JP5869040B2 - 同期電動機の最適制御 - Google Patents
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Description
様々な実装形態では、FOC構造構成100は、三相単極対PMSM電動機に対して、以下の座標系を使用することができる(それに加えて、本開示は、複数極対電動機および他のタイプの電動機に同じように適用することができる)。座標系の概要は以下の通りであり、座標系およびそれらの関係についての説明を含む。
(その大きさのスケールダウンまたはスケールアップは可能だが、方向の変化はない)が得られる。
は、図3に示されるように、デカルト座標IαおよびIβを有する。回転固定子磁束空間ベクトル
は、
と同じ方向を有し、図3(c)に示されるように、それらの大きさは互いに比例する。回転電流空間ベクトル
は、回転固定子磁束
を表し得る。例えば、様々な実装形態では、回転固定子
は、3つの正弦波電流Iu、IvおよびIwを制御する代わりに、単一の電流空間ベクトル
の大きさおよび方向を制御することによる制御の方が簡単である。
表中、
− 大きさ|I|および角度γを有する固定子電流空間ベクトル。
− 大きさ|Vref|および角度θを有する固定子電圧空間ベクトル。
− 固定子磁束空間ベクトル
。これは電流空間ベクトル
と同じ方向を指し示す。
L − 1相当たりの固定子巻線インダクタンス。
− 大きさ|Ψr|を有する回転子永久磁石磁束鎖交空間ベクトル。|Ψr|は、電動機仕様の電圧定数、速度定数またはトルク定数から導出することができる。以下に示されるように、逆起電力(BEMF)の大きさは|ωrΨr|である。
φ − 回転子の電気的な角度位置。
γ − 静止Ou極座標系における電流空間ベクトルの角度。
Θ − 回転Od極座標系における電圧空間ベクトルの角度。
θ − 静止Ou極座標系における電圧空間ベクトルの角度。θ=Θ+φ。
式中、
e − オイラー数(すなわち、自然対数の基数)。e≒2.718281828。
j − 虚数単位。
。
式中、
R − 1相当たりの固定子巻線抵抗。
− 固定子巻線抵抗による電圧降下空間ベクトル。
− 時変固定子磁束によって引き起こされた起電力空間ベクトル。
− 大きさ|ωrΨr|を有するBEMF空間ベクトル。時変回転子磁束鎖交によって引き起こされた起電力であり、回転子磁束空間ベクトルに垂直である。
ωi − 電流空間ベクトルの電気的な角速度であり、
である。
ωr − 回転子の電気的な角速度であり、
である。
π − アルキメデスの定数(すなわち、円の直径に対する円周の比率)であり、π≒3.14159265359である。
であることに留意されたい。
)、電動機102パラメータ(例えば、R、Lおよび|Ψr|)、測定および計算値(例えば、|I|、γ、
およびωi)、または、電動機相に現在適用されている最終制御サイクル計算結果(例えば、|Vref|およびθ)である。PMSMは同期電動機であるため、電圧空間ベクトル、電流空間ベクトルおよび回転子の電気的な角速度の平均は、同じであるはずである。したがって、簡単にするため、経時的な電圧空間ベクトルの角度の変化は、以下の通り、記載することができる。
式中、
ω − 位置センサによる測定速度または位置推定器による推定速度(例えば、PLL観測器のPIコントローラ)。
ωref − ユーザによって定義された電動機102の基準速度。
は、以下の方程式(8)に示されるように、積分器2302(図23、24、26および27を参照)によって得ることができる。積分のデジタル実現は、あらゆるFOCループの速度の累積によって達成される(必要に応じて相応に、スケーリングされる)。
方程式(10.b)に示されるように、スケーリングすることができる。
式中、
δ − その所望の位置からの電流空間ベクトル(すなわち、Oq方向に沿って、回転子磁束に垂直な)
の偏角。
。
図4(b)に示されるように、
がOqより遅れている場合は、δ<0。
図5(a)に示されるように、
がOqより進んでいる場合は、δ>0。
図5(b)に示されるように、
とOqが同相である場合は、δ=0であり、これは、FOCの制御目標である。
ε − 図4(b)および図5(a)に示されるように、非ゼロδの結果として得られる電圧差。
)の場合、方程式(11)の無限級数において、二次より高い次数の項は、省略することができる。上記および方程式(7)を考慮すると、方程式(10.a)および(10.b)は、
となり、そのスケーリングされたバージョンは、
である。
1)偏角δが0であるときは常に、電圧差εは0である。
2)電圧差εは、電流空間ベクトル偏角δにほぼ比例する。
3)同じ非ゼロ偏角δの場合、BEMFの大きさ|ωrΨr|が大きいほど、結果として得られる電圧差εの大きさが大きくなる。したがって、より高い電動機速度では、εは、非ゼロδに対する感度がより高い。
)をフィードバック信号として使用して、回転子位置
および速度
を推定することができる。さらに、フィードバック信号を使用して、回転電圧空間ベクトル
の大きさ|Vref|を制御することができる。図23、24および26〜31に示される例と同様に、フィードバックは、偏角δを0に向けて駆動し、最大電動機駆動効率を追跡および/または最適化することができる。様々な例では、ε−δ関係は、偏角δが大き過ぎる場合は線形ではない可能性があるが、依然として、どの方向(すなわち、進みまたは遅れ)に角度がずれているかを決定し、偏角δを0に向けて(例えば、反対方向に)推し進めることができる。
式中、
|Vref|[n] − 電流制御サイクルの基準ベクトルの大きさの計算結果。
|Vref|[n−1] − 最終制御サイクルの基準ベクトルの大きさの計算結果。
ΔV − 基準ベクトルの大きさの変化ステップ。
εTh − ヒステリシスコントローラの閾値。
εTh_L − ヒステリシスコントローラの下方閾値。最初は、εTh=εTh_Lに設定する。
εTh_H − ヒステリシスコントローラの上方閾値。
式中、
e(t) − 誤差信号。基準値からフィードバック値を減算した値である。
Kp − 比例利得。
Ki − 積分利得。
t − 瞬間的時間。
τ − 積分の変数。時刻0から現時刻tまでの値を取る。
I(t) − 積分項。
U(t) − PIコントローラ出力。
式中、
y[k] − 電流サイクルフィルタ出力。
y[k−1] − 最終サイクルフィルタ出力。
x[k] − 電流サイクルフィルタ入力。
N − LPFのカットオフ周波数に影響を及ぼす整数。N=1、2、3...。
1)1つの電流センサ、1つの増幅器134(使用する場合)および1つのADCチャネルの使用の結果として、コスト削減。これに反して、トリプルシャントおよびデュアルシャント電流検知は、複数の電流センサ、増幅器134(使用する場合)およびADCチャネルを使用する。
2)すべての電動機102相の電流測定に対して、同じ電流検知回路およびADCチャネルが使用されるため、増幅器134の利得およびオフセットを較正する必要はない(コンポーネント許容値、温度変動、老年化などによる可能性がある)。
3)より簡単かつより容易な電子回路図およびPCB設計。
の角度θは、各セクタにおいて、相対角度θrelに変換される。
から
は、能動ベクトルである。
および
は、インバータ出力におけるいかなる電圧差も生成せず、ゼロベクトル(または受動ベクトル)である。基準ベクトル
は、2つの隣接する能動ベクトル(例えば、
がセクタAにある場合、
および
。)ならびにゼロベクトルの一方または両方(例えば、
)によって近似される。T1およびT2は能動ベクトルに、そして、T0は受動ベクトルに相当する(例えば、セクタAにおける
および
)。
式中、
TS − サンプリング周期。例えば、TS=50μs。
T0 − ゼロベクトルが適用された時刻。ゼロベクトルは、
またはその両方であり得る。
T1 − 第1の能動ベクトル(例えば、セクタAの
)が1つのサンプリング周期内で適用された時刻。
T2 − 第2の能動ベクトル(例えば、セクタAの
)が1つのサンプリング周期内で適用された時刻。
KSVM −
である。|Vref|は、
の大きさであり、VDCは、インバータ126DCリンク電圧である。
図12および13に示されるように、様々な実装形態では、演算方法またはプロセス工程を含み得るセンサ付き(図12)およびセンサレス(図13)FOC構造構成100は、演算集約型逆パーク変換112なしで動作される。例えば、いくつかの実装形態では、図12および13の実装形態と同様に、FOC構造構成100は、大きさおよび角度を使用して、極座標系における電圧空間ベクトルを表す。その実装形態では、一部のFOC構成100(図1および2を参照)で使用される、正弦および余弦関数を用いる逆パーク変換112は、電圧空間ベクトルの大きさ|Vref|はそのままの状態で、角度の加算によって置き換えることができる。
であり、φは、回転子位置/角度である。一例では、電圧空間ベクトルの大きさ|Vref|は、上記の表に示されるように、VdおよびVqで計算される。これは、極座標系における電圧空間ベクトルの操作を表し、このこともまた上記の表に示されている。
式中、K1は、スケーリング係数
であり、無視することができる(すなわち、K1=1にする)。一例では、スケーリング係数
は、FOC制御戦略(例えば、電流検知および増幅、アナログ/デジタル変換など)の他のスケーリング係数と組み合わせることができる。一実装形態では、正弦関数に対して、例えば、制御ループ速度を最適化するため、ルックアップテーブルが使用される。
図16および17に示されるように、様々な実装形態では、演算方法またはプロセス工程を含み得るセンサ付き(図16)およびセンサレス(図17)FOC構造構成100は、演算集約型パーク変換110および逆パーク変換112なしで動作される。例えば、いくつかの実装形態では、図16および17の実装形態と同様に、FOC構造構成100は、固定子磁束の大きさおよび方向制御戦略を含む。例えば、図16および17のFOC構成100は、複雑なパーク変換110および/または逆パーク変換の代わりにする角度減算または加算を含む、固定子磁束(または電流空間ベクトル)の大きさおよび角度制御を使用する。
であり、φは、回転子位置/角度である。角度Θとφとが加算され、θが生成される。式中、
であり、φは、回転子位置/角度である。一例では、電圧空間ベクトルの大きさ|Vref|は、上記の表に示されるように、VdおよびVqで計算される。これは、極座標系における電圧空間ベクトルの操作を表し、このこともまた上記の表に示されている。
式中、K1は、スケーリング係数
であり、無視することができる(すなわち、K1=1にする)。一例では、スケーリング係数
は、FOC制御戦略(例えば、電流検知および増幅、アナログ/デジタル変換など)の他のスケーリング係数と組み合わせることができる。
を使用する。これにより、例えば、選択されたマイクロコントローラが平方根関数よりも二乗関数の演算の方において速い場合に、性能を向上することができる。一例では、図21(a)および(b)に示されるように、図16および17の構成100で使用されるデカルト座標から極座標への変換128の代わりに、デカルト座標から極座標への疑似変換2102を使用することができる。デカルト座標から極座標への疑似変換2102の例示的な方程式は、
を含む。
一実装形態では、図22のセンサレスFOC構造構成100は、図2のセンサレスFOC構成100と同じ(または同様の)電動機102相電流検知、ADC 116、電流計算115、クラーク変換114、パーク変換110、PIコントローラ120、122、130、SVM変調124、PWMユニット118および三相2レベル電圧形インバータ126を含む。しかし、図22のFOC構造構成100は、Vd/Vqのデカルト座標から極座標への変換および角度の加算
を使用して、従来のVd/Vqの逆パーク変換112およびVα/Vβのデカルト座標から極座標への変換128の代わりにする。
となるようにし、それにより、強制的に、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機102のエネルギー効率を最大化する。さらに、これは、推定回転子位置
および推定速度
がそれらの実質数量φおよびωrにそれぞれかなり近づくようになるように駆動する。
を提供しない。
(例えば、積分器2302を介して)および速度
(例えば、低域フィルタ(LPF)2304を介して)を出力する。PIコントローラ2306出力速度ωは、次の制御サイクルのωL|I|またはω|I|の計算で使用され、PLL構造を形成する。いくつかの例では、図23に示されるように、任意選択の低域フィルタLPF2304を|Vref|sin(γ−θ)とL|I|の両方に適用することも、ε=|Vref|sin(γ−θ)+ωL|I|に直接適用することもできる。様々な例では、PIコントローラ2306は、他の適切ないかなるコントローラでもあり得る。
Vi=Vαcos(γ)+Vβsin(γ) (31)
Vp=−Vαsin(γ)+Vβcos(γ) (32)
式中、
Vi − 電流空間ベクトルの方向の電圧空間ベクトルの成分。
Vp − 電流空間ベクトルに垂直な方向の電圧空間ベクトルの成分。
Vα=|Vref|cos(θ) (33)
Vβ=|Vref|sin(θ) (33)
Vp=|Vref|sin(θ−γ) (35)
ε=ωL|I|−Vp=|Vref|sin(γ−θ)+ωL|I| (36)
センサレスFOCコントローラ用のほとんどの既存の位置および速度推定器は、逆起電力(BEMF)に基づき、ゼロまたは低電動機速度ではうまく動作しない。したがって、これらのセンサレスFOCコントローラに対して、開ループ電動機始動(例えば、V/f制御)が使用される。典型的な2段階電動機始動メカニズムは、V/f開ループ→FOC閉ループである。
1)まず最初に、V/f開ループ制御によって電動機が回転し始め、ユーザによって定義された速度まで上昇する。
2)この時点以降、FOC閉ループ制御が電動機を動かす。
の角度θを一定速度で変化させる(すなわち、
)と同時に、常に、図28のMET構成2800に対して、強制的にε=|Vref|sin(γ−θ)+ωrefL|I|≒0となるように、または、図29のMET構成2800に対して、強制的に
となるように、大きさ|Vref|を制御する工程を含み、したがって、強制的に、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機102のエネルギー効率を最大化する。
となるように、ヒステリシスコントローラ2802によって制御される。例えば、これにより、強制的に、電動機102固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機102のエネルギー効率を最大化する。
である。
であれば、それは差し迫った状態であり、大きさ|Vref|が増加される。いくつかの例では、任意選択のLPFを、図28の実装形態に対しては、|Vref|sin(γ−θ)とωrefL|I|の両方に、または、ε=|Vref|sin(γ−θ)+ωrefL|I|に適用することができることに留意されたい。
1)まず最初に、V/f開ループ制御によって電動機が回転し始め、ユーザによって定義された速度になる。
2)MET閉ループ制御が引き継ぎ、スムーズに、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにする(すなわち、
)。
3)その後、センサレスFOC構成100閉ループ制御が電動機102を動かす。センサレスFOC構成100に対する初期の回転子角度(使用される場合)は、METからFOC閉ループ制御へのスムーズな移行のため、
と推定される。
式中、K|I|は、電流空間ベクトルの大きさのスケーリング係数であり、
である。
を無視することができる(すなわち、K|I|=1にする)。あるいは、
のスケーリングを他のスケーリング演算と組み合わせることができる(例えば、電流検知および増幅、アナログ/デジタル変換など)。
Vi=Vαcos(γ)+Vβsin(γ) (39)
Vp=−Vαsin(γ)+Vβcos(γ) (40)
式中、
Vi − 電流空間ベクトルの方向の電圧空間ベクトルの成分。
Vp − 電流空間ベクトルに垂直な方向の電圧空間ベクトルの成分。
Vα=|Vref|cos(θ) (41)
Vβ=|Vref|sin(θ) (42)
によって説明される。
Vp=|Vref|sin(θ−γ) (43)
ε=ωL|I|−Vp=|Vref|sin(γ−θ)+ωrefL|I| (44)
本開示の実装形態は、構造上の特徴および/または方法的行為に特有の言語で説明されてきたが、実装形態が必ずしも説明される特定の特徴または行為に限定されるわけではないことを理解されたい。むしろ、特定の特徴および行為は、例示的なデバイスおよび技法を実装する代表的な形態として開示される。
102 電動機
104 位置センサ
106 位置計算
108 速度計算
110 パーク変換
112 逆パーク変換
114 クラーク変換
115 電流計算
118 PWMユニット
120 PIコントローラ
122 PIコントローラ
124 SVM変調器
126 三相2レベル電圧形インバータ
128 デカルト座標から極座標への変換
130 速度PIコントローラ
132 抵抗器
134 増幅器
202 位置推定器
1302 極座標からデカルト座標への変換
1402 uvwからd−qへの変換
1702 uvwから極座標への変換
1802 uvwから極座標への変換
1902 uvwから極座標への疑似変換
2002 正弦関数
2102 デカルト座標から極座標への疑似変換
2202 PLL観測器
2302 積分器
2304 低域フィルタ
2306 PIコントローラ
2800 最大効率追跡制御構成
2802 ヒステリシスコントローラ
2804 ステップPIコントローラ
2806 V/f開ループ電動機始動
Claims (19)
- 電動機の可変速度制御を提供するよう構成された磁界方向制御(FOC)構造であって、
前記電動機の回転子の所望の回転位置および/または所望の速度を表すベクトル量を受信し、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および/または速度を調整するために複数の制御信号を出力するよう構成された変調器であって、前記ベクトル量は、大きさおよび角度を含み、前記角度は、推定回転子位置の角度と回転極座標系の複素電圧空間ベクトルの角度との和を含む、変調器と、
前記複素電圧空間ベクトルおよび複素電流空間ベクトルに基づいて、前記推定回転子位置および推定回転子速度を出力するよう構成された位相ロックループ(PLL)観測器と、
1つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記複素電圧空間ベクトルの前記角度を調整するよう構成された1つまたは複数の閉ループフィードバックループと
を備え、
前記PLL観測器は、前記PLL観測器の位相ロックループ構造を介して、強制的に、前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにする、FOC構造。 - 前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の前記回転位置および/または速度を調整するために、前記複数の制御信号を受信し、PWM信号を出力するよう構成されたパルス幅変調(PWM)ユニットをさらに備える、請求項1に記載のFOC構造。
- 前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の前記回転位置および/または速度を調整するために、PWM信号を受信し、前記電動機の巻線に三相正弦波形を出力するよう構成された電圧形インバータコンポーネントをさらに備える、請求項1に記載のFOC構造。
- 二相または三相電動機巻線電流値座標を静止二相基準フレームに変換するよう構成されたクラーク変換モジュールをさらに備える、請求項1に記載のFOC構造。
- 二相静止座標セットを回転座標系の2つの回転子固定座標に変換するよう構成されたパーク変換モジュールをさらに備える、請求項1に記載のFOC構造。
- 逆パーク変換を使用することなく、回転子固定回転座標セットを静止デカルト座標に変換する、請求項1に記載のFOC構造。
- 前記回転子位置の前記角度と前記回転極座標系の前記複素電圧空間ベクトルの前記角度との加算を介して、前記回転子固定回転座標セットを静止デカルト座標に変換する、請求項6に記載のFOC構造。
- 前記複素電圧空間ベクトルの前記角度は、d,q座標系の横軸を基準とする電圧値を、前記d,q座標系の直軸を基準とする電圧値で除したものの逆正接を含み、前記横軸および前記直軸は直交する、請求項1に記載のFOC構造。
- 前記PLL観測器は、前記複素電圧空間ベクトルおよび前記複素電流空間ベクトルを表す静止デカルト座標を受信する工程を介して、または、前記複素電流空間ベクトルを表す極座標および前記複素電流空間ベクトルを表す静止デカルト座標を受信する工程を介して、前記回転子位置の前記角度および前記回転子の前記速度を推定する、請求項1に記載のFOC構造。
- 電動機用の可変速度制御構成であって、
所望の電動機速度を表す入力を受信し、回転座標系の1対の電気的に直交する電圧座標を出力するよう構成された1つまたは複数の比例積分(PI)コントローラと、
前記電気的に直交する電圧座標を大きさおよび角度を含むベクトル量に変換するよう構成されたデカルト座標から極座標への変換モジュールと、
前記ベクトル量に基づいて、第2のベクトル量を受信し、複数の制御信号を出力するよう構成された変調器コンポーネントであって、前記第2のベクトル量の大きさは、前記ベクトル量の前記大きさを含み、前記第2のベクトル量の角度は、推定回転子位置の角度と前記ベクトル量の前記角度との和を含む、変調器コンポーネントと、
前記複数の制御信号を受信し、前記複数の制御信号に基づいて、PWM信号を出力するよう構成されたパルス幅変調(PWM)ユニットと、
前記PWM信号を受信し、前記PWM信号に基づいて、前記電動機の回転位置および/または速度を調整するために、前記電動機の巻線に正弦波形を出力するよう構成された電圧形インバータコンポーネントと、
前記第2のベクトル量および電流空間ベクトルに基づいて、前記推定回転子位置および推定回転子速度を出力するよう構成された位相ロックループ(PLL)観測器と、
1つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記PIコントローラのうちの1つまたは複数の前記入力を調整するよう構成された1つまたは複数の閉ループフィードバックループと
を備え、
前記PLL観測器は、前記PLL観測器の位相ロックループ構造を介して、強制的に、前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにする、可変速度制御構成。 - 前記電気的に直交する電圧座標を大きさおよび角度を含む前記ベクトル量に変換することを含む、1つまたは複数の変換を計算するよう構成されたコンピューティングデバイスをさらに備える、請求項10に記載の可変速度制御構成。
- 逆パーク変換を使用することなく、前記推定回転子位置の前記角度と前記ベクトル量の前記角度との加算を介して、回転座標を静止デカルト座標に変換する、請求項10に記載の可変速度制御構成。
- 変調器において、電動機の回転子の所望の回転位置および/または所望の速度を表すベクトル量を受信する工程であって、前記ベクトル量は、大きさおよび角度を含み、前記角度は、推定回転子位置の角度と複素電圧空間ベクトルの角度との和を含み、前記複素電圧空間ベクトルは、前記電動機の固定子相電圧のベクトル和を含む、工程と、
位相ロックループ(PLL)コンポーネントにおいて、前記複素電圧空間ベクトルおよび複素電流空間ベクトルに基づいて、前記回転子位置および回転子速度を推定する工程と、
前記変調器において、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および/または速度を調整するために複数の制御信号を出力する工程と、
1つまたは複数の閉ループフィードバックループを介して、1つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記複素電圧空間ベクトルの前記角度を調整する工程と、
前記受信する工程および前記調整する工程に基づいて、可変速度制御を前記電動機に提供する工程と、
前記PLL観測器の位相ロックループ構造を介して、強制的に、前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにする工程
を含む、方法。 - 前記PLLコンポーネントの位相ロックループ構造を介して、前記電動機の前記回転子速度をロックする工程をさらに含む、請求項13に記載の方法。
- 逆パーク変換を使用することなく、回転座標を静止デカルト座標に変換するため、前記推定回転子位置の前記角度と前記回転複素電圧空間ベクトルの前記角度とを加算する工程をさらに含む、請求項13に記載の方法。
- 前記電動機の前記回転位置および/または速度を調整するために、パルス幅変調(PWM)ユニットにおいて前記複数の制御信号を受信する工程と、前記PWMユニットにおいてPWM信号を出力する工程とをさらに含む、請求項13に記載の方法。
- 前記電動機の前記回転位置および/または速度を調整するために、電圧形インバータコンポーネントにおいてPWM信号を受信する工程と、前記電動機の巻線に三相正弦波形を出力する工程とをさらに含む、請求項13に記載の方法。
- 前記PLLコンポーネント内で、極入力からデカルト座標に変換する工程およびデカルト入力から極座標に変換する工程のうちの少なくとも1つの工程をさらに含む、請求項13に記載の方法。
- 前記回転子位置を推定するために、前記PLLコンポーネント内で、比例積分コントローラから出力された回転子速度を積分する工程をさらに含む、請求項13に記載の方法。
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