WO2008044619A1

WO2008044619A1 - Dispositif de commande de convertisseur

Info

Publication number: WO2008044619A1
Application number: PCT/JP2007/069535
Authority: WO
Inventors: Kota Manabe; Takahiko Hasegawa; Takeshi Maenaka
Original assignee: Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Priority date: 2006-10-12
Filing date: 2007-10-01
Publication date: 2008-04-17
Also published as: KR101000425B1; KR20090053854A; JP4967584B2; DE112007002260T5; JP2008099455A; CN101512883A; US7633783B2; US20090190375A1; CN101512883B

Description

コンバータ制御装置技術分野

本発明はコンバータ制御装置に係り、特に第 1電源と第 2電源との間に接続され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを有し双方向に電圧変換を行うコンバー夕が複数並列に接続された構成を含み、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置に関する。背景技術

燃料電池を用いる電源システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える負荷変動に対応する等のために、 2次電池の出力を昇圧または降圧する電圧変換器を設けて燃料電池の出力端子に接続し電力を供給することが行われる。ここで電圧変換器は、直流電圧変換機能を有するコンバータで、 D C ZD Cコンバータと呼ばれることもあり、例えばスィツチング素子とリアクトルで構成するものが用いられる。そして、スイッチング素子の定格容量を小さくすること等を考慮し、複数のコンバータを並列接続して用いることが行われる。

例えば、日本国特開 2 0 0 6 - 3 3 9 3 4号公報には、燃料電池の充電能力を超える急な負荷量の変化に対応するため、燃料電池とバッテリと間に複数相で作動する電圧変換器を接続し、負荷量の変化を予測して電庄変換器の相数の変更、デューティの変更を行うことが開示されている。そして、一般に、複数相を備える電圧変換器では、入出力変換エネルギ量や作動仕事量に対応する通過電力の値によって変換器中で失われる損失電力が変動し、通過電力の多いときは相数の多い三相運転の方が単相運転より損失が少なく、通過電力の少ないときは単相運転の方が三相運転より損失が少ないことが述べられている。すなわち、三相ブリツジ形コンバータにおける損失は、リアクトルのコイルによって失われるリアクトル銅損、スイッチング素子の動作によって失われるモジュール損失、リアクトルの磁性体によって失われるリアクトル鉄損があり、リアクトル銅損及びモジュ一ル損失は、通過電力が増大するにつれ増大し、単相運転の方が三相運転よりも大きく、リアクトル鉄損は通過電力にほとんど依存せず、三相運転の方が単相運転よりも大きいからである、と説明されている。そして、通過電力の少ない領域では単相運転とし、通過電力の大きい領域で三相運転とし、三相運転から単相運転に変更する際に電圧変換に係る交流 ¾流の実効値が変動す.ることにより P I D制御においては一時的に電圧、電流、電力が変動するので、一時的にデューティを上昇させ、電力不足を補うことが述べられている。

また、日本国特開 2003— 235252号公報には、インバ一夕とバッテリの間に複数の DCZDCコンバータを設ける場合の変換効率を最大化する方法が開示されている。ここでは、複数の DCZDCコンバータの中で、 1つをマスタ一 DC ZD Cコンバータとするマスタースレーブ型 DCZDCコンバータとして、マスター DCZDCコンバータの入力電力または出力電力をリファレンス電力として、マスター DC ZD Cコンバータを含めて作動させる DC ZD Cコンパ一夕の個数を定め、次にバッテリの最大許容充電電圧及び最大許容充電電流を超えない範囲でこのマスタースレーブ型 DC ZD Cコンバータの出力電圧を増減させてその変換効率を計算し、最大変換効率にほぼ一致するように出力電圧を調整することが述べられている。なお、 DCZDCコンバータの変換効率は、 1次側のスィツチング損失と 2次側の整流ダイオードの順方向電圧降下による損失があり、高入力電力時は 1次側の損失が増大し、低入力電力時には 1次側の損失が減少して 2次側の損失が支配的になると述べられている。

日本国特開 2003 - 1 1 1384号公報には、主電源の電力の電圧を複数の並列接続された DCZDCコンバータで変換して補助バッテリ供給する場合、特定の DCZDCコンバータの使用頻度が高くならないようにする方法が開示されてい.る。ここでは、複数の DCZDCコンバータについての各起動順序を所定の規定順序に従って変化させるものとし、所定の規定順序としては、各 DCZD Cコンバータの電圧一電流特性を測定し、その内容に従って設定すること等が述ベられている。

このように、複数のコンバータを並列接続して用いる構成においては、その通過電力に応じて、駆動させるコンバータ相数を変更する制御が行われる。また、所望の昇圧または降圧になるように電圧変換を行うには、スィツチングのデューティを制御して実行される。その制御は、デューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてその偏差を抑制するフィードバック制御等が用いられる。

ところで、電圧変換に用いるコンバータ相数が変更されると、そのフィードバックループの状態が変化し、そのままでは必ずしも最適なフィードバック制御とならないことがある。

本発明の目的は、負荷に応じてコンバータの駆動相数を変更して電圧変換を行う際に、その駆動相数に適したフィードバック制御を可能とするコンバータ制御装置を提供することである。 ' 発明の開示

本発明に係るコンバータ制御装置は、第 1電源と第 2電源との間に接続され、複数のスィツチング素子とリアクトルとを有し双方向に電圧変換を行うコンパ一夕が複数並列に接続された構成を含み、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置であって、電圧変換を行うために複数のスイッチング素子に与えられるデューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてその偏差を抑制する制御部と、フィ一ドバック制御におけるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶する記憶手段と、コンバータ通過電力に応じて駆動相数を変更する際に、フィードバック制御におけるゲインを変更先の駆動相数に対応するゲインに切り換えるゲイン切換手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係るコンバータ制御装置において、ゲイン切換手段は、駆動相数を判定する手段を有し、駆動相数の判定により、駆動相数が変更されたことを確認した後に、ゲインを切り換えることが好ましい。

また、本発明に係るコンバータ制御装置において、記憶手段は、フィードバック制御におけるゲインを、フィードバック制御における応答性及び制御性に基づいて各駆動相数ごとに求められた値をそれぞれ記憶することが好ましい。

また、本発明に係るコンバータ制御装置において、フィードバック制御は P I D制御であって、記憶手段は、 P I D制御におけるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶し、ゲイン切換手段は、 P I D制御における各ゲインを変更先の駆動相数に対応する各ゲインにそれぞれ切り換えることが好ましい。

上記構成により、コンバータ制御装置は、コンバータの電圧変換のためのフィードバック制御に用いられるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶し、コンバ一夕の駆動相数を変更する際に、フィ一ドバック制御におけるゲインを変更先の駆動相数に対応するゲインに切り換える。これにより、負荷に応じてコンパ一夕の駆動相数を変更するときに、その駆動相数に適したフィードバック制御が可能となる。

また、駆動相数を判定して、駆動相数が変更されたことを確認した後に、ゲインを切り換えるので、その駆動相数に適したフィードバック制御を確実に実行でさる。

また、フィードバック制御におけるゲインを、フィードバック制御における応答性及び制御性に基づいて各駆動相数ごとに求められた値をそれぞれ記憶するので、それぞれの駆動相数に適したフィードバック制御が可能となる。

また、フィードバック制御が P I D制御のときは、 P I .D制御におけるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶し、 P I D制御における各ゲインを変更先の駆動相数に対応する各ゲインにそれぞれ切り換えるので、負荷に応じてコンパ一夕の駆動相数を変更するときに、その駆動相数に適した P I D制御による電圧変換が可能となる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置を含む車両用電源システムの構成を示す図である。

図 2は、本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置における P I D制御回路のブロックダイアグラムである。

図 3は、本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置において、 P I D制御方式による作用を説明するタイムチャート図である。

図 4は、本発明に係る実施の形態において、コンバータ装置を通過する電力と、コンバータ装置の損失の関係を、コンバータ装置の駆動相数をパラメータとして、模式的に説明する図である。

図 5は、本発明に係る実施の形態において、コンバータ装置の駆動相数に応じて、その駆動相数に適した P I D制御の各制御ゲインを一覧表にして示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、コンバータ制御装置が適用される電源システムとして、車両の駆動用モー夕 ·ジェネレータに接続される車両搭載用電源システムを説明するが、車両用以外の電源システムに適用されるコンバータ制御装置であってもよい。たとえば、建物内に固定の電源システム等であってもよい。また、コンバータ制御装置が適用される電源システムとして、第 1電源がニッケル水素型 2次電池、第 2電源が固体高分子膜型燃料電池の場合について説明するが、これら以外の種類の電源であってもよい。例えば、 2次電池として、リチウムイオン型のものとすることができ、燃料電池として、固体電解質型以外のものとすることもできる。また、以下では、コンバータ装置として、コンバータ回路を 3つ並列に接続する構成を説明するが、コンバータ装置を構成するコンバータ回路の数は 3以外の複数であつてもよい。また、以下では、 P I D制御によって駆動デューティを制御して所望の電圧変換を実行するものとして説明するが、場合によっては、 P制御のみによつて、あるいは P I制御等によって電圧変換を実行するものであってもよい。図 1は、コンバータ制御装置 2 0を含む車両用電源システムの構成を示す図である。ここでは、車両用モータ ·ジェネレータ 1 6に接続される電源システムとして、第 1電源としての 2次電池 1 0と、第 2電源としての燃料電池 1 2と、その間に設けられるコンバータ装置 3 0とが示されている。コンバータ装置 3 0は、制御部 4 0によってその作動が制御される。したがって、コンバータ装置 3 0 と制御部 4 0とを含んで、コンバータ制御装置 2 0が構成される。

なお、この電源システムは、インバー夕 1 4を介して、モ一夕 'ジェネレータ 1 6に接続される。インバー夕 1 4は、上記電源システムの直流電力を 3相交流電力に変換して、モータ ·ジェネレータ 1 6に供給して車両の駆動源として機能させ、また、車両の制動時には、モー夕 ·ジェネレータ 1 6によって回収される回生エネルギを直流電力に変換し、上記電源システムに充電電力として供給する機能を有する。

2次電池 1 0は、リチウムイオン単電池を複数組み合わせて構成され、所望の高電圧を有し、充放電可能な高電圧電源パックである。例えば、 2 0 0 Vから 4 0 0 V程度の高電圧を正極母線と負極母線の間に供給することができる。

燃料電池 1 2は、燃料電池セルを複数組み合わせて、所望の高電圧の発電電力を取り出せるように構成された一種の組電池で、燃料電池ス夕ックと呼ばれる。ここで、各燃料電池セルは、アノード側に燃料ガスとして水素を供給し、カソード側に酸化ガスとして空気を供給し、固体高分子膜である電解質膜を通しての電池化学反応によって必要な電力を取り出す機能を有する。燃料電池 1 2は、例えば、 2 0 0 Vから 4 0 0 V程度の高電圧を正極母線と負極母線の間に供給することができる。

コンバータ装置 3 0は、複数のコンバータ回路を含む装置である。コンバータ回路は、第 1電源である 2次電池 1 0と、第 2電源である燃料電池 1 2との間で電圧変換を行う機能を有する直流電圧変換回路である。コンバータ回路を複数用いるのは、コンバータ回路を構成する電子素子の定格容量を大きくすることなく、大きな負荷に対応するためである。図 1の例では、 3つのコンバータ回路を並列接続して 1つのコンバータ装置 3 0が構成されている。例えば、 3つのコンパ一夕回路を相互に 1 2 0 ° ずつ位相をずらし、いわゆる 3相駆動を行うことで、個々のコンバータ回路の負荷を軽くすることができる。

コンバータ装置 3 0は、例えば、モ一夕 ·ジェネレータ 1 6等の負荷変動に燃料電池 1 2の発電能力が対応しきれないとき等に、 2次電池 1 0の電力を電圧変換して、燃料電池 1 2側に供給し、電源システム全体として、モー夕 ·ジエネレ一夕 1 6等の'負荷に対応する機能を有する。

コンバ一夕装置 3 0を構成するコンバ一夕回路は、第 1電源側に設けられる複数のスィツチング素子及び複数の整流器を含む 1次側スイッチング回路と、同様に第 2電源側に設けられる複数のスイッチング素子及び複数の整流器を含む 2次側スィッチング回路と、 1次側スィッチング回路と 2次側スィツチング回路との間に設けられるリアクトルとで構成される。

1次側スィツチング回路は、高電圧ラインの正極母線と負極母線との間に直列に接続された 2つのスィツチング素子と、各スィツチング素子にそれぞれ並列に接続された 2つの整流器で構成することがで.きる。正極母線側に接続されるスィツチング素子等を上側アーム、負極母線側に接続されるスイッチング素子等を下側アームと呼ぶことがある。 2次側スィツチング回路も同様の構成とすることができる。スィツチング素子としては、例えば I G B T ( I n s u l a t e d G a t e B i p o l a r T r a n s i s t o r ) 等の高電圧大電力用スィッチング素子を用いることができ、整流器としては大電力用ダイオードを用いることができる。

リアクトルは、磁気エネルギを蓄えあるいは放出することができる機能を有する素子で、空心コイルまたは鉄心を有するコイルが用いられる。リアクトルは、 1次側スイッチング回路の 2つのスィッチング素子の接続点と、 2次側スィッチング回路の 2つのスィッチング素子の接続点とを接続するように設けられているコンバータ回路は、 1次側スィツチング回路を構成する上側アームと下側ァーム、及び 2次側スィツチング回路を構成する上側アームと下側アームのそれぞれについて、適当なタイミングでオン ·オフ制御することで、第 1電源側の電力を交流エネルギに変えてリアクトルに一時的に磁気エネルギとして蓄え、その蓄えた磁気エネルギを再び交流エネルギに変換して第 2電源側に電力として供給することができる。このスイッチングのオン ·オフ比、すなわちデューティを変更することによって、第 1電源側の電圧を昇圧して第 2電源側に供給することもでき、あるいは第 1電源側の電圧を降圧して第 2電源側に供給することもできる。同様に、第 2電源側の電力を第 1電源側に電圧変換して供給することもできる。制御部 4 0は、コンバータ装置 3 0と共にコンバータ制御装置 2 0を構成し、具体的には、負荷に応じて、コンバータ装置 3 0の電圧変換動作を制御する機能を有する。制御部 4 0は、車両搭載用のコンピュータで構成することができる。制御部 4 0は、独立のコンピュータで構成してもよいが、他の車載用コンビュ一夕に、制御部 4 0の機能を持たせることもできる。例えば、ハイブリッド C P U 等車両に設けられているときは、ハイブリッド C P Uに、制御部 4 0の機能を持たせることができる。

制御部 4 0は、 P I D制御によってコンバータ装置 3 0を制御し、所望の電圧変換を実行させる P I D制御モジュール 4 2と、コンバータ装置 3 0の通過電力に応じてコンバータ装置 3 0の駆動相数を変更する駆動相数変更モジュール 4 4 と、駆動相数を変更する際に、 P I D制御のフィードバックゲインを切り換えるゲイン切換モジュール 4 6とを含む。これらの機能はソフトウェアで実現でき、具体的には、対応するコンバータ制御プログラムを実行することで実現できる。また、これらの機能の一部をハードウエアで実現することもできる。

制御部 4 0における P I D制御モジュール 4 2は、コンバータ装置 3 0を構成する各スイッチング素子のオン 'オフのタイミングと、オン 'オフのディ一ティ比等について、 P I D制御方式によって制御し、 2次電池 1 0と燃料電池 1 2との間において所望の電圧変換を実行する機能を有する。例えば、デューティを大きくすることで 2次電池 1 0の電圧を昇圧して燃料電池 1 2側に供給し、デューティを小さくすることで 2次電池 1 0の電圧を降圧して燃料電池 1 2側に供給するものとすることができる。そして、指令されたデューティに対し、実際に作動しているデューティをフィードバックし、 P I D制御方式を用いて、指令されたデューティと実際に作動しているデューティとの間の偏差を抑制する制御を実行する。

図 2は、 P I D制御方式を用いて電圧変換制御を実行する P I D制御回路 5 8 のブロックダイアグラムである。なお、以下の説明では、各要素について図 1で説明した符号を用いる。ここでは、デューティ指令値を V r e f ( 6 0 ) として示し、実際に作動しているデューティを V r a w ( 6 6 ) として示し、 V r a w ( 6 6 ) のフィードバックと、 2次電池 1 0の出力電圧も考慮したフィードフォワードとに基づいて、コンバータ装置 3 0への出力 9 0を作り出す様子が示されている。なお、このブロックダイアグラムは、 V r e f ( 6 0 ) 、 V r a w ( 6 6 ) とあるように、電圧を基準にして示されているが、これは制御回路の構成が電圧を基準に考えることが便利なためであり、実際のデューティは、時間比あるいは、単なるディジタル数値である。また、図 2は、コンバータ装置 3 0を構成する 3つのコンバータ回路の 1つについてのブロックダイアグラムであるが、他のコンバータ回路のブロックダイアグラムも同じ内容である。

図 2において、 V r e f (6 0) は、コンバータ装置 3 0を癀成するスィッチング素子におけるオン ·オフ指令値、具体的にはデューティの指令値である。デユーティとは、オン時間とオフ時間の和に対してオン時間の占める割合で、例えば、 1 0 0 s e cごとにオン ·オフ制御を繰り返すとして、オン時間が 40 a s e c , オフ時間が 6 0 n s e cのときは、デュ一ティが 40/ (40 + 6 0) = 0. 4である。 V r e f (6 0) は、このデューティ = 0. 4が、適当な電圧値のデータに換算されたものである。デューティ指令値 V r e f (6 0) は、燃料電池 1 2と 2次電池 1 0の状態から、昇圧または降圧をどの程度にするかによつて定められる。例えば、要求負荷量、そのときの燃料電池 1 2の発電能力、 2 次電池 1 0の充電状態等を入力として、予め定めてある関係式、あるいはマップ等を用いて、電圧変換すべき昇圧または降圧に対応するデューティを求めることができる。

リミッタ 6 2は、 V r e f (6 0) が過大にならないように上下限を制限する制限回路である。 1次遅れ要素 64は、リミッタ 6 2の出力のノイズを除去する等の機能を有するフィル夕である。

減算器 6 8は、 1次遅れ要素 64の出力から、 V r aw (6 6) の値を減算する機能を有する。 V r aw (6 6) は、コンバータ装置 3 0において実際に作動している状態のデューティである。 V r aw (6 6) は、コンバータ装置 3 0を構成するスィツチング素子の実際のオン ·オフ波形等から得られる値を用いることができる。減算器 6 8の機能により、デューティ指令値に対し実際のデューティをフィードバックし、その間の偏差を出力することができる。

減算器 6 8から出力されるデューティの偏差は、 P I D演算部 6 9に入力される。 P I D演算部 6 9は、偏差を抑制するための比例制御を実行するための比例制御ゲイン K_Pを有する比例演算要素 7 0と、比例制御で抑制しきれない要素を積分処理によって抑制するための積分器 7 2及び積分制御ゲインを有する積分演算要素 7 4と、微分処理によって抑制するための微分器 7 6及び微分制御ゲイン K _dを有する微分演算要素 7 8とを含んで構成される。

P I D演算部 6 9は、このように、比例制御ゲイン K _P、積分制御ゲイン、微分制御ゲイン K _dを含む。これらの制御ゲインは、実際のコンパ一夕装置 3 0について、 P I D制御を実行し、そのときの応答性及び制御性に基づいて、実験的に定めることができる。

比例制御、積分制御、微分制御の各結果は加算器 8 0によって加算される。このように、 P I D制御方式を用い、偏差を抑制することができるように補正されたオン ·オフデータが加算器 8 0に出力される。

フィードフォワード項 8 2は、上記の指令値 V r e f と、 2次電池 1 0の出力電圧とから所定の算出式で求められる値を、デューティに反映させるフィードフォワード量である。加算器 8 4は、 P I D制御のあとの加算器 8 0の出力に、このフィードフォワード項を加算する機能を有する。リミッタ 8 6は、加算器 8 4 の出力が過大にならないように上下限を制限する制限回路である。各相バランス処理 8 8は、他の駆動相のコンバータ回路についての結果と合わせて、 3つの駆動相の間でのデューティバランスを取るための処理を行う機能を有する。各相バランス処理 8 8の結果は、コンバータ装置を構成する各コンバータ回路のスィッチング素子に対するオン ·オフ信号として、コンバータ装置 3 0に出力される（出力 9 0を参照）。

かかるブロックダイアグラムの内容を有する P I D制御回路 5 8は、アナログ回路またはディジタル回路によって実現することができる。また、一部をデイジタル回路で、一部をアナログ回路で構成することができる。

図 3は、 P I D制御方式による作用を説明するタイムチャート図である。これらの図において横軸は時間、縦軸は電圧であり、時間軸の原点は共通にしてある。図 3 ( a ) ， ( b ) は、仮に P I D制御を実行しない場合の V r e f と V r a wの関係を示す図である。すなわち、コンバータ装置 3 0におけるスイッチング素子のオン ·オフ信号の指令として、 V r e f が与えられると、実際にコンバー夕装置 3 0の作動においては V r a wとなる。つまり、 V r e f が指令されても、遅れが生じ、デューティそのものが変化する。これによつて、 V r e f で指令されるデューティと、コンバータ装置 3 0で実際に作動しているデューティである V r a wとの間に偏差が生じる。例えば、図 3 ( a ) で示されるように、 V r e f で指令されるデューティ = 0 . 6が、実際の V r a wにおいては、図 3 ( b ) に示されるように、デューティ = 0 . 4となることが生じ得る。

この原因は、 V r e f を算出して出力する制御回路から、. コンバータ装置 3 0 のスイッチング素子までに、多くの遅れ要素等が存在することにある。例えば、 V r e f算出回路の出力は、フォトカブラを介して図 2で説明した P I D制御回路 5 8に供給され、 P I D制御回路 5 8の出力（9 0 ) は、フォト力ブラを介してコンバータ装置 3 0の各スイッチング素子に供給されるので、このフォトカブラにおける信号の授受に伴う遅れ及び波形の歪等が存在する。また、コンバータ装置 3 0を構成する上アームと下アームとが同時にオンとならないように、遅れを設けていることも 1つの原因として作用する。また、コンバータ装置 3 0内での遅れも存在する。

P I D制御は、 V r e f で指令されるデューティと、実際に作動している V r a wのデューティとの差である偏差を抑制する機能を有する。図 3 ( c ) は、 P I D制御が実行されるときの出力、すなわち、コンバータ装置に与えられるオン •オフ信号を示す。この信号は、図 2で説明した出力 9 0に相当する。この信号波形は、もともとのデューティ指令である V r e f の信号波形に比較し、 Δだけオン時間が長く補正される。この補正量 Δは、 P I D制御による補正項であるが、その大きさは、この出力がコンバータ装置 3りに入力されたときに、コンバー夕装置 3 0を構成するスイッチング素子の実際の作動におけるデューティが、もともとの V r e f で指令されたデューティと同じになるようにされるものである。図 3 ( d ) には、補正された出力に対するスイッチング素子における作動デュ一ティ、すなわち V r a wが示されている。この V r a wにおけるデューティは、もともとの V r e f で指令されたデューティ = 0 . 6とほぼ同じとなっているこのようにして、指令されたデューティに対し、実際に作動しているデューティをフィードバックし、 P I D制御方式を用いて、指令されたデューティと実際に作動しているデューティとの間の偏差を抑制することができる。

再び図 1に戻り、制御部 4 0の駆動相数変'更モジュール 4 4は、コンバータ装置 3 0を通過する電力に応じて、コンバータ装置 3 0を構成する 3つのコンパ一夕回路について駆動する数を変更する機能を有する。コンバータ装置 3 0を通過する電力は、例えば、マップ等を用いて演算により求めることができる。一例を挙げると、 2次電池 1 0の出力電圧と出力電流の測定値から 2次電池 1 0のコンバー夕装置' 3 0へ向けた出力電力を求め、そこから負荷損失を減じ、これにコンバー夕装置 3 0の変換効率を乗じる演算によって、コンバータ装置 3 0の通過電力を求めることができる。また、コンパ一夕装置 3 0の通過電力は、コンバータ装置 3 0を構成するリアクトルを通過する電力であるので、リアクトルに適当な電流検出センサを設けてリアクトルを流れる電流を検出し、その検出データに基づいてコンバータ装置 3 0の通過電力を求めるものとしてもよい。

図 4は、コンバータ装置 3 0を通過する電力と、コンバータ装置 3 0の損失の関係を、コンバータ装置 3 0の駆動相数をパラメ一夕として、模式的に説明する図である。図 4において、横軸はコンバータ通過電力であり、縦軸はコンパ一夕装置 3 0の損失である。コンバータ通過電力の符号は、 2次電池側から燃料電池側に電流が流れるときを +とし、燃料電池側から 2次電池側に電流が流れるときを一としてある。ここで、コンバータ装置 3 0において、 1つのコンパ一夕回路のみを駆動する単相駆動の場合の損失特性曲線 5 1、 2つのコンバータ回路を駆動する 2相駆動の場合の損失特性曲線 5 2、 3つのコンバータ回路を駆動する 3 相駆動の場合の損失特性曲線 5 3が示されている。

上記の日本国特開 2 0 0 6 - 3 3 9 3 4号公報においても述べられているように、スイッチング素子とリアクトルとを用いるコンバータ装置の損失は、リアクトルのコイルによって失われるリアクトル銅損、スイッチング素子の動作によつて失われるモジュール損失、リアクトルの磁性体によって失われるリアクトル鉄損がある。そして、リアクトル銅損及びモジュール損失は、通過電力が増大するにつれ増大し、単相運転の方が三相運転よりも大きく、リアクトル鉄損は通過電力にほとんど依存せず、三相運転の方が単相運転よりも大きい。図 4には、その様子が示されている。すなわち、通過電力が小さくて Aの範囲にあるときは、単相駆動の損失特性曲線 5 1が最も損失が少ない。次に通過電流が増加し、 Bの範囲にあるときは、 2相駆動の損失特性曲線 5 2が最も損失が少ない。さらに通過電力が増加し、 Cの範囲にあるときは、 3相駆動の損失特性曲線 5 3が最も損失が少ない。

図 4の結果に基づき、制御部 4 0の駆動相数変吏 ΐジュール 4 4は、コンパ一夕装置 3 0の通過電力に応じ、通過電力が Αの範囲にあるときは単相駆動を指示し、通過電力が Bの範囲にあるときは 2相駆動を指示し、通過電力が Cの範囲にあるときは 3相駆動を指示する。

ここで、単相駆動のときの損失特性曲線 5 1と、 2相駆動のときの損失特性曲線 5 2との交点が、 Aの範囲と Bの範囲との分岐点であり、 2相駆動のときの損失特性曲線 5 2と 3相駆動のときの損失特性曲線 5 3との交点が Bの範囲との範囲との分岐点である。各損失特性曲線は予め求めておくことができるので、 A の範囲と Bの範囲の分岐点となる単相駆動一 2相駆動変更の通過電力の値、 Bの範囲と Cの範囲の分岐点となる 2相駆動一 3相駆動変更の通過電力の値は、それぞれ予め設定することができる。前者の絶対値を単相一 2相変更閾値 P i ₂とし、後者の絶対値を 2相一 3相変更閾値 P _{2 3}とすれば、コンバータ装置 3 0の通過電力の絶対値 Pを求めて、 P≤P _{1 2}のときは単相駆動、 P _{1 2} < P < P _{2 3}のときは 2相駆動、 P≥P _{2 3}のときは 3相駆動を指示するものとできる。

再び図 1に戻り、制御部 4 0のゲイン切換モジュール 4 6は、駆動相数を変更する際に、 P I D制御のフィードバックゲインを切り換える機能を有する。上記のように、 P I D制御方式においては、比例制御ゲイン K _P、積分制御ゲイン Κ い微分制御ゲイン K _dを含み、これらの制御ゲインは、実際のコンバータ装置 3 0について、 P I D制御を実行し、そのときの応答性及び制御性に基づいて、実験的に定めることができる。したがって、コンバータ装置 3 0の駆動相数を変更すると、 P I D制御の対象の構成が変更されるので、その構成に適した制御ゲインが変わることになる。

図 5は、コンバータ装置 3 0の駆動相数に応じて、その駆動相数に適した P I D制御の各制御ゲインを一覧表にして示す図である。このように、駆動相数が変更されると、比例制御ゲイン K _P、積分制御ゲイン Κい微分制御ゲイン K _dのそれぞれが、最適値が異なる。各駆動相数における各制御ゲインの最適値は、上記のように、実際に 3相駆動、 2相駆動、単相駆動の場合について、 P I D制御を実行し、そのときの応答性及び制御性に基づいて、実験的に定められる。このようにして予め求められた各制御ゲインの最適値は、駆動相数を検索キーとして適当な記憶装置に記憶され、駆動相数の変更があるときに読み出されて利用されることが好ましい。記憶装置としては、適当な半導体メモリ等を用いることができ

、例えば制御部 4 0が備えるメモリを用いることができる。

再び図 1に戻り、制御部 4 0のゲイン切換モジュール 4 6は、コンバータ通過電力に応じて駆動相数を変更する際に、フィードバック制御におけるゲインを変更先の駆動相数に対応するゲインに切り換える機能を有する。具体的には、次の処理手順を実行する機能を有する。すなわち、コンパ一夕装置 3 0において駆動枏数が変更されると、まず、コンパ一夕装置 3 0において駆動されている相数を判定する（相数判定工程）。この判定は、コンバータ装置 3 0の通過電力の検出によって行うのではなく、制御部 4 0の駆動相数切換モジュール 4 4の出力に基づくことが望ましい。すなわち、駆動相数変更モジュール 4 4の出力から、実際の駆動相数の指令が、 3相駆動指令であるか、 2相駆動指令であるか、単相駆動指令であるかを判定する。この判定により、コンバータ装置 3 0において、駆動相数の変更が確実に行われていることを確認することができる。次に、 P I D制御に用いる各ゲインを、相数判定工程で確認できた駆動相数に対応するものに切り換える。このためには、例えば、図 5で説明したように、予め求めておいた各ゲインを記憶する記憶装置において、駆動相数を検索キーとして、駆動相数に対応する各ゲインを読み出して取得する（ゲイン取得工程）。そして、今までの駆動相数の場合に用いていた各ゲインを、上記の取得した各ゲインに切り換える（ゲイン切換工程）。そして P I D制御を実行する（P I D制御工程）。

このようにして、コンバータ通過電力に応じて駆動相数を更する際に、フィ ―ドバック制御におけるゲインを変更先の駆動相数に対応するゲインに切り換えることができ、その駆動相数に適した電圧変換制御が可能となる。産業上の利用可能性

本発明はコンバータ制御装置に利用される。特に第 1電源と第 2電源との間に接続され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを有し双方向に電圧変換を行うコンバ一夕が複数並列に接続された構成を含み、コンバ一夕通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置に利用される。

Claims

1 . 第 1電源と第 2電源との間に接続され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを有し双方向に亀圧変換を行うコンバータが複数並列に接続された構成を含み、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンパ一夕制御装置であって、

電圧変換を行うために複数のスイッチング素子に与えられるデューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてその偏差を請

抑制する制御部と、

フィードバック制御におけるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶する記憶手段と、

範

コンパ一夕通過電力に応じて駆動相数を変更する際に、フィードバック制御におけるゲインを変更先の駆動相数に対応するゲインに切り換えるゲイン切換手段と、

を備えることを特徴とするコンパ一夕制御装置。

2 . 請求の範囲 1に記載のコンバータ制御装置において、

ゲイン切換手段は、

駆動相数を判定する手段を有し、

駆動相数の判定により、駆動相数が変更されたことを確認した後に、ゲインを切り換えることを特徴とするコンバータ制御装置。

3 . 請求の範囲 1に記載のコンバータ制御装置において、

記憶手段は、

フィードバック制御におけるゲインを、フィードバック制御における応答性及び制御性に基づいて各駆動相数ごとに求められた値をそれぞれ記憶することを特徵とするコンバータ制御装置。

4 . 請求の範囲 1に記載のコンバータ制御装置において、

フィードバック制御は P I D制御であって、

記憶手段は、 P I D制御におけるゲインと駆動相数との関係を予め求めて記憶し、 '

ゲイン切換手段は、 p I D制御における各ゲインを変更先の駆動相数に対応する各ゲインにそれぞれ切り換えることを特徴とするコンバータ制御装置。