KR0183824B1 - 자기기록장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 자기기록장치 및 방법이 개시되어 있다.
본 발명은 디지탈정보에 대응하여 반전되는 정 및 부극성의 신호를 공급하는 정형구동부, 정 및 부 극성신호에 응답하여 기록전류를 발생하되, 이 기록전류의 극성 절환시 과도펄스전류를 발생하여 자기헤드에 공급하는 푸쉬풀증폭기, 정 및 부극성신호로 제어하여 푸쉬풀증폭기에 전류를 공급하는 전류절환소자를 구비하여 과도펄스전류에 근거하여 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함으로써 별도의 기록등화기 없이도 헤드전류의 상승특성을 개선함과 동시에 소형, 소전력형에 적합하다.
또한 본 발명은 회전트랜스포머를 사용하는 것에 의해 필연적으로 발생하는 기록전류의 순시치 진폭의 변동을 보상함으로써 기록전류 극성절환시의 기록전류상승특성을 매우 안정하게 유지할 수 있다.

Description

자기기록장치 및 방법
제1도는 종래의 A급 기록증폭기의 일예이다.
제2a도-제2d도는 제1도에 도시된 기록증폭기의 각 부의 전압 및 전류파형도이다.
제3도는 제1도에 도시된 기록증폭기의 등가회로도이다.
제4도 및 제5도는 종래의 B급 기록증폭기의 예들이다.
제6a도-제6e도는 제4도에 도시된 기록증폭기의 각 부의 전압 및 전류파형도이다.
제7a도-제7d도는 제4도에 도시된 기록증폭기의 등가회로도들이다.
제8a도-제8f도는 제7d도에 도시된 등가회로의 각 부의 전류파형도이다.
제9도 및 제10도는 종래의 정전류제어 스위칭방식의 기록증폭기의 예들이다.
제11a도 및 제11b도는 제9도에 도시된 기록증폭기의 등가회로도 및 헤드전류의 파형도이다.
제12a도 및 제12b도는 제10도에 도시된 기록증폭기의 등가회로도 및 헤드전류의 파형도이다.
제13도는 본 발명이 적용되는 디지탈 자기기록장치의 개략적인 블럭도이다.
제14도는 제13도에 도시된 기록증폭기의 일 실시예에 따른 상세블럭도이다.
제15도는 제14도에 도시된 기록증폭기의 원리구성도이다.
제16a도 내지 제16g도는 제14도에 도시된 기록증폭기의 각 부의 전압 및 전류 파형도이다.
제17도는 제15도에 도시된 기록증폭기의 상세회로도이다.
제18a도-제18c도는 제17도에 도시된 기록증폭기에 공급되는 입력전압신호와 헤드전류의 파형도이다.
제19a도는 플라이백형 기록증폭기에서 전류극성반전 스위칭직전의 회로상태도이고, 제19b도는 t=0일 때 각부의 전압 및 전류의 초기치를 표시한 도면이다.
제20a도 및 제20b도는 헤드부의 부하임피던스와 등가회로를 설명하기 위한 도면이다.
제21a도는 플라이백형 기록증폭기에서 전류극성반전 스위칭 전반의 과도현상을 설명하기 위한 회로 각부의 전압 및 전류의 변화를 도시한 회로상태이고, 제21b도는 이때의 전압 및 전류파형도이다.
제22a도는 플라이백형 기록증폭기에서 전류극성반전 스위칭 후반의 과도현상을 설명하기 위한 회로 각부 전압 및 전류의 변화를 도시한 회로상태도이고, 제22b도는 이때의 전압 및 전류파형도이다.
제23a도는 제22a도에 도시된 회로에 한 쌍의 댐퍼 다이오드를 부가한 경우의 회로 각부의 전압 및 전류의 변화를 도시한 회로상태도이고, 제23b도는 이때의 전압 및 전류파형도이다.
제24a-제24c도는 회전 실린더내에 탑재한 기록증폭기의 입력 및 출력신호 파형도이다.
제25도는 기록계의 등가회로도이다.
제26a도-제26e도는 제25도에 도시된 회로의 각 부 전류의 변화도이다.
제27도는 기록계의 부하임피던스에 축적된 에너지합계량의 시간변화도이다.
제28a도-제28c도는 입력 비트 길이에 대응하는 플라이백 펄스의 진폭치의 변화를 도시한 도면이다.
제29도는 제13도에 도시된 기록증폭기의 다른 실시예에 따른 블록도이다.
제30도는 제29도에 도시된 기록증폭기의 상세회로도이다.
제31a-제31e도는 제29도에 도시된 보상신호 형성부의 입출력신호의 파형도이다.
제32도는 기록전류 스위칭특성 안정화를 위해 부가하는 보상전류계산치를 도시한 도면이다.
본 발명은 자기기록장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 영상정보, 음성정보등을 자기기록매체상에 자기헤드로 기록하는 장치에 있어서 고속도, 고밀도기록에 적합한 소전력의 기록증폭기를 구비한 자기기록장치와 자기기록방법에 관한 것이다.
자기기록시, 자기헤드에 흐르는 헤드전류로 자속을 발생시켜 자기기록매체를 자화시키는 것에 의해 정보를 기록한다. 유도성 임피던스를 갖는 자기헤드에 원하는 신호파형의 전류를 공급하기 위하여 정전류원의 기록증폭기를 사용하는 것이 일반적이다. 이때, 원하는 전류신호파형을 얻으려면 우선 대응하는 전압신호파형을 신호처리장치에서 발생시키고, 발생된 전압신호파형과 대응하는 전류신호파형을 얻는다.
제1도는 종래의 A급 기록증폭기인 단일 출력(Single-Ended)형 기록증폭기의 회로도이다.
제1도에 도시된 바와 같이, 증폭용 트랜지스터(Qa)의 에미터에 전류 귀환용 저항(Rk)을 삽입하고, 그 베이스에는 제2a도에 도시된 바와같은 입력전압신호(Ei)를 인가해서 바이어스전류(Ibo)에, 입력전압신호(Ei)에 대응하는 베이스전류(Ibr)를 더해서베이스에 주입한다. 이 베이스전류(Ibr)에 의해 트랜지스터(Qa)가 동작하여, 소정의 회전트랜스포머(이하 R/T라고 함)의 1차측에는 Ibo에 대응하는 직류성분(Iao)외에 제2b도에 도시된 콜렉터 교류전류성분(Ia), 즉, 기록전류(Ir)가 공급되어 상기 R/T를 통하여 2차측에는 제2d도에 도시된 바와 같은 헤드전류(Ih)가 흐른다.
한편, 자기 헤드와 같은 인덕턴스부하에 2치부호화정보를 갖는 2치부호화 기록전류(Ia)를 흘릴 때 전류가 절환하는 순간에 헤드양단, 이 경우, 트랜지스터(Qa)의 콜렉터 전압(Va)에는 과도전압펄스(Vtr)가 발생한다. 따라서, 제2c도에 도시된 바와 같이, 파형을 왜곡없이 하기 위해서는 트랜지스터(Qa)의 동작점을 특성곡선의 선형부분에서 설정하여 A급 증폭기로서 동작시켜야 한다.
제1도에 도시된 A급 기록증폭기는 아래 (1)식을 성립시킨다.
(여기서, Ia는 직류성분(Iao)을 제거한 교류분임)
제1도에 도시된 기록증폭기의 등가회로는 제3도에 도시된 바와 같이, 유도성 임피던스를 나타내는 헤드임피던스(Zh)는 인덕턴스(Lh)와 손실저항(Rh) 및 등가용량(Ch)을 병렬로 접속한 등가회로로 근사화할 수 있고, 전송대역 상한주파수를 fm이라 하면 아래 (2)식이 성립한다. 여기서, R/T의 1차측 권선수와 2차측 권선수이 비를 N으로 하면,
제1도의 트랜지스터(Qa)의 부하는 유도성 임피던스로 되기 때문에 소정의 헤드전류(Ih)를 흘리기 위해서는 기록증폭기, 결국에는 트랜지스터(Qa)의 출력임피던스(Rs)를 헤드임피던스(Zh)보다 충분히 크게 해야 할 필요가 있다.
이때, A를 증폭도라고 하면, 트랜지스터(Qa)로부터 출력되는 기록전류(Ir)는,
이다, 여기서, 헤드임피던스(Zh)는
이다.
따라서, 입력전압신호(Ei)에 비례한 헤드전류(Ih)를 공급하기 위한 제1도에 도시된 선형 증폭기에서는 기록등화보상이 가능하다.
기록등화보상이 가능한 경우에, 실용대역상한주파수를 fm으로 하면,가 성립해야 할 필요가 있고, 이 경우,가 전제로 된다.
제4도는 펄스트랜스포머(이하 P/T라고 함)를 갖는 푸쉬풀형 B형 기록증폭기이고, 제5도는 P/T를 생략한 푸쉬풀형 B급 기록증폭이다.
제4도에 도시된 바와 같이, P/T를 사용하는 푸쉬풀형 B급 기록증폭기에서는 고출력 임피던스특성을 나타내는 트랜지스터들(Qa, Qa')의 공통에미터에 전류궤환용 에미터저항(Rk)을 가지고 있는 정전류제어용 트랜지스터(Qk)의 콜렉터를 접속한다. 푸쉬풀형으로 구성하는 것에 의해 P/T의 1차측에서는 직류성분이 상쇄가능하고, 실제로는 무시하는 것이 가능하다.
기록전류에 대응하는 제6a도 및 제6b도의 입력전압신호(Ei, Ei')에 의해 발생되는 소정의 각 베이스전류(Ibr, Ibr')를 트랜지스터들(Qa, Qa')의 각 베이스에 주입하여 트랜지스터들(Qa, Qa')을 교대로 온/오프시킨다.
베이스전류(Ibr)에 이해 트랜지스터(Qa)가 도통되면 제6c도에 도시된 바와 같은 소정의 기록전류(Ia)가, 또한, 베이스전류(Ibr')에 의해 트랜지스터(Qa')가 도통되면 제6d도에 도시된 바와 같은 소정의 콜렉터전류(Ia')가 P/T의 2차측으로 전달되어 기록전류(Ir)로 되고, 이것이 R/T를 통해 헤드에 공급하는 것이 가능하게 되어, 헤드에는 제6e도에 도시된 바와 같은 헤드전류(Ih)가 흐른다. 여기서, 기록/재생 절환스위치(REC/PB SW, REC/PB SW')는 기록/재생 겸용헤드를 사용하는 경우의 절환용 스위치이다.
한편, 제5도에 도시된 구성을 제4도에 도시된 기록증폭기의 구성과 비교하면, 푸쉬풀형 증폭기(Qa, Qa')의 콜렉터부하로 각각 저항(RL, RL')을 접속하여 P/T를 생략하는 구성으로 되어 있는 점이 상이하다.
여기서는 제4도를 중심으로 푸쉬풀 B급 기록증폭기에서 행해지는 기록등화처리에 대해서 보다 더 상세히 설명하기로 한다.
제4도에 도시된 기록증폭기의 등가회로는 제7a도에 도시된 바와 같다. 제7a도에 있어서, 헤드임피던스(Zh)를 소신호에서 측정하면, 제7a도의 점선내에 도시된 등가손실저항(Rh), 인덕턴스(Lh), 기생용량(Ch)의 병렬접속으로 근사화가 가능하다. 기록전류와 같은 대전류를 흘리는 경우에도 거의 동일한 등가회로로 나타내어진다.
입력 2치 부호화신호(Ei)와, 이것과는 극성이 반전되어 있는 신호(Ei')에 의해 전원출력저항(Rs)를 통해 공급되는 전류는 스위치(SW) 및 스위치(SW')에 의해 스위칭되어 P/T 및 R/T를 통하여 자기헤드에 공급된다.
여기서, P/T의 결합계수는 1.00에 가깝고, R/T의 결합계수는 0.94-0.98정도이다. 따라서, P/T의 누설인덕턴스는 무시가 가능하고, R/T의 누설 인덕턴스를 Lk로 하고, P/T와 R/T의 각각 1차측 인덕턴스를 LPT및 LRT라고 하고, 실제의 회로에 존재하는 표유용량을 CS라 하고, R/T의 고정자(1차)측과 회전자(2차)측의 권선수비를 N으로 하면, 제7A도에 도시된 등가회로는 제7B도의 등가회로로 집약가능하다.
여기서,와 같은 실용조건을 토대로 하여 1차 근사회를 구하면, 제7b도에 도시된 등가회로는 제7c도에 도시된 바와 같이 간소화가 가능하다.
여기서, 기록자계를 발생시키기 위한 헤드인덕턴스(Lh)에 흐르는 헤드여자전류(IL)는, 제7c도에 도시된 등가회로를,,로 제7d도에 도시된 등가회로에 의해 개략적으로 계산하여 얻을 수 있다. 기록전류(iR)는 상술한 바와 같이 Ei/Rs로 근사화 가능하다.
우선, R/T의 1차측의 전(全) 표유용량(C)에 흐르는 전류(iC)를 최초로 설정하고, 다음에 자기헤드 손실저항(R)에 흐르는 전류(iRS), 자기헤드 인덕턴스(L)에 흐르는 전류(iL)를 산출한다.
iC파형은 제8a도에 도시된 바와 같이, 주기τ는 정현파 1싸이클로서 설정하면 이것에 의해 용량(C)에 걸리는 전압(Vp)을 산출하여 얻는다. 이때 iC는 식(6)과 같이 된다.
여기서, iCO는 iC의 최대치이고, iC의 1주기(τ)는 식(7)로 나타낼 수 있다.
제8b도는 저항(R)에 흐르는 전류 iRS이고, 이 iRS은 식(8)로 부터 구하는 것이 가능하다.
제8b도에 도시된 전류 iRS의 최대치(iRO)와 제8A도에 도시된 전류 iC의 최대치(iCO)의 비는 식(9)로 나타낼 수 있다.
코일(L)에 흐르는 전류 iL의 파형은 제8c도에 도시된 바와 같고, 이 iL은 아래 식(10)에서 구해진다.
이므로
이다, 따라서, 코일(L)에 원하는 헤드자화전류를 흘리기 위해서는 기록전류(iR)는 전류(iL) 뿐만 아니라 전류(iC)와 전류(iRS)를 동시에 공급할 필요가 있다. 그러므로 기록전류(iR)는 식(11)로 나타내는 것이 가능하다.
제8c도에 도시된 전류 iL의 최대치(iLO)와 전류 iC의 최대치(iCO)와의 비는 식(12)로 나타낼 수 있다.
한편, 제4도에 도시된 기록증폭기는 콜렉터 배선용량(CSO, CSO'), 또는 기록재생절환용 스위치(SW, SW')에 기생하는 표유용량이 존재하는 데, 여기서, 스위치(SW, SW')가 반도체소자라면 10pF정도의 표유용량이 부가된다. 또한, 드럼 어셈블리의 기생용량은 R/T 및 플래트 케이블(flat cable)의 기생용량을 합해서 10pF이상으로 되지만 보통은 합계 20pF에 가까운 표유용량(Cs)이 있는 것으로 하고, 전류 iL과 전류 iC와의 합(iL+iC)은 제8d도에 도시된 바와 같다.
따라서, 표유용량이 커지게 되면 당연히 위 식(7)로부터 알 수 있듯이 헤드자화전류(iL)의 자체의 상승(평균상승시간, τ)특성이 나빠진다. 이때의 헤드자화전류(iL)의 파형은 제8c도에 점선으로 도시되어 있다.
제8c도에 실선으로 도시된 바와 같은 상승특성을 갖는 iL을 흘리기 위해서는 표유용량(CS)의 충방전전류(ic)도 동시에 공급할 필요가 있고, 제8d도에 도시된 바와 같은 상승특성을 더욱 더 급격하게 한 전류를 얻기 위해서는 기록증폭기의 입력전압신호(Ei)의 상승특성을 좋게 하는 것이 필요하다.
또한, iL의 상승특성을 확보하기 위해서 iL보다 급격한 상승특성을 갖는 합전류(iL+iRS)를 헤드자화전류로서 공급해야 할 필요가 있고, 제8d도에 도시된 전류(iC)에 의한 보상에 비하면 그 양은 적다. 합전류의 파형도는 제8e도에 도시되어 있다.
따라서, 기록시 인덕터(L)에 흐르는 헤드자화전류(iL)의 상승시간을 개선하기 위해서는 입력펄스의 어퍼쳐(aperture)보정이 필요한 데, 제8d도에 도시된 파형과 같은 입력신호를별도의 기록등화기에서 발생시켜 기록증폭기에 공급하면 기록등화가 가능하므로 디지탈신호 재생시에 비트에러레이트(bit error rate)를 개선하여 얻을 수 있다. 따라서, 재생시 비트에러레이트를 개선할 수 있기 때문에 고속도, 고밀도 기록을 위해서는 헤드전류의 상승시간을 단축하는 기록등화 처리가 필요하다.
이 기록등화를 행하지 않는 경우, 제8f도에 도시된 바와 같이 헤드자화전류(iL)의 상승부분중 일부가 표유용량(CS)의 충방전에 의해 소비되어 자화에는 무효하게 되므로 상승시간이 길어져 자기테이프를 자화하는 전류(iL)의 상승특성을 저하시키고, 이것은 고밀도, 고속도기록성능을 열화시킨다.
제9도 및 제10도는 정전류원구동을 이용한 스위칭방식의 기록증폭기의 예들로서, 제9도는 단일출력형 기록증폭기이고, 제19도는 푸쉬풀형 기록증폭기이다.
제9도에 도시된 단일출력형 기록증폭기의 트랜지스터(QK)는 에미터에 전류궤환용 저항(RK)를 삽입하여 기록전류(Ir)가 정전류로 흐를 수 있도록 제어하고, 트랜지스터(Qs)는 기록전류(Ir)를 2치정보펄스 입력신호(Ei)에 따라 공급 또는 차단하기 위한 스위치로서 동작한다.
이때, 스위치로서 동작하는 트랜지스터(QS)의 온저항을 RON이라 하고, 오프저항을 ROFF라 하고, 정전류원 출력임피던스를 RS라 하면 그 등가회로는 제11a도에 도시된 바와 같고, 실용회로에서는 다음의 조건이 성립한다.
한편, 기록전류(Ir)의 파형은 제11b도에 도시된 바와 같다.
제11b도에 도시된 바와 같이, Ir의 상승시정수(τr)의 함수이고, 다음식(14)와 식(15)와 같이 표현할 수 있다.
여기서,이다.
상승시작(t〈τr)에서는
동일하게 Ir의 하강전류(IRf)는 하강시정수(τf)의 함수이고, 다음식(16)과 식(17)로 표현할 수 있다.
하강시작(t〈τf)에서는
이때, 제9도에 도시된 트랜지스터(Qs)의 콜렉터측 용량(CSO)를 고려한 표유용량(CS)과 헤드인덕턴스(N2Lh)에 의해 링잉(Ringing)이 발생한다. 이 링잉의 주기(τrg)는 다음 식(18)로 주어진다.
식(14)에서도 알 수 있듯이 저항(N2Rh)이 기록전류(Ih)의 상승특성열화에 미치는 영향은 적다.
따라서, 제11b도에 도시된 전류파형에서 알 수 있듯이 상승시간과 하강시간과는 상당한 차이가 있어, 기록전류에 우수고주파성분이 발생하고, 재생신호의 아이패턴(eye pattern)에는 왜곡이 발생하여 에러발생의 원인이 된다.
이 우수고주파수의 발생을 방지하기 위해서는 제10도에 도시된 푸쉬풀형 기록증폭기를 사용해야 된다. 제10도에 도시된 푸쉬풀형 기록증폭기의 동가회로 제12a도에 도시된 바와 같고, 헤드에 흐르는 기록전류(Ir)의 파형은 제12b도에 도시된 바와 같다.
제12b도에 도시된 바와 같이, 기록전류(Ir)의 상승 및 하강시정수(τr, τf)는 동일하게 되고, 다음 식(19)로 표현할 수 있다.
또한, 제10도에 도시된 P/T 및 R/T단자사이에 기생하는 기생용량(CS'), 트랜지스터(QS, QS')의 콜렉터측 용량(CSO, CSO')등을 고려한 전(全) 표유용량(CS)로 대응했을 때, 그 링잉은 제12b도에 도시된 바와 같이 상하에 대칭으로 발생한다.
헤드전류(Ir)와 기록전류(Ir)의 상승을 빠르게 할려면 위 식(19)에 도시된 시정수(τr,τf)의 헤드인덕턴스(Lh)를 작게 하든가 또는 정전류원 출력저항(RS)을 크게 해야 된다는 것을 알 수 있다. 그 중, 헤드인덕턴스(Lh)는 신호재생특성과도 관련이 있고, 고효율재생의 관점에서 최적치가 주어지는 것이 일반적이다.
정전류원 출력저항(RS)을 크게 하면 표유용량(CS)에 의해 링잉발생전압이 크게 되고, 또한 링잉 감쇄도 작아지게 된다. 즉, RS를 크게 하면 링잉(shoot)의 진폭이 커지고, 그 횟수도 많아진다는 것이다. 이때문에, RS는 수백 Ω이 한계이고, RS를 200Ω, R/T의 1차측 인덕턴스 N2Lh를 10μH로 하면, τr=τf=50ns가 되고, 이 50ns의 상승특성은 고속기록용으로서는 충분하지 않다.
이상과 같이, 제1도 내지 제12b도를 결부시켜 기술된 종래의 기록증폭기는 다음과 같은 문제점을 갖고 있다.
제1도에 도시된 A급 기록증폭기는 정전류기능을 갖고 있는 트랜지스터(Qa)에 의해 트랜지스터(Qa)에 입력되는 그 입력전압신호(Ei)에 별도의 기록등화기를 두어 기록등화처리를 행함으로써, 기록계에 기생하는 표유용량(CS)에 한 기록특성열화를 보상하는 것이 가능하지만, 선형증폭기를 동작시키기 위해서는 전력손실도 커지게 되고 전력트랜지스터가 필요하게 되어 전원전압도 높아지고, 전력소비도 커지게 된다. 따라서, 기록증폭기구성을 컴팩트(compact)하기에는 곤란한 문제점이 있었다.
제4도 및 제5도에 도시된 B급 기록증폭기도 제1도에 도시된 A급 기록증폭기와 같이 전력손실이 크고, 전력트랜지스터가 필요하고, 소전력용에는 불가능하다.
따라서, 기록 등화처리가 가능한 A급과 B급기록증폭기는 선형증폭기능이 필요하게 되어 전력손실이 커지게 되기 때문에 소형 또는 저소비전력용에는 적당하지 않다.
제9도 및 제10도에 도시된 정전류원 스위칭방식에 의한 기록증폭기에서는 헤드전류의 상승특성개선을 위하여 정전류원용 트랜지스터를 전력트랜지스터로 사용할 필요가 있지만, 스위칭 트랜지스터(QS, QS')는 전력트랜지스터를 사용할 필요가 없기 때문에 소형, 소전력용에 적용될 수 있다.
그러나, 스위칭역할을 하는 스위칭 트랜지스터(QS, QS')에 기록등화된 입력전압신호를 입력해도 단순히 회로를 ON/OFF하는 것 밖에 되지 않기 때문에, 기록등화에 의한 개선은 불가능하다는 문제점이 있었다.
또한, 기록전류의 상승시간을 짧게 할 때는 정전류원용 트랜지스터(QK)의 출력특성을 광대역 및 고임피던스로 요구하는 문제점이 있었다.
따라서, 상기의 문제점들을 극복하기 위하여, 본 발명의 목적은 별도의 기록등화기없이 기록전류의 상승특성개선능력을 갖는 고속, 고밀도 기록용 기록증폭기를 구비한 자기기록장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 전력손실은 작고, 소형, 소전력형인 고속, 고밀도 기록용 기록증폭기를 구비한 자기기록장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 기록전류 반전시 과도펄스전류를 발생하여 자기헤드에 공급하되, 순시치진폭의 변동에 대응하여 일정한 순시치를 갖는 기록전류를 공급하는 기록증폭기를 구비한 자기기록장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 기록전류극성 절환시 발생하는 과도펄스전류에 의해 디지탈신호를 기록하는 고속 및 고밀도에 적합한 자기기록방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 기록전류 반전시 과도펄스전류를 발생하여 자기헤드에 공급하되, 기록전류의 순시치진폭의 변동에 대응하여 일정한 순시치를 갖는 기록전류에 의해 디지탈신호를 기록하는 자기기록방법을 제공하는 데 있다.
상기의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 일 실시예에 따른 자기기록장치는 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서; 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정 및 부 극성신호에 대응하여 기록전류를 발생시키되, 이 기록전류의 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 자기헤드에 공급하는 푸쉬풀수단; 및 상기 정 및 부극성신호에 응답하여 상기 푸쉬풀수단에 흐르는 전류를 절환하는 전류절환수단을 구비하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 상기 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하고 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 자기기록장치는 상기 일실시예에 따른 장치의 구성외에 상기 푸쉬풀수단의 기록전류 순시치진폭의 변동에 대응한 보상신호를 형성하는 보상신호 형성수단; 및 상기 보상신호에 응답하여 상기 푸쉬풀수단에서 발생하는 기록전류 순시치진폭이 일정하도록 제어하는 정전류제어수단을 더 포함함을 특징으로 하고 있다.
또한, 본 발명의 자기기록방법은 자기헤드에 공급되는 디지탈정보에 상응하는 기록전류에 의해 자기기록매체의 자성체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 자기기록방법에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 발생하는 단계: 및 상기 정 및 부 극성신호에 대응하여 기록전류를 발생시키되, 이 기록전류의 극성절환시에 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 단계를 포함하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 상기 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하고 있다.
또한, 본 발명의 자기기록방법은 상기 단계들외에 상기 기록전류의 순시치 진폭의 변동에 대응한 보상신호를 발생하는 단계: 및 상기 보상신호에 응답하여 상기 기록전류의 순시치가 일정하도록 제어하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하고 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 의한 자기기록장치의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다.
제13도는 본 발명이 적용되는 디지탈 자기기록장치의 개략적인 블럭도이다.
제13도에 의하면, 신호원(1)으로부터는 영상 및/또는 음성신호가 디지탈형태로 출력된다. 소오스부호화기(2)에는 소오스데이타의 용장도(redundancy)를 제거하기 위하여 소오스 데이타를 압축한다. 채널부호화기(3)에서는 소오스부호화와는 달리 데이타의 용장도를 부가하여 채널상에서 발생하는 에러발생에 대하여 시스템의 강인도(robustness)를 증가하기 위하여 압축된 데이타를 채널부호화한다. 이 채널부호화를 일명 변조(modulation)라고한다. 기록증폭기(4)에서는 이 채널부호화된 데이타에 상응하는 전류신호로 변환하되. 상승특성이 개선된 과도펄스전류를 헤드(H'D)에 공급해서 기록매체(5)를 자화시켜 디지탈정보를 기록한다.
제14도는 제13도에 도시된 기록증폭기의 일 실시예에 따른 블럭도로서, 본 발명에서 제안하고 있는 플라이백 스위칭방식의 기록증폭기의 블럭도이다.
제14도에 있어서, 입력펄스에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부(10)와, 정형구동부(10)에서 공급되는 정, 부극성신호에 응답하여 푸쉬풀증폭기(14)에 흐르는 전류공급을 절환하는 전류절환소자(12)와, 정형구동부(10)로부터 공급되는 정 또는 부극성신호를 입력하여, 기록 전류의 극성을 절환하는 순간의 상승특성이 개선된 반전전류를, 즉 과도펄스전류를 헤드부(18)에 공급함으로써 기록효율을 높이는 푸쉬풀증폭기(14)와, 푸쉬풀증폭기(14)에 항상 일정한 전류가 흐르도록 제어하는 정전류제어소자(16)로 되어 있다.
제15도는 제14도에 도시된 기록증폭기의 원리구성도로서, 플라이백과 동일한 원리를 이용하여 기록전류의 극성 반전을 행하고, 동시에 C-MOS회로에서 문제가 되는 래치-업(latch-up)과 비슷한 현상을 이용하여 기록전류의 스위칭속도를 향상시키는 방식으로 회로를 구성한 것이다.
여기서, 래치-업과 비슷한 현상을 이용한다는 것은 전원전압 V+, V-의 절대치를, 기록증폭기의 기능유지와 전류상승특성을 개선하기 위한 최소필요한 값으로 설정한 경우를 말하며, 본 발명에서는 이 전원전압을 적절히 부여하여 기록전류가 반전할 때 과도펄스전류를 발생시키고, 이 과도펄스전류의 상승특성을 개선하여 기록등화능력을 갖게 함으로써 고밀도로 기록할 수 있다.
제15도에 의하면, 전류절환용 스위치(SW)에 접속된 증폭용 트랜지스터(Qa)로 되어 있는 1쌍의 요소를 다른 1쌍의 요소와 병렬로 접속하여 브릿지형태로 구성하고, 이 브릿지구성상에서 대각선방향의 스위치와 트랜지스터가 동작되도록 구성된다.
1쌍의 스위치(SW, SW')의 고정단끼리는 직류전원 V(+)에 공통접속되어 있다.
1쌍의 트랜지스터(Qa, Qa')의 각 콜렉터는 헤드(H'D)와 연결된 R/T의 1차측 양단에 접속되고, 각 에미터는 공통접속되어 있다.
정극성과 부극성의 전압신호(Ei, Ei')를 발생하는 정형구동부(10)는, 한 입력단이 접지되고, 다른 입력단으로는 구동펄스(Eio)가 입력되고, 출력단이 트랜지스터(Qa)의 베이스에 접속되는 배타논리합게이트(G)와. 한 입력단이 직류전원(V+)에 접속되고, 다른 입력단으로는 구동펄스(Eio)가 입력되고, 출력단이 트랜지스터(Qa')의 베이스에 접속되는 배타논리합게이트(G')의 출력단에 접속되어 스위치(SW)를 제어하는 스위치 구동부(11)와, 배타논리합게이트(G')의 출력단에 접속되어 스위치(SW')를 제어하는 스위치 구동부(11')로 되어 있다.
그리고, 정전류원(Io)은 1쌍의 트랜지스터(Qa, Qa')의 공통에미터에 접속되어 있다.
여기서, 게이트(G, G')와 스위치구동부(11, 11')는 정형구동부(10)에 해당하고, 1쌍의 스위치(SW, SW')는 전류절환소자(12)에 해당하고, 1쌍의 트랜지스터(Qa, Qa')는 푸쉬풀증폭기(14)에 해당하고, 정전류원(I0)은 정전류제어소자(16)에 해당하고, 헤드(H'D)와 R/T는 헤드부(18)에 해당한다.
기록증폭기의 동작원리를 제15도로 결부시켜 설명한다.
제15도에 있어서, 구동펄스(Eio)가 점선을 둘러싸는 정형구동부(10)에 입력되면 정형구동부(10)의 배타논리합게이트(G)와 배타논리합게이트(G')를 통해 정극성 전압신호(Ei)와 부극성 전압신호(Ei')를 출력한다. 정극성 전압신호(Ei)는 트랜지스터(Qa)의 베이스에 인가되고, Qa에는 콜렉터전류(Ia)가 흐른다. 또한, 부극성 전압신호(Ei')는 트랜지스터(Qa')의 베이스에 인가되며, Qa'에는 콜렉터전류(Ia')가 흐른다.
한편, 정형구동부(10)의 게이트(G, G')로부터 출력되는 정극성 전압신호(Ei)와 부극성 전압신호(Ei')는 트랜지스터(Qa, Qa')의 각 베이스에 인가되는 동시에 전압신호(Ei, Ei')에 의해 전류절환용 스위치(SW, SW')가 구동되며, 그것에 흐르는 전류(Is, Is')를 제어한다. Qa및 Qa'의 에미터끼리는 접속되며,그 공통에미터 전류(Ik)는 Ia과 Ia'의 합과 같다.
그 공통에미터는 정전류원(Io)를 통하여 직류전원 V(-)에 접속된다. 그 결과 R/T의 일차측에 흐르는 기록전류(Ir)의 피크대 피크값은 2×io가 된다.
여기서, 전류절환용 스위치(SW, SW') 및 트랜지스터(Qa, Qa')가 이상적으로 스위칭동작을 한다고 가정하고, 전류절환이 일어나는 과도기간을 무시하여 도시하면, 각 부의 전압 및 전류파형은 제16a도 내지 제16g도에 도시된 바와 같다.
구동펄스(Eio)의 파형은 제16a도에 도시된 바와같고, 정극성 전압신호(Ei)의 파형은 제16b도에 도시된 바와 같고, 전압신호(Ei)와 역극성의 전압신호(EI')는 제16c도에 도시된 바와 같고, 전류절환용스위치(SW)에 흐르는 전류(Is)와 트랜지스터(Qa')에 흐르는 전류(Ia')의 파형은 제16d도에 도시된 바와 같고, 전류절환용 스위치(SW')에 흐르는 전류(Ia')와 트랜지스터(Qa)에 흐르는 전류(Ia)의 파형은 제16e도에 도시된 바와 같고, 트랜지스터(Qa, Qa')의 공통에미터전류(Ik)는 제16f도에 도시된 바와 같고, R/T에 흐르는 기록전류(Ir)의 파형은 제16g도에 도시된 바와 같다.
제15도에 도시된 전류절환용 스위치(SW, SW')를 트랜지스터(Qs, Qs')로 이용하는 경우 이 트랜지스터(Qs, Qs)와 증폭용 트랜지스터(Qa, Qa')를 동시에 범용 고속 로직으로 구동하는 회로구성은 제17도에 도시되어 있다.
제17도에 있어서, 제15도의 증폭용 트랜지스터(Qa)는 npn트랜지스터로 구성되고, 전류절환용 스위치(SW)는 트랜지스터(Qa)와는 상보관계의 pnp트랜지스터(Qs)로 구성되고, 이 트랜지스터(Qs)와 트랜지스터(Qa)는 전압신호(Ei)에 의해 동시에 제어된다. 이것과 대응하여 형성된 전류절환용 트랜지스터(Qs')와 증폭용 트랜지스터(Qa')도 전압신호(Ei)와는 역극성의 전압신호(Ei')에 의해 동시에 제어된다.
여기서, 트랜지스터(Qs)와 트랜지스터(Qa)로 된 1쌍의 요소와 트랜지스터(Qs')와 트랜지스터(Qa')로 된 1쌍의 요소는 상보트랜지스터형태를 갖는다.
일단이 직류전원 V(+)에 접속된 저항(r1)과는 직렬로 접속된 저항(r2)과, 저항(r2)과는 병렬로 접속된 피킹콘덴서(C1)의 각 일단은 트랜지스터(Qs)의 베이스에 공통접속되고, 그 타단은 배타논리합게이트(G)의 출력단에 공통접속된다.
일단이 접지에 접속된 저항(r4)과는 직렬로 접속된 저항(r3)과, 저항(r3)과는 병렬로 접속된 피킹콘덴서(C2)의 각 일단은 트랜지스터(Qa)의 베이스에 접속되고, 그 타단은 배타논리합게이트(G)의 출력단에 접속되어 있다.
트랜지스터(Qs', Qa')의 베이스에 연결된 저항들(r1'-r3')과 피킹콘덴서들(C1', C2')은 저항들(r1-r3)과 피킹콘덴서(C1, C2)와는 대칭적으로 구성된다.
한편, 정전류제어소자는 전류귀환형 npn트랜지스터(QK)로 구성되고, 트랜지스터(QK)의 콜렉터는 1쌍의 트랜지스터(Qa, Qa')의 에미터에 공통접속되고, 그 에미터는 전류귀환용 저항(RK)을 통해서 직류전원(V-)에 접속되고, 그 베이스는 직류전원(V+)에 접속된다. 베이스전류(IBK)를 제어하는 저항(RB, RB')의 각 일단은 트랜지스터(QK)의 베이스에 공통접속되고, 타단들은 직류전원 V(+)과 직류전원 V(-)에 각각 접속된다.
이렇게 npn트랜지스터로 구성된 정전류제어용 트랜지스터(QK)의 베이스에 일정치의 베이스전류(IBK)를 주입하고, 또한, 정전류제어효과를 높히기 위하여 전류귀환저항(RK)을 정전류제어소자(QK)의 에미터에 접속해서 저항 귀환을 건다. 이 저항(RK)값을 변화하는 것에 따라 트랜지스터(QK)의 콜렉터전류(IK)를 제어를 할 수 있다. 따라서, 증폭용 트랜지스터들(Qa, Qa')의 에미터와 정전류제어용 트랜지스터(QK)의 콜렉터가 접속되어 있기 때문에 트랜지스터들(Qa, Qa')의 콜렉터전류의 포화를 일정치로 제어할 수 있다.
실제적으로, 자기 헤드에 기록전류를 공급하는 회로에서 문제가 되는 것은 제18a도-제18c도에 도시된 바와 같이, 전류극성을 반전시키는 순간의 과도기간길이인데, 이것이 짧을수록 고속도 기록 및 고밀도 기록특성이 향상된다.
디지탈신호정보에 따라 정형구동부에서 공급되는 신호(Ei)의 파형은 제18a도에 도시된 바와 같고, 전압신호(Ei)와 역극성신호(EI')는 제18b도에 도시된 바와같고, 이 신호들(Ei, Ei')에 상응하는 기록전류(Ir)의 파형은 제18c도에 도시된 바와 같다.
제19a도는 플라이백형 전류극성반전 스위칭직전의 회로 각부의 전압 및 전류의 초기치를 표시한 회로상태도이고, 제19b도는 초기상태(t=0) 일 때 각부에서의 전압 전류의 초기조건을 도시하고 있다.
트랜지스터(QS, QS')를 스위칭형태로 도시하고, 정전류제어용 트랜지스터(QK)를 전류원으로 간략히 도시한다.
제19a도에서 도시하고 있는 초기조건(t0)에서는, QS=ON, QS'=OFF, Qa=OFF, Qa'=ON 상태로 되어 전류 I0는 점선으로 도시한 바와 같이순으로 각각의 소자전류의 정의에 따라 흐르고 있다.
여기서, Lt는 제20b도에 도시한 바와 같이 R/T의 1차측에서 헤드측을 들여다 보았을 경우의 인덕턴스이며, 정확히는 저항성분 N2Rh/2을 포함하고 있기 때문에 복소 인덕턴스이다.
제20a도는 1개의 P/T와, 1개의 R/T에 2채널의 전송로를 가지며, 각 채널마다 기록재생 겸용 헤드를 가지는 예를 도시하고 있지만 P/T를 사용하지 않는 등의 다른 구성예가 본 발명에 적용될 수 있다.
과도기간동안 발생하는 과도펄스전류의 상승시간을 개선하기 위해서 P/T와 R/T의 1차측 인덕턴스를 고려할 필요가 있다.
제21a도는 Lt에 흐르는 기록전류(Ir)가 반전할 때까지의 경과(과도기간 0≤t≤t2)를 도시하고 있다.
이때, 각 트랜지스터의 동작상태는 제21a도에 도시된 바와 같이로 된다.
여기서. Qs가 오프되어도, Lt에 흐르고 있는 기록 전류(Ir=I0)는 곧바로 끊어지지 않고, 인덕턴스 특성에 의해 전류를 유지하여 끊었다 이었다 한다. 이경우 Lt에 기생하고 있는 병렬 표유용량(CS)로부터의 방전전류(ICS)에 의해 인덕턴스에 흐르는 전류(Ir)가 공급된다.
이 방전때문에 표유용량(CS)의 양단 전압, 결국은 Qa의 콜렉터전압(Vc)이 급격히 떨어진다. 부가적으로, t0인 안정상태에서는 Vct(Lt의 충전전압)=Vcs(CS의 충전전압)이기 때문에 CS에 충전된 전하는 거의 없다. 따라서 Lt에 충전된 전류가 방전하면서 이 전류가 CS로 전송하는 데 반대방향으로 충전하는 것으로 된다. 또한, 이때, CS의 특성상 충전상태이기 때문에 양단전압 VCS는 급격하게 커지는 데 이는 결국 Lt의 플러스(+)단자에 비해 Qa의 콜렉터전압(Vc)이 낮아지는 것이 된다.
여기서, Lt에 흐르는 전에 도달할 때까지의 시간을, 콜렉터전압(Vc)의 최대전압강하분을 △Vcm으로 하고, Lt에 포함되어 있는 저항성분을 무시하면, 에너지 보존법칙으로부터 아래의 관계가 성립한다.
그런데, 인경우, Vc의 전압강하가 △Vcm에 도달하기 전에 Qa및 QK의 콜렉터와 베이스가 역 바이어스상태로 되어 콜렉터전압 Vco에 도달하여 (t=t1), Qa및 QK의 콜렉터와 에미터간이 단락된다. 이때문에 Lt로의 전류공급경로가 생겨 Cs로부터 방전전류(Ics)를 대치하고, Qa및 QK를 흐르는 역전류(-Ir, -Ik)에 의해 Lt로의 전류공급이 시작된다.
따라서, Cs의 방전전류 Ics가 급격히 감소하고, Vc의 전압저하도 급격히 감소한다.
다음으로 t=t2에 있어서, Vc의 최소전압, 결국은 최대전압강하분 △Vcm에 도달하여 방전전류 ICS=0으로 된다. 여기서, Qa'에 흐르는 전류(Ia')도 Lt에의 전류공급 일부를 차지하고 있는 것으로 생각할 수 있지만, Qa'의 오프시간을 조금 지연시키면 Ia'는 흐르지 않는다. 이상의 과정에 대한 각부의 전류, 전압파형을 제21b도에 도시하고 있다.
제22a도 및 제22b도는 플라이백 기록증폭기에서 전류극성반전스위칭 후반의 과도현상을 설명하기 위한 도면으로서, 기록전류 Ir의 반전경과(t2≤t≤t4)를 도시하고 있다. t=t2에 도달한 순간에는 이미 Ir은 반전(Ir0, Ia0) 되어 있지만, Qa, Qk에서는 베이스에 축적된 과잉캐리어때문에 콜렉터와 에미터간의 단락상태는 트랜지스터 고유의 축적시간동안 유지된다. 따라서, R/T의 1차측 권선(Lt)의 일 단에는 V(+)전원이 Qs'를 통해 인가되고, 타단에는 V(-)전위가 인가되는 상태가 되는 데, 이때, Lt는 저임피던스이기 때문에 Ia는 급속히 상승하고, 동시에 표유용량(Cs)에서 충전전류 Ics도 더해져 기록전류 Ir은 급격히 상승한다.
이 결과, Qa의 콜렉터전압 Vc는 제22b도에 도시된 바와 같이, △Vcm만큼의 오버슈트를 일으키지만 정상치인 V(+)에 수렴하여 간다. 한편, 기록전류 Ir은 t=t3에서 정상치 전류(Io)에 의해 △Irm만큼 오버슈트되지만, 곧바로 I0에 수렴하여 간다. 여기서, △Irm은 Qa의 콜렉터 전류(Ia)에 의해 공급된 량에 해당된다. 이와 같이 하여, 래치-업 모드와 유사한 현상에 의한 기록전류 극성 반전의 과도상태가 종료된다.
여기서, 제23a도에 도시된 바와 같이, 댐퍼 다이오드(D, D')를 트랜지스터(Qa,Qa')의 각 콜렉터와 직류전원 V(+)사이에 삽입하는 것에 의해 각 콜렉터 전압(Vc, Vc')의 오버슈트를 막을 수 있다. 이때, 댐퍼 다이오드(D, D')에는 각 다이오드 전류(Id, Id')가 흐른다. 따라서, t≥t3에서 각부의 전압 및 전류의 변화는 제22b도와 상이한 데 이를 제23b도에 도시하고 있다.
제23b도에서 알 수 있듯이, 기록전류(Ir)의 일부는 다이오드 전류(Id)로 분할되어 흐르기 때문에, 곧바로 Ir은 정상치전류(I0)에 수렴하여 간다.
이상에서 설명한 바와 같이, 기록등화처리가 가능한 증폭기는 선형증폭기 기능을 필요로 하기 때문에 전력허용 손실이 큰 전력 트랜지스터를 사용해야 할 필요가 있어, 소형, 소전력용에는 적합하지 않다. 또한 스위칭 트랜지스터를 이용한 기록증폭기는 전력손실이 적어 소형, 소전력용에는 적용이 가능하지만, 기록전류의 상승특성을 개선하는 등화처리가 곤란하게 되어, 고속, 고밀도 기록에는 부적합하다. 이것에 대해 트랜지스터의 래치-업 현상을 이용한 플라이백 스위칭기록증폭방식은 기등화를 하지 않고도 기록전류의 상승특성을 개선가능하여, 소형, 소전력용에 적합하다.
이러한, 3가지의 방식을 요약하면 (표1)과 같이 분류할 수 있다.
그렇지만, 상기의 플라이백 스위칭방식에는 직류성분을 포함한 2치 부호화정보(이하, 디지탈 신호라고 통칭함)을 자기기록하는 경우에는 공통된 문제점이 있다.
제20a도에 도시된 바와 같이, 회전실린더에 탑재되어 있는 자기헤드에 직류성분을 포함한 디지탈 신호 기록전류(I)을 흘리는 경우, R/T 및 P/T를 통하여 자기헤드전류(I)을 공급하기 때문에, 직류성분이 부족하여 떨어지는 것은 당연한 것이지만, 특히 문제가 되는 것은 헤드전류 순시치의 진폭변동을 발생시키는 것이다. 곧 미소자화를 발생시킨다는 것이다. 여기서, P/T는 언제나 꼭 필요한 것은 아니다.
이 대책으로서, 회전실린더내에 디지탈 신호 정형처리회로와 기록증폭기를 탑재하는 방식이 있다. 제24a도-제24c도에 도시된 바와 같이, P/T 및 R/T를 경유하여 직류성분이 부족하여 떨어지는 것에 의해 파형 왜곡이 발생한 디지탈신호(제24a도)를 디지탈신호 정형회로(도시되지 않음)에서 정형하여 바로 잡아 원래의 직류성분을 복원한 신호(제24b도)를 기록증폭기(도시되지 않음)에 입력하고, 기록증폭기에서 이 신호에 대응하는 자기헤드 구동전류(제24c도)를 공급하는 방법이다. 상기 방식의 문제점으로써는, 회전실린더내에 파형처리를 위한 디지탈신호 정형회로, 특히 기록증폭기를 탑재하는 것은 장치를 복잡하게 하여 가격상승의 요인으로 된다. 그 중에서도 전원용 직류를 회전 실린더내에 공급하는 방법에는 신뢰성을 비롯한 다른 문제점도 많다.
R/T를 경유하는 것에 의해 생기는 기록전류 직류분의 부족으로 떨어지는 왜곡은 헤드의 대자를 방지하는 효과가 있는 반면, 기록전류상승 순시치의 변동을 일으키는 결점이 있다.
이기록전류상승 순시치의 변동에 대해 상세히 설명하면 다음과 같다.
기록전류의 상승부분에 초점을 두고, 기록증폭기, P/T, R/T 및 헤드로 구성된 기록계로 해석하기 위해, 각각의 등가회로는 제25도에 도시된 바와 같다, 여기서는 직류전류의 부족에 의해 떨어지는 영향을 알아보기 위해, 표유용량(C) 및 헤드병렬 표유용량(C)을 생략하고, 또한 R/T의 1차 권선수와 2차 권선수의 비를 1로 하고, 구동하는 자기헤드의 수도 1로 한다. 따라서, 제20b도에 도시한 등가회로의 상수는 아래와 같이 정의하여 바로 잡아 제25도에 도시한 바와 같은 회로 상수를 둔다.
즉, L：P/T의 1차측 인덕턴스, L：R/T의 1차측 인덕턴스, L：R/T의 누설 인덕턴스, L：자기헤드의 병렬 인덕턴스, R：자기헤드의 병렬 손실저항, L：L와 L의 합성 인덕턴스, L：P/T, R/T와 헤드의 병렬 인덕턴스, R：기록증폭기의 출력저항, I：P/T의 여자 전류, I：R/T의 여자 전류, I：헤드의 여자전류, L：합성 여자 전류, I：헤드의 손실 전류, I：정전류제어 출력 스탭 전류, I：기록증폭기 출력전류, I：댐퍼전류 초기치, δ：댐퍼 전류 감쇄 시정수, R：댐퍼 다이오드 온 저항, s：복소주파수(jω), t：시간, ¶：델타함수이다.
이런 정의에 의해
여기서, 실제에서는의 경우가 일반적이고, 또한 계산을 간단화하기 위해, Lk을 Lh에 포함하는 것으로 하여, 아래에 근사조건인 식(24)로 설명한다.
여기서,
로 놓을 수 있다.
그런데, 제22a도 및 제23a도에 도시한 바와 같이, 기록증폭기의 출력전류(Is)는 정전류제어소자로 제어되고 있는 정전류 성분 Ia(=Io)와 댐퍼 다이오드(D)를 통하는 전류성분와의 합으로 된다.
댐퍼 다이오드(D)의 온저항을 Rd로 하면, Id의 감쇄시정수(Rd/Lt)는
이다. 따라서,
로 나타낼 수 있다.
또한, 정전류 제어성분은
이다.
그러므로, 기록증폭기 출력전류 Is는
또는,
따라서, P/T 및 R/T의 합성 여자 전류 Iprt는
와 같이 나타낼 수 있다.
이 라플라스(Laplace)변환을 구하면,
한편, 헤드 여자 전류(Ih1) 및 손실전류(Ih1)에 대해서 보면, 식(31)로 나타낼 수 있다.
여기서,이다.
식(31)의 라플라스변환을 구하면 식(32)와 같다.
반대로 Ihr은
식(33)의 라플라스변환은 식(34)와 같다.
여기서,
따라서,
,
이상의 결과를 더욱 더 간략히 하기 위해 헤드의 손실저항(Rh)에 비해 댐퍼 다이오드(D)의 온저항(Rd)는 충분히 적다고 한다.
따라서.
이 조건으로 계산한 정전류원(Is), P/T와 R/T의 합성여자전류(Iprt), 헤드전류(Ih1) 및 헤드손실전류(Ihr)는 각각 제26a도 내지 제26e도에 도시된 바와 같다.
여기서, 제26a도에 도시된 Is는 식(28)으로 나타낼 수 있고, 제26b도에 도시된 Iprt는 식(39)으로 나타낼 수 있고, 제26c도에 도시된 Ih는 Ihr와 Ihi의 합전류이고, 제26d도에 도시된 Ihr은 식(41)으로 나타낼 수 있고, 제26e도는 Ihi은 식(40)으로 나타낼 수 있다.
그런데 플라이백 스위칭방식의 기록증폭기에서는 전류원 출력(Is)중 과도펄스전류 진폭성분(Ido)은 증폭기의 인덕턴스 부하 Lpt, Lrt및 Lh에 축적된 에너지 Ept, Ert및 Eh에 의해 발생한다. 여기서, P/T 및 R/T의 합성여자전류(Iprt) 및 합성인덕턴스(Lprt)를 이용하여 축적 에너지값(Eprt)을 나타내면, 식(42)와 같다.
한편, 자기헤드 인덕턴스에 축적된 에너지(Eh)는 식(43)로 나타낼 수 있다.
따라서, 기록증폭기의 인덕턴스 부하 Lprt및 Lh에 축적된 합계에너지 Et는
이다.
여기서, 지 Et는 식(38)에 나타낸 실용조건에서, 식(39)-식(41)을 대입하여 얻어지지만 수식으로는 간결하게 나타낼 수 없기 때문에 이 계산 결과의 개요를 제27도에 도시하고 있다. 제27도에 도시된 바와 같이 축적 에너지(Et)는 오버슈트를 일으키지만 시간경과와 동시에 감쇄하여 일정치에 수렴하여 간다.
한편, 이산값을 갖는 입력 비트깅리에 대응하는 전류 스위칭시간은 (t/τ)는 1, 2, 3 또는 4로 변화한다. 그 전류절환시점에서의 축적전자에너지(Et)는 병렬표유용량(Cs)으로 전이하여 축적전하 에너지로 되어 제28a도-제28c도에 도시된 바와 같이, 플라이백펄스가 발생하는 데, 이 펄스의 진폭은 축적에너지의 평방근에 비례한다.
즉, 제28a도는 스위칭시간(t/τ)가 ℓ일 때, 제28b도는 스위침시간(t/τ)가 2일때, 제28c도는 스위칭시간(t/τ)가 4일 때 플라이백펄스의 진폭을 나타내고 있으며, 시간경과에 따라 플라이백펄스의 진폭이 감쇄하는 것을 알 수 있다.
이 Cs의 축적에너지는 반드시 전자에너지로 전이되어 과도펄스전류성분 초기값(Ido)를 발생하는 에너지로 된다. 이 때문에 시간경과와 동시에 전자 축적에너지가 감쇄하여 가는 플라이백 스위칭방식의 기록증폭기에서는 전류극성 절환시에 전류상승 순시값이 변동하는 문제점이 있게 된다.
이 문제점을 개선한 플라이백형 스위칭방식의 기록증폭기의 다른 실시예에 따른 블록도는 제29도에 도시되어 있다.
제29도에 있어서, 2치부호화 입력신호에 대응하여 극성반전된 정 및 부극성신호를 출력하는 정형구동부(10)와, 정형구동부(10)로부터 공급되는 정 및 부 극성신호에 대응하여 푸쉬풀 증폭기(14)에 공급하는 전류를 절환하는 전류절환소자(12)와, 정형구동부(10)로부터 공급되는 정 및 부극성신호를 입력으로하여 전류극성의 고속절환에 의해 얻어진 기록전류를 헤드부(18)로 공급하는 푸쉬풀 증폭기(14)와, 푸쉬풀 증폭기(14)에 일정한 전류가 흐르도록 제어하는 정전류제어소자(16)와, P/T 및 R/T를 경유하기 때문에 발생되는 기록전류 순시치 진폭의 변동에 대응하여 기록전류 순시치를 일정한 진폭으로 제어하기 위한 보상신호를 형성하는 보상신호형성부(20)로 구성되어 있다.
제30도는 제29도에 도시한 기록증폭기의 원리구성을 구체화한 회로구성예이다.
제30도에 있어서, 증폭용 트랜지스터(Qa, Qa')는 npn트랜지스터에 의해 구성되고, 한편, 전류절환소자(12)는 pnp트랜지스터(Qs, Qs')에 의해 구성되어 있다.여기서, Qa및 Qs의 베이스구동원은 동일신호원 Ei를 공용하여 그것으로부터 각각 저항 분할에 의해 Qa의 베이스에는 Eab가, Qs의 베이스에는 Esb가 가해지고 있다. 여기에 대응하여, Qa' 및 Qs'의 베이스는 상기 Ei와는 역극성의 공용신호원 Ei'에 의해 구동되는 데, Ei'으로부터 저항분할에 의해 Qa'의 베이스에는 Eab'가, Qs'의 베이스에는 Esb'가 가해지고 있다.
또한, Qa및 Qs의 공통접속 콜렉터는 R/T 1차측의 한 단자에 접속되고, Qa', Qs'의 공통접속 콜렉터는 R/T 1차측의 다른 단자에 접속되어 기록전류는 R/T 또는 P/T를 통하여 헤드에 공급된다. 또한, Qa및 Qs의 공통 콜렉터와 직류전원 V(+)와의 사이에 댐퍼 다이오드 D가 Qa' 및 Qs'의 공통콜렉터와 직류전원 V(+)와의 사이에 댐퍼 다이오드 D'가 접속되어 있다.
한편, Qa, Qa'의 공통접속 에미터에는 정전류제어 트랜지스터(Qk)의 콜렉터에 접속되고, 그 Qk의 에미터에는 전류궤환용 저항(Rk)가 접속되어 있기 때문에 Qk의 베이스전압 Ekb에 거의 비례하는 전류 Ik(=Ia+Ia')가 흘러, 기록전류 Ir의 정상시 진폭의 피크 대 피크값을 제어한다.
그런데, 위 식(39)에 도시된 P/T, R/T의 합성여자전류(Iprt) 및 위 식(40)에 도시된 헤드여자전류(Ihl)를 기록값으로 하면, 아래의 식(45) 및 (46)과 같다.
,
여기서, Iprt에 포함되어 있는 2개의 전류성분(Io+Ido) 및 Ido를 보면 전자의 감쇄 시정수 γ는 후자의 시정수 δ에 비해 커서, 곧바로 정상값에 도달하지만, 후자가 정상치에 도달할때까지의 시간은 비교적 길어, 그 전류변화가 문제를 일으킨다.
따라서, 이 전류변동을 제거하기 위해서는 식(47)에 도시된 보상전류 △Iprt를 여분으로 흘리는 것에 의해 제어하면, Iprt의 전류변동이 없게 되어, 입력비트길이가 변화하여도, Iprt는 일정치로 유지되어 Lprt에 축적되는 전자에너지의 변동은 생기지 않는다.
,
이것은 Ihl에 대해서는 식(49)로 도시되어지는 동일한 형태의 보상전류△Ihl를 흘려, Ihl의 전류변동을 없게 하는 것이 가능하다.
보상전류 합산치를 △Ihprt로 하면,
,
이다.
이 때문에 전류제어용 트랜지스터(Qk)의 베이스전압(Ekb)에 보상용전류(△Ihprt)를 발생시키는 보상용신호(Vcc)를 가할 필요가 있다. 이 Vcc의 형성방법을 제31a도 내지 제31e도에 도시된 신호파형으로 설명한다.
즉, 기록전류(Ir)의 극성반전에 동반하여, 트랜지스터(Qa)의 콜렉터 및 트랜지스터(Qa')의 콜렉터에는 제31a도 및 제31b도에 도시된 바와 같은 플라이백 펄스가 발생하므로, 이 플라이백 펄스를 저항(Rac, Rac' 및 Rci)에 의해 저항 가산(mix)하여 연산증폭기(OP)에서 증폭 및 극성반전에 의해 제31c도에 도시된 바와 같은 합성펄스 Vbc를 얻고, 이것을 보상신호 형성용 스위칭 트랜지스터(Qc)의 베이스에 가하는 데, 이 경우 Qc의 에미터에는 일정한 기준전압 E(=Eco+V(-))을 걸어놓고, Qc가 온시의 설정전압으로 한다. 따라서, Qc의 콜렉터전압(Vcc)은 제31d도에 도시된 바와 같은 충방전 파형이 형성된다.
이 파형 형성 피라미터는 Qc의 전원전압(Ec)과 충전 시정수(RcCc)에 의해 아래의 식(50)으로 주어진다.
,
위 식(52)의 각 부 정수를 위 식(50)의 정수와 대응시켜 적당한 파형형성 파라미터를 선택하는 것에 의해 보상전류(△Ihprt)을 형성시킬 수 있다.
전류제어용 트랜지스터(Qk)의 베이스에 주입되는 보상전압신호(Vcc:제31d도)에 의해 흐르는 전류(Ik)의 파형은 제31e도에 도시된 바와 같다.
이와 같이 전류제어용 트랜지스터(Qk)의 베이스에 보상신호를 주입시키는 결과로서, 제27도에 도시된 바와 같이. 기록계 인덕턴스에 축적되는 전자 에너지 합계량은 감쇄없이 일정하게 보존되기 때문에 입력비트길이에 대응하여 기록전류극성의 스위칭시각이 변동하여도 제28a도-제28c도에 도시된 바와는 달리 플라이백 펄스의 진폭값의 변동은 발생하지 않는다. 즉, 매우 일정한 펄스폭, 일정한 진폭을 보유함으로 기록전류극성 질환시의 기록전류상승특성(상승시간, 하강순시값)을 매우 안정하게 유지하는 것이 가능하다.
제32도는 기록전류 스위칭특성의 안정화를 위해 부가하는 보상전류계산치를 나타내고 있다.
따라서, 본 발명의 제2실시예에서는 펄스트랜스포머 및 회전트랜스포머를 사용하는 것에 의해 필연적으로 발생하는 기록전류의 순시치 진폭의 변동을 보상함으로써 기록전류 극성 절환시의 기록전류의 상승특성을 매우 안정하게 유지할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 장치는 정전류제어 스위칭방식에 의한 기록증폭기구성때문에 본 발명에서 사용되는 트랜지스터의 전력손실은 작게 되고, 전력용 트랜지스터를 필요로 하지 않으므로 컴팩트해서 소전력형의 기록증폭기를 구성할 수 있다.
또한, 본 발명의 장치는 별도의 기록등화기없이도 헤드전류의 상승특성을 개선함과 동시에 과도(overshoot)특성을 갖는 것이 가능하다. 이것에 의해 헤드전류에서 발생하는 자속의 시작을 가속시키고, 테이프상에 기록된 자화패턴의 해상도를 상승하는 것이 가능하고, 수 Mbps-수십Mbps의 속도로 기록할 수 있어 고속도 및 고밀도로 기록할 수 있다.
또한, 본 발명은 기록전류 극성반전시 특성의 안정화를 위해 정전류제어소자를 제어해서 안정화 보상전류를 부가하는 것에 의해 기록전류 극성 절환시의 기록전류의 상승특성을 매우 안정하게 유지할 수 있는 효과와, 이 장치에 의해 기록한 테이프로부터 재생 아이패턴의 개구율을 높이는 효과가 있다.

Claims (19)

  1. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정 및 부 극성신호에 대응하여 기록전류를 발생시키되, 이 기록전류의 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 자기헤드에 공급하는 푸쉬풀수단;및 상기 정 및 부극성신호에 응답하여 상기 푸쉬풀수단에 흐르는 전류를 절환하는 전류절환수단을 구비하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 상기 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 푸쉬풀수단에 공급되는 전(全)전류신호가 항상 일정하게 되도록 제어하는 정전류제어수단을 더 포함함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 푸쉬풀수단의 기록전류 순시치 진폭의 변동에 대응한 보상신호를 형성하는 보상신호 형성수단; 및 상기 보상신호에 응답하여 상기 푸쉬풀수단에서 발생하는 기록전류 순시치가 일정하도록 제어하는 정전류제어수단을 더 포함함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  4. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성의 전류신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정 및 부극성 전류신호를 절환하는 1쌍의 스위칭수단; 상기 1쌍의 스위칭수단의 하나에 의해 절환된 전류신호에 상응하는 기록전류를 발생하되, 기록전류 극성 절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제1증폭소자; 상기 1쌍의 스위칭수단의 다른 하나에 의해 절환된 전류신호에 상응하는 기록전류를 발생하되, 기록전류 극성 절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제2증폭소자; 및 상기 제1 및 제2증폭소자에 일정 전류가 흐르도록 제어하는 정전류제어소자를 구비하여 상기 과도펄스전류를 상기 자기헤드에 흐르게 하여 상기 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  5. 제4항에 있어서, 일단은 상기 1쌍의 스위칭수단의 하나와 상기 제1증폭소자사이에 접속되고, 타단은 전원에 접속된 제1댐퍼소자; 및 일단은 상기 1쌍의 스위칭수단의 다른 하나와 상기 제2증폭소자사이에 접속되고, 타단은 상기 전원에 접속된 제2댐퍼소자를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼소자에 의해 상기 과도펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  6. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 회전트랜스포머를 통해 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하는 극성이 반전된 정, 부극성의 전류신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정 및 부극성 전류신호를 절환하는 1쌍의 스위칭수단; 상기 1쌍의 스위칭수단의 하나에 의해 절환된 전류신호에 상응하는 기록전류를 발생하되, 기록전류 극성절환시에 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제1증폭소자; 상기 1쌍의 스위칭수단의 다른 하나에 의해 절환된 전류신호에 상응하는 기록전류를 발생하되, 기록전류 극성절환시에 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제2증폭소자; 상기 기록전류가 회전트랜스포머를 경유하여 자기헤드에 공급되기 때문에 발생하는 기록전류의 순시치의 진폭의 변동에 따라 전압신호형태의 보상신호를 발생하는 발생기; 및 상기 보상신호에 응답하여 상기 기록전류의 순시치가 일정하도록 정전류제어소자를 구비하여 상기 과도펄스전류를 상기 자기헤드에 흐르게 하여 상기 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  7. 제6항에 있어서, 일단은 상기 1쌍의 스위칭수단의 하나와 상기 제1증폭소자사이에 접속되고, 타단은 전원에 접속된 제1댐퍼소자; 및 일단은 상기 1쌍의 스위칭수단의 다른 하나와 상기 제2증폭소자사이에 접속되고, 타단은 상기 전원에 접속된 제2댐퍼소자를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼소자에 의해 상기 과도펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  8. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하는 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정극성신호에 응답하여 기록전류를 발생시키되, 기록전류 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제1상보반도체소자; 상기 제1상보반도체소자와는 병렬로 연결되며, 상기 부극성신호에 응답하여 기록전류를 발생시키되, 기록전류 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 상기 자기헤드에 공급하는 제2상보반도체소자; 및 상기 제1 및 제2상보반도체소자에 공통연결되어 상기 제1 및 제2상보반도체소자에 항상 일정한 전류가 흐르도록 제어하는 정전류제어소자를 구비하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  9. 제8항에 있어서, 일단은 상기 제1상보반도체소자사이에 접속되고, 타단은 전원에 접속된 제1댐퍼소자; 및 일단은 상기 제2상보반도체소자사이에 접속되고, 타단은 상기 전원에 접속된 제2댐퍼소자를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼소자에 의해 상기 과도펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  10. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 회전트랜스포머를 통해 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하는 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 상기 정극성신호에 응답하여 기록전류를 발생시키되, 기록전류 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제1상보반도체소자; 상기 제1상보반도체소자와는 병렬로 연결되며, 상기 부극성신호에 응답하여 기록전류를 발생시키되, 기록전류 극성절환시 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 제2상보반도체소자; 및 상기 기록전류가 회전트랜스포머를 경유하여 자기헤드에 공급되기 때문에 발생하는 기록전류의 순시치의 진폭의 변동에 따라 전압신호형태의 보상신호를 발생하는 발생기; 및 상기 제1 및 제2상보반도체소자에 공통연결되어 상기 보상신호에 응답하여 상기 기록전류의 순시치가 일정하도록 정전류제어소자를 구비하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  11. 제10항에 있어서, 일단은 상기 제1상보반도체소자사이에 접속되고, 타단은 전원에 접속된 제1댐퍼소자; 및 일단은 상기 제2상보반도체소자사이에 접속되고, 타단은 상기 전원에 접속된 제2댐퍼소자를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼소자에 의해 과도펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  12. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하고 이를 재생하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하는 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 소정의 제1 및 제2직류전압을 공급하는 제1 및 제2전원; 베이스는 정형구동부에 결합되고, 에미터는 상기 제1전원에 결합되며, 상기 부극성신호에 따라 도통되는 제1pnp트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되고, 에미터는 상기 제1전원에 결합되며, 상기 정극성신호에 따라 도통되는 제2pnp트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되고, 콜렉터는 상기 제1pnp트랜지스터의 콜렉터에 결합되며, 상기 제1pnp트랜지스터가 차단되는 순간의 상승펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 기록전류로 공급하는 제1npn트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되고, 콜렉터는 상기 제2pnp트랜지스터의 콜렉터에 결합되며, 상기 제2pnp트랜지스터가 차단되는 순간의 상승펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 기록전류로 공급하는 제2npn트랜지스터; 베이스는 상기 전원에 결합되며, 콜렉터는 상기 제1 및 제2npn트랜지스터의 에미터에 공통접속되며, 에미터는 제2전원에 결합된 전류제어용 가변저항이 접속된 제3npn트랜지스터를 구비하여 상기 상승펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 전원전압의 크기에 근거하여, 상기 기록전류의 극성 절환시에 상기 제1 내지 제3npn트랜지스터를 단락시켜 전 전원에 상당하는 전압을 자기헤드에 인가해서 급속하게 기록전류를 상승특성이 개선된 과도펄스전류를 발생함을 특징으로 자기기록장치.
  14. 제12항에 있어서, 일단은 상기 제1pnp트랜지스터와 상기 제1npn트랜지스터의 공통콜렉터에 속되고, 타단은 제1전원에 접속된 제1댐퍼다이오드; 및 일단은 상기 제2pnp트랜지스터와 상기 제2npn트랜지스터의 공통콜렉터에 접속되고, 타단은 제1전원에 접속된 제2댐퍼다이오드를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼다이오드에 의해 상승펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  15. 디지탈정보에 대응하는 기록전류를 회전트랜스포머를 통해 자기헤드에 공급하여 자기기록매체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 장치에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 공급하는 정형구동부; 소정의 제1 및 제2직류전압을 공급하는 제1 및 제2전원; 베이스는 정형구동부에 결합되고, 에미터는 상기 제1전원에 결합되며, 상기 부극성신호에 따라 도통되는 제1pnp트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되고, 에미터는 상기 제1전원에 결합되며, 상기 정극성신호에 따라 도통되는 제2pnp트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되고, 콜렉터는 상기 제1pnp트랜지스터의 콜렉터에 결합되며, 상기 제1pnp트랜지스터가 차단되는 순간의 상승펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 기록전류로 공급하는 제1npn트랜지스터; 베이스는 상기 정형구동부에 결합되며, 콜렉터는 상기 제2pnp트랜지스터의 콜렉터에 결합되며, 상기 제2pnp트랜지스터가 차단되는 순간의 상승펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 기록전류로 공급하는 제2npn트랜지스터; 상기 제1 및 제2npn트랜지스터의 각 콜렉터에 접속되어 상기 기록전류가 회전트랜스포머를 경유하여 자기헤드에 공급되기 때문에 발생하는 기록전류의 순시치의 진폭의 변동을 미리 설정된 기준값과 비교하는 비교기; 상기 비교기의 출력을 적분해서 전압신호형태의 보상신호를 발생하는 적분기; 및 베이스는 상기 적분기의 출력단에 접속되며, 콜렉터는 상기 제1 및 제2npn트랜지스터의 에미터에 공통접속되며, 에미터는 제2전원에 결합된 전류제어용 가변저항이 접속된 제3npn트랜지스터를 구비하여 상기 상승펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제1 및 제2직류전압의 크기에 근거하여, 상기 기록전류가 반전할 때 상기 제1 내지 제3npn트랜지스터를 단락시켜 전 전원에 상당하는 전압을 자기헤드에 인가해서 급속하게 기록전류를 상승특성이 개선된 과도펄스전류를 발생함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  17. 제15항에 있어서, 일단은 상기 제1pnp트랜지스터와 상기 제1npn트랜지스터의 공통콜렉터에 접속되고, 타단은 제1전원에 접속된 제1댐퍼다이오드; 및 일단은 상기 제2pnp트랜지스터와 상기 제2npn트랜지스터의 공통콜렉터에 접속되고, 타단은 제1전원에 접속된 제2댐퍼다이오드를 더 포함하여 상기 제1 및 제2댐퍼다이오드에 의해 상승펄스전류가 빠르게 정상치 전류값에 수렴함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  18. 자기헤드에 공급되는 디지탈정보에 상응하는 기록전류에 의해 자기기록매체의 자성체를 자화시켜 디지탈신호를 기록하는 자기기록방법에 있어서: 상기 디지탈정보에 대응하여 극성이 반전된 정, 부극성신호를 발생하는 단계; 및 상기 정 및 부 극성신호에 대응하여 기록전류를 발생시키되, 이 기록전류의 극성절환시에 과도펄스전류를 발생하여 상기 자기헤드에 공급하는 단계를 포함하여 상기 과도펄스전류에 근거하여 상기 자기기록매체에 상기 디지탈신호를 기록함을 특징으로 하는 자기기록장치.
  19. 제18항에 있어서, 상기 기록전류의 순시치 진폭의 변동에 대응한 보상신호를 발생하는 단계; 및 상기 보상신호에 응답하여 상기 기록전류의 순시치가 일정하도록 제어하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 자기기록장치.
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