KR101565693B1

KR101565693B1 - 동기 모터를 위한 최적화 제어

Info

Publication number: KR101565693B1
Application number: KR1020140056806A
Authority: KR
Inventors: 텡 키옹 갠; 춘 키트 콕; 아르노 라벤스타인; 타오 자오
Original assignee: 인피니언 테크놀로지스 아게
Priority date: 2013-05-12
Filing date: 2014-05-12
Publication date: 2015-11-03
Also published as: JP5869040B2; US20160359442A1; US20140333241A1; US9660564B2; JP2014239637A; CN104682811B; CN104682811A; KR20140133782A; US9966889B2

Abstract

장치 및 기술의 대표적인 구현은 3상 AC 모터의 최적화 제어를 제공한다. 필드 지향 제어(field oriented control(FOC)) 장치는 모터의 전력 효율을 고속 제어 응답으로 모터 속도의 전체 범위에 걸쳐 개선하기 위해 최적화 구성요소 및 기술을 사용한다.

Description

동기 모터를 위한 최적화 제어{OPTIMIZED CONTROL FOR SYNCHRONOUS MOTORS}

영구 자석 동기 모터(Permanent Magnet Synchronous Motors(PMSM))는 다른 모터와 비교하여 그것의 더 큰 신뢰성 및 더 작은 크기로 인해 소비자 및 산업 모터 응용에서 채택이 증가되고 있다. 높은 효율과 낮은 진동 및 음향 잡음을 달성하기 위해, 필드 지향 제어(field oriented control(FOC)) 방식은 팬, 펌프, 압축기, 기어 모터 등에 대한 소비자 및 산업 PMSM 제어에서 점점 더 사용되고 있다.

높은 동적 부하(예를 들어, 전기 추진을 위한 모터, 압축기 등)에 대해, 고속이고 정확한 FOC 제어 루프는 최대 효율을 유지하도록 모터 전류 및 전압을 제어하는데 사용될 수 있다. 다른 한편, 기존 FOC 방식은 종종 임계 제어 루프에서 복소 변환을 가지며, 이는 기존 FOC 방식을 부정확하게 하고 상대적으로 느리게 할 수 있다.

효율을 최소 비용으로 더 개선하기 위해, 점점 더 많은 제어 기능(예를 들어, 다수의 모터의 디지털 전력 변환, 디지털 역률 보상(Power Factor Correction(PFC)), FOC 제어 등)은 종종 보다 소수의 마이크로컨트롤러에 의해 다루어진다. 새로운 마이크로컨트롤러는 또한 몹시 극심한 시장 경쟁에서 뛰어나기 위해 점점 더 많은 특징 및 주변 장치(예를 들어, 인간 기계 인터페이스, 통신 등)를 포함한다. 그러나, 기존 FOC 제어 전략은 복잡하고 프로세서 집중적일 수 있어, 마이크로컨트롤러에 과중한 부담을 주는 경향이 있고 마이크로컨트롤러 전력이 복소 시스템 기능에 효율적으로 할당되는 것을 방해하고, 마이크로컨트롤러 잠재력 및 특징의 전체 사용을 저해한다.

센서리스(sensorless) FOC에 대한 기존 회전자 위치 및 속도 추정기는 플럭스 추정기, PLL 추정기, 슬라이딩 모드 관측기(Sliding-Mode Observer(SMO)) 등을 포함한다. 이러한 모두는 모터 고정자 저항(R)에 민감할 수 있고, 변동 고정자 저항(주로 온도 변화로 인한)은 추정된 회전자 위치 및 속도에 대한 예측 불가능한 에러를 야기시킬 수 있어, 제어가 특히 느린 모터 속도에서 불안정해진다. 더욱이, 센서리스 FOC에서 부정확한 위치 및 속도 정보의 경우, 고정자 플럭스 및 회전자 플럭스는 반드시 서로 수직일 수 있는 것은 아니고 따라서 에너지 효율은 항상 최대화되지 않을 수 있다. 일부 기술은 센서리스 PMSM 드라이브 내의 온라인 고정자 저항 재추정 / 추적 / 재교정 및 고정자 저항 적응과 같은 고정자 저항 변화를 보상하기 위해 제안되었지만, 그것은 복잡하고 프로세서 시간을 포함하는 더 많은 자원을 소비할 수 있다.

상세한 설명이 첨부 도면을 참조하여 설명된다. 도면에서, 참조 번호의 가장 좌측 숫자(들)는 참조 번호가 처음에 나타나는 도면을 식별한다. 상이한 도면에서 동일한 참조 번호의 사용은 유사 또는 동일한 항목을 표시한다.
이 논의를 위해, 도면에 예시된 장치 및 시스템은 다수의 구성요소를 갖는 것으로 도시된다. 장치 및/또는 시스템의 다양한 구현은 본 명세서에 설명된 바와 같이 보다 적은 구성요소를 포함하고 본 개시의 범위 내에 유지될 수 있다. 대안으로, 장치 및/또는 시스템의 다른 구현은 추가 구성요소, 또는 설명된 구성요소의 다양한 조합을 포함하고, 본 개시의 범위 내에 유지될 수 있다.
도 1은 회전자 위치 및/또는 속도를 결정하기 위해 위치 센서를 사용하는 예시적 필드 지향 제어(field oriented control(FOC)) 장치의 블록도이며, 여기에 본 명세서에 개시되는 기술 및 장치가 일 구현에 따라 적용될 수 있다.
도 2는 회전자 위치 및/또는 속도를 결정하기 위해 위치 추정기를 사용하는 다른 예시적 FOC 장치의 블록도이며, 여기에 본 명세서에 개시되는 기술 및 장치가 일 구현에 따라 적용될 수 있다.
도 3은 일부(dq 및 Od 좌표계)는 3상 전기 모터의 이동 회전자에 고정되고, 다른 것(uvw, αβ, 및 Ou)이 정지(또는 모터 고정자에 고정)되는 상이한 예시적 좌표계를 도시하는 예시 세트, 및 동일한 것의 회전 공간 벡터를 포함하는 벡터 표현이다.
도 4는 영구 자석 동기 모터(Permanent Magnet Synchronous Motors(PMSM))의 전기 서브시스템의 등가 회로, 및 그것의 하나의 벡터 표현(페이저도)을 예시한다.
도 5는 도 4의 등가 회로 모델의 2개의 부가 페이저도를 포함한다.
도 6은 원하는 위치로부터 각도 편차(도의 편차 및 라디안의 편차의 사인)의 그래프이다.
도 7은 일 구현에 따른 모터 컨트롤러의 히스테리시스에 대한 예시적 도표의 블록도이다.
도 8은 일 구현에 따른 예시적 PI 컨트롤러의 블록도이다.
도 9 및 도 10은 다양한 구현에 기초하여, 상이한 전류 감지 기술로 도시된 3상 2레벨 전압원 인버터의 블록도 세트를 포함한다.
도 11은 일 구현에 따른 예시적 공간 벡터 변조기(space vector modulator(SVM))의 공간 벡터도 및 기준 벡터 근사이다.
도 12는 일 구현에 따른 역 파크 변환(Inverse Park Transform)을 갖지 않는 예시적 최적화 센서 방식(sensored) FOC 장치의 블록도이다.
도 13은 일 구현에 따른 역 파크 변환을 갖지 않는 예시적 최적화 센서리스 FOC 장치의 블록도이다.
도 14는 다른 구현에 따른 역 파크 변환 및 클라크 변환(Clarke Transform)을 갖지 않는 대체 예시적 최적화 센서 방식 FOC 장치의 블록도이다.
도 15는 다른 구현에 따른 고속 전류 제어 루프에서 역 파크 변환을 갖지 않는 대체 예시적 최적화 센서리스 FOC 장치의 블록도이다.
도 16은 일 구현에 따른 파크 변환 및 역 파크 변환을 갖지 않는 예시적 최적화 센서 방식 FOC 장치의 블록도이다.
도 17은 일 구현에 따른 파크 변환 및 역 파크 변환을 갖지 않는 예시적 최적화 센서리스 FOC 장치의 블록도이다.
도 18은 다른 구현에 따른 파크 변환 및 역 파크 변환을 갖지 않는 대체 예시적 최적화 센서 방식 FOC 장치의 블록도이다.
도 19는 추가 구현에 따른 파크 변환 및 역 파크 변환을 갖지 않는 추가 대체 예시적 최적화 센서 방식 FOC 장치의 블록도이다.
도 20 및 도 21은 다른 구현에 따른 파크 변환 및 역 파크 변환을 갖지 않는 최적화 센서 방식 및 센서리스 FOC 장치의 대체 예의 블록도이다. 예시적 FOC 장치 각각의 일부만이 명확성을 위해 도시된다.
도 22는 일 구현에 따른 PLL 관측기 구성요소를 갖는 예시적 최적화 센서리스 FOC 장치의 블록도이다.
도 23 및 도 24는 구현에 따른 도 22의 FOC 장치와 사용될 수 있는 2개의 예시적 PLL 관측기를 예시한다.
도 25는 다른 구현에 따른 PLL 관측기 구성요소를 갖는 다른 예시적 최적화 센서리스 FOC 장치의 블록도이다.
도 26 및 도 27은 구현에 따른 도 25 및 도 22 각각의 FOC 장치와 사용될 수 있는 2개의 예시적 PLL 관측기를 예시한다.
도 28 및 도 29는 구현에 따른 예시적 최대 효율 추적(maximum efficiency tracking(MET)) 제어 전략의 블록도이다.
도 30 및 도 31은 다른 구현에 따른 대체 예시적 최대 효율 추적(maximum efficiency tracking(MET)) 제어 전략의 블록도이다.

개요

최적화 기술로서, 필드 지향 제어(field oriented control(FOC))(즉, 벡터 제어)는 전력 효율을 고속 제어 응답으로 전체 범위의 모터 속도에 걸쳐 개선하기 위해, 3상 교류(alternate current(AC)) 전기 모터를 위한 가변 속도 제어 방법이다.

3상 AC 모터의 최적화 제어를 제공하는 구조, 구성요소, 및 기술의 다양한 구현이 본 개시에서 논의된다. 구조, 구성요소, 및 기술은 도면에 예시된 예시적 3상 영구 자석 동기 모터(Permanent Magnet Synchronous Motors(PMSM)) 장치 및 제어 시스템을 참조하여 논의된다. 그러나, 이것은 제한적이도록 의도되지 않고, 논의의 용이성 및 예시적 편리를 위한 것이다. 논의되는 기술 및 장치는 많은 다양한 모터 설계, 제어 구조체 등(예를 들어, 단상 및 3상 가변 주파수 드라이브, 디지털 위상 변환기, 3상 및 단상 모터, 유도 모터, 재생 드라이브 등)에 적용되고, 본 개시의 범위 내에 유지될 수 있다.

구현은 복수의 예를 사용하여 아래에 더 상세히 설명된다. 다양한 구현 및 예가 여기서 그리고 아래에 논의되지만, 추가 구현 및 예는 개별 구현 및 예의 특징 및 요소를 결합함으로써 가능할 수 있다.

도 1 및 도 2는 예시적 필드 지향 제어(field oriented control(FOC)) 구조 장치(100)의 블록도이며, 본 명세서에 설명되는 기술 및 장치가 적용될 수 있다. 기준 속도(예를 들어, 모터(102)에 대한 원하는 회전 속도)는 입력측에서 수신되고, 펄스 폭 변조(pulse-width modulated(PWM)) 모터 전압 출력 신호(예를 들어, 3상)는 모터(102)에 출력된다. 도 1에 도시된 예시적 FOC 장치(100)는 위치 계산(106) 및 속도 계산(108) 모듈을 통해 회전자 위치 및/또는 속도를 결정하기 위해 위치 센서(104)를 사용하는 센서 방식 버전이다. 도 2에 도시된 예시적 FOC 장치(100)는 속도 계산 모듈(108)을 통해 회전자 위치 및/또는 속도를 결정하기 위해 위치 추정기(202)를 사용하는 센서리스 버전이다.

일 예에서, FOC 구조 장치(100)는 고속 응답을 갖도록 소망되는 제어 루프에서의 복소 데카르트 기준 프레임 변환(예를 들어, 파크 변환(110) 및 역 파크 변환(112))에 의해 3개의 위상 신호를 2개의 회전자 고정 신호로 (예를 들어, d,q 좌표계에서) 변환하고 그 역도 또한 마찬가지이다. 이러한 기준 프레임 변환은 계산 집중적일 수 있고 또한 추가 계산 에러를 도입할 수 있어, 바람직하지 않은 저속 전류 제어 루프를 야기하고 동적 모터 부하에 불충분한 응답을 야기한다. 이것은 단일 마이크로컨트롤러에 의해 점점 더 많은 복합 시스템 기능(예를 들어, 디지털 역률 보상, 다수의 FOC 모터 제어, 디지털 전력 변환 등)을 취급하는 것을 어렵게 할 수 있다.

통상, 도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이, FOC 구조 장치(100)는 전류 계산 스테이지(115)로부터 출력되는 3상 전류(Iu, Iv, 및/또는 Iw)(ADC(analog-to-digital converter)(116)에 의해 측정되는 바와 같이; ADC 변환은 PWM 유닛(118) 등에 의해 트리거링될 수 있음)를 Iα 및 Iβ(정상 상태에서의 정현파 신호인)로서 정지 α-β 기준 프레임으로 변환하기 위해 클라크 변환(114)을 사용한다. 파크 변환(112)은 Iα 및 Iβ를 각각 Id 및 Iq으로 다른 회전자 좌표계 d-q로 변환하기 위해 사용된다. Id 및 Iq는 FOC(100) 제어 루프의 피드백 신호이고 정상 상태에서 거의 상수이다.

PI 컨트롤러(130, 120, 및 122)는 제어 가능 모터 속도, 토크 및 에어 갭 플럭스를 달성하기 위해 개별적으로 속도 및 전류 제어에 사용된다. 일반적으로, 플럭스 발생 성분(Id)은 0으로 제어된다. 또한 모터(102)의 동작 속도 범위를 확장하기 위해 Id를 음의 값으로 제어(즉, 플럭스 약화 제어)하는 것이 가능하다. 속도 PI 컨트롤러(130) 출력은 토크 발생 성분(Iq)에 대한 기준 전류이다. PI 컨트롤러(120, 122)는 모터(102)의 원하는 회전 속도에 대해 모터(102) 위상이 d-q 기준 프레임에서 가져야 하는 전압(Vd 및 Vq)을 출력한다. Vd 및 Vq는 또한 정상 상태에서 거의 상수이다.

다양한 예에서, 역 파크 변환(112)은 전압(Vd 및 Vq)을 정상 상태에서의 정현파 신호인 Vα 및 Vβ로서 정지 α-β기준 프레임으로 변환하기 위해 사용된다. 전압 벡터(Vα, Vβ)의 진폭 및 각도는 공간 벡터 변조(space vector modulation(SVM)) 변조기(124)에 대한 기준 전압이며, 이는 PWM 유닛(118)를 제어하며, 3상 2레벨 전압 인버터(126)로부터 3상 정현파 파형 출력을 생성하고, 모터(102) 위상을 구동하기 위해 사용된다.

일부 경우에, 직교-극 변환(128)은 마이크로컨트롤러가 직교-극 변환 계산을 수행하는 것이 요구되지 않으면 무시될 수 있다. 그 경우에, 전압(Vα 및 Vβ)은 SVM 변조기(124)에 직접 송신될 수 있다. 원한다면, 인버터(126) DC 링크 전압(VDC)(종종 전압 분할기가 사용됨)의 ADC(116) 값은 또한 SVM(124) 계산을 위해 정기적으로 획득될 수 있다. 상술된 제어 루프는 요구된 모터(102) 제어를 실현하기 위해 그것 자체를 반복한다.

회전자 위치(

) 및 속도(ω)는 도 1에 도시된 바와 같은 센서 방식 FOC 장치(100)에 대한 회전자 위치 센서(104)(인코더, 리졸버, 홀 센서 등과 같은), 또는 도 2에 도시된 바와 같은 센서리스 FOC 장치(100)에 대한 위치 추정기(202)로부터 획득될 수 있다. 회전자 위치 및 속도 계산 및 속도 PI 제어(130)는 모터의 기계적 시정수가 전형적으로 전기적 시정수보다 훨씬 더 크므로, 저속 제어 루프를 포함한다. 도 1 및 도 2에 도시된 다른 컴퓨팅 블록은 고속 전류 제어 루프를 포함하고 가능한 한 빠르게 계산되어야 한다.

도 2에 도시된 것과 같은 센서리스 FOC 구조 장치(100)는 팬, 펌프, 압축기 및 기어 모터와 같은 어떤 비용 민감 소비자 및 산업 모터 드라이브에 대한 센서 방식 버전보다 더 좋은 선택일 수 있다. 예를 들어, 센서리스 FOC 장치(100)는 종종 더 고사의 센서(들)(인코더, 자기 각도 센서, 홀 센서 등과 같은) 대신에 소프트웨어 회전자 위치 및 속도 추정기(202)를 사용한다. 자동차 솔루션 등에서, 센서리스 FOC 장치(100)는 예를 들어 센서 구동 FOC 장치(100)가 고장나면, 센서 방식 버전을 백업하기 위해 중복 시스템으로서 포함될 수 있다.

센서리스 FOC 장치(100)에 대한 일부 회전자 위치 및 속도 추정기(202)는 회전자 위치 및/또는 속도를 추정하기 위해 고정자 저항(R) 및 고정자 인덕턴스(L)와 같은 정확한 모터(102) 파라미터 정보를 사용하고, 따라서 R 및 L 변화에 민감하다. 그러나, 모터 고정자 저항(R)은 온도에 크게 의존할 수 있다. 예를 들어, 구리 및 알루미늄, 공통 모터 권선 재료의 저항은 온도가 20℃로부터 40℃로 상승하면 15% 이상 증가한다(구리 및 알루미늄의 저항 온도 계수는 20℃에서 약 +0.39%/℃임). 그러한 임의 저항 변화는 에러를 위치 및 속도 추정기(202)에 도입할 수 있고 제어 성능을 특히 저속에서 약화시킬 수 있다.

게다가, 일부 센서리스 FOC 장치(100)는 매우 복잡하고 종종 3개의 PI 컨트롤러를 사용할 수 있어, 지정된 모터에 의해 최상의 시스템 성능을 미세 조정하기 위해 부드러운 모터 시동을 달성하는 것이 어렵고 시간 소비적이게 한다. 센서리스 FOC에서 부정확한 위치 및 속도 정보의 경우, 고정자 플럭스 및 회전자 플럭스는 반드시 서로 수직일 수 있는 것은 아니고 따라서 에너지 효율은 항상 최대화되지 않을 수 있다.

개시된 FOC 제어 기술 및 구조는 최적화된 더 고속의 제어 루프, 및 감소된 CPU 시간 활용을 포함한다. 역 파크 변환(112) 없이, FOC 장치(100)는 고속 제어 루프를 최적화하고 가속시킬 수 있으며, 이는 높은 동적 부하(압축기, 전기 추진을 위한 모터와 같은)를 갖는 FOC 모터 제어에 도움을 줄 것이다. 그것은 또한 정교한 시스템에서의 다른 목적(예를 들어, 디지털 PFC, 다수의 FOC 모터 드라이브, HMI, 통신)을 위해 CPU 부하를 감소시키고 귀중한 CPU 시간을 절약하고, 따라서 마이크로컨트롤러의 잠재력 및 특징이 충분히 사용될 수 있다. 역으로, 최적화된 FOC에서 사용자는 동일한 품질의 FOC 모터 제어를 달성하기 위해 더 적은 계산력 및 더 낮은 비용을 갖는 마이크로컨트롤러를 선택할 수 있다.

다양한 구현에서, FOC 장치(100) 모듈 또는 구성요소(예를 들어, PI 컨트롤러(120, 122, 130), 변환(110, 112, 114, 128, 1302, 1402, 1802, 1902, 2102), 변조기(124), 계산(108, 115)) 중 하나 이상 뿐만 아니라, 다른 구성요소는 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 등으로, 또는 그것의 조합으로 구현될 수 있다.

더욱이, 개시된 기술의 일부는 다양한 컴퓨터 또는 워크스테이션 플랫폼 상에 사용될 수 있는 휴대용 소스 코드를 제공하는 객체 또는 객체 지향 소프트웨어 개발 환경을 사용하는 소프트웨어로 쉽게 구현될 수 있다. 대안으로, 개시된 기술 및/또는 장치는 표준 로직 회로 또는 VLSI 설계를 사용하는 하드웨어로 부분적으로 또는 전적으로 구현될 수 있다.

더욱이, 개시된 절차는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체(메모리 저장 장치와 같은) 상에 저장되며, 컨트롤러 및 메모리, 특수 목적 컴퓨터, 마이크로프로세서 등의 협력을 얻는 프로그램된 일반 목적 컴퓨터 상에 실행될 수 있는 소프트웨어로 쉽게 구현될 수 있다. 이러한 경우에, 설명된 구현의 장치 및 절차는 애플리트, JAVA® 또는 CGI 스트립트와 같은 개인용 컴퓨터 상에 내장되는 프로그램, 서버 또는 컴퓨터 워크스테이션 상에 상주하는 자원, 전용 통신 장치 또는 장치 구성요소 내에 내장되는 루틴 등으로 구현될 수 있다. 장치는 또한 장치 및/또는 절차를 테스트/모델링 장치의 하드웨어 및 소프트웨어 시스템과 같은 소프트웨어 및/또는 하드웨어 시스템으로 물리적으로 통합함으로써 구현될 수 있다.

FOC 장치에 대한 예시적 좌표계

다양한 구현에서, FOC 구조 장치(100)는 3상 단극 쌍 PMSM 모터에 대한 이하의 좌표계를 사용할 수 있다(게다가, 본 개시는 다극 쌍 모터 및 다른 타입의 모터에 동등하게 적용 가능할 수 있음). 좌표계 및 그 관계의 설명을 포함하는 좌표계의 개요는 아래에 주어진다.

본 문서 도처에서 모터(102)가 정의 방향(즉, 반시계 방향)으로 회전하므로, 각도 및 각 속도는 양수인 것으로 가정된다. 각도 및 각 속도의 부호는 부의 방향(즉, 시계 방향)으로 회전하는 모터(102)에 대해 변경될 수 있다.

도 3에 도시된 바와 같이, 좌표계는 모터의 고정자 및/또는 회전자에 참조될 수 있다. 예를 들어, d-q 직교 좌표계는 회전자에 고정되고 d-q 좌표계의 구성요소는 함께 회전한다. 직축(Od)은 회전자 영구 자석 남극(S)으로부터 북극(N)으로의 방향으로 지향된다. 다른 횡축(Oq)은 회전자 플럭스(예를 들어, 회전자)에 수직이다.

도 3(b)에 도시된 바와 같이, 모터 고정자 권선의 3상 120°분리된 정현파 전류(Iu, Iv, 및 Iw)는 3개의 비회전이지만 맥동 자계를 u, v, 및 w 방향 각각으로 발생시켜, 회전 자계(고정자 플럭스 공간 벡터)를 야기할 것이다. Iu, Iv, 및 Iw의 벡터 부가는 속도(ωi)에서 회전하는 전류 공간 벡터(

)(그 크기는 축소 또는 확대되지만 어떤 방향 변경도 갖지 않을 수 있음)를 제공한다.

정지 α-β 기준 프레임에서,

는 도 3에 도시된 바와 같이, 직교 좌표(Iα 및 Iβ)를 갖는다. 회전 고정자 플럭스 공간 벡터(

)는 도 3(c)에 도시된 바와 같이, 크기가 서로 비례한 상태에서,

와 동일한 방향을 갖는다. 회전 전류 공간 벡터(

)는 회전 고정자 자속(

)을 표현할 수 있다. 예를 들어, 다양한 구현에서, 3개의 정현파 전류(Iu, Iv, 및 Iw)를 제어하는 대신에, 단일 전류 공간 벡터(

)의 크기 및 방향를 제어함으로써 회전 고정자 자속(

)을 제어하는 것이 더 용이하다.

유사하게, 3상 120°분리된 고정자 위상 전압(Vu, Vv, 및 Vw)의 벡터 부가는 회전 전압 공간 벡터(

)를 제공한다. 또한, 회전 회전자 영구 자석은 회전 회전자 자속 공간 벡터(

)를 발생시킨다.

상술된 회전 공간 벡터의 크기 및 방향은 도 3에 도시된 바와 같이, 극 좌표계 내의 방사 좌표 및 극 각도로 표현될 수 있다. 상이한 좌표계 내의 그 좌표들은 아래에 제시된다:

여기서:

- 크기(|I|) 및 각도(

)를 갖는 고정자 전류 공간 벡터.

- 크기 |V_ref| 및 각도(θ)를 갖는 고정자 전압 공간 벡터.

- 고정자 자속 공간 벡터,

= L

. 그것은 전류 공간 벡터(

)의 동일한 방향을 가리킨다.

L - 위상 당 고정자 권선 인덕턴스.

- 크기 |

|를 갖는 회전자 영구 자석 플럭스 결합 공간 벡터. |

|은 모터 사양에서 the 전압 상수, 속도 상수, 또는 토크 상수로부터 유도될 수 있다. 아래에 나타낸 바와 같이, 역기전력(back electromotive force(BEMF)) 크기는

이다.

- 회전자 전기 각도 위치.

- 정지 Ou 극 좌표계 내의 전류 공간 벡터의 각도.

Θ - 회전 Od 극 좌표계 내의 전압 공간 벡터의 각도.

θ - 정지 Ou 극 좌표계 내의 전압 공간 벡터의 각도,

.

정지 극 좌표계(Ou)에서, 회전 공간 벡터는 이하와 같이 복소수의 극 형식으로 기록될 수 있다:

여기서: e - 오일러의 수(즉, 자연 로그의 밑수);

.

j - 허수 단위;

.

도 4(a)를 참조하면, 영구 자석 동기 모터(Permanent Magnet Synchronous Motors(PMSM))(102)의 전기 서브시스템의 등가 회로가 예시된다. 모터(102) 방정식(고정자 모델)은 이하와 같이 기록될 수 있다:

방정식(1) 내지 (4)를 고려하면, 방정식(5)은 이하의 방정식(6)으로 정지 극 좌표계(Ou)에 기록될 수 있다. 각도 모두는 도 3(c)에 예시된다.

여기서:

R - 위상 당 고정자 권선 저항.

- 고정자 권선 저항으로 인한 전압 강하 공간 벡터.

- 시변 고정자 자속에 의해 유도되는 기전력 공간 벡터.

-

의 크기를 갖는 BEMF 공간 벡터. 그것은 시변 회전자 자속 결합에 의해 유도되는 기전력이고, 회전자 플럭스 공간 벡터에 수직이다.

ω_i- 전류 공간 벡터 전기 각 속도, 및

.

ω_r- 회전자 전기 각 속도, 및

.

π - 아르키메데스 상수(즉, 원 둘레 대 그 직경의 비율), 여기서

이다.

인 것에 주목한다.

방정식(6)에서, 2개의 미지수값 ωr 및

을 제외하고, 모든 다른 항은 상수(예를 들어, e, j, π/2), 모터(102) 파라미터(예를 들어, R, L 및 |Ψr|), 측정되고 계산된 값(예를 들어, |I|,

,

및 ωi), 또는 최종 제어 사이클 계산 결과이며, 이는 모터 위상(예를 들어, |V_ref| 및 θ)에 현재 적용되고 있다. PMSM이 동기 모터이므로, 전압 공간 벡터, 전류 공간 벡터, 및 회전자의 평균 전기 각 속도는 동일해야 한다. 그래서, 단순화를 위해, 시간에 따른 전압 공간 벡터의 각도의 변경은 이하와 같이 기록될 수 있다:

여기서:

ω - 위치 센서에 의한 측정된 속도, 또는 위치 추정기, 예를 들어, PLL 관측기의 PI 컨트롤러에 의한 추정된 속도, 및

ω_ref - 모터(102)의 사용자 정의 기준 속도.

방정식(6)의 모든 항이 도 3(c)에 도시되는 것을 생각하면, 방정식(6)을 적분하는 것 및 결과를 재배열하는 것은 이하를 제공한다:

방정식(7.a)의 양측은 회전자 플럭스 공간 벡터의 좌표를 획득하기 위해 정지 α-β 축으로 투영될 수 있다:

다양한 구현에서, I_α 및 I_β는 실시간 측정되고 계산된 전류 값이다. 게다가, V_α 및 V_β는 최종 제어 사이클 계산 결과이고 모터(102) 위상에 적용되고 있다. 일부 예에서, 방정식(7.b) 및 (7.c)에 나타낸 적분은 저역 통과 필터에 의한 적분을 매우 낮은 차단 주파수로 대체함으로써 단순화될 수 있다. 센서리스 FOC 장치(100)에 대해, 회전자 위치는 모터(102) 파라미터(R 및 L)를 인식함으로써 계산될 수 있다. 플럭스 위치 추정량은 이하와 같다:

회전자 전기 속도는 이하와 같다:

일부 센서리스 FOC 장치(100)에 대해, 추정된 회전자 위치(

)는 아래의 방정식(8)에 나타낸 바와 같이 적분기(2302)(도 23, 도 24, 도 26 및 도 27 참조)에 의해 획득될 수 있다. 적분의 디지털 구현은 모든 FOC 루프의 속도(필요하다면, 적절히 스케일링되는)를 누적함으로써 달성된다.

SVM(124)(도 28, 도 29, 도 30, 및 도 31의) 기준 벡터의 각도는 아래의 방정식(8.a)에 제시된다.

방정식(6)의 페이저도는 도 4 및 도 5에 도시된다. 고정자 저항(R)의 모터(102) 파라미터를 제거하기 위해, 방정식(6) 내의 전압 공간 벡터 모두는 전류 공간 벡터에 수직인 방향으로 투영될 수 있다. 따라서, 이는 이하를 산출한다:

방정식(9)을 재배열하면 방정식(10.a)이 된다:

이는 방정식(10.b)에 나타낸 바와 같이 스케일링될 수 있다:

여기서:

δ - 원하는 위치로부터의(즉, Oq 방향을 따르고, 회전자 플럭스에 수직인)의 전류 공간 벡터의 각도 편차;

.

가 도 4(b)에 나타낸 바와 같이 Oq에 뒤처지면 δ < 0이며;

가 도 5(a)에 나타낸 바와 같이 Oq를 앞서면 δ > 0이고;

및 Oq가 도 5(b)에 나타낸 바와 같이 동위상이면 δ = 0이며, 이는 FOC의 제어 타겟이다.

ε - 도 4(b) 및 도 5(a)에 나타낸 바와 같이 비제로 δ에 의해 야기되는 전압 차이.

라디안 δ를 갖는 사인 함수 sin(δ)는 아래에 나타낸 바와 같이 무한 급수로 표현될 수 있다:

도 6은 라디안의 sin(δ) 및 δ 대 도의 각도 편차(δ)의 그래프이다. |δ| << 1(예를 들어,|δ|<π/4)일 때, 방정식(11)의 무산 급수 내의 두 번째 도보다 더 높은 차수의 항이 생략될 수 있다. 상술한 것 및 방정식(7)을 고려하면, 방정식(10.a) 및 (10.b)은 이하가 된다:

및 스케일링된 버전:

정상 조건에서 이하가 되는 것은 상술한 것으로부터 알 수 있다:

1). 전압 차이(ε)는 각도 편차(δ)가 0일 때마다 0일 것이고;

2). 전압 차이(ε)는 전류 공간 벡터 각도 편차(δ)에 거의 비례하고;

3). 동일한 비제로 각도 편차(δ)에 대해, BEMF 크기 |ωrΨr|가 커질수록, 최종 전압 차이(ε) 크기가 커진다. 따라서, 더 높은 모터 속도에서, ε은 비제로 δ에 더 민감하다.

그러므로, 전압 차이(

)를 계산하는 것은 고정자 플럭스가 최대 에너지 효율에 요구되는 바와 같은 회전자 플럭스에 수직인지를 나타낼 수 있다. 게다가, 결과는 그것이 수직이 아니면, 원하는 위치로부터 얼마나 많은 각도 편차가 있는지를 나타낼 수 있다.

센서리스 FOC 장치(100) 구현에서, 전압 차이(ε)(또는 스케일링된 값(ε/L))는 회전자 위치(

) 및 속도(

)를 추정하기 위해 피드백 신호로 사용될 수 있다. 게다가, 피드백 신호는 회전 전압 공간 벡터(

)의 크기(|V_ref|)를 제어하기 위해 사용될 수 있다. 도 23, 도 24, 및 도 26-도 31에 도시된 예에서와 같이, 피드백은 각도 편차(δ)를 0을 향해 드라이브하며, 최대 모터 구동 효율을 추적하고/하거나 최적화할 수 있다. 다양한 예에서, ε- δ 관계는 각도 편차(δ)가 너무 크면 선형이 아닐 수 있지만, 그것은 어느 방향(즉, 앞서거나 뒤처지는)으로 벗어나는지를 여전히 결정하고, 각도 편차(δ)가 0을 향해 (예를 들어, 반대 방향으로) 이동하는 것을 푸시할 수 있다.

도 7을 참조하면, 히스테리시스 컨트롤러(도 28-도 31 참조)는 바람직하지 않은 발진을 회피하기 위해 기준 벡터 크기(|V_ref|)의 제어에 사용된다. 컨트롤러(2802)의 히스테리시는 도 7에 도시되고, 그 방정식은 이하이다:

여기서:

|V_ref|[n] - 현재 제어 사이클의 기준 벡터 크기 계산 결과.

|V_ref|[n-1] - 최종 제어 사이클의 기준 벡터 크기 계산 결과.

△V - 기준 벡터 크기의 변화 스텝.

ε_Th - 히스테리시스 컨트롤러의 임계값.

ε_Th _{_L} - 히스테리시스 컨트롤러의 하부 임계값. 초기에 ε_Th = ε_Th _{_L}을 설정한다.

ε_Th__H- 히스테리시스 컨트롤러의 상부 임계값.

임계값(ε_Th _{_L} 및 ε_Th__H)은 BEMF 크기(|ωrΨr|), 및 따라서 회전자 속도(ωr)와 밀접하게 관련되는 점에 주목한다. 통상 모터(102) 속도가 클수록, 지정된 모터(102)에 대한 임계값이 커진다.

도 8에 도시된 바와 같은 PI 컨트롤러(예를 들어, 120, 122, 및 130)는 회전자 속도 제어, 고정자 자속 크기 제어, 및 플럭스 방향 제어에 사용된다. 일부 구현에서, PI 컨트롤러는 I_d / I_q 전류 제어 뿐만 아니라, PLL 회전자 속도 추정(2306)에 사용된다. 일부 예에서, PI 컨트롤러는 히스테리시스 컨트롤러(2802)에 대한 |V_ref|의 변화 스텝(△V)을 계산하기 위해 사용된다. PI 컨트롤러(예를 들어, 120, 122, 및 130)는 에러의 미분이 사용되지 않는 PID 컨트롤러의 특별한 경우이다. PI 컨트롤러(예를 들어, 120, 122, 및 130)는 방정식에 의해 설명될 수 있다:

여기서:

e(t) - 에러 신호, 그것은 기준 값 마이너스 피드백 값이다.

K_p - 비례 이득.

K_i - 적분 이득.

t - 순한시.

τ - 적분 변수; 시간 0에서 현재 시간 t까지의 값을 취한다.

I(t) - 적분항.

U(t) - PI 컨트롤러 출력.

마이크로컨트롤러 내의 PI 컨트롤러(120, 122, 130, 2306, 및 2804)의 디지털 구현은 이하의 형태로 표현될 수 있다:

방정식(14) 및 (15) 내의 I[k] 및 U[k] 둘 다는 불필요한 와인드업 상황(반와인드업(anti-windup))을 회피하기 위해 최소 및 최대 제한을 갖는다.

PLL 관측기(2202) 내의 저역 통과 필터(low pass filter(LPF))(2304)(도 22-도 27 참조)는 임의의 순서일 수 있다. 단순화를 위해, 단위 이득을 갖는 일차 LPF가 사용될 수 있으며, 이는 이하와 같이 표현될 수 있다:

여기서:

y[k] - 현재 사이클 필터 출력.

y[k-1] - 최종 사이클 필터 출력.

x[k] - 현재 사이클 필터 입력.

N - LPF의 차단 주파수에 영향을 미치는 정수; N = 1, 2, 3...

3상 2레벨 전압원 인버터(126) 및 모터(102)의 연결은 도 9 및 도 10에 도시된다. MOSFET, IGBT 또는 유사한 부품일 수 있는 인버터(126)의 6개의 스위칭 장치는 마이크로컨트롤러 펄스 폭 변조(pulse-width modulated(PWM)) 신호에 의해 제어된다. 모터(102) 권선은 스타(도 9(a)에 도시된 바와 같은) 또는 델타 구성으로 와이어링될 수 있다.

상이한 모터(102) 위상 전류 감지 기술이 사용될 수 있다. 도 9(b)에서, 3개의 션트 저항기(132)는 각각의 모터(102) 위상의 전류를 감지하기 위해 인버터(126)의 각각의 레그에 삽입된다. 도 10(c)에서, 2개의 션트 저항기(132)는 2개의 모터(102) 위상의 전류를 감지하기 위해 인버터(126)의 2개의 레그(예를 들어, 위상 U 및 V)에 삽입된다. 제 3 모터(102) 위상 전류는 I_U + I_V + I_W = 0이기 때문에 쉽게 계산될 수 있다. 도 10(d)에서, 단일 션트 저항기(132)는 DC 링크 전류를 감지하기 위해 인버터(126) DC 링크에 삽입되고, 3상 전류 재구성은 모터(102) 위상의 현재 정보를 획득하기 위해 사용될 수 있다.

원한다면, 외부 증폭기일 수 있는 증폭기(134), 마이크로컨트롤러의 온칩 ADC 이득, 또는 유사한 것은 모터(102) 위상 또는 DC 링크의 전류에 비례하는 저항기(132) 전압 강하를 증폭하기 위해 사용된다. 홀 센서, 전류 변압기, 또는 다른 전류 센서는 모터(102) 위상 전류 감지를 위한 션트 저항기(132)를 대신할 수 있다는 점에 주목한다.

3중 션트 및 2중 션트 전류 감지와 비교하여, 단일 션트 전류 감지는 이하의 중요한 장점을 갖는다:

1) 하나의 전류 센서, 하나의 증폭기(134)(필요하다면), 및 하나의 ADC 채널의 결과가 사용됨에 따른 비용 감소. 이에 반하여, 3중 션트 및 2중 션트 전류 감지는 다수의 전류 센서, 증폭기(134)(필요하다면) 및 ADC 채널을 사용한다.

2) 동일한 전류 감지 회로 및 ADC 채널이 모터(102) 위상의 모든 전류 측정에 사용되므로 증폭기(134) 이득 및 오프셋(구성요소 공차, 변동 온도, 노화 등으로 인한 것일 수 있는)을 교정할 필요가 없음.

3) 더 간단하고 더 쉬운 전자 배선 약도 및 PCB 설계.

공간 벡터 변조(space vector modulation(SVM))는 모터(102) 권선에 대한 3상 정현파 파형을 생성하기 위해, 도 9 및 도 10 내의 인버터(126) 스위칭 장치에 대한 PWM을 제어하는데 사용된다. SVM(124)의 공간 벡터도(정육각형) 및 기준 벡터 근사가 도 11에 도시된다. 평면은 A에서 F까지의 6개의 섹터로 나누어지고 회전 기준 벡터(

)의 각도(θ)는 각각의 섹터에서 상대 각도(θ_rel)로 변환된다.

내지

는 능동 벡터이다.

및

은 인버터 축력에서 임의의 전압 차이를 발생시키지 않고, 제로 벡터(또는 수동 벡터)이다. 기준 벡터(

)는 2개의 인접 능동 벡터(예를 들어,

가 섹터(A)에 있을 때

및

) 및 제로 벡터(예를 들어,

) 중 하나 또는 둘 다에 의해 근사된다. T₁, T₂ 및 T₀는 능동 벡터 및 수동 벡터(들) 각각(예를 들어, 섹터(A) 내의

,

, 및

)과 부합한다.

도 11을 참조하고, 섹터(A) 내의 기준 벡터를 일 예로서 사용하면, 이하의 부분은 SVM(124) 장치의 계산을 나타낸다. 볼트-2차 밸런싱을 사용한다:

방정식(17) 및 (18)은 이하를 산출하기 위해 해결될 수 있다:

여기서:

T_S - 샘플링 기간, 예를 들어, T_S = 50㎲이다.

T₀ - 제로 벡터(s)의 시간이 적용된다. 제로 벡터(s)는

[000],

[111] 또는 둘 다일 수 있다.

T₁ - 제 1 능동 벡터(예를 들어: 섹터(A) 내의

)의 시간은 하나의 샘플링 기간 내에 적용된다.

T₂ - 제 2 능동 벡터(예를 들어, 섹터(A) 내의

)의 시간은 하나의 샘플링 기간 내에 적용된다.

는

의 크기이고, V_DC는 인버터(126) DC 링크 전압이다.

다양한 구현에서, 방정식(19) 및 (20) 내의 사인 / 코사인 함수는 상이한 방법으로 계산되거나, (예를 들어 마이크로컨트롤러 메모리 등에서 0에서 60°까지의 사인 함수에 대한 룩업 데이터를 사용하거나) 마이크로컨트롤러 등에 의해 계산될 수 있다.

상이한 품질 및 계산 요건을 야기하는 많은 SVM(124) 방식(예를 들어, 대칭 또는 비대칭 7 세그먼트 방식, 대칭 또는 비대칭 5 세그먼트 방식, 및 3 세그먼트 방식)이 존재한다. SVM(124) 방식은 예를 들어 마이크로컨트롤러 특징 및 응용 요건에 기초하여 선택될 수 있다. 일 구현에서, SVM(124)은 3중 션트 또는 2중 션트 전류 감지를 갖는 센서리스 FOC 장치(100)에 사용될 수 있다.

일 예에서, V/f 개루프 시동 동안, SVM(124) 기준 벡터 크기 및 각도는 이하이다:

여기서:

Offset - 제로 속도에서 |V_ref|에 대한 오프셋 값.

K - V/f 상수.

본 명세서에 논의된 센서리스 FOC 제어 기술은 하드웨어 코프로세서를 갖는 일부 마이크로컨트롤러에 적절하다. 예를 들어, 코프로세서는 CPU로부터 프로세서 집중적 태스크를 오프로드하고 따라서 시스템 성능을 가속하기 위해 삼각, 선형, 쌍곡 및 관련 기능을 계산할 수 있다. 아래의 표는 제안된 제어 기술에 사용될 수 있는 계산의 예를 제공한다.

FOC 구조체의 예시적 각도 가산 기술

도 12 및 도 13에 도시된 바와 같이, 다양한 구현에서, 동작의 방법 또는 처리 단계를 포함할 수 있는 센서 방식(도 12) 및 센서리스(도 13) FOC 구조 장치(100)는 계산 집중적 역 파크 변환(112) 없이 동작된다. 예를 들어, 일부 구현에서, 도 12 및 도 13의 구현에서와 같이, FOC 구조 장치(100)는 전압 공간 벡터 in 극 좌표계에서 전압 공간 벡터를 표현하기 위해 크기 및 각도를 사용한다. 구현에서, 일부 FOC 장치(100)(도 1 및 도 2 참조)에 사용되는 사인 및 코사인 함수를 갖는 역 파크 변환(112)은 전압 공간 벡터 크기(|V_ref|)를 변경하지 않으면서 각도의 가산으로 대체될 수 있다.

일 예에서, 각도의 가산은 정확히 그리고 즉시 계산될 수 있다(예를 들어, 각도 가산 연산은 대부분의 마이크로컨트롤러에 의해 하나 또는 수개의 시스템 클록 내에서 행해짐). 이것은 아래의 표에 예시되며, 이는 도 12 및 도 13의 FOC 장치(100)에 사용되는 각도 가산 기술을 나타낸다.

따라서, 일 구현에서, 역 파크 변환(112)은 도 12 및 도 13에 도시된 바와 같이, FOC 장치(100)에서 바이패스된다. 그 대신에, 각도(Θ 및

)는 θ를 생성하기 위해 가산되며,

및

는 회전자 위치 / 각도이다. 일 예에서, 전압 공간 벡터 크기(|V_ref|)는 상기 표에 제시된 바와 같이, V_d 및 V_q로 계산된다. 이것은 또한 제시된 바와 같이, 극 좌표계에서 전압 공간 벡터의 조작을 나타낸다.

예를 들어, 도 13에 도시된 바와 같이, 센서리스 FOC 장치(100)에서, 극-직교 변환(1302)은 |V_ref| 및 θ를 입력으로서 사용하여, 위치 추정기(202)에 대한 Vα 및 Vβ를 발생시키기 위해 저속 제어 루프에 사용될 수 있다.

다양한 구현에서, FOC 장치(100)의 다양한 모듈에 실행되는 계산은 컴퓨팅 장치(예를 들어, 마이크로프로세서, 마이크로컨트롤러, CPU 등) 상에 수행될 수 있으며, 그것은 룩업 테이블, 또는 둘 다의 조합을 통해 액세스될 수 있다. 예를 들어, 룩업 테이블은 국부 또는 원격 메모리 장치 등에 저장될 수 있고, 컴퓨팅 장치에 의해 액세스될 수 있다.

대체 구현에서, 도 14에 도시된 바와 같이, 센서 방식 FOC 장치(100)는 또한 파크 변환(110) 및 클라크 변환(114)을 바이패스할 수 있다. 구현에서, 전류 변수(Iα 및 Iβ)는 없어도 되고, 전류 변수(I_d 및 I_q)는 uvw 대 d-q 변환(1402)으로부터 출력될 수 있다.

예를 들어, 변환(110) 및 클라크 변환(114)의 수학적 표현은 이하를 산출하기 위해 행렬 형태로 결합될 수 있다:

이것은 아래에 제시된 바와 같은 uvw 대 d-q 변환(1402)을 형성하기 위해 단순화될 수 있다:

또는

여기서: K₁은 스케일링 인자이며; K₁ =

, 이는 무시될 수 있다(즉, K₁ = 1을 형성함). 일 예에서, 스케일링 인자(

)는 FOC 제어 전략(예를 들어, 전류 감지 및 증폭, 아날로그-디지털 변환 등)의 다른 스케일링 인자와 결합될 수 있다. 일 구현에서, 룩업 테이블은 예를 들어 제어 루프 속도를 최적화하기 위해 사인 함수에 사용된다.

다른 대체 구현에서, 도 15에 도시된 바와 같이, 역 파크 변환(112)은 고속 제어 루프에서 바이패스되거나, 연산되는 대신에 저속 제어 루프로 이동될 수 있다. 일 예에서, 전압(V_α 및 V_β)은 역 파크 변환(112)을 사용하여 V_d 및 V_q로부터 계산될 수 있지만, 역 파크 변환(112)은 도 15의 FOC 장치(100)에 도시된 바와 같이, (예를 들어, 202에서) 회전자 위치 추정에 대한 저속 제어 루프의 일부일 수 있다.

일 구현에서, 이러한 대체 FOC 제어 전략은 도 2의 FOC 장치와 비교하여 고속 제어 루프 효율을 개선했다. 계산 속도를 더 증가시키기 위해, 역 파크 변환(112)은 예를 들어 마이크로컨트롤러가 SVM 변조기(124), 또는 다른 모듈에 대해 계산하고 있는 동시에 마이크로컨트롤러의 코프로세서에 의해 계산될 수 있다.

FOC 구조체의 예시적 고정자 플럭스 크기 및 방향 기술

도 16 및 도 17에 도시된 바와 같이, 다양한 구현에서, 동작의 방법 또는 처리 단계를 포함할 수 있는 센서 방식(도 16) 및 센서리스(도 17) FOC 구조 장치(100)는 계산 집중적 파크 변환(110) 및 역 파크 변환(112) 없이 동작된다. 예를 들어, 일부 구현에서, 도 16 및 도 17의 구현에서와 같이, FOC 구조 장치(100)는 고정자 플럭스 크기 및 방향 제어 전략을 포함한다. 예를 들어, 도 16 및 도 17의 FOC 장치(100)는 복소 파크 변환(110) 및/또는 역 파크 변환(112)을 대체하기 위해 각도 감산 또는 가산을 포함하는 고정자 자속(또는 전류 공간 벡터) 크기 및 각도 제어를 사용한다.

다양한 구현에서, 제어 전략은 모터 공간 벡터를 표현하기 위해 데카르트 좌표 대신에 극좌표를 사용하며, 그 결과 복소 데카르트 기준 프레임 변환(예를 들어, 도 1 및 도 2의 FOC 장치(100)에 사용되는 사인 및 코사인 함수를 갖는 파크 변환(110) 및 역 파크 변환(112))은 공간 벡터 크기를 변경하지 않으면서 각도의 감산 및 가산으로 대체될 수 있다.

일 예에서, 각도의 감산 및 가산은 정확히 그리고 즉시 계산될 수 있다(가산 또는 감산 연산은 많은 마이크로컨트롤러에 의해 하나 또는 수개의 시스템 클록 내에서 행해질 수 있음). 이것은 아래의 표에 예시되며, 표는 도 16 및 도 17의 FOC 장치(100)에 사용되는 각도 감산 및 가산 기술을 나타낸다.

따라서, 일 구현에서, 파크 변환(110) 및 역 파크 변환(112)은 도 16 및 도 17에 도시된 바와 같이, FOC 장치(100)에서 바이패스된다. 그 대신에, 각도(

-

)는 Γ를 생성하기 위해 감산되며,

및

는 회전자 위치 / 각도이고, 각도(Θ 및

)는 θ를 생성하기 위해 가산되며,

및

는 회전자 위치 / 각도이다. 일 예에서, 전압 공간 벡터의 크기(|V_ref|)는 상기 표에 제시된 바와 같이, V_d 및 V_q로 계산된다. 이것은 또한 제시된 바와 같이, 극 좌표계에서 전압 공간 벡터의 조작을 나타낸다.

예를 들어, 정상 상태에서, PMSM 모터 공간 벡터(즉, 전류 공간 벡터, 고정자 및 회전자 자속 공간 벡터, 및 전압 공간 벡터)의 크기는 상수인 한편, 그 방향은 회전자에 고정되는 회전 극 좌표계에서 정지이다. 그래서, 조용한 모터 동작 동안 일정 속도 및 제어된 토크를 달성하기 위해 고정자 플럭스 크기 및 방향을 제어하도록, 그리고 또한 최대 에너지 효율에 대한 회전자 플럭스에 수직일 고정자 플럭스를 제어하도록 PID 컨트롤러를 사용하는 것이 가능하다. 극 좌표계에서, 모터 제어에 대한 기준 프레임 변환은 각도의 감산 또는 가산에 의해 행해질 수 있으므로, 고속 제어 루프를 갖는 계산 적합 모터 제어가 달성된다.

다양한 구현에서, 도 16 및 도 17에 도시된 바와 같이, 전류(I_α 및 I_β)를 획득하는 ADC(116) 변환 및 클라크 변환(114) 후에, 직교-극 변환(128)은 전류 공간 벡터의 크기(|I|) 및 방향(예를 들어, 각도)(

)을 획득하기 위해 사용된다. 복소 파크 변환(110)을 사용하는 대신에, 각도의 감산(

)은 정지 좌표계로부터 회전 좌표계로의 변환을 달성한다. 최대 토크 및 전력 효율을 획득하기 위해, 크기 및 방향 PI 컨트롤러(120, 122)는 고정자 플럭스 공간 벡터가 회전자 자계에 수직이 되게 하도록, (즉, Γ가 π/2(또는 -π/2)가 되게 하도록) 전압 공간 벡터의 크기 및 방향을 제어하는데 사용된다. 구현에서, 또한 모터(102)의 동작 속도 범위를 확장하기 위해 모터 에어 갭(즉, 플럭스 약화 제어)의 자속을 감소시키도록 π와 π/2 사이에서 Γ를 제어하는 것이 가능하다.

각도(

)의 가산은 도 1 및 도 2의 FOC 장치의 역 파크 변환(112) 대신에, 회전 좌표계로부터 정지 좌표계로의 변환을 달성한다. 전압 공간 벡터의 크기(|V_ref|) 및 각도(θ)는 인버터(126) DC 링크 전압 정보와 함께, 모터(102)에 대한 인버터(126) 출력을 제어하기 위해 SVM(124)에 송신된다.

속도 PI 컨트롤러(130) 출력은 크기 PI 컨트롤러(120)에 대한 기준이다. 상술한 바와 같이, 회전자 위치(106에서) 및 속도 계산(108에서), 속도 PI 제어(130)는 FOC 장치(100)의 저속 제어 루프이다. 일부 센서리스 구현에서, 도 17에 도시된 바와 같이, 극-직교 변환(1302)은 위치 추정기(202)에 대한 V_α 및 V_β를 발생시키기 위해 저속 제어 루프에 사용된다. FOC 장치(100)의 다른 컴퓨팅 블록은 도 16 및 도 17에 도시된 바와 같이, 고속 고정자 플럭스 제어 루프이다.

도 1 및 도 2의 FOC 장치와 사용되는 파크 변환(110) 및 역 파크 변환(112) 없이, 고속 제어 루프는 훨씬 더 간단하고 더 고속이다. 예를 들어, 더 적고 더 간단한 계산은 또한 특히 저가의 마이크로컨트롤러에 대해, 더 적은 누적 계산 에러를 의미한다.

도 16 및 도 17에 나타낸 바와 같은 센서 방식 및 센서리스 제어 전략 둘 다에 최고 성능을 제공하기 위해, 2개의 계산: 1) 크기(|I|) 및 각도(

)를 획득하는 직교-극 변환, 및 2) 각도(

)의 감산은 코프로세서를 갖는 일부 마이크로컨트롤러를 사용할 때 하나의 계산으로 계산될 수 있다. 다시 말하면, 양 계산은 매우 적은 CPU 시간을 소비할 수 있다. 도 17에 나타낸 바와 같은 센서리스 제어 전략에 대해, V_α 및 V_β를 획득하는 극-직교 변환(1302)은 CPU가 SVM 변조기(124) 등에 대해 계산하고 있는 동안 마이크로컨트롤러의 코프로세서에 의해 동시에 계산될 수 있다. 게다가, 0에서 90°까지의 사인 함수의 룩업 테이블은 메모리 사용을 최대화하기 위해 사용될 수 있고 SVM 변조기(124), 또는 다른 것에 의해 재사용될 수 있다.

다양한 구현에서, 여러가지 다양한 고정자 플럭스 크기 및 방향 제어 전략이 구현될 수 있다. 도 18 및 도 19는 센서 방식 FOC 장치(100)에 대한 2개의 대안 전력을 도시한다. 예를 들어, 직접 uvw 대 극 변환(1802)(즉, 클라크 변환(114)이 없는)을 갖는 센서 방식 고정자 플럭스 크기 및 방향 제어 전략(즉, FOC 장치(100))은 도 18에 도시된다. 예를 들어, 도 18에 도시된 장치(100)는 아래의 방정식에 의해 설명되는 바와 같이, uvw 대 극 변환(1802)을 사용한다:

여기서: K₁은 스케일링 인자이며; K₁ =

)는 FOC 제어 전략(예를 들어, 전류 감지 및 증폭, 아날로그-디지털 변환 등)의 다른 스케일링 인자와 결합될 수 있다.

일 구현에서, 다양한 대체 제어 전략은 도 19에 도시된 FOC 장치(100)를 형성하기 위해 결합된다. 예를 들어, 선택된 마이크로컨트롤러가 제곱근 함수보다 계산 제곱에 더 적절한 경우에, |I|²를 |I| 대신에 크기 PI 컨트롤러(120)의 피드백으로서 사용하는 것이 가능하다. 그러한 경우에, 의사 uvw 대 극 변환(1902)은 도 19에 도시된 바와 같이 사용되고, 아래의 방정식에 의해 설명될 수 있다:

도 20 및 도 21은 도 16 및 도 17에 도시된 바와 같은 센서 방식 및 센서리스 FOC 장치(100) 둘 다에 대한 소수의 가능한 대안을 예시한다. 단순화를 위해, 센서 방식 및 센서리스 장치(100) 둘 다에 공통인 장치(100)의 좌측만이 도 20 및 도 21에 도시된다.

다양한 구현에서, 센서 방식 및 센서리스 FOC 장치(100) 둘 다는 방향 PI 컨트롤러(122)에 대한 피드백으로서 (Γ-π/2)를 사용할 수 있다. 게다가, FOC 장치(100)는 도 20(a)에 도시된 바와 같이 (Γ-π/2)를 0으로 제어할 수 있다.

도 20(b)를 참조하면, 센서 방식 및 센서리스 FOC 장치(100)의 크기 PI 컨트롤러(120)에 대한 피드백 경로 상에서, 사인 함수(2002)는 일부 응용에 사용될 수 있다(즉, 토크 발생 성분(|I|sin(Γ))을 도 20(b)에 도시된 바와 같은 피드백으로서 사용함). 정상 상태에서, 방향 PI 컨트롤러(122)는 π/2에 가까워지게 하므로, |I|sin(Γ)는 |I|에 매우 가깝다. Γ가 과도 상태에서 π/2에서 떨어져 있는 경우에, 사인 함수(2002)는 컴퓨팅 장치(또는 룩업 테이블)에 의해 계산될 수 있다. 대안으로, 사인 함수(2002)는 고속 제어 루프 계산을 가속하기 위해 CPU가 방향 PI 컨트롤러(122)에 대해 계산하고 있을 때 마이크로컨트롤러의 코프로세서에 의해 동시에 계산될 수 있다.

일 구현에서, 도 21(a) 및 (b)에 도시된 바와 같이, FOC 장치(100)는

를 |I| 대신에 크기 PI 컨트롤러(120)의 피드백으로서 사용한다. 이것은 예를 들어 선택된 마이크로컨트롤러가 제곱근 함수보다 계산 제곱에서 더 빠를 때 성능을 개선할 수 있다. 일 예에서, 도 21(a) 및 (b)에 도시된 바와 같이, 의사 직교-극 변환(2102)은 도 16 및 도 17의 장치(100)에 사용된 직교-극 변환(128) 대신에 사용될 수 있다. 의사 직교-극 변환(2102)에 대한 예시적 방정식은 이하를 포함한다:

여기서

상이한 시스템 요건에 따라, 최종 제어 전략은 도 18-도 21에 도시된 바와 같은 새로운 제어 전략의 임의의 조합일 수 있다. 예를 들어, 도 21(b)는 각각 도 20(a) 및 도 21(a)에 도시된 전략의 조합이다.

예시적 회전자 위치 및 속도 관측기 구현

일 구현에서, 도 22의 센서리스 FOC 구조 장치(100)는 동일한(또는 유사한) 모터(102) 위상 전류 감지, ADC(116), 및 전류 계산(115), 클라크 변환(114), 파크 변환(110), PI 컨트롤러(120, 122, 130), SVM 변조(124), PWM 유닛(118), 및 3상 2레벨 전압원 인버터(126)를 도 2의 센서리스 FOC 장치(100)로서 포함한다. 그러나, 도 22의 FOC 구조 장치(100)는 V_d/V_q의 종래의 역 파크 변환(112) 및 V_α/V_β의 직교-극 변환(128)을 대체하기 위해 V_d/V_q의 직교-극 변환(128) 및 각도(θ= Θ+

)의 가산을 사용한다.

다양한 구현에서, 도 22에 도시된 바와 같이, 동작의 방법 또는 처리 단계를 포함할 수 있는 센서리스 FOC 구조 장치(100)는 PLL(phase-locked loop) 구조를 갖는 고정자-저항-집중적 회전자 위치 및 속도 관측기(2202)(이하 "PLL 관측기")를 포함한다. PLL 관측기(2202)는 비교적 안정한 고정자 인덕턴스(L)를 사용하고 고정자 저항(R)에 의존하지 않아서, 넓은 온도 범위에 걸쳐 견고한 동작을 야기한다. 일 구현에서, PLL 관측기(2202)는 회전자 위치 및 속도를 추정하기 위해 |V_ref|, θ, Iα 및 Iβ(또는 유사한 것)을 사용한다. 게다가, PLL 관측기(2202)는 회전자 위치 및/또는 속도를 추정하고,

(또는

)를 자주 강요하기 위해 PLL 구조를 사용하며, 이는 고정자 플럭스가 회전자 플럭스에 수직이 되게 하여, 모터(102)의 에너지 효율을 최대화한다. 게다가, 이것은 또한 추정된 회전자 위치(

) 및 추정된 속도(

)가 그 실제 양(

및 ωr) 각각에 매우 가까워지게 할 것이다.

일 구현에서, 예를 들어 도 22에 도시된 바와 같이, PI 컨트롤러(130)가 사용되지 않는다. 그러한 일 구현에서, 토크 발생 성분(Iq)에 대한 기준 전류는 도면에 예시된 PI 컨트롤러(130)에 의해 공급되는 합산 접합부에 직접 입력되어, PI 컨트롤러에 대한 요구를 제거한다. 본 명세서에 설명된 추가적 예시 PLL 관측기 뿐만 아니라, PLL 관측기(2202)는 그러한 시나리오에서, 출력(

)을 PI 컨트롤러(130)에 대한 입력으로서 제공하지 않는다.

도 23 및 도 24는 PLL 관측기(2202)의 2개의 대체 예를 예시한다. PLL 관측기(2202)(도 22에 도시된 바와 같은)를 갖는 센서리스 FOC 장치(100)는 느린 모터 속도(고정자-저항-둔감으로 인한) 또는 빠른 모터 속도에 관계없이, 모터(102)를 정상 상태에서 원하는 속도로 최대 에너지 효율로 고정할 수 있다. 그래서, PLL 관측기(2202)는 고가이고 문제가 있는 기계 회전자 센서(104)에 대한 요구를 쉽게 제거할 수 있다.

다양한 구현에서, 도 23 및 도 24에 도시된 바와 같이, PLL 관측기(2202)는 |V_ref|, θ, Iα 및 Iβ를 입력 신호로서 사용하고, 추정된 회전자 위치(

)를 (예를 들어 적분기(2302)를 통해) 및 속도(

)를 (예를 들어 저역 통과 필터(low pass filter(LPF))(2304)를 통해) 출력한다. PI 컨트롤러(2306) 출력 속도(ω)는 다음 제어 사이클 내의 ωL|I| 또는 ω|I|의 계산에 사용되어, PLL 구조를 형성한다. 일부 예에서, 선택적 저역 통과 필터(low pass filter(LPF))(2304)는 도 23에 도시된 바와 같이,

, 및 L|I| 둘 다에 적용되거나,

에 직접 적용될 수 있다. 다양한 예에서, PI 컨트롤러(2306)는 적절한 임의의 다른 컨트롤러일 수 있다.

도 25는 대체 PLL 관측기(2202)를 갖는 대안 센서리스 FOC 장치(100)를 도시한다. 도 25의 장치(100)는 위치 추정기(202) 및 속도 계산(108)이 새로운 대체 PLL 관측기(2202)로 대체되었다는 것을 제외하고, 도 2의 장치(100)와 유사하다. 일부 구현에서, 도 25의 (V_α, V_β)의 직교-극 변환(128)은 무시될 수 있고, 그 대신에 전압(V_α 및 V_β)은 SVM 변조기(124)에 직접 송신된다.

도 25의 대체 PLL 관측기(2202)는 도 26에 상세히 설명된다. 이러한 PLL 관측기에 대한 입력 신호는 V_α,V_β, I_α 및 I_β이다. 전류 공간 벡터(즉,

)의 각도를 갖는 전압 공간 벡터의 파크 변환(110)은 이하이다:

여기서:

V_i - 전류 공간 벡터 방향으로의 전압 공간 벡터의 성분.

V_p - 전류 공간 벡터에 수직인 방향으로의 전압 공간 벡터의 성분.

전압 공간 벡터의 이하의 극-직교 변환(1302)을 주목한다:

이하를 획득하기 위해 방정식(32), (33) 및 (34)를 결합한다:

방정식(35)에서, 도 26에 도시된 PI 컨트롤러(2306)에 대한 피드백 신호는 이하와 같이 기록될 수 있다:

아래의 표는 도 25 및 도 26에 도시된 바와 같은 대체 PLL 관측기를 갖는 센서리스 FOC 장치(100)에 의해 사용되는 수학적 변환을 요약한다.

다른 대안적 PLL 관측기는 도 27에 도시된다. 그것은 |V_ref|, θ, I_α및 I_β를 입력으로서 사용하고 따라서 도 22에 도시된 PLL 관측기를 대체할 수 있다. 동일한 프로세서에서, 이러한 대안 PLL 관측기는 도 23 및 도 24에 도시된 PLL 관측기와 비교할 때 약간 더 긴 계산 시간을 사용할 수 있다.

예시적 최대 효율 추적( maximum efficiency tracking ( MET )) 제어 전략

센서리스 FOC 컨트롤러에 대한 대부분의 기존 위치 및 속도 추정기는 역기전력(back electro-motive force(BEMF))에 기초하고, 제로 또는 느린 모터 속도에서 잘 동작하지 않는다. 그래서, 개루프 모터 시동(예를 들어, V/f 제어)는 이러한 센서리스 FOC 컨트롤러에 사용된다. 전형적인 2-스텝 모터 시동 메커니즘은 V/f 개루프 → FOC 폐루프이다:

1). 우선 모터는 V/f 개루프 제어에 의해 회전하기 시작하여 사용자 정의 속도로 램프업할 것이다;

2). 이러한 점에서 FOC 폐루프 제어는 모터를 취급할 것이다.

V/f 개루프 제어는 불충분한 에너지 효율을 가질 수 있고; 일반적으로 모터 속도가 고속일수록, 그것이 소비하는 전력이 커진다. 전형적인 2-스텝 모터 시동 메커니즘은 통상 비교적 빠른 모터 속도에서 V/f 개루프로부터 FOC 폐루프로 전이되어, 높은 시동 전력(또는 전류)를 야기한다. 더욱이, 그것은 모든 작동 조건에 대해 개루프 시동으로부터 폐루프 FOC 동작으로의 부드러운 전이를 달성하기 위해 추정기를 미세 조정하는데 문제가 있을 수 있다.

최대 효율 추적(maximum efficiency tracking(MET))은 모터(102)에 대한 센서리스 제어 기술(도 28-도 31의 예시적 MET 제어 전략(2800)으로 도시된 바와 같고, 동작의 방법 및 처리 단계를 포함할 수 있는)이고, 모터(102)의 최대 에너지 효율을 추적한다. 그것은 비교적 안정한 고정자 인덕턴스(L)를 사용하여 고정자 저항(R)에 민감하지 않다. 게다가, MET 제어 기술은 개루프 시동으로부터 폐루프 제어로의 부드러운 전이에 대해 본 명세서에 논의된 센서리스 FOC 구조 장치(100)와 사용될 수 있다.

일 구현에서, MET 제어 기술은 사용자 정의 기준 속도(즉,

, 또는

)에 의해 설정된 바와 같이 일정 속도에서 SVM(124) 기준 벡터(

)의 각도(θ)를 변경하는 것; 및 도 28의 MET 장치(2800)에 대한

, 또는 도 29의 MET 장치(2800)에 대한

를 자주 강요하기 위해 크기(|V_ref|)를 동시에 제어하고, 따라서 고정자 플럭스가 회전자 플럭스에 수직이게 하는 것, 및 모터(102)의 에너지 효율을 최대화하는 것을 포함한다.

다양한 구현에서, FOC 구조 장치(100)에 대한 MET 제어 기술은 3-스텝 모터(102) 시동을 달성한다: V/f 개루프 → MET 폐루프 → FOC 폐루프. 이러한 3-스텝 모터(102) 시동 시퀀스는 센서리스 FOC 장치(100)를 위한 부드럽고 저전력 시동을 제공한다.

도 28-도 31은 센서리스 MET 제어 장치(2800)를 예시한다. MET 장치(2800)는 동일한 모터(102) 위상 전류 감지, ADC(116) 및 전류 계산(115), 클라크 변환(114), SVM 변조(124) 및 PWM 유닛(118), 및 3상 2레벨 전압원 인버터(126)를 도 2의 센서리스 FOC 장치(100)로서 갖는다. 그러나, 센서리스 MET 장치(2800)는 어떤 파크 변환(110) 또는 역 파크 변환(112)로 갖지 않으며, 어떤 위치 추정기(202) 또는 속도 추정기(108)를 갖지 않고, 하나의 PI 컨트롤러(2804)를 갖는다.

다양한 구현에서, MET 장치(2800)는 FOC 장치에서와 같이 전압 공간 벡터 대신에, 전류 공간 벡터의 크기 및 각도 정보를 획득하기 위해 직교-극 변환(128)을 사용한다. 일 구현에서, MET 장치(2800)는 V/f 개루프 모터 시동(2806)를 사용하고(SW1(2808)은 위치 1에 있음) 그 다음 미리 결정된 모터(102) 속도에 도달한 후에 폐루프 최대 효율 추적으로 전이(예를 들어, 스위칭)된다 (SW1(2808)은 위치 2에 있음). 최대 효율 추적 동안, SVM(124) 기준 벡터 각도(θ)는 기준 속도(ω_ref)에 의해 설정된 바와 같은 일정 속도에서 변경된다. 일 구현에서, 기준 벡터 크기(|V_ref|)는

또는

를 강요하기 위해 히스테리시스 컨트롤러(2802)에 의해 제어된다. 예를 들어, 이것은 모터(102) 고정자 플럭스가 회전자 플럭스에 수직이게 하여, 모터(102)의 에너지 효율을 최대화한다.

일 구현에서, 도 28에 도시된 바와 같이, 기준 벡터 크기(|V_ref|)가 변화(증가 또는 감소)를 필요로 할 때, 그 변화 스텝(△V)은 빠른 토크 응답을 달성하기 위해 사용자 정의 상수일 수 있거나, 스텝 PI 컨트롤러(2804)에 의해 계산될 수 있다. 모터(102)가 정의 방향으로 회전하면, 통상, 전류 공간 벡터는 전압 공간 벡터 및

(또는

)에 뒤처지고 있다.

(또는

)이면, 그것은 긴급 조건이고 크기(|V_ref|)는 증가된다. 일부 예에서, 선택적 LPF는 도 28에 도시된 구현에 대해

및

, 또는

둘 다에 적용될 수 있다는 점에 주목한다.

아래의 표는 도 2의 FOC 장치(100) 및 도 28-도 31에서와 같은 MET 장치(2800)에 사용되는 빌딩 블록 및 수학적 변환을 비교한다.

다양한 구현에서, MET 장치(2800)는 비교적 느린 모터 속도에서도, V/f 개루프 시동으로부터 MET 폐루프로의 부드러운 전이를 포함한다. 예를 들어, MET 기술은 V/f 개루프 → MET 폐루프 → FOC 폐루프인 3-스텝 모터 시동을 적용하기 위해 센서리스 FOC 장치(100)에 통합될 수 있다:

1). 우선 모터는 V/f 개루프 제어에 의해 사용자 정의 속도로 회전하기 시작할 것이고;

2). 그 다음, MET 폐루프 제어는 이어받아 고정자 플럭스가 회전자 플럭스에 수직이 되게 할 것이며, 즉

이고;

3). 그 후에, 센서리스 FOC 장치(100) 폐루프 제어가 모터(102)를 처리할 것이다. 센서리스 FOC 장치(100)에 대한 초기 회전자 각도(사용된다면)는 MET로부터 FOC 폐루프 제어로의 부드러운 전이에 대해

로서 추정된다.

원한다면, FOC 폐루프 제어는 MET 기술의 장점을 완전히 사용하기 위해 언제라도 MET 폐루프 제어로 전이될 수 있고, 사용자는 FOC 폐루프로 다시 역전이될 때를 결정할 수 있다.

MET는 적어도 이하의 장점을 갖고, 및 일부 구현에서, 다른 장점을 또한 가질 수 이다. 계산 집중적 회전자 위치(202) 및 속도 추정기(108)를 갖지 않으며, 회전자 고정 d-q 좌표계(110, 112)로/로부터의 변환이 없고, 하나의 PI 컨트롤러(2804)를 갖는다면, MET는 적용된 모터(102)에 대해 미세 조정하기 쉽고, MET에 대한 CPU 시간은 또한 훨씬 더 적다. 예에서, MET는 정교한 시스템에서의 다른 목적(예를 들어, 디지털 PFC, 다수의 PMSM 모터 드라이브, HMI, 통신, 안전 체크 등)을 위해 CPU 부하를 감소시키고 귀중한 CPU 시간을 절약할 수 있고, 따라서 마이크로컨트롤러의 잠재력 및 특징이 충분히 사용될 수 있다. 역으로, MET 제어 기술을 사용하면, 사용자는 모터(102) 제어를 달성하기 위해 더 적은 계산력 및 더 낮은 비용을 갖는 마이크로컨트롤러를 사용할 수 있다.

훨씬 더 느린 모터 속도에서 V/f 개루프로부터 에너지 효율적인 MET 폐루프로 전이하는 것을 가능하므로, 기존 2-스텝 모터 시동 메커니즘의 전형적인 높은 시동 전력이 회피될 수 있다. MET는 이미 고정자 플럭스가 회전자 플럭스에 부드럽게 수직이 되어 있기 때문에, FOC의 PI 컨트롤러는 과잉 반응을 보이지 않아서, 그것이 V/f 개루프 제어에 의해 야기된 비수직 조건으로부터 수직이 되려고 노력한다. 따라서, 센서리스 FOC에서의 부드러운 시동 전이가 쉽게 달성될 수 있다. 다양한 구현에서, 추가 또는 대체 구성요소는 개시된 기술 및 장치를 달성하기 위해 사용될 수 있다.

도 30을 참조하면, 전류 변수(I_α 및 I_β)가 없어도 되는 다른 MET 제어 기술이 예시된다. 도시된 구현에서, 도 28 및 도 29의 클라크 변환(114)이 바이패스되고, 직접 uvw 대 극 변환(1702)이 제자리에서 사용된다. 직접 uvw 대 극 변환(1702)은 이하의 방정식에 의해 설명될 수 있다:

여기서:

는 전류 공간 벡터 크기의 스케일링 인자이며;

.

일 구현에서, 스케일링 인자(

)가 무시될 수 있다(즉,

= 1을 형성함). 대안으로,

의 스케일링은 다른 스케일링 계산(예를 들어, 전류 감지 및 증폭, 아날로그-디지털 변환 등)과 결합될 수 있다.

도 31을 참조하면, 전압 공간 벡터의 파크 변환(110)을 포함하는 MET 제어 기술이 예시되며, 전류 공간 벡터 각도(

)는 이하의 방정식에 의해 주어진다:

여기서:

V_i - 전류 공간 벡터 방향으로의 전압 공간 벡터의 성분.

일 구현에서, 도 14에 도시된 전압 공간 벡터의 극-직교 변환(1302)은 이하에 의해 설명된다:

방정식(40), (41) 및 (42)는 이하를 산출하기 위해 결합될 수 있다:

방정식(43)을 사용하면, 도 31에 도시된 전압 차이(ε)는 이하와 같이 기록될 수 있다:

결론

본 개시의 구현은 구조적 특징 및/또는 방법적 행위에 특정된 언어로 설명되었지만, 구현이 반드시 설명된 특징 또는 행위에 제한되는 것은 아니라는 점이 이해되어야 한다. 오히려, 특정 특징 및 행위는 예시적 장치 및 기술을 구현하는 대표적인 형태로 개시된다.

Claims

전기 모터를 위한 가변 속도 제어를 제공하도록 구성된 필드 지향 제어(field oriented control(FOC)) 구조체로서,
상기 모터의 회전자의 원하는 회전 위치 또는 원하는 속도를 나타내는 벡터량을 수신하고, 상기 벡터량에 기초하여 상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하는 복수의 제어 신호를 출력하도록 구성된 변조기 - 상기 벡터량은 크기 및 각도를 포함하고 상기 각도는 추정된 회전자 위치의 각도와 회전 극좌표 시스템의 복소 전압 공간 벡터의 각도의 합을 포함함 - 와,
상기 복소 전압 공간 벡터 및 복소 전류 공간 벡터에 기초하여 상기 추정된 회전자 위치 및 추정된 회전자 속도를 출력하도록 구성된 PLL(phase-locked loop) 관측기와,
하나 이상의 모터 권선 전류값을 처리하는 것에 기초하여 상기 복소 전압 공간 벡터의 각도를 조정하도록 구성된 하나 이상의 폐루프 피드백 루프를 포함하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
상기 복수의 제어 신호를 수신하고 상기 벡터량에 기초하여 상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하는 PWM 신호를 출력하도록 구성된 펄스 폭 변조(pulse-width modulation(PWM)) 유닛을 더 포함하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
PWM 신호를 수신하고 3상 정현파 파형을 상기 모터의 권선에 출력하고, 상기 벡터량에 기초하여 상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하도록 구성된 전압원 인버터 구성요소를 더 포함하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
2상 또는 3상 모터 권선 전류값 좌표를 정지 2상 기준 프레임으로 변환하도록 구성된 클라크 변환 모듈(Clarke Transform module)을 더 포함하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
2상 정지 좌표 세트를 회전 좌표 시스템의 2개의 회전자 고정 좌표로 변환하도록 구성된 파크 변환 모듈(Park Transform module)을 더 포함하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
상기 FOC 구조체는 역 파크 변환(Inverse Park Transform)의 사용 없이 회전자 고정 회전 좌표(rotor-fixed ratating coordinates) 세트를 정지 직교 좌표(stationary Cartesian coordinates)로 변환하는
필드 지향 제어 구조체.
제 6 항에 있어서,
상기 FOC 구조체는 상기 회전자 위치의 각도와 상기 회전 극좌표 시스템의 상기 복소 전압 공간 벡터의 각도를 합산하는 것을 통해 회전자 고정 회전 좌표 세트를 정지 직교 좌표로 변환하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
상기 복소 전압 공간 벡터의 각도는 d,q 좌표 시스템의 직축(direct axis, d축)에 관한 전압 값으로 나눈 상기 d,q 좌표 시스템의 횡축(quadrature axis, q축)에 관한 전압 값의 아크탄젠트를 포함하고, 상기 횡축 및 상기 직축은 직교하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
상기 PLL 관측기는 상기 모터의 고정자 플럭스(stator flux)가 상기 PLL 관측기의 위상 고정 루프 구조를 통해 상기 모터의 회전자 플럭스에 수직이 되게 하는
필드 지향 제어 구조체.
제 1 항에 있어서,
상기 PLL 관측기는 상기 복소 전압 공간 벡터 및 상기 복소 전류 공간 벡터를 나타내는 정지 직교 좌표를 수신하는 것을 통해 또는 상기 복소 전류 공간 벡터를 나타내는 극좌표 및 상기 복소 전류 공간 벡터를 나타내는 정지 직교 좌표를 수신하는 것을 통해 상기 회전자 위치의 각도 및 상기 회전자의 속도를 추정하는
필드 지향 제어 구조체.
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 장치로서,
원하는 모터 속도를 나타내는 입력을 수신하고 회전 좌표 시스템의 전기적 직교 전압 좌표의 쌍을 출력하도록 구성된 하나 이상의 비례 적분(proportional-integral; PI) 컨트롤러와,
상기 전기적 직교 전압 좌표를 크기 및 각도를 포함하는 벡터량으로 변환하도록 구성된 직교-극 변환 모듈(a Cartesian to polar transform module)과,
상기 벡터량에 기초하여 제 2 벡터량을 수신하고 복수의 제어 신호를 출력하도록 구성된 변조기 구성요소 - 상기 제 2 벡터량의 크기는 상기 벡터량의 크기를 포함하고 상기 제 2 벡터량의 각도는 추정된 회전자 위치의 각도 및 상기 벡터량의 각도의 합을 포함함 - 와,
복수의 제어 신호를 수신하고 상기 복수의 제어 신호에 기초하여 PWM 신호를 출력하도록 구성된 펄스 폭 변조(pulse-width modulation(PWM)) 유닛과,
상기 PWM 신호를 수신하고 정현파 파형을 상기 모터의 권선에 출력하고, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하도록 구성된 전압원 인버터 구성요소와,
상기 제 2 벡터량 및 전류 공간 벡터에 기초하여 상기 추정된 회전자 위치 및 추정된 회전자 속도를 출력하도록 구성된 PLL(phase-locked loop) 관측기와,
하나 이상의 모터 권선 전류값을 처리하는 것에 기초하여 상기 PI 컨트롤러 중 하나 이상에 대한 상기 입력을 조정하도록 구성된 하나 이상의 폐루프 피드백 루프를 포함하는
가변 속도 제어 장치.
제 11 항에 있어서,
크기 및 각도를 포함하는 벡터량으로 상기 전기적 직교 전압 좌표의 변환을 포함하는 하나 이상의 변환을 계산하도록 구성된 컴퓨팅 장치를 더 포함하는
가변 속도 제어 장치.
제 11 항에 있어서,
상기 장치는 상기 추정된 회전자 위치의 각도 및 상기 벡터량의 각도를 합산하는 것을 통해 역 파크 변환의 사용 없이 회전 좌표를 정지 직교 좌표로 변환하는
가변 속도 제어 장치.
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법으로서,
변조기에서, 전기 모터의 회전자의 원하는 회전 위치 또는 원하는 속도를 나타내는 벡터량을 수신하는 단계 - 상기 벡터량은 크기 및 각도를 포함하고 상기 각도는 추정된 회전자 위치의 각도와 복소 전압 공간 벡터의 각도의 합을 포함하고, 상기 복소 전압 공간 벡터는 상기 모터의 고정자 위상 전압의 벡터 합을 포함함 - 와,
상기 복소 전압 공간 벡터 및 복소 전류 공간 벡터에 기초하여 상기 회전자 위치 및 회전자 속도를 PLL(phase-locked loop) 구성요소에서 추정하는 단계와,
상기 변조기에서, 상기 벡터량에 기초하여 상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하는 복수의 제어 신호를 출력하는 단계와,
하나 이상의 폐루프 피드백 루프를 통해, 하나 이상의 모터 권선 전류값을 처리하는 것에 기초하여 상기 복소 전압 공간 벡터의 각도를 조정하는 단계와,
상기 수신 및 상기 조정에 기초하여 가변 속도 제어를 상기 모터에 제공하는 단계를 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 PLL 구성요소의 위상 고정 루프 구조를 통해 상기 모터의 상기 회전자 속도를 고정하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 모터의 고정자 플럭스가 PLL 관측기의 위상 고정 루프 구조를 통해 상기 모터의 회전자 플럭스에 수직이 되게 하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
역 파크 변환의 사용 없이 회전 좌표를 정지 직교 좌표로 변환하기 위해 상기 추정된 회전자 위치의 각도와 회전 복소 전압 공간 벡터의 각도를 합산하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 복수의 제어 신호를 펄스 폭 변조(pulse-width modulation(PWM)) 유닛에서 수신하는 단계와,
상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하는 PWM 신호를 상기 PWM 유닛에서 출력하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
PWM 신호를 전압원 인버터 구성요소에서 수신하는 단계와,
상기 모터의 회전 위치 또는 속도를 조정하기 위해 3상 정현파 파형을 상기 모터의 권선에 출력하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
극 입력을 직교 좌표로 변환하는 단계 및 직교 입력을 상기 PLL 구성요소 내의 극좌표로 변환하는 단계 중 적어도 하나를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 회전자 위치를 추정하기 위해 상기 PLL 구성요소 내의 비례 적분 컨트롤러로부터 출력되는 회전자 속도를 적분하는 단계를 더 포함하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 PLL 구성요소는 상기 모터의 고정자의 저항에 영향을 받지 않은 채로 상기 PLL 구성요소의 동작 파라미터를 형성하기 위해 상기 모터의 고정자의 인덕턴스를 사용하는
전기 모터에 대한 가변 속도 제어 방법.