CN1215233A

CN1215233A - 天线双工器

Info

Publication number: CN1215233A
Application number: CN98121377A
Authority: CN
Inventors: 后川祐之
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1998-10-16
Publication date: 1999-04-28
Also published as: KR19990037171A; EP0910132A2; KR100303638B1; US6308051B1; EP0910132A3; JPH11122139A

Abstract

发射电路25设置有可变频带宽度阻断滤波器电路27和相移器29。可变带宽电容器C3、C4和PIN二极管D1、D2的串联电路在电气上与可变频带宽度滤波器电路27的谐振器2、3并联连接。通过控制要施加至电压控制端子CONT1的电压,使可变带宽电容器C3、C4接地或开路,从而发射电路25能够具有两个不同的通带。接收电路26设置有可变频率陷波电路28、相移器29和声表面波滤波器电路30。声表面波滤波器电路30包括两个声表面波滤波器元件11、12,它们的通带互不相同。

Description

天线双工器

本发明涉及天线双工器，具体而言，本发明涉及要用于微波波段通信设备或类似设备的天线双工器。

例如，有一种诸如NTACS-CDMA的便携式电话系统，其发射电路和接收电路具有多个通带。在NTACS-CDMA的情形下，对于发射侧，分派频率887-901MHz和915-925MHz，对于接收侧，分派频率832-846MHz和860-870MHz，即，分别具有两类通带。于是，要用于NTACS-CDMA之天线双工器的发射电路需要的发射频带宽度为887-925MHz，而接收电路需要的接收频带宽度为832-870MHz，并且发射电路和接收电路都需要具有38MHz的带宽。另一方面，为将发射频带宽度与接收频带宽度隔开而要确保的间隔为17MHz，因而。两者之间的间隔变得非常小。

天线多工器把发射电路的相位和接收电路的相位加以综合。在NTACS-CDMA的情形下，在832-870MHz的接收频带宽度处，把发射电路设置为高阻抗(开路)，而在887-925MHz的发射频带宽度处，把接收电路设置为高阻抗(开路)，以把发射电路的相位和接收电路的相位加以理想的综合。

图11是传统的天线多工器81的电路之一例。在图11中，Tx表示发射端子，Rx表示接收端子，ANT表示天线端子，82-85表示发射电路100的谐振器，C31-C34表示耦合电容器，用以确定在阻带宽度内的衰减值，C35-C39表示电容器，L31-L34表示耦合线圈，86-90表示接收电路101的谐振器，而C40-C45表示耦合电容器。

然而，在传统的天线多工器中81中，在NTACS-CDMA的情形下，发射频带宽度和接收频带宽度都较宽，而两者之间的间隔却非常小，因而在接收频带宽度内把发射电路100设置为高阻抗以及在发射频带宽度内把接收电路101设置为高阻抗特别困难。

图12是天线多工器81的Smith圆图。在图12中，P1、P2、P3和P4分别指出在频率832MHz、870MHz、887MHz和925MHz处，接收电路101从图11的分支点A看得的阻抗。频率832MHz是在接收电路101的通带的低频侧端部的频率，而频率870MHz是在接收电路101的通带的高频侧端部的频率。频率887MHz是在发射电路100的通带的低频侧端部的频率，而频率925MHz是在发射电路100的通带的高频侧端部的频率。图12示出，接收电路101在频率为887MHz的P3处的阻抗较低，因而在发射时天线双工器的插入损耗增加。为了应付这个问题，通过增加发射电路和接收电路的介质谐振器的尺寸来增加Q₀，用以获得陡的衰减曲线，但是，这样做时出现了另外一个问题，即，天线多工器81的尺寸增大。

作为使天线双工器小型化的一种方法，提出了这样一种建议，即，在发射电路中使用介质谐振器，而在接收电路中使用声表面波滤波器元件。(例如，参见第5-95204号未审查日本专利公报。)然而，虽然通过使用声表面波滤波器元件能够使天线双工器小型化，但是难于在接收频带宽度处把发射电路设置成高阻抗，或在发射频带宽度处把接收电路设置成高阻抗，因而不能改善发射和接收中的插入损耗。构造介质谐振器的发射电路和接收电路可以在特性方面更为优良。

还有，作为在接收频带宽度处把发射电路设置为高阻抗，以及在发射频带宽度处把接收电路设置为高阻抗的一种方法，建议了图13中示出的一种天线双工器121，它能切换发射电路130和接收电路131的两类通带。在图13中，Tx表示发射端子，Rx表示接收端子，ANT表示天线端子，CONT表示电压控制端子，122和123表示发电路发射130的谐振器，124-127表示接收了电路131的谐振器，L35和L44表示耦合线圈，C50和C51表示耦合电容器，以确定阻断区域的衰减值，C52和C53表示电容器，C54-C59表示可变频带宽度电容器，D11-D16表示PIN二极管，L36-L41表示扼流线圈。R11、R12和C60、C61分别表示提供控制电压的电阻器和电容器，L42、L43和C62分别表示构成相移器的线圈和电容器，C63-C65表示耦合电容器，而C66和C67表示多通路(multi-pass)电容器，用于使接收电路131极化(polarize)。发射电路130构成可变带宽阻断电路，而接收电路131构成可变带宽通过电路。

天线双工器121能够显著地将发射频带宽度和接收频带宽度设置得较小，而增加它们之间的间隔。然而，有天线双工器121不适合于小型化这样一个问题，因为对于每一个谐振器122-127，它需要PIN二极管D11-D16之一，以及扼流线圈L36-L41之一。此外，由于PIN二极管D11-D16以及电容器C54-C59与大量的谐振器122-127并联，无法避免谐振系统Q₀的降低(Q₀是在中心频率处的Q值)。特别，构成带通电路的接收电路131的插入损耗依赖于谐振系统Q₀，因而接收电路131电性能的降低很显著。

本发明的目的是提供一种天线双工器，其谐振系统的Q₀的降低较小，插入损耗较小，并且尺寸较小。

本发明的较佳实施例提供了一种天线双工器，它包括：发射端子；接收端子；天线端子；发射电路，它电气上连接在所述发射端子和所述天线端子之间，所述发射电路至少包括一个第一谐振器和电气上连接至所述第一谐振器并且由控制电压电气地改变电容的第一元件；以及接收电路，它电气上连接在所述接收端子和所述天线端子之间，所述接收电路至少包括一个第二谐振器、电气上连接至所述第二谐振器并且由控制电压电气地改变电容的第二元件和声表面波滤波器元件。

在上述天线双工器中，从由所述第一谐振器和第二谐振器构成的组中选出的至少一个谐振器可以是介质谐振器，从由电气地改变电容的所述第一元件和电气地改变电容的第二元件构成的组中选出的至少一个元件可以是变容二极管或者PIN二极管，并且变容二极管或者PIN二极管可以电气地连接在所述介质谐振器的内导体和所述介质谐振器的接地的外导体之间。

在上述天线双工器中，所述发射电路可以包括可变带宽阻断滤波器电路和第一相移器，而所述接收电路可以包括可变陷波电路、第二相移器和声表面波滤波器电路。

按照本发明，电气地改变发射电路的电容的第一元件由电压来控制，并且切换发射电路的通带，以及切换接收电路的通带至发射电路的频率，以显著地减小发射电路的发射频带宽度和接收电路的接收频带宽度，增加两者之间的间隔，并且抑制发射电路和接收电路的插入损耗。通过在接收电路中使用声表面波滤波器元件，能够大大减少接收电路的谐振器的数目以及要连接至谐振器的二极管等的数目。通过在接收电路中提供陷波电路能够抑制发射电路的损耗。结果，该天线双工器的谐振系统Q₀的降低很少，插入损耗较低，而且尺寸较小。

从下面参照附图对本发明的较佳实施例的描述，本发明的其他的特点和优点将变得明显，在附图中，相同的标号指出相同的元件，以避免重复的描述。

图1是描述本发明的天线双工器的第一较佳实施例之组成的电路图。

图2是描述要用于图1所示的天线双工器的声表面波滤波器的外形的透视图。

图3是描述要用于图1所示的天线双工器的介质谐振器之一例的剖面图。

图4是描述当选取887-901MHz作为通带时，图1所示的发射电路的传输和反射特性的曲线图。

图5是描述当选取915-925MHz作为通带时，图1所示的发射电路的传输和反射特性的曲线图。

图6是描述当选取832-846MHz作为通带时，图1所示的接收电路的传输和反射特性的曲线图。

图7是描述当选取860-870MHz作为通带时，图1所示的接收电路的传输和反射特性的曲线图。

图8是图1所示的天线双工器的Smith圆图。

图9是描述本发明的天线双工器的第二较佳实施例之组成的电路图。

图10是描述要用于图9所示的天线双工器的介质谐振器之一例的剖面图。

图11是描述传统的天线双工器之组成的电路图。

图12是图11所示的天线双工器的Smith圆图。

图13是描述另一种传统的天线双工器之组成的电路图。

第一较佳实施例，图1至图8

图1是天线双工器1的电路组成图。在天线双工器1中，把发射电路25电气上连接在发射端子Tx和天线端子ANT之间，并且把接收电路26电气上连接在接收端子Rx1、Rx2和天线端子ANT之间。

发射电路25包括可变频带宽度阻断滤波器电路27和第一相移器29。带宽阻断滤波器电路27包括要通过用于谐振的电容器C1电气上连接至发射端子Tx的谐振器2，和要通过用于谐振的电容器C2电气上连接至第一相移器29的谐振器3。用于谐振的电容器C1和C2是用以确定阻断带宽的衰减值的电容器。谐振器2和用于谐振的电容器C1的串联谐振电路通过用于耦合的线圈L1电气上连接至谐振器3和用于谐振的电容器C2的串联谐振电路。此外，电容器C5、C6在电气上与这两个谐振电路并联连接。

可变带宽电容器C3和PIN二极管D1的串联电路在这样的条件下与谐振器2电气上并联连接，即，PIN二极管D1的阴极在谐振器2和用于谐振的电容器C1的中间连接点处接地。类似地，可变带宽电容器C4和PIN二极管D2的串联电路在这样的条件下与谐振器3电气上并联连接，即，PIN二极管D2的阴极在谐振器3和用于谐振的电容器C2的中间连接点处接地。可变带宽电容器C3、C4用于改变可变频带宽度阻断滤波器电路地27的衰减特性的两个衰减极点(polar)频率。

电压控制端子CONT1通过用于提供控制电压的电阻器R1、电容器C12扼流线圈L2电气上连接至PIN二极管D1的阳极与可变带宽电容器C3的中间接点，与此同时，通过用于提供控制电压的电阻器R1、电容器C12和扼流线圈L3电气上连接至PIN二极管D2的阳极和可变带宽电容器C4的中间接点。

第一相移器29是T形电路，包括电气上连接在带宽阻断滤波器电路27和天线端子ANT之间的线圈L10、电气上连接在地和天线端子ANT之间的电容器C10和电气上连接在接收电路26的可变频率陷波电路28(下面要述及)和天线端子ANT之间的线圈L11。

接收电路26包括可变频率陷波电路28、第二相移器29和声表面波滤波器电路30。在第一实施例的接收电路26的情形下，第二相移器29由发射电路25共享，但是，显然可以对发射电路25和接收电路26设置独立的相移器。

声表面波滤波器电路30设置有声表面波滤波器元件11、12，它们分别连接在接收端子Rx1、Rx2和第二相移器29之间。声表面波滤波器元件11具有832-846MHz的通带，而声表面波滤波器元件12具有860-870MHz的通带。通过使用这些声表面波滤波器元件11、12，可以大大地减少谐振器的数目和要连接至谐振器的二极管等等的数目。

声表面波滤波器电路30包括声表面波滤波器部件10，该部件在一个矩形盒18的两个互相面对的端面部分上设有输入端子13、接地端子16和两个输出端子14、15，如图2所示。虽然未在图2中示出，声表面波滤波器元件11、12被放置在盒18中，将滤波器元件11、12的每个输入侧连接至共用的输入端子13，将滤波器元件11的输出侧连接至输出端子14，并且将滤波器元件12的输出侧连接至输出端子15。这意味着，声表面波滤波器部件10是单输入和双输出类型的，因而适合于天线双工器的小型化。在第一较佳实施例的情形下，采用长度为3.8mm、宽度为3.8mm和高度为1.5mm的声表面波部件。

可变频率陷波电路28设有谐振器4，它通过用于谐振的电容器C7连接在声表面波滤波器电路30和第二相移器29的中间接点处。可变带宽电容器C8和PIN二极管D3的串联电路与谐振器4在这样的条件下在电气上并联连接，即，PIN二极管D3的阴极在谐振器4与用于谐振的电容器C7的中间接点处接地。电压控制端子CONT2通过用于提供控制电压的电阻器R2、电容器C13和扼流线圈L4在电气上连接至PIN二极管D3的阳极与可变带宽电容器C8的中间接点。

如图3所描述的，在谐振器2-4中使用介质谐振器。作为一个例子，图3描述了谐振器2。介质谐振器2-4包括圆柱形的介电体21、外导体22和内导体23，介电体21由诸如TiO2陶瓷等高介电常数材料做成，外导体22设置在圆柱形介电体21的外周界面上，而内导体23设置在圆柱形介电体21的内周界面上。外导体22在介电体21的一个开口端面21a(下面称为开路侧端面21a)处与内导体23在电气上开路(断开)，而在另一个开口端面21b(下面称为短路端面21b)处与内导体23在电气上短路(导通)。在介质谐振器2中，可变带宽电容器C3和PIN二极管D1的串联电路在这样的条件下在电气上连接在开路端面21a处，即，可变带宽电容C3的一端连接至内导体23，而PIN二极管D1的阴极连接至外导体22。

类似地，在介质谐振器3中，可变带宽电容器C4和PIN二极管D2的串联电路在这样的条件下在电气上连接在开路端面21a处，即，可变带宽电容器C4的一端连接至内导体23，而PIN二极管D2的阴极连接至外导体22。在介质谐振器4中，可变带宽电容器C8和PIN二极管D3的串联电路在这样的条件下在电气上连接在开路端面21a处，即，可变带宽电容器C8的一端连接至内导体23，而PIN二极管D3的阴极连接至外导体22。在介质谐振器2、3和4中，外导体在短路端面21b处接地。

下面说明具有上述组成的天线双工器1的工作和优点。在天线双工器1中，由发射端子Tx从发射电路系统接收到的发射信号通过发射电路25从天线端子ANT输出，而由天线端子ANT接收到的接收信号从接收端子Rx1、Rx2通过接收电路26输出至接收电路系统。

发射电路25的可变频带宽度阻断滤波器电路27的陷波频率由两个谐振系统的每个谐振频率确定，一个谐振系统包括可变带宽电容器C3、用于谐振的电容器C1和谐振器2，另一个谐振系统包括可变带宽电容器C4、用于谐振的电容器C2和谐振器3。当作为控制电压的正电压施加至电压控制端子CONT1时，PIN二极管D1、D2处于导通状态。于是，可变带宽电容器C3、C4分别通过PIN二极管D1、D2接地，两个衰减极点频率降低，而发射电路25的通带变为887-901MHz。

相反，当作为控制电压施加负电压时，PIN二极管D1、D2处于截止状态。于是，可变带宽电容器C3、C4处于开路状态，两个衰减极点频率都升高，而发射电路25的通带变为915-925MHz。

图4是曲线图，示出当把887-901MHz选为发射电路25的通带时，发射电路25的通过特性S21和反射特性S11的测量结果。图5是曲线图，示出当把915-925MHz选为发射电路25的通带时，发射电路25的通过特性S21和反射特性S11的测量结果。于是，通过控制电压使可变带宽电容器C3、C4接地或开路，反射电路25能够具有两种不同的通带特性。

另一方面，当接收端子Rx1处于接通状态，而接收端子Rx2处于断开状态时，接收电路26只输出通过声表面波滤波器11的信号。于是，接收电路26的通带变为832-846MHz。相反，当接收端子Rx1处于断开状态，而接收端子Rx2处于接通状态时，接收电路26只输出通过声表面波滤波器12的信号。于是，接收电路26的通带变为860-870MHz。

图6是曲线图，示出当把832-846MHz选为接收电路26的通带时，接收电路26的通过特性S32和反射特性S33的测量结果。图7是曲线图，示出当把860-870MHz选为接收电路26的通带时，接收电路26的通过特性S32和反射特性S33的测量结果。于是，通过把接收端子Rx1或Rx2设置为接通状态，接收电路26能够具有两种不同的通带特性。

在发射电路25中，当正的控制电压施加至电压控制端子CONT1，以将发射电路25的发射频带宽度设置为887-901MHz(参见图4)时，接收端子Rx1设置在接通状态，而接收端子Rx2设置在断开状态，以将接收电路26的接收频带宽度设置为832-846MHz(参见图6)。发射电路25的发射频带宽度与接收电路26的接收频带宽度之间的间隔能够增加至55MHz，并且还能抑制插入损耗。

此外，容易设置发射电路25，从而它在接收频带宽度832-846MHz处具有高阻抗(参见图4)，而接收电路26的插入损耗不明显地变坏。类似地，容易设置接收电路26，从而它在发射频带宽度887-901MHz处具有高(参见图6)阻抗，而发射电路25的插入损耗不明显地变坏。

在发射电路25中，当负的控制电压施加至电压控制端子CONT1，以将发射电路25的发射频带宽度设置为915-925MHz(参见图6)时，接收端子Rx1设置在断开状态，而接收端子Rx2设置在接通状态，以将接收电路26的接收频带宽宽度设置为860-870MHz(参见图7)。发射电路25的发射频带宽度与接收电路26的接收频带宽度之间的间隔能够增加至55MHz，并且还能抑制插入损耗。

此外，容易设置发射电路25，从而它在接收频带宽度860-870MHz处具有高阻抗(参见图5)，而接收电路26的插入损耗不明显地变坏。类似地，容易设置接收电路26，从而它在发射频带宽度915-925MHz处具有高(参见图7)阻抗，而发射电路25的插入损耗不明显地变坏。

接收电路26的可变频率陷波电路28的陷波频率也由谐振系统的每个谐振频率确定，谐振系统包括可变带宽电容器C8、用于谐振的电容器C7和谐振器4。当作为控制电压把正电压施加至电压控制端子CONT2时，PIN二极管D3处于导通状态。于是，可变带宽电容器C8通过PIN二极管D3接地，而陷波频率变低。相反，当把负电压作为控制电压施加时，PIN二极管D3处于截止状态。于是，可变带宽电容器C8处于开路状态，而陷波频率变高。

在可变频率陷波电路28中，控制电压，从而当887-901MHz的通带被选为发射频带以适应发射电路25的887-901MHz和915-925MHz两个通带的切换时，陷波频率变低，而当915-925MHz被选为通带时，陷波频率变高。发射电路25的相位综合能够理想地进行。

通过在接收电路26中提供可变频率陷波电路28能够在887-901MHz和915-925MHz的发射频带宽度处设置为高阻抗。于是，抑制了发射电路25与接收电路26的匹配损耗，而发射电路的插入损耗不大大地变坏。

图8是天线双工器1的Smith圆图。在图8中，P1、P2、P3和P4指出在频率832MHz、870MHz、887MHz和925MHz下，从图1的分支点B看得的接收电路26的阻抗。频率832MHz是接收电路26的通带的低频侧端部，而频率870MHz是接收电路26的通带的高频侧端部。频率887MHz是发射电路25的通带的低频侧端部，而频率925MHz是发射电路25的通带的高频侧端部。将图8与示于图12的传统的天线双工器81的Smit圆图作比较，在频率为887MHz的P3点，天线双工器1的接收电路26的阻抗为高阻抗，并且可以理解，当发射时，天线双工器1的插入损耗很小。第二较佳实施例，图9和图10

如图9和图10所描述的，第二实施例的天线双工器41使用变容二极管D5-D7，以代替图1至图3所描述的实施例的天线双工器1中的PIN二极管D1-D3。

发射电路25的可变频带宽度阻断滤波器电路27的陷波频率由变容二极管D5的电容；包括可变带宽电容器C3、用于谐振的电容器C1和谐振器2的谐振系统的谐振频率；变容二极管D6的电容；以及包括可变带宽电容器C4、用于谐振的电容器C2和谐振器3的谐振系统的谐振频率确定。通过改变要施加至电压控制端子CONT1的电压来改变变容二极管D5、D6的电容。结果，移动了可变频带宽度阻断滤波器电路27的衰减极点，因而改变了陷波频率。于是，通过控制电压改变变容二极管D5、D6的电容，发射电路25能够具有两个不同的通带。

接收电路26的可变频率陷波电路28的陷波频率也由变容二极管D7的电容；包括可变带宽电容器C8、谐振电容器C7和谐振器4的谐振系统的谐振频率确定。通过改变要施加至电压控制端子CONT2的电压来改变变容二极管D7的电容。结果，改变了可变频率陷波电路28的陷波频率。

此外，在如图10描述的介质谐振器2中，包括可变带宽电容器C3和变容二极管D5的串联电路的可变带宽电容器C3的一端在开路端面21a处连接至内导体23，并在这样的条件下电气地连接，即，变容二极管D5的阴极连接至外导体22。类似地，在介质谐振器3中，包括可变带宽电容器C4和变容二极管D6的串联电路的可变带宽电容器C4的一端在开路端面21a处连接至内导体23，并在这样的条件下电气地连接，即，变容二极管D6的阴极连接至外导体22。在介质谐振器4中，包括可变带宽电容器C8和变容二极管D7的串联电路的可变带宽电容器C8的一端在开路端面21a处连接至内导体23，并在这样的条件下电气地连接，即，变容二极管D7的阴极连接至外导体22。

第二实施例的天线双工器41可以取得与第一实施例的天线双工器1相似的效果。其他实施例

本发明的天线双工器41不限于上述实施例，而能够在发明概要的范围内作种种的改变。例如，除了介质谐振器之外，谐振器可以是带状线谐振器，等等。谐振器的数目是任意的。

虽然已经参照了本发明的较佳实施例示出和描述了本发明，但是熟悉本领域的人将明白，可以在形式上和细节上做出上述的改变和其他的改变而不背离本发明的精神。

Claims

1．一种天线双工器，其特征在于包括：

发射端子；

接收端子；

天线端子；

发射电路，它电气上连接在所述发射端子和所述天线端子之间，所述发射电路包括至少一个第一谐振器和电气上连接至所述第一谐振器并且由控制电压电气地改变电容的第一元件；以及

接收电路，它电气上连接在所述接收端子和所述天线端子之间，所述接收电路包括至少一个第二谐振器；电气上连接至所述第二谐振器并且由控制电压电气地改变电容的第二元件；和声表面波滤波器元件。

2．如权利要求1所述的天线双工器，其特征在于，从包括所述第一谐振器和所述第二谐振器的组中选出的至少一个谐振器是介质谐振器，并且从包括电气地改变电容的所述第一元件和电气地改变电容的第二元件的组中选出的至少一个元件是变容二极管，并且所述变容二极管电气上连接在所述介质谐振器的内导体和所述介质谐振器的接地的外导体之间。

3．如权利要求1所述的天线双工器，其特征在于，从包括所述第一谐振器和所述第二谐振器的组中选出的至少一个谐振器是介质谐振器，并且从包括电气地改变电容的所述第一元件和电气地改变电容的第二元件的组中选出的至少一个元件是PIN二极管，并且所述PIN二极管电气上连接在所述介质谐振器的内导体和所述介质谐振器的接地的外导体之间。

4．如权利要求1所述的天线双工器，其特征在于，所述发射电路包括可变带宽阻断滤波器电路和第一相移器，而所述接收电路包括可变陷波电路、第二相移器和声表面波滤波器电路。