KR100303638B1 - 안테나듀플렉서 - Google Patents

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무라타 야스타카
가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

본 발명은 공진 시스템에서 Q0가 악화되는 것이 방지되며, 삽입손실이 낮은 소형의 안테나 듀플렉서를 제공한다. 송신회로는 주파수가변 대역폭 저지필터회로와 위상시프트(phase shifter)로 구성되어 있다. 이 주파수가변 대역폭 저지필터회로의 공진기에는 대역폭 가변 커패시터와 PIN 다이오드로 된 직렬회로가 병렬로 전기적으로 접속되어 있다. 송신회로는 전압제어 단자에 인가된 전압을 제어하여 대역폭 가변 커패시터를 접지하거나 개방함으로써, 두 개의 다른 통과대역을 가질 수 있게 된다. 수신회로는 주파수 가변 트랩회로, 위상시프트 및 표면 탄성파 필터회로로 구성되어 있다. 이 표면 탄성파 필터회로는 통과대역이 서로 다른 두 개의 표면 탄성파 필터소자를 포함하고 있다.

Description

안테나 듀플렉서{Antenna Duplexer}
본 발명은 안테나 듀플렉서, 보다 상세히하면 특히 마이크로파대 통신기구 등에 사용되는 안테나 듀플렉서에 관한 것이다.
예를 들어, NTACS-CDMA와 같이 송신회로 및 수신회로에 복수개의 통과대역을 가지고 있는 휴대전화 시스템에도 있다. NTACS-CDMA의 경우에, 송신측에는 887∼901㎒와 915∼925㎒의 주파수가, 수신측에는 832∼846㎒와 860∼870㎒의 주파수가 할당되어, 송신측과 수신측 각각은 두 종류의 통과대역을 가지게 된다. 따라서, NTACS-CDMA에 사용되는 안테나 듀플렉서에서 송신회로에 필요한 송신 주파수 대역폭은 887∼925㎒ 이고, 수신회로에 필요한 수신 주파수 대역폭은 832∼870㎒ 이므로, 송신회로 및 수신회로 양자는 38㎒의 광범위한 통과대역을 필요로 한다. 반면에, 수신 주파수의 대역폭으로부터 송신 주파수의 대역폭을 분리하기 위해 확보해야 하는 분리(separation)는 17㎒로서, 양자 사이의 분리가 극히 미약하다.
안테나 듀플렉서는 송신회로의 위상과 수신회로의 위상을 합성한다. NTACS-CDMA의 경우, 송신회로를 수신 주파수 대역폭 832∼870㎒에서 고임피던스(개방)가 되도록 설정하고, 수신회로를 송신 주파수 대역폭 887∼925㎒에서 고임피던스(개방)가 되도록 설정함으로써, 송신회로의 위상과 수신회로의 위상이 이상적으로 합성된다.
도 11은 종래 안테나 듀플렉서 81의 회로 구성의 한 예를 보여준다. 도 11에서, Tx는 송신단자, Rx는 수신단자, ANT는 안테나 단자, 참조번호 82∼85는 송신회로 100의 공진기, C31∼C34는 저지(blocking) 대역폭에서 감쇠량의 크기를 결정하는 결합 커패시터, C35∼C39는 커패시터, L31∼L34는 결합 코일, 참조번호 86∼90은 수신회로 101의 공진기, C40∼C45는 결합 커패시터를 나타낸다.
그러나, 종래의 안테나 듀플렉서 81에서는, NTACS-CDMA의 경우에 송신 주파수 대역폭과 수신 주파수 대역폭이 광범위하고, 양자의 분리가 극히 작으므로, 송신회로 100을 수신 주파수 대역폭에서 고임피던스가 되도록 설정하고, 수신회로 101을 송신 주파수 대역폭에서 고임피던스가 되도록 설정하는 것이 실질적으로 어렵다.
도 12는 안테나 듀플렉서 81의 스미스 챠트이다. 도 12에서, P1, P2, P3, P4는 각각 주파수가 832㎒, 870㎒, 887㎒, 925㎒일 때 도 11의 분기점 A로부터 바라본 수신회로 101의 임피던스를 나타낸다. 주파수 832㎒는 수신회로 101의 통과대역의 저주파측 단부에서의 주파수이고, 주파수 870㎒는 수신회로 101의 통과대역의 고주파측 단부에서의 주파수이다. 주파수 887㎒는 송신회로 100의 통과대역의 저주파측 단부에서의 주파수이고, 주파수 925㎒는 송신회로 100의 통과대역의 고주파측 단부에서의 주파수이다. 도 12는, 주파수가 887㎒인 P3에서 수신회로 101의 임피던스가 낮아서, 송신시에는 안테나 듀플렉서 81의 삽입손실이 크다는 것을 보여준다. 이러한 문제를 극복하기 위해서는, 급격한 감쇠 곡선을 얻도록 송신회로 및 수신회로의 유전체 공진기의 크기를 크게하여 Q0를 증가시키면 되지만, 안테나 듀플렉서 81이 대형화된다는 또 다른 문제가 발생한다.
안테나 듀플렉서를 소형화시키는 방법으로서는, 송신회로에 유전체 공진기를 사용하고 수신회로에 표면 탄성파 필터소자를 사용하는 방법이 제안되고 있다(예를 들어, 일본공개 5-95204호 공보 참조). 그러나, 표면 탄성파 필터소자를 사용하여 안테나 듀플렉서를 소형화시킬 수 있더라도, 송신회로를 수신 주파수 대역폭에서 고임피던스가 되도록 설정하거나, 수신회로를 송신 주파수 대역폭에서 고임피던스가 되도록 설정하는 것이 어렵고, 송신 및 수신시에 삽입손실이 개선될 수 없다. 0경우에 따라서는, 송신회로 및 수신회로가 유전체 공진기로 구성되는 것이 오히려 보다 우수할 수 있다.
또한, 송신회로를 수신 주파수 대역폭에서 고임피던스로 설정하고, 수신회로를 송신 주파수 대역폭에서 고임피던스로 설정하는 방법으로서는, 송신회로 130 및 수신회로 131 각각의 두 종류의 통과대역을 절환(switching)할 수 있는 도 13에 도시된 안테나 듀플렉서 121이 제안되고 있다. 도 13에서, Tx는 송신단자, Rx는 수신단자, ANT는 안테나 단자, CONT는 전압제어 단자, 참조번호 122, 123은 송신회로 130의 공진기, 참조번호 124∼127은 수신회로 131의 공진기, L35, L44는 결합 코일, C50, C51은 저지영역의 감쇠 크기를 결정하는 결합 커패시터, C52, C53은 커패시터, C54∼C59는 주파수 대역폭 가변커패시터, D11∼D16은 PIN 다이오드, L36∼L41은 초크코일을 나타낸다. R11, R12 및 C60, C61은 제어전압을 공급하는 저항 및 커패시터를, L42, L43 및 C62는 위상시프터(shifter)를 구성하는 코일 및 커패시터를, C63∼C65는 결합 커패시터를, C66, C67은 수신회로 131을 분극시키는 다중 통과 커패시터를 각각 나타낸다. 송신회로 130은 가변대역폭 저지회로를 구성하고, 수신회로 131은 가변대역 통과회로를 구성한다.
안테나 듀플렉서 121은 송신 주파수 대역폭과 수신 주파수 대역폭을 외관상으로는 협소하게 설정할 수 있고, 양자간의 분리를 크게할 수 있다. 그러나, 이 안테나 듀플렉서 121은 공진기 122∼127 각각에 대해 PIN 다이어드 D11∼D16 중의 하나 및 초크코일 L36∼L41 중의 하나를 필요로 하기 때문에, 소형화에 적합하지 않다는 문제가 있다. 게다가, 다수의 공진기 122∼127에 PIN 다이오드 D11∼D16과 커패시터 C54∼C59가 병렬로 접속되기 때문에, 공진 시스템의 Q0(Q0는 중심 주파수에서의 Q이다)가 악화되는 것을 막지 못한다는 문제가 있다. 특히, 대역통과 회로를 구성하는 수신회로 131의 삽입손실이 공진 시스템의 Q0에 의존하고, 수신회로 131의 전기특성이 악화된다는 것을 주목해야 한다.
본 발명의 목적은 공진 시스템의 Q0가 악화되는 것이 방지되며, 삽입손실이 낮은 소형의 안테나 듀플렉서를 제공하는 것이다.
도 1은 본 발명의 안테나 듀플렉서의 바람직한 제 1 구현예의 구성을 보여주는 전기 회로도이다.
도 2는 도 1에 도시된 안테나 듀플렉서에 사용되는 탄성표면파 필터의 외관을 보여주는 사시도이다.
도 3은 도 1에 도시된 안테나 듀플렉서에 사용되는 유전체 공진기의 한 예를 보여주는 단면도이다.
도 4는 도 1에 도시된 송신회로에서, 통과대역으로서 887∼901㎒가 선택될 때의 투과 및 반사특성을 보여주는 그래프이다.
도 5는 도 1에 도시된 송신회로에서, 통과대역으로서 915∼925㎒가 선택될 때의 투과 및 반사특성을 보여주는 그래프이다.
도 6은 도 1에 도시된 수신회로에서, 통과대역으로서 832∼846㎒가 선택될 때의 투과 및 반사특성을 보여주는 그래프이다.
도 7은 도 1에 도시된 수신회로에서, 통과대역으로서 860∼870㎒가 선택될 때의 투과 및 반사특성을 보여주는 그래프이다.
도 8은 도 1에 도시된 안테나 듀플렉서의 스미스 챠트(smith chart) 이다.
도 9는 본 발명의 안테나 듀플렉서의 바람직한 제 2 구현예의 구성을 보여주는 전기 회로도이다.
도 10은 도 9에 도시된 안테나 듀플렉서에 사용되는 유전체 공진기의 한 예를 보여주는 단면도이다.
도 11은 종래 안테나 듀플렉서의 구성을 보여주는 전기 회로도이다.
도 12는 도 11에 도시된 안테나 듀플렉서의 스미스 챠트이다.
도 13은 또 다른 종래 안테나 듀플렉서의 구성을 보여주는 전기 회로도이다.
<도면의 주요 부호에 대한 설명>
1 ... 안테나 듀플렉서 2, 3, 4 ... 유전체 공진기
10 ... 표면 탄성파 필터부품 11, 12 ... 표면 탄성파 필터소자
18 ... 케이스 21a ... 개방측 단면
22 ... 외부도체 23 ... 내부도체
25 ... 송신회로 26 ... 수신회로
27 ... 주파수가변 대역폭 저지필터회로
28 ... 주파수 가변 트랩회로 29 ... 위상시프트
30 ... 표면 탄성파 필터회로 41 ... 안테나 듀플렉서
D1, D2, D3 ... PIN 다이오드
D5, D6, D7 ... 가변용량 커패시터
Tx ... 송신단자 Rx1, Rx2 ... 수신단자
ANT ... 안테나 단자 CONT1, CONT2 ... 전압제어 단자
본 발명의 한 바람직한 구현예는 송신단자; 수신단자; 안테나 단자; 적어도 하나의 제 1 공진기 및 상기 제 1 공진기에 전기적으로 접속되며 제어전압에 의해 전기적으로 용량을 가변시키는 제 1 소자로 구성되어, 상기 송신단자와 상기 안테나 단자 사이에서 전기적으로 접속되는 송신회로; 및 적어도 하나의 제 2 공진기, 상기 제 2 공진기에 전기적으로 접속되고 제어전압에 의해 전기적으로 용량을 가변시키는 제 2 소자 및 표면 탄성파 필터소자로 구성되어, 상기 수신단자와 상기 안테나 단자 사이에서 전기적으로 접속되는 수신회로를 포함하고 있는 안테나 듀플렉서를 제공한다.
상술한 안테나 듀플렉서에서는, 상기 제 1 공진기 및 상기 제 2 공진기 중 적어도 하나는 유전체 공진기일 수 있고; 전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 1 소자 및 전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 2 소자 중 적어도 하나는 가변용량 다이오드 또는 PIN 다이오드일 수 있고; 상기 가변용량 다이오드 또는 PIN 다이오드는 상기 유전체 공진기의 내부도체와 상기 유전체 공진기의 접지된 외부도체 사이에 전기적으로 접속될 수 있다.
상술한 안테나 듀플렉서에서는, 상기 송신회로가 가변대역폭 저지필터회로 및 제 1 위상시프트를 포함하여도 되고, 상기 수신회로가 가변 트랩회로, 제 2 위상시프트 및 표면 탄성파 필터회로를 포함하여도 된다.
본 발명에 따르면, 송신회로의 용량을 전기적으로 가변시키는 소자는 전압에 의해 제어되고, 송신회로의 통과대역은 절환된다. 또한, 송신회로의 주파수로 수신회로의 통과대역이 절환됨으로써, 송신회로의 송신 주파수 대역폭과 수신회로의 수신 주파수 대역폭은 외관상으로는 협소해지고, 양자간의 분리는 커져서, 송신회로와 수신회로의 삽입손실이 억제된다. 수신회로에 표면 탄성파 필터소자를 채용함으로써, 수신회로의 공진기의 수와 이 공진기들에 접속된 다이오드 등의 수를 대폭 감소시킬 수 있다. 또한, 수신회로에 트랩회로를 제공함으로써 송신회로의 손실이억제될 수 있다. 그 결과, 공진 시스템에서 Q0가 악화되는 것이 방지되고, 삽입손실이 적은 소형의 안테나 듀플렉서를 얻게 된다.
본 발명의 또 다른 이점 및 특징은 첨부된 도면을 참조하여, 하기에서 본 발명의 바람직한 구현예를 통한 설명으로 명확하게 이해될 것이다. 각 구현예에서, 동일한 부분 및 동일한 부품에는 동일한 참조부호를 부여하고 설명은 생략한다.
[바람직한 제 1 구현예, 도 1∼도 8]
도 1은 안테나 듀플렉서 1의 회로구성을 도시한다. 안테나 듀플렉서 1에서는, 송신단자 Tx와 안테나 단자 ANT 사이에 송신회로 25가 전기적으로 접속되고, 수신단자 Rx1, Rx2와 안테나 단자 ANT 사이에 수신회로 26이 전기적으로 접속되어 있다.
송신회로 25는 주파수가변 대역폭 저지필터회로 27과 제 1 위상시프트 29로 구성되어 있다. 대역폭 저지필터회로 27은 공진용 커패시터 C1을 통해 송신단자 Tx에 전기적으로 접속된 공진기 2, 및 공진용 커패시터 C2을 통해 제 1 위상시프트 29에 전기적으로 접속된 공진기 3으로 구성되어 있다. 이 공진용 커패시터 C1, C2는 저지대역폭의 감쇠 크기를 결정하는 커패시터이다. 공진기 2와 공진용 커패시터 C1의 직렬 공진회로는 결합용 코일 L1을 통해 공진기 3과 공진용 커패시터 C2의 직렬 공진회로에 전기적으로 접속되어 있다. 또한, 이들 두 개의 직렬 공진회로에 병렬로 커패시터 C5, C6가 전기적으로 접속되어 있다.
공진기 2의 중간 접속점에서 PIN 다이오드 D1의 캐소드(cathode)가 공진용커패시터 C1에 접지되는 상태로, 대역폭 가변 커패시터 C3와 PIN 다이오드 D1의 직렬회로가 병렬로 공진기 2에 전기적으로 접속되어 있다. 유사하게, 공진기 3의 중간 접속점에서 PIN 다이오드 D2의 캐소드가 공진용 커패시터 C2에 접지된 상태로, 대역폭 가변 커패시터 C4와 PIN 다이오드 D2의 직렬회로가 병렬로 공진기 3에 전기적으로 접속되어 있다. 대역폭 가변 커패시터 C3, C4는 주파수가변 대역폭 저지필터회로 27의 감쇠 특성의 두 개의 감쇠극(attenuation polar) 주파수를 변경하는데 사용된다.
전압제어 단자 CONT1은 제어전압 공급저항 R1, 커패시터 C12 및 초크코일 L2를 통해 PIN 다이오드 D1의 애노드(anode)와 대역폭 가변 커패시터 C3의 중간 접속점에 전기적으로 접속되어 있고, 동시에, 제어전압 공급저항 R1, 커패시터 C12 및 초크코일 L13를 통해 PIN 다이오드 D2의 애노드와 대역폭 가변 커패시터 C4의 중간 접속점에 전기적으로 접속되어 있다.
제 1 위상시프트 29는 대역폭 저지필터회로 27과 안테나 단자 ANT 사이에서 전기적으로 접속된 코일 L10, 접지와 안테나 단자 ANT 사이에서 전기적으로 접속된 커패시터 C10, 및 수신회로 26의 주파수 가변 트랩회로 28(후술할 것임)과 안테나 단자 ANT 사이에서 전기적으로 접속된 코일 L11로 구성된 T자형 회로이다.
수신회로 26은 주파수 가변 트랩회로 28, 제 2 위상시프트 29 및 표면 탄성파 필터회로 30으로 구성되어 있다. 제 1 구현예의 수신회로 26의 경우, 제 2 위상시프트 29를 송신회로 25와 공용하지만, 송신회로 25와 수신회로 26 각각에 독립적으로 위상시프트가 형성되어도 되는 것은 말할 필요도 없다.
표면 탄성파 필터회로 30은 수신단자 Rx1, Rx2와 제 2 위상시프트 29 사이에서 각각 전기적으로 접속된 표면 탄성파 필터소자 11, 12를 가지고 있다. 표면 탄성파 필터소자 11은 832∼846㎒의 통과대역을 가지고 있고, 표면 탄성파 필터소자 12는 860∼870㎒의 통과대역을 가지고 있다. 이들 표면 탄성파 필터소자 11, 12를 이용함으로써, 공진기의 수와 이 공진기에 접속된 다이오드 등의 수를 대폭 줄일 수 있다.
표면 탄성파 필터회로 30은 도 2에 도시된 바와 같이, 직사각형 형상의 케이스 18의 서로 대향하는 두 개의 단면부에 입력단자 13, 접지단자 16 및 두 개의 출력단자 14, 15가 형성된 표면 탄성파 필터부품 10을 포함하고 있다. 도 2에 도시되지는 않았지만, 케이스 18의 내부에는 표면 탄성파 필터소자 11, 12가 배열되어 있다. 즉, 필터소자 11, 12의 각 입력측은 공통 입력단자 13에 접속되고, 필터소자 11의 출력측은 출력단자 14에 접속되며, 필터소자 12의 출력측은 출력단자 15에 접속되어 있다. 이러한 구성은 표면 탄성파 필터부품 10이 1-입력 2-출력 형태의 부품이라는 것을 의미하고, 이로 인해 이 부품은 안테나 듀플렉서의 소형화에 적당하다. 바람직한 제 1 구현예의 경우, 길이 3.8㎜, 폭 3.8㎜ 및 높이 1.5㎜의 표면 탄성파 필터부품 10이 사용된다.
주파수 가변 트랩회로 28은 표면 탄성파 필터회로 30과 제 2 위상시프트 29의 중간 접속점에서 공진용 커패시터 C7를 통해 전기적으로 접속된 공진기 4를 가지고 있다. 공진기 4의 중간 접속점에서 PIN 다이오드 D3의 캐소드가 공진용 커패시터 C7에 접지된 상태로, 공진기 4에 병렬로 대역폭 가변 커패시터 C8과 PIN 다이오드 D3의 직렬회로가 전기적으로 접속되어 있다. 전압제어 단자 CONT2는 전압제어 공급저항 R2, 커패시터 C13 및 초크코일 L4를 통해 PIN 다이오드 D3의 애노드와 대역폭 가변 커패시터 C8의 중간 접속점에 전기적으로 접속되어 있다.
공진기 2∼4를 도 3에 도시된 바와 같이, 유전체 공진기로 사용한다. 도 3은 대표적인 예로서 공진기 2를 도시한다. 유전체 공진기 2∼4는 TiO2세라믹 등의 고유전율 재료로 형성된 원통형 유전체 21, 이 원통형 유전체 21의 외주면에 형성된 외부도체 22, 및 이 원통형 유전체 21의 내주면에 형성된 내부도체 23으로 구성되어 있다. 외부도체 22는 유전체 21의 한쪽 개구단면 21a(이하에서, 개방측 단면 21a로 명명한다)에서 내부도체 23으로부터 전기적으로 개방(단절)되어 있고, 다른쪽의 개구단면 21b(이하에서, 단락측 단면 21b로 명명한다)에서 내부도체 23에 전기적으로 단락(도전)되어 있다. 유전체 공진기 2에서는, 대역폭 가변 커패시터 C3의 한 단이 내부도체 23에 접속되고, PIN 다이오드 D1의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로, 대역폭 가변 커패시터 C3와 PIN 다이오드 D1의 직렬회로가 개방측 단면 21a에 전기적으로 접속되어 있다.
유사하게, 유전체 공진기 3에서도, 대역폭 가변 커패시터 C4의 한 단이 내부도체 23에 접속되고, PIN 다이오드 D2의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로, 대역폭 가변 커패시터 C4와 PIN 다이오드 D2의 직렬회로가 개방측 단면 21a에 전기적으로 접속되어 있다. 또한, 유전체 공진기 4에서도, 대역폭 가변 커패시터 C8의 한 단이 내부도체 23에 접속되고, PIN 다이오드 D3의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로, 대역폭 가변 커패시터 C8과 PIN 다이오드 D3의 직렬회로가 개방측 단면 21a에 전기적으로 접속되어 있다. 유전체 공진기 2, 3,4에서, 외부도체는 단락측 단면 21b에 접지되어 있다.
이하에서는, 상술한 구성의 안테나 듀플렉서의 작동 및 이점을 설명한다. 이 안테나 듀플렉서 1에서, 송신회로계로부터 송신단자 Tx에 의해 수신된 송신신호는 송신회로 25를 통해 안테나 단자 ANT로부터 출력되고, 안테나 단자 ANT에 의해 수신된 수신신호는 수신회로 26을 통해 수신단자 Rx1, Rx2로부터 수신회로계에 출력된다.
송신회로 25의 주파수가변 대역폭 저지필터회로 27의 트랩 주파수는 대역폭 가변 커패시터 C3, 공진용 커패시터 C1 및 공진기 2로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수와, 대역폭 가변 커패시터 C4, 공진용 커패시터 C2 및 공진기 3으로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수에 의해 결정된다. 전압제어 단자 CONT1에 제어전압으로서 정(positive)의 전압을 인가할 때, PIN 다이오드 D1, D2는 ON 상태가 된다. 따라서, 대역폭 가변 커패시터 C3, C4는 PIN 다이오드 D1, D2를 통해 접지되고, 두 개의 감쇠극 주파수는 낮아지며, 송신회로 25의 통과대역은 887∼901㎒가 된다.
반대로, 제어전압으로서 부(negative)의 전압을 인가할 때, PIN 다이오드 D1, D2는 OFF 상태가 된다. 따라서, 대역폭 가변 커패시터 C3, C4는 개방 상태가 되며, 두 개의 감쇠극 주파수는 모두 높아지고, 송신회로 25의 통과대역은 915∼925㎒가 된다.
도 4는 송신회로 25의 통과대역으로서 887∼901㎒를 선택할 때의 송신회로25의 통과특성 S21 및 반사특성 S11의 측정결과를 보여주는 그래프이다. 도 5는 송신회로 25의 통과대역으로서 915∼925㎒를 선택할 때의 송신회로 25의 통과특성 S21 및 반사특성 S11을 측정한 결과를 도시한 그래프이다. 따라서, 송신회로 25는 전압제어에 의해 대역폭 가변 커패시터 C3, C4를 접지시키거나 또는 개방시킴으로써 두 개의 다른 통과대역 특성을 갖을 수 있게 된다.
반면에, 수신회로 26은 수신단자 Rx1은 ON 상태이고, 수신단자 Rx2는 OFF 상태일 때의 표면 탄성파 필터소자 11을 통과하는 신호만을 출력한다. 따라서, 수신회로 26의 통과대역은 832∼846㎒가 된다. 반대로, 수신회로 26은 수신단자 Rx1은 OFF 상태이고, 수신단자 Rx2는 ON 상태일 때의 표면 탄성파 필터소자 12를 통과하는 신호만을 출력한다. 따라서, 수신회로 26의 통과대역은 860∼870㎒가 된다.
도 6은 수신회로 26의 통과대역으로서 832∼846㎒를 선택할 때의 수신회로 26의 통과특성 S32 및 반사특성 S33의 측정결과를 보여주는 그래프이다. 도 7은 수신회로 26의 통과대역으로서 860∼870㎒를 선택할 때의 수신회로 26의 통과특성 S32 및 반사특성 S33의 측정결과를 도시한 그래프이다. 따라서, 수신회로 26은 수신단자 Rx1 또는 Rx2 중의 하나를 ON 상태로 설정함으로써 두 개의 다른 통과대역 특성을 갖을 수 있다.
송신회로 25에서, 전압제어 단자 CONT1에 정의 제어전압을 인가하여 송신회로 25의 송신 주파수 대역폭을 887∼901㎒가 되도록 설정하는 경우(도 4 참조)에, 수신단자 Rx1은 ON 상태로 설정되고, 수신단자 Rx2는 OFF 상태로 설정되어, 수신회로 26의 수신 주파수 대역폭은 832∼846㎒가 되도록 설정된다(도 6 참조). 따라서,송신회로 25의 송신 주파수 대역폭과 수신회로 26의 수신 주파수 대역폭 사이의 분리를 55㎒로 높일 수 있어서, 삽입손실도 또한 억제될 수 있다.
또한, 송신회로 25는 수신 주파수 대역폭 832∼846㎒에서 고임피던스로 용이하게 설정되고(도 4 참조), 수신회로 26의 삽입손실이 크게 악화되지 않는다. 유사하게, 수신회로 26은 송신 주파수 대역폭 887∼901㎒에서 고임피던스로 용이하게 설정되고(도 6 참조), 송신회로 25의 삽입손실이 크게 악화되지 않는다.
송신회로 25에서, 전압제어 단자 CONT1에 부의 제어전압을 인가하여 송신회로 25의 송신 주파수 대역폭이 915∼925㎒가 되도록 설정하는 경우(도 5 참조)에, 수신단자 Rx1은 OFF 상태로 설정되고, 수신단자 Rx2는 ON 상태로 설정되어, 수신회로 26의 수신 주파수 대역폭이 860∼870㎒가 되도록 설정된다(도 7 참조). 따라서, 송신회로 25의 송신 주파수 대역폭과 수신회로 26의 수신 주파수 대역폭 사이의 분리를 55㎒로 높일 수 있어서, 삽입손실도 또한 억제될 수 있다.
또한, 송신회로 25는 수신 주파수 대역폭 860∼870㎒에서 고임피던스로 용이하게 설정되고(도 5 참조), 수신회로 26의 삽입손실이 크게 악화되지 않는다. 유사하게, 수신회로 26은 송신 주파수 대역폭 915∼925㎒에서 고임피던스로 용이하게 설정되고(도 7 참조), 송신회로 25의 삽입손실이 크게 악화되지 않는다.
수신회로 26의 주파수 가변 트랩회로 28의 트랩 주파수도 또한 대역폭 가변 커패시터 C8, 공진용 커패시터 C7 및 공진기 4로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수에 의해 결정된다. 전압제어 단자 CONT2에 제어전압으로서 정의 전압을 인가할 때, PIN 다이오드 D3는 ON 상태가 된다. 따라서, 대역폭 가변 커패시터 C8은 PIN다이오드 D3를 통해 접지되고, 트랩 주파수는 낮아진다. 반대로, 제어전압으로서 부의 전압을 인가할 때, PIN 다이오드 D3는 OFF 상태가 된다. 따라서, 대역폭 가변 커패시터 C8은 개방 상태가 되고, 트랩 주파수는 높아진다.
이 주파수 가변 트랩회로 28에서, 송신회로 25의 두 개의 통과대역 887∼901㎒와 915∼925㎒의 절환과 부합하도록, 송신대역으로서 887∼901㎒가 선택될 때에는 트랩 주파수가 낮아지며, 송신대역으로서 915∼925㎒가 선택될 때에는 트랩 주파수가 높아지기 때문에, 전압이 제어된다. 따라서, 송신회로 25와의 위상합성이 이상적으로 이루어질 수 있다.
주파수 가변 트랩회로 28을 수신회로 26에 설치함으로써, 송신 주파수 대역폭 887∼901㎒와 915∼925㎒에서 수신회로 26이 고임피던스가 되도록 용이하게 설정될 수 있다. 따라서, 송신회로 25와 수신회로 26의 정합(matching) 손실이 억제되고, 송신회로 25의 삽입손실도 크게 악화되지 않는다.
도 8은 안테나 듀플렉서 1의 스미스 챠트이다. 도 8에서, P1, P2, P3, P4는 도 1의 분기점 B로부터 바라본 수신회로 26의 주파수 832㎒, 870㎒, 887㎒, 925㎒에서의 각 임피던스를 나타낸다. 주파수 832㎒는 수신회로 26의 통과대역의 저주파측 단부에서의 주파수이고, 주파수 870㎒는 수신회로 26의 통과대역의 고주파측 단부에서의 주파수이다. 주파수 887㎒는 송신회로 25의 통과대역의 저주파측 단부에서의 주파수이고, 주파수 925㎒는 송신회로 25의 통과대역의 고주파측 단부에서의 주파수이다. 도 8를 도 12에 도시된 종래의 안테나 듀플렉서 81의 스미스 챠트와 비교하면, 안테나 듀플렉서 1에서는 주파수가 887㎒인 P3에서 수신회로 26의 임피던스가 높아지고, 송신중에 안테나 듀플렉서 1의 삽입손실이 낮다는 것을 알 수 있다.
[제 2 구현예, 도 9 및 도 10]
도 9 및 도 10에 도시된 바와 같이, 바람직한 제 2 구현예의 안테나 듀플렉서 41에서는 도 1 내지 도 3에 도시된 제 1 구현예의 안테나 듀플렉서 1에 사용된 PIN 다이오드 D1∼D3에 대체하여 가변용량 다이오드 D5∼D7를 사용한다.
송신회로 25의 주파수가변 대역폭 저지필터회로 27의 트랩 주파수는 가변용량 다이오드 D5의 용량, 대역폭 가변 커패시터 C3, 공진용 커패시터 C1 및 공진기 2로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수, 가변용량 다이오드 D6의 용량, 및 대역폭 가변 커패시터 C4, 공진용 커패시터 C2 및 공진기 3으로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수에 의해 결정된다. 전압제어 단자 CONT1에 인가된 전압을 변화시킴으로써, 가변용량 다이오드 D5, D6의 용량이 변화된다. 그 결과, 주파수가변 대역폭 저지필터회로 27의 감쇠극이 이동되고, 트랩 주파수가 변화한다. 따라서, 송신회로 25는 전압제어에 의해 가변용량 다이오드 D5, D6의 용량을 변화시킴으로써, 두 개의 다른 통과대역을 갖을 수 있게 된다.
또한, 수신회로 26의 주파수 가변 트랩회로 28의 트랩 주파수도 가변용량 다이오드 D7의 용량, 및 대역폭 가변 커패시터 C8, 공진용 커패시터 C7 및 공진기 4로 구성된 공진 시스템의 공진 주파수에 의해 결정된다. 전압제어 단자 CONT2에 인가된 전압을 변화시킴으로써, 가변용량 다이오드 D7의 용량이 변화된다. 그 결과, 주파수 가변 트랩회로 28의 트랩 주파수가 변화된다.
또한, 도 10에 도시된 바와 같은 유전체 공진기 2에 있어서, 개방측 단면 21a에서 대역폭 가변 커패시터 C3와 가변용량 다이오드 D5로 구성된 직렬회로의 대역폭 가변 커패시터 C3의 한 단이 내부도체 23에 접속되어 있고, 가변용량 다이오드 D5의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로 전기적으로 접속되어 있다. 유사하게, 유전체 공진기 3에 있어서도, 개방측 단면 21a에서 대역폭 가변 커패시터 C4와 가변용량 다이오드 D6로 구성된 직렬회로의 대역폭 가변 커패시터 C4의 한 단이 내부도체 23에 접속되어 있고, 가변용량 다이오드 D6의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로 전기적으로 접속되어 있다. 유전체 공진기 4에 있어서도, 개방측 단면 21a에서 대역폭 가변 커패시터 C8과 가변용량 다이오드 D7로 구성된 직렬회로의 대역폭 가변 커패시터 C8의 한 단이 내부도체 23에 접속되어 있고, 가변용량 다이오드 D7의 캐소드가 외부도체 22에 접속된 상태로 전기적으로 접속되어 있다.
바람직한 제 2 구현예의 안테나 듀플렉서 41은 상기 제 1 구현예의 안테나 듀플렉서 1과 유사한 작용효과를 나타낸다.
[다른 구현예]
본 발명에 따른 안테나 듀플렉서는 상술한 구현예로만 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 범위 내에서 다양하게 변화될 수 있다. 예를 들어, 공진기는 유전체 공진기 이외에 스트립선로 공진기 등이 되어도 된다. 또한, 공진기의 수도 임의로 설정될 수 있다.
이제까지 상술한 바와 같이, 본 발명에서는, 송신회로의 용량을 전기적으로가변시키는 소자는 전압에 의해 제어되고, 송신회로의 통과대역은 절환된다. 또한, 송신회로의 주파수로 수신회로의 통과대역이 절환됨으로써, 송신회로의 송신 주파수 대역폭과 수신회로의 수신 주파수 대역폭은 외관상으로는 협소해지고, 양자간의 분리는 커져서, 송신회로와 수신회로의 삽입손실이 억제된다. 또한, 수신회로에 표면 탄성파 필터소자를 이용함으로써, 수신회로의 공진기의 수와 이 공진기들에 접속된 다이오드 등의 수를 대폭 감소시킬 수 있고, 수신회로에 트랩회로를 제공함으로써 송신회로의 손실이 억제될 수 있다. 그 결과, 공진 시스템에서 Q0가 악화되는 것이 방지되고, 삽입손실이 적은 소형의 안테나 듀플렉서를 얻게 된다.
이제까지, 본 발명을 본 발명의 바람직한 구현예를 참조로하여 특정하게 도시하고 기술하였지만, 당업자들에게는 본 발명이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 다양하게 변형, 변화될 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims (4)

  1. 송신단자;
    수신단자;
    안테나 단자;
    상기 송신단자와 상기 안테나 단자 사이에 전기적으로 접속된 적어도 하나의 공진기(제 1 공진기) 및 상기 공진기(제 1 공진기)에 전기적으로 접속되고 제어전압에 의하여 전기적으로 용량을 가변시키는 소자(제 1 소자)로 구성되어, 상기 제어전압의 절환(switching)에 의하여 두개의 서로 다른 통과대역을 선택할 수 있는 주파수 가변회로를 포함하는 송신회로;
    상기 수신단자와 상기 안테나 단자 사이에 전기적으로 접속되면서, 적어도 하나의 공진기(제 2 공진기) 및 상기 공진기(제 2 공진기)와 전기적으로 접속되고 제어전압에 의하여 전기적으로 용량을 가변시키는 소자(제 2 소자)로 구성되어 상기 제어전압의 절환에 의하여 두 개의 서로 다른 통과대역을 선택할 수 있는 주파수 가변회로 및 이 주파수 가변회로와 상기 수신 단자와의 사이에 형성된 탄성 표면파 필터 소자를 포함하는 수신회로;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 듀플렉서.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 공진기 및 상기 제 2 공진기 중 적어도 하나는 유전체 공진기이고;
    전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 1 소자 및 전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 2 소자 중 적어도 하나는 가변용량 다이오드이며;
    상기 가변용량 다이오드는 상기 유전체 공진기의 내부도체와 상기 유전체 공진기의 접지된 외부도체 사이에 전기적으로 접속되는 것을 특징으로 하는 안테나 듀플렉서.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 공진기 및 상기 제 2 공진기 중 적어도 하나는 유전체 공진기이고;
    전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 1 소자 및 전기적으로 용량을 가변시키는 상기 제 2 소자 중 적어도 하나는 PIN 다이오드이고;
    상기 PIN 다이오드는 상기 유전체 공진기의 내부도체와 상기 유전체 공진기의 접지된 외부도체 사이에 전기적으로 접속되는 것을 특징으로 하는 안테나 듀플렉서.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 송신회로는 가변대역폭 저지필터회로 및 제 1 위상시프트를 포함하고;
    상기 수신회로는 가변 트랩회로, 제 2 위상시프트 및 표면 탄성파 필터회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 듀플렉서.
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