DE60110827T2 - Verfahren zur kanalfrequenzzuteilung für hf- und mikrowellenduplexer - Google Patents

Verfahren zur kanalfrequenzzuteilung für hf- und mikrowellenduplexer Download PDF

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20336—Comb or interdigital filters

Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektronische Duplexer und insbesondere ein Verfahren zum Betreiben von abstimmbaren Duplexern.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Diese Erfindung betrifft Radiofrequenz- und Mikrowellen-Duplexer, die in Transceivern (Sender/Empfängern) für drahtlose Kommunikationen verwendet werden, die Zweikanal-Frequenzzuordnungen aufweisen.
  • Anwendungen für drahtlose Kommunikationen haben zugenommen, um das verfügbare Spektrum zu überfluten, und treiben die Notwendigkeit für eine hohe Isolation zwischen angrenzenden Bändern voran. Portabilitäts-Anforderungen von mobilen Kommunikationen treiben zusätzlich die Notwendigkeit voran, die Größe von Kommunikationsgeräten zu verringern. Filter und Duplexer-Produkte sind einige der weitestgehend unvermeidbaren Komponenten in dem Funkgerät mit Anforderungen, um ein verbessertes Betriebsverhalten unter Verwendung von Komponenten mit kleinerer Größe bereitzustellen. Somit sind Anstrengungen durchgeführt worden, um neue Typen von Resonatoren, neue Kopplungsstrukturen und neue Konfigurationen zum Adressieren von diesen Anforderungen zu entwickeln.
  • Viele Funksysteme verwenden einen Duplexer, um die Sende- und Empfangskanäle mit einer gemeinsam verwendeten Antenne zu koppeln. Ein geringer Einfügeverlust in den Zweikanal-Durchlassbändern und eine hohe Isolation zwischen den zwei Kanälen sind gewöhnlicherweise die wichtigsten Anforderungen an das Betriebsverhalten des Duplexers. Die Filterentwurfstheorie zeigt jedoch, dass für eine gegebene Filterfrequenzmaske eine Optimierung des Einfügeverlust-Betriebsverhaltens oft zu einer Verschlechterung des Isolationsverhaltens führt und umgekehrt. Normalerweise wird ein Kompromiss zwischen den zwei Parametern benötigt.
  • Kommerziell erhältliche Radiofrequenz-(RF)-Duplexer umfassen zwei feste Bandpassfilter, die einen gemeinsamen Port (Antennenport) durch einen Zirkulator oder einen 7-Übergang teilen. Signale, die an den Antennenport angelegt werden, werden an einen Empfängerport durch das Empfangsbandpassfilter gekoppelt, und Signale, die an den Senderport angelegt werden, werden den Antennenpor durch ein Sendefilter erreichen. Der Empfangsport und der Senderport sind voneinander isoliert, und zwar als Folge der Anwesenheit der Filter und des Zirkulators oder des 7-Übergangs. Gebräuchlicherweise werden feste Duplexer in Punkt-zu-Punkt (point-to-point) und Punkt-zu-Multipunkt (point-to-multipoint) Funkgeräten verwendet, bei denen eine Zweiwegkommunikation Video, Video und einen Datenverkehr innerhalb des RF Frequenzbereichs erlaubt. Feste Duplexer müssen Breitband sein, sodass eine vernünftige Anzahl von Duplexern den gewünschten Frequenzplan abdecken können.
  • Abstimmbare Duplexer könnten verwendet werden, um in Empfängern feste Duplexer zu ersetzen. Ein einzelner abstimmbarer Duplexer könnte mehrere feste Duplexer ersetzen, die angrenzende Frequenzen abdecken. Duplexer, die abstimmbare oder schaltbare Filter einschließen, sind in den U.S. Patenten mit der Nummer 6,307,448; 6,288,620; 6,111,482; 6,085,071; und 5,963,856 beschrieben worden. Insbesondere beschreibt die US 6,111,482 einen dielektrischen Duplexer zum Ausführen einer bidirektionalen Kommunikation, gebildet durch Kombinieren von zwei variablen Frequenzbandpassfiltern.
  • Es würde wünschenswert sein, einen abstimmbaren Duplexer in einer Weise zu betreiben, die eine Isolation zwischen den Sende- und den Empfangskanälen verbessert.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • In einem Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Duplexers mit einem ersten abstimmbaren Bandpassfilter, einem zweiten abstimmbaren Bandpassfilter und einer Einrichtung zum Koppeln des ersten Bandpassfilters und des zweiten Bandpassfilters mit einer Antenne bereit. Das Verfahen umfasst die folgenden Schritte: Abstimmen des ersten abstimmbaren Bandpassfilters zum Bereitstellen eines Durchlassbands entsprechend zu einer zugewiesenen Sendefrequenz, und Abstimmen des zweiten abstimmbaren Bandpassfilters weg von der zugewiesenen Sendefrequenz, um einen Durchlassband-Versatz von einer zugewiesenen Empfangsfrequenz bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Sendemodus betrieben wird. Wenn der Duplexer in einem Empfangsmodus betrieben wird, wird das erste abstimmbare Bandpassfilter weg von der zugewiesenen Empfangsfrequenz abgestimmt, um einen Durchlassband-Versatz von einer zugewiesenen Sendefrequenz bereitzustellen, und das zweite abstimmbare Bandpassfilter wird abgestimmt, um ein Durchlassband entsprechend zu der zugewiesenen Empfangsfrequenz bereitzustellen.
  • Durch Verwendung dieser Technik wird die Isolation zwischen Sende- und Empfangsabschnitten einer Kommunikationseinrichtung verbessert. Die Erfindung erlaubt auch die Verwendung von Filtern mit einem größeren Durchlassband, während eine ausreichende Isolation aufrechterhalten wird.
  • In einem anderen Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Duplexer mit einem ersten abstimmbaren Bandpassfilter, einem zweiten abstimmbaren Bandpassfilter und einer Einrichtung zum Koppeln des ersten Bandpassfilters und des zweiten Bandpassfilters mit einer Antenne bereit, wobei der Duplexer dadurch gekennzeichnet ist, dass er umfasst: eine Steuereinrichtung, die konfiguriert ist, um: (i) das erste abstimmbare Bandpassfilter zum Bereitstellen eines Durchlassbands entsprechend zu einer zugewiesenen Senderfrequenz abzustimmen, und das zweite abstimmbare Bandpassfilter weg von der zugewiesenen Sendefrequenz abzustimmen, um einen Durchlassband-Versatz von der zugewiesenen Empfangsfrequenz bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Sendemodus betrieben wird; und das erste abstimmbare Bandpassfilter weg von der zugewiesenen Empfangsfrequenz abzustimmen, um einen Durchlassband-Versatz von einer zugewiesenen Sendefrequenz bereitzustellen, und das zweite abstimmbare Bandpassfilter abzustimmen, um ein Durchlassband entsprechend zu der zugewiesenen Empfangsfrequenz bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Empfangsmodus betrieben wird.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • In den Figuren zeigen:
  • 1 eine schematische Darstellung eines abstimmbaren Duplexers, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung arbeiten kann;
  • 2 einen Graph der Frequenzantwort der Filter des Duplexers der 1;
  • 3 einen Graph der Frequenzantwort der Filter des Duplexers der 1;
  • 4 einen Graph der Frequenzantwort der Filter des Duplexers der 1;
  • 5 einen Graph der Frequenzantwort der Filter des Duplexers der 1;
  • 6 eine schematische Darstellung eines Filters, das in dem Duplexer der 1 verwendet werden kann;
  • 7 eine Querschnittsansicht des Filters der 6 entlang der Linie 7-7;
  • 8 eine Aufsicht auf einen abstimmbaren dielektrischen Kondensator, der in dem Filter der 6 verwendet werden kann;
  • 9 eine Querschnittansicht des abstimmbaren dielektrischen Kondensators der 8 entlang der Schnittlinie 9-9, und
  • 10 einen Graph der Kapazität des Varaktors der 8 und 9.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung kann unter Verwendung von abstimmbaren Duplexern mit einem niedrigen Einfügeverlust, einer schnellen Abstimmgeschwindigkeit, einer Hochleistungsbehandlungsmöglichkeit, einem hohen IP3 und niedrigen Kosten in den Mikrowellenfrequenzbereich implementiert werden.
  • Bezugnehmend auf die Zeichnungen ist 1 eine schematische Darstellung eines abstimmbaren Duplexers 10, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung betrieben werden kann. Der abstimmbare Duplexer 10 umfasst zwei elektronisch abstimmbare Bandpassfilter 12–14, die mit einem gemeinsamen Port 16 über eine Kopplungseinrichtung 18 verbunden sind. In dem bestimmten Duplexer der 1 ist die Kopplungseinrichtung ein Zirkulator 20. Das Filter 12 ist ein Empfangsfilter, welches verschaltet ist, um Signale von der Kopplungseinrichtung zu einem ersten (Empfangs-) Port 22 zu koppeln. Das Filter 14 ist ein Sendefilter, welches verschaltet ist, um Signale von der Kopplungseinrichtung an einen zweiten (Sende-) Port 24 zu koppeln. Die Filter 12 und 14 sind abstimmbare Bandpassfilter. Die Filter können abstimmbare dielektrische Varaktoren einschließen, die schnell abgestimmt werden können, und werden verwendet, um die Transmissionseigenschaften der Filter zu steuern. Alternativ können mikroelektromechanische (MEM) variable Kondensatoren in den abstimmbaren Filtern verwendet werden. Eine Steuereinheit 26, die ein Computer oder ein anderer Prozessor sein kann, wird verwendet, um ein Steuersignal an abstimmbare Kondensatoren in den Filtern zu führen, vorzugsweise durch Hochimpedanz-Steuerleitungen. Der Empfangsport 22 ist mit dem Empfangsabschnitt 28 einer Kommunikationseinrichtung verbunden und der Sendeport 24 ist mit dem Sendeabschnitt 30 der Kommunikationseinrichtung verbunden. Die Steuereinheit kann eine Steuertechnik mit einer offenen Schleife oder einer geschlossenen Schleife verwenden. Verschiedene Typen von abstimmbaren Filtern können in Duplexern dieser Erfindung verwendet werden. Der Zirkulator 20 der 1 stellt eine Isolation zwischen den zwei Filtern bereit.
  • Wenn ein Duplexer entworfen wird werden typischerweise in der Sende- und Empfangsfrequenz Zuordnungen vorbestimmt. Somit würde es schwierig oder unmöglich sein, diese zu versetzen. Dies ist jedoch möglich, wenn die Sende- und Empfangsfunktionen nicht gleichzeitig arbeiten. 2 ist ein Graph der Frequenzantworten der Filter des Duplexers der 1. Wenn ein Betrieb in dem Sendemodus vorgenommen wird ist das Sendekanalfilter-Durchlassband 30 auf die zugewiesene Sendefrequenz ft zentriert, aber das Empfangskanalfilter-Durchlassband 32 ist von der zugewiesenen Empfangsfrequenz fr versetzt, sodass es das Durchlassband 32' belegt. Wenn ein Betrieb in dem Empfangsmodus vorgenommen wird, verschiebt sich das Empfangskanalfilter-Durchlassband zurück auf das Durchlassband 32, welches auf der zugewiesenen Empfangsfrequenz zentriert ist, und das Sendekanalfilter wird derart versetzt bzw. verschoben, dass es das Durchlassband 30' in 3 belegt.
  • Die 2 und 3 zeigen den Effekt des Filterdurchlass-Versatzes auf die Funkfrequenz-Signalisolation zwischen Sende- und Empfangs-Betriebsmoden. In 2 illustriert der Abstand 34 die Verbesserung in der Isolation, die durch Verschieben des Durchlassbands des Empfangsfilters erhalten wird. 3 zeigt den Effekt einer Versetzung des Sendekanalfilters, wenn in dem Empfangsmodus gearbeitet wird. Der Abstand 36 illustriert die Verbesserung in der Isolation, die durch Verschieben des Durchlassbands des Sendefilters erhalten wird. Eine weitere Trennung der Sende- und Empfangsfrequenzen wird zu mehr Isolation führen.
  • Die Frequenzversetzungsstrategie kann auch verwendet werden, um den Kanal-Filtereinfügeverlust zu verbessern, indem eine erhöhte Bandbreite der Sende- und/oder Empfangsfilter zugelassen wird. Eine Erhöhung in der Filterbandbreite wird die Isolation zwischen den Sende- und Empfangsports verringern, aber eine Verschiebung der Frequenz wird die Isolation auf ungefähr den ursprünglichen Pegel wiederherstellen. Dies ist in 4 gezeigt, wobei der Duplexer in dem Sendemodus gezeigt ist. Die zwei Kurven 30 und 30'' stellen alternative Sendekanalfilter-Durchlassbänder dar. Die Kurve 32 stellt die Antwort des Empfangskanals vor Erhöhung der Bandbreite dar. Die Kurve 32'' stellt die erweiterte Bandbreite, nachdem ein Versatz vorgenommen wurde, dar. Es ist ersichtlich, dass sich mit der erhöhten Durchlassband-Bandbreite, die mit der Kurve 32'' dargestellt ist, der Einfügeverlust stark verbessert und der Abfall sich verschlechtert. Jedoch ist ersichtlich, dass durch Erhöhen der Bandbreite sowohl der Einfügeverlust als auch die Isolation verringert werden.
  • Der vertikale Abstand 38 stellt die Isolation dar, wenn die Filter Bandbreiten aufweisen, die mit den Kurven 30'' und 32'' dargestellt sind. Der Einfügeverlust verbessert sich, wie erwartet, und die Neigung der Isolation wird verschlechtert. Jedoch kann der Versatz die Isolation auf ihren ursprünglichen Wert bei der Sendefrequenz wiederherstellen. 5 stellt den gleichen Prozess für den Empfangsmodus dar. In 5 stellt die Kurve 30 das ursprüngliche Sendefilter-Durchlassband dar und die Kurve 30''' stellt das verschobene und ausgedehnte Sendefilter-Durchlassband dar. Die Kurve 32 stellt das ursprüngliche Empfangsfilter-Durchlassband dar und die Kurve 32''' stellt das verschobene und erweiterte Empfangsfilter-Durchlassband dar. Der vertikale Abstand 40 stellt die Isolation dar, wenn die Filter Bandbreiten aufweisen, die mit den Kurven 30''' und 32''' dargestellt sind.
  • Durch Anwenden des Verfahrens dieser Erfindung kann die Größe des Duplexers verringert werden, ohne dass das Betriebsverhalten beeinträchtigt wird. Wenn die Filtergröße verringert wird, führt dies normalerweise zu einem niedrigerem Resonatorgütefaktor und einem höheren Einfügeverlust. Jedoch kann der Einfügeverlust durch Erhöhen der Bandbreite und Verschieben der Durchlassbandfrequenz, wie in den 4 und 5 gezeigt, wiederhergestellt werden.
  • 6 ist eine Draufsicht auf ein abstimmbares 3-Pol Mikrostreifen-Kammlinien-Filter 44, das durch dielektrische Varaktoren abgestimmt wird, die in einem abstimmbaren Duplexer verwendet werden können, was mit näheren Einzelheiten in der EP 1236240 beschrieben ist. 7 ist eine Querschnittsansicht des Filters der 6 entlang der Schnittlinie 7-7. Das Filter 44 umfasst eine Vielzahl von Resonatoren in der Form von Mikrostreifenleitungen, 48, 50 und 52, die auf einer planaren Oberfläche auf einem Substrat 56 positioniert sind. Die Mikrostreifenleitungen erstrecken sich in Richtungen parallel zueinander. Die Leitungen 46 und 54 dienen als ein Eingang bzw. Ausgang. Die Leitung 46 umfasst einen ersten Abschnitt, der sich parallel zu der Leitung 48 für einen Abstand L1 erstreckt. Die Leitung 54 umfast einen ersten Abschnitt, der sich parallel zu der Leitung 52 für einen Abstand L1 erstreckt. Die Leitungen 48, 50 und 52 weisen gleiche Länge auf und sind Seite an Seite zueinander positioniert. Die ersten Enden 58, 60 und 62 der Leitungen 48, 50 und 52 sind nicht verbunden, das heißt, sie weisen eine offene Schaltung auf. Die zweiten Enden 64, 66 und 68 der Leitungen 48, 50 und 52 sind mit einem Masseleiter 70 durch abstimmbare dielektrische Varaktoren 72, 74 und 76 verbunden. In der bevorzugten Ausführungsform arbeiten die Varaktoren bei Raumtemperatur. Während ein Drei-Pol-Filter hier beschrieben ist, können auch Filter mit anderen Anzahlen von Polen verwendet werden. Zusätzliche Pole können hinzugefügt werden, indem weitere Streifenleitungs-Resonatoren, parallel zu demjenigen, die in 6 gezeigt sind, hinzugefügt werden.
  • Eine Vorspannungsschaltung ist mit jedem der Varaktoren verbunden. Jedoch ist zur Verdeutlichung nur eine Vorspannschaltung 78 in 6 gezeigt. Die Vorspannschaltung umfasst eine variable Spannungsquelle 80, die zwischen die Masse 70 und eine Verbindungsanzapfung 82 geschaltet ist. Eine Hochimpedanzleitung 84 verbindet die Anzapfung 82 mit der Leitung 52. Die Hochimpedanzleitung ist eine sehr schmale Streifenleitung. Wegen ihrer schmalen Breite ist ihre Impedanz höher als die Impedanzen von den anderen Streifenleitungen in dem Filter. Eine Stichleitung 86 erstreckt sich von der Hochimpedanzleitung. Die Vorspannungsleitung dient als ein Tiefpassfilter, um ein RF Signalleck in die Vorspannleitung hinein zu vermeiden. Das dielektrische Substrat 56, das in dem Filter verwendet wird, ist RT5880 (ε = 2,22) mit einer Dicke von 0,508 mm (20 Mils). Jede der drei Resonatorleitungen 48, 50 und 52 umfasst eine Mikrostreifenleitung, die seriell mit einem Varaktor und Masse verbunden ist. Das andere Ende von jeder Mikrostreifenleitung ist eine offene Schaltung. Die Konstruktion mit dem offenen Ende vereinfacht die DC Vorspannschaltung für die Varaktoren. Insbesondere wird für die Vorspannschaltung keine DC Abblockung benötigt. Jede Resonatorleitung weist eine Vorspannschaltung auf. Die Vorspannschaltung arbeitet als ein Tiefpassfilter, dass eine Hochimpedanzleitung, eine radiale Stichleitung und einen Abschlussflecken zur Verbindung mit einer Spannungsquelle einschließt. Der erste und der letzte Resonator 48 und 52 sind gekoppelt mit einer Eingangs- und Ausgangsleitung 46 bzw. 54 des Filters, und zwar durch die Randfelder, die zwischen ihnen gekoppelt werden. Computer-optimierte Dimensionen von Mikrostreifen eines Beispiels des abstimmbaren Filters sind L1 = 1,70 mm, L2 = 1,61 mm, S1 = 0,26 mm, S2 = 5,84 mm, W1 = 1,52 mm und W2 = 2,00 mm. In der bevorzugten Ausführungsform ist das Substrat RT5880 mit einer 0,508 mm Dicke und die Streifenleitungen sind 0,5 mm dickes Kupfer. Für diese Anwendung wird ein Substrat mit niedrigem Verlust (< 0,002) und niedriger dielektrischer Konstanter (< 3) gewünscht. Natürlich können Substrate mit niedrigem Verlust den Filtereinfügeverlust verringern, während niedrige dielektrische Konstanten eine Dimensionstoleranz bei diesem Hochfrequenzbereich verlängern können. Die Länge der Streifenleitungen, kombiniert mit den Varaktoren, bestimmen die Filtermittenfrequenz. Die Längen L1 oder L2 beeinflussen stark die Filterbandbreite. Während die Streifenleitungs-Resonatoren unterschiedliche Längen aufweisen können, wird in der Praxis typischerweise die gleiche Länge verwendet, um die Konstruktion einfach zu machen. Die parallele Orientierung der Streifenleitungs-Resonatoren stellt eine gute Kopplung zwischen ihnen bereit. Jedoch können die Eingangs- und Ausgangsleitungen 46 und 54 in den Abschnitten, die nicht eine Kopplung mit den Streifenleitungs-Resonatoren bereitstellen, gebogen sein.
  • Das abstimmbare Filter der 6 weist einen Mikrostreifen-Kammlinien-Aufbau auf. Die Resonatoren umfassen Mikrostreifenleitungen, die an einem Ende eine offene Schaltung aufweisen, mit einem dielektrischen Varaktor zwischen dem anderen Ende jeder Mikrostreifenleitung und Masse. Eine Veränderung der Kapazität der Varaktoren wird durch Steuern der Vorspannung, die an jeden Varaktor angelegt wird, gesteuert. Dies steuert die Resonanzfrequenz der Resonatoren und stimmt die Mittenfrequenz des Filters ab. Die Eingangs- und Ausgangs-Mikrostreifenleitungen sind nicht Resonatoren, sondern Kopplungsstrukturen des Filters. Eine Kopplung zwischen Resonatoren wird durch die Randfelder zwischen Resonatorleitungen erreicht. Der einfache Mikrostreifen-Kammlinien-Filteraufbau mit dielektrischen Varaktoren mit einem hohen Q stellt die Vorteile eines niedrigen Einfügeverlusts, eines moderaten Abstimmbereichs, einer geringen Intermodulations-Verzerrung, und von niedrigen Kosten bereit.
  • Abstimmbare Kondensatoren können in den Durchlassbandfiltern verwendet werden, sodass der Duplexer bei Bedarf auf unterschiedliche Frequenzen abgestimmt werden kann. Die Filter können Resonatoren mit Resonanzfrequenzen einschließen, die durch einen zugehörigen variablen Kondensator gesteuert werden können. Wenn der Kapazitätswert des variablen Kondensators elektronisch abgestimmt wird, dann verändert sich die Frequenz des Resonators, was zu einer Verschiebung in der Durchlassbandfrequenz des Filters führt. Elektronisch abstimmbare Filter weisen die wichtigen Vorteile einer kleinen Größe, eines niedrigen Gewichts, eines niedrigen Energieverbrauchs, von einfachen Steuerschaltungen, und einer schnellen Abstimmungsmöglichkeit auf. Die Abstimmbarkeit stellt einen zusätzlichen Freiheitsgrad für Duplexerkonstruktionen bereit, um gleichzeitig den Einfügeverlust und die Isolation zu verbessern.
  • Die 8 und 9 sind eine Draufsicht und eine Querschnittsansicht eines abstimmbaren dielektrischen Varaktors 100, der in abstimmbaren Bandpassfiltern verwendet werden kann. Der Varaktor 100 umfasst ein Substrat 102 mit einer allgemein planaren oberen Oberfläche 104. Eine abstimmbare dielektrische Schicht 106 ist angrenzend zu der oberen Oberfläche des Substrats positioniert. Ein Paar von Metallelektroden 108 und 110 sind oben auf der ferroelektrischen Schicht positioniert. Das Substrat 102 umfasst ein Material mit einer relativ geringen Permitivität, wie beispielsweise MgO, Aluminiumoxid, LaAlO3, Saphir oder eine Keramik. Für die Zwecke dieser Beschreibung ist eine geringe Permitivität eine Permitivität von weniger als ungefähr 30. Die abstimmbare dielektrische Schicht 106 umfasst ein Material mit einer Permitivität in einem Bereich von ungefähr 20 bis ungefähr 2000 und mit einer Abstimmfähigkeit in dem Bereich von ungefähr 10% bis ungefähr 80% bei einer Vorspannung von ungefähr 10 V/μm. Diese Schicht besteht vorzugsweise aus Barium-Strontium-Titanat, BaxSr1-xTiO3 (BSTO), wobei x im Bereich von Null bis Eins ist, oder aus BSTO-Verbundkeramiken. Beispiele von derartigen BSTO Verbundmaterialien umfassen, sind aber nicht beschränkt auf BSTO-MgO, BSTO-MgAl2O4, BSTO-CaTiO3, BSTO-MgTiO, BSTO-MgSrZrTiO6 und Kombinationen davon. Die abstimmbare Schicht in einem Beispiel weist eine dielektrische Permitivität größer als 100 auf, wenn sie typischen DC Vorspannungen ausgesetzt wird, zum Beispiel Spannungen im Bereich von ungefähr 5 Volt bis ungefähr 300 Volt. Ein Spalt 112 mit der Breite g wird zwischen den Elektroden 108 und 110 gebildet. Die Spaltbreite muss optimiert werden, um ein Verhältnis der maximalen Kapazität Cmax zu der minimalen Kapazität Cmin (Cmax/Cmin) zu erhöhen und den Gütefaktor (Q) der Einrichtung zu erhöhen. Die optimale Breite g wird durch die Breite bestimmt werden, bei der die Einrichtung ein maximales Cmax/Cmin und eine minimale Verlusttangente aufweist.
  • Eine steuerbare Spannungsquelle 114 ist mit den Leitungen 116 und 118 zu den Elekrtroden 108 und 110 verbunden. Diese Spannungsquelle wird verwendet, um eine DC Vorspannung an die abstimmbare dielektrische Schicht zu führen, um dadurch die Permitivität der Schicht zu steuern. Der Varaktor umfasst auch einen RF Eingang 120 und einen RF Ausgang 122. Der RF Eingang und der Ausgang sind jeweils mit Elektroden 108 bzw. 110 verbunden, und zwar durch gelötete oder gebondete Verbindungen.
  • Die Varaktoren können Spaltbreiten von weniger als 5–50 μm verwenden. Die Dicke der abstimmbaren dielektrischen Schicht liegt im Bereich von ungefähr 0,1 μm bis ungefähr 20 μm. Ein Abdichtungsmittel 124 kann innerhalb des Spalts positioniert sein und kann irgendein nicht leitendes Material mit einer hohen dielektrischen Durchbruchstärke sein, um die Anwendung einer hohen Spannung ohne eine Bogenbildung über dem Spalt zu erlauben. Das Abdichtungsmittel kann zum Beispiel Epoxyd oder Polyurethan sein.
  • Die andere Dimension, die die Konstruktion der Varaktoren stark beeinflusst, ist die Länge L des Spalts, wie in 8 zeigt. Die Länge des Spalts L kann durch Ändern der Längen 126 und 128 der Elektroden eingestellt werden. Variationen in der Länge haben einen starken Einfluss auf die Kapazität des Varaktors. Die Spaltlänge wird für diesen Parameter optimiert werden. Sobald die Spaltbreite gewählt worden ist wird die Kapazität eine lineare Funktion der Länge L. Für eine gewünschte Kapazität kann die Länge L experimentell oder über eine Computersimulation bestimmt werden.
  • Die Elektroden können in irgendeiner Geometrie oder Form, die einen Spalt mit einer vorgegebenen Breite enthält, hergestellt werden. Der erforderliche Strom für eine Manipulation der Kapazität der Varaktoren, die in dieser Erfindung offenbart sind, ist typischerweise weniger als 1 μA. In der bevorzugten Ausführungsform ist das Elektrodenmaterial Gold. Jedoch können auch andere Leiter, wie beispielsweise Kupfer, Silber oder Aluminium verwendet werden. Gold ist gegenüber einer Korrosion ständig und kann leicht an den RF Eingang und Ausgang gebondet werden. Kupfer stellt eine hohe Leitfähigkeit bereit und würde typischerweise mit Gold für eine Bondung oder Nickel für einen Lötvorgang beschichtet sein.
  • Die 8 und 9 zeigen einen über die Spannung abstimmbaren planaren Varaktor mit einer planaren Elektrode mit einem vorgegebenen Spaltabstand auf einem einlagigen abstimmbaren Block-, Dickfilm- oder Dünnfilm-Dielektxikum. Die angelegte Spannung erzeugt ein elektrisches Feld über dem Spalt des abstimmbaren Dielektrikums, das eine Gesamtänderung in der Kapazität des Varaktors erzeugt. Die Breite des Spalts kann im Bereich von 5–50 μm in Abhängigkeit von den Anforderungen des Betriebsverhaltens liegen.
  • 10 zeigt ein Beispiel der Kapazität 130 und der Verlusttangente 132 eines abstimmbaren dielektrischen Varaktors. Durch Anlegen einer Spannung an den Varaktor ändert sich dessen Kapazitätswert und demzufolge wird die Frequenz des Duplexers verändert werden.
  • Während ein Streifenleitungsfilter beschrieben worden ist, können in den Duplexern dieser Erfindung andere Strukturen für das Filter verwendet werden, beispielsweise Iris-gekoppelte oder über einen induktiven Pfeiler gekoppelte Wellenleiter-Hohlraumfilter, oder Filter auf Grundlage von dielektrischen Resonatorhohlräumen, oder anderen Resonatoren, wie LC Schaltungen mit konzentrierten Elementen (Lumped Element), oder andere Resonatoren mit einem planaren Aufbau, wie beispielsweise Mikrostreifen-Resonatoren oder coplanare Resonatoren. Eine Veränderung der Kapazität der abstimmbaren dielektrischen Varaktoren in den abstimmbaren Filtern beeinflusst die Resonanzfrequenz der Filterabschnitte und beeinflusst deshalb das Durchlassband der Filter. Die Fähigkeit die Antwort unter Verwendung von Hochimpedanz-Steuerleitungen schnell abzustimmen ist typisch für elektronisch abstimmbare Radiofrequenzfilter. Die Technologie von abstimmbaren dielektrischen Materialien erlaubt diese Abstimmeigenschaften, sowie hohe Q Werte, niedrige Verluste und extrem hohe IP3 Charakteristiken, sogar bei hohen Frequenzen.
  • Elektronisch abstimmbare Filter haben einen niedrigen Einfügeverlust, eine kleine Größe, eine hohe Isolation, eine schnelle Abstimmgeschwindigkeit, eine hohe Leistungsbehandlungs-Möglichkeit, ein hohes IP3 und niedrige Kosten in dem Mikrowellenfrequenzbereich. Im Vergleich mit dem über die Spannung gesteuerten Halbleiterdioden-Varaktoren, weisen über die Spannung gesteuerte abstimmbare dielektrische Kondensatoren höhere Q Faktoren, eine höhere Leistungsbehandlung und einen höheren IP3 auf. Über die Spannung gesteuerte abstimmbare dielektrische Kondensatoren weisen eine Kapazität auf, die sich mit der angelegten Spannung ungefähr linear verändert, und können einen breiteren Bereich von Kapazitätswerten erzielen, als mit Halbleiterdioden-Varaktoren möglich ist. Die abstimmbaren dielektrischen Varaktor-gestützten abstimmbaren Duplexer dieser Erfindung weisen die Vorteile eines geringen Verlusts, einer höheren Leistungsbehandlung und eines höheren IP3 auf, insbesondere bei höheren Frequenzen (> 10 GHz).
  • Die abstimmbaren dielektrischen Varaktoren können einen (Ba2Sr)TiO3-gestützten zusammengesetzten Film mit niedrigem Verlust einschließen. Der typische Q Faktor der abstimmbaren dielektrischen Kondensatoren ist 200 bis 500 bei 2 GHz und 50 bis 100 bei 20 bis 30 GHz, mit einem Kapazitätsverhältnis (Cmax/Cmin), das unabhängig von der Frequenz ungefähr zwei ist. Ein weiterer Bereich der Kapazität der abstimmbaren dielektrischen Kondensatoren ist variabel, zum Beispiel 0,1 pF bis 10 pF. Die Abstimmgeschwindigkeit des abstimmbaren dielektrischen Kondensators ist kleiner als 30 ns. Die praktische Abstimmgeschwindigkeit wird durch zusätzliche Vorspannschaltungen bestimmt.
  • Abstimmbare dielektrische Materialien sind in mehreren Patenten beschrieben worden. Barium Strontium-Titanat (BaTiO3-SrTiO3), welches auch als BSTO bezeichnet wird, wird wegen seiner hohen dielektrischen Konstanten (200–6000) und seiner großen Änderung in der dielektrischen Konstanten mit einer angelegten Spannung (25–75 Prozent mit einem Feld von 2 Volt/Mikron) verwendet. Abstimmbare dielektrische Materialien mit Barium Strontium-Titanat sind in dem U.S. Patent Nr. 5,427,988 von Sengupta, et al., mit dem Titel „Ceramic Ferroelectric Composite Material-BSTO-MgO"; dem U.S. Patent Nr. 5,635,434 von Sengupta et al., mit dem Titel „Ceramic Ferroelectric Composite Material-BSTO-Magnesium Based Compound"; U.S. Patent Nr. 5,830,591 von Sengupta, et al., mit dem Titel „Multilayered Ferroelectric Composite Waveguide"; U.S. Patent Nr. 5,846,893 von Sengupta et al., mit dem Titel „Thin Film Ferroelectric Composites an Method of Making"; dem U.S. Patent Nr. 5,766,697 von Sengupta et al., mit dem Titel „Method of Making Thin Film Composites"; U.S. Patent Nr. 5,693,429 von Sengupta et al., mit dem Titel „Electronically Graded Multilayer Ferroelectric Composites"; U.S. Patent Nr. 5,635,433 von Sengupta, mit dem Titel „Ceramic Ferroelectric Composite Material-BSTO-ZnO"; dem U.S. Patent Nr. 6,074,971 von Chiu et al., mit dem Titel „Ceramic Ferroelectric Composite Materials with Enhanced Electronic Properties BSTO-Mg Based Compound Rare Earth Oxide" offenbart.
  • Barium-Strontium-Titanat der Formel BaxSr1-xTiO3 ist ein bevorzugtes elektronisch abstimmbares dielektrisches Material wegen seiner bevorzugten Abstimmcharakteristiken niedrigen Curie-Temperaturen und seinen niedrigen Mikrowellenverlusteigenschaften. In der Formel BaxSr1-xTiO3 kann x irgendein Wert von Null bis Eins sein, vorzugsweise von ungefähr 0,15 bis ungefähr 0,6. In einer mehr bevorzugten Weise liegt x zwischen 0,3 bis 0,6.
  • Andere elektronisch abstimmbare dielektrische Materialien können teilweise oder vollständig anstelle des Barium-Strontium-Titanats verwendet werden. Ein Beispiel ist BaxCa1-xTiO3, wobei x in einem Bereich von ungefähr 0,2 bis ungefähr 0,8 ist, vorzugsweise von ungefähr 0,4 bis ungefähr 0,6. Zusätzliche elektronisch abstimmbare ferroelektrische Materialien umfassen PbxZr1-xTiO3 (PZT), wobei x im Bereich von ungefähr 0,0 bis ungefähr 1,0 ist, PbxZr1-xSrTiO3, wobei x im Bereich von 0,05 bis ungefähr 0,4 ist, KtaxNb1-xO3, wobei x im Bereich von ungefähr 0,0 bis ungefähr 1,0 ist, Bleilanthan-Zirkontitanat (PLZT), PbTiO3, BaCaZrTiO3, NaNO3, KNbO3, LiNbO3, LiTaO3, PbNb2O6, PbTa2O6, KSr(NbO3) und NaBa32(NbO3)5KH2PO4, und Mischungen und Zusammensetzungen davon. Ferner können diese Materialien mit dielektrischen Materialien eines geringen Verlusts kombiniert werden, beispielsweise mit Magnesiumoxid (MgO), Aluminiumoxid (Al2O3), und Zirkonoxid (ZrO2), und/oder mit zusätzlichen Dotierungselementen, wie Mangan (MN), Eisen (Fe) und Wolfram (W), oder mit anderen Alkali-Erdmetalloxiden (d. h. Kalziumoxid etc.), Übergangsmetalloxiden, Silikaten, Niobate, Tantalate, Aluminate, Zirkonate und Titanate, um den dielektrischen Verlust weiter zu verringern.
  • Zusätzlich offenbaren die folgenden U.S. Patentanmeldungen, im Namen des Anmelders der vorliegenden Anmeldung, zusätzliche Beispiele von abstimmbaren dielektrischen Materialien: U.S. Anmeldung mit der Seriennummer 09/594,837, eingereicht am 15. Juni 2000, mit dem Titel „Electronically Tunable Ceramic Materials Including Tunable Dielectric and Metal Silicate Phases"; U.S. Anmeldung mit der Seriennummer 09/768,690, eingereicht am 24. Januar 2001 mit dem Titel „Electronically Tunable, Low-Loss Ceramic Materials Including a Tunable Dielectric Phase and Multiple Metal Oxide Phases"; U.S. Anmeldung mit der Seriennummer 09/882,605, eingereicht am 15. Juni 2001, mit dem Titel „Electronically Tunable Dielectric Composite Thick Films and Methods Of Making Same"; U.S. Anmeldung mit der Seriennummer 09/834,327, eingereicht am 13. April 2001, mit dem Titel „Strain-Relieved Tunable Dielectric Thin Films"; und U.S. Provisional Anmeldung mit der Seriennummer 60/295,046, eingereicht am 01. Juni 2001, mit dem Titel „Tunable Dielectric Compositions Including Low Loss Glass Frits".
  • Die abstimmbaren dielektrischen Materialien können mit einem oder mehreren nicht-abstimmbaren dielektrischen Materialien kombiniert werden. Die nicht abstimmbare Phase (Phasen) kann (können) MgO, MgAl2O4, MgTiO3, Mg2SiO4, CaSiO3, MgSrZrTiO3, CaTiO3, Al2O3, SiO2 und/oder andere Metallsilikate, wie BaSiO3 und SrSiO3 einschließen. Die nicht-abstimmbaren dielektrischen Phasen können irgendeine Kombination der obigen sein, z. B. MgO kombiniert mit MgTiO3, MgO kombiniert MgSrZrTiO6, MgO kombiniert mit Mg2SiO4, MgO kombiniert mit Mg2SiO4, Mg2SiO4 kombiniert mit CaTiO3 und dergleichen sein.
  • Zusätzliche geringfügige Zusatzstoffe in Mengen von ungefähr 0,1 bis ungefähr 5 Gewichtsprozent können zu den Zusammensetzungen hinzugefügt werden, um zusätzlich die elektronischen Eigenschaften der Filme zu verbessern. Diese geringfügigen Zusatzstoffe umfassen Oxide, wie Zirkonate, Tanate, Edelerden, Niobate und Tantalate. Zum Beispiel können die geringfügigen Zusatzstoffe CaZrO3, BaZrO3, SrZrO3, BaSnO3, CaSnO3, MgSnO3, Bi2O3/2SnO2, Nd2O3, Pr7O1 1, Yb2O3, Ho2O3, La2O3, MgNb2O6, SrNb2O6, BaNb2O6, MgTa2O6, BaTs2O6 und Ta2O3 einschließen.
  • Dickfilme von abstimmbaren dielektrischen Zusammensetzungen können Ba1-xSrxTiO3 umfassen, wobei x von 0,3 bis 0,7 ist, in Kombination mit wenigstens einer nicht-abstimmbaren dielektrischen Phase, gewählt aus MgO, MgTiO3, MgZrO3, MgSrZrTiO6, Mg2SiO4, CaSiO3, MgAl2O4, CaTiO3, Al2O3, SiO2, BaSiO3 und SrSiO3. Diese Zusammensetzungen können BSTO und eine von diesen Komponenten oder zwei oder mehr von diesen Komponenten in Mengen von 0,25 Gewichtsprozent bis 80 Gewichtsprozent mit BSTO Gewichtsverhältnissen von 99,75 Gewichtsprozent bis 20 Gewichtsprozent sein.
  • Die elektronische abstimmbaren Materialien können auch wenigstens eine Metallsilikatphase einschließen. Die Metallsilikate können Metalle aus der Gruppe 2A der Periodentabelle umfassen, z. B. Be, Mg, Ca, Sr, Ba und Ra, vorzugsweise Mg, Ca, Sr und Ba. Bevorzugte Metallsilikate umfassen Mg2SiO4, CaSiO3, BaSiO3 und SrSiO3. Zusätzlich zu den Metallen der Gruppe 2A können die vorliegenden Metallsilikate Metalle aus der Gruppe 1A umfassen, d. h. Li, Na, K, Rb, Cs und Fr, vorzugsweise Li, Na und K. Zum Beispiel können derartige Metallsilikate Natriumsilikate, wie Na2SiO3 und NaSiO3-5H2O und Lithium-enthaltende Silikate, wie LiAlSiO4, Li2Sio3 und Li4Sio4. Silikate, wie LiAlSiO4, Li4SiO3 und Li4SiO4 einschließen. Metalle von den Gruppen 3A, 4A und einige Übergangsmetalle der Periodentabelle können ebenfalls geeignete Bestandteile der Metallsilikatphase sein. Zusätzliche Metallsilikate können Al2Si2O7, ZrSiO4, KalSi3O8, NaAlSi2O8, CaAl2Si2O8, CaMgSi2O6, BaTiSi3O9 und Zn2SiO4 einschließen. Die obigen abstimmbaren Materialien können bei Raumtemperatur durch Steuern eines elektrischen Felds, welches über die Materialien angelegt wird, abgestimmt werden.
  • Zusätzlich zu der elektronisch abstimmbaren dielektrischen Phase können die elektronisch abstimmbaren Materialien wenigstens zwei zusätzliche Metalloxidphasen umfassen. Die zusätzlichen Metalloxide können Metalle aus der Gruppe 2A der Periodentabelle, d. h. Mg, Ca, Sr, Ba, Be und Ra, vorzugsweise Mg, Ca, Sr und Ba einschließen. Die zusätzlichen Metalloxide können auch Metalle aus der Gruppe 1A, d. h. Li, Na, K, Rb, Cs und Fr, vorzugsweise Li, Na und K, umfassen. Metalle aus anderen Gruppen der Periodentabelle können ebenfalls geeignete Bestandteile der Metalloxidphasen sein. Zum Beispiel können wärmebeständige Metalle wie Ti, V, Cr, Mn, Zr, Nb, Mo, Hf Ta und W verwendet werden. Ferner können Metalle verwendet werden, wie Al, Si, Sn, Pb und Bi. Zusätzlich können die Metalloxidphasen Edelerdenmetalle umfassen, wie beispielsweise Sc, Y, La, Ce, Pr, Nd und dergleichen.
  • Die zusätzlichen Metalloxide können zum Beispiel Zirkonate, Silikate, Titanate, Aluminate, Stannate, Niobate und Edelerdenoxide umfassen. Bevorzugte zusätzliche Metalloxide umfassen Mg2SiO4, MgO, CaTiO3, MgZrSrTiO6, MgTiO3, MgAl2O4, WO3, SnTiO4, ZrTiO4, CaSiO3, CaSnO3, CaWO4, CaZrO3, MgTa2O6, MgZrO3, MnO2, PbO, Bi2O3 und La2O3 umfassen. Besonders bevorzugte zusätzliche Metalloxide umfassen Mg2SiO4, MgO, CaTiO3, MgZrSrTiO6, MgTiO3, MgAl2O4, MgTa2O6 und MgZrO3.
  • Die zusätzliche Metalloxidphasen sind typischerweise in gesamten Mengen von ungefähr 1 bis ungefähr 80 Gewichtsprozent des Materials vorhanden, vorzugsweise von ungefähr 3 bis ungefähr 65 Gewichtsprozent und weiter bevorzugt von ungefähr 5 bis ungefähr 60 Gewichtsprozent. In einer Ausführungsform umfassen die zusätzlichen Metalloxide von ungefähr 10 bis ungefähr 50 Gesamtgewichtsprozent des Materials. Die individuelle Menge von jedem zusätzlichen Metalloxid kann eingestellt werden, um die gewünschten Eigenschaften bereitzustellen. Wenn zwei zusätzliche Metalloxide verwendet werden können deren Gewichtsverhältnisse variieren, zum Beispiel von 1:100 bis ungefähr 100:1, typischerweise von ungefähr 1:10 bis ungefähr 10:1 oder von ungefähr 1:5 bis ungefähr 5:1. Obwohl Metalloxide in Gesamtmengen von 1 bis 80 Gewichtsprozent typischerweise verwendet werden, können kleinere Zusatzmengen von 0,01 bis 1 Gewichtsprozent für einige Anwendungen verwendet werden.
  • Die zusätzlichen Metalloxidphasen können wenigstens zwei Mg-enthaltende Verbindungen einschließen. Zusätzlich zu den mehreren Mg-enthaltenden Verbindungen kann das Material optional Mg-freie Verbindungen einschließen, zum Beispiel Oxide aus Metallen, gewählt aus Si, Ca, Zr, Ti, Al und/oder Edelerden. In einer anderen Ausführungsform können die zusätzlichen Metalloxidphasen eine einzelne Mg-enthaltende Verbindung und wenigstens eine Mg-freie Verbindung einschließen, zum Beispiel Oxide aus Metallen, gewählt aus Si, Ca, Zr, Ti, Al und/oder Edelerden. Der abstimmbare dielektrische Kondensator mit hohem Q verwendet abstimmbare Substrate oder Filme mit geringem Verlust.
  • Um eine abstimmbare Einrichtung zu konstruieren, kann das abstimmbare dielektrische Material auf ein Substrat mit niedrigen Verlusten aufgebracht werden. In einigen Fällen, beispielsweise bei denen, bei denen Dünnfilmeinrichtungen verwendet werden, kann eine Pufferschicht aus einem abstimmbaren Material, mit der gleichen Zusammensetzung wie eine abstimmbare Hauptschicht, oder mit einer anderen Zusammensetzung, zwischen das Substrat und die abstimmbare Hauptschicht eingefügt werden. Das dielektrische Substrat mit niedrigen Verlusten kann Magnesiumoxid (MgO), Aluminiumoxid (Al2O3) und Lanthiumoxid (LaAl2O3) einschließen.
  • Diese Erfindung eignet sich insbesondere für elektrisch abstimmbare Radiofrequenz- bzw. Funkfrequenz-Duplexer. Im Vergleich mit mechanisch und magnetisch abstimmbaren Duplexern weisen elektronisch abstimmbare Duplexer den wichtigsten Vorteil einer schnellen Abstimmungsmöglichkeit über eine Breitbandanwendung auf. Wegen dieses Vorteils können sie in den Anwendungen, wie beispielsweise LMDS (lokaler Multipunkt-Verteilungsdienst; Local Multipoint Distribution Service), PCS (persönliches Kommunikationssystem; Personal Communication System), Frequenzsprung-, Satellitenkommunikations- und Radarsystemen verwendet werden. Ein einzelner Duplexer kann Radiohersteller in die Lage versetzen mehrere feste Duplexer zu ersetzen, die angrenzende Frequenzen abdecken. Diese Vielseitigkeit stellt eine Frontend-RF-Abstimmungsfähigkeit in Echtzeitanwendungen bereit und verringert die Auslegungs- und Wartungskosten durch Softwaresteuerungen und eine kleinere Anzahl von Komponenten. Ferner müssen feste Duplexer Breitband sein, so dass deren Anzahl vernünftige Anzahlen zum Abdecken des gewünschten Frequenzplans nicht übersteigt. Abstimmbare Duplexer sind jedoch Schmalband, aber sie können ein noch größeres Frequenzband als feste Multiplexer abdecken, indem die Filter über einen breiten Bereich abgestimmt werden. Zusätzlich sind Schmalbandfilter an dem vorderen Ende (Frontend) vom Systemstandpunkt her vorteilhaft, weil sie eine bessere Selektivität bereitstellen und dazu beitragen, eine Störung von nahegelegenen Sendern zu verringern. Schmalbandige elektronisch abstimmbare Funkfrequenzduplexer können auch für eine abstimmbare Kanalselektivität verwendet werden.
  • Die Filter, die in dem Duplexer verwendet werden, der in Übereinstimmung mit der Erfindung betrieben werden kann, können eine Wellenleiterstruktur verwenden, die durch über die Spannung gesteuerte abstimmbare dielektrische Kondensatoren abgestimmt wird, die innerhalb des Wellenleiters angeordnet sind. In der Filterstruktur ist das Abstimmelement ein über die Spannung gesteuerter abstimmbarer Kondensator, der aus einem abstimmbaren dielektrischen Material gebildet ist. Da die abstimmbaren Kondensatoren ein hohes Q, ein hohes IP3 (eine niedrige Zwischenmodulationsverzerrung) und geringe Kosten aufzeigen, weist der abstimmbare Duplexer in der vorliegenden Erfindung den Vorteil eines geringen Einfügeverlusts, einer schnellen Abstimmgeschwindigkeit und der Möglichkeit einer Behandlung von hohen Leistungen auf. Die Technologie für das vorliegende abstimmbare dielektrische Material macht elektronisch abstimmbare Duplexer in den gegenwärtigen Kommunikationssystemanwendungen sehr vielversprechend.
  • Im Vergleich mit über die Spannung gesteuerten Halbleiterdioden-Varaktoren, weisen über die Spannung gesteuerte abstimmbare dielektrische Kondensatoren höher Q Faktoren, eine höhere Leistungsbehandlung und ein höheres IP3 auf. Über die Spannung gesteuerte abstimmbare dielektrische Kondensatoren werden in der Duplexerstruktur verwendet, um das Ziel dieser Aufgabe zu erreichen. Ferner können abstimmbare Duplexer auf Grundlage einer MEM Technologie für diese Anwendungen verwendet werden. Im Vergleich mit abstimmbaren Duplexern, die auf einen Halbleiter-Varaktor gestützt sind, weisen dielektrische abstimmbare Duplexer auf Varaktor-Basis die Vorteile eines niedrigeren Verlusts, einer höheren Leistungsbehandlung und eines höheren IP3 auf, insbesondere bei höheren Frequenzen (> 10 GHz). MEM gestützte Varaktoren können für diesen Zweck ebenfalls verwendet werden. Sie verwenden unterschiedliche Vorspannungen, um die elektrostatische Kraft zwischen zwei parallelen Platten des Varaktors und somit seinen Kapazitätswert zu ändern. Sie zeigen ein niedrigeres Q als dielektrische Varaktoren, können aber für Niederfrequenzanwendungen erfolgreich verwendet werden.
  • Wenigstens zwei mikroelektromechanische variable Kondensatortopologien können verwendet werden, nämlich eine Parallelplatten- und eine Doppelkamm-Anordnung. In der Parallelplatten-Struktur wird eine der Platten in einem Abstand von der anderen Platte durch Aufhängungsfedern aufgehängt. Dieser Abstand kann sich im Ansprechen auf die elektrostatische Kraft zwischen zwei parallelen Platten, induziert durch eine angelegte Vorspannung verändern. In der Doppelkamm-Konfiguration wird die effektive Fläche des Kondensators durch Hinein- und Hinaus-Bewegung der Finger, die den Kondensator bilden, und Ändern von dessen Kapazitätswert verändert. MEM Varaktoren weisen ein niedrigeres Q als deren dielektrisches Gegenstück auf insbesondere bei hohen Frequenzen, können aber bei Niederfrequenzanwendungen verwendet werden.
  • Diese Erfindung betrifft abstimmbare Duplexer, die verwendet werden können, um feste Duplexer in Empfängern zu ersetzen. Eine Lösung mit einem einzelnen abstimmbaren Duplexer würde Radiohersteller in die Lage versetzen mehrere feste Duplexer zu ersetzen, die angrenzende Frequenzen abdecken. Diese Vielseitigkeit kann eine Frontend-RF-Abstimmbarkeit in Echtzeitanwendungen bereitstellen und Anordnungs- und Wartungs-Kosten durch Softwaresteuerungen und eine geringere Anzahl von Komponenten verringern.
  • Die Duplexer-Versetzungs-Technik dieser Erfindung ist in sämtlichen Arten von drahtlosen Kommunikationen nützlich, aber insbesondere in mobilen und tragbaren Anwendungen. Durch Verwendung von Filtern, die abstimmbare Kondensatoren mit einem hohen Q aufweisen, stellt demzufolge eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine verbesserte Sender- und Empfänger-Isolation bereit.

Claims (12)

  1. Verfahren zum Betreiben eines Duplexers (10) mit einem ersten abstimmbaren Bandpassfilter (12), einem zweiten abstimmbaren Bandpassfilter (14) und einer Einrichtung (18) zum Koppeln des ersten Bandpassfilters und des zweiten Bandpassfilters mit einer Antenne (16), wobei das Verfahren durch die folgenden Schritte charakterisiert ist: Abstimmen des ersten abstimmbaren Bandpassfilters (12) zum Bereitstellen eines Durchlassbands (30) entsprechend zu einer zugewiesenen Sendefrequenz (ft), und Abstimmen des zweiten abstimmbaren Bandpassfilters (14) weg von der zugewiesenen Sendefrequenz, um einen Durchlassband-Versatz (32') von einer zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr) bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Sendemodus betrieben wird; und Abstimmen des ersten abstimmbaren Bandpassfilters (12) weg von der zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr), um einen Durchlassband-Versatz (30') von einer zugewiesenen Sendefrequenz bereitzustellen und Abstimmen des zweiten abstimmbaren Bandpassfilters, um ein Durchlassband (32) entsprechend zu der zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr) bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Empfangsmodus betrieben wird.
  2. Duplexer (10) mit einem ersten abstimmbaren Bandpassfilters (12), einem zweiten abstimmbaren Bandpassfilter (14) und einer Einrichtung (18) zum Koppeln des ersten Bandpassfilters und des zweiten Bandpassfilters mit einer Antenne (16), wobei der Duplexer dadurch gekennzeichnet ist, dass er umfasst: eine Steuereinrichtung, die konfiguriert ist um: (i) das erste abstimmbare Bandpassfilter (12) zum Bereitstellen eines Durchlassbands (30) entsprechend zu einer zugewiesenen Sendefrequenz (ft) abzustimmen, und das zweite abstimmbare Bandpassfilter (14) weg von der zugewiesenen Sendefrequenz abzustimmen, um einen Durchlassband-Versatz (32') von der zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr) bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Sendemodus betrieben wird; und (ii) das erste abstimmbare Bandpassfilter (12) weg von der zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr) abzustimmen, um einen Durchlassband-Versatz (30') von einer zugewiesenen Sendefrequenz bereitzustellen, und das zweite abstimmbare Bandpassfilter abstimmen, um ein Durchlassband (32) entsprechend zu der zugewiesenen Empfangsfrequenz (fr) bereitzustellen, wenn der Duplexer in einem Empfangsmodus betrieben wird.
  3. Duplexer nach Anspruch 2, wobei die Steuereinrichtung das Steuern von abstimmbaren Kondensatoren in jedem der ersten und zweiten abstimmbaren Bandpassfilter umfasst, die auf die Durchlassbänder (30, 32) und die Durchlassband-Versätze (30', 32') konfigurier sind.
  4. Duplexer nach Anspruch 3, wobei die abstimmbaren Kondensatoren jeweils einen abstimmbaren dielektrischen Varaktor (100) umfassen.
  5. Duplexer nach Anspruch 3, wobei die abstimmbaren Kondensatoren jeweils einen mechanischen variablen Kondensator umfassen.
  6. Duplexer nach Anspruch 2, wobei die Einrichtung zum Koppeln des ersten Bandpassfilters (12) und des zweiten Bandpassfilters (14) mit einer Antenne einen der folgenden umfasst: einen Zirkulator, einen T-Übergang, und einen Orthomodus-Übertrager.
  7. Duplexer nach Anspruch 3, wobei jeder der abstimmbaren Kondensatoren umfasst: ein Substrat (102) mit einer ersten dielektrischen Konstanten und mit einer allgemein planaren Oberfläche (104); eine abstimmbare dielektrische Schicht (106), die auf der allgemein planaren Oberfläche des Substrats positioniert ist, wobei die abstimmbare dielektrische Schicht eine zweite dielektrische Konstante aufweist, die größer als die erste dielektrische Konstante ist; und erste und zweite Elektroden (108, 110), die auf einer Oberfläche der abstimmbaren dielektrischen Schicht, gegenüberliegend zu der allgemeinen planaren Oberfläche des Substrats positioniert ist, wobei die ersten und zweiten Elektroden getrennt sind, um einen Spalt (112) dazwischen zu bilden.
  8. Duplexer nach Anspruch 7, wobei der erste abstimmbare Kondensator ferner ein Isolationsmaterial (124) in dem Spalt umfasst.
  9. Duplexer nach Anspruch 2, wobei das erste Bandpassfilter und das zweite Bandpassfilter umfasst: ein Substrat (56); einen Masseleiter (70); einen Eingang (46); einen Ausgang (54); eine erste Mikrostreifenleitung (48, 50, 42), die auf dem Substrat positioniert und elektrisch mit dem Eingang und dem Ausgang gekoppelt ist; und einen ersten abstimmbaren dielektrischen Varaktor (72, 74, 76), der elektrisch zwischen die erste Mikrostreifenleitung und den Masseleiter geschaltet ist.
  10. Duplexer nach Anspruch 9, wobei der Eingang eine zweite Mikrostreifenleitung (46) umfasst, die auf dem Substrat positioniert ist und einen ersten Abschnitt (L1) aufweist, der parallel zu der ersten Mikrostreifenleitung liegt; und der Ausgang eine dritte Mikrostreifenleitung (54) umfasst, die auf dem Substrat positioniert ist und einen ersten Abschnitt (L1) aufweist, der parallel zu der ersten Mikrostreifenleitung liegt.
  11. Duplexer nach Anspruch 9, wobei die erste Mikostreifenleitung ein erstes Ende (58, 60, 62) und ein zweites Ende (64, 66, 68) einschließt, wobei das erste Ende der ersten Mikrostreifenleitung eine offene Schaltung ist und der Varaktor zwischen das zweite Ende der ersten Mikrostreifenleitung und den Masseleiter geschaltet ist.
  12. Duplexer nach Anspruch 2, wobei das erste Bandpassfilter und das zweite Bandpassfilter jeweils eines der folgenden umfassen: ein Wellenleiter-Hohlraumfilter, ein dielektrisches Resonator-Hohlraumfilter, ein Filter mit konzentrierten Elementen und ein Resonatorfilter mit einem planaren Aufbau.
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