KR100811121B1

KR100811121B1 - 스위칭 회로, 스위칭 컨버터 및 전자 기기

Info

Publication number: KR100811121B1
Application number: KR1020070074498A
Authority: KR
Inventors: 미츠오 사에키; 고우이치 마츠다; 시게아키 나카자와
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2005-03-18
Filing date: 2007-07-25
Publication date: 2008-03-07
Also published as: EP2254225B1; TWI328333B; TW200642242A; US20060208715A1; JP2006296186A; US20090230939A1; KR100765931B1; US7492135B2; KR20070081794A; EP1703626A3; JP4984569B2; EP2254225A1; KR20060101394A; US8076915B2; EP1703626B1; EP1703626A2

Abstract

본 발명은 복수의 스위치에 대하여 각각 구동부를 설치하고, 부하 전류나 입력 전압, 출력 전압, 입출력 전압에 따라서 각 스위치를 제어함으로써, DC-DC 변환시의 변환 효율을 향상시키는 것을 과제로 한다.

복수의 제 1 스위치와 복수의 제 2 스위치를 교대로 온(on) 상태로 하여 동기(同期) 정류시킬 때, 상기 복수의 제 1 스위치를 각각 소요의 출력에 따라서 온 또는 오프(off) 상태로 반복하여 구동하고, 상기 복수의 제 2 스위치를 각각 상기 제 1 스위치와 동기시켜서 온 또는 오프 상태로 구동하고, 부하 전류, 출력 전압, 입력 전압 또는 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 스위치의 일부의 구동 및 상기 복수의 제 2 스위치의 일부 또는 전부의 구동을 정지시킨다.

DC-DC 컨버터, 실렉터, 차동 증폭기, PWM 비교기

Description

스위칭 회로, 스위칭 컨버터 및 전자 기기{SWITCHING CIRCUIT, SWITCHING CONVERTER AND ELECTRONIC DEVICE}

본 발명은 동기 정류형의 직류-직류 변환 또는 교류-직류 변환을 행하는 기술에 관한 것이다.

종래, 각종 전자 기기에 동기 정류형 DC-DC 컨버터가 사용되고 있다. 이 동기 정류형 DC-DC 컨버터는, 예를 들면 AC 어댑터에서 상용 전원으로부터 변환되어 얻어진 DC 전력이나, 전지에서 얻어진 DC 전력 등을 내부 회로의 동작에 적합한 전압으로까지 강압하는 기능을 갖는다. 이 동기 정류형 DC-DC 컨버터는 고효율 저손실이라는 이점을 갖고 있다.

동기 정류형 DC-DC 컨버터로서는, 예를 들면 도 13에 나타낸 구성이 고려된다. 상기 DC-DC 컨버터는 입력 단자(101)와 접속한 메인 스위치로서의 FET(111)나, 상기 FET(111)의 소스 단자와 그라운드 사이에 접속된 동기 정류용 스위치로서의 FET(112), 출력 코일(113), 출력 콘덴서(114), 입력 콘덴서(115), 상기 FET(111) 및 FET(112)를 교대로 구동하는 FET 드라이버부(116) 등을 구비하고 있다.

도 13의 DC-DC 컨버터에서는, 발진 제어부(120)가 출력 전압 검출부(117), 출력 전류 검출부(118), 가동 상태 제어부(119)의 출력에 따라서 FET 드라이버(116)를 제어하고, FET(111)의 듀티(duty)비를 변경하여 출력 전압을 제어하고 있다.

DC-DC 컨버터에서 큰 부하 전류가 필요하게 되는 경우, 예를 들면 도 14에 나타낸 바와 같이 복수의 출력 제어용 FET(91, 92)를 설치하여, 이들을 드라이버 회로(93)에서 구동하는 동시에, 복수의 동기 정류용 FET(94, 95)를 설치하여, 이들을 드라이버 회로(96)에서 구동하는 구성이 고려된다.

또한, 드라이버 회로(FET를 제어하는 회로)를 다수 준비하여 FET를 선택적으로 동작시킴으로써 부하의 변동에 대응 가능한 것도 알려져 있다. 예를 들면 멀티 페이즈(multi-phase) 대응의 DC-DC 컨버터(ADP 3205(아나로그데바이세즈제(製) IC) 등)가 그것이다.

이러한 멀티 페이즈 대응의 DC-DC 컨버터에서는, 페이즈마다 FET 및 코일을 구비하는데, 즉 n페이즈에 대하여 n개의 출력 제어용 FET, 동기 정류 FET, 코일을 각각 구비하고 있다.

이 방식에서는 부하 전류가 적은 경우, 페이즈마다 그 페이즈를 구동하는 드라이버를 정지시킴으로써 회로의 효율 개선을 도모하고 있다.

또한 본원 발명에 관련되는 선행 기술로서, 예를 들면 하기의 특허 문헌 1 내지 2에 개시된 기술이 있다.

[특허 문헌 1] 일본국 공개특허 2003-284333호 공보

[특허 문헌 2] 일본국 공개특허 2003-319649호 공보

상술한 바와 같이, 페이즈마다 드라이버를 설치한 DC-DC 컨버터에서는, 상기 드라이버를 정지한 경우에 이 드라이버에 의해서 구동되는 복수의 FET를 전부 사용할 수 없게 되어버리기 때문에, 각 페이즈를 멈출 것인지의 여부의 단순한 제어밖에 할 수 없어, 부하나 입출력 전압의 상황에 따라서는 반드시 최적의 변환 효율을 얻을 수 있다고는 할 수 없었다.

특히 모바일 용도의 퍼스널 컴퓨터는 퍼포먼스가 중시되는 장면에서는 고부하가, 운반 등에서의 스탠바이(서스펜드) 상태에서는 저부하가 되어, 그 부하의 변동이 크기 때문에, 고부하 상태·저부하 상태의 양쪽 모두에 고효율을 실천하는 것이 어려웠다.

일반적인 전원 회로는 부하의 최대 상태를 고려하여 설계되어, 저부하 상태에서는 변환 효율이 급격히 나빠지는 경향에 있다. 이 때문에 저부하 상태에서는, 발진의 방식을 PWM(펄스 폭 변조 방식)에서 PFM(펄스 주파수 변조 방식)으로 변경하여, 발진 주파수를 떨어뜨림으로써 효율을 올리는 것도 고려된다.

그러나, 발진 1회당 손실은 동일하여, 이 손실을 저감할 필요가 있었다.

그래서 본 발명은 복수의 스위치에 대해서 각각 구동부를 설치하여, 부하 전류나 입력 전압, 출력 전압, 입출력 전압차에 따라서 각 스위치를 제어함으로써, 스위칭 변환시의 변환 효율을 향상시키는 기술을 제공한다.

상기 과제를 해결하기 위해서 본 발명은 이하의 구성을 채용하였다.

즉, 본 발명의 제어 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로 하여 정류시키는 스위칭 컨버터의 제어 회로로서,

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와, 상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와, 부하 전류, 입력 전압, 출력 전압 또는 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

또한, 본 발명의 제어 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로 하여 정류시키는 스위칭 컨버터의 제어 회로로서,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와, 복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와, 부하 전류, 입력 전압, 출력 전압 또는 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

또한, 본 발명의 제어 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로 하여 동기 정류시키는 스위칭 컨버터의 제어 회로로서,

복수의 제 1 스위치를 각각 소요의 출력에 따라서 온 또는 오프 상태로 반복하여 구동하는 복수의 제 1 구동부와, 복수의 제 2 스위치를 각각 상기 제 1 스위치와 동기시켜서 온 또는 오프 상태로 구동하는 복수의 제 2 구동부와, 부하 전류, 출력 전압, 입력 전압 또는 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

또한, 본 발명의 스위칭 컨버터는 복수의 제 1 스위치와, 제 2 스위치와, 상기 복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와, 상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와, 부하 전류, 입력 전압, 출력 전압 또는 입출력 전압차를 검출하는 검출부와, 상기 검출부의 검출 결과에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

또한, 본 발명의 스위칭 컨버터는 제 1 스위치와, 복수의 제 2 스위치와, 제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와, 상기 복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와, 부하 전류, 입력 전압, 출력 전압 또는 입출력 전압차를 검출하는 검출부와, 상기 검출부의 검출 결과에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

또한, 본 발명의 스위칭 컨버터는 복수의 제 1 스위치와, 복수의 제 2 스위치와, 상기 복수의 제 1 스위치를 각각 소요의 출력에 따라서 온 또는 오프 상태로 반복하여 구동하는 복수의 제 1 구동부와, 상기 복수의 제 2 스위치를 각각 상기 제 1 스위치와 동기시켜서 교대로 온 상태가 되도록 구동하는 복수의 제 2 구동부와, 부하 전류, 입력 전압, 출력 전압 또는 입출력 전압차를 검출하는 검출부와, 상기 검출부의 검출 결과에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부를 구비한다.

상기 제 1 스위치는 드레인 단자를 입력 단자에 접속하고, 소스 단자를 상기 제 2 스위치에 접속하고, 게이트 단자를 상기 제 1 구동부에 접속한 FET라도 좋다. 상기 FET는 상기 입력 단자와 제 2 스위치 사이에 병렬로 복수 접속하여도 좋다.

상기 제 2 스위치는 드레인 단자를 상기 제 1 스위치에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고, 게이트 단자를 상기 제 2 구동부에 접속한 FET라도 좋다. 상기 FET는 제 2 스위치와 그라운드간에 병렬로 복수 접속하여도 좋다.

또한, 상기 스위칭 컨버터는 상기 제 1 스위치(상기 FET의 소스 단자) 및 상기 제 2 스위치(상기 FET의 드레인 단자)와 일단을 접속하고 타단을 출력 단자와 접속하는 코일이나, 상기 출력 단자와 그라운드 사이에 접속하는 평활용 콘덴서를 구비하여도 좋다.

또한, 본 발명의 스위칭 회로는 출력 단자와 접속한 코일(A)과, 상기 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(A)와, 상기 제 1 스위치(A)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(A)와, 상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과, 상기 코일(B) 및 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(B)와, 상기 제 1 스위치(B)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(B)를 구비하였다.

또한, 본 발명의 스위칭 컨버터는 출력 단자와 접속한 코일(A)과, 상기 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(A)와, 상기 제 1 스위치(A)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(A)와, 상기 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위치(A)를 교대로 구동하는 구동부(A)와, 상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과, 상기 코일(B) 및 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(B)와, 상기 제 1 스위치(B)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(B)와, 상기 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)를 교대로 구동하는 구동부(B)와, 상기 구동부(A) 및 구동부(B)를 선택적으로 구동시키는 선택부를 구비하였다.

상기 스위칭 컨버터는 상기 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)에 대하여, 상기 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위치(A)를 대용량으로 하고, 상기 선택부가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시켜도 좋다.

상기 스위칭 컨버터는 상기 코일(B)에 대하여, 상기 코일(A)을 대용량으로 하고, 상기 선택부가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시켜도 좋다.

상기 코일(B)에 대하여, 상기 코일(A)이 저 인덕턴스라도 좋다.

상기 스위칭 컨버터는 상기 구동부(B)에 대하여, 상기 구동부(A)를 대용량으로 하고, 상기 선택부가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시켜도 좋다.

상기 스위칭 컨버터는 하나의 코일의 일단에서 중점까지의 부분을 상기 코일(A)로 하고, 상기 중점에서 타단까지의 부분을 상기 코일(B)로 해도 좋다.

상기 스위칭 컨버터는 상기 선택부가 부하측 회로의 가동 상황을 나타내는 정보를 수신하여, 상기 정보에 따라서 상기 구동부(A) 또는 구동부(B)를 구동시켜도 좋다.

상기 선택부는 출력 전류에 따라서 상기 구동부(A) 또는 구동부(B)를 구동시 켜도 좋다.

또한, 본 발명의 스위칭 컨버터는 드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(A)와, 드레인 단자를 상기 제 1 FET(A)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(A)와, 상기 제 1 FET(A) 및 제 2 FET(A)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(A) 및 제 2 FET(A)를 교대로 구동시키는 구동부(A)와, 상기 제 1 FET(A)의 소스 단자 및 제 2 FET(A)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(A)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 출력 단자와 접속하는 코일(A)과, 드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(B)와, 드레인 단자를 제 1 FET(B)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(B)와, 상기 제 1 FET(B) 및 제 2 FET(B)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(B) 및 제 2 FET(B)를 교대로 구동시키는 구동부(B)와, 상기 제 1 FET(B)의 소스 단자 및 제 2 FET(B)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(B)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 발진부(A)와 접속하는 코일(B)과, 상기 구동부(A) 및 구동부(B)를 선택적으로 구동시키는 선택부를 구비하였다.

또한, 본 발명의 전자 기기는 스위칭 컨버터와, 상기 스위칭 컨버터로부터의 출력에 의해서 동작하는 부하를 갖는 기기로서,

상기 스위칭 컨버터가 출력 단자와 접속한 코일(A)과, 상기 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(A)와, 상기 제 1 스위치(A)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(A)와, 상기 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위 치(A)를 교대로 구동하는 구동부(A)와, 상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과, 상기 코일(B) 및 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(B)와, 상기 제 1 스위치(B)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(B)와, 상기 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)를 교대로 구동하는 구동부(B)와, 상기 구동부(A) 및 구동부(B)를 선택적으로 구동시키는 선택부를 구비하였다.

본 발명에 의하면, 복수의 스위치에 대하여 각각 구동부를 설치하고, 부하 전류나 입력 전압, 출력 전압, 입출력 전압에 따라서 각 스위치를 제어함으로써, 스위칭 변환시의 변환 효율을 향상할 수 있다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명을 실시하기 위한 최량의 형태에 관하여 설명한다. 이하의 실시예의 구성은 예시이며, 본 발명은 실시예의 구성에 한정되지 않는다.

(실시예 1)

도 1은 본 발명에 관한 동기 정류형의 스위칭 컨버터(DC-DC 컨버터)의 개요도이다.

이 DC-DC 컨버터(1)의 입력 단자(10a)와 출력 단자(10b) 사이에는, 제 1 스위치인 FET(field-effect transistor)(11a, 11b)가 병렬로 설치되고, 이 출력 단자(10b)측에 인덕터(L)가 배치되어 있다. 또한 이 인덕터(L)와 접지점(13) 사이에는 제 2 스위치인 FET(12a, 12b)가 병렬로 설치되어 있다. 여기서 제 1 및 제 2 스위치로서는 FET를 사용했지만, 이에 한정되지 않고 다른 스위칭 소자라도 좋다.

상기 제 1 스위치인 FET(11a, 11b)는 출력 제어용 스위치, 출력 제어용 FET, 메인 스위치, 메인측 FET, 하이 사이드 스위치, 하이 사이드 FET 등으로 불리는 경우도 있다.

상기 제 2 스위치인 FET(12a, 12b)는, 동기 정류용 스위치, 동기 정류용 FET, 동기 정류측 스위치, 동기 정류측 FET, 로 사이드 스위치, 로 사이드 FET 등으로 불리는 경우도 있다.

또한 동기 정류용 FET(12a, 12b)와 병렬로 다이오드(14)가 배치되어 있다.

그리고, 이 DC-DC 컨버터(1)에는 출력 제어용 FET(11a, 11b)와 동기 정류용 FET(12a, 12b)를 교대로 온 상태로 제어하는 제어 회로(15)가 구비되어 있다.

도 2는 출력 제어용 FET(11a, 11b) 및 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온 오프의 시간 변화를 나타낸 도면이다.

이와 같이, 출력 제어용 FET(11a, 11b)가 온 상태로 된 동안만 입력 단자(10a)로부터의 전류를 통과시키고, 인덕터(L) 및 커패시터(C1)에서 평활화하여 출력시킴으로써, 입력 전압이 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b)의 듀티비에 맞는 출력 전압으로 변환된다.

제어 회로(15)는 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b) 및 동기 정류용 FET(12a, 12b)를 각각 구동하는 드라이버(16a∼16d)나 상기 드라이버(16a∼16d)를 선택적으로 정지시키는 실렉터(17), 상기 실렉터(17)를 통하여 각 드라이버(16a∼16d) 펄스 신호를 공급하는 PWM 비교기(18)를 구비하고 있다.

상기 PWM 비교기(18)에는 차동 증폭기(19)로부터의 신호와 3각파 발진기(21)로부터의 신호가 입력되어 있다.

차동 증폭기(19)는 리퍼런스 전압(V1)과 출력 단자(10b)의 출력 전압이 입력되어 있어, 그 출력 전압의 리퍼런스 전압(V1)으로부터의 편차를 나타내는 오차 신호를 PWM 비교기(18)에 입력한다. 한편, 3각파 발진기(21)는 소정 주파수의 3각파를 생성하여, PWM 비교기(18)에 입력하고 있다.

이에 의해서 PWM 비교기(18)에서는, 3각파 발진기(21)로부터 입력된 3각파의 타이밍에서, 차동 증폭기(19)로부터의 오차 신호에 의거한 펄스 폭의 펄스 신호를 실렉터(17)에 출력한다. 여기서 본 예의 PWM 비교기(18)는 상기 오차 신호에 의거하여, 출력 전압이 기준 전압(V1)보다도 낮아질수록 넓은 펄스 폭의 펄스 신호를 출력하고, 출력 전압이 기준 전압(V1)보다도 높아질수록 좁은 펄스 폭을 갖는 펄스 신호를 생성한다. 그리고 이 펄스 신호를 실렉터(17)가 드라이버(16a, 16b)(제 1 구동부)에 입력하여, 상기 도면 2에 나타낸 바와 같이 출력 제어용 FET(11a, 11b)를 온/오프한다. 동시에 실렉터(17)는 PWM 비교기(18)로부터의 펄스 신호를 대략 반전시켜서 드라이버(제 2 구동부)(16c, 16d)에 입력하여, 상기 도면 2에 나타낸 바와 같이 동기 정류용 FET(12a, 12b)를 온/오프한다. 따라서 출력 제어용 FET(11a, 11b) 및 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 듀티비가 출력 전압에 따라 조정되어, 상기 출력 전압이 소정의 전압치가 되도록 피드백 제어된다. 여기서 드라이버(16a∼16d)는 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b)와 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온/오프를 엄밀하게 반전시킨 타이밍으로 제어하는 것에 한정되지 않고, 관통 전류 를 고려하여 양 FET를 동시에 오프로 하는 기간을 가져도 좋다.

또한, 제어 회로(15)는 입력 전압을 검출하는 차동 증폭기(입력 전압 검출부)(22)와 출력 전압을 검출하는 차동 증폭기(출력 전압 검출부)(23)를 구비하고 있다. 상기 차동 증폭기(22)는 입력 전압의 리퍼런스 전압(V2)으로부터의 편차를 나타내는 오차 신호를 실렉터(17)에 입력하고, 상기 차동 증폭기(23)는 출력 전압의 리퍼런스 전압(V3)으로부터의 편차를 나타내는 오차 신호를 실렉터(17)에 입력한다. 이와 같이, 입력 전압과 출력 전압을 검출함으로써 이 입력 전압과 출력 전압의 차(입출력 전압차)가 구해진다. 즉 본 실시예에서는 차동 증폭기(22, 23)가 전압차 검출부에 상당한다.

그리고 실렉터(17)는 이 입력 전압과 출력 전압의 차(입출력 전압차)에 의거하여 드라이버(16a∼16d)를 선택적으로 정지시킨다. 즉 실렉터(17)는 정지하는 드라이버에 펄스 신호를 입력하지 않아, FET의 게이트 전압의 차지(charge)를 행하지 않도록 한다.

예를 들면, 3각파 발진기(21)로부터 출력되는 펄스 신호의 주파수가 100kHz이고, 입력 전압을 16V, 출력 전압을 1V로 한 경우, 출력 제어용 FET(11a, 11b)와 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온 오프 시간은 도 3과 같이 된다.

마찬가지로, 입력 전압을 16V, 출력 전압을 15V로 한 경우, 출력 제어용 FET(11a, 11b)와 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온 오프 시간은 도 4와 같이 된다.

도 3에 나타낸 바와 같이, 입출력 전압차가 큰 경우(15V), 출력 제어용 FET(11a, 11b)의 온 시간은 0.625㎲로 짧고, 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b)에 걸 리는 전력곱은 작다. 또한 도 4에 나타낸 바와 같이, 입출력 전압차가 작은 경우(1V), 출력 제어용 FET(11a, 11b)의 온 시간은 9.375㎲로 길고, 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b)에 걸리는 전력곱은 크다. 따라서, 입력 전압 16V이고 출력 전압을 1∼15V로 변환 가능한 DC-DC 컨버터라면, 출력 제어용 FET(11a, 11b)가 최소의 입출력 전압차(1V)에 견딜 수 있도록 설계된다. 이 때문에, 도 3에 나타낸 바와 같이 입출력 전압차가 커져, 한 쪽의 출력 제어용 FET의 허용 범위내가 된 경우에는, 출력 제어용 FET(11a, 11b)의 한 쪽을 정지하여도 다른 쪽만으로 스위칭을 행할 수 있다.

예를 들면 출력 제어용 FET(11a)를 정지했을 때에, 출력 제어용 FET(11b)의 드레인 전류가 10A가 되고, 상기 출력 제어용 FET(11b)가 이 10A의 드레인 전류에 2㎲ 견딜 수 있는 것이라면, 출력 제어용 FET(11b)가 10V의 입출력 전압차에서 스위칭이 가능하다고 할 수 있다. 그래서, 입출력 전압차가 10V 이상이면 출력 제어용 FET(11a)의 드라이버(16a)를 정지하고, 입출력 전압차가 10V 미만이면 출력 제어용 FET(11a, 11b) 양쪽의 드라이버(16a, 16b)를 구동하도록 실렉터(17)를 설정한다. 또한, 이들의 수치는 사용하는 FET나 부하 등에 의해서 임의로 설정 가능하다. 또한, 본 예에서는 2개의 출력 제어용 FET(11a, 11b) 중 1개를 정지하는 경우에 관하여 나타냈지만, 더 많은 출력 제어용 FET를 설치하여, 그 일부를 정지하고, 나머지 FET에서 스위칭을 행하는 구성으로 하여도 좋다.

이와 같이 출력 제어용 FET의 온 시간에 의해서 스위칭에 필요한 최소한의 소자수가 결정되기 때문에, 본 실시예에서는 실렉터(17)가 차동 증폭기(22, 23)에 의해서 입력된 입출력 전압차에 적합한 수의 드라이버에 선택적으로 펄스 신호를 공급하도록 설정하고 있다. 즉, 상기 실렉터(17)는 필요수를 초과한 출력 제어용 FET의 드라이버를 정지시킨다. 또한, 이 수에 따라서 구체적으로 어느 드라이버를 정지시킬지는 임의로 설정할 수 있다.

한편, 도 3에 나타낸 바와 같이 입출력 전압차가 큰 경우(15V), 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온 시간은 9.375㎲로 길고, 상기 동기 정류용 FET(12a, 12b)에 걸리는 전력곱은 크다. 또한 도 4에 나타낸 바와 같이, 입출력 전압차가 작은 경우(1V), 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 온 시간은 0.625㎲로 짧고, 상기 동기 정류용 FET(12a, 12b)에 걸리는 전력곱은 작다. 따라서, 입력 전압 16V이고 출력 전압을 1∼15V로 변환 가능한 DC-DC 컨버터라면, 동기 정류용 FET(12a, 12b)가 최대의 입출력 전압차(15V)에 견딜 수 있게 설계된다. 이 때문에, 도 4에 나타낸 바와 같이 입출력 전압차가 작아져, 한 쪽의 동기 정류용 FET의 허용 범위내가 된 경우에는, 동기 정류용 FET(12a, 12b)의 한 쪽을 정지하여도 다른 쪽만으로 스위칭을 행할 수 있다.

또한, 동기 정류용 FET(12a, 12b)에 걸리는 전력이 작아, 이 전력을 다이오드(14)에 걸은 경우의 전력 손실이 무시할 수 있을 정도로 작은 경우에는 동기 정류용 FET(12a, 12b)를 모두 정지시켜도 좋다.

예를 들면. 동기 정류용 FET(12a)를 정지했을 때에, 동기 정류용 FET(12b)의 드레인 전류가 10A가 되고, 상기 동기 정류용 FET(12b)가 이 10A의 드레인 전류에 2㎲를 견딜 수 있는 것이라면 동기 정류용 FET(12b)가 3V의 입출력 전압차에서 스 위칭이 가능하다고 할 수 있다. 그래서, 입출력 전압차가 1.5V미만이면 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 정지하고, 입출력 전압차가 1.5V 이상 3V 이하이면 동기 정류용 FET(12a)의 드라이버(16c)를 정지하고, 입출력 전압차가 3V를 초과하고 있으면 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 구동하도록 실렉터(17)를 설정한다. 또한, 이들의 수치는 사용하는 FET나 부하 등에 의해서 임의로 설정 가능하다. 또한, 본 예에서는 2개의 동기 정류용 FET(12a, 12b) 중 1개 또는 2개를 정지하는 경우에 관해서 나타냈지만, 더 많은 동기 정류용 FET를 설치하여, 그 일부를 정지하고, 나머지 FET에서 스위칭을 행하는 구성으로 하여도 좋다.

이와 같이 동기 정류용 FET의 온 시간에 의해서, 스위칭에 필요한 최소한의 소자수가 결정되기 때문에, 본 실시예에서는 실렉터(17)가 차동 증폭기(22, 23)에 의해서 입력된 입출력 전압차에 적합한 수의 드라이버에 선택적으로 펄스 신호를 공급하도록 설정하고 있다. 즉, 상기 실렉터(17)는 필요수를 초과한 동기 정류용 FET의 드라이버를 정지시킨다. 또한, 이 수에 따라서 구체적으로 어느 드라이버를 정지시킬지는 임의로 설정할 수 있다.

이에 의해서, 경 부하시에 드라이버(16a∼16d)의 일부를 정지시키고, 이들 드라이버(16a∼16d)에서 소비되는 전력을 삭감할 수 있으므로 전력 절약화, 즉 변환 효율의 향상을 도모할 수 있다.

예를 들면 1개당 소비 전력이 25mW인 드라이버 회로를 4개(즉, 모든 드라이버 회로에 의한 소비 전력은, 25mW×4=100mW) 구비하고, 부하 전력이 5V×100mA = 500mW의 부하에 대해서, 이들 4개의 드라이버 회로를 동작시킨 경우에는 2할이나 손실된다. 여기서, 드라이버 회로의 일부를 정지하고, 2개만의 구동으로 한 경우, 50mW의 전력 손실의 개선을 도모할 수 있다. 즉, 전력 손실분이 부하에 대하여 2할에서 1할로 삭감된다.

이상과 같이 본 실시예에 의하면, FET 마다 준비한 드라이버 회로를 입출력 전압차의 상황에 따라서 정지 또는 구동시킴으로써 최적의 드라이브 제어를 행할 수 있어, DC-DC 컨버터의 효율 개선을 도모할 수 있다.

또한, 본 실시예에서는 실렉터(17)가 입출력 전압차에 따라서 일부의 드라이버를 정지시키는 구성으로 했지만, 이것에 한정되지 않고 실렉터(17)가 입력 전압 또는 출력 전압에 따라서 일부의 드라이버를 정지시키는 구성으로 해도 좋다.

예를 들면, 출력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 출력 전압과 입력 전압의 차이에서 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)를 생략하고, 실렉터(17)가 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)에 의한 입력 전압에 적합한 수의 드라이브를 정지하여도 좋다.

또한, 예를 들면 입력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 입력 전압과 출력 전압의 차이에서 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET수를 결정할 수 있으므로, 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)를 생략하고, 실렉터(17)가 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)에 의한 출력 전압에 적합한 수의 드라이브를 정지하여도 좋다.

(실시예 2)

도 5는 본 발명의 실시예 2로서의 DC-DC 컨버터의 개요도이다. 본 실시예는 상술의 실시예와 비교하여 부하 전류에 따라서 정지하는 드라이브를 결정한 점이 다르고, 그 외의 구성은 같다. 이 때문에, 상술의 실시예와 동일한 요소에는 동일 부호를 붙이거나 하여 중복되는 설명은 원칙적으로 생략하고 있다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 본 실시예의 DC-DC 컨버터(1a)는 부하 전류 검출기(24)를 구비하고, 출력 단자(10b) 근방의 저항(R)에 흐르는 전류를 검지, 즉 출력 전류(부하 전류)를 검지하고, 이 출력 전류에 따른 신호를 실렉터(17a)에 입력하고 있다.

그리고, 본 실시예의 실렉터(17a)는 이 부하 전류와 상술한 입출력 전력차에 의거하여 드라이버를 정지한다.

즉, 상술한 입출력 전압차와 정지하는 드라이버수의 관계는 부하 전류에 의해 결정되므로, 본 실시예의 DC-DC 컨버터(1a)에서는, 이 부하 전류에 따른 상기 관계에 의거하여 드라이버를 정지시키도록 실렉터(17a)를 설정하고 있다.

예를 들면, 출력 제어측의 드라이버(16a, 16b)에 관해서는 부하 전류가 12A이면, 입출력 전압차가 12V 이상일 때 출력 제어용 FET(11a)의 드라이버(16a)를 정지하고, 입출력 전압차가 12V 미만일 때 출력 제어용 FET(11a, 11b) 양쪽의 드라이버(16a, 16b)를 구동시키고, 부하 전류가 10A이면, 입출력 전압차가 10V 이상일 때 출력 제어용 FET(11a)의 드라이버(16a)를 정지하고, 입출력 전압차가 10V 미만일 때 출력 제어용 FET(11a, 11b) 양쪽의 드라이버(16a, 16b)를 구동시키도록 실렉 터(17)를 설정한다.

그리고, 동기 정류측의 드라이버(16c, 16d)에 대해서는, 부하 전류가 12A이면, 입출력 전압차가 1.1V 미만일 때 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 정지하고, 입출력 전압차가 1.1V 이상 2V 이하일 때 동기 정류용 FET(12a)의 드라이버(16c)를 정지하고, 입출력 전압차가 2V를 초과하고 있을 때 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 구동하고, 부하 전류가 10A이면, 입출력 전압차가 1.5V 미만일 때 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 정지하고, 입출력 전압차가 1.5V 이상 3V 이하일 때 동기 정류용 FET(12a)의 드라이버(16c)를 정지하고, 입출력 전압차가 3V를 초과하고 있을 때 동기 정류용 FET(12a, 12b) 양쪽의 드라이버(16c, 16d)를 구동하도록 실렉터(17)를 설정한다. 또한, 이들의 수치는 사용하는 FET나 부하 등에 의해서 임의로 설정 가능하다. 또한, 본 예에서는 2개의 출력 제어용 FET(11a, 11b) 중 1개를 정지하고, 또한 2개의 동기 정류용 FET(12a, 12b) 중 1개 또는 2개를 정지하는 경우에 관해서 나타냈지만, 더 많은 FET를 설치하여, 그 일부를 정지하고, 나머지 FET에서 스위칭을 행하는 구성으로 하여도 좋다.

또한, 본 실시예에서는 실렉터(17)가 입출력 전압차 및 부하 전류에 따라서 일부의 드라이버를 정지하는 구성으로 했지만, 이것에 한정되지 않고 실렉터(17)가 입력 전압과 부하 전류, 출력 전압과 부하 전류, 또는 부하 전류에만 따라서 일부의 드라이버를 정지하는 구성으로 하여도 좋다.

예를 들면, 출력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 출력 전압 및 입력 전압의 차이와, 부하 전류로부터 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)를 생략하고, 실렉터(17)가 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)에서 검출한 입력 전압과 부하 전류 검출부(24)에서 검출한 부하 전류에 적합한 수의 드라이브를 정지하여도 좋다.

또한, 입력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 입력 전압 및 출력 전압의 차이와, 부하 전류로부터 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)를 생략하고, 실렉터(17)가 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)에서 검출한 출력 전압과 부하 전류 검출부(24)에서 검출한 부하 전류에 적합한 수의 드라이브를 정지하여도 좋다.

또한, 입출력 전압차가 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 입출력 전압차와 부하 전류로부터 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22) 및 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)를 생략하고, 실렉터(17)가 부하 전류 검출부(24)에서 검출한 부하 전류에 적합한 수의 드라이브를 정지하여도 좋다.

(실시예 3)

도 6은 본 발명의 실시예 3으로서의 스위칭 컨버터(DC-DC 컨버터)의 개요도이다.

본 실시예의 DC-DC 컨버터(1b)는 입력 단자(10a)와 출력 단자(10b) 사이에, 제 1 스위치(A)인 FET(field-effect transistor)(11a)와 제 1 스위치(B)인 FET(11b)가 병렬로 설치되고, 이 출력 단자(10b)측에 인덕터(L1, L2)가 배치되어 있다. 또한, 이 인덕터(L1, L2)와 접지점(13) 사이에는 제 2 스위치(A)인 FET(12a)와 제 2 스위치(B)인 FET(12b)가 병렬로 설치되어 있다.

즉, 상기 DC-DC 컨버터(1b)는 드레인 단자를 입력 단자(10a)에 접속하고 있는 FET(11a)(제 1 FET(A)에 상당)와, 드레인 단자를 상기 FET(11a)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 FET(12a)(제 2 FET(A)에 상당)와, 상기 FET(11a)의 소스 단자 및 FET(12a)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31a)(발진부(A)에 상당)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 출력 단자(10b)와 접속하는 코일(L1)(코일(A)에 상당)과, 드레인 단자를 입력 단자(10a)에 접속하고 있는 FET(11b)(제 1 FET(B)에 상당)와, 드레인 단자를 상기 FET(11b)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 FET(12b)(제 2 FET(B)에 상당)와, 상기 FET(11b)의 소스 단자 및 FET(12b)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31b)(발진부(B)에 상당)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 발진부(31a)와 접속하는 코일(L2)(코일(B)에 상당)을 구비하고 있다.

여기서, 제 1 및 제 2 스위치로서는 FET를 사용했지만, 이것에 한정되지 않고 다른 스위칭 소자라도 좋다.

상기 제 2 스위치인 FET(12a, 12b)는 동기 정류용 스위치, 동기 정류용 FET, 동기 정류측 스위치, 동기 정류측 FET, 로 사이드 스위치, 로 사이드 FET 등으로 불리는 경우도 있다.

또한, 동기 정류용 FET(12a, 12b)와 각각 병렬로 다이오드(14)가 배치되어 있다.

그리고, 제어 회로(15)는 FET(11a)와 FET(12a)가 교대로 ON 상태가 되도록 또는 FET(11b)와 FET(12b)가 교대로 ON 상태가 되도록 구동한다.

이와 같이, 출력 제어용 FET(11a, 11b)는 입력 단자(10a)에 인가된 전압을 제어 회로(15)에 의해서 온 상태로 된 동안만 출력하고, 인덕터(L1, L2) 및 커패시터(C1)에서 평활화시킨다. 즉, DC-DC 컨버터(1b)는 입력 전압을 상기 출력 제어용 FET(11a, 11b)의 듀티비에 따른 출력 전압으로 변환한다.

상기 제어 회로(15)는 상기 출력 제어용 FET(11a) 및 동기 정류용 FET(12a)의 게이트 소스간에 접속하고, 상기 FET(11a) 및 FET(12a)를 교대로 ON 상태로 하도록 구동하는 FET 드라이버(구동부(A)에 상당)(26a)나, 상기 출력 제어용 FET(11b) 및 동기 정류용 FET(12b)의 게이트 소스간에 접속하고, 상기 FET(11b) 및 FET(12b)를 교대로 ON 상태로 하도록 구동하는 FET 드라이버(구동부(B)에 상당)(26b), 출력을 검출하는 검출부(23, 24), 상기 출력 등에 따라서 FET 드라이버(26a, 26b)를 제어하는 발진 제어부(선택부에 상당)(17), 클록을 생성하는 클록 생성부(21)를 구비하고 있다.

출력 전압 검출부(23)는 상기 컨버터(1b)의 출력 전압을 검출하는 것으로, 예를 들면 코일(L1)의 출력측의 전압과 기준 전압의 차이에 따른 신호(출력 편차 신호)를 발진 제어부(17)에 입력하는 차동 증폭기 등으로 이루어진다.

출력 전류 검출부(24)는 상기 컨버터(1b)의 출력 전류를 검출하는 것으로, 출력 단자(10b)측에 설치한 저(低) 저항(R)의 양단의 전압차에 따른 신호(출력 전류 신호)를 발진 제어부(17)에 입력하는 차동 증폭기 등으로 이루어진다.

발진 제어부(17)는 클록 생성부(21)로부터 입력된 클록의 타이밍에서, 출력 전압 검출부(23)로부터의 출력 편차 신호에 따른 폭의 펄스 신호를 생성하고, 상기 펄스 신호를 FET 드라이버(26a, 26b)에 선택적으로 입력하여, 상기 도면 2에 나타낸 바와 같이 출력 제어용 FET(11a, 11b)를 온/오프한다. 여기서 발진 제어부(17)는 출력 전류 신호가 소정치 이상이면 FET 드라이버(26a)에 상기 펄스 신호를 출력하고, 출력 전류 신호가 소정치 미만이면 FET 드라이버(26b)에 상기 펄스 신호를 출력한다. 예를 들면, 발진 제어부(17)는 출력 전류 신호가 소정치 미만인 경우에 Lo, 출력 전류 신호가 소정치 이상인 경우에 Hi를 출력하는 논리 회로와, 상기 논리 회로의 출력이 Hi인 경우에 FET 드라이버(26a)에 상기 펄스 신호를 출력하고, 상기 논리 회로의 출력이 Lo인 경우에 FET 드라이버(26b)에 상기 펄스 신호를 출력하는 실렉터를 구비한다. 또한, 소정치는 하나의 값에 한정되지 않고, 복수의 값이라도 좋다. 예를 들면, 출력 전류 신호가 제 1 임계치 미만인 경우에 출력을 Lo로 변경하고, 출력 전류 신호가 제 2 임계치 이상(단, 제 1 임계치 < 제 2 임계치)인 경우에 출력을 Hi로 변경하고, 제 1 임계치에서 제 2 임계치 사이에서는 현상을 유지하는 논리 회로를 이용하여도 좋다.

또한, 부하측 회로(28)의 가동 상태를 파악하고 있는 가동 상태 제어부(27)가 존재하는 경우, 발진 제어부(17)는 상기 가동 상태 제어부(27)로부터 가동 상태정보를 수신하고, 상기 가동 상태 정보에 의거하여 FET 드라이버(26a) 또는 FET 드라이버(26b)에 상기 펄스 신호를 출력하여도 좋다.

이 경우, 발진 제어부(17)는 예를 들면 스탠바이 상태나 전력 절약 모드를 표시하는 가동 상태 정보의 경우에 Lo, 보통 모드를 표시하는 가동 상태 정보의 경우에 Hi를 실렉터에 출력하는 구성의 논리 회로를 이용한다.

또한, 입력 단자(1Oa)의 전력이 부하의 대소에 비례하는 경우에는, 입력을 검출하는 검출부를 설치하고, 상기 입력에 따라서 발진 제어부(17)가 FET 드라이버(26a) 또는 FET 드라이버(26b)에 상기 펄스 신호를 출력하여도 좋다.

또한, 일반적인 스위칭 컨버터에서의 손실은 제어 회로가 FET를 드라이브할 때에 발생하는 손실과, FET·코일 등에 부하 전류가 흐를 때에 발생하는 손실로 대별할 수 있다. 이 때, 저부하에서는 전자가, 고부하에서는 후자가 지배적이다.

이 때문에, 효율을 올리기 위해서는 저부하를 전제로 한 회로에서는 게이트 용량이 작은 소형의 FET를 사용하고, 고부하를 전제로 한 회로에서는 저(低)온(on) 저항인 대형의 FET를 사용하는 것이 유효하다.

또한, 저부하를 전제로 한 회로에서는 발진 주파수를 느리게 할 수 있는 고 인덕턴스의 코일을 사용하고, 고부하를 전제로 한 전원 회로에서는 부하 변동의 응답성을 올리기 위해서 저 인덕턴스의 코일을 사용하는 것이 유효하다.

그래서, 본 실시예에서는 FET(11a)(제 1 스위치(A)에 상당) 및 FET(12a)(제 2 스위치(A)에 상당)를, FET(11b)(제 1 스위치(B)에 상당) 및 FET(12b)(제 2 스위치(B)에 상당)보다도 대용량으로 하고 있다.

또한, 본 실시예에서는 코일(L1)을 상기 코일(L2)보다도 대용량으로 하고, 또한 코일(L1)을 상기 코일(L2)보다도 저 인덕턴스로 하고 있다.

또한, 본 실시예의 FET(11b), FET(12b)는 FET(11a), FET(12a) 보다 소용량이므로, FET 드라이버(26b)를 FET 드라이버(26a)보다도 소용량으로 함으로써 효율이나 실장 면적의 최적화를 도모할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시예의 DC-DC 컨버터는 부하의 상태에 따라서 대용량의 스위치(11a, 12a)와 소용량의 스위치(11b, 12b) 중 어느 한 쪽을 선택적으로 구동시키므로, 저부하·고부하의 어느 상태에서나 고효율로 응답성이 높은 전원 회로를 실현할 수 있다.

특히, 본 실시예의 DC-DC 컨버터는 고부하의 상태에서 스위칭을 행할 때, 저 인덕턴스의 코일(L1)을 사용하고, 저부하의 상태에서 스위칭을 행할 때, 코일(L1) 및 코일(L2)을 사용하여, 고 인덕턴스를 얻을 수 있으므로 발진 주파수를 낮게 설정할 수 있어, 저부하시의 고효율화를 한층 더 실현할 수 있다.

예를 들면, 입력 전압 16V, 출력 전압 3.3V, 부하 전류 10mA의 경우, 도 13의 회로에서는, 고부하시를 고려하면 코일(L3)의 인덕턴스를 크게 설정할 수 없기 때문에, L3 = 2.5μH이고, 1회당 온 시간을 1μsec로 하면, 발진 주파수가 832Hz가 된다. 이 상태의 출력 전압 및 발진 파형이 도 7이다.

이에 대하여, 본 실시예의 회로에서는 코일 L1 = 2.5μH, L2 = 97.5μH로 하면, 고부하 시의 코일(L1)이 저 인덕턴스(2.5μH)라도, 저부하 시에는 코일(L1, L2)의 합계 100μH인 고 인덕턴스로 할 수 있기 때문에, 상기 도 7과 같은 출력 전압 리플(진동 폭)에 맞춘 경우, 도 8과 같이 1회당 온 시간을 11μsec, 발진 주파수 275Hz로 할 수 있다.

이와 같이 본 실시예에 의하면 출력 전압 리플을 유지한 채, 발진 주파수를 느리게 할 수 있어, 고효율화를 실현할 수 있다.

(변형예 1)

도 9는 본 실시예의 변형예 1의 회로도이다. 본 예는 상기 코일(L1, L2) 대신에 하나의 코일(L12)을 사용한 점이 다르다. 또한, 그 밖의 구성은 같다.

도 9 에 나타낸 바와 같이, 본 예에서는 코일(L12)의 일단을 발진부(31b)에 접속하고, 타단을 출력 단자(10b)에 접속하고, 중점을 발진부(31a)에 접속하고 있다.

즉, 본 예의 코일(L12)은 출력측 단부로부터 중점까지의 부분을 상기 코일(L1)로 하고, 상기 중점으로부터 출력측 단부까지의 부분을 상기 코일(L2)로 하고 있다.

이에 의해, 코일(L1, L2)을 별개로 설치한 경우와 비교하여 실장 면적을 작게 해서 장치의 소형화를 도모할 수 있다.

(변형예 2)

도 10은 본 실시예의 변형예 2의 회로도이다. 상기 실시예 3은 출력 제어용 스위치 및 동기 정류용 스위치를 2세트 구비한 예를 나타냈지만, 이것에 한정되지 않고, 출력 제어용 스위치 및 동기 정류용 스위치를 더 구비해도 좋다.

예를 들면, 도 10에 나타낸 바와 같이 FET(11b), FET(12b)를 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위치(A)로 하고, 이것에 대하여 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)로서 n세트째의 FET(11n, 12n)를 접속해도 좋다.

이 경우, FET(11n, 12n), 코일(Ln)을 가장 소용량으로 한다. 또한 코일(Ln)을 가장 저 인덕턴스로 해도 좋다.

그리고, 발진 제어부(17)가 부하(출력 전류나 가동 상태 정보)에 따라서, FET 드라이버(26a, 26b, 26n) 중 어느 하나를 선택적으로 구동시킨다.

(실시예 4)

도 11은 본 발명의 전자 기기로서의 노트형 퍼스널 컴퓨터(전자 기기에 상당, 이하 노트북이라고도 함)의 외관 사시도, 도 12는 상기 노트북의 전원부 주변의 설명도이다. 본 실시예는 상술한 실시예 1과 동일한 DC-DC 컨버터(1)를 전원부에 구비한 노트북(10)의 예를 나타내고 있다. 또한, 상술한 실시예 1과 같은 구성 요소에는 동일 부호를 붙이거나 하여 반복 설명을 생략하고 있다.

도 11중, 노트북(10)은 컴퓨터 본체(51)와 이것에 힌지(52)에 의해서 개폐 가능하게 연결되어 있는 디스플레이부(53)로 이루어진다. 화살표(X1, X2)는 노트PC(10)의 폭방향, 화살표(Y1, Y2)는 안길이 방향, 화살표(Z1, Z2)는 높이(두께) 방향을 나타낸다. 컴퓨터 본체(51)는 상면에 키보드부(54)를 갖고, 내부에 CPU 등을 갖고, 하부 우측에 전지 팩(30)의 수용부(56)가 형성되어 있다. 수용부(56)는 컴 퓨터 본체(51)의 우측면(57)에 전지 팩(30)의 삽입구로서의 개구(58)를 갖는다. 수용부(56)는 이 개구(58)로부터 화살표(X2) 방향으로 장치 중간 정도에 걸친 슬릿형상으로, 그 X2측 단부에는 커넥터(59)가 설치되어 있다. 또한, 커넥터(59)는 컴퓨터 본체(51) 내부에 위치하기 때문에, 도 11에서는 본체(51)의 상면의 일부를 절결하여 나타내고 있다.

전지 팩(30)은 수용부(56)에 끼워만듦이 가능한 평판형상으로, 삽입 방향(X2)의 선단부에 커넥터(59)와 끼워맞춤하는 커넥터(63)를 갖는다. 전지 팩(30)은 수용부(56)에 끼워만들 때에, 이 커넥터(59, 63)를 통하여 전원부(60)와 전기적으로 접속한다.

또한, 이 노트북(10)에는 AC 어댑터(20)가 접속되고 상기 AC 어댑터(20)에 의해서 상용 교류 전력이 DC 전력으로 변환되어 공급된다.

AC 어댑터(20)는 상용 전원(40)의 전력을 예를 들면 16V의 DC 전력으로 변환하여, 노트북(10)의 전원부(60)에 공급하는 기능을 갖는다. 이 전원부(60)에 공급된 전력은 다이오드(D3)를 경유하여 DC-DC 컨버터(1)의 입력 단자(10a)에 전달되고, 상기 DC-DC 컨버터(1)에 의해 노트북(10)내의 각 부분의 회로(부하)에서 사용되는 전압의 전력으로 변환된다. 또한 도 12에는 DC-DC 컨버터(1)로부터의 출력 단자(1Ob)를 하나만 나타냈지만, 하나에 한정되는 것이 아니라, 예를 들면 복수 계통 설치하여 각각 다른 전압을 출력하도록 구성하여도 좋다.

또한, AC 어댑터(20)로부터의 전력은 충전기(61)를 통하여 전지 팩(30)에도 공급된다. 상기 전지 팩(30)에는 도시되지 않은 2차 전지가 수용되어 있고, 충전 기(61)가 AC 어댑터(20)로부터의 전력으로 전지 팩(30) 내의 2차 전지를 충전한다. 그래서 노트북(10)은 AC 어댑터(20)가 분리된 상태에 있어도, 그 전지 팩(30)으로부터의 전력(예를 들면 12.6V 정도의 전력)이 다이오드(D2)를 경유하고, 또한 DC-DC 컨버터(1)에 의해 소정 전압의 전력으로 변환되어 각 부분의 회로(부하)에 공급된다.

이 DC-DC 컨버터(1)는 상술한 실시예 1과 동일하며, FET 마다 준비한 드라이버 회로를 입출력 전압차의 상황에 따라서 정지 또는 구동시킴으로써 최적의 드라이브 제어를 행할 수 있다.

따라서 본 실시예에 의하면, 노트북(전자 기기)에서의 전력 소비 효율의 개선을 도모할 수 있다.

또한, 본 실시예의 DC-DC 컨버터(1)는 상술한 실시예 2와 동일한 DC-DC 컨버터(1a)로 대체해도 좋다. 또한, 본 실시예에서는 실렉터(17)가 입출력 전압차에 따라서 일부의 드라이버를 정지하는 구성으로 했지만, 이것에 한정되지 않고 실렉터(17)가 입력 전압 또는 출력 전압에 따라서 일부의 드라이버를 정지하는 구성으로 하여도 좋다.

예를 들면, 출력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는, 이 값으로 가정한 출력 전압과 입력 전압의 차이로부터 상기와 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)를 생략하고, 실렉터(17)가 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)에 의한 입력 전압에 적합한 수의 드라이브를 정지해도 좋다.

또한 예를 들면, 입력 전압이 거의 일정한 값이 되는 경우에는 이 값으로 가정한 입력 전압과 출력 전압의 차이로부터 상술과 마찬가지로 최소한 필요한 FET 수를 결정할 수 있으므로, 입력 전압 검출부(차동 증폭기)(22)를 생략하고, 실렉터(17)가 출력 전압 검출부(차동 증폭기)(23)에 의한 출력 전압에 적합한 수의 드라이브를 정지해도 좋다.

또한, 본 실시예의 DC-DC 컨버터(1)는 상술한 실시예 3과 동일한 DC-DC 컨버터(1b)로 대체하여, 발진 제어부(17)가 출력 전류나 부하의 가동 상태 정보에 따라서 FET 드라이버(26a, 26b) 중 어느 하나를 구동하는 구성으로 하여도 좋다.

(기타)

본 발명은 상술한 도시예에만 한정되는 것이 아니라, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위내에서 여러가지로 변경을 가할 수 있는 것은 물론이다.

예를 들면, 이하에 부기한 구성에서도 상술한 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있다. 또한 이들의 구성 요소는 가능한 한 조합시킬 수 있다.

(부기 1)

제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로 하여 정류시키는 스위칭 컨버터의 제어 회로로서,

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 2)

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 3)

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 4)

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 5)

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 6)

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 7)

제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로하여 정류시키는 스위칭 컨버 터의 제어 회로로서,

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 8)

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 9)

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 10)

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 11)

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 12)

제 1 스위치와 제 2 스위치를 교대로 온 상태로 하여 정류시키는 스위칭 컨 버터의 제어 회로로서,

복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 제어 회로.

(부기 13)

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 복수의 제 1 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 1 구동부와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

상기 부하 전류 검출부에서 검출된 부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 14)

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와 제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

상기 복수의 제 2 스위치를 각각 구동하는 복수의 제 2 구동부와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

상기 부하 전류 검출부에서 검출된 부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 15)

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

상기 입력 전압 검출부에서 검출된 입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 16)

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

상기 입력 전압 검출부에서 검출된 입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 17)

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

상기 출력 전압 검출부에서 검출된 출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 18)

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

상기 출력 전압 검출부에서 검출된 출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 19)

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

상기 전압차 검출부에서 검출된 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 20)

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

상기 전압차 검출부에서 검출된 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 21)

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

상기 부하 전류 검출부에서 검출된 부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 22)

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

상기 입력 전압 검출부에서 검출된 입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 23)

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

상기 출력 전압 검출부에서 검출된 출력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 24)

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

상기 전압차검출부에서 검출된 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 스위칭 컨버터.

(부기 25)

스위칭 컨버터와, 상기 스위칭 컨버터로부터의 출력에 의해서 동작하는 부하를 갖는 전자 기기로서,

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 26)

상기 스위칭 컨버터가,

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 27)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 28)

상기 스위칭 컨버터가,

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 29)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 30)

상기 스위칭 컨버터가,

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 31)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

제 2 스위치와,

상기 제 2 스위치를 구동하는 제 2 구동부와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 32)

상기 스위칭 컨버터가,

제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

제 1 스위치를 구동하는 제 1 구동부와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 33)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

부하 전류를 검출하는 부하 전류 검출부와,

상기 부하 전류 검출부에서 검출된 부하 전류에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 전자 기기.

(부기 34)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

입력 전압을 검출하는 입력 전압 검출부와,

상기 입력 전압 검출부에서 검출된 입력 전압에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 전자 기기.

(부기 35)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와,

를 구비하는 전자 기기.

(부기 36)

상기 스위칭 컨버터가,

복수의 제 1 스위치와,

복수의 제 2 스위치와,

입출력 전압차를 검출하는 전압차 검출부와,

상기 전압차 검출부에서 검출된 입출력 전압차에 따라서 상기 복수의 제 1 구동부의 일부, 및 상기 복수의 제 2 구동부의 일부 또는 전부를 정지시키는 선택부

를 구비하는 전자 기기.

(부기 37)

출력 단자와 접속한 코일(A)과,

상기 코일을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(A)와,

상기 제 1 스위치(A)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(A)와,

상기 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위치(A)를 교대로 구동하는 구동부(A)와,

상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과,

상기 코일(B) 및 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(B)

를 구비한 스위칭 회로. (10)

(부기 38)

출력 단자와 접속한 코일(A)과,

상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과,

상기 코일(B) 및 코일(A)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(B)와,

상기 제 1 스위치(B)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(B)와,

상기 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)를 교대로 구동하는 구동부(A)와,

상기 구동부(A) 및 구동부(B)를 선택적으로 구동시키는 선택부

를 구비한 스위칭 컨버터. (11)

(부기 39)

상기 제 1 스위치(B) 및 제 2 스위치(B)에 대하여, 상기 제 1 스위치(A) 및 제 2 스위치(A)를 대용량으로 하고,

상기 선택부가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시키는 부기 38에 기재된 스위칭 컨버터. (12)

(부기 40)

상기 코일(B)에 대하여, 상기 코일(A)을 대용량으로 하고,

상기 선택부가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시키는 부기 38 또는 39에 기재된 스위칭 컨버터. (13)

(부기 41)

상기 코일(B)에 대하여, 상기 코일(A)이 저 인덕턴스인 부기 40에 기재된 스위칭 컨버터. (14)

(부기 42)

상기 구동부(B)에 대하여, 상기 구동부(A)를 대용량으로 하고,

상기 선택부가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(A)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(B)를 구동시키는 부기 38 내지 41 중 어느 한 기재의 스위칭 컨버터. (15)

(부기 43)

하나의 코일의 일단에서 중점까지의 부분을 상기 코일(A)로 하고, 상기 중점 에서 타단까지의 부분을 상기 코일(B)로 한 부기 38 내지 42 중 어느 한 기재의 스위칭 컨버터. (16)

(부기 44)

상기 선택부가 부하측 회로의 가동 상황을 나타내는 정보를 수신하고, 상기 정보에 따라서 상기 구동부(A) 또는 구동부(B)를 구동시키는 부기 38 내지 43 중 어느 한 기재의 스위칭 컨버터. (17)

(부기 45)

상기 선택부가 출력 전류에 따라서 상기 구동부(A) 또는 구동부(B)를 구동시키는 부기 38 내지 44 중 어느 한 기재의 스위칭 컨버터. (18)

(부기 46)

드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(A)와,

드레인 단자를 상기 제 1 FET(A)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(A)와,

상기 제 1 FET(A) 및 제 2 FET(A)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(A) 및 제 2 FET(A)를 교대로 구동시키는 구동부(A)와,

상기 제 1 FET(A)의 소스 단자 및 제 2 FET(A)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(A)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 출력 단자와 접속하는 코일(A)과,

드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(B)와,

드레인 단자를 제 1 FET(B)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드 에 접속하고 있는 제 2 FET(B)와,

상기 제 1 FET(B) 및 제 2 FET(B)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(B) 및 제 2 FET(B)를 교대로 구동시키는 구동부(B)와,

상기 제 1 FET(B)의 소스 단자 및 제 2 FET(B)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(B)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 발진부(A)와 접속하는 코일(B)과,

를 구비한 스위칭 컨버터.(19)

(부기 47)

상기 스위칭 컨버터가,

출력 단자와 접속한 코일(A)과,

상기 코일(A)과 직렬로 접속하는 코일(B)과,

를 구비한 전자 기기. (20)

본 발명은 컴퓨터나 휴대 전화, 비디오 카메라, 네트워크 기기, 음향 기기 등 DC 전력을 이용하는 모든 전자 기기에 적용 가능하다.

도 1은 본 발명의 실시예 1의 개요도.

도 2는 출력 제어용 FET 및 동기 정류용 FET의 온 오프(on·off)의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 3은 입출력 전압차가 큰 경우의 출력 제어용 FET 및 동기 정류용 FET의 온 오프의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 4는 입출력 전압차가 작은 경우의 출력 제어용 FET 및 동기 정류용 FET의 온 오프의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 5는 본 발명의 실시예 2의 개요도.

도 6은 본 발명의 실시예 3의 개요도.

도 7은 관련 기술의 DC-DC 컨버터에서의 출력 전압 및 발진 파형을 나타내는 도면.

도 8은 실시예 3의 DC-DC 컨버터에서의 출력 전압 및 발진 파형을 나타내는 도면.

도 9는 변형예 1의 개요도.

도 10은 변형예 2의 개요도.

도 11은 본 발명의 전자 기기로서의 노트북의 외관 사시도.

도 12는 전자 기기의 전원부 주변의 설명도.

도 13은 관련 기술의 DC-DC 컨버터의 개요도.

도 14는 관련 기술의 DC-DC 컨버터의 개요도.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

1, 1a, 1b : DC-DC 컨버터 1Oa : 입력 단자

1Ob : 출력 단자

11a, 11b : 제 1 스위치(출력 제어용 FET)

12a, 12b : 제 2 스위치(동기 정류용 FET)

L, L1, L2, L12 : 인덕터 13 : 접지점

14 : 다이오드 15 : 제어 회로

16a ∼ 16d : 드라이버 17 : 실렉터(발진 제어부)

18 : PWM 비교기 19 : 차동 증폭기

21 : 3각파 발진기 22 : 입력 전압 검출부

23 : 출력 전압 검출부 24 : 부하 전류 검출부

Claims

출력 단자와 접속한 코일(L1)과,

상기 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(11a)와,

상기 제 1 스위치(11a)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12a)와,

상기 코일(L1)과 직렬로 접속하는 코일(L2)과,

상기 코일(L2) 및 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(11b)와,

상기 제 1 스위치(11b)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12b)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 회로.
출력 단자와 접속한 코일(L1)과,

상기 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(11a)와,

상기 제 1 스위치(11a)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12a)와,

상기 제 1 스위치(11a) 및 제 2 스위치(12a)를 교대로 구동하는 구동부(26a)와,

상기 코일(L1)과 직렬로 접속하는 코일(L2)과,

상기 코일(L2) 및 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위 치(11b)와,

상기 제 1 스위치(11b)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12b)와,

상기 제 1 스위치(11b) 및 제 2 스위치(12b)를 교대로 구동하는 구동부(26b)와,

상기 구동부(26a) 및 구동부(26b)를 선택적으로 구동시키는 선택부(17)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항에 있어서,

상기 제 1 스위치(11b) 및 제 2 스위치(12b)에 대하여, 상기 제 1 스위치(11a) 및 제 2 스위치(12a)를 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(26a)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항에 있어서,

상기 코일(L2)에 대하여, 상기 코일(L1)을 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(26a)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 4 항에 있어서,

상기 코일(L2)에 대하여, 상기 코일(L1)이 저 인덕턴스인 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 구동부(26b)에 대하여, 상기 구동부(26a)를 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 상기 구동부(26a)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 상기 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

하나의 코일의 일단에서 중점까지의 부분을 상기 코일(L1)로 하고, 상기 중점에서 타단까지의 부분을 상기 코일(L2)로 한 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택부(17)가 부하측 회로의 가동(稼動) 상황을 나타내는 정보를 수신하고, 상기 정보에 따라서 상기 구동부(26a) 또는 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택부(17)가 출력 전류에 따라서 상기 구동부(26a) 또는 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(11a)와,

드레인 단자를 상기 제 1 FET(11a)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(12a)와,

상기 제 1 FET(11a) 및 제 2 FET(12a)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(11a) 및 제 2 FET(12a)를 교대로 구동시키는 구동부(26a)와,

상기 제 1 FET(11a)의 소스 단자 및 제 2 FET(12a)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31a)에 한쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 출력 단자와 접속하는 코일(L1)과,

드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(11b)와,

드레인 단자를 제 1 FET(11b)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(12b)와,

상기 제 1 FET(11b) 및 제 2 FET(12b)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(11b) 및 제 2 FET(12b)를 교대로 구동시키는 구동부(26b)와,

상기 제 1 FET(11b)의 소스 단자 및 제 2 FET(12b)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31b)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 발진부(31a)와 접속하는 코일(L2)과,

상기 구동부(26a) 및 구동부(26b)를 선택적으로 구동시키는 선택부(17)를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
스위칭 컨버터와 상기 스위칭 컨버터로부터의 출력에 의해서 동작하는 부하를 갖는 전자 기기로서,

상기 스위칭 컨버터가,

출력 단자와 접속한 코일(L1)과,

상기 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(11a)와,

상기 제 1 스위치(11a)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12a)와,

상기 제 1 스위치(11a) 및 제 2 스위치(12a)를 교대로 구동하는 구동부(26a)와,

상기 코일(L1)과 직렬로 접속하는 코일(L2)과,

상기 코일(L2) 및 코일(L1)을 통하여 출력하는 전력을 스위칭하는 제 1 스위치(11b)와,

상기 제 1 스위치(11b)와 교대로 온 상태가 되어 정류하는 제 2 스위치(12b)와,

상기 제 1 스위치(11b) 및 제 2 스위치(12b)를 교대로 구동하는 구동부(26b)와,

상기 구동부(26a) 및 구동부(26b)를 선택적으로 구동시키는 선택부(17)를 구 비한 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 스위치(11b) 및 제 2 스위치(12b)에 대하여, 상기 제 1 스위치(11a) 및 제 2 스위치(12a)를 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력의 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(26a)를 구동시키고, 출력의 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항에 있어서,

상기 코일(L2)에 대하여, 상기 코일(L1)을 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 구동부(26a)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 13 항에 있어서,

상기 코일(L2)에 대하여, 상기 코일(L1)이 저 인덕턴스인 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 구동부(26b)에 대하여, 상기 구동부(26a)를 대용량으로 하고,

상기 선택부(17)가 출력측의 부하에 따라서, 상기 부하가 소정치보다 높은 경우에 상기 구동부(26a)를 구동시키고, 상기 부하가 소정치 이하인 경우에 상기 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

하나의 코일의 일단에서 중점까지의 부분을 상기 코일(L1)로 하고, 상기 중점에서 타단까지의 부분을 상기 코일(L2)로 한 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택부(17)가 부하측 회로의 가동 상황을 나타내는 정보를 수신하고, 상기 정보에 따라서 상기 구동부(26a) 또는 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
제 11 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택부(17)가 출력 전류에 따라서 상기 구동부(26a) 또는 구동부(26b)를 구동시키는 것을 특징으로 하는 전자 기기.
스위칭 컨버터와 상기 스위칭 컨버터로부터의 출력에 의해서 동작하는 부하를 갖는 전자 기기로서,

상기 스위칭 컨버터가,

드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(11a)와,

드레인 단자를 상기 제 1 FET(11a)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(12a)와,

상기 제 1 FET(11a) 및 제 2 FET(12a)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(11a) 및 제 2 FET(12a)를 교대로 구동시키는 구동부(26a)와,

상기 제 1 FET(11a)의 소스 단자 및 제 2 FET(12a)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31a)에 한쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 출력 단자와 접속하는 코일(L1)과,

드레인 단자를 입력 단자에 접속하고 있는 제 1 FET(11b)와,

드레인 단자를 제 1 FET(11b)의 소스 단자에 접속하고, 소스 단자를 그라운드에 접속하고 있는 제 2 FET(12b)와,

상기 제 1 FET(11b) 및 제 2 FET(12b)의 게이트 단자에 접속하고, 상기 제 1 FET(11b) 및 제 2 FET(12b)를 교대로 구동시키는 구동부(26b)와,

상기 제 1 FET(11b)의 소스 단자 및 제 2 FET(12b)의 드레인 단자가 접속하여 이루어지는 발진부(31b)에 한 쪽 단자를 접속하고, 다른 쪽 단자를 발진부(31a)와 접속하는 코일(L2)과,

상기 구동부(26a) 및 구동부(26b)를 선택적으로 구동시키는 선택부(17)를 구비한 것을 특징으로 하는 전자 기기.