ES2371160T3 - Procedimiento electrónico de control. - Google Patents
Procedimiento electrónico de control. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2371160T3 ES2371160T3 ES08172243T ES08172243T ES2371160T3 ES 2371160 T3 ES2371160 T3 ES 2371160T3 ES 08172243 T ES08172243 T ES 08172243T ES 08172243 T ES08172243 T ES 08172243T ES 2371160 T3 ES2371160 T3 ES 2371160T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- voltage
- load
- circuitry
- converter
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
- H05B39/04—Controlling
- H05B39/08—Controlling by shifting phase of trigger voltage applied to gas-filled controlling tubes also in controlled semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
- H03K17/6874—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
- H05B39/04—Controlling
- H05B39/041—Controlling the light-intensity of the source
- H05B39/044—Controlling the light-intensity of the source continuously
- H05B39/048—Controlling the light-intensity of the source continuously with reverse phase control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Abstract
Un procedimiento para suministrar potencia a una circuitería de control (190), de un dispositivo de control de potencia (160) en un sistema electrónico de control (100), incluyendo el dispositivo de control de potencia (160) por lo menos un dispositivo controlablemente conductor, (Q101, Q102), comprendiendo el procedimiento: cargar un condensador (C10) a través de una carga (200) hasta una alta tensión predeterminada únicamente cuando dicho dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) se encuentra en estado no-conductivo, en el que el dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) es conectable a la carga (200) en un modo de dos hilos de dicho sistema electrónico de control (100) y controla si la carga (200) está siendo o no activada; y extraer corriente de dicho condensador (C10) usando un convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12), que tiene una eficiencia predeterminada para suministrar una tensión de suministro de potencia (TP11) para la activación de dicha circuitería de control (190) tanto cuando la carga (200) está siendo activada, como cuando la carga (200) no está siendo activada, en el que el dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) controla la carga (200) que debe activarse cuando el dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) está en estado no conductor y que no debe activarse cuando el dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) está en el estado no-conductor.
Description
Procedimiento electrónico de control.
La presente invención se refiere en general a
circuitos y sistemas electrónicos de control y, más particularmente,
a circuitos y sistemas de control de la iluminación.
Existen muchas solicitudes en las que es
deseable controlar la cantidad de potencia eléctrica media
suministrada a una carga. Un ejemplo de dichas solicitudes es el uso
de un regulador de iluminación para controlar la potencia de salida
de una lámpara. Un regulador actúa normalmente mediante el control
de la conducción de corriente a través de la carga. Un dispositivo
controlablemente conductor está sincronizado a la tensión ce la
línea de CA y es controlado para conducir durante un intervalo
predeterminado en cada semi-ciclo de tensión de la
línea de CA. Es decir, la carga sólo recibe potencia (está activada)
para una parte del semi-ciclo de tensión de la línea
de CA. Cuanto mayor es el tiempo de conducción, más potencia se
suministra a la carga. Siguiendo la misma lógica, cuanto menor es el
tiempo de conducción, menos potencia se suministra a la carga.
Existen principalmente dos procedimientos para
controlar cargas de CA tales como cargas de iluminación, control de
fase directa y control de fase inversa. Un dispositivo
controlablemente conductor es un dispositivo cuya conducción puede
controlarse mediante una señal externa. Estos incluyen dispositivos
tales como transistores de efecto de campo semiconductor de óxido
de metal (MOSFET), transistores bipolares de puerta aislada (IGBT),
transistores de conexión bipolar (BJT), triacs, rectificadores
controlados por silicio (SCRs), relés, conmutadores, tubos de vacío
y similares. Estos dos procedimientos de control utilizan los
estados conductor y no conductor de un dispositivo controlablemente
conductor para controlar la potencia en una carga y sincronizar la
conducción y no conducción de los dispositivos controlablemente
conductores a los cruces cero de la fuente de tensión de la línea de
CA.
Para activar la carga, el procedimiento de
control de fase directa, tal como se ilustra en la Figura 13,
sincroniza un dispositivo controlablemente conductor a la fuente de
la potencia de CA y controla el dispositivo controlablemente
conductor para que sea no conductor durante la primera parte de un
semi-ciclo de tensión de la línea de CA,
controlando acto seguido el dispositivo controlablemente conductor
para que sea conductor durante la parte restante del
semi-ciclo de tensión de la red de CA. En el
procedimiento de control de fase inversa, tal como se ilustra en la
Figura 14, los períodos de no conducción y conducción se invierten
con relación al tiempo. Es decir, para activar la carga, el
dispositivo controlablemente conductor es controlado para que sea
conductor durante la primera parte del semi-ciclo de
tensión de la línea de CA, seguido por un período de no conducción
en el mismo semi-ciclo. El procedimiento de control
de fase inversa se utiliza a menudo
\hbox{para la operación de
cargas capacitivas tales como transformadores
electrónicos.}
En los sistemas de control basados en el control
de fase directa, el dispositivo controlablemente conductor es a
menudo un triac o un SCR. Estos dispositivos pueden controlarse para
que sean no conductores o conductores. No obstante, si se controlan
para que sean conductores, únicamente pueden hacerse no conductores
permitiéndose que la corriente que pasa a través de ellos sea cero.
Debido a esta característica, estos tipos de dispositivos
controlablemente conductores no se utilizan para sistemas de control
basados en el control de fase inversa, donde es necesaria la
capacidad de activar y desactivar la conducción.
Los controles electrónicos necesitan recibir un
suministro de potencia a fin de activar sus electrónicas asociadas.
Además, muchos controles requieren información sobre temporización
relacionada con la frecuencia de la línea. Los controles que
únicamente poseen dos terminales de potencia tienen uno de estos
terminales (el terminal activo) conectado a un hilo activo de una
fuente de potencia de CA y el otro terminal (el terminal activo
reducido) conectado a un primer terminal de una carga. Los controles
con este tipo de conexión se denominan a menudo controles "de dos
hilos". Los controles de dos hilos que están conectados en serie
con sus cargas deben cargar sus suministros de potencia y obtener
información de la temporización a través de esta carga. La carga
puede tener a menudo una amplia gama de impedancia de entrada. Así
pues, el funcionamiento del suministro de potencia y el circuito de
temporización se ve a menudo comprometido en el esquema de conexión
de dos hilos. No obstante, una conexión de dos hilos es necesaria
cuando el control está cableado en una solicitud donde no se dispone
de un hilo neutro.
Los controles que tienen conexiones al hilo
activo, a la carga y al hilo neutro, se denominan a menudo como
controles "de tres hilos". Cuando se dispone de un hilo neutro
desde la fuente de potencia de CA para su conexión a un terminal
neutro del control, la información sobre la fuente de potencia y el
cruce cero se puede obtener independientemente de la carga
conectada, mejorándose así el rendimiento. En muchas solicitudes, no
está disponible un hilo neutro desde la fuente de potencia de CA. En
consecuencia, se necesita un control que pueda actuar correctamente
como un control de dos hilos o un control de tres hilos, permitiendo
así que el control sea utilizado en una amplia gama de aplicaciones
de campo con gran flexibilidad.
La técnica anterior para desarrollar un
suministro de potencia de baja tensión no aislada a partir de una
fuente de alta tensión, tal como la tensión de línea de CA,
utilizaba circuitos tales como un suministro de potencia "cat
ear". Dicho sistema conduciría a o cerca del cruce cero de
tensión de línea a fin de recargar un condensador de almacenamiento
de energía. Dichos sistemas actúan normalmente de forma adecuada en
la región de alrededor de 1 milisegundo desde el cruce cero de la
tensión de línea. El funcionamiento fuera de esta ventana de tiempo
puede provocar que se disipe demasiada potencia en el suministro de
potencia.
El suministro de potencia "cat ear" tiene
unos picos relativamente elevados y unas corrientes de entrada media
elevadas, en relación con la corriente media suministrada a la carga
de CD conectada. Esta corriente de entrada media elevada presenta un
problema importante cuando esta tecnología de suministro se utiliza
con tipos de carga de tensión electrónica baja (ELV) en los
reguladores de control de fase conectados en forma de dos hilos. Se
necesita un suministro para la circuitería de control de baja
tensión que tenga corrientes de entrada media bajas a través de la
carga de alta tensión. Asimismo, los suministros clásicos de
potencia de la técnica anterior han sido relativamente ineficientes,
de tal modo que necesitan corrientes de entrada media superiores
para suministrar los requisitos de potencia de los reguladores
clásicos de la técnica anterior.
Otro inconveniente de los suministros de
potencia de la técnica anterior para los dispositivos de control de
la iluminación es que las pérdidas de potencia en los suministros de
potencia aumentan con la cantidad de corriente necesaria que debe
ser entregada por el suministro de potencia. La tendencia en los
controles modernos de iluminación es la de incorporar más
características y funcionalidad. Estas características y
funcionalidad requieren siempre incrementar las cantidades de
corriente a proporcionar por el suministro de potencia. Así pues, es
deseable proporcionar un suministro de potencia para un control de
la iluminación capaz de suministrar eficientemente mayores
cantidades de corriente de las que están ahora disponibles a partir
de los suministros de potencia de la técnica anterior, sin las
pérdidas de potencia asociadas a dichos suministros de potencia de
la técnica anterior.
Existe una variedad de condiciones de fallo que
pueden sufrir los controles de iluminación, incluidas, por ejemplo,
las condiciones de sobretensión y sobrecorriente. Las condiciones
de sobretensión pueden estar provocadas, por ejemplo, por la
activación o desactivación de cargas magnéticas cercanas y
conectadas, el acoplamiento capacitivo al hilo en paralelo actúa con
cargas transitorias repentinas, descargas de rayos, etc. Las
condiciones de sobrecorriente pueden estar provocadas, por ejemplo,
por cargas cortocircuitadas, cargas conectadas que superan la
velocidad de los controles, condiciones de mal cableado, etc. Los
dispositivos semiconductores, tales como los MOSFETs, tienen límites
en relación con la cantidad de tensión y corriente que pueden
soportar sin fallar. A fin de proteger un control que utiliza estos
dispositivos semiconductores contra los fallos, preferentemente
estos límites nunca se superan. Una rápida detección de las
condiciones de fallo y una pronta reacción frente a las mismas es
deseable a fin de proteger los dispositivos.
Por el contrarío, durante el funcionamiento
normal, las gamas de transición entre los estados conductor y no
conductor de estos dispositivos semiconductores son controladas para
que sean lentas. Estas gamas lentas de transición se utilizan, por
ejemplo, para limitar las formas de onda de tensión y corriente que
recibe la carga, para cumplir con los límites de interferencia de
radiofrecuencia (RFI) radiada y conducida, o limitar el sonido de la
tensión provocado por el cableado de potencia inductiva. No
obstante, estas gamas lentas de transición durante el funcionamiento
normal son demasiado lentas para la protección adecuada de estos
dispositivos semiconductores. Así pues, existe la necesidad de una
circuitería de protección que actúe para provocar rápidas gamas de
transición en condiciones de fallo, permitiendo al mismo tiempo que
estos dispositivos semiconductores actúen con gamas bajas de
transición en condiciones normales de funcionamiento.
La patente JP 10295072 describe un convertidor
de potencia semiconductor dispuesto para suministrar de forma
estable potencia eléctrica al circuito de accionamiento tipo puerta
de un elemento de conmutación del tipo de
auto-extinción de arco.
Según un aspecto de la presente invención, se
proporciona un procedimiento para suministrar potencia a la
circuitería de control de un dispositivo de control de potencia en
un sistema electrónico de control, incluyendo dicho dispositivo de
control de potencia por lo menos un dispositivo controlablemente
conductor, comprendiendo el procedimiento: cargar un condensador a
través de una carga hasta una alta tensión predeterminada únicamente
cuando dicho dispositivo controlablemente conductor se encuentra en
estado no conductor, en el que el dispositivo controlablemente
conductor es conectable a la carga en el modo de dos hilos de dicho
sistema electrónico de control y controla si la carga está siendo o
no activada; y extraer corriente de dicho condensador usando un
convertidor que tiene una eficiencia predeterminada para suministrar
una tensión de suministro de potencia para la activación de dicha
circuitería de control tanto cuando la carga está siendo activada
como cuando la carga no está siendo activada, en el que el
dispositivo controlablemente conductor controla la carga que debe
activarse cuando el dispositivo controlablemente conductor está en
estado conductor y no debe activarse cuando el dispositivo
controlablemente conductor está en estado no conductor.
En los dibujos:
La Figura 1 es un diagrama de bloques de alto
nivel de un ejemplo de sistema de control;
La Figura 2 es un diagrama de bloques de un
ejemplo de sistema del control;
La Figura 3 es un diagrama esquemático del
circuito de una parte de un ejemplo de sistema de control;
La Figura 4 es un diagrama esquemático del
circuito de otra parte de un ejemplo de sistema de control;
La Figura 5 es un diagrama esquemático del
circuito de otra parte de un ejemplo de sistema de control;
La Figura 6 es un diagrama esquemático del
circuito de otra parte de un ejemplo de sistema de control;
La Figura 7 es un diagrama de bloques
simplificado de un ejemplo de accionador de transistor;
La Figura 8 es un diagrama de bloques
simplificado de un ejemplo de detector de cruce cero;
La Figura 9 es un diagrama esquemático
simplificado de un ejemplo de circuito de dirección;
La Figura 10 es un diagrama esquemático
simplificado de un ejemplo del sistema utilizado para eliminar
indicación falsa de cruce cero, junto con ejemplos de diagramas de
tiempo;
La Figura 11 es un diagrama esquemático de
circuito del ejemplo de una carga para su uso con la presente
invención;
La Figura 12 es un diagrama de bloques de un
ejemplo del sistema que comprende un suministro de potencia de baja
tensión en paralelo a un dispositivo controlablemente conductor de
alta tensión;
La Figura 13 es un diagrama que ilustra un
ejemplo de una forma de onda de control de fase directa; y
La Figura 14 es un diagrama que ilustra un
ejemplo de una forma de onda del control de fase inversa.
Un sistema electrónico de control, y en
particular un controlador de iluminación, puede determinar
automáticamente si operar en modo de dos hilos o de tres hilos (es
decir, operar con o sin conexión a un hilo neutro). El controlador
detecta si hay una conexión con hilo neutro al sistema electrónico
de control, y ajusta su funcionamiento en consecuencia. El sistema
electrónico de control selecciona automáticamente y supervisa
continuamente el plan de conexión y se utiliza como controlador o
regulador de la iluminación; y tiene una más amplia aplicación en
otros controles electrónicos.
La Figura 1 es un diagrama de bloques de alto
nivel de un ejemplo del sistema según la presente invención. Un
sistema electrónico de control 100, también denominado aquí
controlador de iluminación o regulador, está conectado
preferentemente entre una fuente de entrada, tal como una tensión de
línea de CA, y un primer terminal de una carga 200, tal como una
lámpara de incandescencia o un transformador electrónico de baja
tensión (ELV) con una carga de lámpara conectada. Una tensión de
línea de CA clásica comprende una fuente de potencia unifásica, de
120 volt y 60 Hz. La línea de CA puede comprender también una fuente
de potencia unifásica, de 220 a 240 volt, y 50 Hz, o similar.
El sistema electrónico de control 100 comprende
un terminal activo, un terminal activo regulado, y un terminal
neutro que está opcionalmente conectado al hilo neutro de la línea
de CA. El hilo neutro de la línea de CA está también conectado a un
segundo terminal de la carga 200.
El sistema electrónico de control 100 controla
el flujo de corriente a la carga 200 utilizando un control de fase
directa o bien un control de fase inversa basado en una selección
predeterminada. Para cargas electrónicas de baja tensión, es
conveniente funcionar con el control de fase inversa dado que las
cargas electrónicas de baja tensión tienen una impedancia de entrada
capacitiva. Si se utiliza el control de fase directa para controlar
las cargas electrónicas de baja tensión, puede fluir una importante
corriente transitoria cuando el dispositivo controlablemente
conductor del sistema electrónico de control pasa de un estado no
conductor a un estado conductor.
El sistema electrónico de control 100 detecta si
el hilo neutro está conectado y ajusta su funcionamiento en
consecuencia. En particular, tal como se describe con más detalle a
continuación, un microprocesador supervisa la salida de un detector,
y determina cuál de los modos de dos hilos o de tres hilos debe
utilizarse por el sistema electrónico de control para controlar la
carga conectada.
La Figura 2 es un diagrama de bloques de un
ejemplo del sistema electrónico de control 100, y las Figuras 3, 4,
5 y 6 son diagramas esquemáticos de circuito de diferentes partes de
un ejemplo de un sistema electrónico de control 100. El sistema
electrónico de control 100 comprende un detector de cruce cero 110,
un circuito 120 de protección contra la sobretensión, un circuito de
protección 130 contra la sobrecorriente, un suministro de potencia
150, un circuito de salida 160, y un microprocesador 190. El
terminal activo y el terminal neutro están conectados al detector de
cruce cero 110, y el terminal activo regulado están previstos al
circuito 120 de protección contra la sobretensión.
El suministro de potencia 150 es preferentemente
un suministro de potencia conmutador con elevada eficiencia (por
ejemplo, una eficiencia superior a un 50% aproximadamente). Más
particularmente, con respecto a la Figura 3, al suministro de
potencia 150 se le proporciona suficiente energía tanto en el modo
de dos hilos o de tres hilos. Los diodos D1, D2, D60, D61, y los dos
diodos de cuerpo de los MOSFETs Q101 y Q102 (en el circuito de
salida 160 ilustrado en la Figura 5) forman un puente de onda
completa para la corriente de suministro de potencia que fluirá en
ambos semi-ciclos de tensión de la línea de CA.
En el caso de un sistema electrónico de control
con el terminal neutro conectado al hilo neutro de tensión de la
línea de CA (modo de tres hilos), el condensador de barra C10 del
suministro de potencia 150 se carga extrayendo la corriente de la
fuente de potencia de CA a través del hilo activo y el hilo neutro
en el semi-ciclo negativo de tensión de la línea de
CA y a través del hilo activo y la carga en el
semi-ciclo positivo de tensión de la línea de CA. En
el caso de modo de dos hilos, el condensador de barra C10 es cargado
en ambos semi-ciclos a través de la carga cuando el
valor absoluto de la tensión de línea de CA es mayor que la tensión
del condensador de barra V_{BUS} y los dispositivos
controlablemente conductores son no conductores. El diodo D10 de la
Figura 3 impide que el condensador de barra C10 se descargue a
través de otra circuitería conectada. El condensador de barra C10 se
utiliza como fuente de alta tensión DC para activar un convertidor
eficiente de potencia a fin de proporcionar una DC de baja tensión
para operar los circuitos de control del sistema electrónico de
control.
El convertidor eficiente de potencia actúa del
modo siguiente, utilizando la topología conocida del convertidor
buck. El convertidor eficiente de potencia incluye los componentes
principales U10, L10, C13, y un circuito de regulación que incluye
componentes principales U11, Z10 y R12. Cuando la tensión a través
del condensador C13 está por debajo del umbral de tensión
determinado por la combinación de la serie de zener Z10 y la caída
de tensión del diodo del optoacoplador U11, la corriente no fluirá a
través de dichos componentes, y en consecuencia el transistor
optoacoplado del optoacoplador U11 estará apagado. Cuando el
transistor está apagado, ninguna corriente puede fluir del pin o
terminal activador 4 del controlador U10 (tal como, por ejemplo, un
TNY253 IC fabricado por Power Integrations, Inc. San José,
California) a su pin de fuente 2, 3, permitiendo así que el
controlador U10 empiece a ser conmutado a fin de elevar el nivel de
tensión de salida de C13. El controlador U10 se encenderá entonces a
su MOSFET interno, permitiendo de ese modo que la corriente fluya
desde la descarga hasta la fuente, a través del inductor L10 hasta
el interior del condensador de salida C13. La gama de elevación de
esta corriente está limitada por la inductancia del inductor L10.
Cuando la corriente del MOSFET interno alcanza el umbral fijado
internamente del controlador U10, se apaga el MOSFET interno. La
corriente continuará fluyendo alrededor del bucle definido por el
inductor L10, el condensador C13, y el diodo D11, hasta que la
corriente en el inductor llegue a cero. Este ciclo de conmutación se
repite a una gama máxima de 44 kHz tal como establece el controlador
U10, hasta que la tensión a través del condensador C13 supera el
umbral de tensión determinado por la combinación en serie de zener
Z10 y la caída del diodo LED del optoacoplador U11. Cuando se
supera este umbral de tensión, la corriente comenzará a fluir a
través de estos componentes, encendiendo de ese modo el transistor
optoacoplado del optoacoplador U11. Cuando se enciende este
transistor, el pin activador 4 del controlador U10 se conecta en
consecuencia al pin de fuente 3, y de acuerdo con el funcionamiento
del controlador U10, se termina la conmutación. Además, el pin
activador 4 puede ser utilizado para seleccionar un modo de
activación o no activación del suministro de potencia. Este pin
puede utilizarse para limitar el funcionamiento del suministro de
potencia a tiempos seleccionados del semi-ciclo de
tensión de la línea de CA. Dado que los suministros de potencia del
modo de conmutación generan ruido eléctrico, es conveniente limitar
el funcionamiento del suministro de potencia a tiempos en que no
están funcionando otros circuitos sensibles al ruido.
En anteriores sistemas electrónicos de control
que incluyen un suministro de potencia que utiliza un convertidor de
conmutación de alta frecuencia, el suministro de potencia está
conectado para extraer corriente directamente desde una fuente de
baja impedancia tal como una tensión de línea de CA. En un aparato,
el suministro de potencia, que utiliza un convertidor de conmutación
de alta frecuencia, extrae corriente a través de la carga que puede
tener normalmente una alta impedancia.
Es conveniente proporcionar un circuito 120 de
protección contra la sobretensión y un circuito 130 de protección
contra la sobrecorriente que detectarán y reaccionarán a una
condición de sobretensión o de sobrecorriente a través de un
dispositivo controlablemente conductor en un sistema electrónico de
control para proteger de daños al sistema electrónico de
control.
En la Figura 4 se ilustran detalles de circuito
de un ejemplo del circuito 120 de protección contra la sobretensión
y un ejemplo del circuito 130 de protección contra la
sobrecorriente. En el arranque, una tensión de referencia V_{REF}
para los comparadores U110:A, U110:B se deriva desde el raíl de
accionamiento, Vc, del MOSFET 8V, a través del resistor R114 de
limitación de corriente, de un zener de regulación de tensión Z111,
y de un condensador de desacoplamiento del ruido C111. Es
conveniente activar los comparadores en IC U110 con 8 V, en lugar de
con 5 V, para permitir el uso de un zener de codo agudo y 5,6 V como
tensión de referencia con la que se comparan los circuitos de
detección. Una referencia bien regulada de tensión ajusta la ventana
de tolerancia en los circuitos de detección.
La Figura 7 contiene un diagrama de bloques
simplificado de un ejemplo de circuito de salida. En la Figura 5 se
ilustran los detalles de un ejemplo del circuito de salida 160. Es
bien conocido que la gama de transición entre los estados de
conducción de un MOSFET puede ser controlada seleccionando la
impedancia del circuito de accionamiento. Cuanto mayor es la
impedancia, más lenta es la gama de transición. Los transistores de
salida Q101 y Q102 son accionados a través de la vía de alta
impedancia 165, durante el funcionamiento normal, y a través de la
vía de baja impedancia 162 (Figura 4) durante una condición de
fallo. El microprocesador 190 está conectado a la vía de alta
impedancia 165 y los circuitos de protección 120, 130. Los circuitos
de protección 120, 130 están también conectados a la vía de baja
impedancia 162. Cuando los circuitos de protección 120, 130 detectan
un fallo, se activa la vía de baja impedancia 162. La vía de baja
impedancia 162 está activa únicamente cuando se detecta un fallo. La
vía de fallo supera la vía normal proporcionada por la vía de alta
impedancia 165.
En el funcionamiento normal, se utiliza la vía
de alta impedancia 165. Los transistores Q101 y Q102 son encendidos
a través de los resistores R103 y R104, y son apagados a través del
resistor R104. Durante el funcionamiento normal, el control de
transistor es proporcionado por dos puertos de microprocesador, el
Accionamiento de Puerta y el Complemento del Accionamiento de Puerta
(ilustrados en la Figura 6). Para encender los MOSFETs Q101 y Q102,
el Accionamiento de Puerta es activado en alto, encendiendo así el
transistor Q100:B (ilustrado en la Figura 5), y encendiendo de ese
modo el transistor Q100:A, que aplica 8 V a las puertas de los
MOSFETs Q101 y Q102 a través de una resistencia establecida por la
combinación en serie de los resistores R103 y R104. Cuando el
Accionamiento de Puerta está en alto, el Complemento del
Accionamiento de Puerta se encuentra bajo, con lo que se apaga el
transistor Q123:B, y se abre así la vía de corriente de 8 V al común
del circuito.
Para apagar los MOSFETs Q101 y Q102, el
Accionamiento de Puerta se lleva a la posición baja, con lo que se
apaga el transistor Q100:B, con lo que se apaga el transistor
Q100:A, abriendo la vía de corriente del raíl de 8 V a las puertas
de los MOSFETs Q101 y Q102. El Complemento de Accionamiento de
Puerta se activa a la posición alta, encendiendo el transistor
Q123:B, y descargando así las puertas de los MOSFETs Q101 y Q102 a
través del resistor R104.
Los MOSFETs Q101 y Q102 son activados a través
de la vía de alta impedancia para reducir las emisiones de RFI
durante la operación normal. Durante una condición de fallo, los
MOSFETs Q101 y Q102 son activados a través de la vía de baja
impedancia para cerrarlos rápidamente.
Durante el funcionamiento normal, la tensión en
el terminal de entrada de inversión del comparador U110:A (el
comparador del circuito de protección contra la
sobre-tensión (OVP)) es menor que la tensión de
referencia de 5,6 V, de modo que la salida de este comparador
U110:A es de alta impedancia. Esta alta impedancia mantendrá el
transistor Q111.A apagado y los MOSFETs 0101 y Q102 no se ven
afectados. El puerto OVP_RESET del microprocesador (ilustrado en la
Figura 6) está en bajo siempre que los MOSFETs Q101 y Q102 están
apagados, apagando así el transistor Q111:B y habilitando el
detector.
Además, la tensión de referencia en el terminal
de inversión del comparador U110:B (el comparador del circuito de
protección contra la sobrecorriente (OCP)) es menor que los 8 V en
la terminal de no-inversión, de modo que la salida
de este comparador U110:B es de alta impedancia y los MOSFETs Q101 y
Q102 no se ven afectados. Los diodos DN111:1 y DN120:1 proporcionan
aislamiento entre los MOSFETs Q101 y Q102 y la circuitería de
protección 120, 130.
Durante una condición de fallo por sobretensión,
a medida que se eleva la tensión en los MOSFETs Q101 y Q102, lo hace
también la tensión dividida en el nodo común de los resistores R110
y R111. Cuando la tensión de este nodo, que está también conectado
al terminal de inversión del comparador U110:A, supera la tensión de
referencia V_{REF}, la salida del comparador U110A se colocará en
posición baja, encendiendo de ese modo el transistor Q111:A,
aplicando así tensión de accionamiento a las puertas de los MOSFETs
Q101 y Q102 a través de una vía de baja impedancia fijada por el
resistor R129. La vía de baja impedancia permite que los MOSFETs
Q101 y Q102 se enciendan en una velocidad o gama superior a la del
modo normal de funcionamiento. Dado que los transitorios de tensión
pueden ser del orden de varios miles de voltios, la tensión de
entrada al comparador OVP es bloqueada con seguridad por el diodo
DN110:1 hasta un máximo de aproximadamente 8,6 V.
El circuito 120 del OVP queda enganchado,
incluso después de que se ha arreglado la condición de fallo,
gracias a la acción de realimentación del diodo DN111:2. Esta
realimentación mantiene la tensión del terminal de inversión del
comparador U110:A por encima de la tensión de referencia V_{REF},
manteniendo de ese modo encendido el transistor Q111:A.
El enganche OVP se elimina colocándose
brevemente en alto el puerto OVP_RESET del microprocesador,
encendiendo así el transistor Q111:B y activando el pin 2 del
comparador U110:A por debajo de la tensión de referencia V_{REF},
accionándose así la salida del comparador U110:A a una alta
impedancia.
A fin de impedir que se produzca una condición
oscilatoria entre la protección contra sobretensiones y la
protección contra sobrecorrientes cuando se dispara un circuito de
protección, se bloquea el otro circuito de protección. Cuando se
activa el circuito 120 de protección contra la sobretensión, el
circuito 130 de protección contra la sobrecorriente se desactiva a
través del diodo DN120. Cuando se activa el circuito 120 de
protección contra la sobretensión el ánodo de DN120 estará en
aproximadamente 7,4 V, y esto mantendrá el terminal de no inversión
del comparador U110:B de protección contra la sobrecorriente lo
suficientemente por encima de la tensión de referencia V_{REF},
incluso si el circuito 130 de protección contra la sobrecorriente
intenta atraer el terminal de no inversión a la posición baja. Esto
efectivamente desactiva el comparador U110:B de protección contra la
sobrecorriente.
Durante una condición de fallo por
sobrecorriente, a medida que aumenta la corriente a través de los
MOSFETs, aumenta la tensión a través del resistor R109 (en el
circuito de salida 160). A medida que la tensión se acerca a 0,6 V,
el transistor Q120:A o Q120:B comenzará a encenderse dependiendo de
la dirección del flujo de la corriente. El encendido de los
transistores Q120:A, Q120:B atraerá el terminal de no inversión del
comparador U110:B por debajo de la tensión de referencia V_{REF},
cambiando así la salida del comparador a bajo. Esta salida baja
apaga rápidamente los MOSFETs Q101 y Q102 a través del diodo DN120:1
y el resistor R128. Los resistores R124 y R121 y los condensadores
C120, C121 y C122 proporcionan la filtración del ruido.
El circuito 130 de protección contra la
sobrecorriente permanece enganchado, incluso después de que ha
finalizado la condición de fallo, gracias a la acción de
realimentación del diodo DN120:2. Esta realimentación mantiene el
terminal de no inversión del comparador U110:B por debajo de la
tensión de referencia V_{REF}, manteniendo por tanto la salida en
bajo. El circuito de protección contra la sobrecorriente se repone
cuando se eleva el Complemento de Accionamiento de Puerta,
encendiendo el transistor Q123:B (en el circuito de salida 160), que
entonces enciende el transistor Q123:A, accionando de ese modo el
terminal de no inversión del comparador U110:B a 8 V y eliminándose
el enganche.
Cuando se activa el circuito 130 de protección
contra la sobrecorriente, se desactiva el circuito 120 de protección
contra la sobretensión a través del diodo DN110. Cuando baja la
salida del comparador U110:B de protección contra la sobrecorriente,
el terminal de inversión del comparador U110:A de protección contra
la sobretensión es atraído a aproximadamente 0,8 V, impidiendo así
que se active el circuito de protección contra la sobretensión.
Los comparadores de tensión U110:A y U110:B
proporcionan precisión y una rápida velocidad de reacción y trabajan
bien en una amplia gama de temperaturas. Cada comparador tiene un
tiempo de respuesta especificado de aproximadamente 1,5 \museg con
un máximo de unos 5 mV. La tensión de desviación de entrada tiene un
valor típico, especificado de aproximadamente 2,0 mV a 25ºC. El
tiempo de respuesta de entrada a salida de los comparadores con
entradas alimentadas a los raíles es de aproximadamente 90
nanosegundos. En el circuito 130 de protección contra la
sobrecorriente, el tiempo desde el cruce V_{REF} de entrada al
punto de apagado al 90% del MOSFET fue medido, siendo de
aproximadamente 3,5 \museg. En el circuito 120 de protección
contra la sobretensión, el tiempo desde el cruce V_{REF} de
entrada al punto de encendido al 90% del MOSFET fue medido, siendo
de aproximadamente 2,0 \museg.
La Figura 8 es un diagrama de bloques
simplificado de un ejemplo de detector 110 de cruce cero. El
detector 110 del cruce cero comprende un detector 112 de cruce cero
en activo que proporciona una señal de detección de cruce cero en
activo y un detector 115 de cruce cero neutro que proporciona una
señal de detección de cruce cero neutro cuando el terminal neutro
está conectado a un hilo neutro. El microprocesador 190 supervisa la
salida de los detectores 112 y 115. Si el microprocesador 190
detecta una señal de detección del cruce cero neutro, se determina
que la conexión es una conexión de tres hilos y se activa el modo de
tres hilos, en el que la señal de detección del cruce cero neutro
desde el detector neutro 115 se utiliza para la temporización. En
caso contrario, se determina que la conexión es una conexión de dos
hilos y se activa el modo de dos hilos en el que la señal de
detección de cruce cero en activo desde el detector en activo 112 se
utiliza para la temporización.
Con respecto al detector 110 de cruce cero, un
ejemplo del cual se ilustra con más detalle en la Figura 3, la
generación de la señal de detección de cruce cero en activo, que se
utiliza en el modo de dos hilos, se realiza a través del detector
112 de cruce cero en activo que está conectado entre el terminal en
activo y el común del circuito. El común del circuito está conectado
al terminal en activo amortiguado a través del diodo del cuerpo de
MOSFET Q102 y está conectado al terminal en activo del diodo del
cuerpo de MOSFET Q101. El común del circuito tendrá la misma
potencia que el terminal en activo amortiguado durante el
semi-ciclo positivo de tensión de la línea de CA y
tendrá la misma potencia que el terminal en activo durante el
semi-ciclo negativo de tensión de la línea de CA.
Los resistores R63 y R64 dividen la tensión entre activo y común del
circuito. Cuando esta tensión dividida llega a aproximadamente 0,6
V, el transistor Q60:Q se encenderá, atrayendo así el puerto del
microprocesador en posición normalmente lógica en alto, HOT_ZC
(ilustrado en la Figura 6), al común del circuito. El
microprocesador detecta esta transición y adquiere por tanto la
información de temporización de cruce cero. En el detector 112, el
condensador C61 es un condensador de desconexión del ruido.
Cuando el terminal neutro del sistema
electrónico de control está conectado al hilo neutro, es conveniente
obtener información de temporizacíón del cruce cero desde el
detector del cruce cero neutro que está conectado entre el terminal
neutro y el terminal activo. La obtención de información de
temporizacíón del cruce cero de este modo es independiente de la
carga conectada y no está sujeta a variaciones en la carga que
pueden provocar cambios en el tiempo del cruce cero, particularmente
en los casos de cargas magnéticas o capacitivas. Además, la
información de cruce cero puede obtenerse incluso cuando el sistema
electrónico de control está aplicando plena potencia de línea a la
carga. Cuando se está suministrando plena potencia a la carga 200,
el detector de cruce cero activo 112 no produce una señal dado que
el terminal activo y el terminal activo amortiguado están a
prácticamente el mismo potencial y, así pues, no existe
prácticamente tensión alguna entre el terminal activo y el común del
circuito.
El detector de cruce cero neutro 115 crea
transiciones del mismo modo que el detector de cruce cero activo
112, pero las señales de salida están conectadas al puerto del
microprocesador NEUT_ZC. El detector de cruce cero neutro 115 emplea
dos diodos que no emplea el detector de cruce cero activo 112: el
diodo D60 protege la unión del emisor de base del transistor Q60:B
para que no supere su tensión nominal inversa, bloqueando el flujo
de corriente cuando el común del circuito está al mismo potencial
que el terminal activo; y el diodo D61 bloquea el flujo de corriente
del terminal activo, que dispararía indeseablemente el detector de
cruce cero neutro 115 en el semi-ciclo positivo,
cuando los MOSFETs Q101 y Q102 son no-conductivos.
El microprocesador 190 puede ser cualquier tipo de microprocesador,
por ejemplo, el Motorola MC68HC908AB32, tal como se ilustra en la
Figura 6.
El detector de cruce cero descrito anteriormente
proporciona información sobre temporización de cruce cero, así como
información sobre conexión de hilo neutro al microprocesador. Podría
proporcionarse un detector de conexión de hilo neutro separado, que
está separado del detector de cruce cero descrito anteriormente. La
función principal de un detector de conexión de hilo neutro es la de
indicar la presencia de una conexión de hilo neutro. El detector de
conexión de hilo neutro puede proporcionar información al
microprocesador en cuanto a si debe utilizarse el modo de dos hilos
o el modo de tres hilos. Pueden utilizarse otros tipos de detectores
de conexión de hilo neutro, tales como detectores mecánicos, en los
que un sensor mecánico detecta la presencia de un hilo neutro y
proporciona información al microprocesador en cuanto al estado de
la conexión del hilo neutro. Podría utilizarse también un conmutador
manual, o conjunto de conmutadores, por ejemplo un conmutador DIP,
para indicar manualmente la presencia de una conexión de hilo
neutro.
La Figura 9 es un diagrama esquemático
simplificado de un ejemplo del circuito de dirección que carga el
condensador de barra C10 a través del terminal neutro cuando un hilo
neutro está conectado (por ejemplo en modo de tres hilos). El
condensador C10 puede cargarse a través de múltiples vías, desde el
terminal activo, terminal neutro o terminal activo amortiguado. El
condensador C10 se carga desde el terminal activo a través del diodo
D2, desde el terminal neutro a través de los diodos 60, 61, y a
través del terminal activo amortiguado a través del diodo D1.
Los sistemas electrónicos clásicos de control de
dos hilos de la técnica anterior controlan la potencia suministrada
a una carga haciendo que los dispositivos controlablemente
conductores sean conductores durante una única parte seleccionada
de cada semi-ciclo de tensión de línea CA. Antes del
momento de un cruce cero previsto de la tensión de línea CA, se
activa la circuitería que abre una ventana de detección para recibir
una señal de cruce cero. Cuando se recibe la señal de cruce cero, el
sistema electrónico de control se sincroniza con la tensión de línea
CA y de ese modo se sincroniza la conducción del dispositivo
controlablemente conductor con la señal recibida de cruce cero.
Para un sistema electrónico de control que opera
en el modo de dos hilos, esta técnica de control funciona bien
cuando la impedancia de carga es principalmente resistiva. Cuando
esta técnica se utiliza con cargas electrónicas de iluminación de
baja tensión aparece un problema debido a la compleja impedancia de
entrada del transformador electrónico de baja tensión. Los
transformadores electrónicos clásicos de baja tensión funcionan
recortando la tensión aplicada a sus terminales de entrada a una
elevada frecuencia y disminuyendo la tensión recortada a través de
un transformador de alta frecuencia. La circuitería para efectuar
esta acción de recorte actúa de diferentes modos dependiendo de la
tensión de entrada al transformador electrónico. Cuando la tensión
de entrada es baja, normalmente menos de aproximadamente 60 voltios,
el circuito recortador no está funcionando y la impedancia de
entrada del transformador es muy elevada y el condensador de
entrada del transformador electrónico mantiene el valor real de la
tensión en el transformador cuando cesa la acción de recorte. Cuando
la tensión de la línea alcanza aproximadamente 60 voltios, comienza
a funcionar el circuito recortador y la impedancia de entrada cae
esencialmente a la impedancia presentada por la carga de la lámpara
conectada. Además, durante el período en que el recortador no está
funcionando, el condensador de entrada puede cargarse a través de
cualquier vía de dispersión a través del sistema electrónico de
control. Dado que las corrientes de dispersión son variables y se
basan en múltiples parámetros, la carga del condensador de entrada
del transformador electrónico es muy variable. Esto se traduce en
que se presente una tensión variable en el condensador de entrada
del transformador electrónico de baja tensión en el inicio de un
semi-ciclo de tensión de línea CA, provocando
efectivamente una variación de las condiciones iniciales para el
funcionamiento del transformador electrónico de baja tensión en una
base semi-ciclo a semi-ciclo. Esta
variación interactúa con la circuitería de detección de cruce cero
de un sistema electrónico clásico de control, con control de fase de
dos hilos, tal como el de un controlador de la iluminación, a fin de
provocar una inestabilidad en la señal de cruce cero. Esta
inestabilidad en la señal de cruce cero introduce una inestabilidad
en el tiempo de conducción de los dispositivos controlablemente
conductores y, en consecuencia, un efecto de parpadeo en la carga de
la lámpara conectada.
A fin de estabilizar la señal de cruce cero
disponible en un modo de dos hilos para un sistema electrónico de
control que opera un transformador electrónico de baja tensión, es
necesario estabilizar la condición inicial de tensión del
condensador de entrada del transformador electrónico de baja tensión
cerca del cruce cero de un semi-ciclo de tensión de
la línea de CA. Se ha comprobado que esto puede hacerse permitiendo
que se produzca un breve período de conducción cerca del momento del
cruce cero del semi-ciclo de tensión de la línea de
CA. En una realización, el dispositivo controlablemente conductor
del sistema electrónico de control es regulado para ser conductivo
durante aproximadamente 200 microsegundos en un momento alrededor de
1 milisegundo antes del cruce cero de la tensión de la línea de CA.
Este breve periodo de conducción cuando la tensión de la línea de CA
es muy baja en valor absoluto repone efectivamente el condensador de
entrada del transformador electrónico de baja tensión a una
condición inicial consistente y, en consecuencia, estabiliza la
señal de cruce cero que se recibe en el sistema electrónico
de
control.
control.
La Figura 10 es un diagrama de bloques
simplificado de un ejemplo del circuito utilizado para eliminar la
inestabilidad de la señal de cruce cero, junto con un ejemplo de los
diagramas de temporizacíón.
Para un funcionamiento de dos hilos, los
transistores Q101 y Q102 del circuito de salida 160 se controlan
para ser conductivos durante un periodo de tiempo predeterminado en
un punto preestablecido en tiempo de cada semi-ciclo
de tensión de la línea de CA, antes del momento en que el
microprocesador abre una ventana de detección del cruce cero. Para
un funcionamiento de tres hilos, los transistores Q101 y Q102
continúan preferentemente conductivos durante el momento del cruce
cero de la tensión de línea de CA.
La carga 200 (tal como un transformador
electrónico de baja tensión ilustrado en forma de circuito
esquemático en la Figura 11), es conectada al sistema electrónico de
control 100. La carga 200 comprende condensadores C1, C2 que se
cargan, y la tensión en estos condensadores afecta al funcionamiento
del transformador electrónico de baja tensión y de la señal de cruce
cero recibida por el sistema electrónico de control 100. En el modo
de dos hilos, el cruce cero de tensión de la red de CA es detectado
midiendo la caída de tensión a través del regulador (V_{DIMMER})
desde el terminal activo al terminal activo atenuado o regulado. No
obstante, cuando los MOSFETs Q101, Q102 son
no-conductivos, tal como durante el momento anterior
a un cruce cero de tensión de línea de CA, la caída de tensión a
través del tregulador o atenuador es igual a la tensión de línea de
CA (V_{LINE}) menos la caída de tensión a través de la carga 200
(V_{LOAD}). Debido a la corriente de dispersión a través del
atenuador o regulador, el condensador C2 puede cargarse en relación
con cierta interrupción de la tensión provocada por el diac en la
carga 200. Esto hace que la tensión del atenuador o regulador
V_{DIMMER} sea más baja de lo que sería de otro modo.
Indeseablemente, la tensión de carga V_{LOAD} puede no ser
consistente desde una ventana de detección de cruce cero a la
siguiente, haciendo así que la tensión de atenuador o regulador
V_{DIMMER} sea inconsistente desde una ventana de detección a la
siguiente. Este problema puede manifestarse a los usuarios como un
molesto parpadeo de la luz, especialmente en los extremos más bajos,
cuando la lámpara está atenuada o regulada.
En consecuencia, como se ha visto anteriormente,
para eliminar este problema en el modo de dos hilos, los
transistores Q101 y Q102 son controlados para que sean conductivos
(activación de la puerta del FET en alto) durante un período de
tiempo predeterminado (por ejemplo, al menos unos 200 \museg, y
más preferentemente de 250 a 300 \museg) y después controlados
para ser no-conductivos antes del inicio de la
siguiente ventana de detección de cruce cero. Los transistores Q101
y Q102 son controlados para ser conductivos a una tensión de línea
suficiente para desactivar el diac en la carga 200. Los transistores
Q101 y Q102 son controlados para ser no-conductivos
antes del inicio de la ventana de detección de cruce cero. Después
de que los transistores Q101 y Q102 sean controlados para ser
no-conductivos, el microprocesador 190 abre o inicia
una ventana de detección de cruce cero y empieza a supervisar el
detector del cruce cero 110 para la señal de cruce cero.
Preferentemente, la ventana de detección de cruce cero se abre cerca
de 1 milisegundo antes de cuando se espera la señal de cruce cero y
\hbox{se cierra cerca de 2 milisegundos después de que se
abra.}
La duración mínima durante la cual los MOSFETs
Q101, Q102 son controlados para ser conductivos a efectos de
eliminar la inestabilidad de la señal de cruce cero es determinada
por el efecto deseado en un conjunto objetivo del transformadores
electrónicos para su uso con el sistema electrónico de control 100.
Es decir, los MOSFETs deben estar encendidos durante un período
suficiente de tiempo, a un nivel de tensión de línea suficientemente
elevado, de modo que los circuitos de control del conjunto objeto de
transformadores electrónicos pase a conducción, provocando así que
la tensión a través de la carga sea devuelta a un valor consistente
desde una ventana de detección de cruce cero a la siguiente. La
duración máxima durante la cual los MOSFETs Q101, Q102 son
controlados para ser conductivos a efectos de eliminar la
inestabilidad de la señal de cruce cero se determina mediante muchos
factores, tales como el efecto sobre la salida de luz visible de
cualquier lámpara accionada por el transformador electrónico de baja
tensión, y la conmutación y pérdidas de conducción en los MOSFETs.
Por ejemplo, cuando más tiempo se permite que los MOSFETs continúen
en conducción, más probable es que la corriente pueda fluir a través
de la carga o que la salida de luz pueda aumentar por encima de un
nivel deseado.
El microprocesador 190 supervisa la frecuencia
de la línea y determina cuándo se abrirá la siguiente ventana de
detección de cruce cero. Preferentemente, la ventana de detección de
cruce cero se abrirá en un momento anterior al siguiente cruce cero
previsto de la tensión de la línea de CA que es aproximadamente un
10% del período medido del semi-ciclo de tensión de
línea de CA. La estabilización ventajosa de la señal de cruce cero
descrita anteriormente puede también mejorar el funcionamiento del
sistema electrónico de control que opera en modo de tres hilos,
eliminando los efectos de cualesquiera corrientes de fuga del
sistema electrónico de control que fluyen a través del transformador
electrónico de baja tensión y que pueden afectar negativamente a los
circuitos de control del sistema electrónico de control. Además,
dado que en el funcionamiento en modo de tres hilos de un sistema
electrónico de control, la señal de cruce cero es derivada del
terminal activo y del terminal neutro, los dispositivos
controlablemente conductores pueden continuar siendo conductores
durante el tiempo del cruce cero de la tensión de línea de CA
mientras se obtienen los efectos ventajosos arriba mencionados de
estabilización de cruce cero.
Así pues, tanto para implementaciones de dos y
tres hilos, preferentemente, la referencia de cruce cero se repone
de manera independiente de la carga. Esto proporciona una referencia
de cruce cero clara y consistente.
La Figura 12 es un diagrama esquemático
simplificado de un ejemplo del suministro de potencia de conmutación
de alta frecuencia en paralelo con los dispositivos controlablemente
conductores Q101, Q102. El suministro de potencia 150 extrae una
corriente baja a través de la carga de alta tensión 200 mediante el
uso de un convertidor de conmutación para convertir eficientemente
la alta tensión a través de los dispositivos controlablemente
conductores Q101, Q102 a una tensión de suministro de baja tensión.
La presente realización comprende la combinación de un convertidor
de conmutación conectado en paralelo con un par de dispositivos
controlablemente conductores de alta tensión. Los MOSFETs Q101, Q102
de la Figura 12 representan los dispositivos controlablemente
conductores de alta tensión. Las puertas de estos dispositivos Q101,
Q102 son accionadas por circuitería de control activada por el
suministro de potencia de baja tensión 150. En este caso, este
sistema combinado controla uno o más de los transformadores
electrónicos de baja tensión (carga 200).
Para describir con más detalle algunos aspectos
de la invención, un suministro de tensión de regulador de tipo
"cat ear" lineal clásico, utilizado para reguladores de modo de
dos hilos de la técnica anterior tiene normalmente una eficiencia
del 10% en la conversión de potencia de una fuente de alta tensión a
una carga de baja tensión (es decir, circuitería de control),
mientras que el suministro de potencia de la invención tiene una
eficiencia de aproximadamente el 75%. Para el sistema electrónico de
control que requiere del orden de aproximadamente 50 a 100 mW de
potencia para activar sus circuitos de control, alrededor de 0,5 a 1
vatios de potencia se disiparía en el suministro de potencia. En
general, esto no ha sido un problema importante. No obstante, a la
baja eficiencia del suministro de potencia de tipo "cat ear"
van asociadas altas corrientes de pico y entrada media en el
suministro de potencia para una determinada corriente de salida
media. En general, la corriente de pico de un suministro de potencia
de tipo "cat ear" es al menos 10 veces la corriente de salida
media. En el caso de reguladores o atenuadores en modo de dos hilos,
la corriente de pico extraída por un suministro de potencia de tipo
"cat ear" a través de la carga conectada puede hacer que la
carga produzca un ruido audible, particularmente en estado apagado,
cuando se espera que la carga no tenga una corriente significativa
fluyendo a través de la misma. La elevada corriente media del
suministro de potencia de tipo "cat ear", cuando se dirige a
través de un transformador electrónico de baja tensión, puede
provocar un parpadeo debido a variaciones en la señal de cruce cero
tal como se ha descrito anteriormente. Además, a medida que aumenta
la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de salida, se
deteriora la eficiencia del suministro de potencia de tipo "cat
ear". En consecuencia, la activación del suministro de potencia
tipo "cat ear" más allá de aproximadamente el primer 1
milisegundo de la tensión de línea de CA después de un cruce cero es
una limitación fundamental. Este límite de tiempo de conducción
disponible para el suministro de potencia de tipo "cat ear"
provoca en consecuencia que la corriente de pico de entrada se eleve
significativamente si se requiere una pequeña corriente de salida
media adicional.
En contraste con los inconvenientes del
suministro de potencia de la técnica anterior, el suministro de
potencia de la invención tiene muchas ventajas. La eficiencia del
suministro de potencia es preferentemente de aproximadamente el
75%. En consecuencia, para una necesidad de potencia dada del
suministro de potencia, las corrientes de entrada media y de pico
del suministro de potencia de la invención serán significativamente
menores que las del suministro de potencia de la técnica anterior
(por ejemplo, el suministro de potencia de tipo "cat ear").
Estas corrientes de entrada inferiores son especialmente ventajosas
cuando alimentan cargas del tipo de transformador electrónico de
baja tensión. En efecto, incluso un suministro de potencia con una
eficiencia de aproximadamente un 50% representa una mejora
significativa. Además, la eficiencia es razonablemente independiente
de la diferencia entre la tensión de entrada y salida del
suministro de potencia. Así pues, el suministro de potencia de la
invención no se limita a la operación alrededor del tiempo del
cruce cero de la tensión de línea de CA como en el caso del de tipo
"cat ear" de la técnica anterior. En efecto, una de las
ventajas del suministro de potencia de la invención es la capacidad
de extraer corriente de entrada durante el
semi-ciclo de tensión de línea de CA.
El suministro de potencia de la invención
utiliza preferentemente una configuración de convertidor de tipo
buck para efectuar la reducción de la tensión. Para alguien
entendido en la técnica será evidente que pueden emplearse otros
reguladores eficientes de conmutación de alta frecuencia. Otra de
dichas configuraciones es la del convertidor de retorno.
La invención puede realizarse en forma de un
software informático adecuado, o en forma de un hardware adecuado o
en una combinación adecuada de hardware y software.
Claims (8)
1. Un procedimiento para suministrar potencia a
una circuitería de control (190), de un dispositivo de control de
potencia (160) en un sistema electrónico de control (100),
incluyendo el dispositivo de control de potencia (160) por lo menos
un dispositivo controlablemente conductor, (Q101, Q102),
comprendiendo el procedimiento:
cargar un condensador (C10) a través de una
carga (200) hasta una alta tensión predeterminada únicamente cuando
dicho dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) se
encuentra en estado no-conductivo, en el que el
dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) es conectable a
la carga (200) en un modo de dos hilos de dicho sistema electrónico
de control (100) y controla si la carga (200) está siendo o no
activada; y
extraer corriente de dicho condensador (C10)
usando un convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12), que tiene una
eficiencia predeterminada para suministrar una tensión de suministro
de potencia (TP11) para la activación de dicha circuitería de
control (190) tanto cuando la carga (200) está siendo activada, como
cuando la carga (200) no está siendo activada,
en el que el dispositivo controlablemente
conductor (Q101, Q102) controla la carga (200) que debe activarse
cuando el dispositivo controlablemente conductor (Q101, Q102) está
en estado no conductor y que no debe activarse cuando el dispositivo
controlablemente conductor (Q101, Q102) está en el estado
no-conductor.
2. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que dicho convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) es un
convertidor del tipo conmutador.
3. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que dicho convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) es un
convertidor del tipo de retorno.
4. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que dicho convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) tiene una
eficiencia aproximada de por lo menos un 50%.
5. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que dicho convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) es un
convertidor tipo buck.
6. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que dicho convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) tiene una
eficiencia de por lo menos un 75%.
7. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que el convertidor (U10, L10, C13; U11, Z10, R12) tiene una
eficiencia que es independiente de la diferencia entre la tensión de
entrada y de salida del convertidor de potencia (U10, L10, C13; U11,
Z10, R12) cuando el dispositivo controlablemente conductor (Q101,
Q102) se encuentra en estado no conductor.
8. Un procedimiento, según la reivindicación 1,
en el que el condensador (10) es cargado a través de la carga (200)
mientras dura un semi-ciclo de tensión de la línea
de CA.
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US13746 | 1987-02-12 | ||
| US30350801P | 2001-07-06 | 2001-07-06 | |
| US303508P | 2001-07-06 | ||
| US10/013,746 US6969959B2 (en) | 2001-07-06 | 2001-12-10 | Electronic control systems and methods |
| EP20020744803 EP1413041B1 (en) | 2001-07-06 | 2002-07-03 | Electronic control systems and methods |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2371160T3 true ES2371160T3 (es) | 2011-12-28 |
Family
ID=26685198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES08172243T Expired - Lifetime ES2371160T3 (es) | 2001-07-06 | 2002-07-03 | Procedimiento electrónico de control. |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (7) | US6969959B2 (es) |
| EP (5) | EP2073363B1 (es) |
| JP (7) | JP4303106B2 (es) |
| KR (1) | KR100937306B1 (es) |
| CN (7) | CN101895212B (es) |
| AT (3) | ATE536658T1 (es) |
| AU (1) | AU2002346046B2 (es) |
| CA (6) | CA2452486C (es) |
| ES (1) | ES2371160T3 (es) |
| HK (1) | HK1120165A1 (es) |
| MX (1) | MXPA04000105A (es) |
| SG (1) | SG153652A1 (es) |
| WO (1) | WO2003005550A1 (es) |
Families Citing this family (195)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6969959B2 (en) * | 2001-07-06 | 2005-11-29 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic control systems and methods |
| US7242563B2 (en) * | 2002-04-22 | 2007-07-10 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Reverse phase control power switching circuit with overload protection |
| US7091672B2 (en) | 2003-06-10 | 2006-08-15 | Lutron Electronics Co., Inc. | High efficiency off-line linear power supply |
| NL1025613C2 (nl) * | 2004-03-02 | 2005-09-05 | Pex Franciscus Antonius Maria | In een wandcontactdoos in te bouwen, op afstand bestuurbare schakelaar. |
| US20060051634A1 (en) * | 2004-09-09 | 2006-03-09 | Genesis Fueltech, Inc. | Power controller for fuel cell |
| US8033479B2 (en) | 2004-10-06 | 2011-10-11 | Lawrence Kates | Electronically-controlled register vent for zone heating and cooling |
| TW200627778A (en) * | 2005-01-19 | 2006-08-01 | Delta Electronics Inc | A method and a system of a half-controlled silicon control rectifier |
| WO2006077539A2 (en) * | 2005-01-19 | 2006-07-27 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Dim control circuit dimming method and system |
| US7242150B2 (en) | 2005-05-12 | 2007-07-10 | Lutron Electronics Co., Inc. | Dimmer having a power supply monitoring circuit |
| US7728564B2 (en) * | 2005-06-06 | 2010-06-01 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power supply for a load control device |
| US7423413B2 (en) * | 2005-06-06 | 2008-09-09 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power supply for a load control device |
| US8892913B2 (en) | 2005-06-30 | 2014-11-18 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device having a low-power mode |
| US7546473B2 (en) * | 2005-06-30 | 2009-06-09 | Lutron Electronics Co., Inc. | Dimmer having a microprocessor-controlled power supply |
| US7851945B2 (en) * | 2005-08-08 | 2010-12-14 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | System and method of providing power |
| US7336463B2 (en) * | 2005-09-09 | 2008-02-26 | Control4 Corporation | Device and method for dimming service loads |
| US7489088B2 (en) * | 2005-10-27 | 2009-02-10 | Leviton Manufacturing Co., Ltd. | Power supply for 2-line dimmer |
| US20070127179A1 (en) * | 2005-12-05 | 2007-06-07 | Ludjin William R | Burnout protection switch |
| US7619365B2 (en) * | 2006-04-10 | 2009-11-17 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device having a variable drive circuit |
| KR100771780B1 (ko) * | 2006-04-24 | 2007-10-30 | 삼성전기주식회사 | 과전압 보호 및 듀티 제어 기능을 갖는 ｌｅｄ 구동장치 |
| TW200826444A (en) * | 2006-07-27 | 2008-06-16 | Koninkl Philips Electronics Nv | Switch mode power supply for in-line voltage applications |
| IL179579A0 (en) * | 2006-11-26 | 2007-05-15 | Tritonics Technologies Ltd | A device that enables plc based smart dimmers to function with no new wires |
| CN101257765A (zh) * | 2007-03-02 | 2008-09-03 | 马士科技有限公司 | 无级调光荧光灯及其镇流器 |
| US8164273B1 (en) * | 2007-04-27 | 2012-04-24 | Harrington Richard H | Light emitting diode circuits for general lighting |
| US8896228B2 (en) | 2007-04-27 | 2014-11-25 | Rtc Inc. | Light emitting diode circuits for general lighting |
| US7855518B2 (en) * | 2007-06-19 | 2010-12-21 | Masco Corporation | Dimming algorithms based upon light bulb type |
| US7834560B2 (en) * | 2007-07-26 | 2010-11-16 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Dimming system powered by two current sources and having an operation indicator module |
| DE102007036438B4 (de) * | 2007-08-02 | 2010-09-23 | Abb Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines Universal-Dimmers |
| JP5274824B2 (ja) * | 2007-12-11 | 2013-08-28 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電力供給制御回路 |
| US8067926B2 (en) * | 2007-12-21 | 2011-11-29 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power supply for a load control device |
| CN101257757B (zh) * | 2008-04-08 | 2011-01-19 | 深圳和而泰智能控制股份有限公司 | 定功率限制器及照明灯具 |
| US7889526B2 (en) * | 2008-05-02 | 2011-02-15 | Lutron Electronics Co., Inc. | Cat-ear power supply having a latch reset circuit |
| US8360669B2 (en) * | 2008-06-23 | 2013-01-29 | Silverbrook Research Pty Ltd | Retractable electronic pen with sensing arrangement |
| JP5169768B2 (ja) * | 2008-11-25 | 2013-03-27 | オムロン株式会社 | 電流負荷駆動装置 |
| GB0902127D0 (en) * | 2009-02-09 | 2009-03-25 | Novar Ed & S Ltd | Control of environmental conditioning devices |
| GB2467591B (en) | 2009-02-09 | 2013-06-26 | Novar Ed & S Ltd | Dimmer protection |
| US8149591B2 (en) | 2009-02-20 | 2012-04-03 | Creston Electronics Inc. | Wall box dimmer |
| US8866401B2 (en) * | 2009-03-06 | 2014-10-21 | Lutron Electronics Co., Inc. | Multi-stage power supply for a load control device having a low-power mode |
| US8922133B2 (en) | 2009-04-24 | 2014-12-30 | Lutron Electronics Co., Inc. | Smart electronic switch for low-power loads |
| US8547035B2 (en) * | 2009-07-15 | 2013-10-01 | Crestron Electronics Inc. | Dimmer adaptable to either two or three active wires |
| US7714790B1 (en) | 2009-10-27 | 2010-05-11 | Crestron Electronics, Inc. | Wall-mounted electrical device with modular antenna bezel frame |
| FR2952246B1 (fr) * | 2009-11-05 | 2011-12-09 | Legrand France | Procede pour eviter les effets indesirables lies au courant de fuite dans les interrupteurs electroniques sans neutre, et dispositif pour la mise en oeuvre du procede |
| FR2952765B1 (fr) * | 2009-11-13 | 2011-12-23 | Legrand France | Interrupteur variateur electronique perfectionne |
| CA2781392C (en) | 2009-11-20 | 2015-03-17 | Lutron Electronics Co., Inc. | Controllable-load circuit for use with a load control device |
| US8957662B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-02-17 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
| US8729814B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-05-20 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire analog FET-based dimmer switch |
| US11870334B2 (en) | 2009-11-25 | 2024-01-09 | Lutron Technology Company Llc | Load control device for high-efficiency loads |
| US8698408B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-04-15 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer switch for low-power loads |
| US8988050B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-03-24 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
| US9160224B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-10-13 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
| US8664881B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-03-04 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer switch for low-power loads |
| JP5502439B2 (ja) * | 2009-11-30 | 2014-05-28 | 株式会社東芝 | 保護継電器 |
| USD651984S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-10 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651985S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-10 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD651576S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651571S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651575S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651983S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-10 | Creston Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651574S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD678851S1 (en) | 2011-06-14 | 2013-03-26 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651573S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651579S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651578S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651572S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electroncs Inc. | Wall mounted button panel |
| USD678850S1 (en) | 2011-06-13 | 2013-03-26 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD678222S1 (en) | 2011-06-10 | 2013-03-19 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| USD651577S1 (en) | 2010-02-01 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD651580S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-01-03 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD652805S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-01-24 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD657319S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-04-10 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD651986S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-01-10 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD653220S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-01-31 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD652806S1 (en) | 2010-02-19 | 2012-01-24 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| KR20130061678A (ko) | 2010-04-16 | 2013-06-11 | 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 | 전원 회로 |
| EP2383622B1 (de) * | 2010-04-19 | 2013-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Anschlussvorrichtung zum Anschluss von Feldgeräten |
| US8446102B2 (en) * | 2010-05-24 | 2013-05-21 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Lighting control failsafe circuit |
| US8350487B2 (en) | 2010-06-01 | 2013-01-08 | Novar Ed&S Limited | Switch circuit |
| JP5624390B2 (ja) * | 2010-07-08 | 2014-11-12 | シャープ株式会社 | Ｌｅｄ照明装置 |
| US8334663B2 (en) | 2010-07-30 | 2012-12-18 | Lutron Electronics Co., Inc. | Power supply for a load control device |
| US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
| US8510255B2 (en) | 2010-09-14 | 2013-08-13 | Nest Labs, Inc. | Occupancy pattern detection, estimation and prediction |
| US9104211B2 (en) | 2010-11-19 | 2015-08-11 | Google Inc. | Temperature controller with model-based time to target calculation and display |
| US8918219B2 (en) | 2010-11-19 | 2014-12-23 | Google Inc. | User friendly interface for control unit |
| US9459018B2 (en) | 2010-11-19 | 2016-10-04 | Google Inc. | Systems and methods for energy-efficient control of an energy-consuming system |
| US9046898B2 (en) | 2011-02-24 | 2015-06-02 | Google Inc. | Power-preserving communications architecture with long-polling persistent cloud channel for wireless network-connected thermostat |
| US8788103B2 (en) | 2011-02-24 | 2014-07-22 | Nest Labs, Inc. | Power management in energy buffered building control unit |
| US9448567B2 (en) | 2010-11-19 | 2016-09-20 | Google Inc. | Power management in single circuit HVAC systems and in multiple circuit HVAC systems |
| US9092039B2 (en) | 2010-11-19 | 2015-07-28 | Google Inc. | HVAC controller with user-friendly installation features with wire insertion detection |
| US9268344B2 (en) | 2010-11-19 | 2016-02-23 | Google Inc. | Installation of thermostat powered by rechargeable battery |
| TWI416298B (zh) * | 2010-12-29 | 2013-11-21 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | 電壓調節電路及具有該電壓調節電路的電源適配器 |
| CA3080692C (en) | 2010-12-31 | 2024-03-12 | Google Llc | Flexible functionality partitioning within intelligent-thermostat-controlled hvac systems |
| US9851728B2 (en) | 2010-12-31 | 2017-12-26 | Google Inc. | Inhibiting deleterious control coupling in an enclosure having multiple HVAC regions |
| CN102545650B (zh) * | 2010-12-31 | 2016-12-28 | 澳大利亚克林普斯有限公司 | 电源转换电路 |
| US8511577B2 (en) | 2011-02-24 | 2013-08-20 | Nest Labs, Inc. | Thermostat with power stealing delay interval at transitions between power stealing states |
| US8944338B2 (en) * | 2011-02-24 | 2015-02-03 | Google Inc. | Thermostat with self-configuring connections to facilitate do-it-yourself installation |
| US8803432B2 (en) | 2011-05-10 | 2014-08-12 | Lutron Electronics Co., Inc. | Method and apparatus for determining a target light intensity from a phase-control signal |
| US8803436B2 (en) | 2011-05-10 | 2014-08-12 | Lutron Electronics Co., Inc. | Dimmable screw-in compact fluorescent lamp having integral electronic ballast circuit |
| USD702195S1 (en) | 2011-06-16 | 2014-04-08 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel |
| JP2013065528A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-11 | Toshiba Lighting & Technology Corp | Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 |
| CA2853033C (en) | 2011-10-21 | 2019-07-16 | Nest Labs, Inc. | User-friendly, network connected learning thermostat and related systems and methods |
| JP5780120B2 (ja) * | 2011-11-02 | 2015-09-16 | ブラザー工業株式会社 | 電源システム、同電源システムを備えた画像形成装置および小容量電源回路 |
| EP2807904B1 (en) | 2012-01-26 | 2020-12-02 | Signify Holding B.V. | Two-wire digital dimmer and a method of operation thereof |
| US10139843B2 (en) | 2012-02-22 | 2018-11-27 | Honeywell International Inc. | Wireless thermostatic controlled electric heating system |
| WO2013140287A1 (en) * | 2012-03-20 | 2013-09-26 | Koninklijke Philips N.V. | Two-wire flyback dimmer and a method of operation thereof |
| US9413160B2 (en) * | 2012-04-19 | 2016-08-09 | Freescale Semiconductor, Inc. | Protection circuit and a gate driving circuitry |
| US10340692B2 (en) | 2012-04-19 | 2019-07-02 | Pass & Seymour, Inc. | Universal power control device |
| US9184590B2 (en) | 2012-04-19 | 2015-11-10 | Pass & Seymour, Inc. | Universal power control device |
| US8810144B2 (en) * | 2012-05-02 | 2014-08-19 | Cree, Inc. | Driver circuits for dimmable solid state lighting apparatus |
| JP2014002867A (ja) * | 2012-06-15 | 2014-01-09 | Panasonic Corp | 点灯装置及び照明器具 |
| US20140071573A1 (en) * | 2012-09-10 | 2014-03-13 | The Watt Stopper, Inc. | Electrical Load Controller with Neutral Detection |
| US9046414B2 (en) | 2012-09-21 | 2015-06-02 | Google Inc. | Selectable lens button for a hazard detector and method therefor |
| US9007222B2 (en) | 2012-09-21 | 2015-04-14 | Google Inc. | Detector unit and sensing chamber therefor |
| US8994540B2 (en) | 2012-09-21 | 2015-03-31 | Google Inc. | Cover plate for a hazard detector having improved air flow and other characteristics |
| US8708242B2 (en) * | 2012-09-21 | 2014-04-29 | Nest Labs, Inc. | Thermostat system with software-repurposable wiring terminals adaptable for HVAC systems of different ranges of complexity |
| US8659302B1 (en) | 2012-09-21 | 2014-02-25 | Nest Labs, Inc. | Monitoring and recoverable protection of thermostat switching circuitry |
| US9607786B2 (en) | 2012-11-20 | 2017-03-28 | Pass & Seymour, Inc. | Electronic switching device and system |
| US8988008B2 (en) * | 2012-12-21 | 2015-03-24 | Silicon Laboratories Inc. | Light control circuit and method |
| JP6056475B2 (ja) | 2012-12-28 | 2017-01-11 | ブラザー工業株式会社 | 電源システム、同電源システムを備えた画像形成装置 |
| USD702193S1 (en) | 2013-01-03 | 2014-04-08 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| USD707637S1 (en) | 2013-01-03 | 2014-06-24 | Crestron Electronics Inc. | Wall mounted button panel with split buttons |
| US9271375B2 (en) | 2013-02-25 | 2016-02-23 | Leviton Manufacturing Company, Inc. | System and method for occupancy sensing with enhanced functionality |
| US9084324B2 (en) | 2013-02-26 | 2015-07-14 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device having automatic setup for controlling capacitive and inductive loads |
| US9401588B2 (en) | 2013-04-18 | 2016-07-26 | Abl Ip Holding Llc | Universal phase dimming module |
| US9584119B2 (en) | 2013-04-23 | 2017-02-28 | Honeywell International Inc. | Triac or bypass circuit and MOSFET power steal combination |
| US9264035B2 (en) | 2013-04-23 | 2016-02-16 | Honeywell International Inc. | MOSFET gate driving circuit for transition softening |
| US9806705B2 (en) | 2013-04-23 | 2017-10-31 | Honeywell International Inc. | Active triac triggering circuit |
| US11054448B2 (en) | 2013-06-28 | 2021-07-06 | Ademco Inc. | Power transformation self characterization mode |
| US9983244B2 (en) | 2013-06-28 | 2018-05-29 | Honeywell International Inc. | Power transformation system with characterization |
| US10811892B2 (en) | 2013-06-28 | 2020-10-20 | Ademco Inc. | Source management for a power transformation system |
| JP6460592B2 (ja) | 2013-07-31 | 2019-01-30 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | Ｄｃｄｃコンバータ、及び半導体装置 |
| US9857091B2 (en) | 2013-11-22 | 2018-01-02 | Honeywell International Inc. | Thermostat circuitry to control power usage |
| US9673811B2 (en) | 2013-11-22 | 2017-06-06 | Honeywell International Inc. | Low power consumption AC load switches |
| WO2015089546A2 (en) * | 2013-12-16 | 2015-06-25 | Hendon Semiconductors Pty Ltd | A phase cutting control dimmer arrangement and a method of operation thereof to minimise electro-magnetic interference (emi) noise to remain within regulatory requirements when powering a lamp |
| CN106105006B (zh) | 2014-01-13 | 2019-07-09 | 路创技术有限责任公司 | 用于低功率负载的双线式负载控制装置 |
| US9791839B2 (en) | 2014-03-28 | 2017-10-17 | Google Inc. | User-relocatable self-learning environmental control device capable of adapting previous learnings to current location in controlled environment |
| US9568201B2 (en) | 2014-03-28 | 2017-02-14 | Google Inc. | Environmental control system retrofittable with multiple types of boiler-based heating systems |
| US9609462B2 (en) | 2014-03-28 | 2017-03-28 | Google Inc. | Facilitating radio frequency communications among environmental control system components |
| US9581342B2 (en) | 2014-03-28 | 2017-02-28 | Google Inc. | Mounting stand for multi-sensing environmental control device |
| US9996096B2 (en) | 2014-03-28 | 2018-06-12 | Pass & Seymour, Inc. | Power control device with calibration features |
| US9419602B2 (en) | 2014-06-19 | 2016-08-16 | Honeywell International Inc. | Passive drive control circuit for AC current |
| US9628074B2 (en) | 2014-06-19 | 2017-04-18 | Honeywell International Inc. | Bypass switch for in-line power steal |
| US9683749B2 (en) | 2014-07-11 | 2017-06-20 | Honeywell International Inc. | Multiple heatsink cooling system for a line voltage thermostat |
| USD772749S1 (en) | 2014-12-15 | 2016-11-29 | Novar Ed&S Limited | Door chime |
| GB2533290B (en) | 2014-12-15 | 2017-10-18 | Novar Ed&S Ltd | Doorbell system and doorbell chime |
| EP3243195A4 (en) | 2015-01-06 | 2018-08-22 | Cmoo Systems Itd. | A method and apparatus for power extraction in a pre-existing ac wiring infrastructure |
| US9612031B2 (en) | 2015-01-07 | 2017-04-04 | Google Inc. | Thermostat switching circuitry robust against anomalous HVAC control line conditions |
| US9794522B2 (en) | 2015-02-06 | 2017-10-17 | Google Inc. | Systems, methods, and devices for managing coexistence of multiple transceiver devices by optimizing component layout |
| US9396633B1 (en) | 2015-06-14 | 2016-07-19 | Google Inc. | Systems, methods, and devices for managing coexistence of multiple transceiver devices by optimizing component layout |
| US9679454B2 (en) | 2015-02-06 | 2017-06-13 | Google Inc. | Systems, methods, and devices for managing coexistence of multiple transceiver devices using control signals |
| US9543998B2 (en) | 2015-06-14 | 2017-01-10 | Google Inc. | Systems, methods, and devices for managing coexistence of multiple transceiver devices using bypass circuitry |
| JP6555612B2 (ja) * | 2015-07-03 | 2019-08-07 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 調光装置 |
| US10187944B2 (en) | 2015-09-04 | 2019-01-22 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
| USD795115S1 (en) | 2015-09-16 | 2017-08-22 | Novar Ed&S Limited | Door chime |
| US10270240B2 (en) | 2015-10-08 | 2019-04-23 | Hubbell Incorporated | Surge protective device with abnormal overvoltage protection |
| NO342950B1 (en) * | 2015-11-12 | 2018-09-10 | Comrod As | Overvoltage protection circuit for a power converter |
| EP3681003A1 (en) * | 2016-01-19 | 2020-07-15 | Blixt Tech Ab | Circuit for breaking alternating current |
| JP6704176B2 (ja) * | 2016-02-01 | 2020-06-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電源装置、点灯システム及び照明器具、並びに照明システム |
| CN105813353B (zh) * | 2016-05-11 | 2017-03-08 | 广东好太太科技集团股份有限公司 | 一种智能消除uv灯冲击的保护电路及其方法 |
| US10613213B2 (en) | 2016-05-13 | 2020-04-07 | Google Llc | Systems, methods, and devices for utilizing radar with smart devices |
| US10687184B2 (en) | 2016-05-13 | 2020-06-16 | Google Llc | Systems, methods, and devices for utilizing radar-based touch interfaces |
| JP6745478B2 (ja) * | 2016-06-30 | 2020-08-26 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 保護回路及び配線器具 |
| CN106487290B (zh) * | 2016-11-02 | 2019-04-30 | 美的集团股份有限公司 | 电机的停机控制装置、电机控制系统及其停机控制方法 |
| BE1024727B1 (nl) * | 2016-11-09 | 2018-06-14 | Niko Nv | Connectiviteitdetector voor een dimmer |
| BE1024725B1 (nl) * | 2016-11-09 | 2018-06-14 | Niko Nv | Voor-regelaar voor een dimmer |
| BE1024726B1 (nl) | 2016-11-09 | 2018-06-14 | Niko Nv | Voor-regelaar voor detecteren van verbindingstoestand van een dimmer |
| US10241526B2 (en) * | 2016-11-11 | 2019-03-26 | Google Llc | Thermostat switching circuitry with overcurrent shutdown |
| US10580544B2 (en) * | 2016-12-07 | 2020-03-03 | Medtronic, Inc. | Power source and method of forming same |
| CN108258893B (zh) * | 2016-12-29 | 2020-10-30 | 亚瑞源科技（深圳）有限公司 | 过电流保护电路 |
| TWI625067B (zh) * | 2017-05-11 | 2018-05-21 | 李淑媛 | 可穩定調光的發光二極體照明裝置及穩定調光方法 |
| EP4203616A1 (en) | 2017-06-09 | 2023-06-28 | Lutron Technology Company LLC | Load control device having an overcurrent protection circuit |
| JP6548698B2 (ja) * | 2017-07-25 | 2019-07-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| MX2019011417A (es) * | 2017-08-01 | 2019-11-01 | Kleverness Incorporated | Dispositivo de interruptor inteligente y sistema de control central del mismo. |
| US10123391B1 (en) * | 2017-09-28 | 2018-11-06 | Eaton Intelligent Power Limited | Dimmer switch and dimmer switch system with secondary switch |
| US10714925B2 (en) | 2017-10-10 | 2020-07-14 | Littelfuse, Inc. | Self-powered electronic fuse with storage capacitor that charges with minimal disturbance of load current through the fuse |
| CN108235528B (zh) * | 2018-03-08 | 2024-04-19 | 合肥东泰工贸有限公司 | 一种智能消防应急照明主供电线路三线变两线转换器 |
| US10264643B1 (en) | 2018-05-09 | 2019-04-16 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Dual over-current protection for phase cut dimmer |
| US10992175B2 (en) | 2018-06-15 | 2021-04-27 | Google Llc | Communication circuit for 2-wire protocols between HVAC systems and smart-home devices |
| EP3815468A1 (en) | 2018-06-26 | 2021-05-05 | Lutron Technology Company LLC | Load control device having a controllable filter circuit |
| DE102018212197A1 (de) * | 2018-07-23 | 2020-01-23 | Robert Bosch Gmbh | Elektronische Schaltung und Betriebsverfahren hierfür |
| WO2020068089A1 (en) | 2018-09-28 | 2020-04-02 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Dimmer with improved noise immunity |
| US10959307B2 (en) | 2018-11-30 | 2021-03-23 | Lutron Technology Company Llc | Load control device configured to operate in two-wire and three-wire modes |
| FR3092444B1 (fr) * | 2019-01-31 | 2021-04-30 | Legrand France | Dispositif domotique de commande électronique à deux fils |
| CN109769331A (zh) * | 2019-03-20 | 2019-05-17 | 深圳市宝泰光电科技有限公司 | 一种两线三线兼容电路 |
| WO2020236659A1 (en) * | 2019-05-17 | 2020-11-26 | Lutron Technology Company Llc | Load control device having a closed-loop gate drive circuit |
| WO2021236150A1 (en) * | 2020-05-21 | 2021-11-25 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Prediction and recovery of zero-crossing information and selective control signal pulse duration |
| US11903105B2 (en) | 2020-05-21 | 2024-02-13 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Prediction and recovery of zero-crossing information and selective control signal pulse duration |
| WO2021236174A1 (en) | 2020-05-21 | 2021-11-25 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Switching control in electrical load controllers |
| DE102020125443A1 (de) | 2020-09-29 | 2022-03-31 | Schneider Electric Industries Sas | Leistungssteuerungsschaltung, Leistungssteuerungsverfahren |
| US11456677B2 (en) | 2020-12-10 | 2022-09-27 | Rolls-Royce Corporation | Power converter protection circuit |
| US11860654B2 (en) * | 2021-02-02 | 2024-01-02 | Roku, Inc. | Smart switch with functionalities determined based on a grounded conductor connection |
| US11871493B2 (en) | 2021-06-04 | 2024-01-09 | Leviton Manufacturing Co., Inc. | Timing adjustments for accurate zero-crossing determination |
| EP4102721A1 (de) * | 2021-06-11 | 2022-12-14 | GIRA Giersiepen GmbH & Co. KG | Elektronischer schalter |
| CN115474305A (zh) * | 2021-06-11 | 2022-12-13 | 吉徕·吉尔西本有限两合公司 | 电子开关 |
| EP4254765A1 (en) * | 2022-03-31 | 2023-10-04 | Schneider Electric Industries SAS | Power control circuit |
| US11689196B1 (en) * | 2022-05-03 | 2023-06-27 | Littelfuse, Inc. | Solid state relay harvesting power from load by measuring zero crossing |
| CN115684985B (zh) * | 2023-01-05 | 2023-05-02 | 深圳市思远半导体有限公司 | 用于开关电源的检测电路、方法、芯片和电子设备 |
Family Cites Families (62)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1374601A (en) | 1920-09-25 | 1921-04-12 | Osborne William | Gun-magazine attachment |
| US3679965A (en) | 1971-02-25 | 1972-07-25 | Pioneer Magnetics Inc | Power supply voltage output detector |
| US3792289A (en) * | 1972-07-03 | 1974-02-12 | A Kazem | Solid state circuit breaker |
| US3835368A (en) | 1973-05-21 | 1974-09-10 | Gen Electric | Voltage regulator for a direct current power supply |
| JPS5193450A (es) * | 1975-02-14 | 1976-08-16 | ||
| US4229669A (en) * | 1978-04-03 | 1980-10-21 | International Business Machines Corporation | Tight tolerance zero crossing detector circuit |
| IT1202906B (it) | 1979-03-20 | 1989-02-15 | Sits Soc It Telecom Siemens | Disposizione circuitale per il pilotaggio di un interruttore parzializzatore,di particolare applicazione in un alimentatore in corrente continua |
| US4259789A (en) * | 1980-02-22 | 1981-04-07 | The Singer Company | Simulation technique for generating a sudden open circuit on high current lines |
| US4350935A (en) * | 1980-03-28 | 1982-09-21 | Lutron Electronics Co., Inc. | Gas discharge lamp control |
| EP0107137B1 (en) * | 1982-10-12 | 1986-10-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | A semiconductor switching circuit with an overcurrent protection |
| US4528494A (en) * | 1983-09-06 | 1985-07-09 | General Electric Company | Reverse-phase-control power switching circuit and method |
| DE3377441D1 (en) | 1983-09-15 | 1988-08-25 | Ibm Deutschland | Switching power supply with overcurrent protection |
| US5440441A (en) * | 1984-10-24 | 1995-08-08 | Ahuja; Om | Apparatus for protecting, monitoring, and managing an AC/DC electrical line or a telecommunication line using a microprocessor |
| EP0261389A1 (en) | 1986-08-21 | 1988-03-30 | Honeywell Inc. | AC Power supply control, in particular fluorescent light dimming |
| US5111380A (en) | 1986-10-10 | 1992-05-05 | Nilssen Ole K | Controlled series-resonance-loaded inverter |
| US4760324A (en) | 1987-10-07 | 1988-07-26 | Raytheon Company | Non-dissipative snubber circuit for high-efficiency switching power supplies |
| US4893212A (en) * | 1988-12-20 | 1990-01-09 | North American Philips Corp. | Protection of power integrated circuits against load voltage surges |
| US5021679A (en) | 1989-06-30 | 1991-06-04 | Poqet Computer Corporation | Power supply and oscillator for a computer system providing automatic selection of supply voltage and frequency |
| CN2082486U (zh) * | 1990-07-07 | 1991-08-07 | 西安电子科技大学 | 低功耗可集成电压过零触发器 |
| US5109186A (en) | 1990-07-20 | 1992-04-28 | Delta Electronic Industrial Co., Ltd. | PWM step-down MOSFET regulator |
| US5278490A (en) | 1990-09-04 | 1994-01-11 | California Institute Of Technology | One-cycle controlled switching circuit |
| US5239255A (en) * | 1991-02-20 | 1993-08-24 | Bayview Technology Group | Phase-controlled power modulation system |
| US5670858A (en) * | 1991-06-03 | 1997-09-23 | Condyne Technology, Inc. | Single-phase induction motor safety controller |
| US5291384A (en) | 1991-06-20 | 1994-03-01 | Unitrode Corporation | Phase shifted switching controller |
| US5191265A (en) * | 1991-08-09 | 1993-03-02 | Lutron Electronics Co., Inc. | Wall mounted programmable modular control system |
| US5224029A (en) | 1991-08-16 | 1993-06-29 | Newman Jr Robert C | Power factor and harmonic correction circuit including ac startup circuit |
| US5606481A (en) * | 1992-03-27 | 1997-02-25 | Tandy Corporation | Overvoltage protection for battery powered equipment |
| JP3018816B2 (ja) * | 1993-02-22 | 2000-03-13 | 株式会社日立製作所 | 半導体素子の保護回路ならびにこれを有する半導体装置 |
| US5583423A (en) * | 1993-11-22 | 1996-12-10 | Bangerter; Fred F. | Energy saving power control method |
| US5640113A (en) * | 1994-05-06 | 1997-06-17 | The Watt Stopper | Zero crossing circuit for a relay |
| JPH0876862A (ja) * | 1994-09-02 | 1996-03-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 制御整流器の点弧方法及び点弧装置並びにマッサージ機 |
| US5811963A (en) * | 1994-10-11 | 1998-09-22 | Novitas Incorporated | Line powered DC power supply |
| KR960019894A (ko) * | 1994-11-30 | 1996-06-17 | 배순훈 | 전자기기의 전원제어회로 |
| US5777837A (en) * | 1995-02-02 | 1998-07-07 | Hubbell Incorporated | Three wire air gap off power supply circuit for operating switch and regulating current when switch or load is open |
| US5563759A (en) * | 1995-04-11 | 1996-10-08 | International Rectifier Corporation | Protected three-pin mosgated power switch with separate input reset signal level |
| US5600233A (en) * | 1995-08-22 | 1997-02-04 | Chicago Stage Equipment Co. | Electronic power control circuit |
| US5600546A (en) * | 1995-10-16 | 1997-02-04 | Computer Products, Inc. | Input harmonic current corrected AC-to-DC converter with multiple coupled primary windings |
| US5770928A (en) * | 1995-11-02 | 1998-06-23 | Nsi Corporation | Dimming control system with distributed command processing |
| JP3178314B2 (ja) * | 1995-11-14 | 2001-06-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP3172664B2 (ja) * | 1995-11-29 | 2001-06-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US5818214A (en) | 1996-01-18 | 1998-10-06 | International Rectifier Corporation | Buck regulator circuit |
| CA2168941A1 (en) * | 1996-02-06 | 1997-08-07 | Barna Szabados | Dimmer for fluorescent lighting |
| US6043635A (en) * | 1996-05-17 | 2000-03-28 | Echelon Corporation | Switched leg power supply |
| US5737163A (en) | 1996-06-17 | 1998-04-07 | Burr-Brown Corporation | DC-AC converter protection |
| JPH1023742A (ja) * | 1996-06-28 | 1998-01-23 | Hitachi Ltd | 半導体電力変換装置 |
| US6010310A (en) * | 1996-08-08 | 2000-01-04 | Pass & Seymour, Inc. | Fan controller for reducing harmonic fluxuations that produces audible sounds |
| JPH10136656A (ja) * | 1996-10-29 | 1998-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の起動方法 |
| US5798581A (en) * | 1996-12-17 | 1998-08-25 | Lutron Electronics Co., Inc. | Location independent dimmer switch for use in multiple location switch system, and switch system employing same |
| JPH10295072A (ja) * | 1997-04-16 | 1998-11-04 | Hitachi Ltd | 半導体電力変換装置 |
| US5923154A (en) | 1997-04-28 | 1999-07-13 | Delco Electronics Corp. | Voltage boost circuit |
| US5914865A (en) | 1997-10-23 | 1999-06-22 | Hewlett-Packard Company | Simplified AC-DC switching converter with output isolation |
| US5959443A (en) | 1997-11-14 | 1999-09-28 | Toko, Inc. | Controller circuit for controlling a step down switching regulator operating in discontinuous conduction mode |
| GB2334600A (en) * | 1998-02-24 | 1999-08-25 | Lucas Ind Plc | Pre-regulated power supplies for ECUs |
| CN1183654C (zh) * | 1999-01-19 | 2005-01-05 | 松下电器产业株式会社 | 电源装置及使用了该电源的空调机 |
| JP2000236656A (ja) * | 1999-02-17 | 2000-08-29 | Hitachi Ltd | 半導体電力変換装置 |
| US6262565B1 (en) * | 1999-05-07 | 2001-07-17 | Mytech Corporation | Electrical load switch |
| US6347028B1 (en) * | 1999-06-21 | 2002-02-12 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control system having an overload protection circuit |
| JP2001057772A (ja) * | 1999-08-17 | 2001-02-27 | Meidensha Corp | 静止形電力変換器 |
| US6175220B1 (en) * | 1999-10-22 | 2001-01-16 | Power Innovations, Inc. | Short-circuit protection for forward-phase-control AC power controller |
| CA2372487C (en) * | 2000-04-12 | 2011-08-16 | Marko Cencur | Compact non-contact electrical switch |
| US6222353B1 (en) | 2000-05-31 | 2001-04-24 | Philips Semiconductors, Inc. | Voltage regulator circuit |
| US6969959B2 (en) * | 2001-07-06 | 2005-11-29 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic control systems and methods |
-
2001
- 2001-12-10 US US10/013,746 patent/US6969959B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-07-03 EP EP20080172234 patent/EP2073363B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 AT AT10151893T patent/ATE536658T1/de active
- 2002-07-03 WO PCT/US2002/021059 patent/WO2003005550A1/en active Application Filing
- 2002-07-03 EP EP20080172240 patent/EP2058932B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 CA CA002452486A patent/CA2452486C/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 JP JP2003511400A patent/JP4303106B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 MX MXPA04000105A patent/MXPA04000105A/es active IP Right Grant
- 2002-07-03 CA CA2628022A patent/CA2628022C/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 EP EP20020744803 patent/EP1413041B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 ES ES08172243T patent/ES2371160T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 CA CA2627848A patent/CA2627848C/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 AU AU2002346046A patent/AU2002346046B2/en not_active Ceased
- 2002-07-03 CA CA2627819A patent/CA2627819C/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 AT AT08172243T patent/ATE523946T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-07-03 CN CN201010205679XA patent/CN101895212B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 KR KR1020047000189A patent/KR100937306B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2002-07-03 CN CN2010102056766A patent/CN101896026B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 CN CN2010102056978A patent/CN101888727A/zh active Pending
- 2002-07-03 CA CA2628002A patent/CA2628002C/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 CN CN2007101668689A patent/CN101202438B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 CN CNB028136837A patent/CN100488016C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 AT AT08172240T patent/ATE544226T1/de active
- 2002-07-03 CN CN2010102057222A patent/CN101895221A/zh active Pending
- 2002-07-03 SG SG200600097-0A patent/SG153652A1/en unknown
- 2002-07-03 EP EP20080172243 patent/EP2051365B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 EP EP20100151893 patent/EP2194637B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-03 CN CN2010102057152A patent/CN101895213B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-03 CA CA2627768A patent/CA2627768C/en not_active Expired - Lifetime
-
2003
- 2003-04-08 US US10/409,228 patent/US7005762B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2006
- 2006-01-24 US US11/338,324 patent/US7719817B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2006-01-24 US US11/338,325 patent/US7358627B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2006-01-24 US US11/338,321 patent/US7342764B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2007
- 2007-12-21 US US11/962,812 patent/US7480128B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2008
- 2008-07-22 JP JP2008189129A patent/JP2009010963A/ja not_active Withdrawn
- 2008-07-22 JP JP2008189127A patent/JP2008277310A/ja not_active Withdrawn
- 2008-07-22 JP JP2008189113A patent/JP2008312237A/ja not_active Withdrawn
- 2008-07-22 JP JP2008189117A patent/JP2008312239A/ja not_active Withdrawn
- 2008-07-22 JP JP2008189132A patent/JP2008277311A/ja not_active Withdrawn
- 2008-11-03 HK HK08112034A patent/HK1120165A1/xx not_active IP Right Cessation
- 2008-12-25 JP JP2008330127A patent/JP2009076108A/ja active Pending
-
2010
- 2010-04-05 US US12/754,266 patent/US7859815B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2371160T3 (es) | Procedimiento electrónico de control. | |
| AU2002346046A1 (en) | Electronic control systems and methods | |
| CA2628211C (en) | Electronic control systems and methods | |
| AU2008201334A1 (en) | Electronic control systems and methods |