KR100937306B1 - 전자 제어 시스템 및 방법 - Google Patents

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그라함 크리슨센
벤자민 아론 존슨
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Abstract

전자 제어 시스템에서의 장치는 2개 또는 3배선 동작을 허용한다. 저원(150)은 2개 또는 3배선 배치 양자의 인클로즈된 회로에 전력을 공급한다. 2개의 분리된 제로 크로스 검출기가 이용되어 타이밍 정보가 2개 및 3배선 배치 양자에 수집된다. 제로 크로스 검출기(110) 모두는 모니터링되고, 자동적으로 전자 제어를 하는 구성을 갖도록 이용된다. 과전압 회로는 오프 상태에 있는 MOSFET를 통과하여 과전압 조건을 감지하고, MOSFET를 턴온시켜서, 애벌랜치 영역에 도달하지 않도록 한다. 과전류 회로는 MOSFET를 흐르는 전류가 미리 정해진 전류 임계치를 초과할 때를 감지하여 MOSFET를 턴오프시켜 MOSFET의 안정 동작 영역(SOA) 곡선을 초과하지 않도록 한다. 래칭 회로(120)가 채용되어 보호회로가 실질적으로 폴트 조건이 클리어된후에도 유효해지도록 한다. 록아웃 회로(130)가 이용되어 하나의 보호 회로가 다른 회로가 이미 폴트 조건으로부터 트립된후에 트리핑(tripping)하는 것을 방지한다. 보호 회로 출력이 바람직하게 구성되어 통상적인 턴온 및 턴오프 임피던스를 바이패스하고 오버라이드할 수 있도록 하여 MOSFET의 게이트상에서 가상적으로 직접적으로 동작하도록 한다. 양호하게는, 시스템은 저주파 제어 도전성 장치와 병렬로 고 효율 스위칭형 전원을 갖는다.
Figure R1020047000189
MOSFET, 래칭 회로, 록아웃 회로, 전자 제어 시스템, 보호 회로

Description

전자 제어 시스템 및 방법{ELECTRONIC CONTROL SYSTEMS AND METHODS}
본 발명은 일반적으로 전자 제어 회로 및 시스템에 관한 것으로, 특히 조명 제어 회로 및 시스템에 관한 것이다.
로드에 전달되는 평균 전력량을 제어하길 소망하는 많은 수의 어플리케이션이 있다. 이런 어플리케이션의 일예는 램프의 출력을 제어하기 위한 조명 디머(dimmer)의 사용에 있다. 디머는 전형적으로 로드를 통한 전류의 도전을 제어함에 의해 기능한다. 제어가능한 도전성 장치는 AC 라인 전압에 동기화되며, AC 라인 전압의 반사이클 마다에서의 미리결정된 간격 동안 도전을 위해 제어된다. 즉, 로드는 단지 AC 라인 전압 반사이클의 일부 동안 전력(온되는)을 수용한다. 도전 시간이 길수록, 로드에 전력이 더욱 전달된다. 동일한 논리에 의해, 도전 시간이 짧을수록 로드에 전력이 덜 전달된다.
조명 로드와 같은 AC 로드를 제어하는 2가지 주요한 방법, 순방향 위상 제어(forward phase control) 및 역방향 위상 제어(reverse phase control)가 있다. 제어가능한 도전성 장치는 외부 신호에 의해 도전이 제어될 수 있는 장치이다. 이들 장치들은 예컨대, MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistors), IGBT(insulated gate bi-polar transistor), BJT(bi-polar junction transistor), 트라이액, SCR(silicon controlled rectifiers), 릴레이, 스위치, 진공 튜브 등과 같은 장치들을 포함한다. 이들 2가지 제어 방법들은 로드에서 전력을 제어하기 위해 제어가능한 도전성 장치의 도전성 및 비도전성 상태들을 활용하며, 제어가능한 도전성 장치들의 도전 및 비도전을 AC 라인 전압 소스의 제로 크로스(zero cross)에 동기시킨다.
도 13에 도시된 순방향 위상 제어의 방법은, 제어가능한 장치를 AC 전력의 소스에 동기시키며, 제어가능한 도전성 장치가 AC 라인 전압 반사이클의 제1 부분을 통해 비도전되게 제어하고, 제어가능한 도전성 장치가 AC 라인 반사이클의 나머지 부분을 통해 도전되게 제어한다. 도 14에 도시된 역방향 위상 제어의 방법에서는, 비도전 및 도전의 주기들은 시간에 대해 역전된다. 달리 말하자면, 제어가능한 도전성 장치는 동일한 반사이클에서의 비도전 주기에 후행하는 AC 라인 전압 반사이클의 제1 부분 동안 도전되도록 제어된다. 역방향 위상 제어의 방법은 전자 변환기와 같은 용량성 로드의 동작에 종종 사용된다.
순방향 위상 제어 기초 제어 시스템에서, 제어가능한 도전성 장치는 종종 트라이액 또는 SCR이다. 이들 장치들은 비도전성 또는 도전성이 되도록 제어될 수 있다. 그러나, 이들 장치들이 도전성이 되도록 제어된다면, 이들은 이들을 통한 전류가 0으로 가도록 함에 의해 단지 비도전성이 될 수 있다. 이런 특징에 기인하여, 이러한 타입들의 제어가능한 도전성 장치들은 도전을 가능 및 가능하기 않게 하는 능력이 요구되는 역방향 위상 제어 기초 제어 시스템에 사용되지 않는다.
전자 제어는 이들과 연관된 전자 장치들에 전원을 공급하기 위하여 전원을 유도할 필요가 있다. 또한, 많은 제어는 타이밍 정보와 관련된 라인 주파수를 요구한다. 단지 2개의 전력 단자들을 갖는 제어는 AC 전력 소스의 핫(hot) 배선에 접속된 이들 단자들 중 하나(핫 단자)와, 로드의 제1 단자에 접속된 다른 단자(제광된(dimmed) 핫 단자)를 가진다. 이런 타입의 접속을 갖는 제어는 종종 "2배선(two wire)" 제어라 불린다. 이들의 로드와 직렬로 접속된 2배선 제어는 이들의 전원을 충전하며 이런 로드를 통해 타이밍 정보를 얻어야만 한다. 로드는 종종 넓은 범위의 입력 임피던스를 가질 수 있다. 이와 같이, 전원 및 타이밍 회로의 동작은 2배선 접속 구성(scheme)으로 종종 해결된다. 그러나, 2배선 접속은 중성(neutral) 배선이 이용가능하지 않은 어플리케이션에서 제어가 배선화될 때 필요하다.
핫 배선, 로드 및 중성 배선과의 접속을 갖는 제어는 종종 "3배선" 제어로서 언급된다. AC 전력 소스로부터의 중성 배선의 제어의 중성 단자와의 접속에 이용가능할 때, 전원 및 제로 크로스 정보는 접속된 로드와는 무관하게 유도될 수 있어, 성능을 강화한다. 많은 어플리케이션에서, AC 전력의 소스로부터의 중성 배선은 이용가능하지 않다. 따라서, 제어는 2배선 또는 3배선 제어 중 어느 하나로서 정확히 동작할 필요가 있어, 제어가 큰 플렉시블리티(flexibility)를 갖는 필드 어플리케이션의 넓은 범위에서 사용되게 한다.
AC 라인 전압과 같은 고전압 소스로부터 비분리된(non-isolated) 저전압 전원을 디벨로프하는(develope)하는 종래 기술은 캣 이어(cat ear) 전원과 같은 회로를 사용한다. 이런 시스템은 에너지 저장 캐패시터를 재충전하기 위해 라인 전압 제로 크로스에서 또는 그 근방에서 도전된다. 이런 시스템은 전형적으로 라인 전압의 제로 크로싱으로부터 약 1밀리초 만큼 떨어진 영역에서 적당히 동작한다. 이런 시간 윈도우 외부의 동작은 과도한 전력이 전원에서 소비되게 할 수 있다.
캣 이어 전원은 전속된 DC 로드에 제공된 평균 전류에 대해 비교적 높은 피크 및 높은 평균 입력 전류를 가진다. 이런 높은 평균 입력 전류는 이런 전원 기술이 2배선 모드에 접속된 위상 제어 디머들 상에서 ELV(Electronic Low Voltage)로 사용될 때 큰 문제를 나타낸다. 고전압 로드를 통해 낮은 평균 입력을 갖는 저전압 제어 회로에 대한 제공이 요구된다. 또한, 전형적인 종래의 전원들은 상대적으로 비효율적이라, 이들은 전형적인 종래의 디머들의 전력 요건을 제공하기 위한 보다 높은 평균 입력 전류를 요구하게 된다.
조명 제어 장치용 종래의 전원의 다른 단점은 전원에서의 전력 손실이 전원에 의해 유도되는데 요구되는 전류량을 증가시키는데 있다. 현재의 조명 제어의 경향은 보다 많은 특징 및 기능들을 통합하는 것이다. 이런 특징 및 기능들은 전원에 의해 전달되는 전류량을 더욱 증가시키는 것을 요구한다. 따라서, 이런 종래의 전원과 연관된 전력 손실없이 전형적인 종래의 전원으로부터 현재 이용가능한 것 보다 큰 전류량을 효율적으로 제공할 수 있는 조명 제어를 전원에 제공하는 것이 요구되고 있다.
조명 제어가 받게 되는 예컨대 과전압 및 과전류 조건을 포함하는 여러 오류 조건들이 있다. 예컨대, 근처의 그리고 접속된 자기 로드의 턴온 및 턴오프, 샤프(sharp)한 천이 로드를 갖는 평행한 배선 런(runs)과의 용량성 커플링, 조명 스트라이크(strikes) 등이 과전압 조건을 야기할 수 있다. 예컨대, 단락 회로(short circuited) 로드, 제어 레이팅을 초과하는 접속된 로드, 미스-배선 조건 등이 과전류 조건을 야기할 수 있다. 예컨대, MOSFET와 같은 반도체 장치들은 이들이 오류없이 얼마나 많은 전압 및 전류에 견딜 수 있는지에 관한 제한을 가진다. 오류로부터 이들 반도체 장치들을 사용하는 제어를 보호하기 위하여, 이들 제한은 바람직하게 결코 초과되지 않는다. 오류 조건의 빠른 검출 및 이에 대한 빠른 반응은 이들 장치들을 보호하기 위해 바람직하다.
상반되게, 통상의 동작 동안, 이들 반도체 장치들의 도전성 및 비도전성 상태들간의 천이율은 느리게 제어된다. 이러한 느린 천이율은 예컨대 방사 및 도전 무선 주파수 간섭(Radiated and conducted radio Frequency Interference; RFI) 제한과 일치하기 위해, 로드에 의해 보여지는 전압 및 전류 파형을 제한하거나, 또는 유도성 전력 배선화에 의해 야기되는 전압 링잉(voltage ringing)을 제한하는데 사용된다. 그러나, 통상의 동작 동안 이러한 느린 천이율은 이들 반도체 장치들의 적당한 보호에는 너무 느리다. 따라서, 오류 조건하에서 빠른 천이율을 야기하도록 동작하며, 계속해서 이들 반도체 장치들이 통상의 동작 조건하에서 느린 천이율로 동작되게 하는 보호 회로에 대한 필요가 있게 된다.
본 발명은 2 또는 3 배선 동작을 허용하는 전자 제어 시스템에서의 장치를 지향하고 있다. 본 발명의 양상에 따르면, 장치는 2 및 3 배선 설치 모두에서 전자 제어 시스템의 동작 회로에 전력을 제공할 수 있는 고효율 전원을 채용한다.
본 발명의 다른 양상에 따르면, 장치는 중성 배선의 접속의 존재를 검출하며, 전자 제어 시스템으로 하여금 중성 배선 접속이 없을 때 2 배선 모드에서 동작하며 중성 배선 접속이 존재할 때 3 배선 모드에서 동작하게 하기 위하여 검출된 중성 배선 접속에 응답하는 신호를 출력하는 검출기를 채용한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치는 2 및 3 배선 모드들 모두에서 동작할 수 있는 제로 크로스 검출기를 채용한다. 일 실시예에서, 제로 크로스 검출기는 핫 제로 크로스 신호를 발생시키는 핫 제로 크로스 검출기와, 중성 제로 크로스 신호를 발생시키는 중성 제로 크로스 검출기와, 2 배선 또는 3 배선 모드 중 어느 하나에서 이 장치가 동작하게 하기 위하여 제로 크로스 신호에 응답하는 마이크로프로세서를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치는 시스템이 로드에 접속된 전자적인 낮은 전압 변환기를 동작시킬 때 전자 제어 시스템에 의해 수신된 제로 크로싱 신호를 안정화하기 위한 시스템을 채용한다.
본 발명의 다른 실시예는 제어가능한 도전성 장치들, 예컨대 전자 제어 시스템에서 사용되는 MOSFET 및 IGBT와 같은 반도체 장치들의 보호를 지향한다. 과전압 회로는 과전압 조건을 제거하기 위하여 제어가능한 도전성 장치가 도전성이 되도록 제어하며 비도전 상태에 있는 제어가능한 도전성 장치를 통해 과전압 조건을 감지한다. 과전류 회로는, 제어가능한 도전성 장치를 통한 전류가, 제어가능한 도전성 장치의 안전 동작 영역이 초과되지 않는 것을 보장하기 위하여 제어가능한 도전성 장치로 하여금 비도전성이 되도록 제어하며 미리결정된 전류 임계치를 초과할 때, 감지된다. 보호 회로 출력은, 이것이 제어가능한 도전성 장치의 통상의 제어 경로를 바이패스하고 오버라이드(override)하며 도전과 비도전 상태들 사이에서 제어가능한 도전성 장치가 급히 천이되게 하도록 바람직하게 구성된다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 래칭 회로는 오류 조건이 클리어된 후 보호 회로의 결과를 더욱 유효하게 유지하도록 채용된다. 락아웃(lockout) 회로는 다른 보호 회로가 특정 오류 조건으로부터 이미 트리핑(tripping)된 후 하나의 보호 회로가 트리핑되는 것을 방지하는데 사용된다.
본 발명의 전술한 양상 및 다른 양상은 첨부된 도면과 연관되어 고려될 때 다음의 본 발명의 상세한 설명으로부터 자명하게 될 것이다.
본 발명의 설명하는 목적으로, 현재 바람직하고 이해되는, 그러나 발명이 개시된 특정 방법 및 구현에 제한되지 않는 실시예를 도면에서 도시한다.
도 1은 본 발명에 따르는 예시적인 시스템의 하이레벨 블럭도이다.
도 2는 본 발명에 따르는 예시적인 제어 시스템의 블럭도이다.
도 3은 본 발명에 따르는 예시적인 제어 시스템의 일부를 도시한 회로 개요도이다.
도 4는 본 발명에 따르는 예시적인 제어 시스템의 다른 일부를 도시한 회로 개요도.
도 5는 본 발명에 따르는 예시적인 제어 시스템의 다른 부분을 도시한 회로 개요도.
도 6은 본 발명에 따르는 예시적인 제어 시스템의 다른 부분을 도시한 회로 개요도.
도 7은 본 발명에 따르는 예시적인 트랜지스터 구동기의 개략 블럭도이다.
도 8은 본 발명에 따르는 예시적인 제로 크로스 검출기의 개략 블럭도이다.
도 9는 본 발명에 따르는 예시적인 스티어링 회로의 개략 개요도이다.
도 10은 예시적인 타이밍도와 함께 본 발명에 따르는 제로 크로싱의 거짓 표시를 제거하는데 사용되는 예시적인 시스템의 개략 개요도이다.
도 11은 본 발명과 함께 사용되는 예시적인 로드의 회로 개요도이다.
도 12는 본 발명에 따르는 고전압 제어가능한 도전성 장치에 병렬인 저전압 전원을 포함하는 예시적인 시스템의 블럭도이다.
도 13은 예시적인 순방향 위상 제어 파형을 설명하는 도면이다.
도 14는 예시적인 역방향 위상 제어 파형을 설명하는 도면이다.
본 발명의 실시예는 전자 제어 시스템에 관한 것으로, 특히 2 배선 또는 3 배선 모드에서 동작(즉, 중성 배선 접속으로 또는 이것이 없이 동작)하는지를 자동적으로 결정할 수 있는 조명 제어기에 관한 것이다. 제어기는 전자 제어 시스템과의 중성 배선 접속이 있는지를 감지하며 이에 따라 그 동작을 조절한다. 전자 제어 시스템은 접속 구조를 자동적으로 선택하고 연속적으로 모니터링한다. 일 실시예는 광 제어기 또는 제광 장치(dimmer)에 관한 것이지만; 본 발명은 다른 전자 제어시 더 넓은 어플리케이션을 갖는다.
도 1은 본 발명에 따른 예시적인 시스템의 하이 레벨 블럭도이다. 또한, 본 명세서에서 광 제어기 또는 제광 장치로서 참조되는 전자 제어 시스템(100)은 접속된 램프 로드를 이용하여 AC 라인 전압과 같은 입력 소스와, 백열 전구 또는 ELV(electronic low voltage) 변압기와 같은 로드(200)의 제1 단자간에 접속되는 것이 바람직하다. 통상적인 AC 라인 전압은 120 볼트, 60 Hz, 단상 전력 소스를 포함한다. AC 라인은 또한 220 내지 240 볼트, 50 Hz 단상 전력 소스 등을 포함할 수도 있다.
전자 제어 시스템(100)은 핫 단자(hot terminal), 제광된 핫 단자(dimmed hot terminal) 및 AC 라인의 중성 배선(neutral wire)에 선택적으로 접속되는 중성 단자(neutral terminal)를 포함한다. AC 라인의 중성 배선은 또한 로드(200)의 제2 단자에 접속된다.
전자 제어 시스템(100)은 선정된 선택에 기초한 포워드 위상 제어 또는 리버스 위상 제어 중 어느 하나를 이용하여 로드(200)으로의 전류 흐름을 제어한다. 전자 저전압 로드의 경우, 리버스 위상 제어에 따라 구동하는 것이 바람직하며, 이는 전자 저전압 로드가 용량성 입력 임피던스를 가지고 있기 때문이다. 만일 포워드 위상 제어가 전자 저전압 로드를 제어하는데 사용된다면, 전자 제어 시스템의 제어가능 도전성 장치를 비도전성에서 도전성 상태로 천이시킬 때 큰 천이 전류가 흐를 수 있다.
전자 제어 시스템(100)은 중성 배선이 접속되었는지를 검출하고 그에 따라 동작을 조정한다. 특히, 이하에 보다 상세히 기술되는 바와 같이, 마이크로프로세서는 검출기의 출력을 모니터링하고, 접속된 로드를 제어하기 위해 2배선 또는 3배선 모드 중 어느 것이 전자 제어 시스템에 의해 사용될 것인지 결정한다.
도 2는 예시적인 전자 제어 시스템(100)의 블럭도이고, 도 3, 도 4, 도 5 및 도 6은 예시적인 전자 제어 시스템의 다양한 부분들의 회로 개략도이다. 전자 제어 시스템(100)은 제로 크로스 검출기(110), 과전압 보호 회로(120), 과전류 보호 회로(130), 전원(150), 출력 회로(160) 및 마이크로프로세서(190)를 포함한다. 핫 단자 및 중성 단자는 제어 크로스 검출기(110)에 접속되고, 제광된 핫 단자는 과전압 보호 회로(120)에 제공된다.
전원(150)으로는 높은 효율(예를 들면, 약 50％ 이상의 효율)을 갖는 스위칭 전원이 바람직하다. 보다 구체적으로, 도 3에 관련하여, 전원(150)은 2배선 모드 3배선 모드 양측에 충분한 에너지를 공급한다. 다이오드 D1, D2, D60, D61 및 MOSFET Q101 및 Q102의 2개의 버디 다이오드들(도 5에 나타난 출력 회로(160)에서)은 AC 라인 전압 하프 사이클들 둘다에서 흐르는 전원 전류에 대한 풀 전파 브리지를 형성한다.
AC 라인 전압의 중성 배선에 접속된 중성 단자를 갖는 전자 제어 시스템의 경우(3배선 모드)에, 전원(150)의 버스 커패시터 C10는 AC 전원의 소스로부터 AC 라인 전압의 네가티브 하프 사이클에서는 핫 배선 및 중성 배선을 통해 그리고 AC 라인 전압의 포지티브 하프 사이클에서는 핫 배선 및 로드를 통해 전류를 유입함으로써 충전한다. 2배선 모드의 경우에, 버스 커패시터 C10는 AC 라인 전압의 절대치가 버스 커패시터 전압 VBUS보다 크고 제어가능한 도전성 장치가 비도전성이 될 때 로드를 통해 하프 사이클 양측에서 충전된다. 도 3의 다이오드 D10는 버스 커패시터 C10가 다른 접속 회로를 통해 방전되는 것을 방지한다. 버스 커패시터 C10는 유효 전원 컨버터(efficient power converter)에 전력을 공급하는 고전압 DC의 소스로서 사용되어 전자 제어 시스템의 제어 회로를 구동하기 위한 저전압 DC를 제공한다.
유효 전원 컨버터는 공지된 벅 컨버터 토폴로지(buck converter topology)를 이용하여 다음과 같이 동작한다. 유효 전원 컨버터는 다음 주요 컴포넌트 U10, L10, C13, 및 주요 컴포넌트 U11, Z10 및 R12를 포함하는 조절 회로를 포함한다. 커패시터 C13 양단의 전압은 제너 Z10과 포토커플러 U11의 LED 다이오드 드롭의 직렬 조합에 의해 결정되는 전압 임계치 이하일 때, 전류는 이들 컴포넌트를 통해 흐르지 않게 될 것이며, 따라서 포토커플러 U11의 광결합 트랜지스터는 오프(off)될 것이다. 트랜지스터가 오프일 때, 제어기 U10(예를 들면, 캘리포니아의 샌어제이에 있는 Power Integration, Inc.에서 제조된 TNY253 IC)의 인에이블 핀(4)으로부터 소스 핀(2, 3)으로 어떠한 전류도 흐를 수 없기 때문에, 제어기 U10가 스위칭되기 시작하여 C13의 출력 전압 레벨을 상승시킬 수 있게 된다. 제어기 U10가 내부 MOSFET를 턴온시킴으로써, 전류가 인덕터 L10를 통해 출력 커패시터 C13에, 드레인으로부터 소스로 흐르게 할 수 있다. 이 전류의 상승률은 인덕터 L10의 인덕턴스에 의해 제한된다. 내부 MOSFET의 전류가 제어기 U10의 내부 설정 임계치에 도달할 때, 내부 MOSFET가 턴오프된다. 전류는 인덕터의 전류가 제로에 도달할 때까지 인덕터 L10, 커패시터 C13 및 다이오드 D11로 정의된 루프를 연속하여 흐를 것이다. 이 스위칭 사이클은 커패시터 C13 양단의 전압이 제너 Z10와 포토커플러 U11의 LED 다이오드 드롭의 직렬 조합에 의해 결정된 전압 임계치를 초과할 때까지 제어기 U10에 의해 설정된 바와 같이 44 kHz의 최대 비율로 반복된다. 이 전압 임계치가 초과할 때, 전류는 이들 컴포넌트를 통해 흐르기 시작함으로써 포토커플러 U11의 광결합 트랜지스터를 턴온시킬 것이다. 이 트랜지스터가 턴온될 때, 제어기 U10의 인에이블 핀(4)은 소스 핀(3)에 접속되고, 제어기 U10의 동작에 따라, 스위칭은 종료된다. 부가적으로, 인에이블 핀(4)은 전원의 구동 또는 비구동 모드를 선택하는데 사용될 수 있다. 이 핀은 AC 라인 전압 하프 사이클의 선택된 시점에 전원의 동작을 제한하는데 사용될 수 있다. 스위치 모드 전원은 전기적인 잡음을 생성하기 때문에, 다른 잡음 감지 회로들이 동작하지 않을 때에 전원의 동작을 제한하는 이점이 있다.
고주파 스위칭 컨버터를 활용하는 전원을 포함하는 종래의 전자 제어 시스템에서, 전원은 AC 라인 전압과 같은 저임피던스 소스로부터 직접적으로 전류를 유입하기 위해 접속된다. 본 발명의 일 실시예의 장치에서, 전원은 고주파 스위칭 컨버터를 활용하여, 통상적으로 고임피던스를 가질 수 있는 로드를 통해 전류를 유입한다.
전자 제어 시스템의 제어가능한 도전성 장치를 통해 과전압 또는 과전류 조건에 반응하고 감지하여 전자 제어 시스템이 손상입는 것을 방지하게 될 과전압 보 호 회로(120)와 과전류 보호 회로(130)를 제공하는 것이 바람직하다.
예시적인 과전압 보호 회로(120)와 예시적인 과전류 보호 회로(130)의 회로 상세는 도 4에 나타나 있다. 구동시, 비교기 U110:A, U110:B에 대한 기준 전압 VREF은 전류 제한 저항 R114, 전압 조절 제너 Z111 및 잡음 디커플링 커패시터 C111를 통해 8V MOSFET 드라이브 레일로부터 유도된다. 5V에 상반하여 8V로 IC U110의 비교기들을 구동하여, 검출 회로가 비교되는 기준 전압으로서 샤프-니(sharp-knee) 5.6V 제너의 이용을 허용하는 것이 바람직하다. 잘 조정된 전압 기준은 검출 회로에 대한 허용 윈도우(tolerancing window)를 강화한다.
도 7은 예시적인 출력 회로의 간략화된 블럭도를 포함한다. 예시적인 출력 회로(160)의 회로 상세는 도 5에 나타난 있다. MOSFET에 대한 전도 상태들간의 천이율은 구동 회로의 임피던스를 선택함으로써 제어될 수 있다는 것은 공지되어 있다. 임피던스가 더 높아질수록 천이율은 더 느려진다. 출력 트랜지스터 Q101과 Q102는 노멀 동작동안에는 고임피던스 경로(165)를 통해 구동되고, 폴트(fault) 조건동안에는 저임피던스 경로(162)(도 4)를 통해 구동된다. 마이크로프로세서(190)는 고임피던스 경로(165)와 보호 회로들(120, 130)에 접속된다. 보호 회로들(120, 130)은 또한 저임피던스 경로(162)에 접속된다. 보호 회로들(120, 130)이 폴트(fault)를 검출할 때, 저임피던스 경로(162)가 구동된다. 저임피던스 경로(162)는 폴트가 검출될 때에만 활성화된다. 폴트 경로가 고임피던스 경로(165)에 의해 제공된 노멀 경로에 우선한다.
노멀 동작시에는, 고임피던스 경로(165)가 사용된다. 트랜지스터 Q101, Q102는 저항 R103과 R104를 통해 턴온되고 저항 R104를 통해서 턴오프된다. 노멀 동작동안, 트랜지스터 제어는 2개의 마이크로프로세서 포트들, 게이트 드라이브 및 게이트 드라이브 상보(Gate Drive Complement)(도 6에 도시됨)에 의해 제공된다. MOSFET Q101과 Q102를 턴온하기 위하여, 게이트 드라이브는 하이로 구동되어, 트랜지스터 Q100:B(도 5에 도시됨)를 턴온시키고, 트랜지스터 Q100:A를 턴온시키고, 저항 R103과 R104의 직렬 조합에 의해 설정된 저항을 통해 MOSFET Q101과 Q102의 게이트에 8V를 인가한다. 게이트 드라이브가 하이일 때, 게이트 드라이브 상보는 로우이며, 이로써 트랜지스터 Q123:B가 턴오프되어, 8V로부터 공통 회로에 전류 경로가 오픈된다.
MOSFET Q101과 Q102를 턴오프하기 위하여, 게이트 드라이브를 로우로 하어, 트랜지스터 Q100:B를 턴오프시키고, 트랜지스터 Q100:A를 턴오프시켜서, 8V 레일로부터 MOSFET Q101과 Q102 게이트로 전류 경로를 오픈시킨다. 게이트 드라이브 상보는 하이로 구동되어 트랜지스터 Q123:B를 턴온시키고, 이로써 저항 R104를 통해 MOSFET Q101과 Q102의 게이트가 방전된다.
MOSFET Q101과 Q102는 노멀 동작동안 고임피던스 경로를 통해 구동되어 RFI 방출을 감소시킨다. 폴트 조건동안, MOSFET Q101과 Q102는 저임피던스 경로를 통해 구동되어 이들을 빠르게 차단한다.
노멀 동작동안, 비교기 U110:A(과전압 보호 회로(OVP) 비교기)의 반전 입력 단자에 대한 전압은 5.6V의 기준 전압보다 낮아서 비교기 U110:A의 출력이 고임피던스가 된다. 이 고임피던스는 트랜지스터 Q111:A를 오프로 유지할 것이며 MOSFET Q101과 Q102에는 영향을 미치지 않는다. 마이크로프로세서 포트 OVP_RESET(도 6에 도시됨)는 MOSFET Q101과 Q102가 오프될 때마다 로우가 되고, 이로써 트랜지스터 Q111:B를 턴오프하고 검출기를 인에이블한다.
부가적으로, 비교기 U110:B(과전류 보호 회로(OCP) 비교기)의 반전 단자에 대한 기준 전압은 비반전 단자에 비해 8V 이하이기에 비교기 U110:B의 출력은 고임피던스가 되고 MOSFET Q101과 Q102에는 영향을 미치지 않는다. 다이오드 DN111:1과 DN120:1은 MOSFET Q101 및 Q102과 보호 회로(120, 130)간에 분리를 제공한다.
과전압 폴트 조건동안, MOSFET Q101 및 Q102 양단의 전압은 저항 R110 및 R111의 공통 노드에서 분할된 다운 전압이 하는 것처럼 상승한다. 비교기 U110:A의 반전 단자에 접속되는 노드의 전압이 기준 전압 VREF를 초과할 때, 비교기 U110:A의 출력은 로우로 되어, 트랜지스터 Q111:A를 턴온시키고, 저항 R129에 의해 설정된 저임피던스 경로를 경유하여 MOSFET Q101 및 Q102의 게이트에 구동 전압을 인가한다. 저임피던스 경로는 MOSFET Q101과 Q102가 노멀 동작 모드동안보다 더 빠른 레이트로 턴온될 수 있게 한다. 전압 천이는 수천 볼트 정도로 될 수 있기 때문에, OVP 비교기로의 입력 전압은 최대 약 8.6V까지 다이오드 DN110:1에 의해 안전하게 클램핑된다.
OVP 회로(120)는 다이오드 DN111:2의 피드백 동작 덕분에 폴트 조건이 클리어된 후에도 래치온된다. 이 피드백이 비교기 U110:A의 반전 단자 전압을 기준 전압 VREF 이상으로 유지함으로써, 트랜지스터 Q111:A가 온 상태로 유지된다.
OVP 래치는 마이크로프로세서 포트 OVP_RESET을 하이로 잠시동안 구동함으로써 클리어되고, 이로써 트랜지스터 Q111:B가 턴온되고 비교기 U110:A의 핀(2)가 기준 전압 VREF 이하로 구동되며, 비교기 U110:A의 출력이 고임피던스로 구동된다.
하나의 보호 회로가 트립(trip)될 때 과전압 보호 및 과전류 보호간에 변동 조건이 발생하는 것을 방지하기 위하여, 다른 보호 회로는 록 아웃된다. 과전압 보호 회로(120)가 활성화될 때, 과전류 보호 회로(130)는 다이오드 DN(120)를 통해 디세이블된다. DN(120)의 애노드는 과전압 보호 회로(120)가 활성화될 때 대략 7.4V로 될 것이며, 이것은 과전류 보호 회로(130)가 비반전 단자를 로우로 만들려고 할지라도, 과전류 보호 비교기 U110:B의 비반전 단자를 기준 전압 VREF 이상으로 충분히 높게 유지할 것이다. 이것은 과전류 보호 비교기 U110:B를 효과적으로 디세이블한다.
과전류 폴트 조건동안, MOSFET를 통한 전류가 증가함에 따라, 저항 R109 양단의 전압(출력 회로(160)에서)이 증가한다. 전압이 0.6V에 도달함에 따라, 트랜지스터 Q120:A 또는 Q120:B 중 어느 하나는 전류 흐름 방향에 따라 턴온되기 시작할 것이다. 트랜지스터들 Q120:A, Q120:B의 턴온은 비교기 U110:B의 비반전 단자를 기준 전압 VREF 이하로 다운시키고, 이로써 비교기의 출력이 로우로 스위칭될 것이다. 이 로우 출력은 다이오드 DN120:1 및 저항 R128을 통해 MOSFET Q101 및 Q102를 빠르게 턴오프한다. 노이즈 필터링은 저항 R124 및 R121과 커패시터 C120, C121 및 C122에 의헤 제공된다.
다이오드 DN120:2의 피드백 동작에 의해 폴트 조건이 클리어된 이후에도 과전류 보호 회로(130)는 래치온된다. 이 피드백은 비교기 U110:B의 비반전 단자를 기준 전압 VREF 이하로 유지하고, 이로써 출력이 로우로 유지된다. 과전류 보호 회로는 게이트 드라이브 상보가 하이로 될 때 리셋되어, 트랜지스터 Q123:B(출력 회로(160)에서)를 턴온시키고, 그리고나서 트랜지스터 Q123:A를 턴온시킴으로써, 비교기 U110:B의 비반전 단자를 8V로 구동하고 래치를 클리어한다.
과전류 보호 회로(130)가 활성화될 때, 과전류 보호 회로(120)는 다이오드 DN110를 통해 디세이블된다. 과전류 보호 비교기 U110:B의 출력이 로우로 되어갈 때, 과전류 보호 비교기 U110:A의 반전 단자는 대략 0.8V로 되고, 이로써 과전류 보호 회로가 활성화되는 것을 방지한다.
전압 비교기들 U110:A 및 U110:B은 빠른 반응 속도 및 정확도를 제공하며 넓은 온도 범위에 걸쳐서 잘 작동한다. 각 비교기는 약 5mV 오버드라이브에서 약 1.5 ㎲의 통상적인 응답 시간을 갖는다. 입력 오프셋 전압은 25℃에서 통상적으로 약 2.0mV의 값을 갖는다. 레일에 구동된 입력을 갖는 비교기들의 출력에 대한 입력 응답 시간은 약 90㎱이다. 과전류 보호 회로(130)에서, 입력 VREF로부터 MOSFET의 90％ 오프 포인트까지의 시간은 약 3.5㎲로 측정되었다. 과전압 보호 회로(120)에서, 입력 VREF로부터 MOSFET의 90％ 온 포인트까지의 시간은 약 2.0㎲로 측정되었다.
도 8은 예시적인 제로 크로스 검출기(110)의 간략화된 블럭도이다. 이 제로 크로스 검출기(110)은 핫 제로 크로스 검출 신호를 제공하는 핫 제로 크로스 검출기(112)와 중성 단자가 중성 배선에 접속될 때 중성 제로 크로스 검출 신호를 제공하는 중성 제로 크로스 검출기(115)를 포함한다. 마이크로프로세서(190)는 검출기들(112, 115)의 출력을 모니터링한다. 만일 중성 제로 크로스 검출 신호가 마이크로프로세서(190)에 의해 감지되는 경우, 접속이 3배선 접속이라고 판정되고 3배선 모드가 활성화되어 중성 검출기(115)로부터의 중성 제로 크로스 검출 신호가 타이밍용으로 사용된다. 그렇지 않으면, 접속이 2배선 접속이라고 판정되고 2배선 모드가 활성화되어 핫 검출기(112)로부터의 핫 제로 크로스 검출 신호가 타이밍용으로 사용된다.
도 3에 더욱 상세히 나타나 있는 일례인, 제로 크로싱 검출기(110)에 관련하여, 2배선 모드에 사용되는 핫 제로 크로스 검출 신호의 생성은 핫 단자와 공통 회로간에 접속되는 핫 제로 크로스 검출기(112)를 통해 달성된다. 공통 회로는 MOSFET Q102의 버디 다이오드를 통해 제광된 핫 단자에 접속되고 MOSFET Q101의 버디 다이오드를 통해 핫 단자에 접속된다. 공통 회로는 AC 라인 전압의 포지티브 하프 사이클동안에는 제광된 핫 단자와 동일한 전위를 가질 것이며 AC 라인 전압의 네가티브 하프 사이클동안에는 핫 단자와 동일한 전위를 가질 것이다. 저항 R63과 R64는 핫 단자와 공통 회로간의 전압을 다운 분할한다. 이 분할 다운된 전압이 약 0.6V에 도달할 때, 트랜지스터 Q60:A가 턴온되고, 이로써 마이크로프로세서 포트, HOT_ZC(도 6에 나타남)를 공통 회로에 로직 하이로 만든다. 마이크로프로세서는 이 천이를 감지하고 이로써 제로 크로스 타이밍 정보를 취득한다. 검출기(112)에서, 커패시터 C61는 잡음 디커플링 커패시터이다.
전자 제어 시스템의 중성 단자가 중성 배선에 접속될 때, 중성 단자와 핫 단자간에 접속되는 중성 제로 크로스 검출기로부터 제로 크로스 타이밍 정보를 취득하는 것이 바람직하다. 이러한 방식으로 제로 크로스 타이밍 정보를 획득하는 것은 접속된 로드와는 독립적인 것이며, 특히 자기 또는 용량성 로드의 경우에 제로 크로싱 타임 쉬프트를 야기시킬 수 있는, 로드의 변화가 없다. 또한, 전자 제어 시스템이 로드에 풀 라인 파워(full line power)를 인가하는 경우라도, 제로 크로스 정보가 획득될 수 있다. 핫 제로 크로스 검출기(112)는, 풀 파워가 로드(200)에 전달되고 있는 경우에, 핫 단자 및 제광된(dimmed) 핫 단자가 거의 동일한 전위로 되어 있어서, 핫 단자와 회로 공통 사이에 거의 전압이 없기 때문에, 신호를 생성하지 않는다.
중성 제로 크로스 검출기(115)는 핫 제로 크로스 검출기(112)와 동일한 방식으로 천이를 생성하지만, 출력 신호는 NEUT_ZC 마이크로프로세서 포트에 접속된다. 중성 제로 크로스 검출기(115)는 핫 제로 크로스 검출기(112)는 갖고 있지 않은 2개의 다이오드를 채용하는데, 다이오드 D60은 회로 공통이 핫 단자와 동일한 전위일 때 전류의 흐름을 차단함으로써, 트랜지스터 Q60:B의 베이스 에미터 정션이 그 레이트되는 리버스 전압을 초과하지 않도록 보호하고, 다이오드 D61은 MOSFET Q101 및 Q102가 비도통 상태일 때 포지티브의 하프 사이클에서 중성 제로 크로스 검출기(115)를 바람직하지 않게 트리거링하는, 핫 단자로부터의 전류의 흐름을 차단한다. 마이크로프로세서(190)는 도 6에 도시된 모토롤라사의 MC68HC908AB32 등의 임의의 종류의 마이크로프로세서일 수 있다.
위에서 설명한 제로 크로스 검출기는 마이크로프로세서에 제로 크로스 타이밍 정보 뿐만 아니라 중성 배선 접속 정보를 제공한다. 위에서 설명한 제로 크로스 검출기와는 별개의 별도의 중성 배선 접속 검출기가 제공될 수 있다. 중성 배선 접속 검출기의 1차 기능은 중성 배선 접속의 존재를 표시하는 것이다. 중성 배선 접속 검출기는 2배선 또는 3배선 모드 중 어느 것이 사용되어야할 지에 대한 정보를 마이크로프로세서에 제공할 수 있다. 기계적 센서가 중성 배선의 존재를 검출하고, 중성 배선 접속 상태에 대한 정보를 마이크로프로세서에 제공하는 기계적 검출기 등의 다른 종류의 중성 배선 접속 검출기가 사용될 수 있다. DIP 스위치 등의 수동 스위치 또는 스위치 셋트를 이용하여 또한 중성 배선 접속의 존재를 수동으로 표시할 수도 있다.
도 9는 (예컨대, 3배선 모드에서) 중성 배선이 접속되었을 때 중성 단자를 통해 버스 캐패시터 C10을 충전하는 예시적인 스티어링 회로의 단순화된 개략도이다. 캐패시터 C10은 핫 단자, 중성 단자, 또는 제광된 핫 단자로부터 다수의 경로를 통해 충전될 수 있다. 캐패시터 C10은 다이오드 D2를 통해 핫 단자로부터, 다이오드(60, 61)를 통해 중성 단자로부터 그리고 다이오드 D1을 통해 제광된 핫 단자로부터 충전될 수 있다.
전형적인 종래 기술의 2배선 전자 제어 시스템은, 각 AC 라인 전압 하프 사이클의 단일의 선택된 부분에 대해 제어가능한 도전성 디바이스를 도통 상태로 함으로써 로드에 전달되는 파워를 제어한다. AC 라인 전압의 예상 제로 크로싱의 시간 이전에, 제로 크로스 신호를 수신하기 위한 검출 윈도우를 오프하는 회로가 인에이블된다. 제로 크로싱 신호가 수신되면, 전자 제어 시스템이 AC 라인 전압에 동기화되어, 제어 가능한 도전성 디바이스의 전도가 수신된 제로 크로싱 신호에 동기된다.
2배선 모드에서 동작하는 전자 제어 시스템의 경우, 로드 임피던스가 주로 저항일 때 이 제어 기술이 잘 통한다. 이러한 기술이 전자 로우 전압 라이팅 로드에 이용될 때, 전자 로우 전압 변압기의 복소 입력 임피던스로 인해 문제가 발생한다. 전형적인 전자 로우 전압 변압기는, 그들의 입력 단자에 인가되는 전압을 고주파수로 초핑하고, 초핑된 전압을 고주파 변압기를 통해 스텝 다운함으로써 동작한다. 이러한 초핑 동작을 행하기 위한 회로는 전자 변압기로의 입력 전압에 따라 서로 다른 모드에서 동작한다. 입력 전압이 낮으면, 전형적으로 약 60볼트 미만이면, 초퍼 회로가 실행되지 않고, 변압기의 입력 임피던스가 매우 높아지고, 초핑 액션이 중단될 때 전자 변압기의 입력 캐패시터가 변압기의 실제의 전압값을 홀딩시킨다. 라인 전압이 약 60볼트에 도달하면, 초퍼 회로가 실행되기 시작하고, 입력 임피던스는 접속된 램프 로드에 의해 제공되는 임피던스로 강하된다. 또한, 초퍼가 실행되지 않는 동안에는, 입력 캐패시터가 전자 제어 시스템을 통해 임의의 누설 경로를 경유하여 충전되기 쉽다. 누설 전류가 다수의 파라미터에 기초하여 변동하기 때문에, 전자 변압기의의 입력 캐패시터의 충전은 변동 가능성이 높다. 이로 인해 변동되는 전압이 AC 라인 전압 하프 사이클의 시작시에 전자 로우 전압 변환기의 입력 캐패시터에 제공되어, 하프 사이클 상의 전자 로우 전압 변압기의 동작을 위한 초기 조건의 변동을 야기시킨다. 이 변동은 라이팅 제어기와 같이, 전형적인 2배선 페이즈 제어 전자 제어 시스템의 제로 크로싱 검출 회로와 상호 작용하여, 제로 크로싱 신호의 불안정성을 야기시킨다. 제로 크로싱 신호의 불안정성은 제어 가능한 도전성 디바이스의 전도 시간에 불안정성을 도입하여 접속된 램프 로드에 플리커 효과를 생기게 한다.
전자 로우 전압 변압기를 동작시키는 전자 제어 시스템에 대한 2배선 모드에서 이용 가능한 제로 크로싱 신호를 안정화시키기 위해, 전자 로우 전압 변압기의 입력 캐패시터의 초기 전압 조건을 AC 라인 전압 하프 사이클의 제로 크로싱 부근으로 할 필요가 있다. 이는 AC 라인 전압 하프 사이클의 제로 크로싱의 시간에 근접하여 매우 짧은 기간 전도가 행해지게 함으로써 성취될 수 있다는 것을 발견하였다. 일 실시예에서는, 전자 제어 시스템에서의 제어 가능한 도전성 디바이스가 AC 라인 전압 제로 크로싱의 약 1밀리초 전에 약 200마이크로초의 기간 동안 도통되도록 제어된다. AC 라인 전압의 절대값이 매우 낮을 때의 짧은 전도 기간이 전자 로우 전압 변압기의 입력 캐패시터를 일정한 초기 조건으로 효과적으로 리셋시키므로, 전자 제어 시스템에서 수신된 제로 크로싱 신호를 안정화시킨다.
도 10은 예시적인 타이밍도에 의해 본 발명에 따른 제로 크로싱 신호의 불안정성을 제거하는데 사용되는 예시적인 회로의 단순화된 블럭도이다.
2배선 동작의 경우, 마이크로프로세서가 제로 크로싱 검출 윈도우를 오픈하는 시간 전에, 출력 회로(160)의 트랜지스터 Q101 및 Q102가 각 AC 라인 전압 하프 사이클 시간 내의 소정 포인트에서 소정 길이의 시간 동안 도통되도록 제어된다. 3배선 동작의 경우, 트랜지스터 Q101 및 Q102는, AC 라인 전압 제로 크로싱의 시간을 통해 양호하게는 도통 상태로 남아있게 된다.
(도 11의 회로 개략도 형태로 도시된 전자 로우 전압 변압기 등의) 로드(200)가 전자 제어 시스템(100)에 접속된다. 로드(200)는 충전되는 캐패시터 C1 및 C2를 포함하며, 이 캐패시터들에 대한 전압은 전자 로우 전압 변환기의 동작 및 전자 제어 시스템(100)에 의해 수신되는 제로 크로싱 신호에 영향을 미친다. 2배선 모드에서는, AC 라인 전압의 제로 크로싱이 핫 단자로부터 제광된 핫 단자로의 디머(VDIMMER) 양단의 전압 강하를 측정함으로써 검출된다. 그러나, MOSFET Q101 및 Q102가, AC 라인 전압 제로 크로싱을 선행하는 시간 동안과 같이, 비도통 상태로 되는 경우, 디머 양단의 전압 강하는 AC 라인 전압(VLINE)에서 로드(200)(VLOAD) 양단의 전압 강하를 뺀 것과 같다. 디머를 통한 누설 전류 때문에, 캐패시터 C2가 로드(200)의 diac에 의해 결정된 항복 전압을 향해 충전될 수 있다. 이는 그렇지 않은 경우보다 디머 전압 VDIMMER를 더 낮게 만든다. 바람직하지 않게, 로드 전압 VLOAD는 하나의 제로 크로싱 검출 윈도우에서 다음까지 일관적이지 않아, 디머 전압 VDIMMER가 하나의 제로 크로싱 검출 윈도우에서 다음까지 일관적이지 않을 수 있다. 이러한 문제는 그 자체를, 특히 램프가 희미히질 때 로우 엔드에서, 바람직하지 않은 라이트 플리커로서 사용자들에게 나타낼 수 있다.
따라서, 이전에 설명한 바와 같이, 2배선 모드에서의 이러한 문제를 해결하기 위해, 트랜지스터 Q101 및 Q102가 소정 시간 주기(예컨대, 양호하게는 적어도 약 200㎲, 보다 양호하게는 약 250 내지 300㎲) 동안 도통(FET 게이트 드라이브가 하이가 됨) 상태로 제어된 다음, 다음 제로 크로싱 검출 윈도우의 시작 전에 비도통 상태로 제어된다. 트랜지스터 Q101 및 Q102는 로드(200)의 다이액(diac)을 브레이크오버(break-over)시키기에 충분한 라인 전압에서 도통되도록 제어된다. 트랜지스터 Q101 및 Q102는 제로 크로싱 검출 윈도우의 시작 전에 비도통 상태로 제어된다. 트랜지스터 Q101 및 Q102가 비도통 상태로 제어된 후에, 마이크로프로세서(190)는 제로 크로싱 검출 윈도우를 오픈 또는 기동시키고, 제로 크로스 검출기(110)의 제로 크로스 신호에 대한 모니터링을 시작한다. 양호하게는, 제로 크로싱 검출 윈도우는, 제로 크로스 신호가 예상되기 전 약 1 밀리초 동안 오픈되고, 오픈된 후 약 2 밀리초 동안 폐쇄된다.
제로 크로싱 신호의 불안정성을 제거할 목적으로 MOSFET Q101, Q102가 도통 상태로 제어되는 최소의 기간은 전자 제어 시스템(100)에서 사용하기 위한 타겟 전자 변환기 셋트에 대한 원하는 효과에 의해서 결정된다. 즉, MOFET은, 전자 변압기의 타겟 셋트의 제어 회로가 도통 상태로 브레이크오버되어, 로드 양단의 전압이 하나의 제로 크로싱 검출 윈도우에서 다음까지 일정한 값으로 리턴되도록, 충분히 높은 라인 전압 레벨에서 충분한 시간 주기 동안 온 상태로 되어 있어야 한다. 제로 크로싱 신호의 불안정성을 제거하기 위해 MOSFET Q101, Q102가 도통 상태로 제어되는 최대 기간은 전자 로우 전압 변압기에 의해 구동되는 임의의 램프로부터 출력되는 가시광 출력에 대한 효과, MOSFET에서의 전도성 손실 및 스위칭 등의 많은 요인에 의해서 결정된다. 예를 들면, MOSFET이 도통 상태로 남아있는 기간이 길면 길수록, 로드를 통해 전류가 흐르거나 광 출력이 원하는 레벨 위로 상승하기가 쉬워진다.
마이크로프로세서(190)는 라인 주파수를 모니터하여 다음 제로 크로싱 검출 윈도우를 어디서 오픈시킬 지를 결정한다. 양호하게는, 제로 크로싱 검출 윈도우는 AC 라인 전압 하프 사이클의 측정된 기간의 약 10%인 다음 예상 AC 라인 전압 제로 크로싱 이전 시간에 오픈된다. 전술한 제로 크로스 신호의 안정화의 이점은 전자 제어 시스템의 제어 회로에 악영향을 줄 수 있는 전자 로우 전압 변압기를 통해 흐르는 전자 제어 시스템으로부터의 임의의 누설 전류의 영향을 제거함으로써 3배선 모드에서 동작하는 전자 제어 시스템의 동작을 향상시킬 수도 있다. 또한, 전자 제어 시스템의 3배선 모드 동작에서는, 핫 단자 및 중성 단자로부터 제로 크로싱 신호가 도출되기 때문에, 제어 가능한 도전성 디바이스가 AC 라인 전압 제로 크로싱의 시간을 통해 도통 상태로 남아있으면서, 제로 크로싱 안정화의 상술한 유리한 효과를 얻을 수 있다.
따라서, 2 및 3배선 모두의 구현 모드의 경우에, 양호하게는, 제로 크로싱 레퍼런스가 로드와 관계없이 리셋된다. 이는 명백한 일관적인 제로 크로싱 레퍼런스를 제공한다.
도 12는 제어 가능한 도전성 디바이스 Q101, Q102와 병렬인 예시적인 고주파 스위칭 전원의 단순화된 개략도이다. 전원(150)은 제어 가능한 도전성 디바이스 Q101, Q102 양단의 고전압을 저전압 전원으로 효과적으로 변환하는 스위칭 컨버터를 이용하여 고전압 로드(200)를 통해 저전류를 끌어낸다. 본 실시예는, 고전압의 제어 가능한 도전성 디바이스 쌍과 병렬로 접속된 스위칭 컨버터의 조합을 포함한다. 도 12의 MOSFET Q101, Q102는 고전압의 제어 가능한 도전성 디바이스를 나타낸다. 이 디바이스들 Q101, Q102의 게이트들은 저전압 전원(150)에 의해 전력이 공급되는 제어 회로에 의해 구동된다. 이 경우에, 이러한 조합된 시스템은 하나 이상의 전자 로우 전압 변압기(로드 200)를 제어한다.
본 발명의 양태를 보다 더 설명하기 위해, 종래의 2배선 모드 디머용으로 사용되는 종래의 선형 레귤레이터 캣 이어 전원은, 전형적으로는 고전압원에서 저전압 로드(즉, 제어 회로) 까지의 변환 전력에서 약 10%의 효율을 갖는 반면에, 본 발명의 전원은 약 75%의 효올을 갖는다. 그들의 제어 회로를 동작시키기 위해 약 50 내지 100mW의 전력 정도를 필요로 하는 전자 제어 시스템의 경우, 약 0.5 내지 1와트의 전력이 전원에서 손실된다. 일반적으로, 이것이 큰 문제는 아니다. 그러나, 주어진 평균 출력 전류에 대한 전원으로의 평균 입력 전류 및 하이 피크가 캣 이어 전원의 효율과 관련이 있다. 일반적으로는, 캣 이어 전원으로의 피크 전류는 평균 출력 전류의 적어도 10배이다. 2배선 모드 디머의 경우, 접속된 로드를 통해 캣 이어 전원에 의해 유도된 피크 전류는, 로드를 통해 흐르는 큰 전류가 없는 것으로 예상될 때 특히 오프 상태에서, 로드가 가청 노이즈를 만들게 한다. 전자 로우 전압 변압기를 통해 배향될 때 캣 이어 전원의 고평균 전류는 상술한 제로 크로스 신호에서의 변동으로 인해 플리커를 야기시킬 수 있다. 또한, 캣 이어 전원의 효율은, 입력 전압과 출력 전압 간의 차가 증가함에 따라 악화된다. 따라서, 제로 크로싱 이후의 AC 라인 전압의 약 제1의 1 밀리초를 넘어서 캣 이어 전원을 동작시키는 것을 기본적인 제한으로 한다. 캣 이어 전원을 위한 이용 가능한 전도 시간의 한계는, 작은 추가의 평균 출력 전류가 필요하면, 입력 피크 전류가 크게 상승하게 한다.
종래 기술의 전원의 단점과는 반대로, 본 발명의 전원은 많은 장점을 가지고 있다. 전원의 효율은 양호하게는 약 75%이다. 따라서, 전원의 주어진 전력 요구 조건에 대하여, 본 발명의 전원의 평균 및 피크 입력 전류는 종래 기술의 전원(예컨대, 캣 이어 전원)보다 크게 낮게될 것이다. 이 더 낮은 입력 전류는, 전자 로우 전압 변압기 타입이 로드를 동작시킬 때 특히 유리하다. 실제로, 심지어는 약 50%의 효율을 갖는 전원이 상당한 개선을 나타내고 있다. 또한, 효율은 전원의 입력과 출력 전압 간의 차와 관계없이 합리적이다. 따라서, 본 발명의 전원이 종래 기술의 캣 이어 전원과 같이, AC 라인 전압 제로 크로스의 시간 주변에서 동작하는 것으로 제한되지 않는다. 실제로, 본 발명의 전원의 이점 중 하나는 AC 라인 전압 하프 사이클 기간 전체를 통해 입력 전류를 끌어내는 능력이다.
본 발명의 전원은 양호하게는 벅크(buck) 컨버터 형태를 이용하여 전압의 스텝핑 다운을 성취한다. 당업자에게는, 다른 효율적인 고주파 스위칭 레귤레이터가 채용될 수 있음이 자명할 것이다. 이러한 또 다른 구성으로서 플라이백(flyback) 컨버터가 있다.
본 발명은, 본 발명의 사상과 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서, 적당한 컴퓨터 소프트웨어 형태, 또는 적당한 하드웨어 형태 또는 적당한 하드웨어와 소프트웨어의 조합 형태로 구현될 수 있다 이러한 하드웨어 및/또는 소프트웨어에 대한 보다 상세한 내용은 관련 일반 공중에 맹백할 것이다. 따라서, 이러한 하드웨어 및/또는 소프트웨어에 대해 덧붙일 설명이 필요하다고 생각되지는 않는다.
본 발명을 특정한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 본 발명은 도시한 상세에 제한되는 것이 아니다. 오히려, 본 발명의 사상 및 범주에서 벗어나지 않고, 특허 청구범위의 등가물의 사상 및 범주 내에서 상세에 대해 다양한 수정이 있을 수 있다.

Claims (54)

  1. 2배선 모드(two wire mode) 및 3배선 모드에서 동작가능한 전자 제어 시스템으로서,
    핫 입력 단자(hot input terminal) 및 중성(neutral) 입력 단자를 갖고 적어도 하나의 출력 신호를 생성하는 검출기를 포함하고,
    상기 출력 신호는 상기 2배선 모드 및 상기 3배선 모드 중 하나에서 상기 전자 제어 시스템을 자동적으로 동작시키는데 이용되는 전자 제어 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 출력 신호는 핫 제로 크로스(hot zero cross) 검출 신호 및 중성 제로 크로스 검출 신호를 포함하고,
    상기 검출기는,
    상기 핫 입력 단자에 결합되어 상기 핫 제로 크로스 검출 신호를 생성하는 핫 제로 크로스 검출기; 및
    상기 중성 입력 단자에 결합되어 상기 중성 제로 크로스 검출 신호를 생성하는 중성 제로 크로스 검출기를 포함하는 전자 제어 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 검출기에 결합되어 상기 출력 신호를 모니터링하고, 상기 출력 신호에 응답하여 상기 2배선 모드 및 상기 3배선 모드 중 하나를 선택하는 마이크로프로세서를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  4. 전력 소스(source of electric power)에 접속가능하고, 2배선 모드 및 3배선 모드에서 동작가능한 전자 제어 시스템으로서,
    핫 단자;
    제광된(dimmed) 핫 단자;
    중성 단자; 및
    전원을 포함하고,
    상기 전원은 상기 전력 소스로부터 전원 전류를 인출하고,
    상기 전원 전류는 상기 전자 제어 시스템이 상기 2배선 모드에서 동작할 때 상기 핫 단자와 상기 제광된 핫 단자 사이에서만 흐르고,
    상기 전원 전류의 일부는 상기 전자 제어 시스템이 상기 3배선 모드에서 동작할 때 상기 핫 단자와 상기 중성 단자 사이에서 흐르는 전자 제어 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전원은 고주파 스위칭 전원을 포함하는 전자 제어 시스템.
  6. 라인(line) 전압 제로 크로싱을 갖는 라인 전압에 접속가능한 전자 제어 시스템으로서,
    제어가능한 도전성 장치를 포함하고,
    상기 전자 제어 시스템은, 상기 제어가능한 도전성 장치가 상기 전자 제어 시스템이 상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압을 모니터링하기 전에 소정의 시간동안 도전성이 되도록 함으로써 라인 전압 제로 크로싱을 검출하도록 동작하는 전자 제어 시스템.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어가능한 도전성 장치는 상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압의 모니터링 동안 도전성이 되도록 제어되는 전자 제어 시스템.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 전자 제어 시스템은 2배선 모드에서 동작가능한 전자 제어 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어가능한 도전성 장치는, 상기 전자 제어 시스템이 상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압을 모니터링하기 전에는 비도전성이 되도록 제어되는 전자 제어 시스템.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 소정의 시간은 적어도 200㎲인 전자 제어 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압의 모니터링은 상기 라인 전압 제로 크로싱 이전에 2개의 연속적인 라인 전압 제로 크로싱간 시간의 적어도 10%에서 시작하는 전자 제어 시스템.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압의 모니터링은 상기 라인 전압 제로 크로싱의 적어도 1 밀리초(millisecond) 전에 시작하는 전자 제어 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제어가능한 도전성 장치는, 상기 전자 제어 시스템이 상기 라인 전압 제로 크로싱에 대한 상기 라인 전압을 모니터링하는 시간 동안 도전성이 되도록 제어되는 전자 제어 시스템.
  14. 제6항에 있어서,
    상기 전자 제어 시스템은 3배선 모드에서 동작가능한 전자 제어 시스템.
  15. 전자 제어 시스템에 있어서,
    상기 전자 제어 시스템의 폴트-프리(fault-free) 동작 중에는 고 임피던스 경로를 통해 구동되고, 폴트 조건이 상기 전자 제어 시스템에 의해 검출된 후에는 저 임피던스 경로를 통해 구동되는 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치를 포함하는 전자 제어 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치상에 나타나는 과전압 폴트 조건을 감지하고, 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치가 도전성이 되도록 하는 과전압 보호기를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 과전압 폴트 조건이 클리어(clear)된 후에 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 도전성을 유지시키는 래칭(latching) 회로를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 과전류 폴트 조건을 감지하고, 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치가 비도전성이 되도록 하는 과전류 보호기를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    과전류 폴트 조건이 검출된 후에, 상기 과전압 보호기가 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치를 제어하는 것을 방지하는 록아웃(lockout) 회로를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  20. 제18항에 있어서,
    과전압 폴트 조건이 검출된 후에, 상기 과전류 보호기가 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치를 제어하는 것을 방지하는 록아웃 회로를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  21. 제15항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 과전류 폴트 조건을 감지하고, 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치가 비도전성이 되도록 하는 과전류 보호기를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 과전류 폴트 조건이 클리어된 후에 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 비도전성을 유지시키는 래칭 회로를 더 포함하는 전자 제어 시스템.
  23. 제15항에 있어서,
    상기 고 임피던스 경로는, 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 도전성으로부터 비도전성으로의 천이율(transition rate)을 제어하기 위한 제1 경로 및 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 비도전성으로부터 도전성으로의 천이율을 제어하기 위한 제2 경로를 포함하는 전자 제어 시스템.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 경로들의 임피던스들은 서로 각각 독립적인 전자 제어 시스템.
  25. 제15항에 있어서,
    상기 저 임피던스 경로는, 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 도전성으로부터 비도전성으로의 천이율을 제어하기 위한 제3 경로 및 상기 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치의 비도전성으로부터 도전성으로의 천이율을 제어하기 위한 제4 경로를 포함하는 전자 제어 시스템.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 제3 및 제4 경로들의 임피던스들은 서로 각각 독립적인 전자 제어 시스템.
  27. 전원 소스로부터 로드로 전달되는 전력량을 제어하는 장치로서,
    상기 소스와 상기 로드간에 접속가능한 제어가능한 도전성 장치;
    상기 소스로부터 상기 로드로 전달되는 소정의 전력량을 나타내는 사용자 입력 신호에 응답하여, 상기 제어가능한 도전성 장치를 제어하기 위한 제어 회로 - 상기 제어 회로는 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드를 가짐 -; 및
    부가적인 입력 신호의 존재를 검출하여, 상기 부가적인 입력 신호의 존재가 검출될 때 상기 제어 회로가 상기 제1 동작 모드에서 상기 제2 동작 모드로 스위칭하도록 하는 검출기 회로
    를 포함하는 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 검출기 회로는, 상기 부가적인 입력 신호의 존재가 검출될 때 상기 부가적인 입력 신호로부터 도출된 신호가 상기 제어 회로에 제공되도록 하는 장치.
  29. 전원 소스로부터 로드로 전달되는 전력량을 제어하기 위한 장치로서,
    상기 소스와 상기 로드간에 접속가능한 제어가능한 도전성 장치 - 상기 제어가능한 도전성 장치는 도전성 상태 및 비도전성 상태를 가짐 -;
    상기 소스로부터 상기 로드로 전달되는 소정의 전력량을 나타내는 사용자 입력 신호에 응답하여 노멀(normal) 동작 모드에서 상기 제어가능한 도전성 장치를 제어하기 위한 제1 제어 회로 - 상기 제1 제어 회로는 상기 제어가능한 도전성 장치가 제1 천이율로 상기 도전성 상태와 상기 비도전성 상태간을 천이하도록 함 -; 및
    폴트 조건의 검출에 응답하여 폴트 동작 모드에서 상기 제어가능한 도전성 장치를 제어하기 위한 제2 제어 회로 - 상기 제2 제어 회로는 상기 제어가능한 도전성 장치가 상기 제1 천이율과 상이한 제2 천이율로 상기 도전성 상태와 상기 비도전성 상태간을 천이하도록 함 -
    를 포함하는 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 제1 천이율은 상기 제2 천이율보다 느린 장치.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 제1 천이율은 제1 턴-온(turn-on)율 및 제1 턴-오프(turn-off)율을 포함하고, 상기 제2 천이율은 제2 턴-온 율 및 제2 턴-오프 율을 포함하는 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 제1 턴-온 율은 상기 제2 턴-온 율과 다른 장치.
  33. 제31항에 있어서,
    상기 제1 턴-오프 율은 상기 제2 턴-오프 율과 다른 장치.
  34. 전원 소스로부터 로드로 전달되는 전력량을 제어하기 위한 장치로서,
    제1 주 단자(main terminal) 및 제2 주 단자 - 상기 제1 주 단자는 상기 전원 소스에 접속가능하고, 상기 제2 주 단자는 상기 로드에 접속가능하여, 전류가 상기 전원 소스로부터 상기 로드로 흐르도록 함 -;
    상기 로드를 통해 상기 전원 소스로부터 전원 전류를 인출하는 전원; 및
    상기 전원 소스에 접속가능한 제3 단자 - 상기 제3 단자는 상기 전원 소스에 의해 에너자이즈(energize)될 때 상기 전원 전류의 일부는 상기 로드 대신에 상기 제3 단자를 통해 흐름 -
    를 포함하는 장치.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 제1 주 단자는 상기 전원 소스의 핫 단자에 접속가능한 장치.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 제3 단자는 상기 전원 소스의 중성(neutral) 접속에 접속가능한 장치.
  37. 제34항에 있어서,
    상기 로드 대신에 상기 제3 단자를 통해 상기 전원 전류의 일부를 조정(steer)하는 다이오드를 더 포함하는 장치.
  38. AC 전력의 소스로부터 로드로 전달되는 전력량을 제어하기 위한 장치 - 상기 AC 전력은 제로 크로싱을 갖고 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인 곡선(sinusoidal)의 라인 전압을 가짐 - 로서,
    상기 AC 전력 소스와 상기 로드간에 접속가능한 제어가능한 도전성 장치; 및
    상기 제어가능한 도전성 장치의 도전성을 제어하기 위한 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 제어 회로는 상기 AC 전력 소스로부터 상기 로드로 전달되는 소정의 전력량을 나타내는 입력 신호에 응답하고,
    상기 제어 회로는 상기 실질적으로 사인 곡선의 라인 전압의 상기 제로 크로싱에 응답하여, 상기 제어가능한 도전성 장치의 도전성과 상기 실질적으로 사인 곡선의 라인 전압을 동기화시키고,
    상기 제어 회로는, 상기 AC 전력의 소스로부터 상기 로드로 전달되는 상기 소정의 전력량에 비례하는 가변 도전 시간인 상기 제어가능한 도전성 장치의 제1 도전 시간을 인에이블링하고,
    상기 제어 회로는, 상기 제1 도전 시간과 동일한 하프 사이클에서 고정된 도전 시간인 상기 제어가능한 도전성 장치의 제2 도전 시간을 인에이블링하며, 상기 제2 도전 시간은 상기 실질적으로 사인 곡선의 라인 전압의 후속 제로 크로싱의 전에 시작하고, 상기 후속 제로 크로싱에 따른 소정의 시간에 종료하며,
    상기 제어 회로는, 상기 제어가능한 도전성 장치가 상기 제1 도전 시간의 종료시와 상기 제2 도전 시간의 시작시 사이의 시간동안에는 비도전성이 되도록 하는 장치.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 제2 도전 시간은 200 ㎲인 장치.
  40. 제38항에 있어서,
    상기 제2 도전 시간은 상기 후속 제로 크로싱의 시간에 종료하는 장치.
  41. AC 라인 전압에 의해 전력이 공급되는 시스템에서 전자 변환기에 의해 구동되는 램프내의 플리커(flicker)를 감소시키는 방법으로서,
    직렬 접속가능한 제광(dimming) 회로를 통해 상기 전자 변환기에 전류를 공급하는 단계 - 상기 전류는 AC 라인 전압 하프 사이클에서 사용자 선택가능 제1 도전 시간동안 흐름 -; 및
    상기 AC 라인 전압의 후속 제로 크로싱 직전에 상기 AC 라인 전압의 동일한 하프 사이클에서 비-오버래핑(non-overlapping) 제2 도전 시간을 제공하는 단계
    를 포함하는 방법.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 제2 도전 시간은 고정된 시간의 양인 방법.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 고정된 시간의 양은 200마이크로초(microsecond)인 방법.
  44. 제41항에 있어서,
    상기 제2 도전 시간은 상기 AC 라인 전압의 상기 후속 제로 크로싱의 1000 마이크로초 전에 종료하는 방법.
  45. 전원 소스로부터 로드로 전달되는 전력량을 제어하기 위한 전력 제어 장치에 있어서,
    제1 및 제2 주 단자 - 상기 제1 주 단자는 상기 전원 소스에 접속가능하고, 상기 제2 주 단자는 상기 로드에 접속가능하여, 전류가 상기 전원 소스로부터 상기 로드로 흐르도록 함 -; 및
    상기 전원 소스로부터 및 상기 로드를 통해 전원 전류를 인출하는 전원 - 상기 전원은 50% 이상의 효율을 가짐 -
    을 포함하는 전력 제어 장치.
  46. 제45항에 있어서,
    상기 전원은 스위칭형 전원인 전력 제어 장치.
  47. 제46항에 있어서,
    상기 전원은 벅 컨버터(buck converter)형 스위칭 전원인 전력 제어 장치.
  48. 제46항에 있어서,
    상기 전원은 플라이백(flyback)형 스위칭 전원인 전력 제어 장치.
  49. 제45항에 있어서,
    상기 제1 주 단자 및 상기 제2 주 단자에 접속된 제어가능한 도전성 장치를 더 포함하고, 상기 전원은 상기 제어가능한 도전성 장치의 도전 및 비도전 시간 모두 동안 동작가능한 전력 제어 장치.
  50. 제45항에 있어서,
    상기 전원은 AC 라인 전압 하프 사이클의 선택된 시간동안만 동작하도록 제한되는 전력 제어 장치.
  51. 2배선 모드에서 로드에 접속가능한 적어도 하나의 제어가능한 도전성 장치를 포함하는 전력 제어 장치의 제어 회로에 전력을 공급하는 방법으로서,
    상기 제어가능한 도전성 장치가 비도전성 상태일 때, 커패시터를 상기 로드를 통해 소정의 고 전압으로 충전시키는 단계; 및
    소정의 효율을 갖는 컨버터를 이용하여 상기 커패시터로부터 전류를 인출하여 상기 제어 회로의 동작을 위해 전원 전압을 제공하는 단계
    를 포함하는 방법.
  52. 제51항에 있어서,
    상기 컨버터는 스위치 모드형 컨버터인 방법.
  53. 제51항에 있어서,
    상기 컨버터는 플라이백형 컨버터인 방법.
  54. 제51항에 있어서,
    상기 컨버터는 적어도 50%의 효율을 갖는 방법.
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