JPH1080134A - 昇圧型電源回路 - Google Patents
昇圧型電源回路Info
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- JPH1080134A JPH1080134A JP25388696A JP25388696A JPH1080134A JP H1080134 A JPH1080134 A JP H1080134A JP 25388696 A JP25388696 A JP 25388696A JP 25388696 A JP25388696 A JP 25388696A JP H1080134 A JPH1080134 A JP H1080134A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】誤ってヒューズが溶断することなく出力コンデ
ンサを保護できる昇圧型電源回路を提供する。 【解決手段】 平滑コイルＬと半導体スイッチング素子
Ｑと整流素子Ｄと出力コンデンサＣとで昇圧型電源回路
２を構成する際、出力コンデンサＣが過充電された場合
に、半導体スイッチング素子Ｑを介して出力コンデンサ
Ｃを放電させる。半導体スイッチング素子Ｑの制御動作
前に誤って放電させることがない。整流素子Ｄと並列に
２端子双方向導通サイリスタＳＡ2を接続しておき、過
充電の際に短絡させ、半導体スイッチング素子Ｑを短絡
破壊させ、商用電源Ｅとの間のヒューズＦを溶断させる
と電源の動作を停止させられる。
ンサを保護できる昇圧型電源回路を提供する。 【解決手段】 平滑コイルＬと半導体スイッチング素子
Ｑと整流素子Ｄと出力コンデンサＣとで昇圧型電源回路
２を構成する際、出力コンデンサＣが過充電された場合
に、半導体スイッチング素子Ｑを介して出力コンデンサ
Ｃを放電させる。半導体スイッチング素子Ｑの制御動作
前に誤って放電させることがない。整流素子Ｄと並列に
２端子双方向導通サイリスタＳＡ2を接続しておき、過
充電の際に短絡させ、半導体スイッチング素子Ｑを短絡
破壊させ、商用電源Ｅとの間のヒューズＦを溶断させる
と電源の動作を停止させられる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源回路の技術分野
に関し、特に、出力コンデンサを保護した昇圧型電源回
路に関する。
に関し、特に、出力コンデンサを保護した昇圧型電源回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年では、電源の力率向上のために、チ
ョークインプット方式の力率改善用電源回路が用いられ
ている。そのような従来技術の電源回路を図２の符号１
０２に示す。
ョークインプット方式の力率改善用電源回路が用いられ
ている。そのような従来技術の電源回路を図２の符号１
０２に示す。
【０００３】この電源回路１０２は、ダイオードブリッ
ジＢを有しており、該ダイオードブリッジＢはスライダ
ックＳを介して商用電源Ｅに接続され、その入力端子間
には、商用電源Ｅの交流電圧がスライダックＳで分圧さ
れて印加されている。ダイオードブリッジＢに印加され
た電圧は全波整流され、エネルギー蓄積インダクタンス
(平滑コイル)Ｌの一端に印加されるように構成されてい
る。
ジＢを有しており、該ダイオードブリッジＢはスライダ
ックＳを介して商用電源Ｅに接続され、その入力端子間
には、商用電源Ｅの交流電圧がスライダックＳで分圧さ
れて印加されている。ダイオードブリッジＢに印加され
た電圧は全波整流され、エネルギー蓄積インダクタンス
(平滑コイル)Ｌの一端に印加されるように構成されてい
る。
【０００４】そのエネルギー蓄積インダクタンスＬの他
端には、トランジスタＱの出力端子とダイオードＤのア
ノード端子とが接続されており、トランジスタＱが導通
状態になると商用電源Ｅからエネルギー蓄積インダクタ
ンスＬに電流が供給され、その状態から遮断状態に切り
替わったときに、ダイオードブリッジＢの出力電圧にエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬの起電力が重畳された電
圧でダイオードＤが順バイアスされ、そのダイオードＤ
のカソード端子に接続された出力コンデンサＣを充電す
るように構成されている。従って、出力コンデンサＣに
は、ダイオードブリッジＢが出力する電圧よりも高い電
圧Ｖoutが現れる。
端には、トランジスタＱの出力端子とダイオードＤのア
ノード端子とが接続されており、トランジスタＱが導通
状態になると商用電源Ｅからエネルギー蓄積インダクタ
ンスＬに電流が供給され、その状態から遮断状態に切り
替わったときに、ダイオードブリッジＢの出力電圧にエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬの起電力が重畳された電
圧でダイオードＤが順バイアスされ、そのダイオードＤ
のカソード端子に接続された出力コンデンサＣを充電す
るように構成されている。従って、出力コンデンサＣに
は、ダイオードブリッジＢが出力する電圧よりも高い電
圧Ｖoutが現れる。
【０００５】その電圧Ｖoutは、抵抗Ｒ1、Ｒ2で分圧さ
れ、フィードバック電圧Ｖfとして制御回路Ｊに入力さ
れており、制御回路Ｊは、そのフィードバック電圧Ｖf
と基準電圧Ｖrefとを比較して、トランジスタＱの動作
状態を制御し、出力コンデンサＣの電圧Ｖoutを一定電
圧に維持し、出力電圧として取り出せるように構成され
ている。
れ、フィードバック電圧Ｖfとして制御回路Ｊに入力さ
れており、制御回路Ｊは、そのフィードバック電圧Ｖf
と基準電圧Ｖrefとを比較して、トランジスタＱの動作
状態を制御し、出力コンデンサＣの電圧Ｖoutを一定電
圧に維持し、出力電圧として取り出せるように構成され
ている。
【０００６】このような電源回路１０２では、例えばフ
ィードバック系の故障等、何らかの原因によってトラン
ジスタＱが暴走し、出力コンデンサＣが過充電されてし
まう場合がある。
ィードバック系の故障等、何らかの原因によってトラン
ジスタＱが暴走し、出力コンデンサＣが過充電されてし
まう場合がある。
【０００７】一般に、出力コンデンサＣには電解コンデ
ンサが用いられているが、過充電により電解出力コンデ
ンサの電圧Ｖoutが耐圧を超えると、発煙と大きな破裂
音を伴って破壊する。そのような事態が発生すると、そ
のコンデンサを内蔵する機器全体の信頼感が喪失してし
まう。ところが、フィードバック系の故障等による出力
コンデンサＣの過充電は全く無くすことはできないた
め、出力コンデンサＣの電圧Ｖoutが上昇した場合、破
壊に到る前に電源１０２の動作を停止させ、出力コンデ
ンサＣを保護する必要がある。
ンサが用いられているが、過充電により電解出力コンデ
ンサの電圧Ｖoutが耐圧を超えると、発煙と大きな破裂
音を伴って破壊する。そのような事態が発生すると、そ
のコンデンサを内蔵する機器全体の信頼感が喪失してし
まう。ところが、フィードバック系の故障等による出力
コンデンサＣの過充電は全く無くすことはできないた
め、出力コンデンサＣの電圧Ｖoutが上昇した場合、破
壊に到る前に電源１０２の動作を停止させ、出力コンデ
ンサＣを保護する必要がある。
【０００８】そこで従来技術では、図２に示すように、
出力コンデンサＣと並列に２端子双方向導通サイリスタ
(ダイアック)ＳＡ1を接続し、出力コンデンサＣの過充
電により、電圧Ｖoutが異常に高電圧になった場合、出
力コンデンサＣが破壊に到る前にその２端子双方向導通
サイリスタＳＡ1を導通させ、出力コンデンサＣを放電
させると共にスライダックＳとダイオードブリッジＢと
の間に挿入したヒューズＦに大電流を流して溶断させ、
電源１０２の動作を停止させて出力コンデンサＣを保護
していた。
出力コンデンサＣと並列に２端子双方向導通サイリスタ
(ダイアック)ＳＡ1を接続し、出力コンデンサＣの過充
電により、電圧Ｖoutが異常に高電圧になった場合、出
力コンデンサＣが破壊に到る前にその２端子双方向導通
サイリスタＳＡ1を導通させ、出力コンデンサＣを放電
させると共にスライダックＳとダイオードブリッジＢと
の間に挿入したヒューズＦに大電流を流して溶断させ、
電源１０２の動作を停止させて出力コンデンサＣを保護
していた。
【０００９】ここで、一般的な２端子双方向導通サイリ
スタの特性を図３に示す。端子間に印加される電圧が高
くなり、点弧電圧Ｖ1(負電圧方向では点弧電圧Ｖ2)を超
えると導通し、低い維持電圧Ｖh1、Ｖh2で導通したまま
の短絡状態となる。商用電源Ｅの交流電圧として、ＡＣ
１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖを想定した場合、昇圧型電源の
直流出力電圧は、ＤＣ３５０Ｖ〜ＤＣ３９０Ｖ程度の大
きさが求められる。従って、２端子双方向導通サイリス
タの点弧電圧Ｖ1(又は点弧電圧Ｖ2)は、出力コンデンサ
Ｃの耐圧以下で、直流出力電圧以上の範囲(例えば４５
０Ｖ〜４７０V)であることが求められる。
スタの特性を図３に示す。端子間に印加される電圧が高
くなり、点弧電圧Ｖ1(負電圧方向では点弧電圧Ｖ2)を超
えると導通し、低い維持電圧Ｖh1、Ｖh2で導通したまま
の短絡状態となる。商用電源Ｅの交流電圧として、ＡＣ
１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖを想定した場合、昇圧型電源の
直流出力電圧は、ＤＣ３５０Ｖ〜ＤＣ３９０Ｖ程度の大
きさが求められる。従って、２端子双方向導通サイリス
タの点弧電圧Ｖ1(又は点弧電圧Ｖ2)は、出力コンデンサ
Ｃの耐圧以下で、直流出力電圧以上の範囲(例えば４５
０Ｖ〜４７０V)であることが求められる。
【００１０】ところで、昇圧型電源１０２を商用電源Ｅ
に接続したとき、制御回路Ｊが動作を開始し、トランジ
スタＱが制御動作に入るまでには、一定の遅れ時間を必
要とする。
に接続したとき、制御回路Ｊが動作を開始し、トランジ
スタＱが制御動作に入るまでには、一定の遅れ時間を必
要とする。
【００１１】他方、このような昇圧型電源回路１０２で
は、スライダックＳやエネルギー蓄積インダクタンスＬ
のインダクタンス成分と出力コンデンサＣのキャパシタ
ンス成分とで共振回路が構成されており、図４に示すよ
うに、商用電源Ｅへの接続後、トランジスタＱが動作を
開始する時刻をｔ0とすると、時刻ゼロから時刻ｔ0まで
の間に、その共振回路に突入電流が流れ、出力コンデン
サＣの電圧Ｖoutが異常上昇する、いわゆる「電圧のは
ね上がり」という現象が発生してしまう。
は、スライダックＳやエネルギー蓄積インダクタンスＬ
のインダクタンス成分と出力コンデンサＣのキャパシタ
ンス成分とで共振回路が構成されており、図４に示すよ
うに、商用電源Ｅへの接続後、トランジスタＱが動作を
開始する時刻をｔ0とすると、時刻ゼロから時刻ｔ0まで
の間に、その共振回路に突入電流が流れ、出力コンデン
サＣの電圧Ｖoutが異常上昇する、いわゆる「電圧のは
ね上がり」という現象が発生してしまう。
【００１２】この「電圧のはね上がり」により現れる電
圧は、出力コンデンサＣが定常状態にあるときの電圧Ｖ
outよりも大きい場合がある。しかも、スライダックＳ
のインダクタンス成分が大きい場合等、特に「電圧のは
ね上がり」が甚だしく、点弧電圧Ｖ1(又は点弧電圧Ｖ2)
の大きさを超えた場合には、２端子双方向サイリスタＳ
Ａ1が誤点弧してしまい、回路自体は正常であるにもか
かわらずヒューズＦが溶断し、昇圧型電源回路１０２が
動作しなくなるという問題があった。
圧は、出力コンデンサＣが定常状態にあるときの電圧Ｖ
outよりも大きい場合がある。しかも、スライダックＳ
のインダクタンス成分が大きい場合等、特に「電圧のは
ね上がり」が甚だしく、点弧電圧Ｖ1(又は点弧電圧Ｖ2)
の大きさを超えた場合には、２端子双方向サイリスタＳ
Ａ1が誤点弧してしまい、回路自体は正常であるにもか
かわらずヒューズＦが溶断し、昇圧型電源回路１０２が
動作しなくなるという問題があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来技術
の不都合を解決するために創作されたもので、その目的
は、誤ってヒューズを溶断させることなく出力コンデン
サを保護できる昇圧型電源回路を提供することにある。
の不都合を解決するために創作されたもので、その目的
は、誤ってヒューズを溶断させることなく出力コンデン
サを保護できる昇圧型電源回路を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、エネルギー蓄積インダクタ
ンスと半導体スイッチング素子と整流素子と出力コンデ
ンサとを有し、前記半導体スイッチング素子が導通状態
にあるとき、前記整流素子は逆バイアス状態にされ、前
記エネルギー蓄積インダクタンスには電流が供給され、
導通状態から遮断状態に転じると、前記エネルギー蓄積
インダクタンスに生じた電圧によって前記整流素子が順
バイアスされ、前記エネルギー蓄積インダクタンスに蓄
積されたエネルギーによって前記整流素子を介して前記
出力コンデンサが充電されるように接続され、前記出力
コンデンサの両端に現れる電圧の大きさに応じて前記半
導体スイッチング素子の動作を制御し、前記出力コンデ
ンサの両端の電圧を一定電圧に維持するように構成され
た昇圧型電源回路において、前記半導体スイッチング素
子の制御中に前記出力コンデンサが過充電された場合、
導通状態になった前記半導体スイッチング素子を介して
前記出力コンデンサを放電させ、前記出力コンデンサが
破壊しないように構成されたことを特徴とする。
に、請求項１記載の発明は、エネルギー蓄積インダクタ
ンスと半導体スイッチング素子と整流素子と出力コンデ
ンサとを有し、前記半導体スイッチング素子が導通状態
にあるとき、前記整流素子は逆バイアス状態にされ、前
記エネルギー蓄積インダクタンスには電流が供給され、
導通状態から遮断状態に転じると、前記エネルギー蓄積
インダクタンスに生じた電圧によって前記整流素子が順
バイアスされ、前記エネルギー蓄積インダクタンスに蓄
積されたエネルギーによって前記整流素子を介して前記
出力コンデンサが充電されるように接続され、前記出力
コンデンサの両端に現れる電圧の大きさに応じて前記半
導体スイッチング素子の動作を制御し、前記出力コンデ
ンサの両端の電圧を一定電圧に維持するように構成され
た昇圧型電源回路において、前記半導体スイッチング素
子の制御中に前記出力コンデンサが過充電された場合、
導通状態になった前記半導体スイッチング素子を介して
前記出力コンデンサを放電させ、前記出力コンデンサが
破壊しないように構成されたことを特徴とする。
【００１５】この場合、請求項２記載の発明のように、
前記半導体スイッチング素子を介して前記出力コンデン
サを放電させる際、その半導体スイッチング素子を短絡
破壊させるように構成することが可能である。
前記半導体スイッチング素子を介して前記出力コンデン
サを放電させる際、その半導体スイッチング素子を短絡
破壊させるように構成することが可能である。
【００１６】その請求項２記載の発明の場合、請求項３
記載の発明のように、前記半導体スイッチング素子が導
通状態になったときに前記エネルギー蓄積インダクタン
スに供給される電流がヒューズを通るように構成し、前
記半導体スイッチング素子が短絡破壊すると前記ヒュー
ズが溶断され、前記エネルギー蓄積インダクタンスに電
流が流れなくなるように構成することが可能である。
記載の発明のように、前記半導体スイッチング素子が導
通状態になったときに前記エネルギー蓄積インダクタン
スに供給される電流がヒューズを通るように構成し、前
記半導体スイッチング素子が短絡破壊すると前記ヒュー
ズが溶断され、前記エネルギー蓄積インダクタンスに電
流が流れなくなるように構成することが可能である。
【００１７】また、請求項３記載の昇圧型電源回路につ
いては、請求項４記載の発明のように、一旦導通すると
その導通状態を自己保持するスイッチ素子を前記整流素
子と並列に設け、前記出力コンデンサが過充電されたと
きに前記出力コンデンサが破壊する前に前記スイッチ素
子が導通するように構成することができる。
いては、請求項４記載の発明のように、一旦導通すると
その導通状態を自己保持するスイッチ素子を前記整流素
子と並列に設け、前記出力コンデンサが過充電されたと
きに前記出力コンデンサが破壊する前に前記スイッチ素
子が導通するように構成することができる。
【００１８】この請求項４記載の発明のスイッチ素子に
ついては、請求項５記載の発明のように、両端に印加さ
れる電圧が所定値以上になると導通する２端子双方向導
通サイリスタを用いることができる。
ついては、請求項５記載の発明のように、両端に印加さ
れる電圧が所定値以上になると導通する２端子双方向導
通サイリスタを用いることができる。
【００１９】本発明の上述のような構成の昇圧型電源回
路は、エネルギー蓄積インダクタンスと、半導体スイッ
チング素子と、整流素子と、出力コンデンサとを有して
おり、半導体スイッチング素子が導通状態にあるとき
に、整流素子は逆バイアス状態に置かれ、そのときエネ
ルギー蓄積インダクタンスに電流が供給されるように構
成されており、その状態から半導体スイッチング素子が
遮断状態に転じると、エネルギー蓄積インダクタンスに
生じた電圧によって整流素子が順バイアスされ、エネル
ギー蓄積インダクタンスに蓄積されたエネルギーが充電
電流となって整流素子を介して流れ、出力コンデンサが
充電される。
路は、エネルギー蓄積インダクタンスと、半導体スイッ
チング素子と、整流素子と、出力コンデンサとを有して
おり、半導体スイッチング素子が導通状態にあるとき
に、整流素子は逆バイアス状態に置かれ、そのときエネ
ルギー蓄積インダクタンスに電流が供給されるように構
成されており、その状態から半導体スイッチング素子が
遮断状態に転じると、エネルギー蓄積インダクタンスに
生じた電圧によって整流素子が順バイアスされ、エネル
ギー蓄積インダクタンスに蓄積されたエネルギーが充電
電流となって整流素子を介して流れ、出力コンデンサが
充電される。
【００２０】その出力コンデンサは、エネルギー蓄積イ
ンダクタンスに印加される電圧に、そのエネルギー蓄積
インダクタンスの起電力が重畳された電圧で充電される
ため、出力コンデンサの両端に現れる電圧は、エネルギ
ー蓄積インダクタンスに印加される電圧よりも大きくな
る。そして、その電圧の大きさに応じて半導体スイッチ
ング素子を制御しながら動作させ、出力コンデンサの電
圧を一定に維持すると、昇圧型電源回路が構成される。
ンダクタンスに印加される電圧に、そのエネルギー蓄積
インダクタンスの起電力が重畳された電圧で充電される
ため、出力コンデンサの両端に現れる電圧は、エネルギ
ー蓄積インダクタンスに印加される電圧よりも大きくな
る。そして、その電圧の大きさに応じて半導体スイッチ
ング素子を制御しながら動作させ、出力コンデンサの電
圧を一定に維持すると、昇圧型電源回路が構成される。
【００２１】このような昇圧型電源回路について、半導
体スイッチング素子の動作を制御している最中に出力コ
ンデンサが過充電された場合、導通状態になった半導体
スイッチング素子を介して出力コンデンサを放電させる
ので、出力コンデンサの電圧が耐圧を超える電圧になる
前に低下し、出力コンデンサが破壊しないように保護す
ることができる。
体スイッチング素子の動作を制御している最中に出力コ
ンデンサが過充電された場合、導通状態になった半導体
スイッチング素子を介して出力コンデンサを放電させる
ので、出力コンデンサの電圧が耐圧を超える電圧になる
前に低下し、出力コンデンサが破壊しないように保護す
ることができる。
【００２２】この場合、半導体スイッチング素子が導通
状態になったときにエネルギー蓄積インダクタンスに供
給される電流がヒューズを通るようにしておくと共に、
出力コンデンサが過充電された場合に、導通状態になっ
た半導体スイッチング素子を短絡破壊させると、ヒュー
ズを溶断させることができる。そして、ヒューズが溶断
した場合には、エネルギー蓄積インダクタンスに電流が
流れなくなるように構成しておくと、出力コンデンサが
破壊する前に電源回路の動作を停止させることが可能と
なる。
状態になったときにエネルギー蓄積インダクタンスに供
給される電流がヒューズを通るようにしておくと共に、
出力コンデンサが過充電された場合に、導通状態になっ
た半導体スイッチング素子を短絡破壊させると、ヒュー
ズを溶断させることができる。そして、ヒューズが溶断
した場合には、エネルギー蓄積インダクタンスに電流が
流れなくなるように構成しておくと、出力コンデンサが
破壊する前に電源回路の動作を停止させることが可能と
なる。
【００２３】ところで、一般に、昇圧型電源の動作開始
時には一旦突入電流が流れ、出力コンデンサが過充電さ
れる場合がある。突入電流が流れるときは半導体スイッ
チング素子は未だ動作を開始していないが、そのとき半
導体スイッチング素子が短絡破壊をしては、故障がなく
ても電源が正常に動作しない。
時には一旦突入電流が流れ、出力コンデンサが過充電さ
れる場合がある。突入電流が流れるときは半導体スイッ
チング素子は未だ動作を開始していないが、そのとき半
導体スイッチング素子が短絡破壊をしては、故障がなく
ても電源が正常に動作しない。
【００２４】そこで、半導体スイッチング素子は、制御
動作開始前には短絡破壊されず、制御動作開始後に出力
コンデンサが過充電された場合に短絡破壊されるように
する必要がある。
動作開始前には短絡破壊されず、制御動作開始後に出力
コンデンサが過充電された場合に短絡破壊されるように
する必要がある。
【００２５】そのためには、整流素子と並列にスイッチ
素子を設けておき、昇圧型電源を商用電源に接続した
際、突入電流により出力コンデンサが過充電されてもス
イッチ素子を動作させず、半導体スイッチング素子が制
御動作を開始した後、出力コンデンサが過充電された場
合に、スイッチ素子が動作し、整流素子両端を短絡させ
るようにしておけばよい。
素子を設けておき、昇圧型電源を商用電源に接続した
際、突入電流により出力コンデンサが過充電されてもス
イッチ素子を動作させず、半導体スイッチング素子が制
御動作を開始した後、出力コンデンサが過充電された場
合に、スイッチ素子が動作し、整流素子両端を短絡させ
るようにしておけばよい。
【００２６】ところで、２端子双方向導通サイリスタ
は、端子間に点弧以上の電圧が印加されると導通し、印
加電圧が小さくなってもその導通状態を自己保持するよ
うに構成されているので、その２端子双方向導通サイリ
スタをスイッチ素子に用いて整流素子と並列接続してお
くと、半導体スイッチング素子の制御が開始され、導通
状態になったときにその２端子双方向導通サイリスタに
出力コンデンサの電圧が印加されるので、半導体スイッ
チング素子が動作を開始する前は、２端子双方向導通サ
イリスタには出力コンデンサの電圧は印加されず、半導
体スイッチング素子の動作開始前は出力コンデンサが過
充電された場合であっても半導体スイッチング素子が短
絡破壊することはない。
は、端子間に点弧以上の電圧が印加されると導通し、印
加電圧が小さくなってもその導通状態を自己保持するよ
うに構成されているので、その２端子双方向導通サイリ
スタをスイッチ素子に用いて整流素子と並列接続してお
くと、半導体スイッチング素子の制御が開始され、導通
状態になったときにその２端子双方向導通サイリスタに
出力コンデンサの電圧が印加されるので、半導体スイッ
チング素子が動作を開始する前は、２端子双方向導通サ
イリスタには出力コンデンサの電圧は印加されず、半導
体スイッチング素子の動作開始前は出力コンデンサが過
充電された場合であっても半導体スイッチング素子が短
絡破壊することはない。
【００２７】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を用い
て説明する。図１を参照し、符号２は、本発明の昇圧型
電源回路の一例であり、図２に示した素子と同じもので
同じ接続状態のものは同一の符号を付して説明する。
て説明する。図１を参照し、符号２は、本発明の昇圧型
電源回路の一例であり、図２に示した素子と同じもので
同じ接続状態のものは同一の符号を付して説明する。
【００２８】この昇圧型電源回路２は、ヒューズＦと、
ダイオードブリッジＢと、エネルギー蓄積インダクタン
スであるエネルギー蓄積インダクタンスＬと、ｎチャネ
ルMOSFET(ノーマリーＯＦＦ)で構成される半導体スイッ
チング素子Ｑとを有している。
ダイオードブリッジＢと、エネルギー蓄積インダクタン
スであるエネルギー蓄積インダクタンスＬと、ｎチャネ
ルMOSFET(ノーマリーＯＦＦ)で構成される半導体スイッ
チング素子Ｑとを有している。
【００２９】ダイオードブリッジＢには、交流の商用電
源Ｅから供給される電圧が、昇圧型電源回路２の外部に
設けられたスライダックＳによって分圧され、ヒューズ
Ｆを介して入力されており、その分圧された電圧は、ダ
イオードブリッジＢで全波整流され、エネルギー蓄積イ
ンダクタンスＬの一端と、半導体スイッチング素子Ｑの
ソース端子との間に印加されている。
源Ｅから供給される電圧が、昇圧型電源回路２の外部に
設けられたスライダックＳによって分圧され、ヒューズ
Ｆを介して入力されており、その分圧された電圧は、ダ
イオードブリッジＢで全波整流され、エネルギー蓄積イ
ンダクタンスＬの一端と、半導体スイッチング素子Ｑの
ソース端子との間に印加されている。
【００３０】エネルギー蓄積インダクタンスＬの他端と
半導体スイッチング素子Ｑのドレイン端子とは、接続点
Ｐで互いに接続されており、該接続点Ｐには、整流素子
であるダイオードＤのアノード端子が接続されている。
半導体スイッチング素子Ｑのドレイン端子とは、接続点
Ｐで互いに接続されており、該接続点Ｐには、整流素子
であるダイオードＤのアノード端子が接続されている。
【００３１】ダイオードＤのカソード端子は、電解コン
デンサによって構成される出力コンデンサＣの高電圧側
の端子に接続されており、出力コンデンサＣの低電圧側
の端子は半導体スイッチング素子Ｑのソース端子に接続
されており、その出力コンデンサＣの両端の電圧Ｖout
は出力電圧として取り出せるように構成されている。
デンサによって構成される出力コンデンサＣの高電圧側
の端子に接続されており、出力コンデンサＣの低電圧側
の端子は半導体スイッチング素子Ｑのソース端子に接続
されており、その出力コンデンサＣの両端の電圧Ｖout
は出力電圧として取り出せるように構成されている。
【００３２】その電圧Ｖoutは抵抗Ｒ1、Ｒ2で分圧さ
れ、フィードバック電圧Ｖfとして制御回路Ｊに入力さ
れており、該制御回路Ｊは、そのフィードバック電圧Ｖ
fと基準電圧Ｖrefとを比較して、フィードバック電圧Ｖ
fが基準電圧Ｖrefよりも低いときは、商用電源Ｅからエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬに電流が供給される期間
が長く、高いときは短くなるように半導体スイッチング
素子Ｑの動作制御を行い、電圧Ｖoutを一定電圧に維持
するように構成されている。
れ、フィードバック電圧Ｖfとして制御回路Ｊに入力さ
れており、該制御回路Ｊは、そのフィードバック電圧Ｖ
fと基準電圧Ｖrefとを比較して、フィードバック電圧Ｖ
fが基準電圧Ｖrefよりも低いときは、商用電源Ｅからエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬに電流が供給される期間
が長く、高いときは短くなるように半導体スイッチング
素子Ｑの動作制御を行い、電圧Ｖoutを一定電圧に維持
するように構成されている。
【００３３】この昇圧型電源２では、半導体スイッチン
グ素子Ｑが導通状態になると、ダイオードブリッジＢが
出力する全波整流された電圧がエネルギー蓄積インダク
タンスＬの両端に印加される。このとき、ダイオードＤ
は逆バイアス状態に置かれており、出力コンデンサはエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬから電気的に切り離され
ているので、商用電源Ｅから供給される電流は、エネル
ギー蓄積インダクタンスＬを通って半導体スイッチング
素子Ｑに流れる。
グ素子Ｑが導通状態になると、ダイオードブリッジＢが
出力する全波整流された電圧がエネルギー蓄積インダク
タンスＬの両端に印加される。このとき、ダイオードＤ
は逆バイアス状態に置かれており、出力コンデンサはエ
ネルギー蓄積インダクタンスＬから電気的に切り離され
ているので、商用電源Ｅから供給される電流は、エネル
ギー蓄積インダクタンスＬを通って半導体スイッチング
素子Ｑに流れる。
【００３４】その状態から半導体スイッチング素子Ｑが
遮断状態になると、商用電源Ｅからの電流の供給は停止
され、エネルギー蓄積インダクタンスＬに蓄積されたエ
ネルギーによって、ダイオードＤは順バイアスされる
と、出力コンデンサＣには、エネルギー蓄積インダクタ
ンスＬに蓄積されたエネルギーによって、ダイオードＤ
を介して充電電流が供給される。
遮断状態になると、商用電源Ｅからの電流の供給は停止
され、エネルギー蓄積インダクタンスＬに蓄積されたエ
ネルギーによって、ダイオードＤは順バイアスされる
と、出力コンデンサＣには、エネルギー蓄積インダクタ
ンスＬに蓄積されたエネルギーによって、ダイオードＤ
を介して充電電流が供給される。
【００３５】ダイオードＤには、２端子双方向導通サイ
リスタＳＡ2がスイッチ素子として並列接続されている
ので、半導体スイッチング素子Ｑが遮断状態にあるとき
にはそのスイッチ素子にはダイオードＤの順方向降下電
圧が印加され、導通状態にあるときには、ダイオードＤ
に印加される出力コンデンサＣの両端の電圧Ｖoutがそ
のスイッチ素子にも印加される。
リスタＳＡ2がスイッチ素子として並列接続されている
ので、半導体スイッチング素子Ｑが遮断状態にあるとき
にはそのスイッチ素子にはダイオードＤの順方向降下電
圧が印加され、導通状態にあるときには、ダイオードＤ
に印加される出力コンデンサＣの両端の電圧Ｖoutがそ
のスイッチ素子にも印加される。
【００３６】従って、何らかの原因により、半導体スイ
ッチング素子Ｑが暴走し、出力コンデンサＣが過充電さ
れることにより、その電圧が過電圧Ｖ'outまで上昇した
場合には、半導体スイッチング素子Ｑが導通状態になっ
たときに、２端子双方向導通サイリスタＳＡ2に、その
過電圧Ｖ'outが印加される。
ッチング素子Ｑが暴走し、出力コンデンサＣが過充電さ
れることにより、その電圧が過電圧Ｖ'outまで上昇した
場合には、半導体スイッチング素子Ｑが導通状態になっ
たときに、２端子双方向導通サイリスタＳＡ2に、その
過電圧Ｖ'outが印加される。
【００３７】２端子双方向導通サイリスタの点弧電圧を
Ｖ1、出力コンデンサＣの耐圧をＶmaxとした場合、 Ｖout ＜ Ｖ1 ＜ Ｖmax となるようにしておけば、過電圧Ｖ'outがＶ1に達した
ときに、２端子双方向サイリスタＳＡ2が導通し、一定
値以上の電流が流れている間は短絡状態を自己保持す
る。
Ｖ1、出力コンデンサＣの耐圧をＶmaxとした場合、 Ｖout ＜ Ｖ1 ＜ Ｖmax となるようにしておけば、過電圧Ｖ'outがＶ1に達した
ときに、２端子双方向サイリスタＳＡ2が導通し、一定
値以上の電流が流れている間は短絡状態を自己保持す
る。
【００３８】２端子双方向サイリスタＳＡ2が短絡状態
になったときは、半導体スイッチング素子Ｑは導通状態
になっているので、出力コンデンサＣから半導体スイッ
チング素子Ｑに放電電流が流れ、その半導体スイッチン
グ素子Ｑは短絡破壊する。このとき半導体スイッチング
素子Ｑが破壊しなくても、導通状態になる度に商用電源
Ｅからの供給電流と出力コンデンサＣからの放電電流が
流れ、終には短絡破壊に到る。
になったときは、半導体スイッチング素子Ｑは導通状態
になっているので、出力コンデンサＣから半導体スイッ
チング素子Ｑに放電電流が流れ、その半導体スイッチン
グ素子Ｑは短絡破壊する。このとき半導体スイッチング
素子Ｑが破壊しなくても、導通状態になる度に商用電源
Ｅからの供給電流と出力コンデンサＣからの放電電流が
流れ、終には短絡破壊に到る。
【００３９】このように、出力コンデンサＣが過充電さ
れた場合には、その電圧が点弧電圧Ｖ1に達した後、半
導体スイッチング素子Ｑが短絡破壊し、出力コンデンサ
Ｃを放電させるので、出力コンデンサＣが耐圧Ｖmaxを
超えるまで過充電されることはない。
れた場合には、その電圧が点弧電圧Ｖ1に達した後、半
導体スイッチング素子Ｑが短絡破壊し、出力コンデンサ
Ｃを放電させるので、出力コンデンサＣが耐圧Ｖmaxを
超えるまで過充電されることはない。
【００４０】半導体スイッチング素子Ｑが短絡破壊する
と、エネルギー蓄積インダクタンスＬに流れる電流は無
制御状態となり、大電流が流れてヒューズＦが溶断する
と、昇圧型電源２の動作は停止するが、出力コンデンサ
Ｃにはエネルギー蓄積インダクタンスＬから充電電流が
供給されなくなるので、出力コンデンサＣの電圧は低下
し、破壊が防止される。
と、エネルギー蓄積インダクタンスＬに流れる電流は無
制御状態となり、大電流が流れてヒューズＦが溶断する
と、昇圧型電源２の動作は停止するが、出力コンデンサ
Ｃにはエネルギー蓄積インダクタンスＬから充電電流が
供給されなくなるので、出力コンデンサＣの電圧は低下
し、破壊が防止される。
【００４１】ところで、一般に、制御回路Ｊには動作遅
延時間があり、昇圧型電源２が商用電源Ｅに接続され、
電力が供給され始めてから動作を開始するまでに所定の
遅延時間を必要とする。その動作開始までの期間は半導
体スイッチング素子Ｑは導通状態にはならないため、商
用電源Ｅに接続された直後に突入電流が流れ、出力コン
デンサＣが過充電された場合でも、２端子双方向導通サ
イリスタＳＡ2の両端の電圧はダイオードＤの順方向電
圧しか印加されないので、２端子双方向導通サイリスタ
ＳＡ2が短絡状態になることはない。
延時間があり、昇圧型電源２が商用電源Ｅに接続され、
電力が供給され始めてから動作を開始するまでに所定の
遅延時間を必要とする。その動作開始までの期間は半導
体スイッチング素子Ｑは導通状態にはならないため、商
用電源Ｅに接続された直後に突入電流が流れ、出力コン
デンサＣが過充電された場合でも、２端子双方向導通サ
イリスタＳＡ2の両端の電圧はダイオードＤの順方向電
圧しか印加されないので、２端子双方向導通サイリスタ
ＳＡ2が短絡状態になることはない。
【００４２】出力コンデンサＣの電圧のはね上がりが終
了すると、電圧Ｖoutは低下する方向に向かい、点弧電
圧Ｖ1を十分下回ったところで半導体スイッチング素子
Ｑが動作を開始するので、２端子双方向導通サイリスタ
ＳＡ2が誤って点弧し、正常に動作しているのにもかか
わらず半導体スイッチング素子Ｑが短絡破壊するような
ことはない。
了すると、電圧Ｖoutは低下する方向に向かい、点弧電
圧Ｖ1を十分下回ったところで半導体スイッチング素子
Ｑが動作を開始するので、２端子双方向導通サイリスタ
ＳＡ2が誤って点弧し、正常に動作しているのにもかか
わらず半導体スイッチング素子Ｑが短絡破壊するような
ことはない。
【００４３】以上は、ダイオードＤに２端子双方向導通
サイリスタを並列接続し、ｎチャネルMOSFETを短絡破壊
する場合について説明したが、本発明はそれに限定され
るものではなく、半導体スイッチング素子が動作してい
るときに出力コンデンサが過充電された場合に、その出
力コンデンサが破壊に到る前に半導体スイッチング素子
を介して放電させ、出力コンデンサを保護する回路を広
く含む。
サイリスタを並列接続し、ｎチャネルMOSFETを短絡破壊
する場合について説明したが、本発明はそれに限定され
るものではなく、半導体スイッチング素子が動作してい
るときに出力コンデンサが過充電された場合に、その出
力コンデンサが破壊に到る前に半導体スイッチング素子
を介して放電させ、出力コンデンサを保護する回路を広
く含む。
【００４４】その際には半導体スイッチング素子を短絡
破壊させることが好ましいが、本発明に用いることがで
きる半導体スイッチング素子は、ｎチャネルMOSFETに限
らず、ｐチャネルMOSFETやバイポーラトランジスタ等、
種々のものが含まれる。
破壊させることが好ましいが、本発明に用いることがで
きる半導体スイッチング素子は、ｎチャネルMOSFETに限
らず、ｐチャネルMOSFETやバイポーラトランジスタ等、
種々のものが含まれる。
【００４５】また、本発明に用いることができるスイッ
チ素子は２端子双方向導通サイリスタに限定されるもの
ではなく、例えば、ゲート端子でトリガーされるサイリ
スタをダイオードに並列接続し、出力コンデンサの出力
電圧が一定値以上になったときにゲート端子にパルスを
印加し、そのサイリスタを導通させるようにしてもよ
い。
チ素子は２端子双方向導通サイリスタに限定されるもの
ではなく、例えば、ゲート端子でトリガーされるサイリ
スタをダイオードに並列接続し、出力コンデンサの出力
電圧が一定値以上になったときにゲート端子にパルスを
印加し、そのサイリスタを導通させるようにしてもよ
い。
【００４６】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、出力コン
デンサが過充電された場合、半導体スイッチング素子を
介して放電させることができるので、半導体スイッチン
グ素子の制御動作開始前に誤って放電させてしまうこと
がない。
デンサが過充電された場合、半導体スイッチング素子を
介して放電させることができるので、半導体スイッチン
グ素子の制御動作開始前に誤って放電させてしまうこと
がない。
【００４７】請求項２記載の発明によれば、その放電の
際、半導体スイッチング素子を短絡破壊させるので、出
力コンデンサには耐圧以上の電圧が印加されることがな
い。
際、半導体スイッチング素子を短絡破壊させるので、出
力コンデンサには耐圧以上の電圧が印加されることがな
い。
【００４８】請求項３記載の発明によれば、ヒューズの
溶断によりエネルギー蓄積インダクタンスに電流が流れ
ないようになるので、半導体スイッチング素子の制御動
作開始後に出力コンデンサが過充電された場合、電源を
停止させることができる。
溶断によりエネルギー蓄積インダクタンスに電流が流れ
ないようになるので、半導体スイッチング素子の制御動
作開始後に出力コンデンサが過充電された場合、電源を
停止させることができる。
【００４９】請求項４記載の発明によれば、複雑な制御
回路を設けなくてもスイッチ素子を短絡させることによ
り、出力コンデンサを保護することができる。
回路を設けなくてもスイッチ素子を短絡させることによ
り、出力コンデンサを保護することができる。
【００５０】そのようなスイッチ素子は、サイリスタ
等、種々のものを用いることが可能であるが、請求項５
記載の発明によれば、２端子双方向導通サイリスタを用
いているので、トリガー回路が不要となり、簡単で安価
な回路によって出力コンデンサを保護することができ
る。
等、種々のものを用いることが可能であるが、請求項５
記載の発明によれば、２端子双方向導通サイリスタを用
いているので、トリガー回路が不要となり、簡単で安価
な回路によって出力コンデンサを保護することができ
る。
【図１】 本発明の昇圧型電源の一例の回路ブロック図
【図２】 従来技術の昇圧型電源の一例の回路ブロック
図
図
【図３】 ２端子双方向導通サイリスタの電気的特性を
説明するためのグラフ
説明するためのグラフ
【図４】 突入電流による電圧のはね上がりを説明する
ための図
ための図
Ｌ……エネルギー蓄積インダクタンス Ｑ……半導
体スイッチング素子 Ｄ……整流素子 Ｃ……出力コンデンサ Ｆ……ヒューズ ＳＡ2……スイッチ素子(２端子双方
向導通サイリスタ)
体スイッチング素子 Ｄ……整流素子 Ｃ……出力コンデンサ Ｆ……ヒューズ ＳＡ2……スイッチ素子(２端子双方
向導通サイリスタ)
Claims (5)
- 【請求項１】 エネルギー蓄積インダクタンスと半導体
スイッチング素子と整流素子と出力コンデンサとを有
し、 前記半導体スイッチング素子が導通状態にあるとき、前
記整流素子は逆バイアス状態にされ、前記エネルギー蓄
積インダクタンスには電流が供給され、 導通状態から遮断状態に転じると、前記エネルギー蓄積
インダクタンスに生じた電圧によって前記整流素子が順
バイアスされ、前記エネルギー蓄積インダクタンスに蓄
積されたエネルギーによって前記整流素子を介して前記
出力コンデンサが充電されるように接続され、 前記出力コンデンサの両端に現れる電圧の大きさに応じ
て前記半導体スイッチング素子の動作を制御し、 前記出力コンデンサの両端の電圧を一定電圧に維持する
ように構成された昇圧型電源回路において、 前記半導体スイッチング素子の制御中に前記出力コンデ
ンサが過充電された場合、導通状態になった前記半導体
スイッチング素子を介して前記出力コンデンサを放電さ
せ、 前記出力コンデンサが破壊しないように構成されたこと
を特徴とする昇圧型電源回路。 - 【請求項２】 前記半導体スイッチング素子を介して前
記出力コンデンサを放電させる際、その半導体スイッチ
ング素子を短絡破壊させるように構成されたことを特徴
とする請求項１記載の昇圧型電源回路。 - 【請求項３】 前記半導体スイッチング素子が導通状態
になったときに前記エネルギー蓄積インダクタンスに供
給される電流はヒューズを通るように構成され、 前記半導体スイッチング素子が短絡破壊すると前記ヒュ
ーズが溶断され、前記エネルギー蓄積インダクタンスに
電流が流れなくなるように構成されたことを特徴とする
請求項２記載の昇圧型電源回路。 - 【請求項４】 一旦導通するとその導通状態を自己保持
するスイッチ素子を前記整流素子と並列に設け、 前記出力コンデンサが過充電されたときに前記出力コン
デンサが破壊する前に前記スイッチ素子が導通するよう
に構成されたことを特徴とする請求項３記載の昇圧型電
源回路。 - 【請求項５】 両端に印加される電圧が所定値以上にな
ると導通する２端子双方向導通サイリスタを前記スイッ
チ素子に用いたことを特徴とする請求項４記載の昇圧型
電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25388696A JPH1080134A (ja) | 1996-09-04 | 1996-09-04 | 昇圧型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25388696A JPH1080134A (ja) | 1996-09-04 | 1996-09-04 | 昇圧型電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1080134A true JPH1080134A (ja) | 1998-03-24 |
Family
ID=17257495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25388696A Pending JPH1080134A (ja) | 1996-09-04 | 1996-09-04 | 昇圧型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1080134A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010110056A (ja) * | 2008-10-28 | 2010-05-13 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 配電システム |
| JP2017204957A (ja) * | 2016-05-12 | 2017-11-16 | 富士電機株式会社 | 昇圧チョッパ回路 |
| JP2018023215A (ja) * | 2016-08-03 | 2018-02-08 | ローム株式会社 | スイッチング制御回路、スイッチング電源装置、電子機器 |
-
1996
- 1996-09-04 JP JP25388696A patent/JPH1080134A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010110056A (ja) * | 2008-10-28 | 2010-05-13 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 配電システム |
| JP2017204957A (ja) * | 2016-05-12 | 2017-11-16 | 富士電機株式会社 | 昇圧チョッパ回路 |
| JP2018023215A (ja) * | 2016-08-03 | 2018-02-08 | ローム株式会社 | スイッチング制御回路、スイッチング電源装置、電子機器 |
| KR20180015592A (ko) | 2016-08-03 | 2018-02-13 | 로무 가부시키가이샤 | 스위칭 제어 회로, 스위칭 전원 장치, 전자 기기 |
| US10110129B2 (en) | 2016-08-03 | 2018-10-23 | Rohm Co., Ltd. | Switching control circuit, switching power supply device and electronic apparatus |
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