計算器２２を備える。
ｔｏｎＱ１計算器２１は、電流センサ１の検出したインバータ回路１００の陽極側の電源ラインに流れる電流ｉｏの瞬時値ＩＯと、インバータ回路１００の交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯと、直流入力電圧Ｖｉｎが入力され、式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）のいずれかにより第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を計算して出力する。

ｔｏｎＱ２計算器２２は、インバータ回路１００の交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯと、直流入力電圧Ｖｉｎが入力され、式２１（方式１）、式２５（方式２）の係数である（Ｖｉｎ－ＶＯ）／ＶＯを計算して出力し、更にｔｏｎＱ２計算器２２の出力とのｔｏｎＱ１計算器２１の出力を乗算器２３で乗算することにより、第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を計算して出力する。

更に、計算された第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１と第２スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を加算器２４で加算することにより、スイッチング周期Ｔを算出する。

加算器２４により算出されたスイッチング周期Ｔは、のこぎり波生成回路２５に入力される。のこぎり波生成回路２５は、スイッチング周期Ｔの値によって高さを変えるのこぎり波を出力する。のこぎり波生成回路２５の出力するのこぎり波とｔｏｎＱ１計算器２１の算出した第１スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、比較器２６に入力される。比較器２６の出力により第１スイッチＱのオン・オフがスイッチングされるとともに、比較器２６の出力を反転回路２７により反転させた信号により、第２スイッチＱ２のオン・オフがスイッチングされる。
式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）のいずれかにより計算されるオン時間ｔｏｎＱ１は、逆流電流Ｉｒに依存するものであるので、逆流電流Ｉｒも同時に計算していることになる。

説明の簡素化のため、第２スイッチＱ２のオフから第１スイッチＱ１のオンまでのデッドタイムｔｄｅａｄは省略した。

このように、第２実施形態に係るインバータ回路１００Ｂでは、ｔｏｎＱ１計算器２１により、式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）のいずれかで計算されるオン時間ｔｏｎＱ１を設定し、ｔｏｎＱ２計算器２２により、式２１（方式１，２，３）で計算されるオン時間ｔｏｎＱ２を設定する。これにより、方式１、方式２、方式３のいずれの方式によっても動作する。

したがって、第２実施形態に係るインバータ回路１００Ａでも、交流出力電圧ｖｏの全ての位相において、すなわち、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲で確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。

（第３実施形態）
第３実施形態に係るインバータ回路１００Ｂを、図１７を参照しながら説明する。
第２実施形態に係るインバータ回路１００Ａの交流出力電圧ｖｏが正の極性だけの出力だったのに対して、第３実施形態に係るインバータ回路１００Ｂの交流出力電圧ｖｏが正と負の両方の極性を出力する点が相違している。

第３実施形態に係るインバータ回路１００Ｂでは、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２からなる直列回路と、第３スイッチＱ３と第４スイッチからなる直列回路が直流入力電圧Ｖｉｎに並列に接続されている。第３実施形態では、スイッチＱ１―Ｑ４には、Ｎチャネル型ＭＯＦＥＴを用いている。第１スイッチＱ１には、第１コンデンサＣ１が並列に接続されている。第２スイッチＱ２には、第２コンデンサＣ２が並列に接続されている。第３スイッチＱ３には、第３コンデンサＣ３が並列に接続されている。第４スイッチＱ４には、第４コンデンサＣ４が並列に接続されている。なお、コンデンサＣ１－Ｃ４は、スイッチＱ１－Ｑ４の寄生容量であってもよい。

第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の接続点には、第１リアクトルＬ１の一端が接続されている。第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４の接続点には、第２リアクトルＬ２の一端が接続されている。第１リアクトルＬ１の他端と第２リアクトルＬ２の他端との間に接続された出力コンデンサＣｏを介して、交流出力電圧ｖｏが出力される。第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２のインダクタンスの値は、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ／２となっている。スイッチＱ１―Ｑ４のオン・オフは、制御回路２００Ｂによって制御されている。

制御回路２００Ｂは、第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３を同時にスイッチングし、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４を同時にスイッチングする、すなわち、対角のスイッチが同時にスイッチングするフルブリッジ型のインバータ回路として制御する。

交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期の時には、第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３が制御スイッチとなり、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４が同期整流スイッチとなる。また、交流出力電圧ｖｏが負の極性の半周期の時には、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４が制御スイッチとなり、第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３が同期整流スイッチとなる。

制御回路２００Ｂは、極性判別部３０、全波整流回路３１、極性切替部３２，３３、ｔｏｎＱ１計算器２１、ｔｏｎＱ２計算器２２、乗算器２３、加算器２４、のこぎり波生成回路２５、比較器２６、反転回路２７を備える。

図１７に示す制御回路２００ＢのｔｏｎＱ１計算器２１、ｔｏｎＱ２計算器２２、乗算器２３、加算器２４、のこぎり波生成回路２５、比較器２６、反転回路２７の構成と動作は、図１６に示す第２実施形態のそれらと同一であるので、ここでは、それらの説明は省略する。

極性判別部３０は、交流出力電圧ｖｏの正又は負の極性を判定し、正又は負の極性を極性切替部３２，３３に出力する。
全波整流回路３１は、交流出力電圧ｖｏを全波整流する、すなわち、交流出力電圧ｖｏが負の極性の時には、正の極性に反転した交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯをｔｏｎＱ１計算器２１に入力する。

極性切替部３２は、電流センサ１の検出したインバータ回路１００の陽極側に流れる電流ｉｏの瞬時値ＩＯが、正の場合はそのままの値をｔｏｎＱ１計算器２１に入力し、負の場合は極性を反転して正の値としてｔｏｎＱ１計算器２１に入力する。

極性切替部３３は、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が正である場合には、第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３を制御スイッチに、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４を同期整流スイッチに切り替え、負である場合には、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４を制御スイッチに、第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３を同期整流スイッチに切り替える。

すなわち、極性切替部３３は、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が正である場合には、比較器２６の出力により第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３のオン・オフをスイッチングさせ、反転回路２７の出力により第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４のオン・オフをスイッチングさせる。一方、極性切替部３３は、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が負である場合には、比較器２６の出力により第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４のオン・オフをスイッチングさせ、反転回路２７の出力により第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３のオン・オフをスイッチングさせる。

より具体的には、交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期では、まず、制御スイッチである第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３がオンとなり、同期整流スイッチである第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４がオフとなることにより、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌ１→Ｃｏ→Ｌ２→Ｑ３→Ｖｉｎのループで正の方向に電流が流れ、リアクトルＬ１、Ｌ２が励磁される。次いで、制御スイッチである第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３がオフとなり、同期整流スイッチである第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４がオンとなることにより、Ｌ１→Ｃｏ→Ｌ２→Ｑ４→Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌ１のループでリアクトルＬ１，Ｌ２の励磁がリセットされる。

また、交流出力電圧ｖｏが負の極性の半周期では、まず、制御スイッチである第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４がオンとなり、同期整流スイッチである第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３がオフとなることにより、Ｖｉｎ→Ｑ４→Ｌ２→Ｃｏ→Ｌ１→Ｑ２→Ｖｉｎのループで負の方向に電流が流れ、リアクトルＬ１，Ｌ２が励磁される。次いで、制御スイッチである第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４がオフとなり、同期整流スイッチである第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３がオンとなることにより、Ｌ２→Ｃｏ→Ｌ１→Ｑ１→Ｖｉｎ→Ｑ３→Ｌ２のループでリアクトルＬ１，Ｌ２の励磁がリセットされる。

コンデンサＣの値は、交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期の時には、Ｃ＝Ｃ２＋Ｃ４とし、負の極性の半周期のときには、Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ３とすればよい。インダクタンスＬの値は、Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２である。

このように、第３実施形態に係るインバータ回路１００Ｂでも、ｔｏｎＱ１計算器２１により、式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）のいずれかにより計算されるオン時間ｔｏｎＱ１を設定し、ｔｏｎＱ２計算器２２により、式２１（方式１，２，３）により計算されるオン時間ｔｏｎＱ２を設定することにより、式１９（方式１）、式２３（方式２）、式２７（方式３）のいずれかの逆流電流Ｉｒの値に設定することができるため、方式１、方式２、方式３のいずれの方式によっても動作することができる。

したがって、第３実施形態に係るインバータ回路１００Ｂでも、交流出力電圧ｖｏの全ての位相において、すなわち、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲で確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。

（第４実施形態）
第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃを、図１８を参照しながら説明する。

図１８に示す第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃは、全てのレンジの交流出力電圧においてゼロ電圧スイッチング可能なトーテムポール型のインバータ回路である。

第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃでは、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２からなる直列回路と、第３スイッチＱ３と第４スイッチからなる直列回路が直流入力電圧Ｖｉｎに並列に接続されている。第４実施形態では、スイッチＱ１―Ｑ４には、Ｎチャネル型ＭＯＦＥＴを用いている。第１スイッチＱ１には、第１コンデンサＣ１が並列に接続されている。第２スイッチＱ２には、第２コンデンサＣ２が並列に接続されている。第３スイッチＱ３には、第３コンデンサＣ３が並列に接続されている。第４スイッチＱ４には、第４コンデンサＣ４が並列に接続されている。なお、コンデンサＣ１－Ｃ４は、スイッチＱ１－Ｑ４の寄生容量であってもよい。

第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２の接続点には、リアクトルＬの一端が接続されている。リアクトルＬの他端と、第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４の接続点との間に接続された出力コンデンサＣｏを介して、交流出力電圧ｖｏが出力される。スイッチＱ１―Ｑ４のオン・オフは、制御回路２００Ｃによって制御されている。

交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期では、第１スイッチＱ１が制御スイッチ、第２スイッチＱ２が同期整流スイッチであり、また、第３スイッチＱ３はオン、第４スイッチＱ４はオフとする。交流出力電圧ｖｏが負の極性の半周期では、第２スイッチＱ２が制御スイッチ、第１スイッチＱ１が同期整流スイッチであり、また、第４スイッチＱ４はオン、第３スイッチＱ３はオフとする。すなわち、第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃは、トーテムポール型のインバータ回路である。

制御回路２００Ｃは、極性判別部３０、全波整流回路３１、極性切替部３２，３３ａ，３３ｂ、ｔｏｎＱ１計算器２１、ｔｏｎＱ２計算器２２、乗算器２３、加算器２４、のこぎり波生成回路２５、比較器２６、反転回路２７を備える。

図１８に示す制御回路２００ＣのｔｏｎＱ１計算器２１、ｔｏｎＱ２計算器２２、乗算器２３、加算器２４、のこぎり波生成回路２５、比較器２６、反転回路２７、極性判別部３０、全波整流回路３１、極性切替部３２の構成と動作は、図１７に示す第３実施形態のそれらと同一であるので、ここでは、それらの説明は省略する。

極性切替部３３ａは、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が正である場合には、第１スイッチＱ１を制御スイッチに、第２スイッチＱ２を同期整流スイッチに切り替え、負である場合には、第２スイッチＱ２を制御スイッチに、第１スイッチＱ１を同期整流スイッチに切り替える。

すなわち、極性切替部３３ａは、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が正である場合には、比較器２６の出力により第１スイッチＱ１のオン・オフをスイッチングさせ、反転回路２７の出力により第２スイッチＱ２のオン・オフをスイッチングさせる。また、極性切替部３３ａは、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が負である場合には、比較器２６の出力により第２スイッチＱ２のオン・オフをスイッチングさせ、反転回路２７の出力により第１スイッチＱ１のオン・オフをスイッチングさせる。

極性切替部３３ｂは、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が正である場合には、第３スイッチＱ３をオン、第４スイッチＱ４をオフとし、極性判別部３０で判定された交流出力電圧ｖｏの極性が負である場合には、第４スイッチＱ４をオン、第３スイッチＱ３をオフとする。

より具体的には、交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期では、第３スイッチＱ３がオン、第４スイッチＱ４がオフの状態で、制御スイッチである第１スイッチＱ１がオンとなり、同期整流スイッチである第２スイッチＱ２がオフとなることで、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｖｉｎのループで、正の方向の電流が流れることにより、リアクトルＬが励磁される。次いで、制御スイッチである第１スイッチＱ１がオフとなり、同期整流スイッチである第２スイッチＱ２がオンとなることで、Ｌ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｑ２→Ｌのループで電流が流れることにより、リアクトルＬの励磁がリセットされる。第２スイッチＱ２を流れる電流がゼロになると、今度は、Ｃｏ→Ｌ→Ｑ２→Ｑ３→Ｃｏのループで逆流電流が流れることにより、リアクトルＬが逆方向に励磁し始める。これは、図１４で、第２スイッチＱ２を流れる電流が負方向に流れている逆流電流となっている状態である。

また、交流出力電圧ｖｏが負の極性の半周期では、第４スイッチＱ４がオン、第３スイッチＱ３がオフの状態で、制御スイッチである第２スイッチＱ２がオンとなり、同期整流スイッチである第１スイッチＱ１がオフとなることで、Ｖｉｎ→Ｑ４→Ｃｏ→Ｌ→Ｑ２→Ｖｉｎのループで、負の方向の電流が流れることにより、リアクトルＬが励磁される。次いで、制御スイッチである第２スイッチＱ２がオフとなり、同期整流スイッチである第１スイッチＱ１がオンとなることで、Ｌ→Ｑ１→Ｑ４→Ｃｏ→Ｌのループで電流が流れることにより、リアクトルＬの励磁がリセットされる。第１スイッチＱ１を流れる電流がゼロになると、今度は、Ｃｏ→Ｑ４→Ｑ１→Ｌ→Ｃｏのループで逆流電流が流れることにより、リアクトルＬが逆方向に励磁し始める。これは、図１４で、Ｑ１とＱ２を入れ替え、電流の極性を反転させた状態に相当する。

また、交流出力電圧ｖｏが正の極性の半周期では、コンデンサＣの値をＣ＝Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４とし、交流出力電圧ｖｏが負の極性の半周期では、コンデンサＣの値をＣ＝Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３とすることで、これまで導出した計算式で検討することができる。

以上、第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃでも、ｔｏｎＱ１計算器２１により、式２０（方式１）、式２４（方式２）、式２８（方式３）のいずれかにより計算されるオン時間ｔｏｎＱ１を設定し、ｔｏｎＱ２計算器２２により、式２１（方式１，２，３）により計算されるオン時間ｔｏｎＱ２を設定することにより、式１９（方式１）、式２３（方式２）、式２７（方式３）のいずれかの逆流電流Ｉｒの値に設定することができるため、方式１、方式２、方式３のいずれの方式によっても動作することができる。

したがって、第４実施形態に係るインバータ回路１００Ｃでも、交流出力電圧ｖｏの全ての位相において、すなわち、交流出力電圧ｖｏの瞬時値ＶＯの全範囲で確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。

１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ インバータ回路
２００，２００Ａ，２００Ｃ，２００Ｃ 制御回路
Ｃｏ 出力コンデンサ
ｆｓ スイッチング周波数
Ｉｒ 逆流電流
Ｌ リアクトル
Ｑ１ 第１スイッチ（制御スイッチ）
Ｑ２ 第２スイッチ（同期整流スイッチ）
Ｑ３ 第３スイッチ
Ｑ４ 第４スイッチ
ｔｏｎＱ１ 制御スイッチのオン時間
ｔｏｎＱ２ 同期整流スイッチのオン時間
Ｖｉｎ 直流入力電圧（直流電源）
ｖｏ 交流出力電圧

Claims (14)

1. 直流電源の直流入力電圧を所定の周波数の交流出力電圧に変換可能なインバータ回路であって、
   前記直流電源に並列に接続される、制御スイッチと同期整流スイッチが直列に接続された直列回路と、
   前記制御スイッチと前記同期整流スイッチの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
   前記直流電源の電源ラインと前記リアクトルの他端との間に接続されて、両端に前記交流出力電圧を出力する出力コンデンサと、
   前記交流出力電圧の瞬時値の全範囲で前記リアクトルに逆流電流を生じさせるように、前記制御スイッチを第１のオン時間オンした後に、前記制御スイッチをオフして前記同期整流スイッチをオンし、前記同期整流スイッチを第２のオン時間オンした後に、前記同期整流スイッチをオフして前記制御スイッチをオンする制御を行う制御回路と、
   を備えるインバータ回路。
2. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値と前記交流出力電圧の瞬時値の検出値とに基づいて得られる
   請求項１に記載のインバータ回路。
3. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値に基づいて得られる固定値である
   請求項１に記載のインバータ回路。
4. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値に基づいて得られる固定値に、前記交流出力電圧の周波数の高調波成分を加えた値である
   請求項１に記載のインバータ回路。
5. 前記制御回路は、前記直流入力電圧の検出値と、前記交流出力電圧の瞬時値の検出値と、前記交流出力電流の検出値とに基づき、前記逆流電流が所定の電流値になるように、前記第１のオン時間と前記第２のオン時間を制御する
   請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ回路。
6. 前記制御回路は、前記同期整流スイッチがオフしてから前記制御スイッチがオンする間に、前記制御スイッチと前記同期整流スイッチの両方がオフするデッドタイムを設けるように制御する
   請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ回路。
7. 前記制御スイッチに並列に接続された前記コンデンサは前記制御スイッチの寄生容量である
   請求項２から４のいずれか１項に記載のインバータ回路。
8. 直流電源の直流入力電圧を所定の周波数の交流出力電圧に変換可能なインバータ回路であって、
   前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された第１直列回路と、
   前記直流電源に並列に接続される、第３スイッチと第４スイッチが直列に接続された第２直列回路と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
   前記第３スイッチと前記第４スイッチの接続点と前記リアクトルの他端との間に接続されて、両端に前記交流出力電圧を出力する出力コンデンサと、
   前記交流出力電圧の瞬時値の全範囲で前記リアクトルに逆流電流を生じさせるように、前記交流出力電圧が正の半周期では、前記第３スイッチをオンして前記第４スイッチをオフするとともに、制御スイッチとしての前記第１スイッチを第１のオン時間オンした後に、前記第１スイッチをオフして同期整流スイッチとしての前記第２スイッチをオンし、前記第２スイッチを第２のオン時間オンした後に、前記第２スイッチをオフして前記第１スイッチをオンする制御を行い、前記交流出力電圧が負の半周期では、前記第３スイッチをオフして前記第４スイッチをオンするとともに、制御スイッチとしての前記第２スイッチを第１のオン時間オンした後に、前記第２スイッチをオフして同期整流スイッチとしての前記第１スイッチをオンし、前記第１スイッチを第２のオン時間オンした後に、前記第１スイッチをオフして前記第２スイッチをオンする制御を行う制御回路と、
   を備えるインバータ回路。
9. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値と前記交流出力電圧の瞬時値の検出値とに基づいて得られる
   請求項８に記載のインバータ回路。
10. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値に基づいて得られる固定値である
    請求項８に記載のインバータ回路。
11. 前記逆流電流の電流値は、前記リアクトルのインダクタンス値と前記制御スイッチに並列に接続されたコンデンサのキャパシタンス値と前記直流入力電圧の検出値に基づいて得られる固定値に、前記交流出力電圧の周波数の高調波成分を加えた値である
    請求項８に記載のインバータ回路。
12. 前記制御回路は、前記直流入力電圧の検出値と、前記交流出力電圧の瞬時値の検出値と、前記交流出力電流の検出値とに基づき、前記逆流電流が所定の電流値になるように、前記第１のオン時間と前記第２のオン時間を制御する
    請求項８から１１のいずれか１項に記載のインバータ回路。
13. 前記制御回路は、前記同期整流スイッチがオフしてから前記制御スイッチがオンする間に、前記制御スイッチと前記同期整流スイッチの両方がオフするデッドタイムを設けるように制御する
    請求項８から１１のいずれか１項に記載のインバータ回路。
14. 前記制御スイッチに並列に接続された前記コンデンサは前記制御スイッチの寄生容量である
    請求項９から１１のいずれか１項に記載のインバータ回路。

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