KR100201971B1 - 적어도 두개의 수신분기를 구비하는 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 전송된 데이터 시퀀스를 수신하기 위하여 적어도 두 개의 수신 분기를 갖는 수신기에 관한 것이며, 여기서 각 수신 분기의 신호는 자신의 수신 품질에 따라서 결합된다. 분산 채널에 의해 인터심벌 간섭이 발생할 정도의 큰 데이터비를 갖는 디지털 데이터 신호에서, 소위 결합 최대비는 부적당하다는 것이 증명된다.

그러므로, 디지털 데이터 신호용 수신기에서, 각 수신 분기가 각각 검출된 데이터 요소에 신뢰 정보 신호를 발생시키는 수신 분기를 구비하도록 제안되어 있다. 그리고나서 전송된 데이터 시퀀스는 각 수신 분기에 대한 신뢰 정보 신호 결정을 고려하는 동안 평가된다.

Description

적어도 두 개의 수신 분기를 구비하는 수신기

제1도는 두 개의 수신 분기를 구비한 수신기를 도시한 도.

제2도는 분산 송신 채널의 채널 모델을 도시한 도.

제3도는 이용된 이퀄라이저/검파기에 대한 상태 다이어그램.

제4도는 b_i-n=0인 경우에 모든 통로를 갖는 상태 다이어그램.

제5도는 b_i-n=1인 경우에 모든 통로를 갖는 상태 다이어그램.

제6도는 이퀄라이저/검파기를 도시한 개요도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

2a, 2b : HF 수신부 3a, 3b : 기저대 영역

4a, 4b : 이퀄라이저 42 : 평가 회로

44 : 연산장치

본 발명은 전송된 데이터 시퀀스를 수신하기 위하여 최소한 두 개의 수신 분기(branch)를 구비한 수신기에 관한 것이며, 여기서 각 수신 지로의 신호는 그것의 수신 품질에 따라서 결합된다.

최소한 두 개의 수신 분기 즉 동일한 신호 내용을 갖는 신호를 수신하는 각각의 수신 분기를 구비한 수신기를 다이버서티 수신기라 칭한다. 소위 공간-다이버서티 장치에서, 각 수신 분기의 안테나는 여러 파장을 가지며 분리되어 설치된다. 소위 주파수-다이버서티 장치에서, 신호가 전송되며 그 전송된 신호는 상이한 주파수에서 수신된다. 전송적 필요조건이 각각의 전송 통로 또는 주파수에 관계한 위치가 상이하기 때문에, 신호는 분리된 수신 분기에서 상이한 품질을 가진채 수신된다. 공간-다이버서티 장치에서 안테나간에 충분히 긴 거리를 갖거나 또는 주파수 다이버서티 장치에서 신호의 주파수와 관계하여 충분히 긴 거리를 가지므로서, 수신 분기에서 각 신호의 수신 품질은 서로에게 관계없이 안정적으로 일정하다. 그러므로, 분리된 수신 분기에서 수신된 신호를 적당하게 처리하므로서, 각각 수신된 어떤 신호보다도 훨씬 좋은특성(예로서, 신호-대-잡음비)을 갖는 수신 신호를 얻는 것이 가능하다.

William C.Jakes Jr이 발표한 마이크로웨이브 이동 통신에서 결합한 최대비 개념은 다이버서티 수신기에서 수신된 신호를 선택 처리하는 것을 표시하며, 여기서 각각 수신된 신호는 유용한 신호-대-잡음비에 따라서 가중되고 가중된 신호 모두는 단일 신호에 가산된다.

이것이 아날로그 신호로 공지되어 있는한 최대비에 따라서, 아날로그 신호의 위상 보정이 모든 신호가 가산되기전에 서로에게 사용되어야만 한다. 다른 한편으로, 만일 수신 신호가 분산 채널에 의해 야기된 인터심벌 간섭이 발생할 정도로 큰 데이터비를 갖는 데이터 신호에 기반을 두었다면, 각각 수신된 신호에 가해진 모든 신호는 일반적으로 전신호 품질의 저하를 야기시킨다.

그러므로, 본 발명의 목적은 서두에 규정된 다이버서티 수신기 타잎을 가장 간단한 방식으로 제공하여 인터심벌 간섭이 존재하는 데이터 신호를 적당히 처리하는 것이다.

이 목적은 각 수신 분기가 각각 검출된 데이터 요소에 신뢰 정보 신호를 발생시키는 이퀄라이저를 구비하고 전송된 데이터 시퀀스가 각각의 수신 분기의 검출된 데이터 요소와 관련된 신뢰 정보를 토대로 성취된다.

각 수신 분기에 배치된 이퀄라이저는 개개 수신된 신호에 포함된 데이터 요소를 검출한다. 그리고나서 검출된 데이터 요소는 동기 방법에 의하여 제때에 서로간에 비교될 수 있다. 결국, 보상 위상의 데이터 요소 합산과 아울러 정확한 데이터 요소의 합산을 수행하는 것이 가능하다. 개개의 데이터 심벌에 할당된 신뢰 정보는 이퀄라이저가 데이터 요소에서 특정 데이터 심벌을 결정하는 확률에 따라 표시된다. 데이터 요소에서 검출된 심벌의 적당한 결합은 관련된 신뢰 정보 신호가 고려될 때 각각 분리된 수신 분기에서 해당하는 데이터 심벌의 신뢰성 보다 높은 신뢰 데이터 심벌을 결정한다. 권위있는 결정 또는 여러 데이터 비트(예로서, 유용한 신호-대-잡음비)에 대하여 수행된 품질 평가에 의해 가중된 결합을 수행시키는 방법과 다른 방법들을 비교할 때, 즉각적인 품질 평가를 기초로한 결합은 더욱 개선된 에러비를 얻을 수 있는 장점이 있다.

본 발명은 데이터 심벌에 대한 결정을 위하여, 높은 신뢰도를 갖는 것이 예측되는 데이터 심벌이 낮은 신뢰도를 갖는다고 예측되는 하나 또는 다수의 다른 데이터 심벌보다 뚜렷하게 높은 가중치를 갖는다는 것을 토대로한다. 또한, 평균 신뢰값을 갖는 다수의 데이터 심벌이 양호한 신뢰값을 갖는 데이터 심벌을 초과하도록 할 수 있다. 따라서, 데이터 심벌에 관한 결정은 필수적으로 훨씬 좋은 수신 품질을 갖는 수신 분기에 의해 결정된다.

상이한 수신 분기에서 잡음비 변화에 무관한 것을 토대로, 단일 비트에 대한 순간 잡음 진폭은 일반적으로 상이하다. 결합 품질이 우선적으로 현재보다 높은 신뢰도를 갖는 분기에 의해 결정되기 때문에, 품질 개선은 수신 안테나에서의 전계 세기와 아울러 수신 입력단에서 발생된 잡음 출력이 동일할 때 조차 얻어질 수 있다.

데이터 전송 시스템에서, 전송된 디지털 데이터가 2 진값(예를들어, 0 및 1)인 경우, 이퀄라이저는 각 데이터 요소에서 검출된 데이터 심벌(0 또는 1)을 표시하고 이 데이터 심벌에 할당된 신뢰 정보를 표시하기 위하여 수치의 사안이 정보를 데이터 요소에서 검출된 데이터 심벌에 제공하고 수치량이 이 데이터 성분에 할당된 신뢰 정보를 형성하는 동안 단일 수치만이 제공되도록하는 방식으로 고안될 수 있는 장점이 있다. 수치량은 또한 다음 신뢰 계수로서 표시된다. 바람직하게도, 비트 i에 대한 수치가 크기에 대하여 평가한다.

여기서 P(b_i)는 i^th비트 구간에서 현재의 비트 에러 확율을 표시하고 평가된 2 진 데이터 심벌의 2 진값을 따르는 팩터 c(b_i)는 값 +1(예를들어, 2진값 1) 또는 -1(예를들어, 2진값 0)일 수 있다.

이 형태에서 2 진값 및 신뢰 정보의 결합은 이들 수치를 가산한 총합의 사인이 어떤 추가 계산없이 이 데이터 요소의 2 진값을 즉각 제공하는 동안, 데이터 요소의 데이터 심벌에 대한 평가를 결정하기 위하여, 분리된 수신 분기에서 각 데이터 요소에 대해 결정된 수치가 단지 모두 가산되는 정점이 있다. 추가 처리를 위하여, 신뢰 정보 신호 또는 신뢰 계수는 이 평가가 필요한 경우에, 이 총합이 절대값을 사용된 수신 분기수에 따라서 요구되는 것처럼 표준화된다. 이 실시예는 어떤 평가가 최소의 회로와 최소 비용으로 얻어질 수 있는 장점이 있다.

본 발명은 도면에 도시된 전형적인 실시예를 참조하여 서술된 것이다.

제1도는 두 개의 분리된 안테나 입력과 동일한 구조를 갖는 두 개의 분리된 수신 분기를 갖는 2 진 데이터 수신기를 도시한 것이다. 각 수신 분기 HF 수신부(2a, 2b), 기저대 영역(3a, 3b)에서 정상 및 구적 성분을 발생시키는 장치 및 이퀄라이저(4a, 4b)를 구비한다. 이퀄라이저(4a, 4b)는 각 검출된 데이터 심벌에 추가한 데이터 요소의 각 검출된 데이터 심벌을 지닌 신뢰 정보 신호를 발생시키는 방식으로 고안되어 있다. 이 신뢰 정보는 이퀄라이저가 각 검출된 데이터 심벌을 결정할 수 있다는 가능성에 따라 표시된다. 그러나 특성을 갖는 이퀄라이저가 다음에 서술될 것이다.

수신된 신호 r(t)의 동등화는 선형 유한 트랜스버셜 필터를 통과한 분산 송신 채널을 대략 서술하는 채널 모델을 토대로 한다. 제2도는 송신 채널의 전송 특징이 필터 계수 h_o h_n에 의하여 카피되는 채널 모델을 도시한다. 2 진성분 b_i와 이 2 진 성분 b_i에 선행하는 n 2 진 성분 b_i-1 b_i-n의 전송동안, C(b_i)*h_o+ C(b_i-1)+C(b_i-n)*h_n의 선형 결합이 형성되고 추가적으로 잡음 신호 V_i에 의해 중첩된다.

수신기에서, 메모리를 구비한 선형 결합 및 제6도에 도시된 트랜스버셜 필터(41)에 의하여 송신 통로상에 발생하는 왜곡을 모방하기 위하여, 특정 채널 모델을 만드는 것이 시도된다. 송신 통로의 모방은 필터 계수 h₀, h₁,h_n을 조정함으로서 얻어진다. 필터 계수 h₀, h₁,h_n은 송신 채널의 평가된 임펄스 응답의 샘플값으로부터 파생된다. 예를들어, 송신기 및 수신기 둘다로 알려져 있고 비트 스트링(string)을 구성하는 소위 트레인닝 시퀄스는 이 목적을 위하여 사용된다. 트레인 시퀀스의 각 수신상태에 따라, 필터 계수 h₀, h₁,h_n은 출력 신호가 최적의 가능한 방법으로 입력 신호의 관련부와 대응시키는 방식으로 조정된다. 이 절차는 일반적으로 채널 평가로서 표시되고 예를들어 A.Bayer의 논문인 TDMA 모빌 라디오 시스템에 대해 적합한 Viterbi 이퀄라이저에서 상관적 및 반복적인 채널 평가, Stochastische Moddle und Methoden in der Informationstechnik라는 제목으로 심포지움에서 발표한 ITG 기술 보고서 109, 1989년 4월 베를린, VDE Verlag, VDE 기술 보고서 107 호 PP363 내지 368에 발표된 것에 서술되어 있다. 그것은 연구 보고서에 추가로 참조되어 있다. 예로서, 이방식으로 배치된 채널 평가기는 실시예에서 참조번호(42)이다.

동등화 및 검출 목적을 위하여, 수위 Viterbi 방법이 종종 사용된다. 본 내용에서 서술된 이퀄라이저/검파기 또한 이 방법을 토대로한 것이다.

수행 방법을 위하여, 상태 다이어그램은 통상적으로 Viterbi 법을 참조하여 이하부터 사용된다. 상태 다이어그램은 2ⁿ노드의 수직 방향 라인에서 묘사한 그래프이다. 제3도는 n=3인 경우의 그래프 예를 도시한 것이다. 각 노드는 n 2 진 성분으로부터 만들어질 수 있는 결합들중 하나를 표시한 것이다. 이 경우에, n은 바로 수신되는 2 진 성분을 선행하는 2 진 성분수이며, 평가되는 2 진 성분에 대한 그것의 영향이 동등화를 통해서 감안된다면 제2도에 도시된 채널 모델의 2 진 성분수에 해당한다. 이들 2 진 성분의 각 결합은 이하부터 어떤 상태로서 표시된다. 상태 다이어그램에서, 다수의 이들 라인은 수평 방향으로 배열된다. 각 칼럼은 특정 샘플 순간 i-3, i-2, i-1, i, i+1 에 할당된다. 노드에 할당된 개개의 2 진 값(제 3 도에서, 000,, 111)은 차체의 상태로서 표시된다. 한 상태는 전송된 비트 스트링에 따라 순간에서 가장 최근에 수신된 디지털 샘플값 n의 가능한 할당에 대응한다.

상태 다이어그램에서, 동일한 상태는 수평 방향에 묘사된 각 노드에 할당되는 반면에, 이들 상태에 할당된 비트 스트링은 좌측에 도시된다. 첫 번째 즉 상태의 가장 좌측의 2 진 값은 가장 최근에 수신된 샘플값에 할당된 2 진값과, 이 샘플값에 선행하는 샘플값에 할당된 다음 2 진값 등에 대응한다. 따라서, 순간 i에서 제 1 2 진값은 평가 b_i에 대응하고 최종 2 진값은 평가 b_i-n에 대응한다.

새로운 샘플값 Z_i가 수신될 때, 2 진값 0 및 2 진값 1 둘다는 자체에 해당된다. 예를들어, 2 진값 0이 가장 최근 샘플값에 할당된다는 사실로서, 비트 스트링 010은 스트링 0010이 되거나 또는 2 진값 1이 가정 최근의 샘플값에 할당된다는 사실로서 스트링은 1010이 된다. 상기 스트링 0010 또는 1010은 다음 상태의 트랜지션(transition)에 할당된다. 이 방식으로, 하나가 상태 010에서 상태 001 또는 101 까지 온다. 2 진값 0 또는 1이 샘플값에 할당된다는 사실로서, 그것이 오른쪽의 각 상태 칼럼에서 각각의 상태로부터 한 상태까지 단지 두 개의 트랜지션만이 존재한다.

제3도에 도시된 상태 다이어그램은 이 방식으로 가능한 어떤 트랜지션에 의하여 특징지어진 것이다. 예를들어, 노드에서 두 개의 애로우(arrow)상태는 순간 i에서 비트 스트링 010이 할당되며, 한편 노드 y의 제로 트랜지션은 순간 i + 1에서 상태 001이 할당되고 다른 한편 노드 Z의 1-트랜지션은 순간 i + 1에서 상태 101이 할당된다.

한 노드에서 다음 노드까지의 각 트랜지션을 위하여, 이 트랜지션이 발생할 확율이 계산된다. 인접한 노드 칼럼의 노드간에 연결된 트랜지션이 통로를 제공한다. 이 통로는 재구성된 비트 스트링 _{i i-1 i-n}

한 상태에서 다른 상태까지의 트랜지션 확율을 계산하기 위하여, 한 상태의 2 진 요소 b_i b_i-n의 개개 2 진값은 트랜스버셜 필터의 입력 파라미터 C₁ C_n으로서 사용된다. 제 1 입력 파라미터 C₀는 항상 트랜지션의 2 진값에 샘플값에 할당된 상기 2 진값에 따라서 바로 수신된다. 트랜스버셜 필터의 출력값은 제 1 근사치를 발생시키고 입력 신호에 포함된 잡음 신호 V_i등의 결과로 교란을 제거하는 동안, 비트 스트링 b_i, b_i-1 b_i-n이 입력 파라미터로서 사용될 때 샘플값에 의해 추정된 값은 라디오 전송 통로로 전송되어 수신된다. 출력값 _i을 실제 샘플값 Z_i와 비교할 때, 가장 최초에 전송된 비트 스트링이 아마도 발견될 것이다.

한 상태에서 제때에 후속하는 어떤 상태까지의 큰 트랜지션 확률은 이 트랜지션이 정확하다는 것을 충분하게 보장할 수 없다. 짧은 교란 또는 신호 잡음의 결과로, 실제 발생되지 않은 상태 트랜지션은 가장 가능성있는 트랜지션처럼 보인다. 상태 트랜지션의 정확한 평가와 그에 따른 정확히 수신된 디지털 샘플의 2 진값의 평가는 발생된 전 신호 코스가 관계된 순간의 2ⁿ상태중 한 상태로 이끌리는 모든 상태 트랜지션의 확률 계산 형태를 고려할 때 성취된다. 이 목적을 위하여, 전 계수는 각 상태에 할당되며, 접속 가능성의 형성에 따라 상기 계수는 이 상태로 이끌려진 트랜지션의 각 계수 모두의 배율적인 결합에 의해 형성된다.

계수 대신 소위 메트릭스(metrics)가 이 목적을 위해 사용된다는 것이 공지되어 있다. 그리고나서 상기 메트릭은 각 계수의 네가티브 알고리즘으로부터 계산된다. 이것은 연결 확률이 개개의 계수가 멀티플라이되는 경우에 계산될 때 모두 가해진다. 전형적인 실시예에서 메트릭스를 발생시키기 위하여, 트랜스버셜 필터(41)의 출력값 Z은 신호 평가 회로(42)에서 디지털 샘플 값으로부터 공제되어 제곱된다. 이 방식으로, 제곱된 거리가 형성된다. 단일 신호 소스로서 수신기 입력에서 Gaussian 화이트 잡음을 추정할 때, 이 제곱된 거리는 상태 트랜지션의 네가티브 확률 알고리즘에 대응한다. 정확도의 손실없이, 이 제곱된 거리는 잡음 신호가 Gaussian 화이트 잡음이 아닐 때 또한 정상적으로 사용된다. 이 경우에 상기 메트릭은 단지 상태 트랜지션의 네가티브 확률 알고리즘과 단지 근사한다. 제곱된 거리가 짧으면 짧을 수록 수신된 샘플값은 입력 파라미터로서 사용된 비트 스트링으로부터 방출될 확률이 커진다.

n 최종 2 진 요소의 선형 결합으로 인해, 모든 n 2 진 요소가 단지 수신된후 최적의 평가를 형성하는 것이 가능하다. 그러므로 평가 _i-n는 샘플값 Z_i가 수신된 후 형성된다.

샘플값 Z_i에 할당된 평가 _i는 순간 i에서의 상태로부터 순간 i+1에서 상태까지 제때에 트랜지션에 할당된다.

평가 _{i-n i-n}

제2단계에서, 2 진 요소 _i-n이 2 진값 1 에 대응하는 순간 i +1에서 상태의 전 메트릭은 유사한 형태로 계산되고 그에 따라서 1-트랜지션이 실행된다. 제4도의 순간 i-1=i-3에서 순간 i+1-n=i-2 까지의 모든 트랜지션이 제로-트랜지션 즉 2 진값 0이 2 진 요소 _i-3에 할당된 모든 트랜지션인 경우의 모든 통로를 단지 묘사하는 제3도의 상태 다이어그램을 도시한다. 한편, 제5도는 순간 i-3에서부터 순간 i-2 까지의 트랜지션을 위하여 2 진값 1 이 2 진 요소 _i-3에 할당되는 통로를 단지 묘사하는 상태 다이어그램이다.

가장 최소의 전 메트릭이 제로-트랜지션으로부터 야기된 모든 상태의 전 메트릭과 1-트랜지션으로부터 야기된 모든 상태의 전 계수를 토대로 계산된다. 즉, 가장 최소의 전 메트릭을 갖는 통로는 제4도의 서브 스테이트 다이어그램과 제5도의 서브-스테이트 다이어그램으로부터 선택된다. 이들 두 통로는 이하부터 제로-최소 통로 또는 1-최소 통로로서 표시되고 이들 통로에 할당된 전 메트릭은 제로-최소 전 메트릭과 1-최소 전 메트릭으로서 표시된다.

보다 작은 이들 두 선택된 최소 전 메트릭에 할당된 순간 i-n에서 시작한 트랜지션은 순간 i-n에서 전송된 2 진 요소 b_i-n에 평가 _i-n을 제공한다.

각각의 이들 두 선택된 최소 전 메트릭은 가장 양호한 조건에서 선택된 각 노드 상태에 의해 표시된 각 선택된 통로가 평가 _i-n=0 또는 b_i-n=1에 할당되는 것에 따라서 확율을 표시한다. 이들 확율값은 전 메트릭으로부터 다시 계산된다. 계수의 경우에서, 개개 계수는 얼마나 여러번 선택된 평가가 자체의 복수보다 더 임의적인가를 표시하는 신뢰 정보를 얻도록 분할된다.

메트릭 사용은 이 계산을 간단화시킨다. 제로-최소 전 메트릭을 1-최소 전 메트릭으로부터 공제하므로서, 하나가 두 평가중 한평가를 표시하는 사인의 수치값을 얻는다. 그때 양의 사인은 평가로서 2 진값 1이 2 진값 0 보다 더욱 가능성이 있다는 것을 표시한다. 다른 한편, 이값의 절대량은 신뢰 계수 q(b_i-n)을 형성한다.

최종 단계에서, 특징 상태에 부속한 두 개의 새롭게 형성된 전 계수는 각 상태에 대해 서로에게 비교되고 보다 작은 두값이 새로운 전 계수로서 의문(question) 상태에 할당된다.

이 방법을 수행하기 위하여, 본 실시예는 2ⁿ메모리 장소 각각의 3 칼럼에서 배열된 메모리 모듈(43)내에 메모리 장소를 구비한다.

이들 칼럼은 제 1, 제 2 또는 제 3 메모리 장소 칼럼(431, 432, 433)으로 언급된다. 메모리 장소의 어드레스 A_n A₁은 매번 2ⁿ상태 중 한 상태에 대응한다. 메모리 장소의 어드레스는 제1메모리 장소 칼럼(431)에서 어떤 상태에 할당된 전 메모리 L은 포함한다. 제 2 칼럼(432)은 2 진 제로가 바로 수신되는 샘플값에 할당될 때 얻어진 전 메트릭 L을 포함하고 메모리 장소의 제 3 칼럼은 2 진 1이 바로 수신되는 샘플값에 할당될 때 얻어진 전 메트릭 L₁을 포함한다. 각 칼럼(431, 432, 433)으로부터의 선택은 제어기(40)에서 나온 제어 신호에 의해 실행된다. 제어 신호는 메모리 모듈(43)의 적당한 인에이블 입력 E1, E2 및 E3에 이끌려 진다. 메모리 장소가 구동될 때, 제어기(40)는 입력 파라미터 C₁ C_n으로서 트랜스버셜 필터(41)에 그것의 어드레스 A_n A₁을 연가시킨다.

제어기는 2 진 값으로서 제1입력 파라미터 Co를 형성된 각 어드레스에 제공한다. 평가 회로(42)에서, 제곱된 거리 1=( _i-Z_i)²는 트랜스버셜 필터(41) 및 샘플값 Z_i의 이 방식으로 얻어진 값 _i로부터 형성된다. 관계된 어드레스하에서 이 제곱된 거리 1과 메모리 장소(431)의 제1칼럼에 기억된 전 메트릭으로부터 연산장치(44)는 두값 모드를 가산하므로서 새로운 전 메트릭 L₀을 형성시키며, 상기 저 메트릭은 관계된 어드레스 하에서 메모리 장소(432)의 제2칼럼에 기억된다. 가산 결과는 메모리 모듈(44)의 데이터 입력 D에 인가된다. 메모리 모듈(43)의 관련된 판독 또는 기입 동작은 메모리 모듈(43)의 판독/기입 입력 R/W을 경유하여 제어기에 의해 제어된다.

동일한 방식으로, 2 진값 1은 제1입력 파리미터 C₀에 제공되고 이방식으로 얻어진 전 메트릭 L₁은 메모리 장소(433)의 제3칼럼에 기억된다.

제어 회로(403)가 모든 어드레스 결합을 통과하므로서 제2 및 제3메모리 장소 칼럼(432, 433)의 모든 메모리 내용이 재구성되며, 가장 최소값을 연산 장치(44)에 의해 제2레지스터 셀(432)의 새로운 전 메트릭 L₀과 제3레지스터 셀(433)의 전 메트릭 L₁으로부터 선택된다. 앞서 도시된 것처럼, 사인차는 평가 _i-n을 제공하고 절대량의 차는 이 평가에 할당된 신뢰계수 q( _i-n)를 제공한다.

평가가 결정된 후, 제3 및 제3메모리 장소 칼럼(432, 433)에 기억된 전 메트릭 L₁, Lo는 새로운 상태로 교환된다. 이 목적을 위해, 제어기는 우선 어드레스 000 및 001을 발생시킨다. 상태 000 및 001 은 앞서 기술된 것처럼 제로-트랜지션에 의해 상태 000을 야기시킨다. 어드레스 000 및 001 하에서 제2메모리 장소 칼럼(432)의 메모리 장소 내용은 이들 두 상태로부터 상태 000으로의 제로 트랜지션에 정확하게 대응한다. 제2메모리 장소 칼럼(432)의 이들 두 어드레스된 메모리 장소의 내용은 연산장치(44)에서 서로에게 비교되고 보다작은 두값을 제1메모리 장소 칼럼(431)의 어드레스 000 하에서 새로운 내용으로서 기입된다. 제3메모리 칼럼(433)의 000 및 001 하에서 어드레스된 메모리 장소의 내용은 100 상태의 1 트랜지션에 대응한다. 이들 두 어드레스된 메모리 장소의 내용은 또한 연산 장치에서 서로에게 비교되고 이들 레지스터 셀에 기억된 이 전 메트릭의 보다작은 두 값은 제1메모리 장소 칼럼(431)의 어드레스 100에 대응하는 메모리 장소하에서 새로운 전 메트릭으로서 기억된다.

추가적인 메모리 장소를 구동시키고 비교하므로서, 새로운 상태의 각 새로운 전 매트릭은 새로운 상태에 할당된 제1메모리 장소 칼럼의 어드레스하에서 결정되고 기입된다. 다음에 새로운 샘플값 Z_i-11의 도착이 대기상태이고 관련된 평가 _i+1-n은 상술된 방식으로 형성된다.

각 수신 분기에서, 수치값 q_a또는 q_b는 각기 결정되고 자체의 기억부 RAM_a또는 RAM_b각각에서 버퍼된다. 전송된 데이터가 항상 데이터 블록에 결합되기 때문에, 각 수치 q_a또는 q_b는 데이터 블록의 특징 데이터 요소에 할당된다. 데이터 요소는 기억부 RAM_a또는 RAM_b로부터 동시에 판독되고 데이터 블록내 자체 위치에 따라서 가산기(6)에 모두 가산된다. 가산기(6)의 결과는 두 수신 분기 A 및 B의 두평가 q_a및 q_b의 가산 결과인 평가이다. 두 수신 분기의 평가 q_a및 q_b를 갖는 것 처럼, 이 경우에 사인은 또한 평가 q의 데이터 심벌 b를 표시하고 평가 q의 절대값은 이들 데이터 심벌 b에 대한 신뢰 계수를 표시한다.

두 수신 분기 이상에서, 가산기(6)는 단지 대응하는 입력수를 제공하며, 반면에 개개 입력에서 활용 가능한 수값 모두는 다시 만일 수값 q로 가산된다.

Claims (4)

1. 전송된 데이터 시퀀스를 수신하는 적어도 두 개의 분기를 구비하는 수신기로서, 상기 각 수신 분기의 신호는 자신의 수신질에 따라서 결합되는 상기 수신기에 있어서, 상기 각 수신 분기는 각 검출된 데이터 소자에 대해 신뢰도 정보 신호를 발생시키는 이퀄라이저를 구비하며, 상기 전송된 데이터 시퀀스는 상기 각 수신 분기의 상기 검출된 데이터 소자와 관계되는 상기 신뢰도 정보를 토대로 추정되는 것을 특징으로하는 수신기.
2. 제1항에 있어서, 각 데이터 소자에 대해 검출된 상기 데이터 심볼 및 상기 데이터 심볼에 할당되는 상기 신뢰도 정보를 표시하기 위하여, 상기 제공된 수치값의 부호가 데이터 소자에 대해 검출된 각 데이터 심볼()에 관한 정보를 표시하고 수치값의 양이 상기 데이터 소자에 할당되는 신뢰도 정보를 표시하는데 수치값(q)만이 활용되는 것을 특징으로하는 정확하게 두 개의 데이터 심볼로 이루어진 데이터 심볼군을 갖는 데이터 신호용 수신기.
3. 제2항에 있어서, 상기 수치값q(b_i)는 대략 하기식에 대응하는데,여기서, P(b_i)는 이퀄라이저가 데이터 심볼에 대해 결정되는 확률이고 팩터 C(b_i)는 검출된 데이터 심볼(b_i)에 따른 +1 또는 -1 값중 하나인 것을 특징으로하는 수신기.
4. 제3항에 있어서, 각 수신 분기에 대해 계산되는 상기 수치값(q_a, q_b)은 모두 가산되는 것을 특징으로하는 수신기.