KR101577594B1

KR101577594B1 - 광전 모듈-장착 ａｃ 인버터

Info

Publication number: KR101577594B1
Application number: KR1020097026241A
Authority: KR
Inventors: 로버트 알. 로트졸
Original assignee: 엔페이즈 에너지, 인코포레이티드
Priority date: 2007-05-17
Filing date: 2008-05-16
Publication date: 2015-12-15
Also published as: US20080285317A1; AU2008254822A1; JP2010527571A; WO2008144548A2; IL202198A0; EP2151036A2; EP2149183A2; AU2008254828B9; KR20100017853A; US8659922B2; CA2691967A1; IL202199A0; JP2010527572A; AU2008254822B2; KR20150015548A; WO2008144554A3; CA2692602A1; KR101580207B1; AU2008254828B2; WO2008144554A2

Abstract

광전 모듈-장착 AC 인버터 회로가 하나 이상의 집적 회로들, 스위치들로서 구성되는 일부 전력 트랜지스터들, 필터링 및 에너지 저장을 위한 일부 고체-유전체 커패시터들, 동작 중인 상기 소자들을 지원하기 위한 부속 컴포넌트들 및 전력 변환용 일부 인덕터들을 이용한다. 상기 집적 회로는 상기 인버터를 동작시키는데 요구되는 모든 모니터링, 제어 및 통신 회로를 포함한다. 상기 집적 회로는 입력 부스트 컨버터 및 단일-위상 또는 다-위상 출력 벅 컨버터 모두에서 펄스-폭 변조 전력 핸들링 트랜지스터들의 활동을 제어한다. 또한 상기 집적 회로는 상기 인버터의 모든 전력 프로세싱 전압들 및 전류들을 모니터링하며 적절한 동작을 취하여 상기 인버터에서의 전력 소실을 제한하고, 관련된 PV 모듈로부터의 가용 전력을 최대화하고 그리드 상태들이 그처럼 보장한다면 인버터 출력을 셧 다운시킬 수 있다. 상기 집적 회로는 신호들에 대한 AC 와이어링을 모니터링하고 AC 전력을 생성하는데 이용되는 동일한 펄스-폭 변조 시스템을 ㅌ오해 통신 신호들을 생성함으로써 전력선 통신을 구현한다. 인버터 및 PV 모듈 상태 정보, 로컬 식별 코드를 보고하고 그리고 인버터 동작의 원격 제어를 허용하기 위해 통신이 이용된다.

Description

광전 모듈-장착 ＡＣ 인버터{PHOTOVOLTAIC MODULE-MOUNTED AC INVERTER}

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본 발명은 직류 대 교류 전류 전력 변환 그리고, 더 특정하게는, 교류로의 광전 모듈 출력 전력 변환에 관한 것이다.

인버터는 직류(DC) 대 교류(AC) 전력 변환을 수행하는 장치이다. 도 1은 이하에 더 상세히 기재되는, 전력 변환 프로세스를 구현하는 종래 기술 인버터(101)의 기능도를 도시한다.

인버터들은 달리말해 간단히 그리드(grid)로서 공지된, 유틸리티 전력 그리 드로 광전(photovoltaic, PV) 모듈들로부터 전력을 공급하도록 설계될 수 있다. 전력을 상기 그리드에 공급하는 프로세스는 전력 변환 프로세스에 몇가지 특별한 제약사항들을 가한다. 먼저, 최대 전력이 추출될 PV 모듈 단자들에 걸쳐 최적 전압이 존재한다. 이는 최대 전력 점으로 표시되며 이는 다양한 측정들 및 계산적 알고리듬들을 통해 발견된다. 둘째, 상기 유틸리티 전력 그리드 신호는 낮은 임피던스를 갖는 전압원으로서 나타난다. 인버터로부터 유틸리티 전력 그리드로의 최고의 구동 신호는 전류이다. 셋 째, 인버터 AC 출력 전류는 유틸리티 전력 그리드 전압과 동기적(synchronous)이어야 한다. 동기적이지 않다면, 비-단일(non-unity) 전력 인자(factor)가 존재하여 바람직하지 않은 무효 전력(reactive power)의 전달을 야기하거나 또는, 극단적인 경우, 상당한 주파수 또는 위상 차 때문에 인버터로부터 유틸리티 전력 그리드로 전력이 전혀 효율적으로 전송되지 않는다. 넷 째, 인버터는 유틸리티 전력 그리드를 모니터링하여야 하며, 만일 그리드 공급의 장애가 있다면, 인버터로부터 상기 그리드로의 어떠한 전류 흐름도 방지하여야 한다. 그리드 장애는 인버터 사이트로의 그리드 와이어링(wiring)에서의 손괘에 기인할 수 있다. 이 조건 하에서, 인버터가 그리드를 구동한다면, 인버터에 접속되는 그리드의 나머지 부분에 전류를 통하게 된다. 단절된 그리드의 제한된 영역이 이제 전류가 통하기 때문에, 이는 그리드의 크기(dimension)들에 비하여 전력의 아일랜드(island)가 된다. 인버터 그리드 검출 매커니즘에 의한 아일랜드 상태의 방지는 안티-아일랜딩(anti-islanding)으로서 공지된다. 안티-아일랜딩은 설비 근로자들이 아일랜드에서의 바람직하지 않은 전력의 위험에 노출될 수 있으며, 특히 상기 그리드 문제가 그리드를 구동하는 인버터로부터 물리적으로 멀다면, 아일랜드가 존재하는지를 신뢰성있게 결정하거나 상기 아일랜드에 진입하는 전력을 디스에이블 시키는 수단이 없다는 점에서 중요하다.

기존 광전 인버터들은 일반적으로 집중형(centralized) 인버터들의 범주에 든다. 상기 집중형 인버터는 DC 전력을 직렬로 또는 병렬 접속들을 이용하여 결합된 직렬로 배선된 PV 모듈들로부터 누적하여 상당한 총 전력을 달성한다. 이 전력이 상기 집중형 인버터 내부에서 AC로 변환되며 상기 그리드에 접속된다. 본 방법의 예상되는 이점은 PV 모듈들의 직렬 접속된 스트링의 높은 DC 전압이 전력 변환에 있어서 더 높은 효율성을 허용한다는 점이다. 다른 이점은 시스템의 제어 및 모니터링도 집중된다는 것이다.

또한 다수의 인버터들이 다수의 PV 모듈들로부터 요구되는 AC 전력을 생성하는데 이용되는 분산형 인버터들의 범주가 존재한다. 극단적인 경우, 하나의 인버터가 할당되어 전력을 하나의 PV 모듈로부터 변환한다. 상기 인버터가 PV 모듈에 장착되다면, PV 모듈 및 인버터를 포함하는 어셈블리가 AC 모듈로서 지칭된다. AC 모듈들은 집중형 인버터로써 이용되는 다수의 DC 접속 PV 모듈들에 대해 전형적으로 보여지는 직렬 접속과 대조적으로 일반적으로 병렬로 접속된다.

AC 모듈들의 이점들은 다양하다. 먼저, PV 모듈의 인버터가 장애가 생기면, 모든 다른 모듈들이 여전히 이들의 총 전력 용량을 제공하여 PV 시스템에 의해 생성되는 총 전력에 대한 영향을 최소화하는 결과를 가져온다. 둘 째로, 하나의 PV 모듈로 하여금 감소된 전류로 동작하게 하는 다른 수단 또는 쉐이딩의 효과들이 다 른 모듈들의 동작에 영향을 미치지 않는다. 집중형 시스템에서, 직렬 접속은 최저 출력 전류를 갖는 PV 모듈이, 전형적인 조건들 하에서 대략 10 내지 30 퍼센트의 전체 전력 손실을 가져오는 조명 조건들에 관계없이, PV 모듈들의 전체 스트링을 이 전류로 제한함을 의미한다. 셋 째로, AC 모듈의 인버터는 그 관련된 PV 모듈의 전력 출력을 측정할 수 있으며, 통신 수단을 통해, 이 데이터를 외부 장치들에 보고할 수 있다. 집중형 인버터 시스템들은 추가적인, 상대적으로 비싼, 개별 PV 모듈들의 성능을 모니터링할 수 있는 각 PV 모듈에 장착되는 센싱 및 통신 시스템을 요구한다. 다른 이점들은 종래 기술에서 문서화되었다.

AC 모듈들의 개발 및 마케팅에서의 이전 시도들은 거의 또는 전혀 성공하지 못하였다. 주된 이유는 판매량이 너무 낮아서 어떠한 종류의 규모의 경제도 이룰 수 없었다는 것이다. 관련된 인버터들에서 이용되는 컴포넌트들은 규격품이었으며, 많은 경우들에 있어서 상기 애플리케이션에 최적이 아니었다. 인버터 수명은 이러한 컴포넌트들 중 다수, 특히 에너지 저장에 이용되는 전해(electrolytic) 커패시터들에 의해 제한되었다. 인버터들에서 이용되는 기존 규격 컴포넌트들의 신뢰성 수준들이 5 내지 10 년 사이로 이들의 수명을 제한하였다.

그러므로, 최소의 컴포넌트들을 이용하고, 제한된-신뢰성의 컴포넌트들을 이용하지 않으며 대규모 생산에 최적화된 회로가 요구된다. 그러한 장치는 동시에 규모의 경제를 실현하여 PV 모듈들을 통한 태양 전력의 신속한 채택을 지원하고 다른 구조적 전기 전력 시스템들과 일관된 시간 주기 동안의 동작에 머무를 수 있다.

본 발명에 따르면, PV 모듈-장착 AC 인버터 회로는 하나 이상의 집적 회로들, 스위치들로서 구성되는 몇개의 전력 트랜지스터들, 필터링 및 에너지 저장을 위한 몇개의 고체-유전(solid-dielectric) 커패시터들, 전력 변환을 위한 몇개의 인덕터들 및 동작하는 상기 소자들을 지원하는 부속 컴포넌트들을 이용한다.

상기 집적 회로는 인버터를 동작시키는데 필요한 모든 모니터링, 제어 및 통신 회로를 포함하도록 개발된다. 특히, 이는 입력 부스트(boost) 컨버터 및 단일-위상(single-phase) 또는 다-위상(multi-phase) 출력 벅 컨버터(buck converter) 모두에서 펄스-폭 변조 전력 핸들링 트랜지스터의 동작을 제어한다. 고 전압 버스는 상기 두 개의 컨버터들을 접속시키며 전하 저장(charge storage) 커패시터들을 보유하여 상기 부스트 컨버터의 고 전압 출력을 유지한다. 또한 상기 집적 회로는 상기 인버터의 모든 전력 프로세싱 전압들과 전류들을 모니터링하고 적절한 동작을 취하여 인버터에서의 전력 소실을 제한하고, 관련된 PV 모듈로부터의 가용 전력을 최대화하며 그리드 상태들이 보장한다면 인버터 출력을 셧 다운(shut down)시킬 수 있다. 상기 집적 회로는 신호들에 대한 AC 와이어링을 모니터링하고 AC 전력을 발생시키는데 이용되는 동일한 펄스-폭 변조 시스템을 통해 통신 신호들을 발생시킴으로써 전력선 통신을 구현한다. 인버터 및 PV 모듈 상태 정보, 로컬 식별 코드(local identification code)를 보고하고 그리고 인버터 동작의 원격 제어를 허용하는데 통신이 이용된다.

단일-인덕터, 접지된-입력, 바이폴라-출력 부스트 컨버터가 PV 모듈의 상대적으로 낮은 전압을 출력 벅 컨버터를 구동하는데 적절한 높은 전압으로 변환하는데 이용된다. 부스트 컨버터는 인버터 시스템 설계의 최적화를 허용하는 두 개의 동작 모드들을 갖는다.

또한 두 개의 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터들을 병렬 접속시키는 방법이 이용되어 인덕터들, 트랜지스터 스위치들 및 단일 부스트 컨버터의 다이오드들의 전류 요구들을 감소시키면서 단일 부스트 컨버터에 대해서와 동일한 출력 전력을 유지할 수 있다. 상기 두 개의 컨버터들은 어느 인덕터도 동시에 방전되지 않도록 직교 위상(quadarture phase)으로 동작한다. 본 접속의 추가적인 이점은 리플(ripple) 필터링 커패시터 값, 크기 및 비용의 감소를 허용하는 부스트 컨버터 입력들 및 출력들에서 존재하는 리플 주파수의 증가이다. 더 많은 부스트 컨버터들이 병렬로 접속되어 추가적인 전체적 개선을 가져올 수 있다.

전력 트랜지스터들에 대한 펄스-폭 변조 구동(drive)을 발생시키는데 있어서 델타-시그마 변조를 활용하는 방법이 제시된다. 저 클록 주파수 및 적절한 저 타이밍 분해능(resolution)을 이용한 표준 디지털 펄스-폭 변조기가 이용된다. 그리고 나서 델타-시그마 변조기가 펄스마다 단일 클록 사이클씩 펄스 폭을 높거나 낮게 디더링(dither)하는데 이용된다. 델타-시그마 변조의 스펙트럼 쉐이핑(spectral shaping)은 펄스-폭 변조(PWM) 시스템의 저 주파 분해능을 개선시켜 훨씬 높은 에버리징(average)된 등가 펄스-폭 분해능(용이하게 수백만 배까지 개선됨)이 PWM 클록 또는 PWM 출력 주파수를 증가시키지 않고 가능하다.

인덕터 전압 및 타이밍 신호들을 활용하는 입력 부스트 컨버터에 대한 입력 및 출력 전류 측정 방법이 제시된다. 인덕터 전압이 측정되고 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)를 통해 대응하는 디지털 값으로 변환된다. 단일-인덕터 부스트 컨버터 스위치 펄스 폭들이 상기 인덕터 전압과 곱해지고, 완전한 인덕터 스위칭 사이클 주기에 걸쳐 에버리징되며 기지의 인덕턴스로 나누어져 입력 전류를 계산한다. 상기 스위치들이 디스에이블되는 시간이 인덕터 전압과 곱해지고, 완전한 인덕터 스위칭 사이클 주기에 걸쳐 에버리징되며 기지의 인덕턴스로 나누어져 출력 전류를 계산한다.

인덕터 전압을 활용한 출력 벅 컨버터에 대한 출력 전류 측정 방법이 제시된다. 인덕터 전압이 측정되고 ADC를 통해 대응하는 디지털 값으로 변환된다. 상기 디지털 값이 저역-통과 디지털 필터를 통해 전달되어 전력선 주파수에서의 정확한 전류 진폭 및 위상 측정을 허용하는데 충분히 빠르게 단-기(short-term) 평균을 추출한다. 그 결과적인 디지털 값이 기지의 인덕터 DC 저항으로 나누어져 인버터의 AC 출력에서의 전류의 값을 결정한다. 이 프로세스는 다-위상 출력 인버터의 각 출력 위상에 대해 수행된다.

동일한 참조 번호들이 동일한 구성요소들을 지시하는 첨부된 도면들에서 본 발명이 예시로서 제시되는 것이며 한정으로서 제시되는 것은 아니다:

도 1은 부스트 컨버터, 고 전압 DC 버스, 전하 저장, 벅 컨버터, 모니터링 시스템 및 제어 시스템을 포함하는 종래 기술 PV 인버터의 블록도이다;

도 2는 부스트 컨버터, 고 전압 DC 버스, 전하 저장, 벅 컨버터와, 모니터링 시스템, 제어 시스템 및 통신 시스템을 포함하는 집적 회로를 포함하는 본 발명 PV 인버터의 블록도이다;

도 3은 본원 발명 PV 인버터 집적 회로의 블록도이다;

도 4는 본원 발명 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터의 개략도이다;

도 5는 2-사이클 모드에서 동작하는 단일 인덕터를 이용한 본원 발명 바이폴라-출력 부스트 컨버터에서 발생하는 신호들의 타이밍 시퀀스를 나타내는 타이밍도이다;

도 6은 단일-사이클 모드에서 동작하는 단일 인덕터를 이용한 본원 발명 바이폴라-출력 부스트 컨버터에서 발생하는 신호들의 타이밍 시퀀스를 나타내는 타이밍도이다;

도 7은 본원발명 탠덤(tandem) 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터의 개략도이다;

도 8은 단일-사이클 모드에서 동작하는 단일 인덕터를 이용한 본원 발명 탠덤 바이폴라-출력 부스트 컨버터에서 발생하는 신호들의 타이밍 시퀀스를 나타내는 타이밍도이다;

도 9는 본원 발명 부스트 컨버터 인덕터 전류 간접 측정 시스템의 개략도이다;

도 10은 종래 기술 다-위상 출력 벅 컨버터의 개략도이다;

도 11은 본원 발명 벅 컨버터 인덕터 전류 측정 시스템의 개략도이다;

도 12는 종래 기술 디지털 펄스-폭 변조기의 블록도이다; 그리고

도 13은 펄스 폭의 정밀 분해능 조정을 시뮬레이션하기 위해 시그마-델타 변 조를 활용하는 펄스-폭 변조기의 블록도이다.

이제 도 1을 참조하면, 종래 기술에 따른 PV 모듈-장착 인버터 블록도(101)는 PV 모듈로부터 직류 전력을 수신하기 위한 DC 입력(104)을 포함한다. 전류는 DC 입력(104)으로부터 더 높은 전압으로 부스트 컨버터(105)에 의해 변환되어 고 전압 DC 버스(107)를 구동한다. 발생되는 전압은 전하 저장 커패시터들(106)에 의해 고 전압 DC 버스(107) 상에 유지된다. 고 전압은 벅 컨버터(108)에 의해 AC 출력(109)으로 변환된다. AC 신호는 주파수 및 위상에 있어서 AC 출력(109)에서 제공되는 AC 로드(load) 신호에 호환가능(compatible)하다. 모니터링 시스템(102)은 DC 입력(104)에서의 관련 입력 전압 및 전류, 고 전압 DC 버스(107)에서의 전압 및 AC 출력(109)에서의 출력 전압 및 전류를 검출한다. 상기 검출된 신호들은 모니터링 제어 시스템(103)에 의한 프로세싱을 위해 시스템(102)에 의해 적절한 포맷으로 변환된다. 제어 시스템(103)은 적절한 신호들을 발생시켜 부스트 컨버터(105) 및 벅 컨버터(108)를 동작시키고 제어한다. 모니터링 시스템(102)의 제 1 능력은 요구되는 DC 입력(104) 전압을 결정하여 관련된 PV 모듈로부터 최대 전력을 추출하는 것이다. 모니터링 시스템(102)의 제 2 능력은 AC 출력(109)에서의 신호의 전압과 주파수를 검출하여 AC 출력 전압 및 주파수가 상기 인버터에 대한 동작의 미리 결정된 제한들 내인지를 결정하는 것이다. 상기 제한들을 초과한다면, 벅 컨버터(108)는 제어 시스템에 의해 불능화(disable)된다. 모니터링 시스템의 제 3 능력은 AC 출력 전압의 위상을 AC 출력(109)에서의 AC 출력 전류와 비교하는 것이다. 상기 위상은 전력이 실질적으로 단일(unity)에 가까운 역률(power factor)을 갖는 AC 출력(109)을 벗어나 흐르게 하도록 유지되어야 한다. 제어 시스템(103)의 제 1 능력은 타이밍 신호들을 발생시켜 부스트 컨버터(105)로 하여금 저 DC 입력(104) 전압을 고 전압 DC 버스(107)에서의 고 전압으로 변환시키게 하는 것이다. 제어 시스템(103)의 제 2 능력은 타이밍 신호들을 발생시켜 벅 컨버터(108)로 하여금 고 전압 DC 버스(107)에서의 고 전압을 AC 출력(109)에서의 AC 출력 전류로 변환하게 하는 것이다. 종래 기술 PV 패널-장착 인버터(101)는 데이터를 어떠한 다른 시스템에도 직접 보고하지 않는다. 종래 기술 PV 모듈-장착 인버터(101)는 200 내지 1000 개의 표준 컴포넌트들을 이용하여 그 기능을 수행한다. 많은 수의 컴포넌트들은 인버터의 수납을 위한 큰 면적을 필요로 하며 장치의 신뢰성과 최대 수명을 현저히 감소시킨다.

이제 도 2를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 PV 모듈-장착 인버터 블록도(201)는 입력(202) 및 DC 입력(202) 전압을 고 전압 DC 버스(205)에서의 고 전압으로 변환하는 부스트 컨버터(203)를 포함한다. 상기 전압은 전하 저장(204)에 의해 유지되어 로딩(loading)의 영향을 최소화한다. 벅 컨버터(206)는 고 전압을 AC 출력(207)에서의 전류로 변환한다. 집적 회로(210)는 모니터링 시스템(211), 통신 시스템(212) 및 제어 시스템(213)을 포함한다. 모니터링 시스템(211)은 DC 입력(202)에서의 전압과 전류, 고 전압 DC 버스(205)에서의 전압 및 AC 출력(207)에서의 전압과 전류를 검출한다. 상기 검출된 신호들은 모니터링 시스템(211)에 의해 제어 시스템(213)에 의한 프로세싱을 위한 적절한 포맷으로 변환된다. 제어 시스템(213)은 적절한 신호들을 발생시켜 부스트 컨버터(203)와 벅 컨버터(206)를 동작시키고 제어한다. 모니터링 시스템(211)의 제 1 기능은 요구되는 DC 입력(202) 전압을 결정하여 관련된 PV 모듈로부터 최대 전력을 추출하는 것이다. 모니터링 시스템(211)의 제 2 기능은 AC 출력(207)에서의 신호의 전압과 주파수를 검출하여 AC 출력 전압 및 주파수가 상기 인버터에 대한 미리 결정된 동작의 제한들 내인지를 결정하는 것이다. 상기 제한들을 초과한다면, 벅 컨버터(206)는 제어 시스템에 의해 불능화된다. 모니터링 시스템의 제 3 기능은 AC 출력 전압의 위상을 AC 출력(207)에서의 AC 출력 전류와 비교하는 것이다. 상기 위상은 전력이 실질적으로 단일(unity)에 가까운 역률을 갖는 AC 출력(207)으로부터 흘러나오게 하도록 유지되어야 한다. 모니터링 시스템의 제 4 기능은 인버터가 PV 모듈 또는 AC 그리드에 단절(disconnect) 또는 접속되었는지를 결정하는 것이다. 단절이 발생한다면, 모니터링 시스템은 단자 신호들에서의 급격한 변화를 검출하고 신호를 제어 시스템에 전송하여 인버터를 셧 다운시켜 단절 동안의 접촉 아크(arcing)를 최소화한다. 접속의 애플리케이션들 동안, 모니터링 시스템은 인버터로 하여금 상기 인버터에 대한 접속들의 애플리케이션 동안 임의의 아크(arc)들을 제거하도록 하여주기에 앞서 최소 시간 주기 동안에 모든 접속들이 안전한 상태로 적절한 동작을 위한 조건들이 충족될 것을 확립시킨다. 이 능력은 "핫-스왑(hot-swap)"이라고 지칭되며 인버터의 설치 또는 교체에 있어서의 어려움을 최소화한다. 제어 시스템(213)의 제 1 기능은 타이밍 신호들을 발생시켜 부스트 컨버터(203)로 하여금 저 DC 입력(202) 전압을 고 전압 DC 버스(205)에서의 고 전압으로 변환하게 하는 것이다. 제어 시스템(213)의 제 2 능력은 타이밍 신호들을 발생시켜 벅 컨버터(206)로 하여금 고 전압 DC 버스(205)에서의 고 전압을 AC 출력(207)에서의 AC 출력 전류로 변환하게 하는 것이다. 통신 시스템(212)은 전력선 통신을 활용하여 AC 출력(207)을 통해 PV 패널-장착 인버터(201)와의 외부 통신을 위한 수단을 제공한다. 인버터(201)로 전송될 데이터는 외부 통신 장치에 의해 AC 로드 전압 상의 캐리어 신호를 통해 인코딩되어 AC 출력(207)에 나타난다. 모니터링 시스템(211)은 이 신호를 검출하고 이를 아날로그 신호로부터 통신 시스템(212)에 의한 프로세싱에 적절한 디지털 신호로 변환한다. 통신 시스템(212)은 시스템에서의 각 인버터에 고유한 로컬 주소를 유지하고 본 컨버터(201)에 대한 메시지의 존재를 검출한다. 상기 메시지 주소가 로컬 주소와 부합하지 않는다면, 통신 시스템(212)에 의해 어떠한 동작도 취해지지 않는다. 상기 메시지 주소가 로컬 주소와 부합한다면, 통신 시스템(212)은 메시지 내용에 따라 제어 동작을 결정한다. 제어 동작들은, 인버터를 인에이블(enable) 또는 불능화(disable)시키는 것, 출력 전압, 전류 또는 전력과 같은 인버터 성능 파라미터들을 조정하는 것, 최대 전력-점 추적 동작 모드들을 변경하는 것 및 인버터(201) 테스트 기능들을 개시하는 것을 포함할 수 있지만, 이제 한정되는 것은 아니다. 인버터(201)에 의해 외부 장치들로 전송될 데이터는 통신 시스템(212)에 의해 AC 출력(207)에 인가될 캐리어 신호 상으로 인코딩된다. 상기 캐리어는 인버터(201)에서 생성될 수 있거나 또는 AC 출력(207)에 도달하는 외부적으로 생성된 캐리어를 로드 변조(load modulate)할 수 있다. 통신 시스템(212)은 상기 인코딩된 데이터를 제어 시스템(213)으로 전송하여 벅 컨버터(206)로 하여금 변조된 캐리어 신호를 발생시키거나 또는 AC 출력(207)에서의 외부 캐리어 신호를 로드 변조시키게 하는 펄스들을 발생시킨다. 이 방식으로, 벅 컨버터(206)가 AC 출력(207)에서의 캐리어 통신 신호들 및 AC 라인 전력의 발생 모두에 이용된다. 따라서 본 발명 PV 모듈-장착 인버터(201)는 AC 출력(207)을 통한 외부 장치들과의 전력선 통신을 지원하며, 인버터(201)와의 외부 통신을 지원하기 위한, 독립적 유선 또는 무선 주파수와 같은, 추가적인 통신 매체에 대한 일반적 요구사항들을 제거한다. 모니터링 시스템(211), 통신 시스템(212) 및 제어 시스템(213)의 집적 회로(210)로의 취합은 20 내지 80개의 컴포넌트들의 본 발명 PV 모듈-장착 인버터(201)에 대한 총 컴포넌트 계수로 귀결된다. 이는 종래 기술 PV 모듈-장착 인버터(101)에 대한 것보다 현저히 적으며 본 발명 PV 모듈-장착 인버터(201) 비용에 있어서의 현저한 감소와 신뢰도에 있어서의 엄청난 개선을 가져온다. 커스텀 집적 회로(210)가 일반적인 규격품 상용 집적 회로들에 대한 10년의 수명을 초과하는 25년의 수명을 달성하도록 설계될 수 있기 때문에 신뢰도가 훨씬 개선된다. 또한 집적 회로(210)는 부스트 컨버터(203) 및 벅 컨버터(206)의 능동 및 수동 소자들을 포함할 수도 있다. 또한 집적 회로(210)는 다수의 집적 회로들로서 구현될 수도 있다. 전하 저장(204)은 보통 커패시터로서 구현되지만, 인덕터를 활용하고 DC 버스(205)를 현재의 동작 모드로 변경함으로써 플럭스 스토리지(flux storage)로서 구현될 수도 있다. 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 부스트 컨버터, 전하 저장 및 벅 컨버터의 기능들을 회로 조작들을 통해 결합할 수도 있다. 모니터링 시스템 입력들은 전압들, 전류들, 회로 전압들을 나타내는 전압들, 및 전류들 또는 회로 전압들과 전류들을 나타내는 전류들일 수 있다. 인버터에서의 다양한 신호들은 아날로그, 샘플링된 아날로그 또는 디지털 신호들로서 구현될 수 있다. 디지털 신호들은 병렬 워드 형태(parallel word form) 또는 직렬 비트-스트림 형태(serial bit-stream form)로 구현될 수 있다.

이제 도 3을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 PV 모듈-장착 인버터 집적 회로 블록도(301)는 DC 입력 및 내부 모니터 입력들(302); 파워 서플라이 및 조정기(regulator)(303); 파형 생성기, 싱크(sync) 및 진폭 검출(304); 전류 및 전압 센서들과 ADC(305); 전력 트랜지스터 구동 출력들(306); 트랜지스터 제어 펄스 생성기, 레벨 시프터 및 델타-시그마 변조기(307); 에러 분석기 및 루프 안정화(308); 통신 인터페이스(309); 제어기(310); 식별(ID) 코드 스토어(311) 및 AC 출력과 AC 모니터 입력들(312)을 포함한다. 파워 서플라이 및 조정기(303)는 AC 출력(312)에 도달하는 그리드 전압을 DC 전압으로 변환하여 집적 회로(301) 블록들, 부스트 컨버터(203) 트랜지스터 제어들 및 벅 컨버터(206) 트랜지스터 제어들 모두를 정류 및 필터링을 통해 바이어싱(bias)한다. 파워 서플라이 및 조정기(303)로부터 활용되는 총 전력은 집적 회로(301)로의 포함을 허용하도록 매우 작다. 전류 및 전압 센서들과 ADC(305)는 DC 입력과 내부 모니터 입력들(302) 및 출력과 AD 모니터 입력들(312)에 나타나는 모든 입력 전압들을 검출하여 이들을 ADC를 통해 대응하는 디지털 코드로 변환한다. 이 코드는 다른 블록들로 전송되어 인버터(201)의 제어를 위한 동작 조건들을 설정하고 전력선 통신을 통해 동작 조건들을 보고한다. 파형 생성기, 싱크 및 진폭 검출(304)은 AC 모니터 입력(312)을 조사하여 AC 그리드 전압의 주파수, 위상 및 진폭을 결정한다. 이는 AC 모니터 입력(312)에 나타나는 것 만큼 많은 위상들을 갖는 AC 그리드 전압으로 동기화되는 디지털적으로-인코딩된 사인 파를 발생시킨다. 에러 분석기 및 루프 안정화(308)는 파형 생성기(304)에 의해 생성된 상기 사인 파를 AC 모니터 입력들(312) 및 전류 센서(305)를 통해 측정되는 AC 출력 전류와 비교하여 에러 피드백 신호를 발생시킨다. 상기 에러 피드백 신호는 동적인, 적분기(integrator)를 포함하는 재구성가능한 피드백 루프 안정화 필터를 통해 전달되며 펄스 생성기(307)에 피딩(feed)된다. 트랜지스터 제어 펄스 생성기, 레벨 시프터 및 델타-시그마 변조기(307)는 상기 필터링된 디지털 에러 신호 워드를 펄스 파형으로 변환한다. 상기 펄스 파형은 단순한 디지털적으로 생성된 PWM 신호, 델타-시그마 변조된 고정 펄스-폭 신호 또는 상기 단순한 디지털적으로 생성된 PWM 신호 단독인 것보다 더 정밀한 분해능을 달성하기 위한 델타-시그마 디더링(dithering)을 이용한 PWM 신호일 수 있다. 생성된 펄스는 내부 집적 회로 로직의 저 전압 논리 신호들을 부스트 컨버터(203) 및 벅 컨버터(206) 전력 프로세싱 트랜지스터 제어 입력들을 구동하는데 적절한 고 전압 신호들로 변환하는 레벨 시프터에 피딩된다. 상기 레벨 시프터는 구동 전압 또는 전류를 전력 프로세싱 트랜지스터들로 제한하여 이러한 장치들에 대한 손상을 방지한다. 제어기(310)는 집적 회로(301) 및 인버터(201)의 동작을 관리한다. 제어기(310)는 연속적으로 센서들 및 ADC(305) 출력들을 모니터링하여 DC 입력(302)에서의 DC PV 모듈 전력의 상태, 그리드 전압 및 AC 출력(312)에서의 그리드로의 전류를 결정한다. 상기 그리드 전압 진폭 및 주파수가 허용되는 인버터 동작 범위를 벗어난다면, 제어기는 상기 출력을 불능화시켜 그리드 아일랜딩(islanding) 상태를 회피하게 한다. 그리드 전압이 허용되는 진폭 및 주파수 규정치들에 속하면, 제어기는 통신 인터페이스(309)를 체크하여 인버터 활동에 적용될 임의의 통신 조건들이 존재하는지를 결정한다. 통신 채널이 가용하고 인버터가 인에이블되도록 명령하는 신호가 전송된다면, 제어기(310)는 펄스 생성기(306) 및 에러 분석기와 루프 안정화(308)의 동작을 시작할 것이다. 그렇지 않으면, 이러한 회로들은 불능화되고 AC 출력 전류는 인버터로부터 흐르지 않는다. 제어 및 상태 정보의 통신은 통신 인터페이스(309)를 통해 라우팅된다. 제어기(310)는 상기 통신 인터페이스로부터 커맨드들을 수신하고 커맨드들을 상기 통신 인터페이스(309)로 전송하여 전력선 통신을 통해 외부 회로들과 상호작용한다. 인버터로의 커맨드들은, 인버터를 인에이블 또는 불능화시키는 것과 인버터 데이터에 대한 요청들 또는 인버터 자체-시험의 개시를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 인버터로부터의 데이터는 모든 가용 입력 및 출력 전류와 전압 정보, 자체-시험 결과들 및 인버터 식별 코드 번호를 포함할 것이지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 인버터 식별 코드 번호는 ID 코드 스토어(ID Code Store)(311)에 저장된다. 이는 통신 및 추적의 목적을 위해 인버터를 고유하게 식별하는 큰 디지털 번호이다. 상기 식별 코드는 외부 통신 장치에 대한 주소로서 통신 동안 이용되어 커맨드들 및 응답들에 대해 인버터를 특정하게 선택한다. 또한 상기 식별 코드는 제조, 배포 및 설치 동안 장치를 추적하는데 이용되어 재고 결정, 보안, 장애 분석 및 다른 관련 목적들에 있어서 보조한다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 집적 회로(301)에 대한 기능들을 다수의 집적 회로들로 또는 집적 회로들과 이산 컴포넌트들의 조합으로서 구현할 수 있다. 제어기(310)는 당해 기술분야에 공지된 상태 머신들, 마이크로프로세서 또는 마이크로컨트롤러 기술들을 이용하여 구현될 수 있다. ID 코드 스토어(311)는 퓨즈들, 인쇄 회로 레이아웃 소자들, 프로그래머블 읽기-전용 메모리, 플래시 메모리, 강유전성 메모리, 퓨즈 메모리 또는 비-휘발성 전자 데이터 스토리지의 분야에서 존재하는 데이터 저장의 다른 그러한 수단을 이용하여 구현될 수 있다.

이제 도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른, 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터(401)는 DC 입력(402), 입력 스위치(PWMI)(403), 입력 스위치 전류(ISW)(412), 접지 스위치(PWMG)(404), 음 출력 다이오드(404), 음 출력 다이오드 전류(413), 음 출력 DC 전압(405), 음 출력 커패시터(407), 인덕터(406), 양 출력 다이오드(409), 양 출력 다이오드 전류(414), 양 출력 DC 전압(410), 양 출력 커패시터(411), 인덕터 전류(IL)(412) 및 접지 단자(413)를 포함한다. 스위치들(403 및 408)은 타이밍 시퀀스에서 닫혀(close) 접지(413)로 참조되는 양 입력 전압(402)으로부터 동시적인 양(410) 및 음(405) 출력 전압을 발생시키는 두 방법들 중 하나를 구현한다. PWMI(403) 및 PWMG(408) 모두를 닫는 것은 전류(IL)로 하여금 인덕터(406)에서 흐르게 한다. 전류는 인덕터(406) 충전 사이클 동안 선형 기울기로 상승한다. 전류가 최대치까지 상승하도록 한 후, 스위치들(403 또는 408) 중 하나는 개방된다. PWMG(408)를 개방하는 것은 인덕터 전류(IL)로 하여금 다이 오드(409)로 그리고 커패시터(411)로 흘러가게 한다. 커패시트 전압은 접지(413)에 대한 양의 방향으로 충전된다. 대신 스위치(PWMI)(403)가 개방되면, 인덕터 전류(406)는 다이오드(404)를 통해 커패시터(407)로부터 흐를 것이다. 커패시터 전압은 접지(413)에 대해 음의 방향으로 충전된다. 제 1 동작 모드에서, 양 및 음 전류들의 생성은 출력(410)에서의 양 전압의 결과를 가져오도록 인덕터(406)를 충전하고 이를 커패시터(411)로 방전시킴으로써 수행된다. 그리고 나서 인덕터(406)가 스위치들(403 및 408) 모두를 닫음으로써 다시 충전되며 이는 커패시터(407)로 방전되어 출력(405)에서의 음 전압의 결과를 가져온다. 인덕터(406)의 두 개의 충전 및 방전 사이클들의 전체 시퀀스가 반복되어 부스트 컨버터로부터 연속적인 양(410) 및 음(405) 출력 전압의 결과를 가져온다. 따라서 본 제 1 모드는 동작의 2-사이클 모드로 지칭된다. 동작의 제 2 및 선호되는 모드에서, 인덕터(406)는 스위치들(403 및 408) 모두를 닫음으로써 충전된다. 그리고 나서 스위치(PWMI)(403)가 개방되어 커패시터(407)로부터의 다이오드(404)에서의 전류를 가져온다. 짧은 시간 후, 스위치(PWMG)(408)가 개방되고 전류는 이제 다이오드(404) 및 다이오드(409) 모두에서 흐른다. 양 전압은 출력(410)을 그리고 음 전압은 출력(405)을 가져온다. 이 시퀀스가 반복되어 부스트 컨버터로부터의 연속적인 양(410) 및 음(405) 출력 전압을 가져온다. 인덕터(406)가 단 한 번 충전 및 방전되어 양 및 음 출력 전압들을 동시에 생성하기 때문에, 본 제 2 모드는 동작의 단일-사이클 모드로 지칭된다. 부스트 컨버터(401)로의 대안적인 입력 접속들이 음 입력 전압을 활용하여 단일 인덕터 컨버터의 결과를 가져오도록 스위치(PWMG)(408)를 음 입력 소스에 그리고 스위치(PWMI)(403)를 접지(413)에 접속시킴으로써 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 구현될 수 있다. 제 1 다이오드(404) 및 제 2 다이오드(409)는 스위치들로써 교체되어 양(410) 및 음(405) 모두에 대해 동기식 정류(synchronous rectification)를 구현할 수 있다. 스위치들 및 다이오드 전류들의 상대적 타이밍은 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 조정되어 부스트 컨버터(401)의 기본 동작을 변경하지 않고 전체 시스템 효율성을 최적화시킬 수 있다.

이제 도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 2-사이클 모드(501)에서 동작하는 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터의 타이밍도는 신호들 PWMI(502), PWMG(503), 스위치 전류(ISW)(504), 인덕터 전류(IL(505), 양 출력 다이오드 전류(IDP)(506), 음 출력 다이오드 전류(IDN)(507), 양 DC 출력 전압 +VDC(508) 및 음 DC 출력 전압 -VDC(509)에 대한 파형들을 포함한다. 신호들 및 이들의 관계들에 대한 기재는 도 4에 대한 2-사이클 모드 기재에서 주어진다. 타이밍 도(501)는 하나의 가능한 결과를 도시하며 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상대적인 타이밍 및 신호 레벨 스케일들이 기본적인 회로 동작에서의 변경없이 큰 범위에 걸쳐 조정될 수 있음을 알 것이다. 부스트 컨버터(401)의 인덕터(406)는 트레이스(505)에 의해 도시되는 바와 같이 연속 모드에서 동작할 수 있다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 부스트 컨버터(401)의 인덕터(406)가 문헌에서 정의되는 바와 같이 비연속 모드에서 동작할 수도 있음을 알 것이다.

이제 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 단일-사이클 모드(601)에서 동작하는 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터의 타이밍도는 신호들 PWMI(602), PWMG(603), 스위치 전류 ISW(604), 인덕터 전류 IL(605), 양 출력 다이오드 전류 IDP(606), 음 출력 다이오드 전류 IDN(607), 양 DC 출력 전압 +VDC(608) 및 음 DC 출력 전압 -VDC(609)에 대한 파형들을 포함한다. 신호들 및 이들의 관계들에 대한 기재는 도 4에 대한 단일-사이클 모드 기재에서 주어진다. 타이밍 도(601)는 하나의 가능한 결과를 도시하며 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상대적인 타이밍 및 신호 레벨 스케일들이 기본적인 회로 동작에서의 변경없이 큰 범위에 걸쳐 조정될 수 있음을 알 것이다. 부스트 컨버터(401)의 인덕터(406)는 트레이스(605)에 의해 도시되는 바와 같이 연속 모드에서 동작할 수 있다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 부스트 컨버터(401)의 인덕터(406)가 문헌에서 정의되는 바와 같이 비연속 모드에서 동작할 수도 있음을 알 것이다.

이제 도 7을 참조하면, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 탠덤 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터(701)는 DC 입력(702), 제 1 입력 스위치(PWMI)(703), 제 1 입력 스위치 전류(ISW1)(730), 제 1 접지 스위치(PWMG1)(708), 제 1 음 출력 다이오드(704), 제 1 음 출력 다이오드 전류(IDN1)(731), 음 출력 DC 전압(705), 음 출력 커패시터(707), 인덕터(706), 제 1 양 출력 다이오드(709), 제 1 양 출력 다이오드 전류(732), 양 출력 DC 전압(710), 양 출력 커패시터(711), 제 2 입력 스위치(PWMI2)(723), 제 2 입력 스위치 전류(ISW2)(733), 제 2 접지 스위 치(PWMG2)(728), 제 2 음 출력 다이오드(724), 제 2 음 출력 다이오드 전류(IDN2)(734), 제 2 양 출력 다이오드(729), 제 2 양 출력 다이오드 전류(735) 및 접지 단자(713)를 포함한다. 컴포넌트들(702, 703, 704, 705, 706, 707, 708, 709, 710 및 711)은 제 1 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터를 포함한다. 컴포넌트들(723, 724, 705, 726, 707, 728, 729, 710 및 711)은 제 2 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터를 포함한다. 컴포넌트들(702, 705, 707, 710 및 711)은 두 개의 컨버터들 간에 공유된다. 선호되는 동작 모드는 각 컨버터가 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터에 대해 기재된 바와 같이 단일-사이클 모드에서 동작하는 것이다. 그러나, 제 2 컨버터의 스위치들의 타이밍이 제 1에 비해 단일-사이클 PWM 주기의 절반만큼 지연되어 인덕터들(706 및 726)이 상이한 시간들에서 충전 및 방전되는 결과를 가져온다. 이 모드의 이점은 양 출력 전압 +VDC(705 또는 814) 및 음 출력 전압 -VDC(710 또는 815)에 대한 도 8의 플롯들에서 명백하다. 출력에서 더 높은 리플 주파수가 존재하며, 이는 두 개의 출력들에서 존재하는 리플 전압을 필터링하는데 요구되는 커패시터의 크기를 감소시킨다. 컴포넌트 전류 성능에서의 현저한 감소도 이뤄진다. 탄뎀 부스트 컨버터(701)의 각각의 트랜지스터 스위치, 다이오드 및 인덕터가 이제 등가의 비-탠덤(non-tandem), 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터(401)에서 발생할 절-반(one-half) 전류를 반송(carry)한다. 따라서 덜 비싼 컴포넌트들의 더 큰 범위가 탠덤 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터(701)를 구현하는데 이용될 수 있다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 도 7에 도시된 탠덤 부스트 컨버터 스 테이지들 의 개수(2)가 요구되는 바에 따라 4나 8로, 또는 복수의 컨버터 스테이지들 이상으로도 증가될 수 있음을 알 것이다. 각각은 도 7에 도시된 바와 같이 DC 입력 단자, 음 DC 출력 단자, 및 양 DC 출력 단자에 커플링된다. 탠덤 부스트 컨버터(701)에 대한 대안적인 입력 접속들이 음 입력 전압을 활용하는 단일 인덕터 컨버터가 되도록 스위치들 PWMG1(708) 및 PWMG2(728)를 음 입력 소스에 그리고 스위치들 PWMI1(703) 및 PWMI2(728)을 접지(713)에 접속시킴으로써 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 구현될 수 있다. 제 1 다이오드(704), 제 2 다이오드(709), 제 3 다이오드(724) 및 제 4 다이오드(729)는 스위치들로써 교체되어 양(710) 및 음(705) 출력들 모두에 대해 동기식 정류를 구현할 수 있다. 스위치들 및 다이오드 전류들의 상대적 타이밍이 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 조정되어 탠덤 부스트 컨버터(701)의 기본 동작을 변경하지 않고 전체 시스템 효율성을 최적화시킬 수 있다.

이제 도 8을 참조하면, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 2-사이클 모드(501)에서 동작하는 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터의 타이밍도는 신호들 PWMI1(802), PWMG1(803), 제 1 스위치 전류 ISW1(804), 제 1 인덕터 전류 IL1(805), 제 1 양 출력 다이오드 전류 IDP1(806), 제 1 음 출력 다이오드 전류 IDN1(807), 신호들 PWMI1(808), PWMG1(809), 제 2 스위치 전류 ISW1(810), 제 2 인덕터 전류 IL1(811), 제 2 양 출력 다이오드 전류 IDP1(812), 제 2 음 출력 다이오드 전류 IDN1(813), 양 DC 출력 전압 +VDC(814) 및 음 DC 출력 전압 -VDC(815)에 대한 파형들을 포함한다. 신호들 및 이들의 관계들에 대한 기재는 도 7에 대한 기 재에서 주어진다. 타이밍도(801)는 하나의 가능한 결과를 도시하며 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상대적인 타이밍 및 신호 레벨 스케일들이 기본적인 회로 동작에서의 변경없이 큰 범위에 걸쳐 조정될 수 있음을 알 것이다. 부스트 컨버터(701)의 제 1 인덕터(706) 및 제 2 인덕터(726)는 트레이스(805)에 의해 도시되는 바와 같이 연속 모드에서 동작할 수 있다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 부스트 컨버터(701)의 제 1 인덕터(706) 및 제 2 인덕터(726)가 문헌에서 정의되는 바와 같이 비연속 모드에서 동작할 수도 있음을 알 것이다.

이제 도 9를 참조하면, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 부스트 컨버터 인덕터 전류 간접 측정 시스템(901)은 모두가 단일-인덕터, 바이폴라 부스트 컨버터(940)를 형성하는 DC 입력(902), 입력 스위치 PWMI(903), 접지 스위치 PWMG(909), 음 출력 다이오드(905), 음 출력 DC 전압(906), 음 출력 커패시터(908), 인덕터(907), 양 출력 다이오드(911), 양 출력 DC 전압(912), 양 출력 커패시터(913), 인덕터 전류 IL(914), 인덕터 양 전압 VLP(904), 인덕터 음 전압 VLN(910) 및 접지 단자(915), 및 ADC(920), ADC 출력(921), 디지털 계산 프로세스(922), 스위치 제어 입력 PWMI(932), 스위치 제어 입력 PWMG(933), 계산된 인덕터 입력 전류(930) 및 계산된 인덕터 출력 전류(931)를 포함한다. 단일-인덕터, 바이폴라 부스트 컨버터(940)는 이전에 기재된 바와 같이 단일-사이클 또는 2-사이클로 동작한다. ADC(920)는 VLP(904) 및 VLN(910)에서의 전압들을 측정하고 차감하여 그 결과를 ADC 출력(921)에서의 디지털 코드로 변환한다. 상기 코드는 ADC 데이터 변환 시에 인덕터(907)에 걸친 전압을 나타낸다. 신호 PWMI(932)는 스위치 PWMI(903)가 닫힐 때 활성이다. 신호 PWMG(933)는 스위치 PWMG(909)가 닫힐 때 활성이다. 디지털 계산 프로세스(922)는 PWMI(932) 및 PWMG(933) 모두가 인덕터(907)의 충전 시간으로서 동시에 활성인 시간을 측정한다. 그리고 나서 계산 프로세스(922)는 상기 충전 시간 동안 ADC(920)에 의해 측정된 평균 전압을 검출한다. 계산 프로세스(922)는 상기 측정된 인덕터 전압을 충전 시간과 곱하고 인덕터(907)의 기지의 값으로 나눈다. 이 계산의 결과는 인덕터(907)를 통한 최대 전류 IL(914)이다. 상기 전류가 톱니 파형이기 때문에, 평균 전류는 피크 인덕터 전류 IL(914)를 2의 인수(factor)로 나누고 하나의 사이클에 대한 충전 시간 및 미-충전 시간의 총계에 의해 나누어지는 충전 시간과 곱함으로써 계산된다. 그 결과는 인덕터 입력 전류(930)이다. 인덕터가 하나의 동작 사이클 동안 충전중이 아닌 시간이 비-충전 시간이다. 그리고 나서 계산 프로세스(922)는 비-충전 시간 동안 ADC(920)에 의해 측정되는 평균 전압을 검출한다. 계산 프로세스(922)는 상기 측정된 인덕터 전압을 비-충전 시간과 곱하고 인덕터(907)의 알려진 값으로 나눈다. 이 계산의 결과는 인덕터(907)를 통한 최대 전류 IL(914)이다. 상기 전류가 톱니 파형이기 때문에, 평균 전류는 2의 인수로 피크 인덕터 전류 IL(914)를 나누고 하나의 사이클에 대한 충전 시간 및 비-충전 시간의 총계에 의해 나누어지는 비-충전 시간과 곱함으로써 계산된다. 그 결과는 인덕터 출력 전류(931)이다. ADC 및 디지털 계산 프로세스가 구현될 수 있는 많은 방법들이 존재한다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 ADC(920) 및 디지털 계산 프로세스(922)에 대해 정의도는 프로ㅔ싱의 일부 또는 전부가 아날로그 신호들, 샘플링된 아날로그 신호들 또는 디지털 신호들 및 이들의 임의의 조합을 통해 구현될 수 있음을 알 것이다. ADC 출력 신호(921)는 병렬 디지털 워드 디지털 비트-스트림 또는 샘플링된 아날로그 전압들이나 전류들의 시리즈일 수 있다.

이제 도 10을 참조하면, 종래 기술에 따른, 다-상(multi-phase) 출력 벅 컨버터(1001)는 양 DC 고 전압 입력(1002), 음 DC 고 전압 입력(1003), 제 1 양 스위치(1010), 제 1 음 스위치(1011), 제 1 인덕터(1012), 제 1 커패시터(1014), 출력 L1(1013), 제 2 양 스위치(1020), 제 2 음 스위치(1021), 제 2 인덕터(1022), 제 2 커패시터(1024), 출력 L2(1023), 제 3 양 스위치(1030), 제 3 음 스위치(1031), 제 3 인ㄷ거터(1032), 제 3 커패시터(1034) 및 출력 L3(1033)를 포함한다. 양 DC 고 전압 입력(1002), 음 DC 고전압 입력(1003), 제 1 양 스위치(1010), 제 1 음 스위치(1011), 제 1 인덕터(1012), 제 1 커패시터(1014) 및 출력 L1(1013)은 종래 기술에 따른 단일 벅 컨버터를 포함한다. 나머지 두 개의 출력들 L2(1023) 및 L3(1033)에 관련된 회로는 종래 기술에 따른 2개의 유사한 벅 컨버터들이다. 상기 3개의 컨버터들은 L1(1013), L2(1023) 및 L3(1033) 상의 결과적인 파형들이 서로 간에 상이한 위상들이되는 스위치 타이밍으로써 동작한다. 인덕터들(1012, 1022 및 1032)과 커패시터들(1014, 1024 및 1034)은 스위치들(1010, 1011, 1020, 1021, 1030 및 1031)에 의해 생성되는 스위칭 파형들에 필터링을 수행하는데 이용된다. 상기 인덕터들에서의 전류들은 단-기(short-term) 평균, 또는 DC, 및 고 주파 효과들의 조합일 것이다.

이제 도 11을 참조하면, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 벅 컨버터 인덕터 전 류 측정 시스템(1101)은 양 DC 고 전압 입력(1102), 음 DC 고 전압 입력(1105), 양 스위치(1103), 음 스위치(1104), 인덕터(1107), 커패시터(1109), 출력(1108), 인덕터 입력 전압(1106), ADC(1120), ADC 출력(1121), 디지털 저역-통과 필터(1122) 및 측정된 단-기 평균 인덕터 전류 출력(1123)를 포함한다. 양 DC 고 전압 입력(1102), 음 DC 고 전압 입력(1105), 양 스위치(1103), 음 스위치(1104), 인덕터(1107), 커패시터(1109), 출력(1108), 및 인덕터 입력 전압(1106)은 다-상 출력 벅 컨버터의 일부로서 이용될 수 있는 단일 벅 컨버터 스테이지를 포함한다. ADC(1120)는 인덕터 입력(1106)과 출력(1108)에서 측정되는 전압들을 차감함으로써 인덕터(1107)에 걸친 전압을 연속적으로 측정한다. ADC는 인덕터(1107) 전압을 ADC 출력(1121)에서의 대응하는 디지털 신호로 변환한다. 디지털 저역-통과 필터(1122)는 고 주파수 스위칭 효과들을 제거하여 그 출력(1123)에서의 단-기 평균을 산출한다. 상기 출력은 인덕터(1107)에 걸친 단-기 평균 전압의 표현이다. 상기 출력은 인덕터(1107)의 기지의 DC 저항으로 나누어져 인덕터(1107)를 통한 전류를 계산한다. 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 ADC(1120) 및 디지털 계산 프로세스(1122)에 대해 정의되는 프로세싱의 일부 또는 전부가 아날로그 신호들, 샘플링된 아날로그 신호들 또는 디지털 신호들 및 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있음을 알 것이다. ADC 출력 신호(1121)는 병렬 디지털 워드 디지털 비트-스트림 또는 샘플링된 아날로그 전압들이나 전류들의 시리즈일 수 있다.

이제 도 12를 참조하면, 종래 기술에 따른, 디지털 펄스-폭 변조 생성기(1201)는 펄스 폭 데이터 입력(1202), 클록 입력(1203), 멀티-비트 카운 터(multi-bit counter)(1209), 카운터 출력(1204), 3개의 데이터 비교기들(1205, 1212 및 1218), 3개의 데이터 비교기 출력들(1206, 1213 및 1219), 두 개의 RS 플립-플롭들(1207 및 1214), 1(one)의 데이터 상수(constant)(1216), 1의 데이터 상수 출력(1217), 최대 카운트 상수(1210), 최대 카운트 출력(1211), PWM 출력(1208) 및 PWM 클록 출력(1215)을 포함한다. 멀티-비트 카운터(1209) 및 RS 플립-플롭들(1207 및 1214)이 리셋되었다고 가정하면, 시스템의 초기 상태는 카운터 출력(1204)이 영(zero)이고, PWM 출력(1208)이 어서트(assert)되며 PWM 클록 출력이 어서트된다. 클록 입력(1208)에서의 클록 펄스들의 연속적 스트림을 인가하는 것은 카운터 출력을 각 클록 펄스에서 일(one)의 값씩 증분시키는 결과를 가져온다. 이 프로세스는 데이터 비교기(1205)가 카운터 출력(1204)이 펄스 폭 데이터 입력(1202)과 같고 비교기 출력(1206)이 어서트되어 RS 플립-플롭(1207)의 리셋 및 PWM 출력(1208)의 대응하는 디-어서션(de-assertion)이 될 때까지 계속된다. 따라서 PWM 출력(1208)에서의 어서트된 펄스의 폭은 클록 입력(1203)에서의 신호의 주기와 곱해지는 펄스 폭 데이터 입력의 값에 의해 정의된다. 카운터(1209)는 비교기(1212)가 카운터 출력(1204)이 최대 카운트 상수 출력(1211) 상의 최대 카운트 값과 같고 비교기(1212) 출력(1213)을 어서트하여 카운터(1209)의 리셋 및 RS 플립-플롭들(1207 및 1214)의 세트(set)를 가져올 때까지 그 출력(1204)을 계속하여 증분시킨다. 이 점에서, PWM 출력(1208) 및 PWM 클록 출력(1215)이 어서트된다. 그리고 나서 카운팅 사이클이 반복된다. 카운터 출력(1204)이 상수 일(one) 출력(1217)을 통해 상수 일(1216)와 같아질 때마다, 비교기(1218)는 그 출력(1219)을 어서트하고 RS 플립-플롭(1214)을 리셋하여 PWM 클록 출력(1215)의 디-어서션의 결과를 가져온다. 따라서 PWM 클록 출력(1215)은 하나의 입력 클록 사이클에 대해 어서트된다. PWM 클록 출력(1215)은 핸드쉐이크(handshake) 신호로 이용되어 그 관련된 구동 회로로부터 펄스 폭 데이터(1202)의 갱신된 값을 요청한다. PWM 출력(1208) 및 PWM 클록 출력(1215) 모두의 총 주기는 최대 카운트 상수(1210) 곱하기 클록 입력(1203)에서의 신호의 주기와 같다. PWM 출력(1208) 펄스 폭은 영의 최소 어서션(assertion) 시간 및 PWM 출력(1208) 주기의 최대 어서션 시간을 갖는다. PWM 출력(1208)의 폭의 분해능(resolution)은 클록 입력(1203)에서의 신호의 주기로 제한된다. 실제 상황들에 있어서, 이 분해능은 저-왜곡 PWM 생성 파형들의 요구들을 충족시키기에 불충분하며 클록 입력(1203) 주파수, 최대 카운트 상수(1210) 값 및 비트들의 멀티-비트 카운터(1209) 수를 증가시켜 회로 치수들, 전력 소모 및 전체 정확도 요구사항들에 있어서의 증가를 가져옴으로써만 개선될 수 있다. 디지털 회로를 이용한 본질적으로 동일한 입력 및 출력 단자 특성들을 갖는 종래 기술에서의 디지털 펄스-폭 변조기를 구현하는 많은 다른 방법들이 존재한다.

이제 도 13을 참조하면, 본 발명에 따른, 델타-시그마 펄스-폭 변조기(1301)는 펄스 폭 비정밀(coarse) 데이터 입력(1302), 펄스 폭 정밀(fine) 데이터 입력(1307), 디지털 합산기(1303), 디지털 합산기 출력(1304), 디지털 델타-시그마 변조기(1308), 디지털 델타-시그마 변조기 출력(1309), 디지털 펄스-폭 변조기(1305), 클록 입력(1310) 및 PWM 출력(1306)을 포함한다. 디지털 PWM 생성기(1305)는 종래 기술에 대해 기재된 바와 같이 동작한다. 디지털 델타-시므가 변조기(1308)는 많은 형태들을 취할 수 있으며 종래 기술에서 완전히 기술되었다. 펄스 폭 비정밀 데이터(1302)가 합산기(1303)에서 델타-시그마 변조기 출력(1309)에 가산되어 합산기 출력(1304)을 산출한다. 합산기 출력(1304)은 디지털 PWM 생성기(1305)로의 펄스 폭 데이터 입력이며 PWM 출력(1306)에서의 결과적인 펄스 폭을 정의한다. 펄스 폭 정밀 데이터 입력(1307)은 전체 델타-시그마 펄스-폭 변조기(1301)에 대한 정밀 분해능(resolution) 세팅의 멀티-비트 표현이다. 펄스 폭 정밀 데이터 입력(1307)은 델타-시그마 변조기(1308)를 구동하여 각각의 PWM 클록(1311) 사이클 상에서 그 출력(1309)으로 하여금 양의 일(+1) 또는 음의 일(-1)이 되게 한다. 이는 결과적인 PWM 출력(1306) 펄스가 펄스 폭 비정밀 데이터 입력(1302)에서의 값에 대해 하나의 입력 클록(1310) 사이클만큼 증분 또는 감소되도록 디지털 PWM 생성기 데이터 입력(1304)이 일(one)만큼 증분 또는 감소되는 결과가 된다. 델타-시그마 변조기 출력(1309)은 평균 출력이 관련된 상태 값으로 곱해지는 각 상태에서의 횟수(number of times)로서 계산되고, 함께 가산되며 조사된 PWM 클록(1311) 사이클의 총 개수로 나누어지는 펄스 밀도(density) 변조를 이용하여 인코딩된다. 또한 상기 인코딩은 델타-시그마 변조의 공지된 특성인, 델타-시그마 변조기 출력(1309)의 고 주파수 디더링(dithering)을 통해 저-주파수 분해능을 개선하는 스펙트럼 쉐이핑(spectral shaping)의 특성을 갖는다. 본 도면에 도시되는 PWM 생성의 방법을 적용하는 결과는 더 높은 주파수 클록 입력(1310)을 디지털 PWM 생성기(1305)에 적용하거나 PWM 클록(1311) 출력 주파수를 증가시키지 않고 PWM 출력 분해능에서의 상당한 대응하는 개선을 달성한다는 점이다. 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 문헌에서 정의되는 바와 같이 델타-시그마 변조기(1308)의 많은 가능한 구현들이 존재함을 알 것이다. 또한 펄스 폭 정밀 데이터는 아날로그 전압 또는 전류 신호로서 정의되어 델타-시그마 변조기(1308)가 아날로그-대-디지털 변환을 수행하도록 구현될 수 있다. 변조기(1301)를 이용한 델타-시그마 펄스에 의해 정의되는 전체 프로세스는 아날로그 신호들, 샘플링된 아날로그 신호들, 디지털 신호들 또는 아날로그 신호들의 조합들, 샘플링된 아날로그 신호들과 디지털 신호들을 이용하여 구현될 수 있다. 펄스 폭 비정밀 데이터 입력(1302) 및 펄스 폭 정밀 데이터 입력(1307)이 결합되어 단일 펄스 폭 입력을 형성할 수 있다. 또한 델타-시그마 변조기는 다른 변조기 타입들로 교체되어 다른 스펙트럼 쉐이핑 및 분해능 조정 기능들을 구현할 수 있다. 합산기(1303)는 아날로그 가산기로서 구현될 수 있으며 델타-시그마 변조기(1308)의 일부로서 구현될 수 있다. 신호(1309)는 델타-시그마 변조기(1038) 구현의 타입에 따라 셋 이상의 상태들을 포함할 수 있다.

바람직한 실시예에서 본 발명의 원리를 기재 및 제시하였으며, 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그러한 원리들을 벗어나지 않고 배치 및 세부사항에서 수정될 수 있음을 인지할 것이다. 바람직한 방법 및 회로가 도시되었을지라도, 바람직한 방법 및 회로의 정확한 세부사항들은 특정 애플리케이션에 대해 필요한 경우 요구되는 바에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어, 기재된 집적 회로를 구분하는 것은 전력 소모 및 비용을 감소시키기 위해 도시된 기능들을 포함 또는 배제시킬 수 있다. 다양한 회로 블록들의 내부 또는 다양한 회로 블록들 간 의 모든 시그널링은 아날로그, 샘플링된 아날로그 또는 디지털 영역들에서 구현될 수 있다. 입력 부스트 컨버터, 전하 저장 및 출력 벅 컨버터가 회로 감소 기술들에 의해 단일 기능으로 결합될 수 있다. 그러므로 우리는 다음의 청구항들의 사상 및 범위에 속하는 모든 수정들과 변형들을 청구한다.

Claims

광전(photovoltaic) 모듈에서 이용하기 위한 인버터로서:

DC 입력을 수신하기 위한 DC 입력 단자(terminal);

DC 입력으로부터 생성되는 AC 출력을 제공하기 위한 AC 출력 단자; 및

상기 AC 출력 단자에서 상기 AC 출력의 AC 전압 상의 캐리어 신호를 통해 정보를 수신 및 전송하기 위한 통신 시스템을 포함하고,

상기 AC 출력 단자를 통해서 상기 정보를 전송하기 위한 통신 신호들이 펄스폭-변조(PWM) 시스템을 이용하여 생성되는,

인버터.
제 1 항에 있어서,

상기 인버터는:

상기 DC 입력 단자 및 상기 AC 출력 단자 상에서 적어도 전압을 모니터링하기 위한 모니터링 시스템;

상기 DC 입력 단자와 상기 AC 출력 단자 사이에 커플링(couple)되는 전력 섹션; 및

상기 모니터링 시스템과 상기 전력 섹션 사이에 커플링되는 제어 시스템을 더 포함하는, 인버터.
제 2 항에 있어서,

상기 전력 섹션에 커플링되는 전하 저장 엘리먼트를 더 포함하는, 인버터.
제 2 항에 있어서,

상기 통신 시스템, 상기 모니터링 시스템, 및 상기 제어 시스템은 하나 이상의 집적 회로들에서 구현되는, 인버터.
제 4 항에 있어서,

상기 하나 이상의 집적 회로들은 상기 전력 섹션으로부터의 적어도 하나의 능동 또는 수동 컴포넌트를 포함하는, 인버터.
제 2 항에 있어서,

상기 전력 섹션은 부스트 컨버터(boost converter)를 포함하는, 인버터.
제 6 항에 있어서,

상기 부스트 컨버터에서의 인덕터 단자 전압들을 측정하고, 상기 단자들의 전압들을 프로세싱하고, 그리고 상기 프로세싱된 단자 전압들을 미리 결정된 인덕턴스 값으로 나눔으로써 인덕터 전류를 계산하기 위한 회로를 더 포함하는, 인버터.
제 2 항에 있어서,

상기 전력 섹션은 벅 컨버터(buck converter)를 포함하는, 인버터.
제 8 항에 있어서,

상기 벅 컨버터에서의 인덕터 단자 전압들을 측정하고, 상기 단자 전압들을 프로세싱하고, 그리고 상기 프로세싱된 단자 전압들을 미리 결정된 인덕터 DC 저항 값으로 나눔으로써 인덕터 전류를 계산하기 위한 회로를 더 포함하는, 인버터.
제 2 항에 있어서,

상기 전력 섹션은 델타-시그마(delta-sigma) 변조 회로를 더 포함하는, 인버터.
제 10 항에 있어서,

상기 전력 섹션은 PWM 생성기(generator) 회로를 더 포함하는, 인버터.
제 1 항에 있어서,

핫-스왑(hot-swap) 능력(capability)을 더 포함하는, 인버터.
제 12 항에 있어서,

상기 핫-스왑 능력은 상기 단자들 중 적어도 하나의 단자에서의 단절(disconnect) 상태(condition)들을 검출하고 그리고 상기 적어도 하나의 단자로의 전류들을 셧 다운(shut down)시키기 위한 회로를 포함하는, 인버터.
제 12 항에 있어서,

상기 핫-스왑 능력은 상기 단자들 중 적어도 하나의 단자로의 전류들을 인에이블(enable)시키기 전에 접속성(connectivity)을 위해 상기 적어도 하나의 단자를 시험하기 위한 회로를 포함하는, 인버터.
제 1 항에 있어서,

단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터를 더 포함하고,

상기 단일-인덕터, 바이폴라-출력 부스트 컨버터는,

부스트 컨버터 DC 입력 단자;

음(negative) DC 출력 단자;

양(positive) DC 출력 단자;

제 1 노드 및 제 2 노드를 갖는 단일 인덕터;

상기 부스트 컨버터 DC 입력 단자와 상기 인덕터의 제 1 노드 사이에 커플링되는 제 1 스위치;

접지(ground)와 상기 인덕터의 제 2 노드 사이에 커플링되는 제 2 스위치;

상기 음 DC 출력 단자에 커플링되는 양극(anode) 및 상기 인덕터의 제 1 노드에 커플링되는 음극(cathode)을 갖는 제 1 다이오드;

상기 인덕터의 제 2 노드에 커플링되는 양극 및 상기 양 DC 출력 단자에 커플링되는 음극을 갖는 제 2 다이오드;

상기 음 DC 출력 단자에 커플링되는 제 1 커패시터; 및

상기 양 DC 출력 단자에 커플링되는 제 2 커패시터를 포함하는,

인버터.
제 15 항에 있어서,

단일-사이클(single-cycle) 동작 모드를 더 포함하는, 인버터.
제 15 항에 있어서,

2-사이클(two-cycle) 동작 모드를 더 포함하는, 인버터.
제 1 항에 있어서,

탠덤(tandem) 바이폴라-출력 부스트 컨버터를 더 포함하고,

상기 탠덤(tandem) 바이폴라-출력 부스트 컨버터는,

부스트 컨버터 DC 입력 단자;

음 DC 출력 단자;

양 DC 출력 단자;

상기 부스트 컨버터 DC 입력 단자와 접지 사이에 스위칭되는 단일 인덕터, 상기 음 DC 출력 단자에 커플링되는 제 1 출력, 및 상기 양 DC 출력 단자에 커플링되는 제 2 출력을 갖는 제 1 부스트 컨버터;

상기 부스트 컨버터 DC 입력 단자와 접지 사이에 스위칭되는 단일 인덕터, 상기 음 DC 출력 단자에 커플링되는 제 1 출력, 및 상기 양 DC 출력 단자에 커플링되는 제 2 출력을 갖는 제 2 부스트 컨버터;

상기 음 DC 출력 단자에 커플링되는 제 1 커패시터; 및

상기 양 DC 출력 단자에 커플링되는 제 2 커패시터를 포함하는,

인버터.
제 18 항에 있어서,

단일-사이클 동작 모드를 더 포함하는,

인버터.
제 18 항에 있어서,

복수의 부스트 컨버터들을 더 포함하는,

인버터.
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