JP2000286609A - アンテナ回路 - Google Patents
アンテナ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】デュアルバンドの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯域の
両方に対して、所定のインピーダンスに整合可能であ
り、アンテナ回路のデュアルバンドでの挿入損失特性を
向上させること。 【解決手段】送信側整合回路の送信回路側に二つの通過
周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回路１
を、デュプレクサ回路１と駆動回路３との間に一端が接
地されたキャパシタ（コンデンサＣ４）を設け、送信用
高周波スイッチングダイオードＤ１，駆動回路３及びコ
ンデンサＣ４から成る並列共振回路の共振周波数をｆr
とした場合、０．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．
５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２とした。
両方に対して、所定のインピーダンスに整合可能であ
り、アンテナ回路のデュアルバンドでの挿入損失特性を
向上させること。 【解決手段】送信側整合回路の送信回路側に二つの通過
周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回路１
を、デュプレクサ回路１と駆動回路３との間に一端が接
地されたキャパシタ（コンデンサＣ４）を設け、送信用
高周波スイッチングダイオードＤ１，駆動回路３及びコ
ンデンサＣ４から成る並列共振回路の共振周波数をｆr
とした場合、０．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．
５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話，自動車
電話等の移動体無線通信機器の高周波回路部に組み込ま
れる、デュアルバンド用のアンテナ回路に関する。
電話等の移動体無線通信機器の高周波回路部に組み込ま
れる、デュアルバンド用のアンテナ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の携帯電話のアンテナ付近の高周波
回路Ｋを図６に示す。同図において、送信回路側の接続
端子１１とアンテナ１３との間には、カップリングコン
デンサＣ１１，高周波スイッチングダイオードＤ１１，
カップリングコンデンサＣ１２がシリーズに接続され、
更にカップリングコンデンサＣ１１と高周波スイッチン
グダイオードＤ１１との間に、直列接続された高周波チ
ョークコイルＬ１１及び高周波信号短絡用コンデンサＣ
１３が並列的に挿入され、その一端は接地電極１５に接
続されている。
回路Ｋを図６に示す。同図において、送信回路側の接続
端子１１とアンテナ１３との間には、カップリングコン
デンサＣ１１，高周波スイッチングダイオードＤ１１，
カップリングコンデンサＣ１２がシリーズに接続され、
更にカップリングコンデンサＣ１１と高周波スイッチン
グダイオードＤ１１との間に、直列接続された高周波チ
ョークコイルＬ１１及び高周波信号短絡用コンデンサＣ
１３が並列的に挿入され、その一端は接地電極１５に接
続されている。
【０００３】また、受信回路側の接続端子１２とアンテ
ナ１３との間には、送信時にアンテナ１３から受信回路
側が高インピーダンスにみえ、且つ受信時にインピーダ
ンス整合が取れるように、線路長λ／４（λ：受信用高
周波信号の波長），特性インピーダンスＺ0 のストリッ
プライン１４が配置されている。また、接続端子１２と
ストリップライン１４との間には、送信時と受信時の切
り換えを行い、送信用高周波信号が受信回路側に入り込
むのを防止する高周波ダイオードスイッチＤ１２が挿入
され、その一端は接地電極１５に接続されている。
ナ１３との間には、送信時にアンテナ１３から受信回路
側が高インピーダンスにみえ、且つ受信時にインピーダ
ンス整合が取れるように、線路長λ／４（λ：受信用高
周波信号の波長），特性インピーダンスＺ0 のストリッ
プライン１４が配置されている。また、接続端子１２と
ストリップライン１４との間には、送信時と受信時の切
り換えを行い、送信用高周波信号が受信回路側に入り込
むのを防止する高周波ダイオードスイッチＤ１２が挿入
され、その一端は接地電極１５に接続されている。
【０００４】近年、このような高周波回路Ｋにおいて、
携帯電話の小型化に伴い電子部品の小型化が進み、それ
らのハブリッド化及びモジュール化が進んでいる。そし
て、モジュール化に際して、ローパスフィルタ，バンド
パスフィルタ等のフィルタ回路、インピーダンス整合回
路、アンテナ回路等の受動回路を一回路基板に搭載する
ことが行われている。
携帯電話の小型化に伴い電子部品の小型化が進み、それ
らのハブリッド化及びモジュール化が進んでいる。そし
て、モジュール化に際して、ローパスフィルタ，バンド
パスフィルタ等のフィルタ回路、インピーダンス整合回
路、アンテナ回路等の受動回路を一回路基板に搭載する
ことが行われている。
【０００５】また、携帯電話のデュアルモード化、例え
ば９００ＭＨｚ帯と１８００ＭＨｚ帯の両方を送受可能
とする方式が採られるに伴い、単純に考えても受信用の
高周波ダイオードスイッチが２個、送信用の高周波ダイ
オードスイッチが２個必要となり、今後トリプルモード
化、マルチモード化が進むにつれ高周波ダイオードスイ
ッチの数は増加していく。しかし、携帯電話の大型化は
不可能であり、更なる小型化が必要とされている。
ば９００ＭＨｚ帯と１８００ＭＨｚ帯の両方を送受可能
とする方式が採られるに伴い、単純に考えても受信用の
高周波ダイオードスイッチが２個、送信用の高周波ダイ
オードスイッチが２個必要となり、今後トリプルモード
化、マルチモード化が進むにつれ高周波ダイオードスイ
ッチの数は増加していく。しかし、携帯電話の大型化は
不可能であり、更なる小型化が必要とされている。
【０００６】そして、デュアルモード方式において高周
波ダイオードスイッチの数を削減する為に、送信用の高
周波スイッチングダイオードＤ１１の後段（接続端子１
１側）に、例えば９００ＭＨｚ帯と１８００ＭＨｚ帯の
周波数を分波するデュプレクサ回路を接続する構成が提
案されている。
波ダイオードスイッチの数を削減する為に、送信用の高
周波スイッチングダイオードＤ１１の後段（接続端子１
１側）に、例えば９００ＭＨｚ帯と１８００ＭＨｚ帯の
周波数を分波するデュプレクサ回路を接続する構成が提
案されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、デュア
ルモードに対応するために、送信回路側にデュプレクサ
回路を接続した場合、高周波スイッチングダイオードＤ
１１とその駆動回路部（高周波チョークコイルＬ１１，
高周波信号短絡用コンデンサＣ１３）の等価インピーダ
ンスがデュアルバンドの送信周波数帯域において誘導性
になるため、デュプレクサ回路とのインピーダンス整合
状態が崩れ、挿入損失が劣化するといった問題があっ
た。
ルモードに対応するために、送信回路側にデュプレクサ
回路を接続した場合、高周波スイッチングダイオードＤ
１１とその駆動回路部（高周波チョークコイルＬ１１，
高周波信号短絡用コンデンサＣ１３）の等価インピーダ
ンスがデュアルバンドの送信周波数帯域において誘導性
になるため、デュプレクサ回路とのインピーダンス整合
状態が崩れ、挿入損失が劣化するといった問題があっ
た。
【０００８】従って、本発明は上記事情に鑑みて完成さ
れたものであり、その目的は、デュアルモードの高周波
回路において、デュプレクサ回路を送信側に設けた場合
のインピーダンス不整合を解消し、デュアルバンドの送
信周波数帯域で送信時の挿入損失劣化を防ぐことにあ
る。
れたものであり、その目的は、デュアルモードの高周波
回路において、デュプレクサ回路を送信側に設けた場合
のインピーダンス不整合を解消し、デュアルバンドの送
信周波数帯域で送信時の挿入損失劣化を防ぐことにあ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のアンテナ回路
は、送信用高周波スイッチングダイオード及びその駆動
回路を有する送信側整合回路と、受信側整合回路と、送
信側整合回路と受信側整合回路双方に接続されたアンテ
ナとを有し、送受信状態に応じて送信側整合回路と受信
側整合回路のいずれかを使用するアンテナ回路であっ
て、送信側整合回路の送信回路側に二つの通過周波数ｆ
1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回路を、デュプ
レクサ回路と前記駆動回路との間に一端が接地されたキ
ャパシタを設け、前記送信用高周波スイッチングダイオ
ード，駆動回路及びキャパシタから成る並列共振回路の
共振周波数をｆr とした場合、０．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）
／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２としたことを
特徴とする。
は、送信用高周波スイッチングダイオード及びその駆動
回路を有する送信側整合回路と、受信側整合回路と、送
信側整合回路と受信側整合回路双方に接続されたアンテ
ナとを有し、送受信状態に応じて送信側整合回路と受信
側整合回路のいずれかを使用するアンテナ回路であっ
て、送信側整合回路の送信回路側に二つの通過周波数ｆ
1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回路を、デュプ
レクサ回路と前記駆動回路との間に一端が接地されたキ
ャパシタを設け、前記送信用高周波スイッチングダイオ
ード，駆動回路及びキャパシタから成る並列共振回路の
共振周波数をｆr とした場合、０．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）
／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２としたことを
特徴とする。
【００１０】本発明は、上記構成により、送信用高周波
スイッチングダイオード及びその駆動回路による等価誘
導性インピーダンスとキャパシタにより並列共振回路を
構成でき、その共振周波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2
の中間周波数（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２にほぼ等しくすること
で、デュプレクサ回路における二つの通過周波数ｆ1，
ｆ2 帯域の両方に対して、所定のインピーダンス（５０
Ω）に整合することが可能となり、アンテナ回路の挿入
損失が向上する。
スイッチングダイオード及びその駆動回路による等価誘
導性インピーダンスとキャパシタにより並列共振回路を
構成でき、その共振周波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2
の中間周波数（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２にほぼ等しくすること
で、デュプレクサ回路における二つの通過周波数ｆ1，
ｆ2 帯域の両方に対して、所定のインピーダンス（５０
Ω）に整合することが可能となり、アンテナ回路の挿入
損失が向上する。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明のアンテナ回路について以
下に説明する。図１は本発明のアンテナ回路Ａの回路図
である。同図において、１は送信回路側について二つの
通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回
路、１ａはｆ1 側の接続端子、１ｂはｆ2 側の接続端
子、２は受信回路側について二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ
2 の一方を選択するデュプレクサ回路、２ａはｆ1 側の
接続端子、２ｂはｆ2 側の接続端子、３は送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１の駆動回路、４は送信時と
受信時で送信用高周波スイッチングダイオードＤ１の動
作を切り替えるための制御電圧入力端子、５はアンテナ
である。また、Ｃ１，Ｃ２はカップリングコンデンサ、
Ｄ１は送信用高周波スイッチングダイオード、Ｌ１は高
周波チョークコイル、Ｃ３は高周波信号短絡用コンデン
サである。
下に説明する。図１は本発明のアンテナ回路Ａの回路図
である。同図において、１は送信回路側について二つの
通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回
路、１ａはｆ1 側の接続端子、１ｂはｆ2 側の接続端
子、２は受信回路側について二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ
2 の一方を選択するデュプレクサ回路、２ａはｆ1 側の
接続端子、２ｂはｆ2 側の接続端子、３は送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１の駆動回路、４は送信時と
受信時で送信用高周波スイッチングダイオードＤ１の動
作を切り替えるための制御電圧入力端子、５はアンテナ
である。また、Ｃ１，Ｃ２はカップリングコンデンサ、
Ｄ１は送信用高周波スイッチングダイオード、Ｌ１は高
周波チョークコイル、Ｃ３は高周波信号短絡用コンデン
サである。
【００１２】そして、本発明では、送信回路側のデュプ
レクサ回路１と駆動回路３との間に一端が接地されたキ
ャパシタとしてのコンデンサＣ４が接続される。このコ
ンデンサＣ４は、デュプレクサ回路１と、送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１及び駆動回路３とのインピ
ーダンスを整合させるために設けられる。
レクサ回路１と駆動回路３との間に一端が接地されたキ
ャパシタとしてのコンデンサＣ４が接続される。このコ
ンデンサＣ４は、デュプレクサ回路１と、送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１及び駆動回路３とのインピ
ーダンスを整合させるために設けられる。
【００１３】ここで、送信側整合回路とは、送信用高周
波スイッチングダイオードＤ１，駆動回路３，カップリ
ングコンデンサＣ２，デュプレクサ回路１の部分であ
り、受信側整合回路とは、デュプレクサ回路２，インピ
ーダンス調整用のストリップライン（図示せず）であ
る。
波スイッチングダイオードＤ１，駆動回路３，カップリ
ングコンデンサＣ２，デュプレクサ回路１の部分であ
り、受信側整合回路とは、デュプレクサ回路２，インピ
ーダンス調整用のストリップライン（図示せず）であ
る。
【００１４】以下、アンテナ回路Ａの動作について説明
する。送信時には、制御電圧入力端子４より切り替え用
の電圧を印加し送信用高周波スイッチングダイオードＤ
１をオン状態とし、同時に送信する周波数帯に合わせて
受信側のデュプレクサ回路２を切り替える。すると、ア
ンテナ５からみたデュプレクサ回路２のインピーダンス
が高くなり、デュプレクサ回路１からアンテナ５へ送信
用高周波が殆ど伝搬する。このように、送信時と受信時
に高周波信号の伝搬が交互に行われ、所謂スイッチング
機能を有する。
する。送信時には、制御電圧入力端子４より切り替え用
の電圧を印加し送信用高周波スイッチングダイオードＤ
１をオン状態とし、同時に送信する周波数帯に合わせて
受信側のデュプレクサ回路２を切り替える。すると、ア
ンテナ５からみたデュプレクサ回路２のインピーダンス
が高くなり、デュプレクサ回路１からアンテナ５へ送信
用高周波が殆ど伝搬する。このように、送信時と受信時
に高周波信号の伝搬が交互に行われ、所謂スイッチング
機能を有する。
【００１５】この場合、デュプレクサ回路１とアンテナ
５間に、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１とそ
れをオン（駆動）させる高周波チョークコイルＬ１，高
周波信号短絡用コンデンサＣ３が配置されるため、高周
波チョークコイルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ
３より成る駆動回路３、及び送信用高周波スイッチング
ダイオードＤ１を含めた部分の等価インピーダンスは、
デュアルバンドの送信周波数帯域において誘導性とな
り、デュプレクサ回路１との間でインピーダンスの不整
合が発生する。
５間に、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１とそ
れをオン（駆動）させる高周波チョークコイルＬ１，高
周波信号短絡用コンデンサＣ３が配置されるため、高周
波チョークコイルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ
３より成る駆動回路３、及び送信用高周波スイッチング
ダイオードＤ１を含めた部分の等価インピーダンスは、
デュアルバンドの送信周波数帯域において誘導性とな
り、デュプレクサ回路１との間でインピーダンスの不整
合が発生する。
【００１６】本発明は、デュプレクサ回路１と駆動回路
３との間に、インピーダンス整合用のコンデンサＣ４を
一端を接地させて配置しており、これにより、送信用高
周波スイッチングダイオードＤ１とその駆動回路３の等
価誘導性インピーダンスと、コンデンサＣ４のキャパシ
タンスにより並列共振回路を構成する。この構成によ
り、前記並列共振回路の等価インピーダンスを、デュプ
レクサ回路１における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯域
で５０Ω程度に設定することが可能となり、デュアルバ
ンドでのインピーダンス整合が実現する。
３との間に、インピーダンス整合用のコンデンサＣ４を
一端を接地させて配置しており、これにより、送信用高
周波スイッチングダイオードＤ１とその駆動回路３の等
価誘導性インピーダンスと、コンデンサＣ４のキャパシ
タンスにより並列共振回路を構成する。この構成によ
り、前記並列共振回路の等価インピーダンスを、デュプ
レクサ回路１における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯域
で５０Ω程度に設定することが可能となり、デュアルバ
ンドでのインピーダンス整合が実現する。
【００１７】本発明において、０．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）
／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2）／２であり、０．
５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２未満では、高周波チョークコイ
ルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ３より成る駆動
回路３、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１及び
インピーダンス整合用コンデンサＣ４の部分の等価イン
ピーダンスが誘導性となり損失が増大し、１．５×（ｆ
1 ＋ｆ2 ）／２を超えると、高周波チョークコイルＬ１
と高周波信号短絡用コンデンサＣ３より成る駆動回路
３、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１及びイン
ピーダンス整合用コンデンサＣ４の部分の等価インピー
ダンスが容量性となり損失が増大する。好ましくは、
０．８×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．２×（ｆ1 ＋
ｆ2 ）／２である。
／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2）／２であり、０．
５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２未満では、高周波チョークコイ
ルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ３より成る駆動
回路３、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１及び
インピーダンス整合用コンデンサＣ４の部分の等価イン
ピーダンスが誘導性となり損失が増大し、１．５×（ｆ
1 ＋ｆ2 ）／２を超えると、高周波チョークコイルＬ１
と高周波信号短絡用コンデンサＣ３より成る駆動回路
３、送信用高周波スイッチングダイオードＤ１及びイン
ピーダンス整合用コンデンサＣ４の部分の等価インピー
ダンスが容量性となり損失が増大する。好ましくは、
０．８×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．２×（ｆ1 ＋
ｆ2 ）／２である。
【００１８】また、コンデンサＣ４のキャパシタンスは
０．４〜１．２ｐＦが良く、０．４ｐＦ未満では、高周
波チョークコイルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ
３より成る駆動回路３、送信用高周波スイッチングダイ
オードＤ１及びインピーダンス整合用コンデンサＣ４の
部分の等価インピーダンスが容量性となり、１．２ｐＦ
を超えると、高周波チョークコイルＬ１と高周波信号短
絡用コンデンサＣ３より成る駆動回路３、送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１及びインピーダンス整合用
コンデンサＣ４の部分の等価インピーダンスが誘導性と
なる。
０．４〜１．２ｐＦが良く、０．４ｐＦ未満では、高周
波チョークコイルＬ１と高周波信号短絡用コンデンサＣ
３より成る駆動回路３、送信用高周波スイッチングダイ
オードＤ１及びインピーダンス整合用コンデンサＣ４の
部分の等価インピーダンスが容量性となり、１．２ｐＦ
を超えると、高周波チョークコイルＬ１と高周波信号短
絡用コンデンサＣ３より成る駆動回路３、送信用高周波
スイッチングダイオードＤ１及びインピーダンス整合用
コンデンサＣ４の部分の等価インピーダンスが誘導性と
なる。
【００１９】本発明において、キャパシタとしては必ず
しもコンデンサＣ４でなくとも、容量成分を有する素子
であれば良い。また、コンデンサＣ４に抵抗等のレジス
タンスを接続しても並列共振回路を構成でき、またコン
デンサＣ４を可変容量タイプとしても良い。更に、通過
周波数ｆ1 ，ｆ2 は、数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚの高周
波であり、ｆ1 とｆ2 の間は１ＧＨｚ程度離れているの
が良く、その場合損失の小さいデュプレクサ回路を構成
できる。
しもコンデンサＣ４でなくとも、容量成分を有する素子
であれば良い。また、コンデンサＣ４に抵抗等のレジス
タンスを接続しても並列共振回路を構成でき、またコン
デンサＣ４を可変容量タイプとしても良い。更に、通過
周波数ｆ1 ，ｆ2 は、数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚの高周
波であり、ｆ1 とｆ2 の間は１ＧＨｚ程度離れているの
が良く、その場合損失の小さいデュプレクサ回路を構成
できる。
【００２０】かくして、本発明は、送信用高周波スイッ
チングダイオード及びその駆動回路による等価誘導性イ
ンピーダンスとキャパシタにより並列共振回路を構成
し、その共振周波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の中間
周波数（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２にほぼ等しくすることで、デ
ュプレクサ回路における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯
域の両方に対して、所定のインピーダンス（５０Ω）に
整合することが可能となり、アンテナ回路の挿入損失が
向上する、という作用効果を有する。
チングダイオード及びその駆動回路による等価誘導性イ
ンピーダンスとキャパシタにより並列共振回路を構成
し、その共振周波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の中間
周波数（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２にほぼ等しくすることで、デ
ュプレクサ回路における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯
域の両方に対して、所定のインピーダンス（５０Ω）に
整合することが可能となり、アンテナ回路の挿入損失が
向上する、という作用効果を有する。
【００２１】尚、本発明は上記の実施形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々
の変更は何等差し支えない。
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々
の変更は何等差し支えない。
【００２２】
【実施例】本発明の実施例を以下に説明する。
【００２３】（実施例）図１のアンテナ回路Ａを以下の
ように構成した。通過周波数ｆ1 を９００ＭＨｚ，ｆ2
を１８００ＭＨｚとし、高周波チョークコイルＬ１を６
９ｎＨ、高周波信号短絡用コンデンサＣ３を２２ｐＦ、
コンデンサＣ４を０．６ｐＦとし、これらによる並列共
振回路の共振周波数ｆr が１１９０ＭＨｚ程度になるよ
うにした。
ように構成した。通過周波数ｆ1 を９００ＭＨｚ，ｆ2
を１８００ＭＨｚとし、高周波チョークコイルＬ１を６
９ｎＨ、高周波信号短絡用コンデンサＣ３を２２ｐＦ、
コンデンサＣ４を０．６ｐＦとし、これらによる並列共
振回路の共振周波数ｆr が１１９０ＭＨｚ程度になるよ
うにした。
【００２４】そして、図２にアンテナ回路Ａを用いて１
８００ＭＨｚ帯の高周波信号を送信した場合の周波数特
性、図３にアンテナ回路Ａを用いて９００ＭＨｚ帯の高
周波信号を送信した場合の周波数特性を示し、比較例と
して、図４にインピーダンス整合用コンデンサＣ４を接
続せず並列共振回路を構成しない場合に１８００ＭＨｚ
帯の高周波信号を送信したときの周波数特性、図５に図
４と同様の回路構成で９００ＭＨｚ帯の高周波信号を送
信した場合の周波数特性を示す。
８００ＭＨｚ帯の高周波信号を送信した場合の周波数特
性、図３にアンテナ回路Ａを用いて９００ＭＨｚ帯の高
周波信号を送信した場合の周波数特性を示し、比較例と
して、図４にインピーダンス整合用コンデンサＣ４を接
続せず並列共振回路を構成しない場合に１８００ＭＨｚ
帯の高周波信号を送信したときの周波数特性、図５に図
４と同様の回路構成で９００ＭＨｚ帯の高周波信号を送
信した場合の周波数特性を示す。
【００２５】１８００ＭＨｚ帯の送信について、図２と
図４を比較すると、本実施例（図２）のものは１８００
ＭＨｚ付近での反射特性が約−３７ｄＢときわめて小さ
く、挿入損失が優れていることが判った。また、９００
ＭＨｚ帯の送信について、図３と図５を比較すると、本
実施例（図２）のものは９００ＭＨｚ付近での反射特性
が約−２２ｄＢときわめて小さく、挿入損失が優れてい
た。
図４を比較すると、本実施例（図２）のものは１８００
ＭＨｚ付近での反射特性が約−３７ｄＢときわめて小さ
く、挿入損失が優れていることが判った。また、９００
ＭＨｚ帯の送信について、図３と図５を比較すると、本
実施例（図２）のものは９００ＭＨｚ付近での反射特性
が約−２２ｄＢときわめて小さく、挿入損失が優れてい
た。
【００２６】
【発明の効果】本発明は、送信側整合回路の送信回路側
に二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプ
レクサ回路を、デュプレクサ回路と駆動回路との間に一
端が接地されたキャパシタを設け、送信用高周波スイッ
チングダイオード，駆動回路及びキャパシタから成る並
列共振回路の共振周波数をｆr とした場合、０．５×
（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／
２としたことにより、送信用高周波スイッチングダイオ
ード及びその駆動回路による等価誘導性インピーダンス
とキャパシタにより並列共振回路を構成し、その共振周
波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の中間周波数（ｆ1 ＋
ｆ2 ）／２にほぼ等しくすることで、デュプレクサ回路
における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯域の両方に対し
て、所定のインピーダンス（５０Ω）に整合することが
可能となり、アンテナ回路のデュアルバンドでの挿入損
失特性が向上する、という作用効果を有する。
に二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプ
レクサ回路を、デュプレクサ回路と駆動回路との間に一
端が接地されたキャパシタを設け、送信用高周波スイッ
チングダイオード，駆動回路及びキャパシタから成る並
列共振回路の共振周波数をｆr とした場合、０．５×
（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／
２としたことにより、送信用高周波スイッチングダイオ
ード及びその駆動回路による等価誘導性インピーダンス
とキャパシタにより並列共振回路を構成し、その共振周
波数ｆr を通過周波数ｆ1 ，ｆ2 の中間周波数（ｆ1 ＋
ｆ2 ）／２にほぼ等しくすることで、デュプレクサ回路
における二つの通過周波数ｆ1 ，ｆ2 帯域の両方に対し
て、所定のインピーダンス（５０Ω）に整合することが
可能となり、アンテナ回路のデュアルバンドでの挿入損
失特性が向上する、という作用効果を有する。
【図１】本発明のアンテナ回路Ａの回路図である。
【図２】本発明のアンテナ回路Ａを用いて１８００ＭＨ
ｚ帯の高周波信号を送信した場合の周波数特性のグラ
フ。
ｚ帯の高周波信号を送信した場合の周波数特性のグラ
フ。
【図３】本発明のアンテナ回路Ａを用いて９００ＭＨｚ
帯の高周波信号を送信した場合の周波数特性のグラフ。
帯の高周波信号を送信した場合の周波数特性のグラフ。
【図４】インピーダンス整合用コンデンサＣ４を接続せ
ず並列共振回路を構成しない場合に、１８００ＭＨｚ帯
の高周波信号を送信したときの周波数特性のグラフ。
ず並列共振回路を構成しない場合に、１８００ＭＨｚ帯
の高周波信号を送信したときの周波数特性のグラフ。
【図５】インピーダンス整合用コンデンサＣ４を接続せ
ず並列共振回路を構成しない場合に、９００ＭＨｚ帯の
高周波信号を送信したときの周波数特性のグラフ。
ず並列共振回路を構成しない場合に、９００ＭＨｚ帯の
高周波信号を送信したときの周波数特性のグラフ。
【図６】従来の高周波回路Ｋの回路図である。
１：送信側のデュプレクサ回路 ２：受信側のデュプレクサ回路 ３：送信用高周波スイッチングダイオードＤ１の駆動回
路 ４：制御電圧入力端子 ５：アンテナ Ｃ１，Ｃ２：カップリングコンデンサ Ｄ１：送信用高周波スイッチングダイオード Ｌ１：高周波チョークコイル Ｃ３：高周波信号短絡用コンデンサ
路 ４：制御電圧入力端子 ５：アンテナ Ｃ１，Ｃ２：カップリングコンデンサ Ｄ１：送信用高周波スイッチングダイオード Ｌ１：高周波チョークコイル Ｃ３：高周波信号短絡用コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】送信用高周波スイッチングダイオード及び
その駆動回路を有する送信側整合回路と、受信側整合回
路と、送信側整合回路と受信側整合回路双方に接続され
たアンテナとを有し、送受信状態に応じて送信側整合回
路と受信側整合回路のいずれかを使用するアンテナ回路
であって、送信側整合回路の送信回路側に二つの通過周
波数ｆ1 ，ｆ2 の一方を選択するデュプレクサ回路を、
デュプレクサ回路と前記駆動回路との間に一端が接地さ
れたキャパシタを設け、前記送信用高周波スイッチング
ダイオード，駆動回路及びキャパシタから成る並列共振
回路の共振周波数をｆr とした場合、０．５×（ｆ1 ＋
ｆ2 ）／２≦ｆr ≦１．５×（ｆ1 ＋ｆ2 ）／２とした
ことを特徴とするアンテナ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11093868A JP2000286609A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | アンテナ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11093868A JP2000286609A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | アンテナ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000286609A true JP2000286609A (ja) | 2000-10-13 |
Family
ID=14094443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11093868A Pending JP2000286609A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | アンテナ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000286609A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001045285A1 (fr) * | 1999-12-14 | 2001-06-21 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Composant composite, haute frequence, de commutation |
| WO2001048935A1 (fr) * | 1999-12-28 | 2001-07-05 | Hitachi Metals, Ltd. | Commutateur haute frequence, module de commutation haute frequence et dispositif de communications sans fil |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH0677707A (ja) * | 1992-07-08 | 1994-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナスイッチ共用器 |
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| JPH1041704A (ja) * | 1996-07-24 | 1998-02-13 | Goyo Denshi Kogyo Kk | アンテナ共用器 |
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| JPH10294634A (ja) * | 1997-02-19 | 1998-11-04 | Murata Mfg Co Ltd | フィルタ |
-
1999
- 1999-03-31 JP JP11093868A patent/JP2000286609A/ja active Pending
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Legal Events
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|
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