JP5872623B2 - 同期電動機の最適制御 - Google Patents

Description

永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）は、他の電動機と比べると、それらのより高い信頼性や、より小さなサイズを理由に、消費者および産業用電動機への応用における採用が増えてきている。高効率、低振動および低音響雑音を達成するため、ファン、ポンプ、コンプレッサ、歯車付き電動機などの消費者および産業用ＰＭＳＭ制御における磁界方向制御（ＦＯＣ）スキームの使用がますます増えてきている。

極めて動的な負荷（例えば、電気推進用の電動機、コンプレッサなど）の場合、高速で正確なＦＯＣ制御ループを使用して、電動機電流および電圧を制御し、最大効率を維持することができる。他方では、既存のＦＯＣスキームは、重要な制御ループにおける複雑な変換を有する場合が多く、そのため、ＦＯＣスキームを不正確で比較的低速なものにする可能性がある。

低コストでさらに効率を高めるため、ますます多くの制御機能（例えば、デジタル電力変換、デジタル力率補正（ＰＦＣ）、複数の電動機のＦＯＣ制御など）が、より少ないマイクロコントローラによって取り扱われる場合が多い。また、新しいマイクロコントローラは、極めて激しい市場競争に勝るため、ますます多くの特徴および周辺機器（例えば、人間機械インターフェース、通信など）も含む。しかし、既存のＦＯＣ制御戦略は、複雑かつプロセッサ集約型であり得、マイクロコントローラに負担をかけ過ぎる傾向があり、複雑なシステム機能へのマイクロコントローラ電力の効率的な割り当てを妨げ、マイクロコントローラの潜在力および特徴の完全使用を阻害する。

センサレスＦＯＣ用の既存の回転子位置および速度推定器は、磁束推定器、ＰＬＬ推定器、スライディングモード観測器（ＳＭＯ）などを含む。これらのすべては、電動機固定子抵抗Ｒに対する感度が高いものであり得、変動固定子抵抗（主に、温度変化による）は、推定回転子位置および速度に対して予測不可能な誤差を引き起こす可能性があり、特に低電動機速度において制御が不安定になる。その上、センサレスＦＯＣにおいて不精密な位置および速度情報を用いると、固定子磁束および回転子磁束は必ずしも互いに垂直であるとは限らず、その結果、エネルギー効率は常に最大化されるとは限らない。センサレスＰＭＳＭ駆動器における、オンライン固定子抵抗再推定／追跡／再較正などの固定子抵抗変動および固定子抵抗適合を補償するため、いくつかの技法が提案されているが、それらは、複雑で、より多くのリソース（プロセッサ時間を含む）を消費する可能性がある。

詳細な説明については、添付の図面を参照して説明される。図中、参照番号の最左の数字は、参照番号が最初に現れる図面を特定する。異なる図面での同じ参照番号の使用は、同様または同一のアイテムを示す。

この論考に対し、図中に示されるデバイスおよびシステムは、コンポーネントの多様性を有するものとして示される。本明細書に記載されるデバイスおよび／またはシステムの様々な実装形態は、より少ないコンポーネントを含み得、本開示の範囲内に留まる。あるいは、デバイスおよび／またはシステムの他の実装形態は、追加のコンポーネントまたは説明されるコンポーネントの様々な組合せを含み得、本開示の範囲内に留まる。

一実装形態による、本明細書に開示される技法およびデバイスを適用することができる、位置センサを使用して回転子位置および／または速度を決定する例示的な磁界方向制御（ＦＯＣ）構成のブロック図である。 一実装形態による、本明細書に開示される技法およびデバイスを適用することができる、位置推定器を使用して回転子位置および／または速度を決定する別の例示的なＦＯＣ構成のブロック図である。 一部（ｄｑおよびＯｄ座標系）は三相電動機の可動回転子に固定され、他（ｕｖｗ、αβおよびＯｕ）は静止状態である（または、電動機固定子に固定される）異なる例示的な座標系、および、同電動機のベクトル表現（回転空間ベクトルを含む）を示す図解セットである。 永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）の電気サブシステムの同等の回路、および、同電動機の１つのベクトル表現（フェーザ図）を示す。 図４と同等の回路モデルの２つの追加フェーザ図を含む。 その所望の位置からの電流空間ベクトルの偏角（度の単位での正弦状の偏差およびラジアンの単位での偏角）のグラフである。 一実装形態による、電動機コントローラのヒステリシスの例示的なグラフのブロック図である。 一実装形態による、例示的なＰＩコントローラのブロック図である。 様々な実装形態に基づく、異なる電流検知技法を用いて示される三相２レベル電圧形インバータのブロック図セットを含む。 様々な実装形態に基づく、異なる電流検知技法を用いて示される三相２レベル電圧形インバータのブロック図セットを含む。 一実装形態による、例示的な空間ベクトル変調器（ＳＶＭ）の空間ベクトル図および基準ベクトル近似である。 一実装形態による、逆パーク変換を用いない、例示的な最適化されたセンサ付きＦＯＣ構成のブロック図である。 一実装形態による、逆パーク変換を用いない、例示的な最適化されたセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。 別の実装形態による、逆パーク変換およびクラーク変換を用いない、代替の例示的な最適化されたセンサ付きＦＯＣ構成のブロック図である。 別の実装形態による、高速電流制御ループにおいて逆パーク変換を用いない、代替の例示的な最適化されたセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。 一実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、例示的な最適化されたセンサ付きＦＯＣ構成のブロック図である。 一実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、例示的な最適化されたセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。 別の実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、代替の例示的な最適化されたセンサ付きＦＯＣ構成のブロック図である。 さらなる実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、さらなる代替の例示的な最適化されたセンサ付きＦＯＣ構成のブロック図である。 他の実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、代替の例示的な最適化されたセンサ付きおよびセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。明確にするため、例示的なＦＯＣ構成の各々の一部分のみが示されている。 他の実装形態による、パーク変換および逆パーク変換を用いない、代替の例示的な最適化されたセンサ付きおよびセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。明確にするため、例示的なＦＯＣ構成の各々の一部分のみが示されている。 一実装形態による、ＰＬＬ観測器コンポーネントを有する、例示的な最適化されたセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。 実装形態による、図２２のＦＯＣ構成で使用することができる２つの例示的なＰＬＬ観測器を示す。 実装形態による、図２２のＦＯＣ構成で使用することができる２つの例示的なＰＬＬ観測器を示す。 別の実装形態による、ＰＬＬ観測器コンポーネントを有する、別の例示的な最適化されたセンサレスＦＯＣ構成のブロック図である。 実装形態による、図２５および図２２のＦＯＣ構成でそれぞれ使用することができる２つの例示的なＰＬＬ観測器を示す。 実装形態による、図２５および図２２のＦＯＣ構成でそれぞれ使用することができる２つの例示的なＰＬＬ観測器を示す。 実装形態による、例示的な最大効率追跡（ＭＥＴ）制御戦略のブロック図である。 実装形態による、例示的な最大効率追跡（ＭＥＴ）制御戦略のブロック図である。 他の実装形態による、代替の例示的な最大効率追跡（ＭＥＴ）制御戦略のブロック図である。 他の実装形態による、代替の例示的な最大効率追跡（ＭＥＴ）制御戦略のブロック図である。

最適化技法として、磁界方向制御（ＦＯＣ）（すなわち、ベクトル制御）は、電動機速度の全範囲にわたる高速制御応答で電力効率を高めるための、三相交流（ＡＣ）電動機の可変速度制御の方法である。

三相ＡＣ電動機の最適制御を提供するための構造、コンポーネントおよび技法の様々な実装形態がこの開示で論じられる。構造、コンポーネントおよび技法は、図中に示される例示的な三相永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）デバイスおよび制御システムを参照して論じられる。しかし、これは、制限を意図するものではなく、論じ易くするためおよび図解上の便宜を図るためのものである。論じられる技法およびデバイスは、様々な電動機設計、制御構造および同様のもの（例えば、単相および三相可変周波数駆動器、デジタル位相変換器、三相および単相電動機、誘導電動機、再生式駆動器など）の多くに適用することができ、本開示の範囲内に留まる。

実装形態については、複数の例を使用して、以下でさらに詳細に説明される。様々な実装形態および実施例が本項以下で論じられるが、個々の実装形態および実施例の特徴および要素を組み合わせることにより、さらなる実装形態および実施例が可能であり得る。

図１および２は、本明細書に記載される技法およびデバイスを適用することができる、例示的な磁界方向制御（ＦＯＣ）構造構成１００のブロック図である。基準速度（例えば、電動機１０２の所望の回転速度）が入力側で受信され、パルス幅変調（ＰＷＭ）電動機電圧出力信号（例えば、三相）が電動機１０２に出力される。図１に示される例示的なＦＯＣ構成１００は、位置計算１０６および速度計算１０８モジュールを介して、位置センサ１０４を使用して回転子位置および／または速度を決定するセンサ付きバージョンである。図２に示される例示的なＦＯＣ構成１００は、速度計算１０８モジュールを介して、位置推定器２０２を使用して回転子位置および／または速度を決定するセンサレスバージョンである。

一例では、ＦＯＣ構造構成１００は、高速応答を有することが望ましい制御ループにおいて複雑なデカルト基準フレーム変換（例えば、パーク変換１１０および逆パーク変換１１２）を用いて、三相信号を２つの回転子固定信号に変換し（例えば、ｄ，ｑ座標系において）、その逆も同様である。これらの基準フレーム変換は、演算集約型であり得、余分な計算誤差を引き起こす可能性もあり、望ましくない低速電流制御ループや、動的電動機負荷への応答不良をもたらす。これにより、ますます多くの複合システム機能（例えば、デジタル力率補正、複数のＦＯＣ電動機制御、デジタル電力変換など）を単一のマイクロコントローラで取り扱うことが困難になる可能性がある。

通常、図１および２に示されるように、ＦＯＣ構造構成１００は、クラーク変換１１４を使用して、電流計算段１１５から出力された三相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよび／またはＩ_ｗ（アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１１６によって測定されるようなものであり、ＡＤＣ変換は、ＰＷＭユニット１１８または同様のものによってトリガすることができる）を、Ｉ_αおよびＩ_β（定常状態では正弦波信号である）のような静止α−β基準フレームに変換する。Ｉ_αおよびＩ_βをＩ_ｄおよびＩ_ｑのような別の回転子座標系ｄ−ｑにそれぞれ変換する上では、パーク変換１１２が使用される。Ｉ_ｄおよびＩ_ｑは、ＦＯＣ１００制御ループのフィードバック信号であり、定常状態ではほぼ一定である。

ＰＩコントローラ１３０、１２０および１２２は、速度および電流制御のために別々に使用され、制御可能な電動機速度、トルクおよび空隙磁束を達成する。一般に、磁束生成成分Ｉ_ｄは、０に制御される。また、電動機１０２の動作速度範囲を拡大するため、Ｉ_ｄを負の値に制御する（すなわち、磁束低減制御）ことも可能である。速度ＰＩコントローラ１３０出力は、トルク生成成分Ｉ_ｑに対する基準電流である。ＰＩコントローラ１２０、１２２は、電動機１０２の所望の回転速度に対して、電動機１０２相がｄ−ｑ基準フレームにあるべき電圧Ｖ_ｄおよびＶ_ｑを出力する。また、Ｖ_ｄおよびＶ_ｑも、定常状態ではほぼ一定である。

様々な例では、逆パーク変換１１２は、結果として得られる電圧Ｖ_ｄおよびＶ_ｑを、Ｖ_αおよびＶ_β（定常状態では正弦波信号である）のような静止α−β基準フレームに変換するために使用される。電圧ベクトル（Ｖ_α，Ｖ_β）の振幅および角度は、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）変調器１２４に対する基準電圧であり、それを使用して、ＰＷＭユニット１１８を制御し、三相２レベル電圧インバータ１２６から三相正弦波形出力を生み出し、電動機１０２相を駆動する。

いくつかの事例では、デカルト座標から極座標への変換１２８は、マイクロコントローラがデカルト座標から極座標への変換計算を実行することが望まれない場合は、無視することができる。その事例では、電圧Ｖ_αおよびＶ_βをＳＶＭ変調器１２４に直接送信することができる。必要に応じて、インバータ１２６ＤＣリンク電圧（ＶＤＣ）のＡＤＣ １１６値を定期的にＳＶＭ １２４計算に対して得ることもできる（分圧器が使用される場合が多い）。必要な電動機１０２制御を実現するため、上記で説明される制御ループは何度も繰り返される。

回転子位置φおよび速度ωは、図１に示されるようなセンサ付きＦＯＣ構成１００の回転子位置センサ１０４（エンコーダ、レゾルバ、ホールセンサなど）、または、図２に示されるようなセンサレスＦＯＣ構成１００の位置推定器２０２から得ることができる。電動機機械的時定数は通常、電気的時定数よりはるかに大きいため、回転子位置および速度計算ならびに速度ＰＩ制御１３０は、低速制御ループを備える。図１および２に示される他のコンピューティングブロックは、高速電流制御ループを備え、可能な限り速く演算できるはずである。

図２に示されるようなセンサレスＦＯＣ構造構成１００は、ファン、ポンプ、コンプレッサおよび歯車付き電動機などのいくつかのコスト重視の消費者および産業用電動機駆動器のセンサ付きバージョンより優れた選択であり得る。例えば、センサレスＦＯＣ構成１００は、よりコストのかかるセンサ（エンコーダ、磁気角度センサ、ホールセンサなど）の代わりに、ソフトウェア回転子位置および速度推定器２０２を使用する場合が多い。自動車分野における解決策または同様のものでは、センサレスＦＯＣ構成１００は、例えば、センサ駆動ＦＯＣ構成１００が故障した場合にセンサ付きバージョンをバックアップするための冗長システムとして含めることができる。

センサレスＦＯＣ構成１００に対する一部の回転子位置および速度推定器２０２は、回転子位置および／または速度を推定するため、固定子抵抗Ｒおよび固定子インダクタンスＬなどの正確な電動機１０２パラメータ情報を使用し、したがって、ＲおよびＬの変動に対する感度が高い。しかし、電動機固定子抵抗Ｒは、温度に大きく依存し得る。例えば、温度が２０℃から４０℃に上昇すると（銅およびアルミニウムの抵抗率温度係数は、２０℃では約＋０．３９％／℃である）、一般的な電動機巻線材料である銅およびアルミニウムの抵抗は、１５％を超えて増加する。そのようなランダム抵抗変動は、位置および速度推定器２０２に誤差を引き起こす可能性があり、特に低速において制御性能を悪化させる可能性がある。

それに加えて、一部のセンサレスＦＯＣ構成１００は、非常に複雑であり得、３つのＰＩコントローラを使用する場合が多く、スムーズな電動機始動の達成および指定された電動機での最高のシステム性能のための微調整を困難で時間のかかるものにする。センサレスＦＯＣにおいて不精密な位置および速度情報を用いると、固定子磁束および回転子磁束は必ずしも互いに垂直であるとは限らず、その結果、エネルギー効率は常に最大化されるとは限らない。

開示されるＦＯＣ制御技法および構造は、最適化された高速制御ループおよび減少されたＣＰＵ時間利用を含む。逆パーク変換１１２を用いない場合、ＦＯＣ構成１００は、高速制御ループの最適化および加速が可能であり、その場合、極めて動的な負荷（コンプレッサ、電気推進用の電動機など）を用いたＦＯＣ電動機制御に利益をもたらすことになる。また、高性能システムにおいて、ＣＰＵ負荷の低減も、他の目的（例えば、デジタルＰＦＣ、複数のＦＯＣ電動機駆動器、ＨＭＩ、通信）のための貴重なＣＰＵ時間の節約も行い、したがって、マイクロコントローラの潜在力および特徴を十分に使用することができる。逆に、最適化されたＦＯＣを用いると、ユーザは、より少ない演算電力およびより低いコストのマイクロコントローラを選択して、同じ品質のＦＯＣ電動機制御を達成することができる。

様々な実装形態では、ＦＯＣ構成１００モジュールまたはコンポーネント（例えば、ＰＩコントローラ１２０、１２２、１３０、変換１１０、１１２、１１４、１２８、１３０２、１４０２、１８０２、１９０２、２１０２、変調器１２４、計算１０８、１１５）および他のコンポーネントのうちの１つまたは複数は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアもしくは同様のものまたはそれらの組合せで実装することができる。

その上、開示される技法のいくつかは、様々なコンピュータまたはワークステーションプラットホーム上で使用することができるポータブルなソースコードを提供するオブジェクトまたはオブジェクト指向ソフトウェア開発環境を使用するソフトウェアで容易に実装することができる。あるいは、開示される技法および／または構成は、標準の論理回路またはＶＬＳＩ設計を使用するハードウェアで部分的にまたは完全に実装することができる。

その上、開示される手順は、コントローラおよびメモリと協働するプログラムされた汎用コンピュータ、専用コンピュータ、マイクロプロセッサまたは同様のものの上で実行される、コンピュータ可読記憶媒体（メモリ記憶装置など）上に格納することができるソフトウェアで容易に実装することができる。これらの例では、説明される実装形態の構成および手順は、アプレット、ＪＡＶＡ（登録商標）またはＣＧＩスクリプトなどのパーソナルコンピュータ上に埋め込まれたプログラムとして、サーバもしくはコンピュータワークステーション上に存在するリソースとして、専用通信構成もしくは構成コンポーネントに埋め込まれたルーチンとして、または、同様のものとして、実装することができる。また、構成は、テスト／モデリングデバイスのハードウェアおよびソフトウェアシステムなどのソフトウェアおよび／またはハードウェアシステムに構成および／または手順を物理的に組み込むことによって実装することもできる。

ＦＯＣ構成の例示的な座標系
様々な実装形態では、ＦＯＣ構造構成１００は、三相単極対ＰＭＳＭ電動機に対して、以下の座標系を使用することができる（それに加えて、本開示は、複数極対電動機および他のタイプの電動機に同じように適用することができる）。座標系の概要は以下の通りであり、座標系およびそれらの関係についての説明を含む。

この文書全体を通じて、電動機１０２は正の方向（すなわち、反時計回りの方向）に回転し、したがって、角度および角速度は正の数であることが想定される。正弦状の角度および角速度は、負の方向（すなわち、時計回りの方向）に回転する電動機１０２に対して変化し得る。

図３に示されるように、座標系は、電動機の固定子および／または回転子を基準にすることができる。例えば、ｄ−ｑデカルト座標系は回転子に固定され、ｄ−ｑ座標系のコンポーネントは共に回転する。直軸Ｏｄは、回転子永久磁石南極（Ｓ極）から北極（Ｎ極）への方向に方向付けられる。他方の横軸Ｏｑは、回転子磁束（例えば、回転子）に垂直である。

図３（ｂ）に示されるように、電動機固定子巻線の三相１２０°分離正弦波電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗは、非回転だが脈動する３つの磁界をｕ、ｖおよびｗ方向にそれぞれ生成し、回転磁界（固定子磁束空間ベクトル）を生じさせる。Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗのベクトル加算により、速度ω_ｉで回転する電流空間ベクトル

（その大きさのスケールダウンまたはスケールアップは可能だが、方向の変化はない）が得られる。

静止α−β基準フレームでは、

は、図３に示されるように、デカルト座標Ｉ_αおよびＩ_βを有する。回転固定子磁束空間ベクトル

は、

と同じ方向を有し、図３（ｃ）に示されるように、それらの大きさは互いに比例する。回転電流空間ベクトル

は、回転固定子磁束

を表し得る。例えば、様々な実装形態では、回転固定子

は、３つの正弦波電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗを制御する代わりに、単一の電流空間ベクトル

の大きさおよび方向を制御することによる制御の方が簡単である。

同様に、三相１２０°分離固定子相電圧Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖおよびＶ_ｗのベクトル加算により、回転電圧空間ベクトル

が得られる。また、回転する回転子永久磁石は、回転する回転子磁束空間ベクトル

を生成する。

上記の回転空間ベクトルの大きさおよび方向は、図３に示されるように、動径座標および極座標系の極角で表すことができる。異なる座標系におけるそれらの座標は、以下に示される。

表中、

− 大きさ｜Ｉ｜および角度γを有する固定子電流空間ベクトル。

− 大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜および角度θを有する固定子電圧空間ベクトル。

− 固定子磁束空間ベクトル

。これは電流空間ベクトル

と同じ方向を指し示す。
Ｌ − １相当たりの固定子巻線インダクタンス。

− 大きさ｜Ψ_ｒ｜を有する回転子永久磁石磁束鎖交空間ベクトル。｜Ψ_ｒ｜は、電動機仕様の電圧定数、速度定数またはトルク定数から導出することができる。以下に示されるように、逆起電力（ＢＥＭＦ）の大きさは｜ω_ｒΨ_ｒ｜である。
φ − 回転子の電気的な角度位置。
γ − 静止Ｏｕ極座標系における電流空間ベクトルの角度。
Θ − 回転Ｏｄ極座標系における電圧空間ベクトルの角度。
θ − 静止Ｏｕ極座標系における電圧空間ベクトルの角度。θ＝Θ＋φ。

静止極座標系Ｏｕでは、回転空間ベクトルは、以下の通り、複素数の極形式で記載することができる。

式中、
ｅ − オイラー数（すなわち、自然対数の基数）。ｅ≒２．７１８２８１８２８。
ｊ − 虚数単位。

。

図４（ａ）を参照すると、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１０２の電気サブシステムの同等の回路が示されている。電動機１０２方程式（固定子モデル）は、以下の通り、記載することができる。

方程式（１）〜（４）を考慮すると、方程式（５）は、静止極座標系Ｏｕにおいて、以下の方程式（６）の通り、書き換えることができる。角度のすべては、図３（ｃ）に示される。

式中、
Ｒ − １相当たりの固定子巻線抵抗。

− 固定子巻線抵抗による電圧降下空間ベクトル。

− 時変固定子磁束によって引き起こされた起電力空間ベクトル。

− 大きさ｜ω_ｒΨ_ｒ｜を有するＢＥＭＦ空間ベクトル。時変回転子磁束鎖交によって引き起こされた起電力であり、回転子磁束空間ベクトルに垂直である。
ω_ｉ − 電流空間ベクトルの電気的な角速度であり、

である。
ω_ｒ − 回転子の電気的な角速度であり、

である。
π − アルキメデスの定数（すなわち、円の直径に対する円周の比率）であり、π≒３．１４１５９２６５３５９である。

であることに留意されたい。

方程式（６）では、２つの未知の変数ω_ｒおよびφ以外の他のすべての要素は、定数（例えば、ｅ、ｊ、

）、電動機１０２パラメータ（例えば、Ｒ、Ｌおよび｜Ψ_ｒ｜）、測定および計算値（例えば、｜Ｉ｜、γ、

およびω_ｉ）、または、電動機相に現在適用されている最終制御サイクル計算結果（例えば、｜Ｖ_ｒｅｆ｜およびθ）である。ＰＭＳＭは同期電動機であるため、電圧空間ベクトル、電流空間ベクトルおよび回転子の電気的な角速度の平均は、同じであるはずである。したがって、簡単にするため、経時的な電圧空間ベクトルの角度の変化は、以下の通り、記載することができる。

式中、
ω − 位置センサによる測定速度または位置推定器による推定速度（例えば、ＰＬＬ観測器のＰＩコントローラ）。
ω_ｒｅｆ − ユーザによって定義された電動機１０２の基準速度。

方程式（６）の項のすべては図３（ｃ）に描写されていることを思い起こすと、方程式（６）の積分およびその結果の再構成により、

が得られる。

方程式（７．ａ）は両側とも、静止α−β軸に射影して、以下の通り、回転子磁束空間ベクトルの座標を得ることができる。

様々な実装形態では、Ｉ_αおよびＩ_βは、リアルタイムで測定および計算された電流値である。それに加えて、Ｖ_αおよびＶ_βは、最終制御サイクルの計算結果であり、電動機１０２相に適用される。いくつかの例では、方程式（７．ｂ）および（７．ｃ）に示される積分は、非常に低いカットオフ周波数を有する低域フィルタによって積分を置き換えることによって、簡素化することができる。センサレスＦＯＣ構成１００の場合、回転子位置は、電動機１０２パラメータＲおよびＬを知ることで、計算することができる。磁束位置推定器は、以下の通りである。

回転子の電気速度は、以下の通りである。

一部のセンサレスＦＯＣ構成１００の場合、推定回転子位置

は、以下の方程式（８）に示されるように、積分器２３０２（図２３、２４、２６および２７を参照）によって得ることができる。積分のデジタル実現は、あらゆるＦＯＣループの速度の累積によって達成される（必要に応じて相応に、スケーリングされる）。

ＳＶＭ １２４（図２８、２９、３０および３１）基準ベクトルの角度は、以下の方程式（８．ａ）に示される。

方程式（６）のフェーザ図が図４および５に示される。固定子抵抗Ｒの電動機１０２パラメータを消去するため、方程式（６）の電圧空間ベクトルのすべてを電流空間ベクトルに垂直な方向に射影することができる。それに従って、以下の式が得られる。

方程式（９）を再構成すると、以下の方程式（１０．ａ）が得られ、

方程式（１０．ｂ）に示されるように、スケーリングすることができる。

式中、
δ − その所望の位置からの電流空間ベクトル（すなわち、Ｏｑ方向に沿って、回転子磁束に垂直な）

の偏角。

。
図４（ｂ）に示されるように、

がＯｑより遅れている場合は、δ＜０。
図５（ａ）に示されるように、

がＯｑより進んでいる場合は、δ＞０。
図５（ｂ）に示されるように、

とＯｑが同相である場合は、δ＝０であり、これは、ＦＯＣの制御目標である。
ε − 図４（ｂ）および図５（ａ）に示されるように、非ゼロδの結果として得られる電圧差。

δがラジアン単位の正弦関数ｓｉｎ（δ）は、以下に示されるように、無限級数で表すことができる。

図６は、度の単位の偏角δに対するｓｉｎ（δ）およびラジアン単位のδのグラフである。｜δ｜＜＜１（例えば、

）の場合、方程式（１１）の無限級数において、二次より高い次数の項は、省略することができる。上記および方程式（７）を考慮すると、方程式（１０．ａ）および（１０．ｂ）は、

となり、そのスケーリングされたバージョンは、

である。

上記から、次のことが分かる。標準状態では、
１）偏角δが０であるときは常に、電圧差εは０である。
２）電圧差εは、電流空間ベクトル偏角δにほぼ比例する。
３）同じ非ゼロ偏角δの場合、ＢＥＭＦの大きさ｜ω_ｒΨ_ｒ｜が大きいほど、結果として得られる電圧差εの大きさが大きくなる。したがって、より高い電動機速度では、εは、非ゼロδに対する感度がより高い。

したがって、電圧差ε＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ωＬ｜Ｉ｜を計算することにより、最大エネルギー効率に必要とされる通り、固定子磁束が回転子磁束に垂直であるかどうかを明らかにすることができる。それに加えて、垂直でない場合、その結果は、所望の位置からどれほどの偏角を有するかを示すことができる。

センサレスＦＯＣ構成１００の実装形態では、電圧差ε（またはスケーリングされた値

）をフィードバック信号として使用して、回転子位置

および速度

を推定することができる。さらに、フィードバック信号を使用して、回転電圧空間ベクトル

の大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜を制御することができる。図２３、２４および２６〜３１に示される例と同様に、フィードバックは、偏角δを０に向けて駆動し、最大電動機駆動効率を追跡および／または最適化することができる。様々な例では、ε−δ関係は、偏角δが大き過ぎる場合は線形ではない可能性があるが、依然として、どの方向（すなわち、進みまたは遅れ）に角度がずれているかを決定し、偏角δを０に向けて（例えば、反対方向に）推し進めることができる。

図７を参照すると、ヒステリシスコントローラ（図２８〜３１を参照）は、望ましくない振動を回避するため、基準ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜の制御に使用される。コントローラ（２８０２）のヒステリシスは図７に示され、その方程式は、以下の通りである。

式中、
｜Ｖ_ｒｅｆ｜［ｎ］ − 電流制御サイクルの基準ベクトルの大きさの計算結果。
｜Ｖ_ｒｅｆ｜［ｎ−１］ − 最終制御サイクルの基準ベクトルの大きさの計算結果。
ΔＶ − 基準ベクトルの大きさの変化ステップ。
ε_Ｔｈ − ヒステリシスコントローラの閾値。
ε_Ｔｈ＿Ｌ − ヒステリシスコントローラの下方閾値。最初は、ε_Ｔｈ＝ε_Ｔｈ＿Ｌに設定する。
ε_Ｔｈ＿Ｈ − ヒステリシスコントローラの上方閾値。

閾値ε_Ｔｈ＿Ｌおよびε_Ｔｈ＿Ｈは、ＢＥＭＦの大きさ｜ω_ｒΨ_ｒ｜、したがって、回転子速度ω_ｒに密接に関連することに留意されたい。通常、電動機１０２速度が高いほど、指定された電動機１０２に対する閾値は大きくなる。

図８に示されるように、ＰＩコントローラ（例えば、１２０、１２２および１３０）は、回転子速度制御、固定子磁束大きさ制御および磁束方向制御に使用される。いくつかの実装形態では、ＰＩコントローラは、Ｉ_ｄ／Ｉ_ｑ電流制御およびＰＬＬ回転子速度推定（２３０６）に使用される。いくつかの例では、ＰＩコントローラを使用して、ヒステリシスコントローラ（２８０２）に対する｜Ｖ_ｒｅｆ｜の変化ステップΔＶを計算する。ＰＩコントローラ（例えば、１２０、１２２および１３０）は、誤差の導関数が使用されないＰＩＤコントローラの特別な事例である。ＰＩコントローラ（例えば、１２０、１２２および１３０）は、以下の方程式によって説明することができる。

式中、
ｅ（ｔ） − 誤差信号。基準値からフィードバック値を減算した値である。
Ｋ_ｐ − 比例利得。
Ｋ_ｉ − 積分利得。
ｔ − 瞬間的時間。
τ − 積分の変数。時刻０から現時刻ｔまでの値を取る。
Ｉ（ｔ） − 積分項。
Ｕ（ｔ） − ＰＩコントローラ出力。

マイクロコントローラにおけるＰＩコントローラ１２０、１２２、１３０、２３０６および２８０４のデジタル実現は、以下の形式で表現することができる。

方程式（１４）および（１５）のＩ［ｋ］およびＵ［ｋ］は両方とも、望まないワインドアップ状況を回避するため（アンチワインドアップ）、最小および最大限度を有する。

ＰＬＬ観測器２２０２（図２２〜２７を参照）における低域フィルタ（ＬＰＦ）２３０４は、いかなる次数でもあり得る。簡単にするため、単位利得を有する一次ＬＰＦを使用することができ、以下の通り、表現することができる。

式中、
ｙ［ｋ］ − 電流サイクルフィルタ出力。
ｙ［ｋ−１］ − 最終サイクルフィルタ出力。
ｘ［ｋ］ − 電流サイクルフィルタ入力。
Ｎ − ＬＰＦのカットオフ周波数に影響を及ぼす整数。Ｎ＝１、２、３．．．。

三相２レベル電圧形インバータ１２６と電動機１０２との接続が図９および１０に示される。インバータ１２６の６つのスイッチングデバイス（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴまたは同様の部品であり得る）は、マイクロコントローラパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって制御される。電動機１０２巻線は、星形（図９（ａ）に示されるような）またはデルタ形に結線することができる。

異なる電動機１０２相電流検知技法を使用することができる。図９（ｂ）では、各電動機１０２相の電流を検知するため、３つのシャント抵抗器１３２がインバータ１２６の各脚部に挿入されている。図１０（ｃ）では、２つの電動機１０２相の電流を検知するため、２つのシャント抵抗器１３２がインバータ１２６の２本の脚部に挿入されている（例えば、位相ＵおよびＶ）。Ｉ_ｕ＋Ｉ_Ｖ＋Ｉ_Ｗ＝０のため、第３の電動機１０２相電流は、容易に計算することができる。図１０（ｄ）では、ＤＣリンク電流を検知するため、単一のシャント抵抗器１３２がインバータ１２６のＤＣリンクに挿入されており、三相電流復元を使用して、電動機１０２相の電流情報を得ることができる。

必要に応じて、抵抗器１３２電圧降下を増幅するために増幅器１３４（外部の増幅器であり得る）、マイクロコントローラのオンチップＡＤＣ利得または同様のものが使用され、同電圧降下は、電動機１０２相またはＤＣリンクの電流に比例する。電動機１０２相電流検知に対し、ホールセンサ、変流器または他の電流センサをシャント抵抗器１３２の代わりにすることができることに留意されたい。

トリプルシャントおよびデュアルシャント電流検知と比較すると、シングルシャント電流検知は、以下の重要な利点を有する。
１）１つの電流センサ、１つの増幅器１３４（使用する場合）および１つのＡＤＣチャネルの使用の結果として、コスト削減。これに反して、トリプルシャントおよびデュアルシャント電流検知は、複数の電流センサ、増幅器１３４（使用する場合）およびＡＤＣチャネルを使用する。
２）すべての電動機１０２相の電流測定に対して、同じ電流検知回路およびＡＤＣチャネルが使用されるため、増幅器１３４の利得およびオフセットを較正する必要はない（コンポーネント許容値、温度変動、老年化などによる可能性がある）。
３）より簡単かつより容易な電子回路図およびＰＣＢ設計。

空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を使用して、図９および１０のインバータ１２６スイッチングデバイスに対するＰＷＭを制御し、電動機１０２巻線に対する三相正弦波形を生み出す。図１１には、ＳＶＭ １２４の空間ベクトル図（正六角形）および基準ベクトル近似が示されている。平面は、ＡからＦまでの６つのセクタに切断され、回転基準ベクトル

の角度θは、各セクタにおいて、相対角度θ_ｒｅｌに変換される。

から

は、能動ベクトルである。

および

は、インバータ出力におけるいかなる電圧差も生成せず、ゼロベクトル（または受動ベクトル）である。基準ベクトル

は、２つの隣接する能動ベクトル（例えば、

がセクタＡにある場合、

および

。）ならびにゼロベクトルの一方または両方（例えば、

）によって近似される。Ｔ_１およびＴ_２は能動ベクトルに、そして、Ｔ_０は受動ベクトルに相当する（例えば、セクタＡにおける

および

）。

図１１を参照し、セクタＡの基準ベクトルを一例として使用すると、以下の部分は、ＳＶＭ １２４構成の計算を示す。ボルト秒バランス（ｖｏｌｔ−ｓｅｃｏｎｄ ｂａｌａｎｃｉｎｇ）を使用すると、以下の通りになる。

方程式（１７）および（１８）の解を求めて、以下の式を得ることができる。

式中、
Ｔ_Ｓ − サンプリング周期。例えば、Ｔ_Ｓ＝５０μｓ。
Ｔ_０ − ゼロベクトルが適用された時刻。ゼロベクトルは、

またはその両方であり得る。
Ｔ_１ − 第１の能動ベクトル（例えば、セクタＡの

）が１つのサンプリング周期内で適用された時刻。
Ｔ_２ − 第２の能動ベクトル（例えば、セクタＡの

）が１つのサンプリング周期内で適用された時刻。
Ｋ_ＳＶＭ −

である。｜Ｖ_ｒｅｆ｜は、

の大きさであり、Ｖ_ＤＣは、インバータ１２６ＤＣリンク電圧である。

様々な実装形態では、方程式（１９）および（２０）の正弦／余弦関数は、異なる方法で計算することも（例えば、マイクロコントローラメモリにおける０〜６０°の正弦関数に対するルックアップテーブルを使用するなど）、マイクロコントローラによって計算することなどもできる。

異なる品質および演算要件をもたらす、多くのＳＶＭ １２４スキーム（例えば、対称または非対称的な７セグメントスキーム、対称または非対称的な５セグメントスキーム、および、３セグメントスキーム）が存在する。ＳＶＭ １２４スキームは、例えば、マイクロコントローラ特徴およびアプリケーション要件に基づいて選択することができる。一実装形態では、ＳＶＭ １２４は、トリプルシャントまたはデュアルシャント電流検知機能を有するセンサレスＦＯＣ構成１００に対して使用することができる。

一例では、Ｖ／ｆ開ループ始動の間、ＳＶＭ １２４基準ベクトルの大きさおよび角度は、以下の通りである。

式中、
オフセット − 速度ゼロでの｜Ｖ_ｒｅｆ｜に対するオフセット値。
Ｋ − Ｖ／ｆ定数。

本明細書で論じられるセンサレスＦＯＣ制御技法は、ハードウェアコプロセッサを有する一部のマイクロコントローラによく適している。例えば、コプロセッサは、三角関数、線形関数、双曲線関数および関連関数を演算して、ＣＰＵからプロセッサ集約型タスクを開放し、したがって、システム性能を加速することができる。以下の表により、提案される制御技法で使用することができる演算例が得られる。

ＦＯＣ構造に対する例示的な角度加算技法
図１２および１３に示されるように、様々な実装形態では、演算方法またはプロセス工程を含み得るセンサ付き（図１２）およびセンサレス（図１３）ＦＯＣ構造構成１００は、演算集約型逆パーク変換１１２なしで動作される。例えば、いくつかの実装形態では、図１２および１３の実装形態と同様に、ＦＯＣ構造構成１００は、大きさおよび角度を使用して、極座標系における電圧空間ベクトルを表す。その実装形態では、一部のＦＯＣ構成１００（図１および２を参照）で使用される、正弦および余弦関数を用いる逆パーク変換１１２は、電圧空間ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜はそのままの状態で、角度の加算によって置き換えることができる。

一例では、角度の加算は、精密に瞬時に演算することができる（例えば、角度加算演算は、ほとんどのマイクロコントローラで、１つまたはいくつかのシステムクロック内で行うことができる）。このことは、図１２および１３のＦＯＣ構成１００に対して使用される角度加算技法を示す以下の表に示される。

それに従って、一実装形態では、図１２および１３に示されるように、逆パーク変換１１２は、ＦＯＣ構成１００ではバイパスされる。代わりに、角度Θおよびφが加算され、θが生成される。式中、

であり、φは、回転子位置／角度である。一例では、電圧空間ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜は、上記の表に示されるように、Ｖ_ｄおよびＶ_ｑで計算される。これは、極座標系における電圧空間ベクトルの操作を表し、このこともまた上記の表に示されている。

例えば、図１３に示されるように、センサレスＦＯＣ構成１００では、極座標からデカルト座標への変換１３０２を低速制御ループで使用して、入力として｜Ｖ_ｒｅｆ｜およびθを使用して、位置推定器２０２に対するＶ_αおよびＶ_βを生成することができる。

様々な実装形態では、ＦＯＣ構成１００の様々なモジュールに対して実行される計算は、コンピューティングデバイス（例えば、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、ＣＰＵなど）上で実行することができ、ルックアップテーブルを介してアクセスすることも、両方の組合せも可能である。例えば、ルックアップテーブルは、ローカルもしくはリモートメモリデバイスまたは同様のものに格納し、コンピューティングデバイスによってアクセスすることができる。

代替の実装形態では、図１４に示されるように、センサ付きＦＯＣ構成１００は、パーク変換１１０およびクラーク変換１１４もバイパスすることができる。その実装形態では、電流変数Ｉ_αおよびＩ_βは不要であり、電流変数Ｉ_ｄおよびＩ_ｑはｕｖｗからｄ−ｑへの変換１４０２から出力することができる。

例えば、パーク変換１１０およびクラーク変換１１４からの数式は、行列形式で組み合わせて、以下の式を得ることができる。

これらは、以下に示されるように、簡素化して、ｕｖｗからｄ−ｑへの変換１４０２を形成することができる。

式中、Ｋ_１は、スケーリング係数

であり、無視することができる（すなわち、Ｋ_１＝１にする）。一例では、スケーリング係数

は、ＦＯＣ制御戦略（例えば、電流検知および増幅、アナログ／デジタル変換など）の他のスケーリング係数と組み合わせることができる。一実装形態では、正弦関数に対して、例えば、制御ループ速度を最適化するため、ルックアップテーブルが使用される。

別の代替の実装形態では、図１５に示されるように、逆パーク変換１１２は、バイパスする代わりに、または、高速制御ループで演算する代わりに、低速制御ループに移動することができる。一例では、電圧Ｖ_αおよびＶ_βは、逆パーク変換１１２を使用して、Ｖ_ｄおよびＶ_ｑから計算することができるが、図１５のＦＯＣ構成１００に示されるように、逆パーク変換１１２は、回転子位置推定（例えば、２０２における）のための低速制御ループの一部であり得る。

一実装形態では、この代替のＦＯＣ制御戦略は、図２のＦＯＣ構成と比べて、高速制御ループ効率を高めている。計算速度をさらに増加するため、マイクロコントローラが例えばＳＶＭ変調器１２４または他のモジュール用に演算すると同時に、マイクロコントローラのコプロセッサによって逆パーク変換１１２を計算することができる。

ＦＯＣ構造に対する例示的な固定子磁束の大きさおよび方向技法
図１６および１７に示されるように、様々な実装形態では、演算方法またはプロセス工程を含み得るセンサ付き（図１６）およびセンサレス（図１７）ＦＯＣ構造構成１００は、演算集約型パーク変換１１０および逆パーク変換１１２なしで動作される。例えば、いくつかの実装形態では、図１６および１７の実装形態と同様に、ＦＯＣ構造構成１００は、固定子磁束の大きさおよび方向制御戦略を含む。例えば、図１６および１７のＦＯＣ構成１００は、複雑なパーク変換１１０および／または逆パーク変換の代わりにする角度減算または加算を含む、固定子磁束（または電流空間ベクトル）の大きさおよび角度制御を使用する。

様々な実装形態では、制御戦略は、デカルト座標の代わりに極座標を使用して、電動機空間ベクトルを表し、その結果、空間ベクトルの大きさはそのままの状態で、複雑なデカルト基準フレーム変換（例えば、図１および２のＦＯＣ構成１００で使用される、正弦および余弦関数を用いるパーク変換１１０および逆パーク変換１１２）を角度の減算および加算によって置き換えることができる。

一例では、角度の減算および加算は、精密に瞬時に演算することができる（例えば、加算または減算演算は、多くのマイクロコントローラで、１つまたはいくつかのシステムクロック内で行うことができる）。このことは、図１６および１７のＦＯＣ構成１００に対して使用される角度減算および加算技法を示す以下の表に示される。

それに従って、一実装形態では、図１６および１７に示されるように、パーク変換１１０および逆パーク変換１１２は、ＦＯＣ構成１００ではバイパスされる。代わりに、角度γ−φが減算され、Γが生成される。式中、

であり、φは、回転子位置／角度である。角度Θとφとが加算され、θが生成される。式中、

であり、φは、回転子位置／角度である。一例では、電圧空間ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜は、上記の表に示されるように、Ｖ_ｄおよびＶ_ｑで計算される。これは、極座標系における電圧空間ベクトルの操作を表し、このこともまた上記の表に示されている。

例えば、定常状態では、ＰＭＳＭ電動機空間ベクトル（すなわち、電流空間ベクトル、固定子および回転子磁束空間ベクトル、ならびに、電圧空間ベクトル）の大きさは一定であり、ＰＭＳＭ電動機空間ベクトルの方向は、回転子に固定されている回転極座標系において静止状態である。したがって、ＰＩＤコントローラを使用して、固定子磁束の大きさおよび方向を制御し、静かな電動機動作のための一定速度および制御されたトルクの達成が可能であり、最大エネルギー効率のために回転子磁束に垂直になるように固定子磁束を制御することも可能である。極座標系を用いると、角度の減算または加算によって、電動機制御のための基準フレーム変換を行うことができ、したがって、高速制御ループを備える、演算に適した電動機制御が達成される。

様々な実装形態では、図１６および１７に示されるように、ＡＤＣ １１６変換およびクラーク変換１１４をして電流Ｉ_αおよびＩ_βを得た後、デカルト座標から極座標への変換１２８を使用して、電流空間ベクトルの大きさ｜Ｉ｜および方向（例えば、角度）γが得られる。複雑なパーク変換１１０を使用する代わりに、角度の減算Γ＝γ−φが静止座標系から回転座標系への変換を達成する。最大トルクおよび電力効率を得るため、大きさおよび方向ＰＩコントローラ１２０、１２２を使用して、電圧空間ベクトルの大きさおよび方向をそれぞれ制御し、固定子磁束空間ベクトルを回転子磁界に垂直にする（すなわち、強制的にΓをπ／２（または−π／２）にする）。その実装形態では、Γをπとπ／２との間に制御して、電動機の空隙の磁束を減少し（すなわち、磁束低減制御）、電動機１０２の動作速度範囲を拡大することも可能である。

角度の加算θ＝Θ＋φは、図１および２のＦＯＣ構成の逆パーク変換１１２の代わりに、回転座標系から静止座標系への変換を達成する。電圧空間ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜および角度θは、インバータ１２６ＤＣリンク電圧情報と共に、ＳＶＭ １２４に送信され、電動機１０２のインバータ１２６出力を制御する。

速度ＰＩコントローラ１３０出力は、大きさＰＩコントローラ１２０に対する基準である。上記で説明されるように、回転子位置（１０６における）および速度計算（１０８における）ならびに速度ＰＩ制御１３０は、ＦＯＣ構成１００の低速制御ループである。いくつかのセンサレス実装形態では、図１７に示されるように、極座標からデカルト座標への変換１３０２を低速制御ループで使用して、位置推定器２０２に対するＶ_αおよびＶ_βを生成する。ＦＯＣ構成１００の他のコンピューティングブロックは、図１６および１７に示されるように、高速固定子磁束制御ループである。

図１および２のＦＯＣ構成で使用されるパーク変換１１０および逆パーク変換１１２を用いない場合、高速制御ループは、はるかに簡単で高速になる。例えば、より少なく、より簡単な計算は、特に低価格のマイクロコントローラの場合、より少ない累積計算誤差も意味する。

図１６および１７に示されるように、センサ付き制御戦略とセンサレス制御戦略の両方に対する最高性能を提供するため、コプロセッサを備えるいくつかのマイクロコントローラを使用する際に、２つの計算、すなわち、１）大きさ｜Ｉ｜および角度γを得るためのデカルト座標から極座標への変換、ならびに２）角度の減算Γ＝γ−φを、１つの計算で演算することができる。言い換えれば、両方の計算には、ＣＰＵ時間をほとんど費やさない。図１７に示されるようなセンサレス制御戦略の場合、Ｖ_αおよびＶ_βを得るための極座標からデカルト座標への変換１３０２は、ＣＰＵがＳＶＭ変調器１２４または同様のもの用に演算する間に同時に、マイクロコントローラのコプロセッサによって演算することができる。それに加えて、０〜９０°の正弦関数のルックアップテーブルを使用し、ＳＶＭ変調器１２４または他のものによって再利用し、メモリ使用量を最大化することができる。

様々な実装形態では、数種の固定子磁束の大きさおよび方向制御戦略を実装することができる。図１８および１９は、センサ付きＦＯＣ構成１００に対する２つの代替の戦略を示す。例えば、図１８では、ｕｖｗから極座標への直接変換１８０２（すなわち、クラーク変換１１４なし）を用いるセンサ付き固定子磁束の大きさおよび方向制御戦略（すなわち、ＦＯＣ構成１００）が示される。例えば、図１８に示される構成１００は、以下の方程式によって説明されるように、ｕｖｗから極座標への変換１８０２を使用する。

式中、Ｋ_１は、スケーリング係数

であり、無視することができる（すなわち、Ｋ_１＝１にする）。一例では、スケーリング係数

は、ＦＯＣ制御戦略（例えば、電流検知および増幅、アナログ／デジタル変換など）の他のスケーリング係数と組み合わせることができる。

一実装形態では、様々な種類の代替の制御戦略を組み合わせて、図１９に示されるＦＯＣ構成１００を形成する。例えば、選ばれたマイクロコントローラが、平方根関数よりも二乗関数の演算の方に適する事例では、大きさＰＩコントローラ１２０のフィードバックとして、｜Ｉ｜の代わりに｜Ｉ｜^２を使用することが可能である。そのような事例では、図１９に示されるように、そして、以下の方程式によって説明されるように、ｕｖｗから極座標への疑似変換１９０２を使用することができる。

図２０および２１は、図１６および１７に描写されるようなセンサ付きＦＯＣ構成１００とセンサレスＦＯＣ構成１００の両方のいくつかの可能な選択肢を示す。簡単にするため、図２０および２１では、センサ付き構成１００とセンサレス構成１００の両方に共通する構成１００の左側のみが示される。

様々な実装形態では、センサ付きＦＯＣ構成１００とセンサレスＦＯＣ構成１００の両方とも、方向ＰＩコントローラ１２２に対するフィードバックとして（Γ−π／２）を使用することができる。それに加えて、ＦＯＣ構成１００は、図２０（ａ）に示されるように、（Γ−π／２）を０に制御することができる。

図２０（ｂ）を参照すると、センサ付きＦＯＣ構成１００およびセンサレスＦＯＣ構成１００の大きさＰＩコントローラ１２０へのフィードバック経路上では、いくつかのアプリケーションにおいて、正弦関数２００２を使用することができる（すなわち、図２０（ｂ）に示されるように、フィードバックとしてトルク生成成分｜Ｉ｜ｓｉｎ（Γ）を使用する）。定常状態では、方向ＰＩコントローラ１２２は、強制的にΓをπ／２に近づけ、したがって、｜Ｉ｜ｓｉｎ（Γ）は、｜Ｉ｜にかなり近づく。過渡状態においてΓがπ／２から懸け離れている場合は、コンピューティングデバイス（またはルックアップテーブル）によって正弦関数２００２を計算することができる。あるいは、ＣＰＵが方向ＰＩコントローラ１２２用に演算する際に同時に、マイクロコントローラのコプロセッサによって、正弦関数２００２を演算し、高速制御ループ計算を加速することができる。

一実装形態では、図２１（ａ）および（ｂ）に示されるように、ＦＯＣ構成１００は、大きさＰＩコントローラ１２０のフィードバックとして、｜Ｉ｜の代わりに

を使用する。これにより、例えば、選択されたマイクロコントローラが平方根関数よりも二乗関数の演算の方において速い場合に、性能を向上することができる。一例では、図２１（ａ）および（ｂ）に示されるように、図１６および１７の構成１００で使用されるデカルト座標から極座標への変換１２８の代わりに、デカルト座標から極座標への疑似変換２１０２を使用することができる。デカルト座標から極座標への疑似変換２１０２の例示的な方程式は、

を含む。

異なるシステム要求に応じて、最終制御戦略は、図１８〜２１に示されるような新しい制御戦略のいかなる組合せでもよい。例えば、図２１（ｂ）は、図２０（ａ）および図２１（ａ）にそれぞれ示される戦略の組合せである。

例示的な回転子位置および速度観測器の実装形態
一実装形態では、図２２のセンサレスＦＯＣ構造構成１００は、図２のセンサレスＦＯＣ構成１００と同じ（または同様の）電動機１０２相電流検知、ＡＤＣ １１６、電流計算１１５、クラーク変換１１４、パーク変換１１０、ＰＩコントローラ１２０、１２２、１３０、ＳＶＭ変調１２４、ＰＷＭユニット１１８および三相２レベル電圧形インバータ１２６を含む。しかし、図２２のＦＯＣ構造構成１００は、Ｖ_ｄ／Ｖ_ｑのデカルト座標から極座標への変換および角度の加算

を使用して、従来のＶ_ｄ／Ｖ_ｑの逆パーク変換１１２およびＶ_α／Ｖ_βのデカルト座標から極座標への変換１２８の代わりにする。

様々な実装形態では、図２２に示されるように、演算方法またはプロセス工程を含み得るセンサレスＦＯＣ構造構成１００は、位相ロックループ（ＰＬＬ）構造を備える、固定子抵抗に対する感度が低い回転子位置および速度観測器２２０２（以下、「ＰＬＬ観測器」）を含む。ＰＬＬ観測器２２０２は、比較的安定した固定子インダクタンスＬを使用し、固定子抵抗Ｒに依存せず、広い温度範囲にわたってロバストな動作をもたらす。一実装形態では、ＰＬＬ観測器２２０２は、｜Ｖ_ｒｅｆ｜、θ、Ｉ_αおよびＩ_β（または同様のもの）を使用して、回転子位置および速度を推定する。さらに、ＰＬＬ観測器２２０２は、ＰＬＬ構造を使用して、回転子位置および／または速度を推定し、常に、強制的に

となるようにし、それにより、強制的に、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機１０２のエネルギー効率を最大化する。さらに、これは、推定回転子位置

および推定速度

がそれらの実質数量φおよびω_ｒにそれぞれかなり近づくようになるように駆動する。

一実装形態では、図２２に示されるような例に対し、ＰＩコントローラ１３０は使用されない。そのような実装形態では、トルク生成成分Ｉ_ｑに対する基準電流は、図中に示されるＰＩコントローラ１３０によって供給される加算接合部に直接入力され、ＰＩコントローラの必要性を排除する。ＰＬＬ観測器２２０２および本明細書に記載される追加の示されるＰＬＬ観測器は、そのようなシナリオでは、ＰＩコントローラ１３０への入力として出力

を提供しない。

図２３および２４は、ＰＬＬ観測器２２０２の２つの代替の例を示す。ＰＬＬ観測器２２０２を備えるセンサレスＦＯＣ構成１００（図２２に示されるような）は、低い電動機速度であるか（固定子抵抗に対する感度の低さによる）高い電動機速度であるかに関わらず、定常状態において最大エネルギー効率で所望の速度で電動機１０２をロックすることができる。したがって、ＰＬＬ観測器２２０２は、高価で故障続きであり得る機械的な回転子センサ１０４の必要性を容易に排除することができる。

様々な実装形態では、図２３および２４に示されるように、ＰＬＬ観測器２２０２は、入力信号として｜Ｖ_ｒｅｆ｜、θ、Ｉ_αおよびＩ_βを使用し、推定回転子位置

（例えば、積分器２３０２を介して）および速度

（例えば、低域フィルタ（ＬＰＦ）２３０４を介して）を出力する。ＰＩコントローラ２３０６出力速度ωは、次の制御サイクルのωＬ｜Ｉ｜またはω｜Ｉ｜の計算で使用され、ＰＬＬ構造を形成する。いくつかの例では、図２３に示されるように、任意選択の低域フィルタＬＰＦ２３０４を｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）とＬ｜Ｉ｜の両方に適用することも、ε＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ωＬ｜Ｉ｜に直接適用することもできる。様々な例では、ＰＩコントローラ２３０６は、他の適切ないかなるコントローラでもあり得る。

図２５は、代替のＰＬＬ観測器２２０２を有する代替のセンサレスＦＯＣ構成１００を示す。図２５の構成１００は、位置推定器２０２および速度計算１０８が新しい代替のＰＬＬ観測器２２０２によって置き換えられていることを除いて、図２の構成１００と同様である。いくつかの実装形態では、図２５の（Ｖ_α，Ｖ_β）のデカルト座標から極座標への変換１２８を無視することができ、代わりに、電圧Ｖ_αおよびＶ_βがＳＶＭ変調器１２４に直接送信される。

図２５の代替のＰＬＬ観測器２２０２は、図２６に詳述される。このＰＬＬ観測器への入力信号は、Ｖ_α、Ｖ_β、Ｉ_αおよびＩ_βである。電流空間ベクトルの角度（すなわち、γ）を有する電圧空間ベクトルのパーク変換１１０は、以下の通りである。
Ｖ_ｉ＝Ｖ_αｃｏｓ（γ）＋Ｖ_βｓｉｎ（γ） （３１）
Ｖ_ｐ＝−Ｖ_αｓｉｎ（γ）＋Ｖ_βｃｏｓ（γ） （３２）
式中、
Ｖ_ｉ − 電流空間ベクトルの方向の電圧空間ベクトルの成分。
Ｖ_ｐ − 電流空間ベクトルに垂直な方向の電圧空間ベクトルの成分。

電圧空間ベクトルの以下の極座標からデカルト座標への変換１３０２に留意されたい。
Ｖ_α＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （３３）
Ｖ_β＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （３３）

方程式（３２）、（３３）および（３４）を組み合わせると、以下の式が得られる。
Ｖ_ｐ＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ−γ） （３５）

方程式（３５）を用いると、図２６に示されるＰＩコントローラ２３０６へのフィードバック信号は、以下の通り記載することができる。
ε＝ωＬ｜Ｉ｜−Ｖ_ｐ＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ωＬ｜Ｉ｜ （３６）

以下の表は、図２５および２６に示されるような代替のＰＬＬ観測器を備えるセンサレスＦＯＣ構成１００によって使用される数学的変換を要約する。

図２７には、別の代替のＰＬＬ観測器が示される。別の代替のＰＬＬ観測器は、入力として｜Ｖ_ｒｅｆ｜、θ、Ｉ_αおよびＩ_βを使用し、したがって、図２２に示されるＰＬＬ観測器の代わりにすることができる。同じプロセッサを用いと、この代替のＰＬＬ観測器は、図２３および２４に示されるＰＬＬ観測器と比べると、わずかに長い計算時間を使用する可能性がある。

例示的な最大効率追跡（ＭＥＴ）制御戦略
センサレスＦＯＣコントローラ用のほとんどの既存の位置および速度推定器は、逆起電力（ＢＥＭＦ）に基づき、ゼロまたは低電動機速度ではうまく動作しない。したがって、これらのセンサレスＦＯＣコントローラに対して、開ループ電動機始動（例えば、Ｖ／ｆ制御）が使用される。典型的な２段階電動機始動メカニズムは、Ｖ／ｆ開ループ→ＦＯＣ閉ループである。
１）まず最初に、Ｖ／ｆ開ループ制御によって電動機が回転し始め、ユーザによって定義された速度まで上昇する。
２）この時点以降、ＦＯＣ閉ループ制御が電動機を動かす。

Ｖ／ｆ開ループ制御は、エネルギー効率が悪いものであり得、一般に、電動機速度が高いほど、より多くの電力を消費する。典型的な２段階電動機始動メカニズムは、通常、比較的高い電動機速度でＶ／ｆ開ループからＦＯＣ閉ループへ移行し、高い始動電力（または電流）を引き起こす。その上、典型的な２段階電動機始動メカニズムは、すべての動作条件に対して開ループ始動から閉ループＦＯＣ動作までのスムーズな移行を達成するための推定器の微調整において問題があり得る。

最大効率追跡（ＭＥＴ）は、電動機１０２のためのセンサレス制御技法（図２８〜３１の例示的なＭＥＴ制御戦略２８００で示されるようなものであり、演算方法またはプロセス工程を含み得る）であり、電動機１０２の最大エネルギー効率を追跡する。最大効率追跡（ＭＥＴ）は、比較的安定した固定子インダクタンスＬを使用し、固定子抵抗Ｒに対する感度は高くはない。さらに、ＭＥＴ制御技法は、開ループ始動から閉ループ制御までのスムーズな移行のため、本明細書で論じられるセンサレスＦＯＣ構造構成１００で使用することができる。

一実装形態では、ＭＥＴ制御技法は、ユーザによって定義された基準速度によって設定されるように、ＳＶＭ １２４基準ベクトル

の角度θを一定速度で変化させる（すなわち、

）と同時に、常に、図２８のＭＥＴ構成２８００に対して、強制的にε＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ω_ｒｅｆＬ｜Ｉ｜≒０となるように、または、図２９のＭＥＴ構成２８００に対して、強制的に

となるように、大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜を制御する工程を含み、したがって、強制的に、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機１０２のエネルギー効率を最大化する。

様々な実装形態では、ＦＯＣ構造構成１００のためのＭＥＴ制御技法は、３段階電動機１０２始動、すなわち、Ｖ／ｆ開ループ→ＭＥＴ閉ループ→ＦＯＣ閉ループを達成する。この３段階電動機１０２始動シーケンスは、センサレスＦＯＣ構成１００に対してスムーズで低電力の始動を提供する。

図２８〜３１は、センサレスＭＥＴ制御構成２８００を示す。ＭＥＴ構成２８００は、図２のセンサレスＦＯＣ構成１００と同じ電動機１０２相電流検知、ＡＤＣ １１６、電流計算１１５、クラーク変換１１４、ＳＶＭ変調１２４、ＰＷＭユニット１１８および三相２レベル電圧形インバータ１２６を有する。しかし、センサレスＭＥＴ構成２８００は、パーク変換１１０も逆パーク変換１１２も有さず、位置推定器２０２も速度推定器１０８も有さず、１つのＰＩコントローラ２８０４を有する。

様々な実装形態では、ＭＥＴ構成２８００は、ＦＯＣ構成と同様に、デカルト座標から極座標への変換１２８を使用して、電圧空間ベクトルの代わりに、電流空間ベクトルの大きさおよび角度情報を得る。一実装形態では、ＭＥＴ構成２８００は、Ｖ／ｆ開ループ電動機始動２８０６を使用し（ＳＷ１ ２８０８は位置１にある）、次いで、既定の電動機１０２速度に達した後に閉ループ最大効率追跡（ＳＷ１ ２８０８は位置２にある）に移行する（例えば、切り替える）。最大効率追跡の間、ＳＶＭ １２４基準ベクトル角度θは、基準速度ω_ｒｅｆによって設定されるように、一定速度で変化する。一実装形態では、基準ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜は、強制的に、ε＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ω_ｒｅｆＬ｜Ｉ｜≒０または

となるように、ヒステリシスコントローラ２８０２によって制御される。例えば、これにより、強制的に、電動機１０２固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにし、電動機１０２のエネルギー効率を最大化する。

一実装形態では、図２８に示されるように、基準ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜が変化（増加または減少）を必要とする場合、その変化ステップΔＶは、ユーザによって定義された定数でも、迅速なトルク応答を達成するためにステップＰＩコントローラ２８０４によって計算してもよい。電動機１０２が正の方向に回転する場合、通常、電流空間ベクトルは電圧空間ベクトルより遅れ、

である。

であれば、それは差し迫った状態であり、大きさ｜Ｖ_ｒｅｆ｜が増加される。いくつかの例では、任意選択のＬＰＦを、図２８の実装形態に対しては、｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）とω_ｒｅｆＬ｜Ｉ｜の両方に、または、ε＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ω_ｒｅｆＬ｜Ｉ｜に適用することができることに留意されたい。

以下の表は、図２のＦＯＣ構成１００で使用される構成要素および数学的変換と、図２８〜３１のＭＥＴ構成２８００で使用される構成要素および数学的変換とを比較する。

様々な実装形態では、ＭＥＴ構成２８００は、比較的低い電動機速度においてさえも、Ｖ／ｆ開ループ始動からＭＥＴ閉ループへのスムーズな移行を含む。例えば、３段階電動機始動、すなわち、Ｖ／ｆ開ループ→ＭＥＴ閉ループ→ＦＯＣ閉ループを適用するため、ＭＥＴ技法をセンサレスＦＯＣ構成１００に統合することができる。
１）まず最初に、Ｖ／ｆ開ループ制御によって電動機が回転し始め、ユーザによって定義された速度になる。
２）ＭＥＴ閉ループ制御が引き継ぎ、スムーズに、固定子磁束が回転子磁束に垂直になるようにする（すなわち、

）。
３）その後、センサレスＦＯＣ構成１００閉ループ制御が電動機１０２を動かす。センサレスＦＯＣ構成１００に対する初期の回転子角度（使用される場合）は、ＭＥＴからＦＯＣ閉ループ制御へのスムーズな移行のため、

と推定される。

必要に応じて、ＭＥＴ技法の利点を完全に使用するため、いかなる時でも、ＦＯＣ閉ループ制御をＭＥＴ閉ループ制御に移行することができ、ユーザは、いつＦＯＣ閉ループに再び移行し直すかを決定することができる。

ＭＥＴは、少なくとも以下の利点を有し、いくつかの実装形態では、他の利点も有し得る。計算集約型回転子位置２０２および速度推定器１０８を用いない場合、回転子固定ｄ−ｑ座標系（１１０、１１２）との変換のやり取りはなく、１つのＰＩコントローラ２８０４を用いる場合、ＭＥＴは、適用された電動機１０２に対する微調整を容易に行い、ＭＥＴに対するＣＰＵ時間もはるかに少ない。例では、ＭＥＴは、高性能システムにおいて、ＣＰＵ負荷を低減し、他の目的（例えば、デジタルＰＦＣ、複数のＰＭＳＭ電動機駆動器、ＨＭＩ、通信、安全の確認など）のための貴重なＣＰＵ時間を節約することができ、したがって、マイクロコントローラの潜在力および特徴を十分に使用することができる。逆に、ＭＥＴ制御技法を使用すると、ユーザは、より少ない演算電力およびより低いコストのマイクロコントローラを選択して、電動機１０２制御を達成することができる。

はるかに低い電動機速度でのＶ／ｆ開ループからエネルギー効率の良いＭＥＴ閉ループへの移行が可能であるため、既存の２段階電動機始動メカニズムの典型的な高始動電力を回避することができる。ＭＥＴが既にスムーズに固定子磁束を回転子磁束に垂直にしたため、ＦＯＣのＰＩコントローラは、過剰反応して、Ｖ／ｆ開ループ制御によって引き起こされる非垂直状態から垂直にしようとする苦戦を強いられることはない。したがって、センサレスＦＯＣにおけるスムーズな始動移行を容易に達成することができる。様々な実装形態では、追加のまたは代替のコンポーネントを使用して、開示される技法および構成を達成することができる。

図３０を参照すると、電流変数Ｉ_αおよびＩ_βが不要な別のＭＥＴ制御技法が示されている。示される実装形態では、図２８および２９のクラーク変換１１４がバイパスされ、ｕｖｗから極座標への直接変換１７０２が代わりに使用されている。ｕｖｗから極座標への直接変換１７０２は、以下の方程式によって説明することができる。

式中、Ｋ_｜Ｉ｜は、電流空間ベクトルの大きさのスケーリング係数であり、

である。

一実装形態では、スケーリング係数

を無視することができる（すなわち、Ｋ_｜Ｉ｜＝１にする）。あるいは、

のスケーリングを他のスケーリング演算と組み合わせることができる（例えば、電流検知および増幅、アナログ／デジタル変換など）。

図３１を参照すると、電流空間ベクトルの角度γを有する電圧空間ベクトルのパーク変換１１０を含むＭＥＴ制御技法が示され、以下の方程式によって得られる。
Ｖ_ｉ＝Ｖ_αｃｏｓ（γ）＋Ｖ_βｓｉｎ（γ） （３９）
Ｖ_ｐ＝−Ｖ_αｓｉｎ（γ）＋Ｖ_βｃｏｓ（γ） （４０）
式中、
Ｖ_ｉ − 電流空間ベクトルの方向の電圧空間ベクトルの成分。
Ｖ_ｐ − 電流空間ベクトルに垂直な方向の電圧空間ベクトルの成分。

一実装形態では、図１４に示される電圧空間ベクトルの極座標からデカルト座標への変換１３０２は、
Ｖ_α＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｃｏｓ（θ） （４１）
Ｖ_β＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ） （４２）
によって説明される。

方程式（４０）、（４１）および（４２）を組み合わせると、以下の式を得ることができる。
Ｖ_ｐ＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（θ−γ） （４３）

方程式（４３）を使用すると、図３１に示される電圧差εは、以下の通り記載することができる。
ε＝ωＬ｜Ｉ｜−Ｖ_ｐ＝｜Ｖ_ｒｅｆ｜ｓｉｎ（γ−θ）＋ω_ｒｅｆＬ｜Ｉ｜ （４４）

結論
本開示の実装形態は、構造上の特徴および／または方法的行為に特有の言語で説明されてきたが、実装形態が必ずしも説明される特定の特徴または行為に限定されるわけではないことを理解されたい。むしろ、特定の特徴および行為は、例示的なデバイスおよび技法を実装する代表的な形態として開示される。

１００ 磁界方向制御構造構成
１０２ 電動機
１０４ 位置センサ
１０６ 位置計算
１０８ 速度計算
１１０ パーク変換
１１２ 逆パーク変換
１１４ クラーク変換
１１５ 電流計算
１１８ ＰＷＭユニット
１２０ ＰＩコントローラ
１２２ ＰＩコントローラ
１２４ ＳＶＭ変調器
１２６ 三相２レベル電圧形インバータ
１２８ デカルト座標から極座標への変換
１３０ 速度ＰＩコントローラ
１３２ 抵抗器
１３４ 増幅器
２０２ 位置推定器
１３０２ 極座標からデカルト座標への変換
１４０２ ｕｖｗからｄ−ｑへの変換
１７０２ ｕｖｗから極座標への変換
１８０２ ｕｖｗから極座標への変換
１９０２ ｕｖｗから極座標への疑似変換
２００２ 正弦関数
２１０２ デカルト座標から極座標への疑似変換
２２０２ ＰＬＬ観測器
２３０２ 積分器
２３０４ 低域フィルタ
２３０６ ＰＩコントローラ
２８００ 最大効率追跡制御構成
２８０２ ヒステリシスコントローラ
２８０４ ステップＰＩコントローラ
２８０６ Ｖ／ｆ開ループ電動機始動

Claims (17)

1. 電動機の可変速度制御を提供するよう構成された磁界方向制御（ＦＯＣ）構造であって、
   前記電動機の回転子の所望の回転位置および／または所望の速度を表すベクトル量を受信し、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および／または速度を調整するために複数の制御信号を出力するよう構成された変調器であって、前記ベクトル量は、複素電圧空間ベクトルの大きさおよび角度を含み、前記角度は、一定のユーザによって定義された速度で変化するよう構成される、変調器と、
   開ループ動作と閉ループ動作との間で前記ＦＯＣ構造を切り替えるよう構成されたスイッチと、
   １つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさを調整するよう構成された１つまたは複数のフィードバックループと、
   前記ＦＯＣ構造が開ループ動作の間、前記電動機の始動のための１周波数当たりの電圧値を決定し、前記ＦＯＣ構造が定常状態のための閉ループ動作の間、前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさを決定するよう構成されたヒステリシスコントローラと
   を備える、ＦＯＣ構造。
2. 電動機の可変速度制御を提供するよう構成された磁界方向制御（ＦＯＣ）構造であって、
   前記電動機の回転子の所望の回転位置および／または所望の速度を表すベクトル量を受信し、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および／または速度を調整するために複数の制御信号を出力するよう構成された変調器であって、前記ベクトル量は、複素電圧空間ベクトルの大きさおよび角度を含み、前記角度は、一定のユーザによって定義された速度で変化するよう構成される、変調器と、
   開ループ動作と閉ループ動作との間で前記ＦＯＣ構造を切り替えるよう構成されたスイッチと、
   １つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさを調整するよう構成された１つまたは複数のフィードバックループと、
   強制的に、前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにするよう構成されたヒステリシスコントローラと
   を備える、ＦＯＣ構造。
3. 前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の前記回転位置および／または速度を調整するために、前記複数の制御信号を受信し、ＰＷＭ信号を出力するよう構成されたパルス幅変調（ＰＷＭ）ユニットをさらに備える、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
4. 前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の前記回転位置および／または速度を調整するために、ＰＷＭ信号を受信し、前記電動機の巻線に三相正弦波形を出力するよう構成された電圧形インバータコンポーネントをさらに備える、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
5. 二相または三相電動機巻線電流値座標を静止二相基準フレームに変換するよう構成されたクラーク変換モジュールをさらに備える、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
6. 二相静止座標セットを極座標電流空間ベクトルの角度および大きさに変換するよう構成されたデカルト座標から極座標への変換モジュールをさらに備える、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
7. 前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさは、前記ＦＯＣ構造が開ループ動作と閉ループ動作との間で切り替わると変化する、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
8. 前記複素電圧空間ベクトルの前記角度は、前記ＦＯＣ構造の入力回転速度の積分を含む、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
9. 前記ユーザによって定義された速度に基づいて、回転子位置センサも回転子位置推定器も用いることなく、前記複素電圧空間ベクトルの前記角度を決定する、請求項１または２に記載のＦＯＣ構造。
10. 変調器において、電動機の回転子の所望の回転位置および／または所望の速度を表すベクトル量を受信する工程であって、前記ベクトル量は、大きさおよび角度を含み、前記角度は、一定のユーザによって定義された速度で変化するよう構成される、工程と、
    前記変調器において、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および／または速度を調整するために複数の制御信号を出力する工程と、
    前記電動機がユーザによって定義された回転速度に達すると、開ループ動作モードから閉ループ動作モードに切り替わる工程と、
    フィードバックループを介して、１つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記ベクトル量の前記大きさを調整する工程と、
    前記受信する工程および前記調整する工程に基づいて、可変速度制御を前記電動機に提供する工程と、
    前記閉ループ動作モードで動作する間、ヒステリシスコントローラを介して、強制的に、前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにする工程と
    を含む、方法。
11. 変調器において、電動機の回転子の所望の回転位置および／または所望の速度を表すベクトル量を受信する工程であって、前記ベクトル量は、大きさおよび角度を含み、前記角度は、一定のユーザによって定義された速度で変化するよう構成される、工程と、
    前記変調器において、前記ベクトル量に基づいて、前記電動機の回転位置および／または速度を調整するために複数の制御信号を出力する工程と、
    前記電動機がユーザによって定義された回転速度に達すると、開ループ動作モードから閉ループ動作モードに切り替わる工程と、
    フィードバックループを介して、１つまたは複数の電動機巻線電流値の処理に基づいて、前記ベクトル量の前記大きさを調整する工程と、
    前記受信する工程および前記調整する工程に基づいて、可変速度制御を前記電動機に提供する工程と、
    周波数当たりの電圧制御を使用して前記開ループ動作モードで前記電動機を始動する工程と、
    ユーザによって定義された速度まで前記電動機速度を上昇する工程と、
    前記電動機の定常状態動作のため、前記閉ループ動作モードに切り替える工程と、
    前記ユーザによって定義された速度に達した後に、一定速度で前記ベクトル量の前記角度を変化させると同時に、前記ベクトル量の前記大きさを制御して、強制的に前記電動機の固定子磁束が前記電動機の回転子磁束に垂直になるようにする工程を含む、前記電動機の最大エネルギー効率を追跡する工程と、
    前記電動機の定常状態動作のため、前記閉ループ動作モードに移行する工程と、
    を含む、方法。
12. 位置推定器も位置センサも使用することなく、入力回転速度を積分することによって前記複素電圧空間ベクトルの前記角度を決定する工程をさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。
13. 前記開ループ動作モードで動作する間、前記電動機の始動のための１周波数当たりの電圧値を決定する工程と、定常状態のために前記閉ループ動作モードで動作する間、前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさを決定する工程をさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。
14. 開ループ動作と閉ループ動作との間で切り替わると、前記複素電圧空間ベクトルの前記大きさが変化する工程をさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。
15. 前記電動機の前記回転位置および／または速度を調整するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）ユニットにおいて前記複数の制御信号を受信する工程と、前記ＰＷＭユニットにおいてＰＷＭ信号を出力する工程とをさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。
16. 前記電動機の前記回転位置および／または速度を調整するために、電圧形インバータコンポーネントにおいてＰＷＭ信号を受信する工程と、前記電動機の巻線に三相正弦波形を出力する工程とをさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。
17. クラーク変換モジュールにおいて、電動機巻線電流値座標を静止二相基準フレームに変換する工程をさらに含む、請求項１０または１１に記載の方法。

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