DE102015216309B4

DE102015216309B4 - Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Frequenzumrichters für einen Drehstrommotor

Info

Publication number: DE102015216309B4
Application number: DE102015216309.1A
Authority: DE
Inventors: Martin Götzenberger
Original assignee: Vitesco Technologies GmbH
Current assignee: Vitesco Technologies GmbH
Priority date: 2015-08-26
Filing date: 2015-08-26
Publication date: 2023-12-28
Anticipated expiration: 2035-08-27
Also published as: US20170063266A1; DE102015216309A1; CN106487305A; CN106487305B; US9762166B2

Abstract

Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Frequenzumrichters für einen Drehstrommotor,bei dem die Einstellung einer neuen Lage des Drehfeldes im Elektromotor mittels Spannungspulse (UR, US, UT) für die Statorspulen erfolgt, wobei durch die Dauer der Spannungspulse (UR, US, UT) für die jeweiligen Spulen und deren zeitlicher Versatz die Amplitude und der Winkel des Drehfeldvektors vorgegeben wird,wobei die Dauer und der Versatz von Spannungspulsen (UR, US, UT) für die Statorspulen das Ergebnis der Berechnung von Stellgrößen (Ud, Uq) in einer digitalen Regelstrecke in einem rotorfesten Koordinatensystem abhängig vom aktuellen Drehwinkel (Theta) undder aktuellen Drehgeschwindigkeit (Omega) sowie der aktuellen Stromwerte (Iu, Iv, Iw) und einem vorgegebenen Drehmoment (Msoll) und einer vorgegebenen Drehgeschwindigkeit (Omegasoll) sind, unddie im rotorfesten Koordinatensystem berechneten Stellgrößen (Ud, Uq) durch eine Rücktransformation in Stellgrößen (Ualpha, Ubeta) in einem statorfesten Koordinatensystem umgerechnet werden und aus diesen Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (Ualpha, Ubeta) die Zeitpunkte für die Flanken der Spannungspulse (UR, US, UT) ermittelt werden,dadurch gekennzeichnet,dass die Berechnung der Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (Uα, Uβ) für die zweite Flanke eines Spannungspulses in zwei Teilberechnungen mit dem Drehwinkel für die erste Flanke (Θ0) und mit dem Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke (ΔΘ) zerlegt wird, wobei die erste Teilberechnung der Stellgrößen für die erste Flanke auch für die zweite Flanke verwendet wird und die zweite Teilberechnung der Stellgrößen für eine vorgegebene Anzahl von Koordinatendrehungen verwendet wird, wobei für die Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (Uα, Uβ) gemäß folgender Formel ermittelt werden:(UαUβ)=(cos(Θ0)−sin(Θ0)sin(Θ0)cos(Θ0))⋅(cos(ΔΘ)−sin(ΔΘ)sin(ΔΘ)cos(ΔΘ))⋅(UDUQ),wobei Uα, Uβdie Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem,Θ0der Drehwinkel für die erste Flanke und ΔΘ der Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke sind.

Description

Frequenzumrichter für Drehstrommotoren arbeiten heutzutage beinahe ausnahmslos mit Mikrocontrollern, die die komplette Aufgabe der Regelung und Generierung der Ansteuersignale für die Statorspulen des Motors übernehmen. Die Ansteuersignale sind dabei pulsweitenmoduliert (PWM), um über die Pulsdauer dieser Signale die gewünschte Lage des Drehfeldes einstellen zu können. Dieses Verfahren soll auch bei Motoren mit hohen Drehzahlen und bei hohen Ansteuerfrequenzen verwendet werden. Bezogen auf die gewünschte Sinusform der Motoransteuersignale wird dabei die Schaltfrequenz kritisch.
Um eine optimale Ansteuerung des Motors zu gewährleisten, wird als Ansteuerschema die versetzte Taktung gewählt. Dabei moduliert der Mikrocontroller beide Flanken der PWM Signale. Der Motor bekommt somit bei jeder Flanke einen passenden Spannungspuls. Controllerintern geschieht dies vorzugsweise durch einen Timer, der für die erste Flanke aufwärts von Null bis zu einem Maximum zählt, um für die zweite Flanke abwärts bis zu Null zu zählen. Die Inhalte von drei Compare-Registern für die drei Phasen werden mit dem Zählerstand verglichen. Aus der Zählrichtung und den Compare-Match Signalen werden die Rohsignale für die Endtransistoren generiert.
Da sich bei hohen Drehzahlen der Motor innerhalb der halben Periode des PWM-Signals bereits nennenswert dreht, werden die Compare-Werte vorzugsweise für jede Flanke neu berechnet. Das Feld des Motors dreht sich bei beispielsweise 100000 RPM /2 Polpaare und einer Schaltfrequenz von 25kHz um 24° von Schaltflanke zu Schaltflanke. Bei 25kHz Schaltfrequenz steht dabei nur eine Zeit von 20ps zur Verfügung. Dies bedeutet, dass ein sehr rechenleistungsstarker Mikrocontroller verwendet werden muss.
Da die erforderliche Rechenleistung bei den üblicherweise für solche Anwendungen verwendeten Mikroprozessoren in der Regel nicht zur Verfügung steht, müssen Kompromisse eingegangen werden. Ein erster Schritt ist häufig der Verzicht auf die Berechnung beider Flanken. Dies halbiert die nötige Rechenleistung. Anschließend werden Teile der feldorientierten Regelung mit noch niedrigerer Rate gerechnet, was z.B. bei einem Drehzahlregler aufgrund seiner geringen Bandbreite auch vollkommen ausreicht. Dies führt jedoch zu einer unbefriedigenden Ungenauigkeit.
DE 10 2006 052 042 A1 offenbart eine Steuerung und/oder Regelung eines Dreiphasenstromrichters für den Betrieb einer Asynchronmaschine, die von einem 3-Phasen-Stromrichter gespeist wird.
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine befriedigende Genauigkeit bei möglichst geringer erforderlicher Rechenleistung zu ermöglichen.
Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Frequenzumrichters für einen Drehstrommotor, bei dem die Einstellung einer neuen Lage des Drehfeldes im Drehstrommotor mittels Spannungspulse für die Statorspulen erfolgt, wobei durch die Dauer der Spannungspulse für die jeweiligen Spulen und deren zeitlicher Versatz die Amplitude und der Winkel des Drehfeldvektors vorgegeben wird. Die Dauer und der Versatz von Spannungspulsen für die Statorspulen sind das Ergebnis der Berechnung von Stellgrößen in einer digitalen Regelstrecke in einem rotorfesten Koordinatensystem abhängig vom aktuellen Drehwinkel und der aktuellen Drehgeschwindigkeit sowie der aktuellen Stromwerte und einem vorgegebenen Drehmoment und einer vorgegebenen Drehgeschwindigkeit, wobei die im rotorfesten Koordinatensystem berechneten Stellgrößen durch eine Rücktransformation in Stellgrößen in einem statorfesten Koordinatensystem umgerechnet werden und aus diesen Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem die Zeitpunkte für die Flanken der Spannungspulse ermittelt werden. Es wird die Berechnung der Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem für die zweite Flanke eines Spannungspulses in zwei Teilberechnungen für den Drehwinkel für die erste Flanke und den Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke zerlegt, wobei die erste Teilberechnung für die erste Flanke bereits gerechnet wurde und die zweite Teilberechnung für eine vorgegebene Anzahl von Koordinatendrehungen verwendet wird. die Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem U_α, U_β gemäß folgender Formel ermittelt werden: $(\begin{matrix} U_{α} \\ U_{β} \end{matrix}) = (\begin{matrix} cos (Θ_{0}) & - sin (Θ_{0}) \\ sin (Θ_{0}) & cos (Θ_{0}) \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} cos (Δ Θ) & - sin (Δ Θ) \\ sin (Δ Θ) & cos (Δ Θ) \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} U_{D} \\ U_{Q} \end{matrix}),$
wobei U_α, U_β die Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem, Θ₀ der Drehwinkel für die erste Flanke und ΔΘ der Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke sind.
Es wird also auch keine vollständige Rücktransformation mehr berechnet. Stattdessen wird für die zweite Flanke die Koordinatendrehung in zwei Teildrehungen zerlegt. Die erste Drehung der Koordinaten wurde für die erste Flanke bereits gerechnet, die zweite Teildrehung erfolgt bei gleicher Drehzahl immer um den gleichen Winkel, so dass die Transformationsmatrix, in der rechenaufwändige Sinus- und Cosinusberechnungen notwendig sind, nur vergleichsweise selten neu berechnet werden muss. Die zweite Drehung des Koordinatensystems stellt damit lediglich eine Multiplikation eines Vektors mit einer Matrix dar, was viele Mikrocontroller extrem schnell beherrschen.
In einer vorteilhaften Ausbildung wird in der Rücktransformationsmatrix der zweiten Teilberechnung ein Cosinus des Teildrehwinkels mit Eins und ein Sinus des Teildrehwinkels mit dem Winkel selbst angenähert.
Es kann also bei hoher Dynamik die zweite Drehmatrix durch eine Näherung berechnet werden. Da der Winkel klein ist, kann der Cosinus des Zusatzwinkels mit 1 und der Sinus des Winkels mit dem Winkel selbst angenähert werden.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird für die Berechnung des Zeitpunkts für die zweite Flanke eines Spannungspulses der Wert des Zeitpunkts für die erste Flanke dieses Spannungspulses herangezogen und die Rücktransformation in das statorfeste Koordinatensystem erfolgt mittels eines Drehwinkels, der aus dem Drehwinkel für die erste Flanke des Spannungspulses und der Drehgeschwindigkeit extrapoliert wird.
Es wird also zusätzlich nicht darauf verzichtet, die Flanken einzeln zu berechnen, jedoch ergibt sich die 2. Flanke nicht durch eine vollständig gerechnete Feldlage in einer feldorientierten Regelung.
Es wird auf die Berechnung der Stromregler verzichtet. Um eine glatte Spannungsform weiterhin zu erzielen, wird der Feldlagewinkel aus der Drehgeschwindigkeit und dem zuletzt aus den Statorspulenströmen berechneten Feldlagewinkel extrapoliert, jedoch die zuvor berechneten Spannungswerte erneut verwendet. Die Berechnung für die 2. Flanke besteht somit nur noch aus der Rücktransformation in das statorfeste Koordinatensystem mittels des extrapolierten Feldlagewinkels.
Eine besonders exotische Kombination ist möglich, bei der die Koordinatendrehung der ersten Flanke zusammen mit einer Weiterdrehung für die zweite Flanke verwendet wird, und dennoch die Stromregler neu gerechnet werden.
Es werden also in erfindungsgemäßer Weise Teile der feldorientierten Regelung durch Extrapolationen ersetzt, die erheblich schneller gerechnet werden können. Außerdem wird die besonders aufwändige Koordinatendrehung durch eine scheinbar aufwändigere doppelte Drehung ersetzt, die jedoch erheblich schneller gerechnet werden kann, da die erste aufwändige Teildrehung bereits komplett berechnet wurde, und für die 2. Drehung der rechenaufwändige Teil selten berechnet wird oder die Berechnung angenähert wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe von Figuren näher beschrieben. Dabei zeigen

1 eine schematische Darstellung eine Frequenzumrichters mit feldorientierter Regelung für einen Drehstrommotor mit Permanentmotor nach dem Stand der Technik, und
2 die Umrechnung von rotorfesten in statorfeste Koordinaten mit einer erfindungsgemäßen Berechnung zweier Teildrehungen.

In 1 wird ein synchroner Drehstrommotor mit Permanentmagnetrotor PMSM mittels dreier pulsmodulierter Spannungen UR, US UT in bekannter Weise angetrieben. Die pulsmodulierten Spannungen UR, US UT werden von einer Modulationseinheit 6, die beispielsweise eine Vektormodulation durchführt, erzeugt.
Die infolge der pulsmodulierten Spannungen UR, US, UT durch die Statorspulen des Drehstrommotors fließenden Ströme IR, IS, IT werden erfasst, beispielsweise mittels Shuntwiderständen, und einer Transformationseinheit 7 zugeführt, die daraus die die Feldlage im Motor repräsentierenden Stromzeiger Ialpha, Ibeta in einem komplexen statorfesten Koordinatensystem errechnet.
In einer Umrecheneinheit 8 werden die Stromzeiger Ialpha, Ibeta des statorfesten Koordinatensystems in Stromzeiger ID, IQ in einem rotorfesten Koordinatensystem umgerechnet. Hierzu wird der Rotorlagewinkel Theta benötigt, der in einem Rotorlageschätzer 9 aus den Zeigern Ialpha, Ibeta des statorfesten Koordinatensystems und den Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem Ualpha, Ubeta ermittelt wird.
Die Stromzeiger ID und IQ des rotorfesten Koordinatensystems werden einem StromreglerID 2 bzw. einem StromreglerIQ 3 zugeführt, wobei der StromreglerID 2 den feldbildenden oder feldschwächenden Strom ID regelt und im dargestellten Beispiel mit einem Sollwert 0 versorgt wird, da keine Feldstützung oder Feldschwächung gewünscht ist. Der StromreglerIQ 3 wird mit einem Sollwert für den drehmomentbildenden Strom IQ versorgt. Dieser Sollwert wird von einem Drehzahlregler 1 bereitgestellt, dem einerseits eine Solldrehzahl Omegasoll und andererseits eine vom Rotorlageschätzer 9 ermittelte Istdrehzahl Omega zugeführt wird.
Den Ausgangssignalen des Stromreglers ID 2 und des Stromreglers IQ 3 werden jeweils ein Ausgangssignal einer Entkopplungs-bzw. Vorsteuerungseinheit 4 hinzuaddiert, der sowohl die Stromzeiger ID, IQ des rotorfesten Koordinatensystems als auch die Istdrehzahl Omega zugeführt werden. Die durch die Additionen erhaltenen Spannungszeiger UD, UQ des rotorfesten Koordinatensystems werden einer Rücktransformationseinheit 5 zugeführt, die mittels des Rotorlagewinkels Theta vom Rotorlageschätzer 9 die Spannungszeiger DU, UQ des rotorfesten Koordinatensystems in Spannungszeiger Ualpha, Ubeta des statorfesten Koordinatensystems transformiert. Diese Spannungszeiger Ualpha, Ubeta des statorfesten Koordinatensystems werden der Modulationseinheit 6 zugeführt.
Die Rücktransformation vom rotorfesten Koordinatensystem ins statorfeste Koordinatensystem ist sehr rechenaufwändig, sollte allerdings bei hohen Drehzahlen für beide Flanken eines pulsmodulierten Ansteuersignals für einen Drehstrommotor durchgeführt werden, da sich der Rotor während der Dauer des Ansteuersignals nennenswert weiterdrehen kann.
Die Transformationsmatrix zur Berechnung der Spannungszeiger U_α, U_β des statorfesten Koordinatensystems aus den Spannungszeigern U_D, U_Q des rotorfesten Koordinatensystems ist in der 2 in der oberen Zeile in der linken Formel dargestellt. Die Berechnung der Sinus- und Cosinuswerte für die neuen Rotorlagewinkel Θ₀+ΔΘ der Matrixelemente ist sehr rechenzeitintensiv und erfordert einen leistungsfähigeren Mikrocontroller als für die meisten Anwendungen wirtschaftlich ist.
In erfindungsgemäßer Weise wird daher die Transformation durch trigonometrische Umformung und Matrixzerlegung in zwei Teiltransformationen zerlegt. Die erste Teiltransformation berechnet die statorfesten Spannungszeiger U_α, U_β zu Zeitpunkt der 1. Flanke des Ansteuerpulses für den Drehstrommotor aus den rotorfesten Spannungszeigern U_D, U_Q und kann folglich für beide Flanken verwendet werden, was Rechenzeit einspart.
Die zweite Teiltransformation im rechten Teil der ersten Zeile der 2 berechnet die Teildrehung um eine kleinen Winkel und wird in erfindungsgemäßer Weise nur näherungsweise durchgeführt, indem die Sinus- und Cosinusfunktionen durch eine den Genauigkeitsanforderungen entsprechende Anzahl an Termen einer Taylorreihe für die Sinus- und Cosinusfunktionen ersetzt wird. Außerdem wird die Berechnung für eine den Genauigkeitsanforderungen entsprechende Anzahl an Teildrehungen verwendet und folglich immer nur beispielsweise alle drei oder vier Teildrehungen neu berechnet. Auch das erspart viel Rechenzeit, führt jedoch zu einer ausreichenden Genauigkeit, ohne auf eine Berechnung der 2. Flanke völlig zu verzichten.
In der unteren Zeile der Gleichung der 2 ist schließlich eine Näherung für sehr kleine Winkel gezeigt, die nur den ersten Term einer Taylorreihe verwendet, indem der Cosinus mit Eins und der Sinus eines Winkels mit dem Winkel selbst angenähert wird.

Claims

Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Frequenzumrichters für einen Drehstrommotor, bei dem die Einstellung einer neuen Lage des Drehfeldes im Elektromotor mittels Spannungspulse (UR, US, UT) für die Statorspulen erfolgt, wobei durch die Dauer der Spannungspulse (UR, US, UT) für die jeweiligen Spulen und deren zeitlicher Versatz die Amplitude und der Winkel des Drehfeldvektors vorgegeben wird, wobei die Dauer und der Versatz von Spannungspulsen (UR, US, UT) für die Statorspulen das Ergebnis der Berechnung von Stellgrößen (Ud, Uq) in einer digitalen Regelstrecke in einem rotorfesten Koordinatensystem abhängig vom aktuellen Drehwinkel (Theta) und der aktuellen Drehgeschwindigkeit (Omega) sowie der aktuellen Stromwerte (Iu, Iv, Iw) und einem vorgegebenen Drehmoment (Msoll) und einer vorgegebenen Drehgeschwindigkeit (Omegasoll) sind, und die im rotorfesten Koordinatensystem berechneten Stellgrößen (Ud, Uq) durch eine Rücktransformation in Stellgrößen (Ualpha, Ubeta) in einem statorfesten Koordinatensystem umgerechnet werden und aus diesen Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (Ualpha, Ubeta) die Zeitpunkte für die Flanken der Spannungspulse (UR, US, UT) ermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (U_α, U_β) für die zweite Flanke eines Spannungspulses in zwei Teilberechnungen mit dem Drehwinkel für die erste Flanke (Θ₀) und mit dem Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke (ΔΘ) zerlegt wird, wobei die erste Teilberechnung der Stellgrößen für die erste Flanke auch für die zweite Flanke verwendet wird und die zweite Teilberechnung der Stellgrößen für eine vorgegebene Anzahl von Koordinatendrehungen verwendet wird, wobei für die Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem (U_α, U_β) gemäß folgender Formel ermittelt werden: $(\begin{matrix} U_{α} \\ U_{β} \end{matrix}) = (\begin{matrix} cos (Θ_{0}) & - sin (Θ_{0}) \\ sin (Θ_{0}) & cos (Θ_{0}) \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} cos (Δ Θ) & - sin (Δ Θ) \\ sin (Δ Θ) & cos (Δ Θ) \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} U_{D} \\ U_{Q} \end{matrix}),$
wobei U_α, U_β die Stellgrößen im statorfesten Koordinatensystem, Θ₀ der Drehwinkel für die erste Flanke und ΔΘ der Drehwinkel von der ersten bis zur zweiten Flanke sind.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der zweiten Teilberechnung der Rücktransformationsmatrix ein Cosinus des Teildrehwinkels (ΔΘ) mit Eins und ein Sinus des Teildrehwinkels (ΔΘ) mit dem Teildrehwinkel (ΔΘ) selbst angenähert wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass für die Berechnung des Zeitpunkts für die zweite Flanke eines Spannungspulses (UR, US, UT) der Wert des Zeitpunkts für die erste Flanke dieses Spannungspulses (UR, US, UT) herangezogen wird und die Rücktransformation in das statorfeste Koordinatensystem mittels eines Drehwinkels (Θ₀+ΔΘ) erfolgt, der aus dem Drehwinkel für die erste Flanke (Theta; Θ₀) des Spannungspulses (UR, US, UT) und der Drehgeschwindigkeit (Omega) extrapoliert wird.