CN116470810B - 基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统 - Google Patents

基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，包括：获取正交坐标系下的交流电机电压；利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算交流电机转子位置角，完成在低速和零速下对交流电机转子位置估计。同时提供了一种相应的系统、终端及介质。本发明不受在低速和零速下反电势幅值低的影响；避免了注入高频信号造成的额外损耗，同时降低噪声；只需在一个PWM周期的开始和半周期时刻进行采样电流，大幅简化了电流变化率的计算。

Description

基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统
技术领域
本发明涉及电机转子位置估测技术领域，具体地，涉及一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统，同时提供了一种相应的计算机终端及计算机可读存储介质。
背景技术
相比三相电机，双三相永磁同步电机相数增加一倍，因此对于电力电子器件的功率等级要求较低，适合于大功率等级的应用场合，而且其容错能力和转矩比三相电机明显增加，在二十世纪为学者所提出后备受关注。双三相永磁同步电机的驱动及其调速控制，通常是以转子转速和转子位置角度已知为基础的，而这两个物理量的获得一般依靠安装在电机转轴上的机械式传感器来获取，例如光电式编码器。然而，机械式的位置传感器受到工作环境的影响较大，如电机振动和环境温度等，不仅容易发生丢失脉冲的现象而产生测量误差，还易因受损而需重新更换，其可靠性有限(张一诺,张兴华.带相位补偿的PMSM脉振高频信号注入转子位置估计方法[J].微电机,2022,55(03):69-74.DOI:10.15934/j.cnki.micromotors.2022.03.011.)。并且，加装机械式的位置传感器需要在控制电路中引入额外接口，使控制系统更易受干扰。由于机械传感器加装在电机转轴上，增大了电机体积和转轴的转动惯量，使调速系统的动态性能受到影响。
无位置传感器的转子位置估测技术可以有效避免上述缺点。双三相永磁同步电机的无位置传感器的转子位置估测技术通常是在三相电机的基础上推广而来的，主要可以归为两类：基于反电势的转子位置估测技术和基于高频信号注入的转子位置估测技术。基于反电势的转子位置估测技术通过对反电势进行直接或间接的积分得到磁链，而磁链中会包含转子的转速和角度信息，因此这一技术又称为磁链观测技术。这一方法的关键在于设计合理的磁链计算模型，目前主要利用模型参考自适应辨识、全阶或降阶磁链观测器、滑模观测器、扩展卡尔曼滤波等方法进行设计(
常文跃.永磁同步电机无位置传感器控制技术研究[D].安徽理工大学,2020.DOI:10.26918/d.cnki.ghngc.2020.000828.R.Antonello,.)。基于高频信号注入的转子位置估测技术是在电机中注入高频电压或者电流信号，对电机凸极效应进行激励，通过对感应出的高频电流或电压信号的处理获取转子或者磁链角度信号(X.Bin,X.Luo,L.Zhu andJ.Zhao,"Sensorless Control of Dual Three-Phase PMSM with High FrequencyVoltage Signal Injection,"2019 22nd International Conference on ElectricalMachines and Systems(ICEMS),Harbin,China,2019,pp.1-4,doi:10.1109/ICEMS.2019.8922171.)。另外还有一种利用二电平逆变器的基波脉宽调制(PWM)波激励进行双三相永磁同步电机的转子位置估计算法，可以实现在低速和零速下双三相永磁同步电机的转子位置准确估计(陈浩,高强,朱昊越.基于基波PWM激励的双三相永磁同步电机低速和零速无位置传感器控制[J].电机与控制应用,2020,47(11):1-9.)。
但是，上述的无位置传感器的转子位置估测技术，通常存在如下技术问题：
1、基于反电势的转子位置估测技术，主要适用于电机在中高速运行的工况，在电机运行在低速状态，此时的反电势的幅值较小、不易被提取，磁链难以准确计算。同时，在低速下磁链模型受电机参数影响较大，信号测量的抗干扰性较差，并且此类方法无法在零速下稳定运行。
2、基于高频信号注入的转子位置估测技术，与基于反电势的转子位置估测技术不同的是，该技术在电机低速运行时，电机不受反电势幅值小的影响，可以用于零速和低速段的位置估测。此类方法需要注入额外的高频信号，造成额外的损耗和噪声，同时控制带宽也受到一定的限制。
3、基于基波PWM激励的转子位置估测技术，可以实现零速和低速下的双三相永磁同步电机转子位置的估计，但是需要在非零电压矢量期间进行多次的电流采样，该电流采样与电流环采样不同步，对模拟-数字转换器(ADC)的带宽和采样精度要求比较高，增加了实现的难度和成本。
目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资料。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统，同时提供了一种相应的计算机终端及计算机可读存储介质。
根据本发明的一个方面，提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，包括：
获取正交坐标系下的交流电机电压；
利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；其中，所述两个邻近的PWM周期是指无间隔或有间隔情况下的两个PWM周期；
利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计。
优选地，所述获取正交坐标系下的交流电机电压，包括：
通过坐标变换，得到正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程为：
ψ2s＝L2si2s+ψfF2s 式(2)
其中，u2s为定子电压，ψ2s为磁链，Rs为定子相电阻，i2s为定子电流，L2s为电感矩阵，ψf为转子磁链幅值，F2s为磁链系数矩阵，u2s＝[ua uβ ux uy uo1 uo2]T，其中，uα、uβ、ux、uy、uo1、uo2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电压，i2s＝[iα iβ ix iy io1 io2]T，其中，iα、iβ、ix、iy、io1、io2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电流，F2s＝[cosθ sinθ 0 0 0 0]T，其中，θ为转子位置角；电感矩阵L2s在静止坐标系下的表达式为：
其中，L′d＝Lσ+3Ld，L′q＝Lσ+3Lq，Ld、Lq分别为d轴和q轴电感，Lσ为漏感；
在低速状态下，从正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程中提取出α-β子空间内的电压方程，并进行数学变换，得到：
其中，L1为L2为/>
优选地，所述利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量，包括：
基于电压源逆变器，采用电压矢量调制策略，对所述交流电机电压进行矢量控制，包括：
将电压源逆变器的每种工作状态输出的电压矢量映射到α-β子空间内，得到α-β子空间的电压矢量vαβ的表达式为：
其中，Udc为压源型逆变器母线电压，si(i＝A,B,...,F)表示电压源型逆变器每相桥臂功率器件的开关状态，si＝1表示上桥臂开通、下桥臂关断，si＝0表示上桥臂关断、下桥臂导通；通过式(4)计算出电压矢量的幅值；
选用幅值最大的电压矢量作为基本矢量进行调制，基于所述基本矢量，将α-β子空间平面划分为与所述基本矢量相对应的扇区；按照在一个PWM周期内作用的先后顺序，将任意一个扇区内的n个非零电压矢量记为v1、v2、…、vn；将同一个扇区内的非零电压矢量进行合成，得到电机运行时所需要的参考电压矢量v*。
优选地，所述采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，包括：
在两个邻近的PWM周期内，分别获取每一个PWM周期内所施加的前两个非零电压矢量v1和v2，并计算电压矢量平均值和平均电流变化率；其中：
对于一个PWM周期，在第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总采样作用时间内，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的电压矢量平均值为：
其中，为α轴下的平均电压矢量，/>为β轴下的平均电压矢量，uα1、uβ1为v1在α-β方向的分量，uα2、uβ2为v2在α-β方向的分量，t1为v1的采样作用时间，t2为v2的采样作用时间，t1+t2为第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总作用时间；
在低速下，将所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2的作用开始时刻和结束时刻的电流，分别近似等于一个PWM周期内开始时刻和中间时刻的电流，因此，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的平均电流变化率为：
其中，为α轴下的平均电流变化率，/>为β轴下的平均电压矢量，iα1、iβ1为第一个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量，iα2、iβ2为第二个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量；
同理，获得邻近的另一个PWM周期内，在α-β子空间下的非零电压矢量总作用时间内的平均电压和平均电流变化率/>和/>
优选地，所述利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算交流电机转子位置角，包括：
将得到的所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，分别代入下式：
得到：
求解式(7)，即得到sin2θ与cos2θ的表达式；
将获得的sin2θ和cos2θ的表达式输入至锁相环或者观测器，估计得到转子位置角θ。
优选地，所述方法还包括：
对非零电压矢量的采样作用时间设定最小矢量作用时间tmin，当所述非零电压矢量的采样作用时间不满足最小矢量作用时间tmin时，对所述非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，强制其达到最小矢量作用时间tmin。
优选地，所述对所述非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，包括：
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂关断，则将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin，同时在该相之后的上桥臂导通时间延长tmin-t1；
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂导通，直接将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin。
根据本发明的另一个方面，提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计系统，包括：
交流电机电压获取模块，该模块用于获取正交坐标系下的交流电机电压；
非零电压矢量获取模块，该模块利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
同步电流采样模块，该模块用于采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；其中，所述两个邻近的PWM周期是指无间隔或有间隔情况下的两个PWM周期；
转子位置估计模块，该模块利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计。
根据本发明的第三个方面，提供了一种计算机终端，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时可用于执行上述中任一项所述的方法，或，运行上述的系统。
根据本发明的第四个方面，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时可用于执行上述中任一项所述的方法，或，运行上述的系统。
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项的有益效果：
本发明不需要设计磁链观测器，直接利用电机本身的凸极效应，从定子电感矩阵中提取出转子位置信息，可以在零速及低速段实现转子位置估测，不受反电势幅值低的影响。
本发明不需要在电机中注入高频信号的激励，避免了注入高频信号造成的额外损耗，同时降低噪声。
本发明避免了在非零电压矢量内多次对电流进行采样，只需在一个PWM周期的开始和半周期时刻进行采样电流，大幅简化了电流变化率的计算，使得基于SVPWM激励的电机无位置传感器控制算法的实现无需依赖高性能的硬件和处理器，软件实施也更加便利。
本发明不仅能够克服基于反电势的转子位置估测算法在零速及低速段不稳定、精度不高、易受电机参数影响等问题，并且能避免注入高频信号，降低额外损耗和噪声。此外，本发明避免在单个非零电压矢量作用期间进行多次电流测量，只需在零矢量期间进行同步采样的方式对相电流进行采样，大幅降低对ADC带宽的要求，同时可以对ADC分辨率的要求。
本发明不仅适用于双三相永磁同步电机的转子位置估测，对于m相(m大于等于2)交流电机(感应电机、永磁同步电机和同步磁阻电机等)的位置估测也同样具有推广使用价值。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明一优选实施例中基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法的工作流程图。
图2为本发明一具体应用实例中六相两电平电压源型逆变器及双三相电机的结构示意图。
图3为本发明一具体应用实例中最大矢量分布图。
图4为本发明一具体应用实例中一个PWM周期内电流波形图。
图5为本发明一具体应用实例中第一扇区内一个开关周期Ts的PWM波形同步采样示意图。
图6为本发明一具体应用实例中前后两个相邻的PWM周期矢量延长示意图。
图7为本发明一具体应用实例中电机运行在零速的示意图。
图8为本发明一具体应用实例中电机从零速阶跃至60RPM的示意图。
图9为本发明一具体应用实例中电压矢量构成的扇区示意图。
图10为本发明一具体应用实例中典型的SVPWM波形示意图。
图11为本发明一具体应用实例中第一扇区采样点的示意图。
图12为本发明一具体应用实例中三相永磁同步电机转子位置的转速、转子实际电角度、估测的转子电角度、转子电角度估测误差、估计的角度信号cos2θ和sin2θ曲线图。
图13为本发明一优选实施例中基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计系统的组成模块示意图。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。
本发明一实施例提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，该方法针对现有技术中三种转子位置估测技术所存在的问题，直接利用电压源型逆变器本身的基波脉宽调制信号激励交流电机本身的凸极效应，从静止坐标系中直接提取出转子位置信息。
如图1所示，该实施例提供的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，包括：
S1，获取正交坐标系下的交流电机电压；
S2，利用电压源逆变器，对交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
S3，采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近(无间隔或有间隔)的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；
S4，利用施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计。
在S1的一优选实施例中，获取正交坐标系下的交流电机电压，包括：
通过坐标变换，得到正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程为：
ψ2s＝L2si2s+ψfF2s 式(2)
其中，u2s为定子电压，ψ2s为磁链，Rs为定子相电阻，i2s为定子电流，L2s为电感矩阵，ψf为转子磁链幅值，F2s为磁链系数矩阵，u2s＝[uα uβ ux uy uo1 uo2]T，其中，uα、uβ、ux、uy、uo1、uo2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电压，i2s＝[iα iβ ix iy io1 io2]T，其中，iα、iβ、ix、iy、io1、io2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电流，F2s＝[cosθ sinθ 0 0 0 0]T，其中，θ为转子位置角；电感矩阵L2s在静止坐标系下的表达式为：
其中，L′d＝Lσ+3Ld，L′q＝Lσ+3Lq，Ld、Lq分别为d轴和q轴电感，Lσ为漏感；
在低速状态下，从正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程中提取出α-β子空间内的电压方程，并进行数学变换，得到：
其中，L1为L2为/>
在S2的一优选实施例中，利用电压源逆变器，对交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量，包括：
基于电压源逆变器，采用电压矢量调制策略，对交流电机电压进行矢量控制，包括：
将电压源逆变器的每种工作状态输出的电压矢量映射到α-β子空间内，得到α-β子空间的电压矢量vαβ的表达式为：
其中，Udc为压源型逆变器母线电压，si(i＝A,B,...,F)表示电压源型逆变器每相桥臂功率器件的开关状态，si＝1表示上桥臂开通、下桥臂关断，si＝0表示上桥臂关断、下桥臂导通；通过式(4)计算出电压矢量的幅值；
选用幅值最大的电压矢量作为基本矢量进行调制，基于基本矢量，将α-β子空间平面划分为与基本矢量相对应的扇区；按照在一个PWM周期内作用的先后顺序，将任意一个扇区内的n个非零电压矢量记为v1、v2、…、vn；将同一个扇区内的非零电压矢量进行合成，得到电机运行时所需要的参考电压矢量v*。
在S3的一优选实施例中，采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，包括：
在两个邻近的PWM周期内，分别获取每一个PWM周期内所施加的前两个非零电压矢量v1和v2，并计算电压矢量平均值和平均电流变化率；其中：
对于一个PWM周期，在第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总采样作用时间内，第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的电压矢量平均值为：
其中，为α轴下的平均电压矢量，/>为β轴下的平均电压矢量，uα1、uβ1为v1在α-β方向的分量，uα2、uβ2为v2在α-β方向的分量，t1为v1的采样作用时间，t2为v2的采样作用时间，t1+t2为第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总作用时间；
在低速下，将第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2的作用开始时刻和结束时刻的电流，分别近似等于一个PWM周期内开始时刻和中间时刻的电流，因此，第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的平均电流变化率为：
其中，为α轴下的平均电流变化率，/>为β轴下的平均电流变化率，iα1、iβ1为第一个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量，iα2、iβ2为第二个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量；
同理，获得邻近的另一个PWM周期内，在α-β子空间下的非零电压矢量总作用时间内的平均电压和平均电流变化率/>和/>
在S4的一优选实施例中，利用施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算交流电机转子位置角，包括：
将得到的施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，分别代入下式：
得到：
求解式(7)，即得到sin2θ与cos2θ的表达式；
将获得的sin2θ和cos2θ的表达式输入至锁相环或者观测器，估计得到转子位置角θ。
在一优选实施例中，该方法还包括：
S5，对非零电压矢量的采样作用时间设定最小矢量作用时间tmin，当非零电压矢量的采样作用时间不满足最小矢量作用时间tmin时，对非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，强制其达到最小矢量作用时间tmin。
在S5的一优选实施例中，对非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，包括：
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂关断，则将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin，同时在该相之后的上桥臂导通时间延长tmin-t1；
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂导通，直接将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin。
在本发明上述实施例中，低速状态是指定子频率低于5Hz左右的状态。
下面结合一具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步详细、完整的说明。
该具体应用实例中，针对双三相永磁同步电机，基于六相两电平电压源型逆变器，对电机转子位置进行估计。其中，将双三相永磁同步电机的强耦合高维的空间，通过坐标变换从六维自然坐标系映射到三个彼此正交的子空间：α-β子空间、x-y子空间和o1-o2子空间。针对α-β子空间内的电压方程，直接利用双三相永磁同步电机自身的凸极效应和六相两电平电压源逆变器的基波脉宽调制(PWM)信号，将定子电感矩阵中的转子位置信息通过数学变换从电压方程中提取出来。当对六相两电平电压源逆变器采用的是四矢量空间调制时，分别计算前后两个PWM周期内所施加的第一个和第二个非零矢量共同作用期间的电压矢量平均值，同时通过测量在每个PWM周期内零矢量内的电流，计算在第一个和第二个非零电压矢量作用期间的平均电流斜率，通过该实施例提出的方法即可计算出双三相永磁同步电机的转子位置角度。x-y子空间和o1-o2子空间则作用于双三相永磁同步电机的控制过程。
下面对本发明实施例提供的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法的具体技术方案进一步详细、完整的说明。
将双三相永磁同步电机的电压和磁链方程通过坐标变换，将各变量从六维自然坐标系映射到三个彼此正交的子空间，可得到正交坐标系下的双三相永磁同步电机电压及磁链方程：
ψ2s＝L2si2s+ψfF2s 式(2)
其中，u2s为定子电压，ψ2s为磁链，Rs为定子相电阻，i2s为定子电流，L2s为电感矩阵，ψf为转子磁链幅值，F2s为磁链系数矩阵，u2s＝[uα uβ ux uy uo1 uo2]T，其中，uα、uβ、ux、uy、uo1、uo2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电压，i2s＝[iα iβ ix iy io1 io2]T，其中，iα、iβ、ix、iy、io1、io2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电流，F2s＝[cosθ sinθ 0 0 0 0]T，其中，θ为转子位置角，而电感矩阵L2s在静止坐标系下的表达式为：
其中，L′d＝Lσ+3Ld，L′q＝Lσ+3Lq，Ld、Lq分别为d轴和q轴电感，Lσ为漏感；
从正交坐标系下的交流电机电压及磁链方程中提取出α-β空间内的电压方程，并进行数学变换可得：
其中，L1为L2为/>
在双三相永磁同步电机的矢量控制中，为了合成α-β子空间内的电压参考矢量，同时抑制x-y子空间内的谐波损耗，通常采用四矢量空间电压矢量调制(SVPWM)策略，该策略基于六相两电平电压源型逆变器，如图2所示。该逆变器共有六个桥臂，共有64种开关工作状态。
每种工作状态输出的电压矢量映射到α-β子空间内的电压矢量vαβ的表达式为：
其中，Udc为六相两电平电压源型逆变器母线电压，si(i＝A,B,...,F)表示六相两电平电压源型逆变器每相桥臂功率器件的开关状态，si＝1表示上桥臂开通、下桥臂关断，si＝0表示上桥臂关断、下桥臂导通。通过式(4)可计算出64个电压矢量的幅值。为了使母线电压利用率更高，通常选用幅值最大的电压矢量作为基本矢量进行调制，基本矢量共有12个，且幅值为其最大矢量分布如图3所示。由这些基本矢量可以将α-β平面划分为12个扇区(图3中的Sec1～Sec12)。当参考电压矢量位于某一个扇区内时，由扇区确定四个非零电压矢量作为基本矢量进行合成得到。按照在一个PWM周期内作用的先后顺序，将任一个扇区内的四个非零电压矢量记为v1、v2、v3和v4，例如在第一扇区，四个非零电压矢量分别为v55、v45、v44、v64，用于合成双三相永磁同步电机运行时所需要的参考电压矢量v*。
本发明实施例所提供的双三相永磁同步电机转子位置估计需要测量电机相电流的变化率。在一个PWM周期内的某相电流波形可能如图4所示。在以前的方法中，在每个电压矢量作用期间，电流波形近似直线，通常采用两点法或过采样技术对电流变化率进行测量，这种异步采样的技术在实际实施过程不但对硬件要求较高，在软件实施过程中也存在诸多不便。
为了便于对电流的采集，避免在一个电压矢量内进行多次电流测量，本发明提出以同步电流采样的方式，在两个邻近(无间隔或有间隔)的PWM周期内，分别在每个PWM周期内计算所施加的前两个非零电压矢量的平均值和平均电流变化率。以参考电压矢量位于第一扇区为例，同步电流采样时刻点如图5所示(图中v00和v77为零矢量，AdcTrigger1～AdcTrigger2为采样触发，t01为v00作时间，t1为v1作用时间，t2为v2作用时间，t02为到一半PWM周期为止的v77作用时间)。
在v1和v2总作用时间(t1+t2)内(此处v1＝v45，v2＝v55)，其在α-β空间内电压矢量的平均值为：
其中，为α轴下的平均电压矢量，/>为β轴下的平均电压矢量，uα1、uβ1为v1在α-β方向的分量，uα2、uβ2为v2在α-β方向的分量。
在低速下，可以将ν1和ν2这两个非零矢量作用开始和结束时刻的电流，分别近似等于一个PWM周期内开始时刻(图5中零时刻)和中间时刻(图5中Ts/2时刻)的电流，因此其在α-β空间内平均电流变化率为：
其中，为α轴下的平均电流变化率，/>为β轴下的平均电流变化率，iα1、iβ1为图5中AdcTrigger1时刻采样得到的电机相电流在α-β空间的分量，iα2、iβ2为图5中AdcTrigger2时刻采样得到的电机相电流在α-β空间的分量。同理可获得与此PWM周期邻近的PWM周期内在α-β空间内的平均电压/>和平均电流变化率/>和/>将在这两个邻近的PWM周期内得到的平均电压矢量和平均电流变化率分别代入式(3)中，便得到式(7)。求解式(7)，即可得到sin2θ与cos2θ的表达式。获得sin2θ、cos2θ的表达式后，可以将它们输入至锁相环或者观测器，便得到估计的转子位置角θ。
在低速下，一个PWM周期内一般每个非零矢量的作用时间非常短(一般为微秒级)，导致在某些扇区第一个和第二个非零矢量的作用时间太短，在有限的ADC分辨率下得到的平均电流变化率误差偏大，从而降低对电机转子位置估计的精度。因此有必要对非零电压矢量的作用时间规定一个最小值，定义其为最小矢量作用时间tmin。
本发明实施例要求在进行电流平均斜率的计算时，至少保证第一个或第二个非零电压矢量的作用时间不小于一个最小值，计为tmin。例如，进行式(5)和(6)计算时，必须确保第一个非零电压矢量作用时间不小于tmin。同理，在相邻的PWM周期内计算平均电压矢量和平均电流斜率时，必须确保第二个非零电压矢量作用时间不小于tmin。当实际的第一个或第二个非零电压矢量不满足上述要求时，强制将它们的作用时间延长至tmin，如图6所示，以保证每个PWM周期内两个电流采样点的时间间隔足够长，满足ADC的分辨率。
考虑到延长第一个或第二个非零电压矢量会造成参考电压矢量偏差，可以采取下列补偿措施。设第一个非零矢量v1作用时间t1＜tmin，可以采用如下的延长和补偿措施：
1、如果双三相永磁同步电机中的任意一相在v1作用期间内上桥臂关断，则将v1采样作用时间延长至tmin，同时在该相之后的上桥臂导通时间延长tmin-t1；
2、如果双三相永磁同步电机中的任意一相在v1作用期间内上桥臂导通，直接将v1采样作用时间延长至tmin，不需作后续处理。
当第二个非零矢量v2的作用时间也小于tmin时，可以采取类似上述的延长和补偿方法，此处不再赘述。
下面结合一模拟实验，证明本发明上述实施例提供的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法的可行性及有效性。
采用双三相永磁同步电机，在Matlab/Simulink中搭建基于四矢量SVPWM激励的无位置控制仿真模型，采用同步电流采样、以电压平均矢量和平均电流斜率验证算法在零速及低速段的有效性，仿真的电机参数如表1所示
表1电机参数
(1)电机在零速运行
设置电机转速为零，对于转速及电流进行闭环控制，并用对转子位置进行估测，仿真过程中的波形如图7所示，波形从上到下依次为电机转速(转/分)、转子实际位置与估测位置(图中标号1和2，电弧度，2线几乎重合)、实际位置与估测位置的误差(电弧度)、sin2θ与cos2θ(图中标号3和4)。
从图7中可以看到，代表转子位置的sin2θ与cos2θ是两条直线，并且估测位置与实际位置的误差近似于0，可以验证本发明上述实施例提供的转子位置估计方法在电机零速运行时有效。
(2)电机在低速段运行
设置电机于60转/分状态下运行，对转子位置进行估测，仿真过程中的波形如图8所示，波形从上到下依次为电机转速(转/分)、转子实际位置与估测位置(图中标号1和2，电弧度，2线几乎重合)、实际位置与估测位置的误差(电弧度)、sin2θ与cos2θ(图中标号3和4)。
在电机运行在60转/分时，其转子实际位置与估计位置的误差虽有所波动，但最大误差不超过0.01弧度，比较小。从以上结果可知，本发明上述实施例提供的转子位置估计方法在电机的零速及低速段均能高精度地估计出转子位置。
本发明上述实施例提供的转子位置估计方法，还可以应用于三相永磁同步电机。在该具体应用实例中：
首先，针对三相永磁同步电机的转子位置估计的工作原理为：
忽略绕组上的压降，并且由于电机运行在低速段时反电势较小，忽略反电势项，三相永磁同步电机在α-β空间的电压方程与双三相永磁同步电机的在α-β子空间内的电压方程一致，即为：
其中，
考虑三相永磁同步电机由一台二电平逆变器驱动，该逆变器可以生成6个非零电压矢量(V1,V2,…,V6)和2个零电压矢量(V0和V7)，由这些电压矢量构成的扇区图(扇区I～扇区VI)如图9所示。
在每个SVPWM周期内，一般由两个非零电压矢量和两个零电压矢量合成参考电压(Uref)，如在第I扇区，典型的SVPWM波形如图10所示，其中，A、B、C分别为三相逆变器的SVPWM驱动信号，Ts为一个SVPWM的周期。
与双三相永磁同步电机的情形类似，三相永磁同步电机中可以采用两个邻近PWM周期内前两个非零矢量的平均电压矢量和平均电流变化率，代替每个电压矢量和对应的电流变化率。以第一扇区为例，采样点如图11所示，其中，AdcTrigger1为SVPWM一个周期开始时刻的电流采样信号，AdcTrigger2为SVPWM半周期时刻的电流采样信号，t01为前半SVPWM周期V0矢量的作用时间，t02为整个SVPWM周期V7矢量的作用时间，t1为前半SVPWM周期V1矢量的作用时间，t2为前半SVPWM周期V2矢量的作用时间。
可见，针对三相永磁同步电机，其同步电流采样过程中，电流采样和平均电压的计算与双三相永磁同步电机完全一样，因此，也可以直接使用双三相永磁同步电机位置估测的方程。
最小脉宽及其补偿，可以采用与双三相永磁同步电机类似的方法。
本方法通过仿真进行了验证，仿真所用的电机驱动系统模型参数如表2所示：
表2电机参数
三相永磁同步电机运行于20转/分(1Hz)，如图12所示，横轴表示时间(秒)，纵轴从上到下，分别为转速(转/分)、转子实际电角度(图中标号1，电弧度)和转子估测电角度(图中标号2，电弧度)、转子电角度估测误差(弧度)、估计的角度信号cos2θ(图中标号4)和sin2θ(图中标号3)。可见，在低速状态下，利用提出的位置估测方法可以实现对三相永磁同步电机转子位置的良好跟踪。
本发明上述实施例提供的转子位置估计方法，不仅对三相和双三相交流电机有效，对其他相数(最少相数为2)的交流电机也同样适用，这是因为其他相数(最少相数为2)的电机模型最终都可以在两相正交坐标系(α-β坐标系)中表达，在低速下与下列模型
/>
类似，仅仅可能因为相数不同，而引起系数电感变化，系数电感的变化并不影响对上述方程中位置信号的估计。
因此，本发明上述实施例提供的转子位置估计方法，可以应用到其他相数(最少相数为2)的交流电机，具体应用实例此处不再赘述。
综上所述，本发明上述实施例以及仿真实验，不仅适用于双三相永磁同步电机的转子位置估测，对于m相(m大于等于2)交流电机(感应电机、永磁同步电机和同步磁阻电机等)的位置估测也同样可以推广使用；不仅局限于六相两电平电压源型逆变器，其他可以驱动上述m相交流电机的电压源型逆变器都适用。
本发明一实施例提供了一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计系统，如图13所示，该系统可以包括：
交流电机电压获取模块，该模块用于获取正交坐标系下的交流电机电压；
非零电压矢量获取模块，该模块利用电压源逆变器，对交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
同步电流采样模块，该模块用于采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近(无间隔或有间隔)的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；
转子位置估计模块，该模块利用施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计。
需要说明的是，本发明提供的方法中的步骤，可以利用系统中对应的模块、装置、单元等予以实现，本领域技术人员可以参照方法的技术方案实现系统的组成，即，方法中的实施例可理解为构建系统的优选例，在此不予赘述。
本发明一实施例提供了一种计算机终端，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行程序时可用于执行本发明上述实施例中任一项的方法，或，运行本发明上述实施例中任一项的系统。
可选地，存储器，用于存储程序；存储器，可以包括易失性存储器(英文：volatilememory)，例如随机存取存储器(英文：random-access memory，缩写：RAM)，如静态随机存取存储器(英文：static random-access memory，缩写：SRAM)，双倍数据率同步动态随机存取存储器(英文：Double Data Rate Synchronous Dynamic Random Access Memory，缩写：DDR SDRAM)等；存储器也可以包括非易失性存储器(英文：non-volatile memory)，例如快闪存储器(英文：flash memory)。存储器用于存储计算机程序(如实现上述方法的应用程序、功能模块等)、计算机指令等，上述的计算机程序、计算机指令等可以分区存储在一个或多个存储器中。并且上述的计算机程序、计算机指令、数据等可以被处理器调用。
上述的计算机程序、计算机指令等可以分区存储在一个或多个存储器中。并且上述的计算机程序、计算机指令、数据等可以被处理器调用。
处理器，用于执行存储器存储的计算机程序，以实现上述实施例涉及的方法中的各个步骤或系统各种的各个模块。具体可以参见前面方法和系统实施例中的相关描述。
处理器和存储器可以是独立结构，也可以是集成在一起的集成结构。当处理器和存储器是独立结构时，存储器、处理器可以通过总线耦合连接。
本发明一实施例还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时可用于执行本发明上述实施例中任一项的方法，或，运行本发明上述实施例中任一项的系统。
本发明上述实施例提供的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法及系统，采用同步电流采样的方式，计算电流平均斜率(变化率)；基于电压源型逆变器的基波PWM波形激励，利用两个邻近PWM周期内各自两个非零电压矢量的平均电压矢量和对应的平均电流变化率，估计交流电机的转子位置的算法，不仅能够克服基于反电势的转子位置估测算法在零速及低速段不稳定、精度不高、易受电机参数影响等问题，并且能避免注入高频信号，降低额外损耗和噪声。此外，本发明上述实施例还能够避免在单个非零电压矢量作用期间进行多次电流测量，只需在零矢量期间进行同步采样的方式对相电流进行采样，大幅降低对ADC带宽的要求，同时可以对ADC分辨率的要求。
本发明上述实施例中未尽事宜均为本领域公知技术。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (8)

1.一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，其特征在于，包括：
获取正交坐标系下的交流电机电压；
利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
采用同步电流采样的方式，分别在两个无间隔或有间隔情况下的邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；
利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计；
其中：
所述采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，包括：
在两个邻近的PWM周期内，分别获取每一个PWM周期内所施加的前两个非零电压矢量v1和v2，并计算电压矢量平均值和平均电流变化率；其中：
对于一个PWM周期，在第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总采样作用时间内，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的电压矢量平均值为：
其中，为α轴下的平均电压矢量，/>为β轴下的平均电压矢量，uα1、uβ1为v1在α-β方向的分量，uα2、uβ2为v2在α-β方向的分量，t1为v1的采样作用时间，t2为v2的采样作用时间，t1+t2为第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总作用时间；
在低速下，将所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2的作用开始时刻和结束时刻的电流，分别近似等于一个PWM周期内开始时刻和中间时刻的电流，因此，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的平均电流变化率为：
其中，为α轴下的平均电流变化率，/>为β轴下的平均电流变化率，iα1、iβ1为第一个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量，iα2、iβ2为第二个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量；
同理，获得邻近的另一个PWM周期内，在α-β子空间下的非零电压矢量总作用时间内的平均电压和平均电流变化率/>和/>
所述利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算交流电机转子位置角，包括：
将得到的所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，分别代入下式：
得到：
求解式(7)，即得到sin2θ与cos2θ的表达式；
将获得的sin2θ和cos2θ的表达式输入至锁相环或者观测器，估计得到转子位置角θ；
其中，L1为L2为/>Ld和Lq分别为d轴和q轴电感，uα和uβ为α-β子空间下的电压，iα和iβ为α-β子空间下的电流，θ为转子位置角。
2.根据权利要求1所述的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，其特征在于，所述获取正交坐标系下的交流电机电压，包括：
通过坐标变换，得到正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程为：
ψ2s＝L2si2s+ψfF2s 式(2)
其中，u2s为定子电压，ψ2s为磁链，Rs为定子相电阻，i2s为定子电流，L2s为电感矩阵，ψf为转子磁链幅值，F2s为磁链系数矩阵，u2s＝[uα uβ ux uy uo1 uo2]T，其中，uα、uβ、ux、uy、uo1、uo2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电压，i2s＝[iα iβ ix iy io1 io2]T，其中，iα、iβ、ix、iy、io1、io2分别为α-β、x-y和零序子空间下的电流，F2s＝[cosθ sinθ 0 0 0 0]T，其中，θ为转子位置角；电感矩阵L2s在静止坐标系下的表达式为：
其中，L′d＝Lσ+3Ld，L′q＝Lσ+3Lq，Ld、Lq分别为d轴和q轴电感，Lσ为漏感；
在低速状态下，从正交坐标系下的交流电机电压和磁链方程中提取出α-β子空间内的电压方程，并进行数学变换，得到：
其中，L1为L2为/>
3.根据权利要求1所述的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，其特征在于，所述利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量，包括：
基于电压源逆变器，采用电压矢量调制策略，对所述交流电机电压进行矢量控制，包括：
将电压源逆变器的每种工作状态输出的电压矢量映射到α-β子空间内，得到α-β子空间的电压矢量vαβ的表达式为：
其中，Udc为压源型逆变器母线电压，si(i＝A,B,...,F)表示电压源型逆变器每相桥臂功率器件的开关状态，si＝1表示上桥臂开通、下桥臂关断，si＝0表示上桥臂关断、下桥臂导通；通过式(4)计算出电压矢量的幅值；
选用幅值最大的电压矢量作为基本矢量进行调制，基于所述基本矢量，将α-β子空间平面划分为与所述基本矢量相对应的扇区；按照在一个PWM周期内作用的先后顺序，将任意一个扇区内的n个非零电压矢量记为v1、v2、…、vn；将同一个扇区内的非零电压矢量进行合成，得到电机运行时所需要的参考电压矢量v*。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，其特征在于，还包括：
对非零电压矢量的采样作用时间设定最小矢量作用时间tmin，当所述非零电压矢量的采样作用时间不满足最小矢量作用时间tmin时，对所述非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，强制其达到最小矢量作用时间tmin。
5.根据权利要求4所述的基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计方法，其特征在于，所述对所述非零电压矢量的采样作用时间进行补偿，包括：
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂关断，则将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin，同时在该相之后的上桥臂导通时间延长tmin-t1；
-如果交流电机中的任意一相在非零电压矢量作用期间内上桥臂导通，直接将该非零电压矢量的采样作用时间延长至tmin。
6.一种基于电压源型逆变器的交流电机转子位置估计系统，其特征在于，包括：
交流电机电压获取模块，该模块用于获取正交坐标系下的交流电机电压；
非零电压矢量获取模块，该模块利用电压源逆变器，对所述交流电机电压进行矢量控制，获得非零电压矢量；
同步电流采样模块，该模块用于采用同步电流采样的方式，分别在两个无间隔或有间隔情况下的邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率；
转子位置估计模块，该模块利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算在零速和低速状态下交流电机转子位置角，完成对交流电机转子位置估计；
其中：
所述同步电流采样模块中，采用同步电流采样的方式，分别在两个邻近的PWM周期内，计算施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，包括：
在两个邻近的PWM周期内，分别获取每一个PWM周期内所施加的前两个非零电压矢量v1和v2，并计算电压矢量平均值和平均电流变化率；其中：
对于一个PWM周期，在第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总采样作用时间内，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的电压矢量平均值为：
其中，为α轴下的平均电压矢量，/>为β轴下的平均电压矢量，uα1、uβ1为v1在α-β方向的分量，uα2、uβ2为v2在α-β方向的分量，t1为v1的采样作用时间，t2为v2的采样作用时间，t1+t2为第一个非零电压矢量v1和第二个非零电压矢量v2总作用时间；
在低速下，将所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2的作用开始时刻和结束时刻的电流，分别近似等于一个PWM周期内开始时刻和中间时刻的电流，因此，所述第一个非零电压矢量v1和所述第二个非零电压矢量v2在α-β子空间内的平均电流变化率为：
其中，为α轴下的平均电流变化率，/>为β轴下的平均电流变化率，iα1、iβ1为第一个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量，iα2、iβ2为第二个采样触发时刻得到的电机相电流在α-β子空间的分量；
同理，获得邻近的另一个PWM周期内，在α-β子空间下的非零电压矢量总作用时间内的平均电压和平均电流变化率/>和/>
所述转子位置估计模块中，利用所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，计算交流电机转子位置角，包括：
将得到的所述施加的非零电压矢量的平均值和平均电流变化率，分别代入下式：
得到：
求解式(7)，即得到sin2θ与cos2θ的表达式；
将获得的sin2θ和cos2θ的表达式输入至锁相环或者观测器，估计得到转子位置角θ；
其中，L1为L2为/>Ld和Lq分别为d轴和q轴电感，uα和uβ为α-β子空间下的电压，iα和iβ为α-β子空间下的电流，θ为转子位置角。
7.一种计算机终端，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时可用于执行权利要求1-5中任一项所述的方法，或，运行权利要求6所述的系统。
8.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时可用于执行权利要求1-5中任一项所述的方法，或，运行权利要求6所述的系统。
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