TW201531010A - 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法 - Google Patents

單相三線式電力控制系統及其電力控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TW201531010A
TW201531010A TW103102292A TW103102292A TW201531010A TW 201531010 A TW201531010 A TW 201531010A TW 103102292 A TW103102292 A TW 103102292A TW 103102292 A TW103102292 A TW 103102292A TW 201531010 A TW201531010 A TW 201531010A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
current
inductor
phase
power
voltage
Prior art date
Application number
TW103102292A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI496409B (zh
Inventor
Yung-Hsiang Liu
Tsai-Fu Wu
Chih-Hao Chang
Shun-Hung Lo
Kai-Li Wang
Jeng-Gung Yang
huan-cheng Liu
Original Assignee
Lite On Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Lite On Technology Corp filed Critical Lite On Technology Corp
Priority to TW103102292A priority Critical patent/TWI496409B/zh
Priority to US14/596,730 priority patent/US9413270B2/en
Publication of TW201531010A publication Critical patent/TW201531010A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI496409B publication Critical patent/TWI496409B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一種單相三線式電力控制系統，將直流電源裝置所提供之電力併入交流電源。單相三線式電力控制系統包括單相三線式換流器、驅動單元、取樣單元與處理單元。單相三線式換流器耦接於直流電源裝置與交流電源之間，轉換直流電源裝置之直流電壓以產生輸出電壓。驅動單元耦接單相三線式換流器。取樣單元取樣單相三線式換流器的電感之電感電流。處理單元耦接驅動單元與取樣單元。處理單元透過驅動單元控制單相三線式換流器。處理單元依據電感之電感值、電感電流的總變化量、直流電壓與輸出電壓獲得下一切換週期之開關切換責任比。

Description

單相三線式電力控制系統及其電力控制方法
本發明有關於一種換流器，且特別是一種單相三線式換流器。
近幾十年來，自然資源面臨短缺的危機，同時地球的溫室效應也日益嚴重，為了解決上述問題，綠色能源逐漸被重視，例如太陽能，初期綠色能源可以減少尖峰時段發電廠的負擔，進而由綠色能源取代一般發電廠，可使地球溫室氣體減少。太陽能方面的技術正如火如荼的發展中，太陽能板通常裝設在大樓或住家屋頂無遮蔽處，發電後直接併入電網或以電池儲存能量，但由於電池壽命有限，成本也相對較高；若採取換流器，將太陽能經過換流器直接併入台灣電力公司，可以減少傳輸中的消耗能量，降低電力的損失，相對在發電系統更加有效率。除此之外，也可以將換流器加上雙向功能至直流發電系統，將發電能量直接供給直流負載，而不需要經過併入市電後才再度轉換為直流，這樣可以進一步減少能源的浪費。
目前有許多文獻關於換流器的拓樸結構、控制器以及功能實現，但皆未考慮電感值變化(超過數倍)的情況。由於鐵心的材質，電感值會因電流大小而產生改變，造成電流振盪以及電流漣波變大，進而影響電流追蹤的準確度，尤其在大功率時情況將更明顯，如圖1即為電感值隨電流變化的曲線圖。由圖1可知，在 功率越大的系統，會因為電流越大使得電感值變得越小。倘若控制器沒有將電感變化納入考量，勢必要用極大的補償量來克服電感值的不足，這將會使得系統存在發散的風險，因此，將電感變化加入控制法則推導是不可或缺的。接著，在一般換流器的控制器中，往往因為開關切換的雜訊干擾到回授取樣，而造成控制器震盪或誤動作。雖然可以使用類比濾波器濾除高頻雜訊，卻會造成回授訊號延遲與系統響應變慢，而使得換流器的交流輸出失真。因此，近年來產學界採用數位單晶片來作脈衝寬度調變控制(PWM)，藉由在一個切換週期內取樣多點回授訊號來平均，達到減少高頻雜訊的影響。然而，多點取樣並無法真正使得回授電流值匹配到參考電流值，反而增加單晶片執行與運算的時間。
為了解決前述電感變化的問題，本發明提出可允許電感變化之單相三線式電力控制系統，此控制系統考量電感變化，可改善傳統控制的不足。
本發明實施例提供一種單相三線式電力控制系統，將直流電源裝置所提供之電力透過連接第一電力線的電感、第二電力線以及第三電力線併入交流電源。所述單相三線式電力控制系統包括單相三線式換流器、驅動單元、取樣單元與處理單元。單相三線式換流器耦接於直流電源裝置與交流電源之間，轉換直流電源裝置之直流電壓以產生輸出電壓。單相三線式換流器具有彼此並聯的第一半橋直流-交流功率轉換器以及第二半橋直流-交流功率轉換器。驅動單元耦接單相三線式換流器。取樣單元耦接電感，取樣電感之電感電流。處理單元耦接驅動單元與取樣單元。處理單元透過驅動單元控制單相三線式換流器。處理單元依據電感之電感值、電感電流的總變化量、直流電壓與輸出電壓獲得下一切換週期之開關切換責任比。處理單元依據目前切換週期內之直流電 壓、輸出電壓、電感之電感值與目前的開關切換責任比獲得電感激磁時的電流變化量與電感去磁時的電流變化量，且依據目前切換週期內之電感激磁時的電流變化量與電感去磁時的電流變化量獲得目前切換週期內之電感電流的總變化量。
本發明實施例提供一種電力控制方法，用於控制單相三線式電力控制系統，單相三線式電力控制系統具有單相三線式換流器，單相三線式換流器耦接於直流電源裝置與交流電源之間，並轉換直流電源裝置之直流電壓以產生輸出電壓，以將直流電源裝置所提供之電力透過連接第一電力線之電感、第二電力線以及第三電力線併入交流電源，其中單相三線式換流器具有彼此並聯的第一半橋直流-交流功率轉換器以及第二半橋直流-交流功率轉換器。所述控制方法包括以下步驟：首先，依據電感之電感值、電感之電感電流的總變化量、直流電壓以及輸出電壓，獲得下一切換週期之開關切換責任比。然後，依據目前切換週期內之直流電壓、輸出電壓、電感之電感值與目前的開關切換責任比，獲得電感激磁時的電流變化量與電感去磁時的電流變化量。接著，依據目前切換週期內之電感激磁時的電流變化量與電感去磁時的電流變化量，獲得目前切換週期內之電感電流的總變化量。
綜上所述，本發明實施例提供一種單相三線式電力控制系統及其電力控制方法，其將電感變化加入控制機制則可有效減少電流振盪與電流漣波變大，同時提高電流追蹤的準確度。並且，所述控制機制可有效地僅透過一次取樣得到回授電流的平均值，減少處理單元(例如為單晶片)執行與運算的時間，同時也可避開開關導通與截止之切換雜訊。
為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
1‧‧‧單相三線緊急電源系統
PFa、PFb、PFc‧‧‧電力潮流
2‧‧‧直流電源裝置
3‧‧‧交流負載
4‧‧‧交流電源
11‧‧‧第一電力線
12‧‧‧第二電力線
13‧‧‧第三電力線
14‧‧‧單相三線式換流器
15‧‧‧驅動單元
16‧‧‧取樣單元
17‧‧‧處理單元
SA+、SA-、SB+、SB-‧‧‧功率開關
CDC+、CDC-、CAC+、CAC-、C、C'‧‧‧電容
DA+、DA-、DB+、DB-、91‧‧‧二極體
VDC、VS、Vac‧‧‧電壓
GND‧‧‧接地
Iref(n-1)、Iref(n)、Iref(n+1)‧‧‧參考電流
a、b‧‧‧波形
Ifb(n-1)、Ifb(n)、Ifb(n+1)‧‧‧回授電流
63、64、66、68、112、114、116、118、122、123、125、126、132‧‧‧乘法器
61、62、65、67、111、113、115、117、121、124、131‧‧‧加法器
81、82‧‧‧負載
R、R'、R"‧‧‧電阻
LS1、LS2、LS、L、L'、L"‧‧‧電感
10a、10b‧‧‧子方塊
圖1是傳統的鐵鎳鉬磁芯所繞制的電感其電感值隨著電流變化而改變的曲線圖。
圖2A是本發明實例提供的單相三線式電力控制系統操作在市電並聯模式的示意圖。
圖2B是本發明實例提供的單相三線式電力控制系統操作在整流模式的示意圖。
圖2C是本發明實例提供的單相三線式電力控制系統操作在電壓型控制模式的示意圖。
圖3是本發明實施例提供的單相三線緊急電源系統的電路方塊圖。
圖4A本發明實施例提供的單相三線式換流器以市電併聯模式在正半週時的示意圖。
圖4B本發明實施例提供的單相三線式換流器以市電併聯模式在負半週時的示意圖。
圖5是本發明實例提供的對稱型載波之三角波的波形圖。
圖6是本發明實施例提供的單相三線式換流器操作在市電併聯模式與整流模式的控制方塊圖。
圖7A是傳統的無考慮電感變化的交流電壓與電流的波形圖。
圖7B是本發明實施例提供的單相三線式電力控制系統的交流電壓與電流的波形圖。
圖8A是本發明實施例提供的單相三線式換流器以電壓型控制模式在正半週時的示意圖。
圖8B是本發明實施例提供的單相三線式換流器以電壓型控制模式在負半週時的示意圖。
圖9A是本發明實施例提供的負載的等效電路的示意圖。
圖9B是本發明實施例提供的另一負載的等效電路的示意圖。
圖10是本發明實施例提供的單相三線式換流器操作在電壓型 控制模式的控制方塊圖。
圖11是圖10的單相三線式換流器操作在電壓型控制模式時應用於電阻性負載的輸出電壓與電流的波型圖。
圖12是圖10的單相三線式換流器操作在電壓型控制模式時應用於電容性負載的輸出電壓與電流的波型圖。
圖13是圖10的單相三線式換流器操作在電壓型控制模式時應用於電感性負載的輸出電壓與電流的波型圖。
圖14是本發明實施例的電力控制方法的流程圖。
〔單相三線式電力控制系統的實施例〕
請同時參照圖2A、圖2B與圖2C，本實施例的單相三線式換流器可做為調節直流(直流電源裝置2)與交流(交流電源4)間的橋梁，例如是圖2A、圖2B與圖2C中的單相三線緊急電源系統1。本實施例所述的換流器(inverter)，包括雙向換流器(bi-directional inverter)。本實施例揭露可操作於市電並聯模式、整流模式與電壓型控制模式(共三種操作模式)的單相三線式換流器，所述單相三線式換流器可作為與市電並聯的緊急電源。當市電正常時，交流負載3由市電4提供電能，若直流鏈能量充足時啟動市電併聯模式，電力潮流PFa表示直流電源裝置2提供能量至交流端，如圖2A所示。若直流鏈能量不足時啟動整流模式，電力潮流PFb表示市電4提供能量至直流電源裝置2，如圖2B所示。當市電4發生異常時進入電壓型控制模式，此時系統扮演不斷電系統(UPS)的角色，電力潮流PFc表示直流電源裝置2提供能量至交流負載3，如圖3所示。
請同時參照圖2A與圖3，圖3是本發明實施例提供的單相三線緊急電源系統的電路方塊圖。單相三線式換流器之電力控制系統(單相三線緊急電源系統1)將直流電源裝置2所提供之電力透過 連接第一電力線11的電感(圖2A未繪示，在圖3中表示為第一電力線11的電感LS1以及第二電力線12的電感LS2)、第二電力線12以及第三電力線13併入交流電源4。在本實施例中，交流電源4是市電。所述單相三線式電力控制系統包括單相三線式換流器14、驅動單元15、取樣單元16與處理單元17。單相三線式換流器14耦接於直流電源裝置2與交流電源4之間，轉換直流電源裝置2之直流電壓VDC以產生輸出電壓VS。
單相三線式換流器14具有彼此並聯的第一半橋直流-交流功率轉換器以及第二半橋直流-交流功率轉換器。所述第一半橋直流-交流功率轉換器由功率開關SA+、功率開關SA-與連接第一電力線11的電感LS1所構成。所述第二半橋直流-交流功率轉換器由功率開關SB+、功率開關SB-與連接第二電力線12的電感LS2所構成。第一半橋直流-交流功率轉換器的功率開關SA+與功率開關SA-透過電感LS1連接第一電力線11，第二第一半橋直流-交流功率轉換器的功率開關SB+與功率開關SB-連接第二電力線12。功率開關SA+、SA-、SB+與SB-中的每一個都分別並聯一個反向的二極體DA+、DA-、DB+與DB-。
關於第三電力線，由於此換流器具有三個臂，第一臂是串聯的功率開關SA+與功率開關SA-，第二臂是串聯的功率開關SB+與功率開關SB-，第三臂是串聯的電容CDC+、CDC-。利用第三臂的切換補償負載之不平衡，其中第一電力線11與第三電力線13為一組交流電壓，第二電力線12與第三電力線13為一組交流電壓，使在市電中斷時之上述兩組電壓能維持平衡。而在市電正常時，第三電力線13(或稱為中性線)的電流為零。
驅動單元15耦接單相三線式換流器14的功率開關SA+、功率開關SA-、功率開關SB+與功率開關SB-。取樣單元16耦接電感LS1、LS2，取樣電感LS1、LS2之電感電流。處理單元17耦接驅動單元15與取樣單元16。處理單元17透過驅動單元15控制單相三線式 換流器14的功率開關SA+、功率開關SA-、功率開關SB+與功率開關SB-。值得一提的是，電感LS1、LS2可等效為在第一電力線11上的電感LS，如圖4A所示。處理單元17依據電感LS之電感值、電感電流的總變化量△ILS、直流電壓VDC與輸出電壓VS獲得下一切換週期之開關切換責任比D(n+1)。處理單元17依據目前切換週期內之直流電壓VDC、輸出電壓VS、電感LS之電感值與目前的開關切換責任比D(n)獲得電感激磁時的電流變化量△iL1與電感去磁時的電流變化量△iL2，且依據目前切換週期內之電感激磁時的電流變化量△iL1與電感去磁時的電流變化量△iL2獲得目前切換週期內之電感電流的總變化量△ILS。詳細的控制方式請參照後續的說明。
本實施例的直流電源裝置2可為太陽能發電裝置、風力發電裝置或者其他再生能源裝置，用以產生小額的直流電壓VDC。此外，交流電源4可為一般家庭用電的系統，係以提供單相交流電壓VS為主。於實務中，所屬技術領域者應可了解電感LS1、LS2與交流電源4於實際耦接時更可包括其他電路元件，例如電容CAC+、CAC-，以修正非理想電路特性。
驅動單元15控制功率開關SA+、功率開關SA-、功率開關SB+與功率開關SB-的方式是，使第一半橋直流-交流功率轉換器與第二半橋直流-交流功率轉換器的功率開關SA+、功率開關SA-、功率開關SB+、功率開關SB-以雙極性切換。
本發明實施例所述的控制方法是先分別討論不同區間的情況，再將不同區間的情況整合在一起，而圖4A為單相三線式換流器以市電併聯模式在正半週時的示意圖。首先，在一週期的切換內可分為兩個區間，即為電感激磁與電感去磁兩個區間，如以下的公式(1)與公式(2)所示，在分開處理這兩個區間的電流變化量後即將兩者相加，如以下的公式(3)所示。
詳細的說，在市電並聯模式，如圖4A所示四顆功率開關採用 雙極性切換方式。定義電流由電感LS左端流向電感LS右端為正電流，功率開關SA+與功率開關SB-的責任比為開關切換責任比(D)，功率開關SA-與功率開關SB+的責任比為開關切換責任比的互補量(1-D)，當功率開關SA+與功率開關SB-導通，功率開關SA-與功率開關SB-截止，亦即使電感LS激磁，電感LS上的跨壓VLS=VDC-VS。當功率開關SA+與功率開關SB-截止，功率開關SA-與SB+導通，亦即使電感LS去磁時，此時電感LS上跨壓VLS=-(VDC+VS)，電感跨壓與電流關係式如式(1)與式(2)，其中D是開關切換責任比。
而如下式(3)，在一個切換週期的電流變化量等於電感激磁電流加上電感去磁電流。
△i LS =△i L1+△i L2 (3)
將式(1)與式(2)代入式(3)整理可得式(4)，其中T為週期。n為正整數，代表本次週期。
經由式(4)可得到開關切換責任比D(n+1)，如式(5)。
採用前饋式電流控制法(Current Feedforward Control)，電感電流變化△iLS等於參考電流Vref減去回授電流Vfb，可得電流變化量，其中公式(3)中的電流變化量包含一個切換週期內的前饋量(I ref (n+1)-I ref (n))與誤差量(I ref (n)- Ifb (n))，如公式(6)所示△i LS =[i ref (n+1)-i ref (n)]+K P [i ref (n)-i fb (n)] (6)
例如，當Kp=1時，式(6)中的△iLS即等於參考電流減去回授 電流，因此可將式(5)改寫為式(7)。
換句話說，處理單元17採用前饋式電流控制法並依據參考電流(包括下一周期的參考電流Iref(n+1)與目前周期的參考電流Iref(n))以及目前切換週期內之回授電流Ifb(n)獲得電感電流的總變化量△iLS，其中回授電流是電感電流乘上比例因子H。市電並聯模式與整流模式的控制方塊圖如圖6所示，請繼續參照下述的整流模式的詳細說明。
而整流模式，可據兼具有功因校正的功能。整流模式推導方法同市電併聯模式，如公式(8)和(9)所示。
在一個切換週期的電流變化量等於電感激磁電流加上電感去磁電流，如前述的式(3)。
將式(8)與式(9)代入式(3)可得式(10)，將開關切換責任比D分離出來則可得到式(11)。
採用前饋式電流控制法，電感電流變化△iLS等於參考電流Vref減去回授電流Vfb，因此可將式(11)改寫成式(12)。
如圖6的控制方塊圖，其中：K p =1
rL為電感L的阻抗，H代表比例因子。
另外，如圖5所示，關於電流取樣方面，處理單元的晶片選擇對稱型載波之三角波模式，脈衝寬度調變的責任比輸出就會以三角波的中心點(峰值)呈對稱分布，則在一切換週期內的電感電流平均值就會剛好等於參考電流準位。波形a是處理單元內建之三角波，波形b是電感電流IL。因此，只要在三角波(波形a)的峰值處取樣回授電流，就可以讓回授電流準確地匹配參考電流，而且只需要一次取樣即可。此外，在三角波模式下，中心點取樣也可以讓取樣點避開開關導通與截止之切換雜訊。
圖6的控制方塊由處理單元17實現，詳述如下。請同時參照式(7)、式(12)及圖6，圖6是本發明實施例提供的單相三線式換流器操作在市電併聯模式與整流模式的控制方塊圖。首先，利用減法器61將下一個切換週期的參考電流值Iref(n+1)與目前切換週期參考電流值Iref(n)相減而得到前饋量(I ref (n+1)-I ref (n))。然後，將目前切換週期參考電流值Iref(n)透過減法器62與取樣到的回授電流Ifb(n)相減而產生與誤差量(I ref (n)-I fb (n))，其中回授電流Ifb(n)係利用乘法器63乘上比例因子H(回授係數)而得到。接著，透過乘法器64將誤差量(I ref (n)-I fb (n))乘上係數Kp後，再以加法器65加上前饋量(I ref (n+1)-I ref (n))而得到電流變化量△iLS(n+1)，如式(6)。利用乘法器66將電流變化量△iLS(n+1)乘上係數GC後，再由加法器67運算出單相三線換流器14於下一個切換週期中之開關切換責 任比D(n+1)，如式(5)或式(11)，其中式(5)與式(11)是分別用於市電並聯模式與整流模式。接著，透過乘法器68中的轉移函數Gp將單相三線換流器14依據開關切換責任比D(n+1)來操作而得到下一個切換週期之電感電流iL(n+1)。
如上所述，先前技術利用極大的補償量來補償，亦或是將電感過度設計來解決電感變化所造成的問題，但若使用過大的補償量將會使得系統存在發散的風險，而將電感過度設計(overdesign)會增加不必要的成本與體積。相較於先前技術，故本發明提出可允許電感變化之單相三線電流控制法，此本實施例將電感變化加入控制法則推導，使其考量電感的變化，可允許電感值大範圍的變化，進而提升響應速度與系統穩定度，同時可避免電感過度設計，減少電感的成本與體積。如圖7A與圖7B所示，圖7A是傳統的無考慮電感變化的交流電壓與電流的波形圖。圖7B是本發明實施例提供的單相三線式電力控制系統的交流電壓與電流的波形圖。
請參照圖8A與8B，圖8A是本發明實施例提供的單相三線式換流器以電壓型控制模式在正半週時的示意圖。圖8B是本發明實施例提供的單相三線式換流器以電壓型控制模式在負半週時的示意圖。當市電發生異常時進入電壓型控制模式，此時系統扮演不斷電系統(UPS)的角色，如圖2C所示。
在電壓型控制模式下，處理單元17除了分別考慮電感激磁與電感去磁的情況，且處理單元17更利用負載阻抗估測及遞迴學習控制法(Iterative Learning Control)補償輸出電壓VS。由直流鏈透過單相三線式換流器14對負載供電，此時搭上中性線(第三電力線13)之繼電器，負載以圖8A(與圖8B)的負載81、82表示。如圖8A所示，定義電流由電感LS左端流向電感LS右端為正電流，功率開關SA+與功率開關SB-的責任比為開關切換責任比(D)，功率開關SA-與功率開關SB+的責任比為開關切換責任比的互補量(1-D)，當功率開關SA+與功率開關SB-導通，功率開關SA-與功率開關SB-截 止，亦即使電感LS激磁，電感LS上的跨壓VLS=VDC-VS。當功率開關SA+與功率開關SB-截止，功率開關SA-與SB+導通，亦即使電感LS去磁時，此時電感LS上跨壓VLS=-(VDC+VS)，電感跨壓與電流關係式如式(13)與式(14)，其中D是開關切換責任比。
又參照前述的式(3)，一個切換週期的電流變化量等同於電感激磁與去磁之電流，因此將式(13)、(14)代入式(3)可得式(15)，其中T為切換週期，LS為電感值。
由式(15)將開關切換責任比D分離出來，可得到下一週期切換責任比D，如式(16)所示。
再者，如圖9A，負載可表示為串聯的電阻(R')、電感(L')與電容(C')，且可等效為並聯的負載電阻R、負載電感L與負載電容C，亦即使負載型式為RLC負載並聯整流性負載。當負載中具有非線性負載時，例如圖9B中負載有二極體元件91，當二極體元件91導通時，負載也可以等效為R"L"C"負載並聯，R"=R//R1，C"=C//C1。透過不同負載對於電流有不同變化量的特性，由負載所產生的下一切換周期的電感電流變化可表示為式(17)。
△i(n+1)=△i R +△i C +△i L (17)由負載所產生的下一周期的電感電流△i(n+1)是三種不同負載所產生的電流變化量的和，分別為△i R 、△i L 、△i C ，其中△i R 為經過電阻的 電流變化量，推導過程如下： 經由整理後可得電阻負載之電流變化量，如式(19)所示。
其中，下一周期的輸出電壓v(n+1)表示為參考電壓Vref(n+1)，目前周期的輸出電壓v(n)表示為回授電壓Vfb(n)。
而△i L 為流過電感負載之電流變化量，推導過程如下：△i L (n+1)=i L (n+1)-i L (n) (20) 其中 另外 將式(22)代入式(21)，整理後可得式(23)。
△i C 為流過電容負載之電流變化量，推導過程如下：△i C (n+1)=i C (n+1)-i C (n) (24) 此推導需使用，計算方法如下： 而電容與電壓電流之關係式得知要計算電流值時，需考慮 到電壓變化量，如式(28)及(29)。
利用△v(n+1)及△v(n)算出i C (n+1)及i C (n)如下： 最後將式(20)、(31)代入式(24)可得式(32)。
由上述完整的推導後，可將式(19)、(23)及(32)代入式(17)，整理後可得式(33)。
為了使輸出電壓能達到預設的電壓弦波(例如：電壓為100Vrms)，我們可以透過電流追蹤的控制法應用到電壓型的控制模式上，而系統必須隨時確定R、L、C這三個參數值，所以需要三個聯立方程式來計算，如式(34)、(35)及(36)。
上述三個式子可經由克拉瑪法則(Cramer's rule)解出RLC的值；此外，開關切換責任比的計算不僅針對不同的負載來做調整，並且導入了遞迴學習控制法(Iterative Learning Control)，公式如式(37)所示。
其中Vref為系統所建之參考電壓，V’fb是上一市電週期之回授電壓，而控制增益kp2可表示如式(38)。
k p2(n+1)=k' p2(n+1)+k p0[v ref (n+1)-v' fb (n+1)] (38)k’p2為上一市電週期(對應於切換週期)對應之控制增益，kp2是利用上週期的增益及誤差量所得到的反應結果，kp0為系統預設的初始增益值。藉由導入遞迴學習控制法，可降低系統輸出電壓之穩態誤差及總諧波失真，控制方塊圖如圖10所示，其中下一周期的開關切換責任比為
圖10的控制方塊也由處理單元17實現，詳述如下。請同時參照式(33)、式(37)及圖10。控制方塊包括阻抗估測的子方塊10b與遞迴學習的子方塊10a。首先，針對阻抗估測，利用加法器111將下一個切換週期的參考電流Iref(n+1)與目前切換週期回授電流Ifb(n)相減而得到前饋量e(n)(等於(I ref (n+1)-I ref (n))，乘法器112將 前饋量e(n)乘上1/R得到電阻負載之電流變化量，如式(19)。然後，對電容負載之電流變化量而言，加法器113將下下個切換週期的參考電流Iref(n+2)減去下一個切換週期的參考電流Iref(n+1)，再減去目前切換週期回授電流Ifb(n)，再加上前一切換週期的回授電流Ifb(n-1)，接著利用乘法器114將加法器113所得結果乘上C/2T，如式(32)。然後，對電感負載之電流變化量而言，加法器115將下一個切換週期的參考電流Iref(n+1)減去目前切換週期回授電流Ifb(n)，接著利用乘法器116將加法器115所得結果乘上T/2L。然後加法器117將乘法器112、114、116的輸出結果相加得到在下周期由負載所產生的總電流變化量△i(．)(n+1)，如式(33)。接著，負載所產生的總電流變化量△i(．)(n+1)乘上係數GC後得到由負載所估測的責任週期變化量de(n+1)。
對遞迴學習控制而言，加法器121將下一切換週期的回授電壓V’fb(n+1)與下一周期的參考電壓Vref(n+1)相減，且利用乘法器122、123、125、126與加法器124得到遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)。加法器131將負載所估測的責任週期變化量de(n+1)、遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)與下一周期的開關責任比D(n+1)相加，接著，透過乘法器132中的轉移函數Gp將單相三線換流器14依據開關切換責任比D(n+1)來操作而得到下一個切換週期之交流電壓vO(n+1)。
簡單的說，當單相三線式電力控制系統操作於電壓型控制模式時，處理單元17不僅計算電感電流的總變化量，以得到依據電感變化所得到開關切換責任比D(n+1)。處理單元17也依據參考電壓Vref以及回授電壓Vfb獲得負載所產生的總電流變化量△i(．)，負載等效為並聯的電阻負載R、電感負載L與電容負載C，負載所產生的總電流變化量△i(．)是電阻負載之電流變化量、電感負載之電流變化量以及電容負載的電流變化量之總和，如式(33)所示，藉此得到負載所估測的責任週期變化量de(n+1)。再者，處理單元 17更計算遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)。處理單元17總合上述開關切換責任比D(n+1)、負載所估測的責任週期變化量de(n+1)與遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)，以控制輸出的交流電壓vO(n+1)。
請參照圖11，圖11是圖10的單相三線式換流器操作在總功率1.1kW(千瓦)時的電壓型控制模式時應用於電阻性負載的輸出電壓與電流的波型圖。輸出電壓為VAN、VNB，電壓VAN為第一電力線11與第三電力線13之間的跨壓，電壓VNB為第三電力線13與第二電力線12之間的跨壓。電流iAN是流經連接於第一電力線11與第三電力線13之間的負載的電流，電流iNB是流經連接於第三電力線13與第二電力線12之間的負載的電流。再者，對電阻性負載而言，利用圖10的單相三線式換流器操作在1.1kW、2.2kW與3.3kW時的總諧波失真分別為2.468%、2.946%與3.321%。不斷電系統的總諧波失真的規格是需低於5%以下，一般而言，習知的電路的總諧波失真約為4%，而使用本發明實施例的單相三線式換流器可達到具有更低的的總諧波失真。
請參照圖12，圖12是圖10的單相三線式換流器操作在總功率1.02kVA(千伏安)時的電壓型控制模式時應用於電容性負載的輸出電壓與電流的波型圖。對電容性負載而言，利用圖10的單相三線式換流器操作在1.02kVA、1.88kVA與2.86kVA時的總諧波失真分別為2.590%、2.955%與3.305%。一般而言，習知的電路的總諧波失真約為4%，而本發明實施例的單相三線式換流器具有更低的的總諧波失真。
請參照圖13，圖13是圖10的單相三線式換流器操作在總功率1.04kVA時的電壓型控制模式時應用於電感性負載的輸出電壓與電流的波型圖。對電感性負載而言，利用圖10的單相三線式換流器操作在1.04kVA、1.81kVA與2.72kVA時的總諧波失真分別為2.375%、2.949%與3.268%。一般而言，習知的電路的總諧波失真 約為4%，而本發明實施例的單相三線式換流器具有更低的的總諧波失真。
〔電力控制方法的實施例〕
請同時參照圖2A、圖2B、圖2C圖3與圖14，圖14是本發明實施例的電力控制方法的流程圖。所述電力控制方法，用於控制圖3的單相三線式電力控制系統(單相三線緊急電源系統1)，所述單相三線式電力控制系統具有單相三線式換流器14，所述單相三線式換流器14耦接於直流電源裝置2與交流電源4(參照圖2A)之間，並轉換直流電源裝置2之直流電壓VDC以產生輸出電壓VS，以將直流電源裝置2所提供之電力透過連接第一電力線11之電感LS、第二電力線12以及第三電力線13併入交流電源4，其中單相三線式換流器14具有彼此並聯的第一半橋直流-交流功率轉換器以及第二半橋直流-交流功率轉換器，詳細的敘述請參照前一實施例的說明。所述電力控制方法包括以下步驟。首先，在步驟S110中，依據電感之電感值LS、電感之電感電流的總變化量△ILS、直流電壓VDC以及輸出電壓VS，獲得下一切換週期之開關切換責任比D(n+1)。值得一提的是，步驟S110可包括決定單相三線式換流器14要操作在是電並聯模式、整流模式或電壓型控制模式，決定單相三線式切換器14的模式切換可以有多種實現方式，使用者可以依據實際需要而設定模式切換的機制，例如讓使用者手動設定或者利用一個感測器感測交流電源的電壓與電流以作為自動切換模式的依據，本技術領域具有通常知識者應可輕易了解切換模式的實現方式，不再贅述。
然後，在步驟S120中，依據目前切換週期內之直流電壓VDC、輸出電壓VS、電感之電感值LS與目前的開關切換責任比D(n)，獲得電感激磁時的電流變化量△iL1與電感去磁時的電流變化量△iL2。接著，在步驟S130中，依據目前切換週期內之電感激磁時的電流變化量△iL1與電感去磁時的電流變化量△iL2，獲得目前切 換週期內之電感電流的總變化量△ILS。步驟S130結束後，再次進行步驟S110，以再次計算下一切換週期之開關切換責任比。
詳細的說，當單相三線式換流器14操作於市電並聯模式時，步驟S110是以前述的式(5)計算下一切換週期之開關切換責任比D(+1)。當單相三線式換流器14操作於整流模式時，步驟S110是以前述的式(11)計算下一切換週期之開關切換責任比D(n+1)。
再者，當單相三線式換流器14操作於電壓型控制模式時，步驟S110是依據參考電壓Vref以及回授電壓Vfb獲得負載所產生的總電流變化量△i(．)，且將負載等效為並聯的電阻負載R、電感負載L與電容負載C，負載所產生的總電流變化量△i(．)是電阻負載R之電流變化量、電感負載L之電流變化量以及電容負載L的電流變化量之總和，如式(33)所示，接著依據負載所產生的總電流變化量△i(．)計算負載所估測的責任週期變化量de(n+1)。再者，進一步利用遞迴學習控制法(Iterative Learning Control)計算遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)以補償輸出電壓VS，其中遞迴學習的責任週期變化量由前述的公式(37)計算得到。最後，利用上述開關切換責任比D(n+1)、負載所估測的責任週期變化量de(n+1)與遞迴學習的責任週期變化量di(n+1)，以控制輸出的交流電壓vO(n+1)(即輸出電壓VS)，參見圖10。
〔實施例的可能功效〕
綜上所述，本發明實施例所提供的單相三線式電力控制系統及其電力控制方法將電感變化加入控制機制則可有效減少電流振盪與電流漣波變大，同時提高電流追蹤的準確度。並且，所述控制機制可有效地僅透過一次取樣得到回授電流的平均值，減少處理單元(例如為單晶片)執行與運算的時間，同時也可避開開關導通與截止之切換雜訊。單相三線式電力控制系統可以依據交流電源的狀況切換操作模式，包括市電並聯與整流，再者，在交流電源(如市電)發生異常時進入電壓控制型模式，單相三線式電力控制系統 更利用阻抗估測與遞迴學習控制補償輸出的交流電壓。
尤其，在電壓型控制模式，本發明實施例的單相三線式電力控制系統及其電力控制方法導入無拍差控制，透過電壓、電流的即時取樣，動態估測其負載的阻抗值，結合遞迴學習控制法，使每週期更新阻抗的上下限，以達到精確的追蹤參考電壓，減少電壓失真。此控制機制可達到每一週期每一週期的控制(cycle by cycle control)以提高響應速度，使得在負載變動的情況下仍可得到好的電源品質。另外，將電感變化加入控制法可有效減少振盪，同時提高電壓追蹤的準確度。此外，將電感變化量導入控制法，可將電感值最小化及最佳化，避免過大的電感增加不必要的成本與體積。最後，本控制法僅需取樣回授電流依次而能直接得到回授電流的平均值，減少單晶片執行與運算的時間，同時也可避開關導通與截止之切換雜訊。
以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。
1‧‧‧單相三線緊急電源系統
11‧‧‧第一電力線
12‧‧‧第二電力線
13‧‧‧第三電力線
14‧‧‧單相三線式換流器
15‧‧‧驅動單元
16‧‧‧取樣單元
17‧‧‧處理單元
SA+、SA-、SB+、SB-‧‧‧功率開關
CDC+、CDC-、CAC+、CAC-‧‧‧電容
DA+、DA-、DB+、DB-、91‧‧‧二極體
VDC、VS、Vac‧‧‧電壓
GND‧‧‧接地
LS1、LS2‧‧‧電感

Claims (10)

  1. 一種單相三線式電力控制系統，將一直流電源裝置所提供之電力透過連接一第一電力線之一電感、一第二電力線以及一第三電力線併入一交流電源，該單相三線式電力控制系統包括：一單相三線式換流器，耦接於該直流電源裝置與該交流電源之間，轉換該直流電源裝置之一直流電壓以產生一輸出電壓，其中該單相三線式換流器具有彼此並聯的一第一半橋直流-交流功率轉換器以及一第二半橋直流-交流功率轉換器；一驅動單元，耦接該單相三線式換流器；以及一取樣單元，耦接該電感，取樣該電感之一電感電流；一處理單元，耦接該驅動單元與該取樣單元，該處理單元透過該驅動單元控制該單相三線式換流器，該處理單元依據該電感之電感值、該電感電流的總變化量、該直流電壓以及該輸出電壓獲得下一切換週期之開關切換責任比；其中，該處理單元依據目前切換週期內之該直流電壓、該輸出電壓、該電感之電感值與目前的開關切換責任比獲得該電感激磁時的電流變化量與該電感去磁時的電流變化量，且依據目前切換週期內之該電感激磁時的電流變化量與該電感去磁時的電流變化量獲得目前切換週期內之該電感電流的總變化量。
  2. 根據請求項第1項之單相三線式電力控制系統，其中該第一半橋直流-交流功率轉換器與該第二半橋直流-交流功率轉換器以雙極性切換；該第一半橋直流-交流功率轉換器連接該第一電力線，該第二第一半橋直流-交流功率轉換器連接該第二電力線；該處理單元採用前饋式電流控制法並依據一參考電流以及目前切換週期內之一回授電流獲得該電感電流的總變化量，其中該回授電流是該電感電流乘上一比例因子。
  3. 根據請求項第1項之單相三線式電力控制系統，其中該單相三線式電力控制系統操作於一市電並聯模式以及一整流模式，其中 當該單相三線式電力控制系統操作於該市電並聯模式時，下一切換週期之開關切換責任比表示如下式： 其中，LS是該電感之電感值，VS是該交流電源之電壓，VDC是該電源裝置之該直流電壓，T是切換週期，△i L 是該電感電流之變化量，n是正整數；其中，當該單相三線式電力控制系統操作於該整流模式時，下一切換週期之開關切換責任比表示如下式： 其中，LS是該電感之電感值，VS是該交流電源之電壓，VDC是該電源裝置之該直流電壓，T是切換週期，△i L 是該電感電流之變化量，n是正整數。
  4. 根據請求項第1項之單相三線式電力控制系統，其中該單相三線式電力控制系統操作於一電壓型控制模式，該處理單元依據一參考電壓以及一回授電壓獲得一負載所產生的總電流變化量，該負載等效為並聯的一電阻負載、一電感負載以及一電容負載，該負載所產生的總電流變化量是該電阻負載之電流變化量、該電感負載之電流變化量以及該電容負載的電流變化量之總和。
  5. 根據請求項第4項之單相三線式電力控制系統，其中該負載所產生的總變化量表示如下式： 其中，Vref是一參考電壓，Vfb是一回授電壓，T是切換週期，R、L、C分別是該負載等效的該電阻負載、該電感負載以及該電 容負載，n是正整數；其中，該處理單元利用克拉瑪法則(Cramer's rule)解出R、L、C的值。
  6. 根據請求項第4項之單相三線式電力控制系統，其中該處理單元利用遞迴學習控制法(Iterative Learning Control)補償該輸出電壓，其中遞迴學習的責任週期變化量表示如下式： 其中，LS是該電感之電感值，Lmax是該電感之一最大電感值，Vref是一參考電壓，V’fb是上一切換週期之一回授電壓，而kp2表示如下式：k p2(n+1)=k' p2(n+1)+k p0[v ref (n+1)-v' fb (n+1)],k’p2為上一切換週期對應之控制增益，kp0是預設的一初始增益，n是正整數。
  7. 一種電力控制方法，用於控制一單相三線電力控制系統，該單相三線電力控制系統具有一單相三線式換流器，該單相三線式換流器耦接於一直流電源裝置與一交流電源之間，並轉換該直流電源裝置之一直流電壓以產生一輸出電壓，以將該直流電源裝置所提供之電力透過連接一第一電力線之一電感、一第二電力線以及一第三電力線併入一交流電源，其中該單相三線式換流器具有彼此並聯的一第一半橋直流-交流功率轉換器以及一第二半橋直流-交流功率轉換器，該電力控制方法包括：依據該電感之電感值、該電感之一電感電流的總變化量、該直流電壓以及該輸出電壓獲得下一切換週期之開關切換責任比； 依據目前切換週期內之該直流電壓、該輸出電壓、該電感之電感值與目前的開關切換責任比獲得該電感激磁時的電流變化量與該電感去磁時的電流變化量；以及依據目前切換週期內之該電感激磁時的電流變化量與該電感去磁時的電流變化量獲得目前切換週期內之該電感電流的總變化量。
  8. 如請求項7所述的電力控制方法，更包括：當該單相三線式換流器操作於一市電並聯模式時，以下式計算下一切換週期之開關切換責任比： 其中，VS是該交流電源之電壓，VDC是該電源裝置之該直流電壓，T是切換週期，△i L 是該電感電流之變化量，n是正整數；以及當該單相三線式換流器操作於一整流模式時，以下式計算下一切換週期之開關切換責任比：
  9. 如請求項8所述的電力控制方法，更包括：當該單相三線式換流器操作於一電壓型控制模式時，依據一參考電壓以及一回授電壓獲得一負載所產生的總電流變化量，且將該負載等效為並聯的一電阻負載、一電感負載以及一電容負載，該負載所產生的總電流變化量是該電阻負載之電流變化量、該電感負載之電流變化量以及該電容負載的電流變化量之總和，接著依據該負載所產生的總電流變化量計算該負載所估測的責任週期變化量。
  10. 如請求項9所述的電力控制方法，其中依據下式計算該負載所產生的總電流變化量： 其中，Vref是一參考電壓，Vfb是一回授電壓，T是切換週期，R、L、C分別是該負載等效的該電阻負載、該電感負載以及該電容負載，n是正整數；以及利用克拉瑪法則(Cramer's rule)解出R、L、C的值；其中，利用遞迴學習控制法(Iterative Learning Control)補償該輸出電壓，其中遞迴學習的責任週期變化量表示如下式： 其中，LS是該電感之電感值，Lmax是該電感之一最大電感值，Vref是一參考電壓，V’fb是上一切換週期之一回授電壓，而kp2表示如下式：k p2(n+1)=k' p2(n+1)+k p0[v ref (n+1)-v' fb (n+1)],k’p2為上一切換週期對應之控制增益，kp0是預設的一初始增益，n是正整數；以及利用下一切換週期之開關切換責任比、該負載所估測的責任週期變化量與遞迴學習的責任週期變化量，以控制該輸出電壓。
TW103102292A 2014-01-22 2014-01-22 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法 TWI496409B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW103102292A TWI496409B (zh) 2014-01-22 2014-01-22 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法
US14/596,730 US9413270B2 (en) 2014-01-22 2015-01-14 Single-phase three-wire power control system and power control method therefor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW103102292A TWI496409B (zh) 2014-01-22 2014-01-22 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201531010A true TW201531010A (zh) 2015-08-01
TWI496409B TWI496409B (zh) 2015-08-11

Family

ID=53545700

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103102292A TWI496409B (zh) 2014-01-22 2014-01-22 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9413270B2 (zh)
TW (1) TWI496409B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI553986B (zh) * 2015-09-24 2016-10-11 台達電子工業股份有限公司 應用雙電網之逆變器裝置及應用雙電網之太陽能併網發電系統
TWI606679B (zh) * 2017-01-23 2017-11-21 Acbel Polytech Inc Totem pole power factor corrector and its current detection unit

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6406268B2 (ja) * 2014-01-30 2018-10-17 株式会社明電舎 周期性外乱抑制制御装置
CN104113045B (zh) * 2014-04-29 2017-02-22 南京南瑞继保电气有限公司 Lc并联回路失谐故障的继电保护方法和装置
EP3089347B1 (en) * 2015-04-27 2018-06-27 ABB Schweiz AG A method for acquiring values indicative of an ac current of an inverter and related circuit and inverter
CN105496549A (zh) * 2015-10-29 2016-04-20 绵阳立德电子股份有限公司 一种射频发生器及利用该射频器产生射频能量的方法
EP3754827A4 (en) * 2018-02-16 2021-03-17 Mitsubishi Electric Corporation CONTROL DEVICE OF A POWER CONVERTER
TWI723491B (zh) * 2019-08-14 2021-04-01 台達電子工業股份有限公司 雙向功率因數校正模組
TWI748347B (zh) * 2020-02-15 2021-12-01 國立清華大學 單相換流器控制方法及其裝置
TWI746097B (zh) * 2020-07-31 2021-11-11 台達電子工業股份有限公司 具有雙模式控制之電力變換裝置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6282111B1 (en) * 1999-06-18 2001-08-28 Avionic Instruments Inc Inverter control using current mode slope modulation
US6337801B2 (en) * 1999-12-16 2002-01-08 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Three-phase zero-current-transition (ZCT) inverters and rectifiers with three auxiliary switches
US20070109822A1 (en) * 2005-11-14 2007-05-17 Kan-Sheng Kuan Zero voltage switch method for synchronous rectifier and inverter
US7423894B2 (en) * 2006-03-03 2008-09-09 Advanced Energy Industries, Inc. Interleaved soft switching bridge power converter
EP2025051B1 (en) * 2006-06-06 2014-12-31 Ideal Power Inc. Universal power converter
US7336513B1 (en) * 2006-09-12 2008-02-26 National Chung Cheng University Method of compensating output voltage distortion of half-bridge inverter and device based on the method
IL184358A (en) * 2007-07-02 2011-04-28 Univ Ben Gurion METHOD AND CIRCUIT FOR IMPROVING SIZE AND CONFORMATION OF OUTPUT CURRENT OF POWER CONVERTERS
WO2010030957A1 (en) * 2008-09-11 2010-03-18 Eetrex Incorporated Bi-directional inverter-charger
KR101196869B1 (ko) * 2008-09-18 2012-11-01 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼 계통연계용 인버터 장치
CA2808490C (en) * 2009-08-17 2015-02-03 Ideal Power Converters Inc. Power conversion with added pseudo-phase
US8811039B2 (en) * 2010-07-16 2014-08-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Pulse width modulated resonant power conversion
KR101168078B1 (ko) * 2010-12-17 2012-07-24 한국에너지기술연구원 다중입력 양방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
TWI453986B (zh) * 2011-05-18 2014-09-21 Nat Univ Tainan 燃料電池電力控制系統
US9263968B2 (en) * 2011-06-22 2016-02-16 Eetrex, Inc. Bidirectional inverter-charger

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI553986B (zh) * 2015-09-24 2016-10-11 台達電子工業股份有限公司 應用雙電網之逆變器裝置及應用雙電網之太陽能併網發電系統
US10148222B2 (en) 2015-09-24 2018-12-04 Delta Electronics, Inc. Inverter apparatus and solar energy grid-connected power generation system
TWI606679B (zh) * 2017-01-23 2017-11-21 Acbel Polytech Inc Totem pole power factor corrector and its current detection unit

Also Published As

Publication number Publication date
US20150207433A1 (en) 2015-07-23
US9413270B2 (en) 2016-08-09
TWI496409B (zh) 2015-08-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI496409B (zh) 單相三線式電力控制系統及其電力控制方法
Sivakumar et al. An assessment on performance of DC–DC converters for renewable energy applications
Wei et al. A novel bridgeless buck-boost PFC converter
JP5182375B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN101247072B (zh) 电压调节电路
CN101674016B (zh) 电源供应装置及均流控制方法
WO2011030640A1 (ja) Ｐｆｃコンバータ
Roy et al. Half-bridge voltage swing inverter with active power decoupling for single-phase PV systems supporting wide power factor range
JPWO2010109694A1 (ja) スイッチング電源装置
TWI434506B (zh) 三相換流器的控制方法
Park et al. Voltage sensorless feedforward control of a dual boost PFC converter for battery charger applications
TWI551024B (zh) 交流－直流電力轉換裝置及其控制方法
CN111181420A (zh) 一种单相Vienna整流器及其控制方法
CN111600366B (zh) 车辆充电机软启动方法
Lee et al. Design of a GAN totem-pole PFC converter using DC-link voltage control strategy for data center applications
Roggia et al. Predictive current controller for a power factor correction boost converter operating in mixed conduction mode
CN113489293B (zh) 一种通过控制实现直流电源二次纹波电流抑制的方法
CN114123758A (zh) Ac-dc变换器及ac-dc变换器的控制方法
CN113890406A (zh) 一种无桥型单级隔离ac–dc变换器及其控制方法
Gupta et al. A CCM/DCM hybrid control scheme for single channel boost PFC converter to improve power quality
Ganacim et al. Output power feedforward technique applied to a high power factor rectifier with high frequency transformer
CN216056833U (zh) 一种采用模拟控制的单相无整流桥交-直流电源
TWI413353B (zh) 電源供應裝置及均流控制方法
Gupta et al. Design and Implementation of Modified MERS Based PFC Approach Applied to Multi-Port SMPS
Karaarslan et al. The Comparison of Average and Hysteresis Current Mode Control Technique of Single-Phase Boost Power Factor Correction Converter