KR101000425B1 - 컨버터 제어장치 - Google Patents

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KR101000425B1
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다케시 마에나카
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도요타 지도샤（주）
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Abstract

제 1 전원으로서의 2차 전지(10)와, 제 2 전원으로서의 연료전지(12)와의 사이에, 3개의 컨버터 회로를 병렬 접속하여 구성되는 컨버터 장치(30)가 설치된다. 제어부(40)는, PID 제어에 의하여 컨버터 장치(30)를 제어하고, 원하는 전압 변환을 실행시키는 PID 제어모듈(42)과, 컨버터 장치(30)의 통과 전력에 따라 컨버터 장치(30)의 구동상수를 변경하는 구동상수 변경모듈(44)과, 구동상수를 변경할 때에, PID 제어의 피드백 게인을 변환하는 게인 변환 모듈(46)을 포함한다.

Description

컨버터 제어장치 {CONVERTER CONTROL DEVICE}
본 발명은 컨버터 제어장치에 관한 것으로, 특히 제 1 전원과 제 2 전원의 사이에 접속되어, 복수의 스위칭 소자와 리액터를 가지고 양방향으로 전압 변환을 행하는 컨버터가 복수 병렬로 접속된 구성을 포함하고, 컨버터 통과 전력에 따라 구동시키는 컨버터 상수를 변경하는 컨버터 제어장치에 관한 것이다.
연료전지를 사용하는 전원시스템에서는, 연료전지의 발전능력을 넘는 부하 변동에 대응하는 등을 위하여, 2차 전지의 출력을 승압 또는 강압하는 전압 변환기를 설치하여 연료전지의 출력단자에 접속하여 전력을 공급하는 것이 행하여진다. 여기서 전압 변환기는, 직류 전압 변환기능을 가지는 컨버터로, DC/DC 컨버터라 불리는 경우도 있고, 예를 들면 스위칭 소자와 리액터로 구성하는 것이 사용된다. 그리고, 스위칭 소자의 정격용량을 작게 하는 것 등을 고려하여, 복수의 컨버터를 병렬 접속하여 사용하는 것이 행하여진다.
예를 들면, 일본국 특개2006-33934호 공보에는, 연료전지의 충전능력을 넘는 갑작스런 부하량의 변화에 대응하기 위하여, 연료전지와 배터리 사이에 복수상(複數相)으로 작동하는 전압 변환기를 접속하여, 부하량의 변화를 예측하여 전압 변환기의 상수의 변경, 듀티의 변경을 행하는 것이 개시되어 있다. 그리고, 일반적으 로, 복수상을 구비하는 전압 변환기에서는, 입출력 변환 에너지량이나 작동 일량에 대응하는 통과 전력의 값에 의하여 변환기 중에서 잃게 되는 손실전력이 변동하여, 통과 전력이 많을 때는 상수가 많은 3상 운전 쪽이 단상운전보다 손실이 적고, 통과 전력이 적을 때는 단상운전 쪽이 3상 운전보다 손실이 적은 것이 설명되어 있다. 즉, 3상 브릿지형 컨버터에서의 손실은, 리액터의 코일에 의하여 잃게 되는 리액터 구리 손실, 스위칭 소자의 동작에 의하여 잃게 되는 모듈 손실, 리액터의 자성체에 의하여 잃게 되는 리액터 철 손실이 있고, 리액터 구리 손실 및 모듈 손실은, 통과 전력이 증대함에 따라 증대하여, 단상운전 쪽이 3상 운전보다도 크고, 리액터 철 손실은 통과 전력에 거의 의존하지 않고, 3상 운전 쪽이 단상운전보다도 크기 때문이라고 설명되어 있다. 그리고, 통과 전력이 적은 영역에서는 단상운전으로 하고, 통과 전력이 큰 영역에서 3상 운전으로 하여, 3상 운전에서 단상운전으로 변경할 때에 전압 변환에 관한 교류전류의 실효값이 변동함에 의하여 PID 제어에서는 일시적으로 전압, 전류, 전력이 변동하기 때문에, 일시적으로 듀티를 상승시켜, 전력부족을 보충하는 것이 설명되어 있다.
또, 일본국 특개2003-235252호 공보에는, 인버터와 배터리의 사이에 복수의 DC/DC 컨버터를 설치하는 경우의 변환 효율을 최대화하는 방법이 개시되어 있다. 여기서는, 복수의 DC/DC 컨버터 중에서, 하나를 마스터 DC/DC 컨버터로 하는 마스터 슬레이브형 DC/DC 컨버터로 하고, 마스터 DC/DC 컨버터의 입력 전력 또는 출력 전력을 레퍼런스 전력으로 하여, 마스터 DC/DC 컨버터를 포함하여 작동시키는 DC/DC 컨버터의 개수를 정하고, 다음에 배터리의 최대 허용 충전전압 및 최대 허용 충전전류를 넘지 않는 범위에서 이 마스터 슬레이브형 DC/DC 컨버터의 출력전압을 증감시켜 그 변환 효율을 계산하고, 최대 변환 효율에 대략 일치하도록 출력전압을 조정하는 것이 설명되어 있다. 또한, DC/DC 컨버터의 변환 효율은, 1차측의 스위칭 손실과 2차측의 정류 다이오드의 순방향 전압 강하에 의한 손실이 있어, 고입력 전력시는 1차측의 손실이 증대하고, 저입력 전력시에는 1차측의 손실이 감소하여 2차측의 손실이 지배적이게 된다고 설명되어 있다.
일본국 특개2003-111384호 공보에는, 주전원의 전력의 전압을 복수의 병렬 접속된 DC/DC 컨버터로 변환하여 보조배터리에 공급하는 경우, 특정한 DC/DC 컨버터의 사용 빈도가 높아지지 않게 하는 방법이 개시되어 있다. 여기서는, 복수의 DC/DC 컨버터에 대한 각 기동 순서를 소정의 규정 순서에 따라 변화시키는 것으로 하고, 소정의 규정 순서로서는, 각 DC/DC 컨버터의 전압-전류 특성을 측정하여, 그 내용에 따라 설정하는 것 등이 설명되어 있다.
이와 같이, 복수의 컨버터를 병렬 접속하여 사용하는 구성에서는, 그 통과 전력에 따라, 구동시키는 컨버터 상수를 변경하는 제어가 행하여진다. 또, 원하는 승압 또는 강압이 되도록 전압 변환을 행하기 위해서는, 스위칭의 듀티를 제어하여 실행된다. 그 제어는, 듀티 지령값에 대하여, 실제로 작동하고 있는 듀티 실측값을 피드백하여 그 편차를 억제하는 피드백 제어 등이 사용된다.
그런데, 전압 변환에 사용하는 컨버터 상수가 변경되면, 그 피드백 루프의 상태가 변화하고, 그 상태로는 반드시 최적의 피드백 제어가 되지 않는 경우가 있다.
본 발명의 목적은, 부하에 따라 컨버터의 구동상수를 변경하여 전압 변환을 행할 때에, 그 구동상수에 적합한 피드백 제어를 가능하게 하는 컨버터 제어장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 관한 컨버터 제어장치는, 제 1 전원과 제 2 전원의 사이에 접속되어, 복수의 스위칭 소자와 리액터를 가지고 양방향으로 전압 변환을 행하는 컨버터가 복수 병렬로 접속된 구성을 포함하고, 컨버터 통과 전력에 따라 구동시키는 컨버터 상수를 변경하는 컨버터 제어장치로, 전압 변환을 행하기 위하여 복수의 스위칭 소자에 주어지는 듀티 지령값에 대하여, 실제로 작동하고 있는 듀티 실측값을 피드백하여 그 편차를 억제하는 제어부와, 피드백 제어에서의 게인과 구동상수와의 관계를 미리 구하여 기억하는 기억수단과, 컨버터 통과 전력에 따라 구동상수를 변경할 때에, 피드백 제어에서의 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 게인으로 변환하는 게인 변환수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관한 컨버터 제어장치에서, 게인 변환수단은, 구동상수를 판정하는 수단을 가지고, 구동상수의 판정에 의하여, 구동상수가 변경된 것을 확인한 후에, 게인을 변환하는 것이 바람직하다.
또, 본 발명에 관한 컨버터 제어장치에서, 기억수단은, 피드백 제어에서의 게인을, 피드백 제어에서의 응답성 및 제어성에 의거하여 각 구동상수마다 구해진 값을 각각 기억하는 것이 바람직하다.
또, 본 발명에 관한 컨버터 제어장치에서, 피드백 제어는 PID 제어로, 기억수단은, PID 제어에서의 게인과 구동상수와의 관계를 미리 구하여 기억하고, 게인 변환수단은, PID 제어에서의 각 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 각 게인으로 각각 변환하는 것이 바람직하다.
상기 구성에 의하여, 컨버터 제어장치는, 컨버터의 전압 변환을 위한 피드백 제어에 사용되는 게인과 구동상수와의 관계를 미리 구하여 기억하고, 컨버터의 구동상수를 변경할 때에, 피드백 제어에서의 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 게인으로 변환한다. 이것에 의하여, 부하에 따라 컨버터의 구동상수를 변경할 때에, 그 구동상수에 적합한 피드백 제어가 가능하게 된다.
또, 구동상수를 판정하여, 구동상수가 변경된 것을 확인한 후에, 게인을 변환하기 때문에, 그 구동상수에 적합한 피드백 제어를 확실하게 실행할 수 있다.
또, 피드백 제어에서의 게인을, 피드백 제어에서의 응답성 및 제어성에 의거하여 각 구동상수마다 구해진 값을 각각 기억하기 때문에, 각각의 구동상수에 적합한 피드백 제어가 가능하게 된다.
또, 피드백 제어가 PID 제어인 때는, PID 제어에서의 게인과 구동상수와의 관계를 미리 구하여 기억하고, PID 제어에서의 각 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 각 게인으로 각각 변환하기 때문에, 부하에 따라 컨버터의 구동상수를 변경할 때에, 그 구동상수에 적합한 PID 제어에 의한 전압 변환이 가능하게 된다.
도 1은, 본 발명에 관한 실시형태의 컨버터 제어장치를 포함하는 차량용 전원시스템의 구성을 나타내는 도,
도 2는, 본 발명에 관한 실시형태의 컨버터 제어장치에서의 PID 제어회로의 블록 다이어그램,
도 3은, 본 발명에 관한 실시형태의 컨버터 제어장치에서, PID 제어방식에 의한 작용을 설명하는 타임 차트도,
도 4는, 본 발명에 관한 실시형태에서, 컨버터장치를 통과하는 전력과, 컨버터장치의 손실의 관계를, 컨버터장치의 구동상수를 파라미터로 하여, 모식적으로 설명하는 도,
도 5는, 본 발명에 관한 실시형태에서, 컨버터장치의 구동상수에 따라, 그 구동상수에 적합한 PlD 제어의 각 제어 게인을 일람표로 하여 나타내는 도면이다.
이하에 도면을 이용하여, 본 발명에 관한 실시형태에 대하여, 상세하게 설명한다. 이하에서는, 컨버터 제어장치가 적용되는 전원시스템으로서, 차량의 구동용 모터·제너레이터에 접속되는 차량 탑재용 전원시스템을 설명하나, 차량용 이외의 전원시스템에 적용되는 컨버터 제어장치이어도 된다. 예를 들면, 건물 내에 고정된 전원시스템 등이어도 된다. 또, 컨버터 제어장치가 적용되는 전원시스템으로서, 제 1 전원이 니켈 수소형 2차 전지, 제 2 전원이 고체고분자막형 연료전지의 경우에 대하여 설명하나, 이들 이외의 종류의 전원이어도 된다. 예를 들면, 2차 전지로서, 리튬이온형의 것으로 할 수 있고, 연료전지로서, 고체 전해질형 이외의 것으로 할 수 있다. 또, 이하에서는, 컨버터장치로서, 컨버터 회로를 3개 병렬로 접속하는 구성을 설명하나, 컨버터장치를 구성하는 컨버터 회로의 수는 3 이외의 복수이어도 된다. 또, 이하에서는, PID 제어에 의하여 구동 듀티를 제어하여 원하는 전압 변환을 실행하는 것으로 하여 설명하나, 경우에 따라서는, P 제어만에 의하여, 또는 PI 제어 등에 의하여 전압 변환을 실행하는 것이어도 된다.
도 1은, 컨버터 제어장치(20)를 포함하는 차량용 전원시스템의 구성을 나타내는 도면이다. 여기서는, 차량용 모터·제너레이터(16)에 접속되는 전원시스템으로서, 제 1 전원으로서의 2차 전지(10)와, 제 2 전원으로서의 연료전지(12)와, 그 사이에 설치되는 컨버터장치(30)가 나타나 있다. 컨버터장치(30)는, 제어부(40)에 의하여 그 작동이 제어된다. 따라서, 컨버터장치(30)와 제어부(40)를 포함하여, 컨버터 제어장치(20)가 구성된다.
또한, 이 전원시스템은, 인버터(14)를 거쳐, 모터·제너레이터(16)에 접속된다. 인버터(14)는, 상기 전원시스템의 직류전력을 3상 교류전력으로 변환하여, 모터·제너레이터(16)에 공급하여 차량의 구동원으로서 기능시키고, 또, 차량의 제동시에는, 모터·제너레이터(16)에 의하여 회수되는 회생 에너지를 직류전력으로 변환하여, 상기 전원시스템에 충전전력으로서 공급하는 기능을 가진다.
2차 전지(10)는, 리튬이온 단전지를 복수 조합시켜 구성되어, 원하는 고전압을 가지고, 충방전 가능한 고전압 전원팩이다. 예를 들면, 200V에서 400V 정도의 고전압을 양극모선과 음극모선의 사이에 공급할 수 있다.
연료전지(12)는, 연료전지 셀을 복수 조합시켜, 원하는 고전압의 발전전력을 인출할 수 있도록 구성된 일종의 조립전지로, 연료전지 스택이라 불린다. 여기서, 각 연료전지 셀은, 애노드측에 연료가스로서 수소를 공급하고, 캐소드측에 산화가 스로서 공기를 공급하여, 고체고분자막인 전해질막을 통한 전지화학반응에 의하여 필요한 전력을 인출하는 기능을 가진다. 연료전지(12)는, 예를 들면, 200V에서 400V 정도의 고전압을 양극모선과 음극모선 사이에 공급할 수 있다.
컨버터장치(30)는, 복수의 컨버터회로를 포함하는 장치이다. 컨버터 회로는, 제 1 전원인 2차 전지(10)와, 제 2 전원인 연료전지(12)의 사이에서 전압 변환을 행하는 기능을 가지는 직류 전압 변환회로이다. 컨버터 회로를 복수 사용하는 것은, 컨버터 회로를 구성하는 전자소자의 정격용량을 크게 하지 않고, 큰 부하에 대응하기 위함이다. 도 1의 예에서는, 3개의 컨버터 회로를 병렬 접속하여 1개의 컨버터장치(30)가 구성되어 있다. 예를 들면, 3개의 컨버터 회로를 서로 120°씩 위상을 어긋나게 하여, 이른바 3상 구동을 행함으로써, 개개의 컨버터 회로의 부하를 가볍게 할 수 있다.
컨버터장치(30)는, 예를 들면, 모터·제너레이터(16) 등의 부하 변동에 연료전지(12)의 발전능력이 대응할 수 없을 때 등에, 2차 전지(10)의 전력을 전압 변환하여, 연료전지(12)측에 공급하고, 전원시스템 전체로서, 모터·제너레이터(16) 등의 부하에 대응하는 기능을 가진다.
컨버터장치(30)를 구성하는 컨버터 회로는, 제 1 전원측에 설치되는 복수의 스위칭 소자 및 복수의 정류기를 포함하는 1차측 스위칭 회로와, 마찬가지로 제 2 전원측에 설치되는 복수의 스위칭 소자 및 복수의 정류기를 포함하는 2차측 스위칭 회로와, 1차측 스위칭 회로와 2차측 스위칭 회로의 사이에 설치되는 리액터로 구성된다.
1차측 스위칭 회로는, 고전압 라인의 양극모선과 음극모선의 사이에 직렬로 접속된 2개의 스위칭 소자와, 각 스위칭 소자에 각각 병렬로 접속된 2개의 정류기로 구성할 수 있다. 양극모선측에 접속되는 스위칭 소자 등을 상측 아암, 음극모선측에 접속되는 스위칭 소자 등을 하측 아암이라 부르는 경우가 있다. 2차측 스위칭 회로도 동일한 구성으로 할 수 있다. 스위칭 소자로서는, 예를 들면 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 고전압 대전력용 스위칭 소자를 사용할 수 있고, 정류기로서는 대전력용 다이오드를 사용할 수 있다.
리액터는, 자기 에너지를 축적 또는 방출할 수 있는 기능을 가지는 소자로, 공심 코일 또는 철심을 가지는 코일이 사용된다. 리액터는, 1차측 스위칭 회로의 2개의 스위칭 소자의 접속점과, 2차측 스위칭 회로의 2개의 스위칭 소자의 접속점을 접속하도록 설치되어 있다.
컨버터 회로는, 1차측 스위칭 회로를 구성하는 상측 아암과 하측 아암 및 2차측 스위칭 회로를 구성하는 상측 아암과 하측 아암의 각각에 대하여, 적당한 타이밍으로 온·오프 제어함으로써, 제 1 전원측의 전력을 교류 에너지로 바꾸어 리액터에 일시적으로 자기 에너지로서 축적하고, 그 축적한 자기 에너지를 다시 교류 에너지로 변환하여 제 2 전원측에 전력으로서 공급할 수 있다. 이 스위칭의 온·오프비, 즉 듀티를 변경함으로써, 제 1 전원측의 전압을 승압하여 제 2 전원측에 공급할 수도 있고, 또는 제 1 전원측의 전압을 강압하여 제 2 전원측에 공급할 수도 있다. 마찬가지로, 제 2 전원측의 전력을 제 1 전원측에 전압 변환하여 공급할 수도 있다.
제어부(40)는, 컨버터장치(30)와 함께 컨버터 제어장치(20)를 구성하고, 구체적으로는, 부하에 따라, 컨버터장치(30)의 전압 변환동작을 제어하는 기능을 가진다. 제어부(40)는, 차량 탑재용 컴퓨터로 구성할 수 있다. 제어부(40)는, 독립된 컴퓨터로 구성하여도 되나, 다른 차량 탑재용 컴퓨터에, 제어부(40)의 기능을 가지게 할 수도 있다. 예를 들면, 하이브리드 CPU 등이 차량에 설치되어 있을 때는, 하이브리드 CPU에, 제어부(40)의 기능을 가지게 할 수 있다.
제어부(40)는, PID 제어에 의하여 컨버터장치(30)를 제어하여, 원하는 전압 변환을 실행시키는 PID 제어모듈(42)과, 컨버터장치(30)의 통과 전력에 따라 컨버터장치(30)의 구동상수를 변경하는 구동상수 변경모듈(44)과, 구동상수를 변경할 때에, PID 제어의 피드백 게인을 변환하는 게인 변환 모듈(46)을 포함한다. 이것들의 기능은 소프트웨어로 실현할 수 있고, 구체적으로는, 대응하는 컨버터 제어 프로그램을 실행함으로써 실현할 수 있다. 또, 이것들의 기능의 일부를 하드웨어로 실현할 수도 있다.
제어부(40)에서의 PID 제어모듈(42)은, 컨버터장치(30)를 구성하는 각 스위칭 소자의 온·오프의 타이밍과, 온·오프의 듀티비 등에 대하여, PID 제어방식에 의하여 제어하여, 2차 전지(10)와 연료전지(12)의 사이에서 원하는 전압 변환을 실행하는 기능을 가진다. 예를 들면, 듀티를 크게 함으로써 2차 전지(10)의 전압을 승압하여 연료전지(12)측에 공급하고, 듀티를 작게 함으로써 2차 전지(10)의 전압을 강압하여 연료전지(12)측에 공급하는 것으로 할 수 있다. 그리고, 지령된 듀티에 대하여, 실제로 작동하고 있는 듀티를 피드백하고, PID 제어방식을 사용하여, 지령된 듀티와 실제로 작동하고 있는 듀티와의 사이의 편차를 억제하는 제어를 실행한다.
도 2는, PID 제어방식을 사용하여 전압 변환 제어를 실행하는 PID 제어회로(58)의 블록 다이어그램이다. 또한, 이하의 설명에서는, 각 요소에 대하여 도 1에서 설명한 부호를 사용한다. 여기서는, 듀티 지령값을 Vref(60)로서 나타내고, 실제로 작동하고 있는 듀티를 Vraw(66)로서 나타내며, Vraw(66)의 피드백과, 2차 전지(10)의 출력전압도 고려한 피드 포워드에 의거하여, 컨버터장치(30)에 대한 출력(90)을 만들어내는 모양이 나타나 있다. 또한, 이 블록 다이어그램은, Vref(60), Vraw(66)로 되어있는 바와 같이, 전압을 기준으로 하여 나타나 있으나, 이것은 제어회로의 구성이 전압을 기준으로 생각하는 것이 편리하기 때문이고, 실제의 듀티는, 시간비 또는, 단순한 디지털 수치이다. 또, 도 2는, 컨버터장치(30)를 구성하는 3개의 컨버터 회로 중 하나에 대한 블록 다이어그램이나, 다른 컨버터 회로의 블록 다이어그램도 동일한 내용이다.
도 2에서, Vref(60)는, 컨버터장치(30)를 구성하는 스위칭 소자에서의 온·오프 지령값, 구체적으로는 듀티의 지령값이다. 듀티란, 온 시간과 오프 시간의 합에 대하여 온 시간이 차지하는 비율로, 예를 들면, 100μsec 마다 온·오프 제어를 반복하는 것으로 하여, 온 시간이 40μsec, 오프 시간이 60μsec일 때는, 듀티가 40/(40+60)=0.4이다. Vref(60)는, 이 듀티=0.4가, 적당한 전압값의 데이터로 환산된 것이다. 듀티 지령값 Vref(60)는, 연료전지(12)와 2차 전지(10)의 상태로부터, 승압 또는 강압을 어느 정도로 하는지에 의하여 정하여진다. 예를 들면, 요구 부하 량, 그때의 연료전지(12)의 발전능력, 2차 전지(10)의 충전상태 등을 입력으로 하여, 미리 정하여 둔 관계식, 또는 맵 등을 사용하여, 전압 변환해야 할 승압 또는 강압에 대응하는 듀티를 구할 수 있다.
리미터(62)는, Vref(60)가 과대해지지 않도록 상하한을 제한하는 제한회로이다. 1차 지연요소(64)는, 리미터(62)의 출력의 노이즈를 제거하는 등의 기능을 가지는 필터이다.
감산기(68)는, 1차 지연요소(64)의 출력으로부터, Vraw(66)의 값을 감산하는 기능을 가진다. Vraw(66)는, 컨버터장치(30)에서 실제로 작동하고 있는 상태의 듀티이다. Vraw(66)는, 컨버터장치(30)를 구성하는 스위칭 소자의 실제의 온·오프 파형 등으로부터 얻어지는 값을 사용할 수 있다. 감산기(68)의 기능에 의하여, 듀티 지령값에 대하여 실제의 듀티를 피드백하여, 그동안의 편차를 출력할 수 있다.
감산기(68)로부터 출력되는 듀티의 편차는, PID 연산부(69)에 입력된다. PID 연산부(69)는, 편차를 억제하기 위한 비례 제어를 실행하기 위한 비례 제어 게인(Kp)을 가지는 비례연산요소(70)와, 비례 제어로 억제할 수 없는 요소를 적분처리에 의하여 억제하기 위한 적분기(72) 및 적분 제어 게인(KI)을 가지는 적분연산요소(74)와, 미분처리에 의하여 억제하기 위한 미분기(76) 및 미분 제어 게인(Kd)을 가지는 미분연산요소(78)를 포함하여 구성된다.
PID 연산부(69)는, 이와 같이, 비례 제어 게인(Kp), 적분 제어 게인(KI), 미 분 제어 게인(Kd)를 포함한다. 이들 제어 게인은, 실제의 컨버터장치(30)에 대하여, PID 제어를 실행하고, 그때의 응답성 및 제어성에 의거하여, 실험적으로 정할 수 있다.
비례 제어, 적분 제어, 미분 제어의 각 결과는 가산기(80)에 의하여 가산된다. 이와 같이, PID 제어방식을 이용하여, 편차를 억제할 수 있도록 보정된 온·오프 데이터가 가산기(80)로 출력된다.
피드포워드항(82)은, 상기의 지령값 Vref와, 2차 전지(10)의 출력전압으로부터 소정의 산출식으로 구해지는 값을, 듀티에 반영시키는 피드포워드량이다. 가산기(84)는, PID 제어 후의 가산기(80)의 출력에, 이 피드포워드항을 가산하는 기능을 가진다. 리미터(86)는, 가산기(84)의 출력이 과대해지지 않도록 상하한을 제한하는 제한회로이다. 각 상 밸런스 처리(88)는, 다른 구동상의 컨버터 회로에 대한 결과와 합쳐, 3개의 구동상의 사이에서의 듀티 밸런스를 취하기 위한 처리를 행하는 기능을 가진다. 각 상 밸런스 처리(88)의 결과는, 컨버터장치를 구성하는 각 컨버터 회로의 스위칭 소자에 대한 온·오프신호로서, 컨버터장치(30)에 출력된다[출력(90)을 참조].
이러한 블록 다이어그램의 내용을 가지는 PID 제어회로(58)는, 아날로그 회로 또는 디지털 회로에 의하여 실현할 수 있다. 또, 일부를 디지털 회로로, 일부를 아날로그 회로로 구성할 수 있다.
도 3은, PID 제어방식에 의한 작용을 설명하는 타임 차트도이다. 이들 도면 에서 가로축은 시간, 세로축은 전압이고, 시간축의 원점은 공통으로 하고 있다. 도 3(a), 3(b)는, 가령 PID 제어를 실행하지 않은 경우의 Vref와 Vraw의 관계를 나타내는 도면이다. 즉, 컨버터장치(30)에서의 스위칭 소자의 온·오프 신호의 지령으로서, Vref가 주어지면, 실제로 컨버터장치(30)의 작동에서는 Vraw가 된다. 즉, Vref가 지령되어도, 지연이 생기고, 듀티 그 자체가 변화된다. 이것에 의하여, Vref로 지령되는 듀티와, 컨버터장치(30)에서 실제로 작동하고 있는 듀티인 Vraw 와의 사이에 편차가 생긴다. 예를 들면, 도 3(a)에서 나타내는 바와 같이, Vref로 지령되는 듀티=0.6가, 실제의 Vraw에서는, 도 3(b)에 나타내는 바와 같이, 듀티=0.4가 되는 경우가 생길 수 있다.
이 원인은, Vref를 산출하여 출력하는 제어회로로부터, 컨버터장치(30)의 스위칭 소자까지, 많은 지연요소 등이 존재하는 것에 있다. 예를 들면, Vref 산출회로의 출력은, 포토 커플러를 거쳐 도 2에서 설명한 PID 제어회로(58)에 공급되고, PID 제어회로(58)의 출력(90)은, 포토 커플러를 거쳐 컨버터장치(30)의 각 스위칭 소자에 공급되기 때문에, 이 포토 커플러에서의 신호의 수수에 따르는 지연 및 파형의 왜곡 등이 존재한다. 또, 컨버터장치(30)를 구성하는 상부 아암과 하부 아암이 동시에 온이 되지 않도록, 지연을 만들고 있는 것도 1개의 원인으로서 작용한다. 또, 컨버터장치(30) 내에서의 지연도 존재한다.
PID 제어는, Vref으로 지령되는 듀티와, 실제로 작동하고 있는 Vraw의 듀티와의 차인 편차를 억제하는 기능을 가진다. 도 3(c)는, PID 제어가 실행될 때의 출력, 즉, 컨버터장치에 주어지는 온·오프신호를 나타낸다. 이 신호는, 도 2에서 설 명한 출력(90)에 상당한다. 이 신호 파형은, 원래의 듀티 지령인 Vref의 신호 파형과 비교하여, Δ만큼 온 시간이 길게 보정된다. 이 보정량(Δ)은, PID 제어에 의한 보정항이나, 그 크기는, 이 출력이 컨버터장치(30)에 입력되었을 때에, 컨버터장치(30)를 구성하는 스위칭 소자의 실제의 작동에서의 듀티가, 원래의 Vref로 지령된 듀티와 동일해지도록 되는 것이다. 도 3(d)에는, 보정된 출력에 대한 스위칭 소자에서의 작동 듀티, 즉 Vraw가 나타나 있다. 이 Vraw에서의 듀티는, 원래의 Vref로 지령된 듀티=0.6과 대략 동일해져 있다.
이렇게 하여, 지령된 듀티에 대하여, 실제로 작동하고 있는 듀티를 피드백하고, PID 제어방식을 이용하여, 지령된 듀티와 실제로 작동하고 있는 듀티와의 사이의 편차를 억제할 수 있다.
다시 도 1로 되돌아가, 제어부(40)의 구동상수 변경모듈(44)은, 컨버터장치(30)를 통과하는 전력에 따라, 컨버터장치(30)를 구성하는 3개의 컨버터 회로에 대하여 구동하는 수를 변경하는 기능을 가진다. 컨버터장치(30)를 통과하는 전력은, 예를 들면, 맵 등을 이용하여 연산에 의하여 구할 수 있다. 일례를 들면, 2차 전지(10)의 출력전압과 출력 전류의 측정값으로부터 2차 전지(10)의 컨버터장치(30)를 향한 출력 전력을 구하여, 그것에서 부하손실을 빼고, 이것에 컨버터장치(30)의 변환 효율을 곱하는 연산에 의하여, 컨버터장치(30)의 통과 전력을 구할 수 있다. 또, 컨버터장치(30)의 통과 전력은, 컨버터장치(30)를 구성하는 리액터를 통과하는 전력이기 때문에, 리액터에 적당한 전류검출센서를 설치하여 리액터를 흐르는 전류를 검출하고, 그 검출 데이터에 의거하여 컨버터장치(30)의 통과 전력을 구하는 것으로 하여도 된다.
도 4는, 컨버터장치(30)를 통과하는 전력과, 컨버터장치(30)의 손실의 관계를, 컨버터장치(30)의 구동상수를 파라미터로 하여, 모식적으로 설명하는 도면이다. 도 4에서, 가로축은 컨버터 통과 전력이고, 세로축은 컨버터장치(30)의 손실이다. 컨버터 통과 전력의 부호는, 2차 전지측에서 연료전지측으로 전류가 흐를 때를 +로 하고, 연료전지측에서 2차 전지측으로 전류가 흐를 때를 -로 하고 있다. 여기서, 컨버터장치(30)에서, 1개의 컨버터 회로만을 구동하는 단상구동의 경우의 손실특성곡선(51), 2개의 컨버터 회로를 구동하는 2상 구동의 경우의 손실특성곡선(52), 3개의 컨버터 회로를 구동하는 3상 구동의 경우의 손실특성곡선(53)이 나타나 있다.
상기의 일본국 특개2006-33934호 공보에서도 설명하고 있는 바와 같이, 스위칭 소자와 리액터를 사용하는 컨버터장치의 손실은, 리액터의 코일에 의하여 잃게 되는 리액터 구리 손실, 스위칭 소자의 동작에 의하여 잃게 되는 모듈 손실, 리액터의 자성체에 의하여 잃게 되는 리액터 철 손실이 있다. 그리고, 리액터 구리 손실 및 모듈 손실은, 통과 전력이 증대함에 따라 증대하고, 단상운전 쪽이 3상 운전보다도 크고, 리액터 철 손실은 통과 전력에 거의 의존하지 않고, 3상 운전 쪽이 단상운전보다도 크다. 도 4에는, 그 모양이 나타나 있다. 즉, 통과 전력이 작고 A의 범위에 있을 때는, 단상구동의 손실특성곡선(51)이 가장 손실이 적다. 다음에 통과전류가 증가하고, B의 범위에 있을 때는, 2상 구동의 손실특성곡선(52)이 가장 손실이 적다. 또한 통과 전력이 증가하여, C의 범위에 있을 때는, 3상 구동의 손실 특성곡선(53)이 가장 손실이 적다.
도 4의 결과에 의거하여, 제어부(40)의 구동상수 변경모듈(44)은, 컨버터장치(30)의 통과 전력에 따라, 통과 전력이 A의 범위에 있을 때는 단상구동을 지시하고, 통과 전력이 B의 범위에 있을 때는 2상 구동을 지시하며, 통과 전력이 C의 범위에 있을 때는 3상 구동을 지시한다.
여기서, 단상구동시의 손실특성곡선(51)과, 2상 구동시의 손실특성곡선(52)과의 교점이, A의 범위와 B의 범위의 분기점이고, 2상 구동시의 손실특성곡선(52)과 3상 구동시의 손실특성곡선(53)과의 교점이 B의 범위와 C의 범위의 분기점이다. 각 손실특성곡선은 미리 구해놓을 수 있기 때문에, A의 범위와 B의 범위의 분기점이 되는 단상구동-2상 구동 변경의 통과 전력의 값, B의 범위와 C의 범위의 분기점이 되는 2상 구동-3상 구동 변경의 통과 전력의 값은, 각각 미리 설정할 수 있다. 전자의 절대값을 단상-2상 변경 문턱값(P12)으로 하고, 후자의 절대값를 2상-3상 변경 문턱값(P23)으로 하면, 컨버터장치(30)의 통과 전력의 절대값(P)을 구하여, P ≤ P12일 때는 단상구동, P12 < P < P23일 때는 2상 구동, P ≥ P23일 때는 3상 구동을 지시하는 것으로 할 수 있다.
다시 도 1로 되돌아가, 제어부(40)의 게인 변환 모듈(46)은, 구동상수를 변경할 때에, PID 제어의 피드백 게인을 변환하는 기능을 가진다. 상기한 바와 같이, PID 제어방식에서는, 비례 제어 게인(Kp), 적분 제어 게인(KI), 미분 제어 게인(Kd)을 포함하고, 이들 제어 게인은, 실제의 컨버터장치(30)에 대하여, PID 제어를 실 행하고, 그때의 응답성 및 제어성에 의거하여, 실험적으로 정할 수 있다. 따라서, 컨버터장치(30)의 구동상수를 변경하면, PID 제어의 대상의 구성이 변경되기 때문에, 그 구성에 적합한 제어 게인이 바뀌게 된다.
도 5는, 컨버터장치(30)의 구동상수에 따라, 그 구동상수에 적합한 PID 제어의 각 제어 게인을 일람표로 하여 나타내는 도면이다. 이와 같이, 구동상수가 변경되면, 비례 제어 게인(Kp), 적분 제어 게인(KI), 미분 제어 게인(Kd)의 각각이, 최적값이 다르다. 각 구동상수에서의 각 제어 게인의 최적값은, 상기한 바와 같이, 실제로 3상 구동, 2상 구동, 단상구동의 경우에 대하여, PID 제어를 실행하고, 그때의 응답성 및 제어성에 의거하여, 실험적으로 정해진다. 이렇게 하여 미리 구해진 각 제어 게인의 최적값은, 구동상수를 검색 키로 하여 적당한 기억장치에 기억되고, 구동상수의 변경이 있을 때에 판독되어 이용되는 것이 바람직하다. 기억장치로서는, 적당한 반도체 메모리 등을 사용할 수 있고, 예를 들면 제어부(40)가 구비하는 메모리를 사용할 수 있다.
다시 도 1로 되돌아가, 제어부(40)의 게인 변환 모듈(46)은, 컨버터 통과 전력에 따라 구동상수를 변경할 때에, 피드백 제어에서의 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 게인으로 변환하는 기능을 가진다. 구체적으로는, 다음 처리순서를 실행하는 기능을 가진다. 즉, 컨버터장치(30)에서 구동상수가 변경되면, 우선, 컨버터장치(30)에서 구동되고 있는 상수를 판정한다(상수 판정 공정). 이 판정은, 컨버터장치(30)의 통과 전력의 검출에 의하여 행하는 것은 아니고, 제어부(40)의 구동 상수 변환 모듈(44)의 출력에 의거하는 것이 바람직하다. 즉, 구동상수 변경모듈(44)의 출력으로부터, 실제의 구동상수의 지령이, 3상 구동지령인지, 2상 구동지령인지, 단상 구동지령인지를 판정한다. 이 판정에 의하여, 컨버터장치(30)에서, 구동상수의 변경이 확실하게 행하여지고 있는 것을 확인할 수 있다. 다음에, PID 제어에 사용하는 각 게인을, 상수 판정공정에서 확인할 수 있었던 구동상수에 대응하는 것으로 변환한다. 이를 위해서는, 예를 들면, 도 5에서 설명한 바와 같이, 미리 구하여 놓은 각 게인을 기억하는 기억장치에서, 구동상수를 검색 키로 하여, 구동상수에 대응하는 각 게인을 판독하여 취득한다(게인 취득공정). 그리고, 지금까지의 구동상수의 경우에 사용하고 있던 각 게인을, 상기의 취득한 각 게인으로 변환한다(게인 변환공정). 그리고 PID 제어를 실행한다(PID 제어공정).
이렇게 하여, 컨버터 통과 전력에 따라 구동상수를 변경할 때에, 피드백 제어에서의 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 게인으로 변환할 수 있고, 그 구동상수에 적합한 전압 변환 제어가 가능하게 된다.
본 발명은 컨버터 제어장치에 이용된다. 특히 제 1 전원과 제 2 전원과의 사이에 접속되어, 복수의 스위칭 소자와 리액터를 가지고 양방향으로 전압 변환을 행하는 컨버터가 복수 병렬로 접속된 구성을 포함하고, 컨버터 통과 전력에 따라 구동시키는 컨버터 상수를 변경하는 컨버터 제어장치에 이용된다.

Claims (4)

  1. 제 1 전원과 제 2 전원과의 사이에 접속되어, 복수의 스위칭 소자와 리액터를 가지고 양방향으로 전압 변환을 행하는 컨버터가 복수 병렬로 접속된 구성을 포함하고, 컨버터 통과 전력에 따라 구동시키는 컨버터 상수를 변경하는 컨버터 제어장치에 있어서,
    전압 변환을 행하기 위하여 복수의 스위칭 소자에 주어지는 듀티 지령값에 대하여, 실제로 작동하고 있는 듀티 실측값을 피드백하여 그 편차를 억제하는 제어부와,
    피드백 제어에서의 게인과 구동상수와의 관계를 미리 구하여 기억하는 기억수단과,
    컨버터 통과 전력에 따라 구동상수를 변경할 때에, 피드백 제어에서의 게인을 변경지의 구동상수에 대응하는 게인으로 변환하는 게인 변환수단을 구비하고,
    게인 변환수단은,
    구동상수를 판정하는 수단을 가지고,
    구동상수의 판정에 의하여, 구동상수가 변경된 것을 확인한 후에, 게인을 변환하는 것을 특징으로 하는 컨버터 제어장치.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    기억수단은,
    피드백 제어에서의 게인을, 피드백 제어에서의 응답성 및 제어성에 의거하여 각 구동상수마다 구해진 값을 각각 기억하는 것을 특징으로 하는 컨버터 제어장치.
  4. 삭제
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