JPH10295072A

JPH10295072A - 半導体電力変換装置

Info

Publication number: JPH10295072A
Application number: JP11446097A
Authority: JP
Inventors: Kazuhisa Mori; 森　　和久; Ryuji Iyotani; 隆二伊予谷; Shoichiro Koseki; 庄一郎古関; Hiromitsu Sakai; 洋満酒井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-04-16
Filing date: 1997-04-16
Publication date: 1998-11-04

Abstract

(57)【要約】【課題】ゲート駆動用電力の供給を安定化すると共
に、回路構成を比較的小型化かつ簡単化することにあ
る。【解決手段】自己消弧型スイッチング素子１に並列接
続したスナバダイオード３及びスナバコンデンサ２とか
らなる第１の直列体と、このスナバダイオードに並列接
続した第１の抵抗４及び第２のスイッチング素子１０と
からなる第２の直列体と、この第２のスイッチング素子
に並列接続した給電用コンデンサ６及び給電用ダイオー
ド５とからなる第３の直列体と、この第３の直列体の給
電用コンデンサ及び給電用ダイオードとの接続点と自己
消弧型スイッチング素子及びスナバコンデンサとの接続
点との間に接続した初充電抵抗７と、第３の直列体の給
電用コンデンサから電力の供給を受けて自己消弧型スイ
ッチング素子を駆動する駆動回路９を具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自己消弧型スイッ
チング素子を用いた半導体電力変換装置に係り、特に、
自己消弧型スイッチング素子のゲート駆動回路に電力を
供給する技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、自己消弧型スイッチング素子のゲ
ート駆動回路に電力を供給する方式として、半導体電力
変換装置外部の大地側の別電源から絶縁変圧器を介して
供給する方式と、半導体電力変換装置内の主回路から直
接供給する方式がある。前者の方式は、変換器直流電圧
が高電圧になると、絶縁変圧器の高耐圧化のため、電力
変換器の寸法が大きくなり、コストも高くなる。また、
スイッチング素子の大容量化、高周波数化が進むにつれ
て、スイッチング素子の駆動に必要な電力も大きくな
り、絶縁変圧器の大型化、コスト増により、電力変換器
の省スペース化、低価格化が困難となる。また、後者の
方式としては、特開平６−２７６７２５号公報に開示さ
れているように、スナバ回路の充電及び放電電流を変流
器を介して利用する方式であるが、自己消弧型スイッチ
ング素子のゲート駆動回路に十分な電力を供給するため
に、変流器が大きくなってしまい、小型化が困難である
とともに、スナバ回路の配線インダクタンスの増大によ
り、スパイク電圧が大きくなり、自己消弧型スイッチン
グ素子の破損を招くおそれがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】そのため、スイッチン
グ素子のスナバ回路のインダクタンスを増加させること
なく、ゲート駆動回路に十分な電力を安定に供給するこ
とが必要である。本発明の課題は、ゲート駆動用電力の
供給を安定化するとともに、比較的構成が簡単な且つ小
型の半導体電力変換装置を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題は、自己消弧型
スイッチング素子にスナバコンデンサ及びスナバダイオ
ードの直列体を並列に接続し、このスナバダイオードに
スナバ抵抗及び第２のスイッチング素子の直列体を並列
に接続するとともに、この第２のスイッチング素子に給
電用コンデンサを並列に接続し、この給電用コンデンサ
と自己消弧型スイッチング素子及びスナバコンデンサと
の接続点との間に初充電抵抗を接続し、給電用ダイオー
ドを第２のスイッチング素子と給電用コンデンサの接続
点、または、スナバダイオードと第２のスイッチング素
子の接続点に挿入する回路構成を具備することによっ
て、解決される。ここで、第２のスイッチング素子は、
給電用コンデンサがスナバコンデンサから電力の供給を
受けるとき、給電用コンデンサの充電電圧が所定以上に
上昇したとき、あるいは達すると予想されるとき、オン
する。また、第１の制限インピーダンスを給電用コンデ
ンサの電流制限用として、スナバ抵抗及び第２のスイッ
チング素子の接続点と給電用コンデンサの間、または、
スナバダイオード及び第２のスイッチング素子の接続点
と給電用コンデンサの間に挿入する。また、第２の制限
インピーダンスを第２のスイッチング素子の電流制限用
として、第２のスイッチング素子と直列に挿入する。ま
た、分圧抵抗を第２のスイッチング素子と並列に接続す
る。または、スナバコンデンサ放電抵抗をスナバ抵抗と
第２のスイッチング素子の直列体と並列に接続する。ま
た、初充電抵抗と直列に接続した初充電スイッチを設
け、初充電時に初充電スイッチをオンし、変換器運転開
始時、または、初充電電圧が所定値になったとき、オフ
する。

【０００５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。ここでは、自己消弧型スイッチング素
子としてゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと
略す。）を例にして説明する。図１は、本発明の第１の
実施形態を示す半導体電力変換装置である。本実施形態
は、自己消弧型スイッチング素子（ＧＴＯ）１、スナバ
コンデンサ２、スナバダイオード３、スナバ抵抗４、給
電用ダイオード５、給電用コンデンサ６、初充電抵抗
７、ゲート駆動用電源８、ゲート駆動回路９、第２のス
イッチング素子１０から構成する。ＧＴＯ１と並列にス
ナバコンデンサ２及びスナバダイオード３の直列体を接
続する。この直列体はＧＴＯ１がターンオフした時の電
圧跳ね上がりを抑える役割を果たす。また、スナバダイ
オード３と並列にスナバ抵抗４及びスイッチング素子１
０からなる直列体を接続し、スイッチング素子１０と並
列に給電用ダイオード５及び給電用コンデンサ６からな
る直列体を接続する。さらに、給電用ダイオード５と給
電用コンデンサ６との接続点と、ＧＴＯ１とスナバコン
デンサ２との接続点との間に初充電抵抗７を接続する。
変換器運転前に初充電抵抗７を介して給電用コンデンサ
６を充電する。給電用コンデンサ６と並列にゲート駆動
用電源８を接続し、さらにゲート駆動回路９を接続す
る。ゲート駆動用電源８は給電用コンデンサ６の過充電
を防ぐための電圧調整回路（図示せず）を有する。ゲー
ト駆動回路９はＧＴＯ１のゲートを駆動する。

【０００６】次に、本実施形態の動作を説明する。ま
ず、変換器が運転前の状態で、電源電圧が上昇すると、
ＧＴＯ１のアノード、カソード間に電圧ＶＧＡ−Ｋが印
加される。その電圧により初充電抵抗７−給電用コンデ
ンサ６−スナバ抵抗４−スナバダイオード３を介して給
電用コンデンサ６が充電される。給電用コンデンサ６の
電圧と充電電流との積の電力がゲート駆動用電源８に供
給され、ゲート駆動回路９によりＧＴＯ１のゲート駆動
が可能となる。このとき、スナバコンデンサ２もＶＧＡ
−Ｋ程度に充電される。ここで、この変換器が運転開始
前の初充電の状態において、十分に時間が経過すると、
給電用コンデンサ６の電圧は最終的にはＧＴＯ１に印加
されている電圧まで上昇しようとする。このとき、第２
のスイッチング素子１０がターンオンしても、給電用ダ
イオード５が導通できないので、給電用コンデンサ６は
過充電になる。この過充電はゲート駆動用電源８の電圧
調整回路によって防止され、ゲート駆動用電源８への入
力電圧が調整される。変換器の運転が開始され、ＧＴＯ
１がターンオンすると、スナバコンデンサ２に蓄積され
た電荷がＧＴＯ１−給電用ダイオード５−給電用コンデ
ンサ６−スナバ抵抗４を介して放電する。このとき、給
電用コンデンサ６が充電され、給電用コンデンサ６には
電力の供給が行われる。この電力供給により給電用コン
デンサ６の電圧が上昇している状態で、スイッチング素
子１０をターンオンさせると、給電用ダイオード５及び
給電用コンデンサ６を流れていた電流は、スイッチング
素子１０を流れることになり、給電用コンデンサ６の充
電が止まる。これにより給電用コンデンサ６の電圧上昇
が抑制される。この時には、給電用コンデンサ６への電
力の供給はないが、静電容量を十分に大きくしておけ
ば、給電用コンデンサ６からの放電により、ゲート駆動
回路９は十分に電力を得ることができる。次に、ＧＴＯ
１がターンオフすると、スナバコンデンサ２及びスナバ
ダイオード３に電流が流れる。このとき、スイッチング
素子１０にはスナバダイオード３の順電圧降下分の逆電
圧が印加されるので、スイッチング素子１０はオフす
る。ここで、ＧＴＯ１のターンオフ後、スナバコンデン
サ２は主回路の配線インダクダンスにより過充電され
る。その後、直流電圧と同じ電圧に戻るために、この過
充電分が放電するが、この時も給電用コンデンサ６が充
電される。この場合、スナバコンデンサ２の過充電分は
図示しない主回路を介して放電され、給電用コンデンサ
６を充電するため、ＧＴＯ１のターンオンの場合の電力
供給と同様の動作となり、給電用コンデンサ６の電圧が
上昇するが、スイッチング素子１０をターンオンさせる
ことにより、電力供給が止まる。なお、スナバコンデン
サ２の過充電分は初充電抵抗７を介しても給電用コンデ
ンサ６に放電されるが、初充電抵抗７がスナバ抵抗４に
比して大きいため、この放電電流は小さい。一方、スナ
バコンデンサ２は直流電圧とつり合うところで放電が終
わり、電流が流れなくなるので、スイッチング素子１０
もオフする。このようにして、本実施形態では、ＧＴＯ
１のスイッチング毎に給電用コンデンサ６が充電され、
また、スイッチング素子１０を用いることによって、過
剰な給電を防ぎ、給電用コンデンサ６の電圧をある範囲
に抑えることができ、ゲート駆動回路９に安定に電力を
供給することができる。また、スイッチング素子１０に
よる回路構成を小型化かつ簡単化することができる。な
お、本実施形態は、スイッチング素子１０をサイリスタ
（図１の記号）として示しているが、ＧＴＯやＩＧＢＴ
などの自己消弧型スイッチング素子を用いてもよい。

【０００７】図２は、本発明の第２の実施形態を示す。
本実施形態は、ＧＴＯ１、スナバコンデンサ２及びスナ
バダイオード３は図１の実施形態と同じであるが、スナ
バ抵抗４とスイッチング素子１０との位置を入れ換えた
構成にする。変換器運転中の動作は、図１の場合と同じ
であるが、初充電時に給電用コンデンサ６は初充電抵抗
７及びスナバダイオード３を通して充電される。このと
き、スナバ抵抗４には電流が流れないので、本実施形態
では、初充電の時定数がやや小さくなるとともに、スナ
バ抵抗４での損失がなくなる。

【０００８】図３は、本発明の第３の実施形態を示す。
本実施形態は、図１の実施形態と同じであるが、スイッ
チング素子１０の点弧回路１１を設ける。この点弧回路
１１は、ＧＴＯ１のオン、オフ指令である光信号を使用
して、ＧＴＯ１がオフし、十分に給電用コンデンサ６が
充電される時間が経過した後に、スイッチング素子１０
を点弧させる設定になっている。本実施形態では、点弧
回路１１に電圧検出部などを必要としないので、比較的
簡易な構成で済む。ただし、スナバコンデンサ２の電圧
あるいは給電用コンデンサ６の電圧によらず、給電用コ
ンデンサ６の充電時間が不変なので、本実施形態は、直
流電圧やゲート駆動回路９の消費電力があまり変動しな
い場合に適している。

【０００９】図４は、本発明の第４の実施形態を示す。
本実施形態は、図１の実施形態においてスイッチング素
子１０と並列にスイッチ制御用電圧検出回路１２を設け
る。この電圧検出回路１２は、スイッチング素子１０の
両端電圧を検出し、ある電圧以上になったら、スイッチ
ング素子１０を点弧させる。給電コンデンサ６が充電さ
れる時には、給電用ダイオード５は導通しており、スイ
ッチング素子１０の両端電圧を検出することは、給電用
コンデンサ６の電圧を検出することとほぼ等価である。
本実施形態では、スイッチング素子１０の両端の電圧を
検出して、スイッチング素子１０を点弧させる構成とす
ることにより、電圧検出回路１１の構成が比較的容易と
なる。

【００１０】図５は、本発明の第５の実施形態を示す。
本実施形態は、図４の実施形態に比し、スイッチ制御用
電圧検出回路１２を給電用コンデンサ６と並列に設け
る。この電圧検出回路１２は、給電用コンデンサ６の電
圧を検出し、ある電圧以上になったとき、スイッチング
素子１０を点弧させる。本実施形態は、図４の場合に比
べて、給電用コンデンサ６の電圧を直接検出しているの
で、確実である。また、給電用コンデンサ６の静電容量
が十分が大きく、ＧＴＯ１のスイッチング毎に給電しな
いでも十分である場合で、ＧＴＯ１のターンオン時にす
でに給電用コンデンサ６の電圧が十分に高ければ、スイ
ッチング素子１０をオンさせておいて、給電しないでも
よい。このことにより、余剰なエネルギーが給電用コン
デンサ６に入るのを防ぎ、給電用ダイオード５及び給電
用コンデンサ６の小型化が可能である。

【００１１】図６は、本発明の第６の実施形態を示す。
本実施形態は、図１の回路構成において、給電用コンデ
ンサ６と直列に給電用コンデンサ電流制限インピーダン
ス４１を接続する構成にする。この制限インピーダンス
４１は、給電用ダイオード５及び給電用コンデンサ６の
電流ピーク値を低減する。ここで、ＧＴＯ１がターンオ
ンすると、図１の回路構成では、スナバコンデンサ２の
電圧がスナバ抵抗４及び給電用コンデンサ６に印加され
るので、ＧＴＯ１を理想スイッチ、配線のインダクタン
ス及びダイオード５の電圧降下を無視すると、電流ピー
ク値はスナバコンデンサ電圧と給電用コンデンサ電圧と
の差をスナバ抵抗値で割った値となる。そこで、スナバ
抵抗４を大きくすれば、電流ピーク値を低減できるが、
放電の時定数が大きくなり、次のＧＴＯ１のターンオフ
時にスナバコンデンサ２の電圧が十分に放電していない
と、スナバ配線による急峻な電圧上昇（スパイク電圧）
にこの電圧が重畳されることになり、遮断耐量が低下し
てしまう。本実施形態では、給電用コンデンサ６と直列
に制限インピーダンス４１を接続することにより、給電
用コンデンサ６の電流ピーク値を低減でき、かつ、第２
のスイッチング素子１０がオンすれば、スナバコンデン
サ２の放電はスナバ抵抗４のみになるので、放電時間は
スナバ抵抗４を大きくするのに比べて短くて済むことに
なる。給電用コンデンサ６の電流ピーク値を低減するに
は、スナバ抵抗４の抵抗値を大きくする方法もあるが、
前述したようにスナバコンデンサ２の放電を考えると、
スナバ抵抗４の抵抗値を大きくすることよりも、図６に
示した制限インピーダンス４１を接続することの方が効
率的である。また、図中に示したように、給電用コンデ
ンサ６の電流ピーク値を抑制するには（ａ）〜（ｃ）の
３通りがある。（ａ）は給電用コンデンサ電流制限抵抗
４１１のみを用いた場合、（ｂ）は給電用コンデンサ電
流制限リアクトル４１２のみを用いた場合、（ｃ）は制
限抵抗４１１と制限リアクトル４１２の両方を用いた場
合である。

【００１２】図７は、本発明の第７の実施形態を示す。
本実施形態は、図６における給電用コンデンサ電流制限
インピーダンス４１を給電用ダイオード５のアノードと
スイッチング素子１０のアノードとの間に接続する構成
にする。この場合は、初充電時に電流が制限インピーダ
ンス４１を流れないので、図６に比し、制限インピーダ
ンス４１の損失が低減する。この場合も、図６に示した
実施形態のように制限インピーダンスは３通りがある。
本実施形態では、図６の実施形態に比べて、電流制限抵
抗４１１での初充電時の損失を低減することができ、ま
た、制限リアクトル４１２による初充電時間が長くなる
ことを除去できる。

【００１３】図８は、本発明の第８の実施形態を示す。
本実施形態は、図６における制限インピーダンス４１の
抵抗部分４１１とスナバ抵抗４とを１つの抵抗体４０に
形成し、その中間端子を設ける構成とする。本実施形態
では、２つの抵抗を１つの抵抗体で構成することによ
り、装置を小型にすることができる。

【００１４】図９は、本発明の第９の実施形態を示す。
本実施形態は、図１の回路構成のスイッチング素子１０
と直列にスイッチング素子電流制限インピーダンス４２
を接続した構成とする。この制限インピーダンス４２
は、スイッチング素子１０のオン時の電流ピークを低減
する。ここで、スイッチング素子１０がオンすると、そ
れまで給電用コンデンサ６に流れていた電流がスイッチ
ング素子１０に急激に流れる。そのため、スイッチング
素子１０の電流容量は十分に大きくないといけない。そ
こで、本実施形態では、スイッチング素子１０に直列に
スイッチング素子電流制限インピーダンス４２を接続す
ることによって、スイッチング素子１０の電流ピーク値
を抑制することができ、スイッチング素子１０の電流容
量を小さくすることができる。ただし、この場合に制限
インピーダンス４２にかかる電圧が大きいと、スイッチ
ング素子１０がオンしても、この電圧により給電用コン
デンサ６をさらに充電してしまう可能性があること、ま
た、スナバコンデンサ２の放電時定数が大きくなり、ス
ナバコンデンサ２の放電に時間がかかることなどを考慮
してインピーダンス値を決めることが重要である。ま
た、図中に示したように、スイッチング素子１０のオン
時の電流ピーク値を抑制するには（ａ）〜（ｃ）の３通
りがある。（ａ）はスイッチング素子電流制限抵抗４２
１のみを用いた場合、（ｂ）はスイッチング素子電流制
限リアクトル４２２のみを用いた場合、（ｃ）は制限抵
抗４２１と制限リアクトル４２２の両方を用いた場合で
ある。

【００１５】図１０は、本発明の第１０の実施形態を示
す。本実施形態は、図９の制限インピーダンスの抵抗部
分４２１とスナバ抵抗４とを１つの抵抗体４０に形成
し、その中間端子を設ける構成とする。本実施形態で
は、２つの抵抗を１つの抵抗体で構成することにより、
装置を小型にすることができる。

【００１６】図１１は、本発明の第１１の実施形態を示
す。本実施形態は、図６の回路構成における給電用ダイ
オード５をスナバダイオード３のカソードとスイッチン
グ素子１０のアノードとの間に接続した構成にする。こ
の構成は、初充電時にもスイッチング素子１０のオンに
より給電用コンデンサ６の過電圧を抑制する。ここで、
変換器が運転開始する前の初充電の状態において、十分
に時間が経過すると、給電用コンデンサ６の電圧は最終
的にはＧＴＯ１に印加されている電圧まで上昇しようと
する。このとき、スイッチング素子１０がターンオンし
ても、図６の給電用ダイオード５では導通できないの
で、給電用コンデンサ６の過充電を防ぐことはできな
い。本実施形態では、スイッチング素子１０がターンオ
ンすることにより、給電用コンデンサ６と直列に接続さ
れた給電用コンデンサ電流制限インピーダンス４１及び
スイッチング素子１０を通して放電する回路が形成され
るので、給電用コンデンサ６の過充電を防止することが
可能である。なお、初充電時にスイッチング素子１０を
オンさせた場合に、給電用コンデンサ６の電圧が下がり
すぎて、供給電力が低下しそうな場合は再びスイッチン
グ素子１０をオフさせればよいので、この場合は、図１
１のようにスイッチング素子１０を自己消弧型スイッチ
ング素子にした方が適している。図１１では、スイッチ
ング素子１０にＩＧＢＴの記号を用いたが、ＧＴＯを使
用してもよい。また、図１１においても、図６の場合と
同様に給電用コンデンサ電流制限インピーダンス４１と
しては、抵抗あるいはリアクトルあるいは抵抗及びリア
クトルの３通りがある。

【００１７】図１２は、本発明の第１２の実施形態を示
す。本実施形態は、図１１の回路構成におけるスイッチ
ング素子１０に直列にスイッチング素子電流制限インピ
ーダンス４２を接続した構成にする。本実施形態では、
図１１の場合の効果とともに、スイッチング素子１０の
電流ピーク値を低減することができる。また、図１２に
おいても、図６及び図９の場合と同様に給電用コンデン
サ電流制限インピーダンス４１及びスイッチング素子電
流制限インピーダンス４２としては、抵抗あるいはリア
クトルあるいは抵抗及びリアクトルの３通りがある。

【００１８】図１３は、本発明の第１３の実施形態を示
す。本実施形態は、図１１及び図１２の回路構成におけ
るスイッチング素子１０と制限インピーダンス４２の直
列接続体に並列にスイッチ制御用電圧検出回路１２を設
ける。この電圧検出回路１２は、給電用コンデンサ６の
電圧を検出することによって、スイッチング素子１０を
オン、オフさせる。これにより、図１１及び図１２の実
施形態の場合と同様に、初充電時にもスイッチング素子
１０のオン、オフにより、給電用コンデンサ６の過電圧
を抑制することができる。なお、図１３においても、図
９の場合と同様にスイッチング素子電流制限インピーダ
ンス４２としては、抵抗あるいはリアクトルあるいは抵
抗及びリアクトルの３通りがある。

【００１９】図１４は、本発明の第１４の実施形態を示
す。本実施形態は、図１の回路構成におけるスイッチン
グ素子１０と並列に分圧抵抗４３を接続した構成にす
る。ＧＴＯ１がオンした時にスイッチング素子１０に
は、スナバコンデンサ２の電圧を分圧抵抗４３とスナバ
抵抗４とで分圧した電圧しか印加されない。そのため、
本実施形態では、耐圧の低いスイッチング素子を使用す
ることができる。また、スイッチング素子１０が点弧し
ない場合でも、スナバコンデンサ２はこの分圧抵抗４３
を通して放電することができる。

【００２０】図１５は、本発明の第１５の実施形態を示
す。本実施形態は、図１４における分圧抵抗４３とスナ
バ抵抗４とを１つの抵抗体に形成し、その中間端子を設
ける構成とした回路にする。本実施形態では、２つの抵
抗を１つの抵抗体とすることにより、装置の小型化が可
能になる。

【００２１】図１６は、本発明の第１６の実施形態を示
す。本実施形態は、スナバダイオード３と並列接続した
スイッチング素子１０とスナバ抵抗４の直列回路にスナ
バコンデンサ放電抵抗４４を並列に接続した構成にす
る。これにより、スナバコンデンサ２は、放電抵抗４４
を介して確実に放電することができる。

【００２２】図１７は、本発明の第１７の実施形態を示
す。本実施形態は、図１６の回路構成における放電抵抗
４４とスナバ抵抗４とを１つの抵抗体に形成し、その中
間端子を設ける構成とする。本実施形態では、２つの抵
抗を１つの抵抗体とすることにより、装置の小型化が可
能となる。

【００２３】図１８は、本発明の第１８の実施形態を示
す。本実施形態は、給電用コンデンサ６の電流ピーク抑
制のための制限抵抗４１１、スナバ抵抗４及びスナバダ
イオード３と並列に接続された放電抵抗４４の３つの直
列に接続された抵抗を１つの抵抗体に形成し、それぞれ
中間端子を設ける構成とする。本実施形態では、３つの
抵抗を１つの抵抗体とすることにより、装置の小型化が
可能となる。

【００２４】図１９は、本発明の第１９の実施形態を示
す。本実施形態は、初充電抵抗７と直列に初充電スイッ
チ７１を接続した構成にする。この場合、初充電時には
スイッチ７１をオンさせ、初充電を行う。変換器が運転
を開始すると、ＧＴＯ１のターンオンにより初充電スイ
ッチ７１には逆電圧が印加され、オフする。ここで、初
充電スイッチ７１を設けないと、変換器運転中のＧＴＯ
１のオフ時に初充電抵抗７に電圧が印加されて損失が発
生する。本実施形態では、変換器が運転を開始すると、
初充電スイッチ７１により初充電抵抗７を開放するの
で、初充電抵抗７による損失を低減することができる。

【００２５】図２０は、本発明の第２０の実施形態を示
す。本実施形態は、図１９の回路構成において、初充電
スイッチ７１にＩＧＢＴなどの自己消弧素子を用いて、
さらに初充電スイッチ制御用電圧検出回路７２によって
初充電スイッチ７１をオン、オフさせる構成にする。こ
の場合は、初充電時にはスイッチ７１をオンさせ、初充
電中にある電圧まで達すると、初充電スイッチ７１をタ
ーンオフさせて初充電を止める。これにより、本実施形
態では、初充電中において給電用コンデンサが過電圧に
なりそうな場合には、初充電スイッチ７１を開放するこ
とにより、初充電時の過電圧を防ぐことができるととも
に、初充電抵抗７による損失を低減することができる。

【００２６】なお、図３に第３の実施形態として説明し
た第２のスイッチング素子１０の点弧回路１１は、図６
〜図２０に示した各実施形態の第２のスイッチング素子
１０の点弧に適用できることは云うまでもない。同様
に、図４、図５に第４、第５の実施形態として説明した
スイッチ制御用電圧検出回路１２は、図６〜図２０（図
１３を除く。）に示した各実施形態に適用できる。ま
た、図１９、図２０に第１９、第２０の実施形態として
説明した初充電スイッチ７１、初充電電圧検出回路７２
は、図１〜図１８に示した各実施形態に適用できる。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スナバエネルギーを利用して自己消弧型スイッチング素
子のゲート駆動用電力を安定に供給することができると
ともに、給電用コンデンサへの給電を比較的小型で簡単
な構成の回路によって行うことができる。また、給電用
コンデンサと並列接続した第２のスイッチング素子を用
いることによって、回路構成を小型化かつ簡単化できる
とともに、給電用コンデンサへの過剰な給電を防ぐこと
ができ、ゲート駆動回路に安定に電力を供給することが
できる。また、給電用コンデンサ電流制限インピーダン
スを用いることにより、スナバコンデンサの放電時間を
あまり長くせずに、給電用コンデンサの電流ピーク値を
低減することができる。また、スイッチング素子電流制
限インピーダンスを用いることにより、第２のスイッチ
ング素子の電流ピーク値を抑制することができ、スイッ
チング素子の電流容量を小さくすることができる。ま
た、給電用ダイオードをスナバダイオードのカソードと
第２のスイッチング素子のアノードとの間に接続するこ
とにより、変換器の運転開始前の初充電状態において、
給電用コンデンサの放電回路が形成され、給電用コンデ
ンサ６の過充電を防ぐことができる。また、第２のスイ
ッチング素子と並列に分圧抵抗を接続することにより、
耐圧の低いスイッチング素子を使用することができ、ま
た、第２のスイッチング素子が点弧しない場合でも、ス
ナバコンデンサの電荷を放電することができる。また、
第２のスイッチング素子とスナバ抵抗の直列回路に放電
抵抗を並列接続することにより、スナバコンデンサの電
荷を確実に放電することができる。また、初充電スイッ
チを設けることにより、変換器が運転を開始すると、初
充電抵抗を開放するので、初充電抵抗による損失を低減
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す半導体電力変換
装置

【図２】本発明の第２の実施形態

【図３】本発明の第３の実施形態

【図４】本発明の第４の実施形態

【図５】本発明の第５の実施形態

【図６】本発明の第６の実施形態

【図７】本発明の第７の実施形態

【図８】本発明の第８の実施形態

【図９】本発明の第９の実施形態

【図１０】本発明の第１０の実施形態

【図１１】本発明の第１１の実施形態

【図１２】本発明の第１２の実施形態

【図１３】本発明の第１３の実施形態

【図１４】本発明の第１４の実施形態

【図１５】本発明の第１５の実施形態

【図１６】本発明の第１６の実施形態

【図１７】本発明の第１７の実施形態

【図１８】本発明の第１８の実施形態

【図１９】本発明の第１９の実施形態

【図２０】本発明の第２０の実施形態

【符号の説明】

１…自己消弧型スイッチング素子（ＧＴＯ）、２…スナ
バコンデンサ、３…スナバダイオード、４…スナバ抵
抗、５…給電用ダイオード、６…給電用コンデンサ、７
…初充電抵抗、８…ゲート駆動用電源、９…ゲート駆動
回路、１０…第２のスイッチング素子、１１…スイッチ
点弧回路、１２…スイッチ制御用電圧検出回路、４０…
中間端子付抵抗体、４１…給電用コンデンサ電流制限イ
ンピーダンス、４１１…給電用コンデンサ電流制限抵
抗、４１２…給電用コンデンサ電流制限リアクトル、４
２…スイッチング素子電流制限インピーダンス、４２１
…スイッチング素子電流制限抵抗、４２２…スイッチン
グ素子電流制限リアクトル、４３…分圧抵抗、４４…ス
ナバコンデンサ放電抵抗、７１…初充電スイッチ、７２
…初充電スイッチ制御用電圧検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者酒井洋満茨城県日立市国分町一丁目１番１号株式会社日立製作所国分工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】自己消弧型スイッチング素子に並列接続
したスナバダイオード及びスナバコンデンサとからなる
第１の直列体と、このスナバダイオードに並列接続した
第１の抵抗及び第２のスイッチング素子とからなる第２
の直列体と、この第２のスイッチング素子に並列接続し
た給電用コンデンサ及び給電用ダイオードとからなる第
３の直列体と、この第３の直列体の給電用コンデンサ及
び給電用ダイオードとの接続点と自己消弧型スイッチン
グ素子及びスナバコンデンサとの接続点との間に接続し
た初充電抵抗と、第３の直列体の給電用コンデンサから
電力の供給を受けて自己消弧型スイッチング素子を駆動
する駆動回路を具備することを特徴とする半導体電力変
換装置。
【請求項２】請求項１において、第３の直列体に第１
の制限インピーダンスを挿入することを特徴とする半導
体電力変換装置。
【請求項３】請求項１または請求項２において、第２
の直列体の第２のスイッチング素子と直列に第２の制限
インピーダンスを挿入することを特徴とする半導体電力
変換装置。
【請求項４】自己消弧型スイッチング素子に並列接続
したスナバダイオード及びスナバコンデンサとからなる
第１の直列体と、このスナバダイオードに並列接続した
第１の抵抗及び第２のスイッチング素子及び給電用ダイ
オードとからなる第２の直列体と、この第２の直列体の
第２のスイッチング素子に並列接続した給電用コンデン
サ及び第１の制限インピーダンスからなる第３の直列体
と、この第３の直列体の給電用コンデンサと自己消弧型
スイッチング素子及びスナバコンデンサとの接続点との
間に接続した初充電抵抗と、第３の直列体の給電用コン
デンサから電力の供給を受けて自己消弧型スイッチング
素子を駆動する駆動回路を具備することを特徴とする半
導体電力変換装置。
【請求項５】請求項４において、第２の直列体の第２
のスイッチング素子と直列に第２の制限インピーダンス
を挿入することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項６】請求項２または請求項４において、第１
の制限インピーダンスは、第２の抵抗あるいはリアクト
ルあるいは第２の抵抗とリアクトルであることを特徴と
する半導体電力変換装置。
【請求項７】請求項６において、第１の抵抗と第２の
抵抗は、一つの抵抗体として形成し、中間端子を有する
ことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項８】請求項３または請求項５において、第２
の制限インピーダンスは、第３の抵抗あるいはリアクト
ルあるいは第３の抵抗とリアクトルであることを特徴と
する半導体電力変換装置。
【請求項９】請求項８において、第１の抵抗と第３の
抵抗は、一つの抵抗体として形成し、中間端子を有する
ことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１０】自己消弧型スイッチング素子に並列接
続したスナバダイオード及びスナバコンデンサとからな
る第１の直列体と、このスナバダイオードに並列接続し
た第１の抵抗及び第２のスイッチング素子とからなる第
２の直列体と、この第２のスイッチング素子に並列接続
した給電用コンデンサ及び給電用ダイオードとからなる
第３の直列体と、この第３の直列体の給電用コンデンサ
及び給電用ダイオードとの接続点と自己消弧型スイッチ
ング素子及びスナバコンデンサとの接続点との間に接続
した初充電抵抗と、第２の直列体の第２のスイッチング
素子に並列接続した第４の抵抗と、第３の直列体の給電
用コンデンサから電力の供給を受けて自己消弧型スイッ
チング素子を駆動する駆動回路を具備することを特徴と
する半導体電力変換装置。
【請求項１１】請求項１０において、第１の抵抗と第
４の抵抗は、一つの抵抗体として形成し、中間端子を有
することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１２】自己消弧型スイッチング素子に並列接
続したスナバダイオード及びスナバコンデンサとからな
る第１の直列体と、このスナバダイオードに並列接続し
た第１の抵抗及び第２のスイッチング素子とからなる第
２の直列体と、この第２のスイッチング素子に並列接続
した給電用コンデンサ及び給電用ダイオードとからなる
第３の直列体と、この第３の直列体の給電用コンデンサ
及び給電用ダイオードとの接続点と自己消弧型スイッチ
ング素子及びスナバコンデンサとの接続点との間に接続
した初充電抵抗と、第２の直列体に並列接続した第５の
抵抗と、第３の直列体の給電用コンデンサから電力の供
給を受けて自己消弧型スイッチング素子を駆動する駆動
回路を具備することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１３】請求項１２において、第１の抵抗と第
５の抵抗は、一つの抵抗体として形成し、中間端子を有
することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１４】請求項１２において、第２の直列体に
第２の抵抗を接続し、第１の抵抗と第２の抵抗と第５の
抵抗は、一つの抵抗体として形成し、それぞれ中間端子
を有することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１５】請求項１から請求項１４のいずれかに
おいて、初充電抵抗と直列に接続した初充電スイッチを
設け、初充電時に初充電スイッチをオンし、変換器運転
開始時にオフすることを特徴とする半導体電力変換装
置。
【請求項１６】請求項１から請求項１４のいずれかに
おいて、初充電抵抗と直列に接続した自己消弧型の初充
電スイッチと、初充電電圧検出回路を設け、この初充電
電圧検出回路によって初充電スイッチをオン、オフする
ことを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１７】請求項１から請求項１６のいずれかに
おいて、第２のスイッチング素子は、給電用コンデンサ
がスナバコンデンサから電力の供給を受けるとき、給電
用コンデンサの充電電圧が所定以上に上昇したとき、オ
ンすることを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項１８】請求項１から請求項１６のいずれかに
おいて、第２のスイッチング素子の点弧回路を設け、こ
の点弧回路を光信号によって作動させることを特徴とす
る半導体電力変換装置。
【請求項１９】請求項１７において、第２のスイッチ
ング素子または給電用コンデンサと並列に電圧検出回路
を設け、給電用コンデンサの充電電圧を検出し、該充電
電圧が所定値になったとき、第２のスイッチング素子を
オンすることを特徴とする半導体電力変換装置。