KR100428987B1 - 구동제어장치 - Google Patents

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KR100428987B1 KR10-2002-0035370A KR20020035370A KR100428987B1 KR 100428987 B1 KR100428987 B1 KR 100428987B1 KR 20020035370 A KR20020035370 A KR 20020035370A KR 100428987 B1 KR100428987 B1 KR 100428987B1
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Abstract

전력용 스위칭소자의 스위칭 동작에 수반하는 노이즈 펄스의 영향을 억제한다. 펄스발생기(1)는, 단자 HIN에 입력되는 입력신호에 동기하여, 2펄스로 이루어진 펄스열을, 출력 A, B에 교대로 출력한다. 이 펄스열은, 1조의 레벨 시프트회로를 구성하는 스위칭소자(2, 3) 및 저항소자(8, 9)를 통해 레벨 시프트되어, 플립플롭회로(4)에 입력된다. 플립플롭회로(4)의 출력신호는, 버퍼회로(35)를 통해 전력용 스위칭소자(21)의 제어전극에 입력된다.

Description

구동제어장치{DRIVING CONTROL DEVICE}
본 발명은, 인버터로서의 사용에 적합한, 구동제어장치, 전력변환장치, 전력변환장치의 제어방법, 및 전력변환장치의 사용방법에 관한 것으로, 특히, 전력용 스위칭소자의 스위칭 동작에 수반하는 노이즈 펄스의 영향을 억제하기 위한 개량에 관한 것이다.
도 5는, 본 발명의 배경이 되는 종래의 구동제어장치의 구성을 나타낸 회로도이다. 이 구동제어장치(151)는, 고내압 집적회로로서 구성되어 있으며, 펄스발생기(51), 스위칭소자(52, 53), 저항소자(58, 59), 플립플롭회로(54), 스위칭소자(55, 56), 및 인버터 소자(57)를 구비하고 있다. 펄스발생기(51)는, 단자 HIN에 입력되는 입력신호에 동기하여, 펄스를 2출력 A, B에 교대로 출력한다.
스위칭소자 52와 저항소자 58과의 직렬 회로는, 레벨 시프트회로를 구성한다. 마찬가지로, 스위칭소자 53과 저항소자 59의 직렬 회로는, 또 한개의 레벨 시프트회로를 구성한다. 이들 레벨 시프트회로는, 펄스발생기(51)가 출력하는 펄스를, 반전하면서, 레벨 시프트하여 플립플롭회로(54)에 전달한다. 플립플롭회로(54)는, RS 플립플롭회로로서, 입력 C에 입력되는 펄스에 의해 세트되고, 입력 D에 입력되는 펄스에 의해 리셋트된다. 스위칭소자 55, 56 및 인버터 소자(57)는, 플립플롭회로(54)의 출력신호를 증폭하여 단자 HO로 출력하는 버퍼회로를 구성한다.
구동제어장치(151)를 사용할 때에는, 직렬접속된 스위칭소자 55, 56의 접속부에는, 단자 H0를 통해 전력용 스위칭소자 71의 제어전극이 접속된다. 전력용 스위칭소자(71, 72)의 제어전극에는, 임피던스(73, 74)가 접속되어도 된다. 전력용 스위칭소자(71, 72)는, 서로 직렬접속되어 있다. 전력용 스위칭소자 71 및 72의 접속부에는, 단자 0UT를 거쳐 부하(81)가 접속된다. 부하(81)는, 통상적으로는 모터 등의 유도성 부하이다.
펄스발생기(51)의 전원전압은, 단자 GND와 단자 Vcc에 접속되는 외부의 직류전원에 의해 공급된다. 플립플롭회로(54), 스위칭소자 55, 56, 및 인버터 소자(57)의 전원전압은, 단자 VS 및 단자 VB를 통해 공급된다. 단자 VS는 단자 0UT에 접속되어 있다. 스위칭소자 52, 53과 저항소자(58, 59)를 갖는 1조의 레벨 시프트회로는, 단자 GND와 단자 VB에 접속된다. 그것에 의해, 이들 레벨 시프트회로는, 단자 GND의 전위를 기준전위로 하는 신호의 레벨을, 단자 VS의 전위를 기준전위로 하는 신호의 레벨로 변환한다.
도 6은, 구동제어장치(151)가 동작할 때의 각 부의 신호의 타이밍 챠트이다. 이하의 도면에 있어서, 장치의 각 부의 부호를, 그대로 해당 각 부의 신호의 부호로서도 사용한다. 예를 들면, 단자 HIN에 입력되는 신호에는, 동일한 부호 「HIN」을 붙인다.
단자 HIN에 입력되는 입력신호가, 하이 레벨로 상승하면, 펄스발생기(51)의출력 A에서 하이 레벨의 펄스가 출력되는 결과, 플립플롭회로(54)의 입력 C에, 로우 레벨의 펄스가 입력된다. 그 결과, 플립플롭회로(54)가 세트되는 것에 의해, 단자 HO의 신호가 하이 레벨로 상승한다. 그것에 의해, 전력용 스위칭소자(71)가 턴온된다. 그것에 수반하여, 전력용 스위칭소자(71)에 흐르는 전류 I는 증가를 개시하고, 전력용 스위칭소자(71)의 한쌍의 주전극 사이의 전압 VDS는, 하강을 개시한다.
단자 HIN에 입력되는 입력신호가, 로우 레벨로 하강하면, 펄스발생기(51)의 출력 B에서 하이 레벨의 펄스가 출력되고, 플립플롭회로(54)의 입력 D에, 로우 레벨의 펄스가 입력된다. 그 결과, 플립플롭회로(54)가 리셋트되는 것에 의해, 단자 H0의 신호가 로우 레벨로 하강한다. 그것에 의해, 전력용 스위칭소자(71)가 턴오프한다. 그것에 따라, 전류 I는 감소를 개시하고, 전압 VDS는 상승을 개시한다. 이와 같이 하여, 단자 HIN을 통해 입력되는 입력신호에 동기하여, 전력용 스위칭소자(71)가 턴온 및 턴오프한다.
그렇지만, 종래의 구동제어장치(151)에서는, 전력용 스위칭소자(71)의 스위칭 동작에 수반하여, 플립플롭회로(54)의 입력에 노이즈 펄스가 야기되고, 그것의 영향이 전력용 스위칭소자(71)의 스위칭 동작으로 나타나는 경우가 있다고 하는 문제점이 있었다. 도 7은, 전력용 스위칭소자(71)가 턴온할 때의 장치 각 부의 신호의 타이밍 챠트로서, 노이즈 펄스의 영향을 나타내고 있다.
출력 A에 펄스가 출력되는 것에 의해, 전력용 스위칭소자(71)가 턴온하여, 전압 VDS가 하강한다. 전압 VDS의 하강은, 단자 VS의 전위의 상승을 의미한다. 전력용 스위칭소자(71, 72)에 접속되는 전원의 전압이, 300V이면, 단자 VS의 전위는 0에서 300V를 행해 상승한다. 전압 VDS의 변화율 dV/dt가 크면, 구동제어장치(151)의 내부에 존재하는 부유용량의 동작에 의해, 단자 VS를 통해 전류가 흐른다. 그 결과, 스위칭소자 53이 갖는 기생용량을 통해 전류가 흐르는 것에 의해, 플립플롭회로(54)의 입력 D에, 로우 레벨의 노이즈 펄스가 인가되는 경우가 있다.
입력 D에 노이즈 펄스가 인가되면, 플립플롭회로(54)가 리셋트된다. 그 결과, 단자 HO의 신호는 로우레벨로 되돌아가, 전력용 스위칭소자(71)는 턴오프한다. 그것에 따라, 전류 I는 감소로 바뀌고, 전압 VDS는 상승으로 바뀐다. 즉, 전력용 스위칭소자(71)의 정상적인 턴온 동작이 방해된다.
도 8은, 전력용 스위칭소자(71)가 턴오프할 때의 장치 각 부의 신호의 타이밍 챠트로서, 노이즈 펄스의 영향을 나타내고 있다. 출력 B에 펄스가 출력되는 것에 의해, 전력용 스위칭소자(71)가 턴오프하여, 전압 VDS가 상승한다. 전압 VDS의 상승은, 단자 VS의 전위의 하강을 의미한다. 전력용 스위칭소자(71, 72)에 접속되는 전원의 전압이, 300V이면, 단자 VS의 전위는 300V에서 0을 향해 하강한다. 전압 VDS의 변화율 dV/dt가 크면, 구동제어장치(151)의 내부에 존재하는 부유용량의 동작에 의해, 단자 VS를 통해 전류가 흐른다. 그 결과, 스위칭소자 52가 갖는 기생용량을통해 전류가 흐르는 것에 의해, 플립플롭회로(54)의 입력 C에, 로우 레벨의 노이즈 펄스가 인가되는 경우가 있다.
입력 C에 노이즈 펄스가 인가되면, 플립플롭회로(54)가 세트된다. 그 결과, 단자 HO의 신호는 하이 레벨로 되돌아가, 전력용 스위칭소자(71)는 턴온한다. 그것에 따라, 전류 I는 증가로 바뀌고, 전압 VDS는 하강으로 바뀐다. 즉, 전력용 스위칭소자(71)의 정상적인 턴오프동작이 방해된다. 이와 같이 종래의 구동제어장치(151)에서는, 전력용 스위칭소자(71)의 스위칭 동작에 수반하여, 노이즈 펄스의 영향이 나타나는 경우가 있다고 하는 문제점이 있었다.
본 발명은, 종래의 기술에 있어서의 상기한 문제점을 해소하기 위해 주어진 것으로, 전력용 스위칭소자의 스위칭 동작에 수반하는 노이즈 펄스의 영향을 억제할 수 있는, 구동제어장치, 전력변환장치, 전력변환장치의 제어방법, 및 전력변환장치의 사용방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 구동제어장치의 회로도이다.
도 2는 도 1의 펄스발생기의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
도 3은 도 1의 구동제어장치의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
도 4는 도 1의 구동제어장치의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
도 5는 종래기술에 의한 구동제어장치의 회로도이다.
도 6은 도 5의 구동제어장치의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
도 7은 도 5의 구동제어장치의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
도 8은 도 5의 구동제어장치의 동작을 나타낸 타이밍 챠트이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
1: 펄스발생기 2, 3: 스위칭소자
4: 플립플롭회로 8, 9: 저항소자
21: 제 1 전력용 스위칭소자 22: 제 2 전력용 스위칭소자
31: 부하 32: 전원
35: 제 1 버퍼회로 36: 제 2 버퍼회로
100: 전력변환장치 101: 구동제어장치
A, B: 출력 C, D: 출력
Δt: 시간 간격
제 1 발명의 장치는, 전력용 스위칭소자를 구동제어하기 위한 구동제어장치에 있어서, 외부에서의 입력신호에 동기하여, 펄스를 2출력에 교대로 출력하고, 또한 상기 2출력의 적어도 한쪽으로는, 상기 펄스로서, 서로의 시간 간격이 미리 설정된 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력하는 펄스발생기와, 상기 펄스발생기의 2출력의 출력신호를 각각 레벨 시프트하는 1조의 레벨 시프트회로와, 상기 1조의 레벨 시프트회로의 출력신호의 한쪽에서 세트되고 다른쪽에서 리셋트되는 플립플롭회로를 구비한다.
제 2 발명의 장치에서는, 제 1 발명의 구동제어장치에 있어서, 상기 펄스발생기가, 상기 2출력의 양쪽에, 상기 펄스로서, 서로의 시간 간격이 미리 설정된 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력한다.
제 3 발명의 장치에서는, 제 1 또는 제 2 발명의 구동제어장치에 있어서, 상기 1조의 레벨 시프트회로의 각각이, 서로 직렬접속된 저항소자와 스위칭소자를 구비한다.
제 4 발명의 장치는, 제 1 내지 제 3 중 어느 하나의 발명의 구동제어장치에 있어서, 상기 플립플롭회로의 출력신호를 증폭하는 버퍼회로를, 더 구비한다.
제 5 발명의 장치는, 제 4 발명의 구동제어장치에 있어서, 상기 버퍼회로를 제 1 버퍼회로로 하고, 상기 입력신호를 제 1 입력신호로 하여, 외부에서의 제 2 입력신호를 증폭하는 제 2 버퍼회로를 더 구비한다.
제 6 발명의 장치는 전력변환장치로서, 제 5 발명의 구동제어장치와, 전력용 스위칭소자로서, 상기 제 1 버퍼회로에 의해 구동되도록, 상기 제 1 버퍼회로에 접속된 제 1 전력용 스위칭소자와, 상기 제 2 버퍼회로에 의해 구동되도록, 해당 제 2 버퍼회로에 접속되는 동시에 상기 제 1 전력용 스위칭소자에 직렬접속된 제 2 전력용 스위치소자를 구비한다.
제 7 발명의 방법은, 제 6 발명의 전력변환장치에 상기 제 1 및 제 2 입력신호를 입력하는 것에 의해, 상기 제 1 및 제 2 전력용 스위칭소자를 온·오프제어하는 전력변환장치의 제어방법에 있어서, 상기 제 1 전력용 스위칭소자를 턴오프시키기 위해 상기 2출력의 한쪽에 상기 펄스열이 출력된 후에, 상기 제 2 전력용 스위칭소자를 턴온시키도록, 상기 제 1 및 제 2 입력신호를 입력한다.
제 8 발명의 방법은, 제 6 발명의 전력변환장치의 사용방법에 있어서, (a) 상기 제 1 및 제 2 전력용 스위칭소자에, 전원 및 부하를 접속하는 공정과, (b) 상기 제 1 및 제 2 입력신호를, 상기 전력변환장치에 입력하는 것에 의해, 상기 제 1 및 제 2 전력용 스위칭소자를 온·오프제어하는 공정을 구비하고, 상기 공정 (a)가, (a-1) 상기 플립플롭회로의 한쪽 입력에, 상기 2 펄스 중의 제 1 번째의 펄스가 입력된 후에, 다른쪽 입력에 노이즈 펄스가 입력되는 것에 의해, 상기 제 1 전력용 스위칭소자의 한쌍의 주전극 사이의 전압이, 상기 제 1 번째의 펄스가 입력되는 직전의 값으로 복귀하기보다 전에, 제 2 번째의 펄스가 입력되도록, 상기 전원 및 상기 부하의 접속을 행하는 공정을 구비한다.
(발명의 실시예)
(장치의 구성)
도 1은, 본 발명의 실시예에 따른 구동제어장치의 구성을 나타낸 회로도이다. 이 구동제어장치(101)는, 펄스발생기(1), 스위칭소자(2, 3), 저항소자(8, 9), 플립플롭회로(4), 스위칭소자(5, 6), 인버터 소자(7), 스위칭소자(10, 11), 및 인버터 소자(12)를 구비하고 있다. 구동제어장치(101)를 구성하는 각 요소는, 바람직하게는 단일의 반도체칩에 집적되어 있다. 즉, 구동제어장치(101)는, 바람직하게는 단일 칩의 고내압 집적회로로서 구성되어 있다.
스위칭소자 2, 3의 각각은, 고내압 스위칭소자로서, 도 1의 예에서는 n 채널형의 고내압 MOSFET(MOS형 전계효과 트랜지스터)가 사용되고 있다. 스위칭소자 2와 저항소자 8의 직렬 회로는, 레벨 시프트회로를 구성한다. 마찬가지로, 스위칭소자 3과 저항소자 9의 직렬 회로는, 또 한 개의 레벨 시프트회로를 구성한다. 이들 레벨 시프트회로는, 펄스발생기(1)가 출력하는 펄스를, 반전하면서, 레벨 시프트하여 플립플롭회로(4)로 전달한다. 플립플롭회로(4)는, RS 플립플롭회로로서, 입력 C에 입력되는 펄스에 의해 세트되고, 입력 D에 입력되는 펄스에 의해 리셋트된다. 도 1은, 세트신호 S 및 리셋트신호 R이 로우 액티브(S*, R*)인 예를 나타내고 있다.
스위칭소자 5, 6의 각각은, 도 1의 예에서는 n 채널형의 MOSFET이다. 이들 스위칭소자 5, 6 및 인버터 소자(7)는, 플립플롭회로(4)의 출력신호를 증폭하여 단자 HO에 출력하는 버퍼회로(35)를 구성한다. 마찬가지로, 스위칭소자 10, 11의 각각은, 도 1의 예에서는 n 채널형의 MOSFET이다. 이들 스위칭소자 10, 11 및 인버터 소자(12)는, 단자 LIN을 통해 입력되는 입력신호를 증폭하여 단자 LO에 출력하는 버퍼회로(36)를 구성한다.
구동제어장치(101)를 사용할 때에는, 직렬접속된 스위칭소자 5, 6의 접속부에는, 단자 HO를 통해 전력용 스위칭소자 21의 제어전극이 접속된다. 마찬가지로, 직렬접속된 스위칭소자 10, 11의 접속부에는, 단자 LO를 통해 전력용 스위칭소자 22의 제어전극이 접속된다. 도 1의 예에서는, 전력용 스위칭소자(21, 22)는, 모두 n 채널형의 MOSFET이고, 제어전극은 게이트 전극이다. 도 1에 예시하는 것과 같이, 단자 HO, LO와 전력용 스위칭소자(21, 22)의 제어전극과의 사이에는, 임피던스(23,24)가 개재되어도 된다.
전력용 스위칭소자(21, 22)는, 서로 직렬접속되어 있다. 전력용 스위칭소자 21의 주전극의 한개(도 1에서는 드레인 전극)와, 전력용 스위칭소자22의 주전극의 한개(도 1에서는 소스 전극)에는, 단자 PP 및 NN을 통해, 전원(32)이 접속된다. 전력용 스위칭소자 21 및 22의 접속부에는, 단자 OUT를 통해 부하(31)가 접속된다. 부하(31)는, 통상적으로는 모터 등의 유도성 부하이다.
구동제어장치(101) 및 전력용 스위칭소자(21, 22)는, 전력변환장치(100)를 구성한다. 전력변환장치(100)는, 3상 인버터의 단상분의 구성단위에 해당한다. 구동제어장치(101) 중의, 단자 HIN에서 단자 HO까지 신호를 전달하는 회로요소, 및 전력용 스위칭소자 21은, 상부 아암에 속하여, 단자 LIN에서 단자 LO까지 신호를 전달하는 회로요소, 및 전력용 스위칭소자 22는, 하부 아암에 속한다. 하부 아암에 속하는 스위칭소자 10, 11 및 인버터 소자(12)의 전원, 및 상부 아암에 속하는 펄스발생기(1)의 전원전압은, 단자 GND와 단자 Vcc와 접속되는 외부의 직류전원에 의해 공급된다. 단자 GND는, 단자 VA를 통해 단자 NN에 접속되어 있다.
상부 아암에 속하는 플립플롭회로(4), 스위칭소자 5, 6, 및 인버터 소자(7)의 전원전압은, 단자 VS 및 단자 VB를 통해 공급된다. 단자 VS는 단자 OUT에 접속되어 있다. 도 1의 예에서는, 단자 VS 및 단자 VB에는 용량소자(40)가 접속되고, 단자 Vcc 및 단자 VB에는, 단자 Vcc에서 단자 VB로 전류를 공급하도록, 다이오드(41)가 접속되어 있다. 전력용 스위칭소자 22의 온·오프 동작에 따라, 다이오드(41)를 통해 용량소자(40)로 전류가 간헐적으로 공급된다. 그것에 의해, 용량소자(40)에는, 단자 GND와 단자 Vcc와의 사이에 공급되는 전압과 대략 같은 높이의 전압이 계속적으로 유지된다.
스위칭소자 2, 3과 저항소자(8, 9)를 갖는 1조의 레벨 시프트회로는, 단자 GND와 단자 VB에 접속된다. 그것에 의해, 이들 레벨 시프트회로는, 단자 GND의 전위를 기준전위로 하는 신호의 레벨을, 단자 VS의 전위를 기준전위로 하는 신호의 레벨로 변환한다.
도 2의 타이밍 챠트가 표시하는 것과 같이, 펄스발생기(1)는, 단자 HIN에 입력되는 입력신호에 동기하여, 2펄스로 이루어진 펄스열을, 2출력 A, B로 교대로 출력한다. 2펄스의 사이의 시간 간격 Δt는, 미리 설정된 일정값이다. 즉, 펄스발생기(1)는 투 샷 펄스발생기(two-shot pulse generator)로서, 종래 주지된 회로기술에 의해, 용이하게 구성가능하다. 하드웨어만으로 구성하는 것도 당연 가능하지만, CPU와 해당 CPU의 동작을 규정하는 프로그램이 탑재된 메모리로 구성하는 것도 가능하다. 2펄스의 사이의 시간 간격 Δt는, 출력 A와 출력 B와의 사이에서 다른 값으로 설정되어도 된다.
(부기)
이때, 도 2 이하의 각 도면에서는, 장치의 각 부의 부호를, 그대로 해당 각 부의 신호의 부호로서도 사용한다. 예를 들면, 단자 HIN에 입력되는 신호에는, 동일한 부호「HIN」을 붙인다.
(장치의 동작)
도 3은, 전력용 스위칭소자 21을 턴온시킬 때의 각 부의 신호의 변화의 형태를 나타낸 타이밍 챠트이다. 전력용 스위칭소자 21을 턴온시키기 위해, 단자 HIN에 입력되는 입력신호가, 시간 t1에서 하이 레벨로 상승한다. 그것에 의해, 펄스발생기(1)의 출력 A에서 제 1 번째의 하이 레벨의 펄스가 출력되고, 플립플롭회로(4)의 입력 C에, 로우 레벨의 펄스가 입력된다. 그 결과, 플립플롭회로(4)가 세트되는 것에 의해, 단자 HO의 신호가 하이 레벨로 상승한다. 그것에 의해, 전력용 스위칭소자 21이 턴온한다. 그것에 따라, 전력용 스위칭소자 21에 흐르는 전류 I는 증가를 개시하고, 전력용 스위칭소자 21의 한쌍의 주전극 사이의 전압 VDS는, 하강을 개시한다.
전압 VDS의 하강은, 단자 VS의 전위의 상승을 의미한다. 전원(32)의 전압이 300V이면, 단자 VS의 전위는, 0에서 300V를 향해 상승한다. 이 과정에서, 플립플롭회로(4)의 입력 D로, 로우 레벨의 노이즈 펄스가 인가되는 경우가 있다. 시간 t1으로부터 노이즈 펄스가 발생하는 시간 t2까지의 시간은, 구동제어장치(101)의 구조 뿐만 아니라, 전원(32) 및 부하(31)에도 의존한다. 입력 D에 노이즈 펄스가 인가되면, 플립플롭회로(4)가 리셋트된다. 그 결과, 단자 HO의 신호는 로우 레벨로 되돌아가고, 전력용 스위칭소자 21은 턴오프한다. 그것에 따라, 전류 I는 감소로 바뀌고, 전압 VDS는 상승으로 바뀐다.
그렇지만, 펄스발생기(1)의 동작에 의해, 시간 t1으로부터 시간 간격 Δt 만 큰 늦어진 시간 t3에, 출력 A로 제 2 번째의 하이 레벨의 펄스가 출력된다. 그 결과, 플립플롭회로(4)가 다시 세트되어, 전력용 스위칭소자 21은 두 번째 턴온한다.그후의 시간 t4에, 전압 VDS의 천이는 종료한다. 이와 같이, 펄스발생기(1)가 2펄스로 이루어진 펄스열을 발생하기 때문에, 플립플롭회로(4)가 노이즈 펄스의 영향을 받는 경우가 있더라도, 전력용 스위칭소자 21을 정상으로 턴온시킬 수 있다.
노이즈 펄스의 발생에는, 단자 VS의 전위의 변화율 dV/dt가 기여하고 있다. 변화율 dV/dt는, 전류 I 및 전압 VDS의 양쪽에 비례한다. 이 때문에, 전류 I가 작을수록, 또한 전압 VDS가 낮을수록, 노이즈 펄스는 발생하기 어렵게 된다. 따라서, 도 3에 도시된 것과 같이, 노이즈 펄스의 영향에 의해, 전압 VDS가 시간 t1의 직전의 값으로 복귀하는 것보다 이전에, 제 2 번째의 펄스가 입력 C에 입력되도록 시간 간격 Δt가 설정되는 것이 바람직하다. 그렇게 함에 의해, 제 2 번째의 펄스가 입력되는 시간 t3에서는, 시간 t1에 비해 전압 VDS가 낮아지게 되므로, 시간 t3 이후에는, 노이즈 펄스가 발생하여 어렵게 된다. 즉, 제 2 번째의 펄스가 입력된 후에, 다시 노이즈 펄스가 발생하여, 플립플롭회로(4)가 리셋트되는 것을, 보다 효과적으로 억제할 수 있다.
따라서, 전원(32) 및 부하(31)에 따라서, 즉 사용목적으로 따라서, 시간 간격 Δt가 적절하게 설정된 구동제어장치(101)를 선택하는 것이 바람직하다. 이것은, 시간 간격 Δt가 설정된 구동제어장치(101)를 사용하는데 있어서, 상기한 바람직한 조건을 만족시키도록 하는 전원(32) 및 부하(31)를 접속하는 것도 의미한다.
도 3에서는, 단자 HIN에의 입력신호가 시간 t1에 하이 레벨 천이하는 것보다 이전에, 단자 LIN에의 입력신호는 로우레벨로 바뀌고 있다. 이것은, 직렬접속된 전력용 스위칭소자(21, 22)가 동시에 온하는 것에 의해 흐르는 관통전류를 억제하기 위함이다.
도 4는, 전력용 스위칭소자(21)를 턴오프시킬 때의 각 부의 신호의 변화의 형태를 나타낸 챠트이다. 전력용 스위칭소자 21을 턴오프시키기 위해, 단자 HIN에 입력되는 입력신호가, 시간 t1에 로우레벨로 하강한다. 그것에 의해, 펄스발생기(1)의 출력 B에서 제 1 번째의 하이 레벨의 펄스가 출력되고, 플립플롭회로(4)의 입력 D에, 로우 레벨의 펄스가 입력된다. 그 결과, 플립플롭회로(4)가 리셋트되는 것에 의해, 단자 HO의 신호가 로우레벨로 하강한다. 그것에 의해, 전력용 스위칭소자 21이 턴오프한다. 그것에 따라, 전류 I는 감소를 개시하고, 전압 VDS는 상승을 개시한다.
전압 VDS의 상승은, 단자 VS의 전위의 하강을 의미한다. 이 과정에서, 플립플롭회로(4)의 입력 C에, 로우레벨의 노이즈 펄스가 인가되는 경우가 있다. 시간 t1으로부터 노이즈 펄스가 발생하는 시간 t2까지의 시간은, 구동제어장치(101)의 구조 뿐만 아니라, 전원(32) 및 부하(31)에도 의존한다. 입력 C에 노이즈 펄스가 인가되면, 플립플롭회로(4)가 세트된다. 그 결과, 단자 HO의 신호는 하이 레벨로 되돌아가, 전력용 스위칭소자 21은 턴온한다. 그것에 따라, 전류 I는 증가로 바뀌고, 전압 VDS는 하강으로 바뀐다.
그렇지만, 펄스발생기(1)의 동작에 의해, 시간 t1에서 시간 간격 Δt 만큼 늦어진 시간 t3에, 출력 B에 제 2 번째의 하이 레벨의 펄스가 출력된다. 그 결과,플립플롭회로(4)가 다시 리셋트되어, 전력용 스위칭소자 21은 두 번째 턴오프한다. 그후의 시간 t4에, 전압 VDS의 천이는 종료한다. 이와 같이, 펄스발생기(1)가 2펄스로 이루어진 펄스열을 발생하기 때문에, 플립플롭회로(4)가 노이즈 펄스의 영향을 받는 경우가 있어도, 전력용 스위칭소자 21을 정상적으로 턴오프시킬 수 있다.
도 4에 도시된 것과 같이, 노이즈 펄스의 영향에 의해, 전압 VDS가 시간 t1의 직전의 값으로 복귀하는 것보다 이전에, 제 2 번째의 펄스가 입력 D에 입력되도록, 시간 간격 Δt이 설정되는 것이 바람직하다. 그렇게 하는 것에 의해, 제 2 번째의 펄스가 입력되는 시간 t3에서는, 시간 t1에 비해 전류 I가 작아지기 때문에, 시간 t3 이후에는, 노이즈 펄스가 발생하기 어렵게 된다. 즉, 제 2 번째의 펄스가 입력된 후에, 다시 노이즈 펄스가 발생하여, 플립플롭회로(4)가 세트되는 것을, 보다 효과적으로 억제할 수 있다.
따라서, 전원(32) 및 부하(31)에 따라서, 즉 사용목적으로 따라서, 시간 간격 Δt가 적절히 설정된 구동제어장치(101)를 선택하는 것이 바람직하다. 이것은, 시간 간격 Δt가 설정된 구동제어장치(101)를 사용하는데 있어서, 상기한 바람직한 조건을 만족시키도록 하는 전원(32) 및 부하(31)를 접속하는 것도 의미한다.
도 4가 나타낸 것과 같이, 바람직하게는 제 2 번째의 펄스가 펄스발생기(1)에서 출력되는 시간 t3보다 후에, 더욱 바람직하게는, 전압 VDS의 천이가 완료하는 시간 t4보다 후에, 단자 LINN에의 입력신호가 하이 레벨로 천이한다(시간 t5). 그것에 의해, 직렬접속된 전력용 스위칭소자(21, 22)가 동시에 온되는 것에 의해 흐르는 관통전류를 억제할 수 있다.
(장치의 사용의 순서)
구동제어장치(101)를 사용하기 위해서는, 도 1에 나타낸 바와 같이, 전력용 스위칭소자(21, 22)를 접속하는 것에 의해 전력변환장치(100)를 구성하고, 더구나, 전원(32), 부하(31), 용량소자(40) 및 다이오드(41)를 접속하는 동시에, 단자 Vcc, GND에 직류전원을 접속하면 된다. 전력변환장치(100)를 입수하는 경우에는, 스위칭소자 21, 22를 별도로 준비할 필요가 없다.
(변형예)
(1) 구동제어장치(101)에서는, 펄스발생기(1)는, 2출력의 양쪽에 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력하였지만, 2출력의 한쪽에만, 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력하고, 다른쪽에는 1펄스만을 출력하는 형태를 실시하는 것도 가능하다. 이 경우에는, 전력용 스위칭소자 21의 턴온 동작과 턴오프 동작 중 어느 한쪽에 대해, 노이즈 펄스의 영향을 억제할 수 있다. 한쪽의 동작에 있어서만 노이즈 펄스가 나타나는 경우에는, 이 형태의 장치로도 충분하다.
(2) 구동제어장치(101)는, 상부 아암에 속하는 회로와 하부 아암에 속하는 회로의 양쪽을 구비하였지만, 상부 아암에 속하는 회로만을 구비한 구동제어장치를 실시하는 것도 가능하다. 이 경우에는, 전력용 스위칭소자(21, 22)를 구동제어하기 위해서는, 하부 아암에 속하는 회로를 별도로 준비하면 된다.
제 1 발명의 장치에서는, 입력신호가 펄스의 형식으로 변환된 후에 레벨 시프트되고, 플립플롭회로에서 원래의 파형으로 복원되기 때문에, 레벨 시프트회로에서의 전력손실을 절감하면서, 입력신호의 레벨 시프트가 달성된다. 더구나, 1조의 레벨 시프트회로의 적어도 한쪽에의 입력펄스가, 2펄스로 이루어진 펄스열이기 때문에, 전력용 스위칭소자의 턴온 동작 또는 턴오프 동작에의 노이즈 펄스의 영향을 억제할 수 있다.
제 2 발명의 장치에서는, 1조의 레벨 시프트회로의 양쪽에의 입력펄스가, 2펄스로 이루어진 펄스열이기 때문에, 전력용 스위칭소자의 턴온 동작 및 턴오프 동작의 양쪽에 관해, 노이즈 펄스의 영향을 억제할 수 있다.
제 3 발명의 장치에서는, 각 레벨 시프트회로가, 서로 직렬접속된 저항소자와 스위칭소자를 사용하여, 간단히 구성된다.
제 4 발명의 장치에서는, 버퍼회로가 구비되기 때문에, 전력용 스위칭소자를 구동제어하기 위해, 버퍼회로를 별도로 준비하여, 접속할 필요가 없다.
제 5 발명의 장치에서는, 제 2 버퍼회로가 구비되기 때문에, 상부 아암과 하부 아암을 구성하는 제 1 및 제 2 전력용 스위칭소자에, 구동제어회로를 접속하는 것만으로, 전력변환장치를 구성할 수 있다.
제 6 발명의 장치에서는, 제 5 발명의 구동제어장치에, 상부 아암과 하부 아암을 구성하는 제 1 및 제 2 전력용 스위칭소자가 접속되어 있기 때문에, 제 1 전력용 스위칭소자의 턴온 동작 또는 턴오프 동작에의 노이즈 펄스의 영향을 억제한인버터를 간단히 구성할 수 있다.
제 7 발명의 제어방법에서는, 펄스열이 출력되는 것에 의해 노이즈 펄스의 영향을 억제하여 제 1 전력용 스위칭소자가 턴오프된 후에, 제 2 전력용 스위칭소자를 턴온하기 때문에, 양쪽의 전력용 스위칭소자가 동시에 온되는 것에 기인하는 관통전류를 억제할 수 있다.
제 8 발명의 사용방법에서는, 플립플롭회로의 한쪽 입력에, 2펄스 중의 제 1 번째의 펄스가 입력된 후에, 다른쪽 입력에 노이즈 펄스가 입력되는 것에 의해, 제 1 전력용 스위칭소자의 한쌍의 주전극 사이의 전압이, 제 1 번째의 펄스가 입력되기 직전의 값으로 복귀하는 것보다 이전에, 제 2 번째의 펄스가 입력되도록, 전원 및 부하의 접속이 행해지기 때문에, 제 2 번째의 펄스의 후에, 다시 노이즈 펄스가 발생하는 것을 효과적으로 억제할 수 있다.

Claims (3)

  1. 전력용 스위칭소자를 구동제어하기 위한 구동제어장치에 있어서,
    외부에서의 입력신호에 동기하여, 펄스를 2출력에 교대로 출력하고, 상기 2출력의 적어도 한쪽으로는, 상기 펄스로서, 서로의 시간 간격이 미리 설정된 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력하는 펄스발생기와,
    상기 펄스발생기의 2출력의 출력신호를 각각 레벨 시프트하는 1조의 레벨 시프트회로와,
    상기 1조의 레벨 시프트회로의 출력신호의 한쪽에서 세트되고 다른쪽에서 리셋트되는 플립플롭회로를 구비한 것을 특징으로 하는 구동제어장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 펄스발생기가, 상기 2출력의 양쪽에, 상기 펄스로서, 서로의 시간 간격이 미리 설정된 2펄스로 이루어진 펄스열을 출력하는 것을 특징으로 하는 구동제어장치.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 1조의 레벨 시프트회로의 각각이, 서로 직렬접속된 저항소자와 스위칭소자를 구비한 것을 특징으로 하는 구동제어장치.
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7215170B1 (en) 2003-09-16 2007-05-08 Cypress Semiconductor Corp. Low voltage logic circuit with set and/or reset functionality
JP4349097B2 (ja) * 2003-11-17 2009-10-21 株式会社豊田自動織機 ドライブ回路
DE102004035604B3 (de) * 2004-07-22 2005-08-11 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements in einer Halbbrücke und Schaltungsanordnung mit einer Halbbrücke
WO2006022387A1 (ja) * 2004-08-26 2006-03-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 半導体装置及びそれを用いたモジュール
KR101083093B1 (ko) * 2004-09-03 2011-11-16 페어차일드코리아반도체 주식회사 게이트 드라이버 회로
US7768322B2 (en) * 2004-10-12 2010-08-03 Nxp B.V. Low voltage, high-speed output-stage for laser or modulator driving
CN100412754C (zh) * 2004-12-17 2008-08-20 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源电压产生电路
US7236041B2 (en) * 2005-08-01 2007-06-26 Monolithic Power Systems, Inc. Isolated gate driver circuit for power switching devices
US7720170B2 (en) * 2005-12-13 2010-05-18 Awq Consulting Inc. Low emission signal generator and distributor system
JP2007243254A (ja) * 2006-03-06 2007-09-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチ素子駆動回路
JP4339872B2 (ja) * 2006-05-25 2009-10-07 株式会社日立製作所 半導体素子駆動装置、電力変換装置、及びモータ駆動装置、並びに半導体素子駆動方法、電力変換方法、及びモータ駆動方法
JP5082574B2 (ja) * 2007-05-07 2012-11-28 三菱電機株式会社 半導体装置
JP4531075B2 (ja) * 2007-05-16 2010-08-25 株式会社日立製作所 半導体回路
JP5228383B2 (ja) * 2007-07-02 2013-07-03 セイコーエプソン株式会社 ドライバ回路及びそれを備えた電動モータ
FR2927738B1 (fr) * 2008-02-19 2013-01-04 Alstom Transport Sa Dispositif et circuit de commande d'un composant electronique de puissance, procede de pilotage et allumeur associes.
US7843237B2 (en) * 2008-11-17 2010-11-30 Infineon Technologies Austria Ag Circuit arrangement for actuating a transistor
US9252773B2 (en) * 2010-01-26 2016-02-02 Intersil Americas LLC Application specific power controller configuration technique
US8558583B2 (en) 2010-04-12 2013-10-15 Texas Instruments Incorporated Slew detection for high voltage isolation region
CN101924460B (zh) * 2010-08-02 2012-08-15 西安新光明电子科技有限公司 一种可抑制噪声的电平移位电路
JP5459412B2 (ja) * 2010-11-25 2014-04-02 富士電機株式会社 半導体基板中の抵抗を利用するレベルシフト回路
CN103187856B (zh) * 2011-12-31 2015-08-19 意法半导体研发(深圳)有限公司 一种高侧驱动电路及操作驱动电路的方法
JP5880225B2 (ja) * 2012-04-02 2016-03-08 富士電機株式会社 半導体装置
JP2016115951A (ja) * 2013-04-09 2016-06-23 パナソニック株式会社 モータ駆動装置およびそれを備えた電動機
DE112014001233T5 (de) * 2013-09-27 2016-01-07 Fuji Electric Co., Ltd. Treiberschaltkreis und Halbleitervorrichtung
US9537478B2 (en) 2014-03-06 2017-01-03 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device
JP6731884B2 (ja) 2017-05-19 2020-07-29 三菱電機株式会社 ハイサイドゲート駆動回路、半導体モジュール、および３相インバータシステム
US10333408B1 (en) * 2018-04-26 2019-06-25 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Compensation of level-shift capacitance
US10826374B2 (en) * 2018-08-08 2020-11-03 Semiconductor Components Industries, Llc Control of pulse generator in driving control device
US10790826B1 (en) * 2019-05-19 2020-09-29 Novatek Microelectronics Corp. Level shifter with low power consumption

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4739198A (en) * 1985-03-11 1988-04-19 Nec Corporation Signal output circuit of a push-pull type
IT1221251B (it) * 1988-02-25 1990-06-27 Sgs Thomson Microelectronics Circuito mos per il pilotaggio di un carico dal lato alto della alimentazione
FR2656965B1 (fr) * 1990-01-09 1995-01-20 Sgs Thomson Microelectronics Commande et controle d'un commutateur de puissance.
EP0703667B1 (en) * 1994-09-16 1997-06-25 STMicroelectronics S.r.l. An integrated control circuit with a level shifter for switching an electronic switch
JP3429937B2 (ja) * 1996-01-12 2003-07-28 三菱電機株式会社 半導体装置
US6362679B2 (en) * 2000-02-23 2002-03-26 Tripath Technology, Inc. Power device driver circuit

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Publication number Publication date
US20030048116A1 (en) 2003-03-13
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