JP2768926B2 - 磁気記録装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は磁気記録装置及びそ
の方法に係り、特に高速度、高密度の記録に適する小電
力の記録増幅器を用いて映像情報、音声情報などを磁気
記録媒体上に磁気ヘッドで記録する磁気記録装置及び磁
気記録方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】磁気記録時、磁気ヘッドに流れるヘッド
電流で磁束を発生させて磁気記録媒体を磁化させること
により情報を記録する。誘導性インピ−ダンスを有する
磁気ヘッドに所望の信号波形の電流を供給するために定
電流源の記録増幅器を用いることが一般的である。この
際、所望の電流信号波形を得ようとすれば、先ずこれに
対応する電圧信号波形を信号処理装置で発生させなけれ
ばならない。

【０００３】図１は従来のＡ級の単一出力型記録増幅器
の回路図である。図１に示したように、増幅用トランジ
スタＱ_a のエミッタに電流帰還用抵抗Ｒ _k を連結し、そ
のベ−スには図２（Ａ）に示したような入力電圧信号Ｅ
_i を加えてバイアス電流Ｉ_boに、入力電圧信号Ｅ_i に対
応するベ−ス電流Ｉ_brを加えてベ−スに注入する。その
ベ−ス電流Ｉ_brによりトランジスタＱ_a が動作する。従
って、所定の回転トランスフォ−マ（以下、Ｒ／Ｔとす
る）の１次側には、バイアス電流Ｉ_boに対応する直流成
分Ｉ_aoの他に、コレクタ交流成分Ｉ_a 、即ち図２（Ｂ）
に示した記録電流Ｉ_r が供給され、前記Ｒ／Ｔを介して
２次側には図２（Ｄ）に示したようなヘッド電流Ｉ_h が
流れる。

【０００４】一方、磁気ヘッド（Ｈ′Ｄ）のようなイン
ダクタンス負荷に２値符号化情報を表す２値符号化記録
電流Ｉ_r が流れて切り替える瞬間にヘッドの両端、この
場合にはトランジスタＱ_a のコレクタには図２（Ｃ）に
示したような過度パルス電圧Ｖ_trが発生する。従って、
コレクタ電圧Ｖ_a の波形を歪ませないようにトランジス
タＱ_a の動作点を特性曲線の線形部分で設定し、Ａ級の
増幅器として動作させるべきである。

【０００５】図１に示したＡ級の記録増幅器は下記の式
１を成立させる。 Ｅ _i 〜Ｉ_a Ｒ_K 又はＩ_a ／Ｅ _i 〜（一定値） （式１） 図１に示した記録増幅器は図３に示したように、誘導性
インピ−ダンスであるヘッドインピ−ダンスＺ_h が等価
インダクタＬ_h 、損失抵抗Ｒ_h 及び等価キャパシタＣ_h
を並列に接続して発生される等価回路で近似でき、伝送
帯域の上限周波数をｆ_m 、Ｒ／Ｔの１次側巻線数と２次
側巻線数との比をＮとすると、 Ｒ_h ／（２πｆ_m Ｌ_h ）〜３〜４ 》１ （式２） のようになる。

【０００６】図１のトランジスタＱ_a の負荷は誘導性イ
ンピ−ダンスとなるので、所定のヘッド電流Ｉ_h を流す
ためにはトランジスタＱ_a の出力インピ−ダンスＲ_s を
ヘッドインピ−ダンスＺ_h より充分大きくする必要があ
る。 Ｒ_s 》｜Ｚ_h ｜又は Ｒ_s 》２πｆ_m Ｌ_h （式３） この際、Ａを増幅度とすれば、トランジスタＱ_a から出
力される記録電流Ｉ_rは、 Ｉ_r ＝Ａ・Ｅ_i ／（Ｒ_s ＋Ｚ_h ）〜Ａ・Ｅ_i ／Ｒ_s （式４） である。

【０００７】ここで、ヘッドインピ−ダンスＺ_h は、 Ｚ_h ＝Ｒ_h ・ｊ２πＬ_h ／（Ｒ_h ＋ｊ２πＬ_h ） ≒ｊ２πＬ_h （式５） である。従って、入力電圧信号Ｅ_i に比例したヘッド電
流Ｉ_h を供給するために図１に示した線形増幅器では記
録等化補償が可能である。

【０００８】記録等化補償が可能な場合は、実用帯域上
限周波数をｆ_m とすると、Ｒ_S 》｜Ｚ_h ｜が成立する。
この際、Ｒ_h ＞２πｆ_m Ｌ_h 、２πｆ_m ＜√Ｌ_h Ｃ_h が
前提となる。図４はパルストランスフォ−マ（以下、Ｐ
／Ｔとする）を有するＢ級のプッシュプル型記録増幅器
であり、図５はＰ／Ｔを省略したＢ級のプッシュプル型
記録増幅器である。

【０００９】図４に示したようにＰ／Ｔを用いたＢ級の
プッシュプル型の記録増幅器では高出力インピ−ダンス
特性を示すトランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′の共通エミッタに
電流帰還用のエミッタ抵抗Ｒ_k を有している定電流制御
用トランジスタＱ_k のコレクタを接続する。記録増幅器
をプッシュプル型で構成することにより、Ｐ／Ｔの１次
側には直流成分が相殺でき、実際的には無視することが
できる。

【００１０】図６（Ａ）及び図６（Ｂ）の入力電圧信号
Ｅ_i ，Ｅ_i ′により発生される所定の各ベ−ス電流
Ｉ_br，Ｉ_br′をトランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′の各ベ−スに
供給してトランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′を交互にｏｎ／ｏｆ
ｆさせる。ベ−ス電流Ｉ_brによりトランジスタＱ_a が導
通されると、図６（Ｃ）に示したような所定の記録電流
Ｉ_a が、またベ−ス電流Ｉ_br′によりトランジスタ
Ｑ_a ′が導通されると、図６（Ｄ）に示したような所定
のコレクタ電流Ｉ_a ′がＰ／Ｔの２次側に伝えられて記
録電流Ｉ_r となり、これがＲ／Ｔを通してヘッド（Ｈ′
Ｄ）に供給されてヘッド（Ｈ′Ｄ）には図６（Ｅ）に示
したようなヘッド電流Ｉ _h が流れる。ここで、記録／再
生切替えスイッチＲＥＣ／ＰＢ ＳＷ，ＲＥＣ／ＰＢ
ＳＷ′は記録／再生兼用ヘッドを用いる場合の切替え用
スイッチである。

【００１１】一方、図５に示した記録増幅器と図４に示
した記録増幅器を比べると、プッシュプル型増幅器
Ｑ_a ，Ｑ_a ′のコレクタ負荷としてそれぞれ抵抗Ｒ_L ，
Ｒ_L ′を接続してＰ／Ｔを省略する構成よりなっている
点が相違している。ここでは、図４に基づいてＢ級のプ
ッシュプル記録増幅器で行われる記録等化処理に対して
さらに詳細に説明する。

【００１２】図４に示す記録増幅器の等価回路は図７
（Ａ）に示した通りである。図７（Ａ）において、ヘッ
ドインピ−ダンスＺ_h を小信号で測定すると、図４の記
録増幅器は、図７（Ａ）の点線内に示された等価損失抵
抗Ｒ_h 、インダクタＬ_h 、寄生キャパシタＣ_h の並列接
続で図７（Ａ）の等価回路により近似できる。記録電流
のような大電流を流す場合でもほぼ同じ等価回路で表せ
る。

【００１３】入力２値符号化信号Ｅ_i と、これとは極性
が反転している信号Ｅ_i ′により電源出力抵抗Ｒ_s を通
して供給される電流はスイッチＳＷ及びスイッチＳＷ′
によりスイッチングされてＰ／Ｔ及びＲ／Ｔを通して磁
気ヘッドに供給される。ここで、Ｐ／Ｔの結合係数は
1.00 に近く、Ｒ／Ｔの結合係数は 0.94 〜 0.98 程度
である。従って、Ｐ／Ｔの漏洩インダクタンスは無視
し、Ｒ／Ｔの漏洩インダンタンスをＬ_k とし、Ｐ／Ｔと
Ｒ／Ｔのそれぞれの１次側インダクタンスをＬ_PT及びＬ
_RTとし、実際に回路に存在する漂遊容量をＣ_s とし、Ｒ
／Ｔの固定子（１次）側と回転子（２次）側の巻線数の
比をＮとすれば、図７（Ａ）に示した等価回路は図７
（Ｂ）の等価回路により集約可能である。

【００１４】ここで、Ｌ_RT＞Ｎ² Ｌ_h ，Ｃ_s 》Ｃ_h ／Ｎ
² ，Ｌ_PT＞Ｎ² Ｌ_h ，Ｌ_k ＜Ｎ² Ｌ _h のような実用条件
に基づいて１次近似化を求めると、図７（Ｂ）に示した
等価回路は図７（Ｃ）に示したように簡素化できる。こ
こで、記録磁界を発生させるためのヘッドインダクタＬ
_h に流れるヘッド励磁電流ｉ_r は、図７（Ｃ）に示した
等価回路をＣ≡Ｃ_s ，Ｌ≡Ｎ² Ｌ_h ，Ｒ≡Ｎ ² Ｒ_h に置
き換えた図７（Ｄ）に示した等価回路から得られる。記
録電流ｉ_R は前述したようにＥ_i ／Ｒ_s で近似可能であ
る。

【００１５】先ず、Ｒ／Ｔの１次側の全漂遊キャパシタ
Ｃに流れる電流ｉ_c を最初に設定し、次に磁気ヘッド損
失抵抗Ｒに流れる電流ｉ_RS、磁気ヘッドインダクタＬに
流れる電流ｉ_L を算出する。ｉ_c 波形は図８（Ａ）に示
したように、周期τは正弦波１サイクルとして定義さ
れ、これにより容量Ｃにかかる電圧Ｖ_P を算出して得
る。この際、ｉ_c は式６のようになる。

【００１６】 ｉ_C ＝ｉ_CO・sin ( ２πｔ／τ）＝Ｃ・ｄＶ_p ／ｄｔ （式６） ここで、ｉ_COはｉ_c の最大値であり、ｉ_c の１周期τは
式７で示すことができる。 τ＝２π√（ＬＣ） （式７） 図８（Ｂ）は抵抗Ｒに流れる電流ｉ_RSであり、このｉ_RS
は式８から求めることができる。

【００１７】 ｉ_RS＝Ｖ_P ／Ｒ＝∫（ｉ_c ・ｄｔ）／ＣＲ （式８） 図８（Ｂ）に示した電流ｉ_RSの最大値ｉ_ROと図８（Ａ）
に示した電流ｉ_c の最大値ｉ_COとの比は式９で示すこと
かできる。 ｉ_RO／ｉ_CO＝τ／πＣＲ （式９） インダクタＬに流れる電流ｉ_L の波形は図８（Ｃ）に示
した通りであり、このｉ_L は下記の式１０で求められ
る。

【００１８】Ｖ_P ＝−Ｌ・ｄｉ_L ／ｄｔ なので、 ｉ_L ＝−１／Ｌ・∫Ｖ_P ｄｔ （式１０） である。したがって、インダクタＬに所望のヘッド磁化
電流を流すためには記録電流ｉ _R は電流ｉ_L のみなら
ず、電流ｉ_c と電流ｉ_RSを同時に供給する必要がある。
それで、記録電流ｉ_R は式１１で示すことができる。

【００１９】 ｉ_R ＝ｉ_L ＋ｉ_C ＋ｉ_RS （式１１） 図８（Ｃ）に示した電流ｉ_L の最大値ｉ_LOと電流ｉ_c の
最大値ｉ_COとの比は式１２で示すことができる。 ｉ_LO／ｉ_CO＝τ² ／（２πＬＣ） （式１２） 一方、図４に示した記録増幅器はコレクタ配線キャパシ
タＣ_SO，Ｃ_SO′または記録／再生切替え用スイッチＲＥ
Ｃ／ＰＢ ＳＷ，ＲＥＣ／ＰＢ ＳＷ′に寄生する漂遊
容量が存在する。ここで、スイッチＳＷ，ＳＷ′が半導
体素子ならば、１０ｐＦ程度の漂遊容量が加えられ、ド
ラムアセンブリの寄生容量はＲ／Ｔ及び平形ケ−ブルの
寄生容量を含み１０ｐＦ以上に至る。しかしながら、通
常は合計２０ｐＦ近くの漂遊容量Ｃ_s があるとする。電
流ｉ_L と電流ｉ_c との和（ｉ_L ＋ｉ_c ）は図８（Ｄ）に
示した通りである。

【００２０】従って、漂遊容量が大きくなると、当然の
ことながら上記の式７から分るようにヘッド磁化電流ｉ
_L 自体の立ち上がり特性（平均立ち上がり時間，τ）が
劣化する。この際、ヘッド磁化電流ｉ_L の波形は図８
（Ｃ）に点線で示される。図８（Ｃ）に実線で示した立
ち上がり特性を有するｉ_L をインダクタＬに流すために
は漂遊キャパシタＣ_s に充放電電流ｉ_c も同時に供給す
る必要があり、図８（Ｄ）に示した立ち上がり特性曲線
をさらに急峻にした電流を得るためには記録増幅器の入
力電圧信号Ｅ_i の立ち上がり特性を良好にする必要があ
る。

【００２１】かつ、ｉ_L の立ち上がり特性を改善するた
めにｉ_L より急峻な立ち上がり特性曲線を有する和電流
（ｉ_L ＋ｉ_RS）をヘッド磁化電流として供給する必要が
あり、図８（Ｄ）に示した電流ｉ_c により補償された電
流、即ち、（ｉ_L ＋ｉ_c ）に比べるとその量はわずかで
ある。和電流の波形図は図８（Ｅ）に示されている。従
って、記録時のインダクタＬに流れるヘッド磁化電流ｉ
_L の立ち上がり時間を低減するためには入力パルスのア
パ−チャ補正が必要であるが、図８（Ｄ）に示したよう
な波形と同じ入力信号を別途の記録等化器で発生させて
記録増幅器に供給すれば記録等化できるので、ディジタ
ル信号の再生時、ビットエラ−率を改善することができ
る。よって、高速度、高密度の記録のためにはヘッド電
流の立ち上がり時間を縮める記録等化処理が求められ
る。

【００２２】この記録等化を行わない場合、図８（Ｆ）
に示したようにヘッド磁化電流ｉ_Lの立ち上がり部分の
うち一部が漂遊容量Ｃ_S の充放電により費されて磁化に
は無効となるので、立ち上がり時間が伸びて磁気テ−プ
を磁化する電流ｉ_L の立ち上がり特性を低下させ、これ
は高密度、高速記録の性能を劣化させる。図９及び図１
０は定電流源を用いたスイッチング方式の記録増幅器の
例であって、図９は単一出力型の記録増幅器であり、図
１０はプッシュプル型の記録増幅器である。

【００２３】図９に示した単一出力型の記録増幅器のト
ランジスタＱ_k はエミッタに電流帰還用抵抗Ｒ_k を連結
して記録電流Ｉ_R が定電流として流れるように制御し、
トランジスタＱ_s は記録電流Ｉ_r を２値情報パルス入力
信号Ｅ_i に応じて供給または遮断するためのスイッチと
して動作する。この際、スイッチとして動作するトラン
ジスタＱ_S のオン抵抗をＲ_ONとし、オフ抵抗をＲ_OFF と
し、定電流源出力インピ−ダンスをＲ_S とすれば、その
等価回路は図１１（Ａ）に示した通りであり、実用回路
では次の条件が成立する。

【００２４】 Ｒ_ON《 Ｒ_s 《 Ｒ_OFF （式１３） 一方、記録電流Ｉ_r の波形は図１１（Ｂ）に示した通り
である。図１１（Ｂ）に示したように、Ｉ_r の立ち上が
り時定数（τ_r ）と立ち上がり電流Ｉ_Rrは次の式１４及
び式１５のように表現できる。 τ_r ＝Ｎ² Ｌ_h ／Ｒ_s （式１４） （Ｒ_s 》 Ｒ_ON） Ｉ_Rr＝Ｉ_O ｛１− exp (−ｔ／τ_r ）｝ （式１５） ここで、Ｉ _o 〜Ｅ／Ｒ_S である。

【００２５】立ち上がり始め（ｔ＜τ_r ）時のＩ_Rrは次
の通りである。

【００２６】

【数１】

【００２７】同様にＩ_r の立ち下がり時定数（τ_f ）と
立ち下がり電流Ｉ_Rfは次の式１６及び式１７で表現でき
る。 τ_f ＝Ｎ² Ｌ_h ／Ｒ_oFF （式１６） （Ｒ_OFF 》 Ｎ² Ｒ_h ） Ｉ_Rf＝Ｉ_O ｛１− exp (−ｔ／τ_f ）｝ （式１７） 立ち下がり始め（ｔ＜τ_r ）時のＩ_Rfは次の通りであ
る。

【００２８】 Ｉ_Rf＝Ｅ／（Ｎ² Ｌ_h ）・ｔ｛ 1-(Ｒ_OFF ／（Ｎ² Ｌ_h ））／２・ｔ＋..｝ この際、図９に示したトランジスタＱ_s のコレクタ側の
容量Ｃ_SOを考慮した漂遊容量Ｃ_s とヘッドインダクタン
ス（Ｎ²Ｌ_h ）によりリンギングが発生する。このリン
ギングの周期（τ_rg）は次の式１８で与えられる。 τ_rg＝Ｎ√（Ｌ_h Ｃ_s ） （式１８） 式１８からわかるように抵抗（Ｎ² Ｒ_h ）が記録電流Ｉ
_r の立ち上がり特性劣化に及ぼす影響は少ない。

【００２９】したがって、図１１（Ｂ）に示した電流波
形から分るように立ち上がり時間と立ち下がり時間とは
相当な差があるので、記録電流に偶数高調波数成分が生
じ、再生信号のアイ（eye)パタ−ンは歪んでエラ−発生
の原因となる。この偶数高調波数成分の発生を防止する
ためには図１０に示したプッシュプル型記録増幅器を用
いなければならない。図１０に示したプッシュプル型記
録増幅器の等価回路は図１２（Ａ）に示した通りであ
り、ヘッドに流れる記録電流Ｉ_rの波形は図１２（Ｂ）
に示した通りである。

【００３０】図１２（Ｂ）に示したように、記録電流Ｉ
_r の立ち上がり及び立ち下がり時定数τ_r ，τ_f は同一
になり、次の式１９で表現できる。 τ_r ＝τ_f ＝ Ｎ² Ｌ_h ／Ｒ_s （式１９） かつ、図１０に示したＰ／ＴとＲ／Ｔ端子との間に寄生
する寄生容量Ｃ_s ′、トランジスタＱ_s ，Ｑ_s′のコレ
クタ側容量Ｃ_SO，Ｃ_SO′などを考慮した全漂遊容量Ｃ_s
により発生するリンギングは図１２（Ｂ）に示したよう
に上下対称に発生する。

【００３１】ヘッド電流Ｉ_h と記録電流Ｉ_r の立ち上が
りを速くするには前記の式１９に示した時定数τ_r ，τ
_f のヘッドインダクタンスＬ_h を小さくするか、定電流
源の出力抵抗Ｒ_s を大きくすればよい。そのうち、ヘッ
ドインダクタンスＬ_h は信号再生特性にも関連し、高効
率再生の観点から最適値がヘッドインダクタンスＬ_hで
与えられることが一般的である。

【００３２】定電流源の出力抵抗Ｒ_s を大きくすれば、
漂遊容量Ｃ_s によりリンギング発生電圧が大きくなり、
かつ、リンギング減衰は小さくなる。即ち、Ｒ_s を大き
くすればリンギングの振幅は大きくなり、その回数も多
くなることである。このため、Ｒ_s は数百Ωが限界であ
り、Ｒ_s を２００Ω、Ｒ／Ｔの１次側インダクタンスＮ
²Ｌ_h を１０μＨとすれば、τ_r ，τ_f ＝５０ｎｓとな
り、この５０ｎｓの立ち上がり特性は高速記録用として
は充分でない。

【００３３】以上のように、図１乃至図１２（Ｂ）と関
連して説明された従来の記録増幅器は次のような問題を
持つ。図１に示したＡ級の記録増幅器は定電流機能を有
するトランジスタＱ_a に入力されるこの入力電圧端子Ｅ
_i に別途の記録等化器を設けて記録等化処理を行うこと
により、記録系に寄生する漂遊容量Ｃ_s による記録特性
劣化を補償できるが、線形増幅器を動作させるためには
電力損失も大きくなり電力トランジスタが必要となり電
源電圧も高くなる。従って、記録増幅器の構成をコンパ
クトにするには困難な問題があった。

【００３４】図４及び図５に示したＢ級の記録増幅器も
図１に示したＡ級の記録増幅器のように電力損失が大き
くて電力トランジスタが必要となり、小電力用には不向
きである。したがって、記録等化処理可能のＡ級とＢ級
の記録増幅器は線形増幅機能が求められて電力損失が大
きくなるので、小型、省電力用には適当ではない。

【００３５】図９及び図１０に示した定電流源スイッチ
ング方式による記録増幅器ではヘッド電流の立ち上がり
特性改善のために定電流源用のトランジスタを電力トラ
ンジスタとして用いる必要はあるが、スイッチングトラ
ンジスタＱ_s ，Ｑ_s′は電力トランジスタとして用いる
必要はないので、小型、小電力用に適用できる。しかし
ながら、スイッチングトランジスタＱ_S ，Ｑ_S ′に記録
等化された電圧信号を入力しても単に回路をＯＮ／ＯＦ
Ｆするだけで、記録等化による改善はできない問題があ
った。

【００３６】また、記録電流の立ち上がり時間を短くす
るときは定電流源用のトランジスタＱ_k の出力特性とし
て広帯域及び高インピ−ダンスを要する問題点があっ
た。

【００３７】

【発明の解決しようとする課題】したがって、前記問題
点を克服するために、本発明の目的は別途の記録等化器
なしに記録電流の立ち上がり特性を改善し得る高速度、
高密度記録用の記録増幅器を備えた磁気記録装置を提供
することにある。本発明の他の目的は電力損失は小さ
く、小型の高速度、高密度記録用の記録増幅器を備えた
磁気記録装置を提供することにある。

【００３８】本発明の他の目的は一定の瞬時値を有する
記録電流を供給し、該記録電流の極性の切替え時に過度
パルス電流を発生して磁気ヘッドに供給する記録増幅器
を備えた磁気記録装置を提供することにある。前記発明
のさらに他の目的は記録電流の極性の切替え時に発生す
る過度パルス電流によりディジタル信号を記録する高速
度及び高密度に適合な磁気記録方法を提供することにあ
る。

【００３９】前記発明のさらに他の目的は一定な瞬時値
を有する記録電流を供給し、該記録電流の極性の切替え
時に過度パルス電流を発生して磁気ヘッドに供給してデ
ィジタル信号を記録する磁気記録方法を提供することに
ある。

【００４０】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに本発明の一実施例による磁気記録装置は、ディジタ
ル情報に対応する記録電流を磁気ヘッドに供給して磁気
記録媒体を磁化させてディジタル信号を記録する装置に
おいて、前記ディジタル情報に対応して極性の反転され
た正及び負極性の信号を供給する整形駆動部と、前記正
及び負極性の信号に対応して記録電流を発生させるが、
この記録電流の極性の切替え時に過渡パルス電流を発生
して磁気ヘッドに供給するプッシュプル手段と、前記正
及び負極性の信号に応答して前記プッシュプル手段に流
れる電流を切り替える電流切替え手段と、前記プッシュ
プル手段から発生する記録電流の瞬時値の変動に対応す
る補償信号を形成する補償信号形成手段と、 前記補償
信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定になるよう
に制御する定電流制御手段とを具備して前記過渡パルス
電流に基づいて前記磁気記録媒体に前記ディジタル信号
を記録することを特徴とする。

【００４１】

【００４２】かつ、本発明の磁気記録方法は磁気ヘッド
に供給されるディジタル情報に相応する記録電流により
磁気記録媒体にディジタル信号を記録する磁気記録方法
において、前記ディジタル情報に対応して極性の反転さ
れた正及び負極性の信号を発生する段階と、前記正及び
負極性の信号に対応して記録電流を発生させるが、該記
録電流の極性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前
記磁気ヘッドに供給する段階と、前記記録電流の瞬時値
の振幅変動に対応する補償信号を発生する段階と、前記
補償信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定になる
ように制御する段階とを含み、前記過渡パルス電流に基
づいて前記磁気記録媒体に前記ディジタル信号を記録す
ることを特徴とする。

【００４３】

【００４４】

【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき本発
明をさらに詳細に説明する。図１３は本発明によるディ
ジタル磁気記録装置の概略ブロック図である。図１３に
よると、信号源１からは映像及び／又は音声信号がディ
ジタル信号の形態として出力される。ソ−ス符号化器２
ではソ−スデ−タの冗長度を取り除くためにソ−スデ−
タを圧縮する。チャネル符号化器３ではソ−ス符号化器
とは異なり、デ−タの冗長度を加えてチャネルで発生す
るエラ−に対してシステムの強靱度を向上させるために
圧縮されたデ−タをチャネル符号化する。このチャネル
符号化を一名変調ともいう。記録増幅器４ではチャネル
符号化されたデ−タをそれに相応する電流信号に変換
し、立ち上がり特性の改善された過度パルス電流をヘッ
ド（Ｈ′Ｄ）に供給して記録媒体５を磁化させてディジ
タル情報を記録する。

【００４５】図１４は図１３に示した記録増幅器の一実
施例によるブロック図であって、本発明の提案している
フライバックスイッチング方式の記録増幅器のブロック
図である。図１４に示した記録増幅器は、入力パルスに
対応して極性の反転された正、負極性信号を供給する整
形駆動部１０と、整形駆動部１０から供給される正、負
極性信号に応答してプッシュプル増幅器１４への記録電
流供給を切替える電流切替え素子１２と、整形駆動部１
０から供給される正または負極性信号を入力して、記録
電流の極性を切替える瞬間に立ち上がり特性の改善され
た反転電流を、即ち、過渡パルス電流をヘッド部１８に
供給することにより記録効率を高めるプッシュプル増幅
器１４と、プッシュプル増幅器１４に常時一定の電流が
流れるように制御する定電流制御素子１６よりなってい
る。

【００４６】図１５は図１４に示した記録増幅器の原理
を説明するための回路図であって、フライバックと同一
な原理を用いて記録電流の極性反転を行うと共にＣ−Ｍ
ＯＳ回路で問題となるラッチアップと類似な現象を用い
て記録電流のスイッチング速度を増加させる方式で回路
を構成したものである。ここで、ラッチアップと類似な
現象を用いるというのは、直流電圧供給端Ｖ⁺とＶ^- に
印加される電源電圧の絶対値を記録増幅器の機能保持と
電流立ち上がり特性を改善するための最小に必要な値と
して設定した場合であり、本発明ではこの電源電圧を適
切に与えて記録電流が反転する時に過度パルス電流を発
生させ、この過度パルス電流の立ち上がり特性を改善し
て記録等化能力を持たせることにより高密度で記録する
ことができる。

【００４７】図１５によれば、電流切替え用スイッチＳ
Ｗに接続された増幅用トランジスタＱ_a よりなる一対の
要素を他の一対の要素と並列に接続してブリッジの形態
で構成し、このブリッジの構成においては対角線方向の
スイッチとトランジスタが同時に動作するように構成さ
れる。一対のスイッチＳＷ，ＳＷ′の固定端同志は直流
電圧供給端Ｖ⁺ に共通接続されている。

【００４８】一対のトランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′の各コレ
クタはヘッド（Ｈ′Ｄ）と連結されたＲ／Ｔの１次側の
両端に接続され、各エミッタは定電流源Ｉ_o を通して直
流電圧供給端Ｖ^- に共通的に接続されている。正極性と
負極性の電圧信号Ｅ_i ，Ｅ_i を発生する整形駆動部１０
は、一つの入力端は接地され、他の入力端へは駆動パル
スＥ_ioが入力され、出力端はトランジスタＱ_a のベ−ス
に接続される排他的論理和ゲ−トＧと、一つの入力端は
直流電源供給端Ｖ⁺ に接続され、他の入力端へは駆動パ
ルスＥ_ioが入力され、出力端はトランジスタＱ_a ′のベ
−スに接続される排他的論理和ゲ−トＧ′と、排他的論
理和ゲ−トＧの出力端に接続されてスイッチＳＷを制御
するスイッチ駆動部１１と、排他的論理和ゲ−トＧ′の
出力端に接続されてスイッチＳＷ′を制御するスイッチ
駆動部１１′とよりなる。

【００４９】そして、定電流源Ｉ_o の一端は一対のトラ
ンジスタＱ_a ，Ｑ_a ′の共通エミッタに接続され、他端
は直流電圧供給端Ｖ^- に接続されている。ここで、排他
的論理和ゲ−トＧ，Ｇ′とステッチ駆動部１１，１１′
は整形駆動部１０に当たり、１対のスイッチＳＷ，Ｓ
Ｗ′は電流切替え素子１２に当たり、一対のトランジス
タＱ_a ，Ｑ_a ′はプッシュプル増幅器１４に当たり、定
電流源Ｉ_o は定電流制御素子１６に当たり、ヘッド
（Ｈ′Ｄ）とＲ／Ｔはヘッド部１８に当たる。

【００５０】記録増幅器の動作原理を図１５に基づいて
説明する。図１５において、駆動パルスＥ_ioが点線内の
整形駆動部１０に入力されれば、整形駆動部１０の排他
的論理和ゲ−トＧと排他的論理和ゲ−トＧ′を通して正
極性の電圧信号Ｅ_i と負極性の電圧信号Ｅ_i ′を出力す
る。正極性の電圧信号Ｅ_iはトランジスタＱ_a のベ−ス
に印加されてトランジスタＱ_a にはコレクタ電流Ｉ _a が
流れる。かつ、負極性の電圧信号Ｅ_i ′はトランジスタ
Ｑ_a ′のベ−スに印加されてトランジスタＱ_a ′にはコ
レクタ電流Ｉ_a ′が流れる。

【００５１】これと同時に、整形駆動部１０の排他論理
和ゲ−トＧ，Ｇ′から出力される正極性の電圧信号Ｅ_i
と負極性の電圧信号Ｅ_i ′は電流切替え用のスイッチＳ
Ｗ，ＳＷ′を駆動してこれに流れる電流Ｉ_s ，Ｉ_s ′を
制御する。トランジスタＱ_a，Ｑ_a ′の共通エミッタ電
流Ｉ_k はコレクタ電流Ｉ_a とコレクタ電流Ｉ_a ′との和
と同一である。

【００５２】その共通エミッタは定電流源Ｉ_o を通して
直流電圧供給端Ｖ^- に接続される。その結果、Ｒ／Ｔの
一次側に流れる記録電流Ｉ_r のピーク−ツウ−ピーク値
は２×Ｉ_o となる。ここで、電流切替え用スイッチＳ
Ｗ，ＳＷ′及びドランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′が理想的にス
イチッチング動作を行うと仮定し、電流切替えの発生す
る過度期間を無視して示すと、記録増幅器の各部の電圧
及び電流波形は図１６（Ａ）乃至図１６（Ｇ）の通りで
ある。

【００５３】図１６（Ａ）には駆動パルスＥ_ioの波形を
示し、図１６（Ｂ）には正極性の電圧信号Ｅ_i を示し、
図１６（Ｃ）には電圧信号Ｅ_i と逆極性の電圧信号
Ｅ_i ′を示し、図１６（Ｄ）には電流切替え用スイッチ
ＳＷ′に流れる電流Ｉ_s ′とトランジスタＱ_a に流れる
電流Ｉ_a の波形を示し、図１６（Ｅ）は電流切替え用ス
イッチＳＷに流れる電流Ｉ_s とトランジスタＱ_a ′に流
れる電流Ｉ_a ′の波形を示し、図１６Ｆにはトランジス
タＱ_a とトランジスタＱ_a ′との共通エミッタ電流Ｉ_k
を示し、図１６（Ｇ）にはＲ／Ｔに流れる記録電流Ｉ_r
の波形を示す。

【００５４】図１５に示した電流切替え用スイッチＳ
Ｗ，ＳＷ′をトランジスタＱ_s ，Ｑ_s′として用いる場
合、このトランジスタＱ_s ，Ｑ_s ′と増幅用トランジス
タＱ_a，Ｑ_a ′を同時に凡用高速ロジックで駆動する回
路の構成は図１７に示す。図１７において、図１５の増
幅用トランジスタＱ_a はｎｐｎトランジスタで構成さ
れ、電流切替え用スイッチＳＷはトランジスタＱ_a とは
相補関係のｐｎｐトランジスタＱ_s で構成され、該トラ
ンジスタＱ_s とトランジスタＱ_a は電圧信号Ｅ_i により
同時に制御される。これに対応して形成された電流切替
え用トランジスタＱ_s ′と増幅用トランジスタＱ_a ′も
電圧信号Ｅ_i とは逆極性の電圧信号Ｅ _i ′により同時に
制御される。

【００５５】ここで、トランジスタＱ_s はトランジスタ
Ｑ_a と、トランジスタＱ_s ′はトランジスタＱ_a ′と相
補関係にある。一端が直流電圧供給端Ｖ⁺ に接続された
抵抗ｒ₁ に直列に接続された抵抗ｒ₂と、抵抗ｒ₂ とは
並列に接続されたピ−キングキャパシタＣ₁ の各一端は
トランジスタＱ_s のベ−スに共通接続され、その各他端
は排他的論理和ゲ−トＧの出力端に共通接続される。

【００５６】一端が接地に接続された抵抗ｒ₄ に直列に
接続された抵抗ｒ₃ と、抵抗ｒ₃ とは並列に接続された
ピ−キングキャパシタＣ₂ の各一端はトランジスタＱ_a
のベ−スに接続され、その各他端は排他的論理和ゲ−ト
Ｇの出力端に接続されている。トランジスタＱ_S ′_, Ｑ
_a ′のベ−スに連結された抵抗ｒ₁ ′〜ｒ₃ ′とピ−キ
ングキャパシタＣ₁ ′，Ｃ₂ ′は抵抗ｒ₁ 〜ｒ₃ とピ−
キングキャパシタＣ₁，Ｃ₂ とは対称的に構成される。

【００５７】一方、定電流制御素子１６は電流帰還型の
ｎｐｎトランジスタＱ_k で構成され、トランジスタＱ_k
のコレクタは一対のトランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′の共通エ
ミッタに接続され、そのエミッタは電流帰還用の抵抗Ｒ
_k を通して直流電圧供給端Ｖ ^- に接続され、そのベ−ス
には直流電圧供給端Ｖ⁺ が接続される。ベ−ス電流Ｉ _BK
を制御する抵抗Ｒ_B ，Ｒ_B ′の各一端はトランジスタＱ
_k のベ−スに共通接続され、他端は直流電圧供給端Ｖ⁺
と直流電圧供給端Ｖ^- にそれぞれ接続される。

【００５８】このようにｎｐｎトランジスタで構成され
た定電流制御用のトランジスタＱ_kのベ−スに一定値の
ベ−ス電流Ｉ_Bkを供給し、かつ、定電流制御効果を高め
るため、電流帰還型Ｒ_k を定電流制御トランジスタＱ_k
のエミッタに接続して抵抗帰還をかける。この抵抗Ｒ_k
値を変化させることによりトランジスタＱ_k のコレクタ
電流Ｉ_k を制御することができる。従って、増幅用トラ
ンジスタＱ_{a ,} Ｑ_a ′の共通エミッタと定電流制御用の
トランジスタＱ_k のコレクタとが接続されているので、
トランジタＱ_{a ,} Ｑ_a ′のコレクタ電流の飽和を一定値
に制御することができる。

【００５９】実際に磁気ヘッドに記録電流を供給する回
路で問題となるのは、図１８（Ａ）乃至図１８（Ｃ）に
示したように電流の極性を反転させる瞬間の過度期間の
長さであるが、この期間が短いほど高速度及び高密度の
記録特性が向上される。図１８（Ａ）にはディジタル情
報に応じて整形駆動分１０から供給される信号Ｅ_i の波
形を示し、図１８（Ｂ）には電圧信号Ｅ_i の逆極性信号
Ｅ_i ′を、図１８（Ｃ）にはこの信号Ｅ_i ，Ｅ_i ′に相
応する記録電流Ｉ_r の波形を示す。

【００６０】図１９（Ａ）は電流の極性反転スイッチン
グ直前の回路の各部の電圧及び電流の初期値を示したフ
ライバック型の記録増幅器の回路であり、図１９（Ｂ）
は初期状態（ｔ＝０）のとき、各部における電圧電流の
初期条件を示している。トランジスタＱ_s ，Ｑ_s ′をス
イッチの形態として示す。図１９（Ａ）に示す初期条
（ｔ＜０）では、Ｑ_s ＝ＯＮ，Ｑ_s ′＝ＯＦＦ，Ｑ _a ＝
ＯＦＦ，Ｑ_a ′＝ＯＮの状態となり、電流Ｉ_o は点線で
示すようにＶ⁺ →Ｑ _s （Ｉ_s ）→Ｌ_t （−Ｉ_r ）→
Ｑ_a ′（Ｉ_a ′）→Ｑ_k （Ｉ_k ）→Ｖ^- の順にそれぞれ
の素子電流の定義により流れている。

【００６１】ここで、Ｌ_t は図２０（Ｂ）に示したよう
にＲ／Ｔの１次側からヘッド側を見る場合のインダクタ
ンスであり、正確には抵抗成分Ｎ² Ｒ_h ／２を含めてい
るので複素インダクンタンスである。図２０（Ａ）は一
つのＰ／Ｔと、一つのＲ／Ｔに２チャンネルの伝送路を
有して各チャンネルごとに記録再生兼用のヘッドを有す
るヘッド部の例を示しているが、Ｐ／Ｔを用いないなど
の他の構成例が本発明に適用されることもできる。

【００６２】ここで、過度期間に発生する過度パルス電
流の立ち上がり時間を減らすためにＰ／ＴとＲ／Ｔの１
次側のインダクタンスを考慮する必要がある。図２１
（Ａ）はＬ_t に流れる記録電流Ｉ_r が反転するまでの経
過（過度期間０≦ｔ≦ｔ² ）を示している。この際、各
トランジスタの動作状態は図２１（Ａ）に示したように
Ｑ_s ＝ＯＦＦ，Ｑ_s ′＝ＯＮ，Ｑ_a ＝ＯＮ，Ｑ_a ′＝Ｏ
ＦＦとなる。

【００６３】ここで、トランジスタＱ_s が断となっても
Ｌ_t に流れている記録電流（Ｉ_r ＝Ｉ_o ）は直ちに断と
はならず、インダクタンス特性上から電流を維持、継続
しようとする。この場合、Ｌ_t に寄生している並列漂遊
容量Ｃ_s からの放電電流Ｉ_csによりインダクタンスに流
れる電流Ｉ_r が供給される。この放電のため漂遊キャパ
シタＣ_s の両端電圧、即ち、Ｑ_a のコレクタ電圧Ｖ _c は
急激に低下する。この上、ｔ＜０の安定状態ではＶ
_ct（Ｌ_t の充電電圧）＝Ｖ_cs（Ｃ_s の充電電圧）〜０な
ので、漂遊キャパシタＣ_s に充電された電荷は殆どな
い。従って、Ｌ_t に充電された電流が放電されてＣ_s に
伝送され、Ｃ_s では電流がネカチブ充電される。かつ、
この際のＣ_s は充電状態なので、両端電圧Ｖ _csは急激に
大きくなる。即ち、Ｌ_t の（＋）端子電圧がトランジス
タＱ_a のコレクタ電圧Ｖ_c より低下する。

【００６４】ここで、Ｌ_t に流れる電流Ｉ_r ＝Ｉ_o ＝０
に達するまでの時間をτ、コレクタ電圧Ｖ_c の最大電圧
立ち下がり分を△Ｖ_cmとし、Ｌ_t に含まれている抵抗成
分を無視すると、エネルギ−保存の法則から下記の関係
が成立する。 Ｌ_t ・（Ｉ_o ）² ＝Ｃ_s （△Ｖ_cm）² （式２０） τ＝（π／２）・√（Ｌ_t ・Ｃ_s ） （式２１） ところが、｜Ｖ⁺ −Ｖ^- ｜＜△Ｖ_cmの場合、Ｖ_c が△Ｖ
_cmほど立ち下がる前にトランジスタＱ_a 及びトランジス
タＱ_k のコレクタとベ−スが逆バイアスの状態となり、
Ｖ_c はコレクタ電圧Ｖ_coに達し（ｔ＝ｔ₁ ）、トランジ
スタＱ_a 及びトランジスタＱ_k のコレクタとエミッタの
間が短絡される。これにより、Ｌ_t への電流供給経路が
生じ、Ｃ_s からの放電電流Ｉ_csに代わり、トランジスタ
Ｑ_a 及びトランジスタＱ_k を流れる逆電流−Ｉ_r ，−Ｉ
_k によりＬ_t への電流供給が始まる。

【００６５】従って、Ｃ_s の放電電流Ｉ_csが急減し、Ｖ
_c の電圧も急激に低下する。次に、ｔ＝ｔ₂ の場合、Ｖ
_c が最小電圧に達し、即ち、最大電圧立ち下がり分△Ｖ
_cmほど立ち下がると、放電電流Ｉ_CSは０となる。ここ
で、トランジスタＱ_a′に流れる電流Ｉ_a ′もＬ_t への
電流供給の一部を占めていると考えられるが、トランジ
スタＱ_a ′の閉じる時間をわずか遅らせるとコレクタ電
流Ｉ_a ′は流れない。以上の経過について各部の電流、
電圧の波形は図２１（Ｂ）に示す。

【００６６】図２２（Ａ）及び図２２（Ｂ）はフライバ
ック記録増幅器で電流極性の反転スイッチングの後半の
過度現象を説明するための図面であり、記録電流Ｉ_r の
反転経過（ｔ₂ ≦ｔ≦ｔ₄ ）を示している。ｔ＝ｔ₂ に
達した瞬間には既にＩ_r は反転（Ｉ_r ＞０，Ｉ_a ＞０）
しているが、トランジスタＱ_a とトランジスタＱ_k では
ベ−スに蓄積された過剰キャリアのため、コレクタ・エ
ミッタ間の短絡状態はトランジスタ固有のキャリア蓄積
時間の間、保たれる。従って、Ｒ／Ｔの１次側の巻線Ｌ
_t の一端にはＶ⁺ 電位がトランジスタＱ_s ′を通して印
加され、他端にはＶ^- 電位が印加される状態になるが、
この際、Ｌ_t は低インピ−ダンスなのでコレクタ電流Ｉ
_a は急速に立ち上がり、同時に漂遊キャパシタＣ_s への
充電電流Ｉ_csが加わって記録電流Ｉ_r は急激に立ち上が
る。

【００６７】この結果、Ｑ_a のコレクタ電圧Ｖ_c は図２
２（Ｂ）に示したように、△Ｖ_cmほどのオ−バ−シュ−
トを起こすが、定常値であるＶ⁺ に収斂していく。一
方、記録電流Ｉ_r はｔ＝ｔ₃ で定常値電流Ｉ_o により△
Ｉ_rmほど過度短絡されるが、直ちにＩ_o となる。ここ
で、△Ｉ_rmはＱ_a のコレクタ電流Ｉ_a により供給された
量に当たる。このようにしてラッチアップに似た現象に
より記録電流の極性反転の過度状態が終了する。

【００６８】ここで、図２３に示したようにダンパ・ダ
イオ−ドＤ，Ｄ′をトランジスタＱ _a ，Ｑ_a ′の各コレ
クトと直流電圧供給端Ｖ⁺ との間に挿入することによ
り、各コレクタ電圧Ｖ_c ，Ｖ_c ′のオ−バ−シュ−トを
防ぐことができる。この際、ダンパ・ダイオ−ドＤ，
Ｄ′には各ダイオ−ド電流Ｉ_d ，Ｉ_d ′が流れる。従っ
て、ｔ≧ｔ₃ では各部の電圧及び電流の変化は図２２
（Ｂ）とは異なり、これを図２３に示す。

【００６９】図２３（Ｂ）でわかるように、記録電流Ｉ
_r の一部はダイオ−ド電流Ｉ_d に分流するので、やがて
記録電流Ｉ_r は定常値電流Ｉ_o に収斂していく。以上述
べたように、記録等化処理ができる増幅器は線形増幅機
能を必要とするので、電力許容損失の大きい電力トラン
ジスタを用いる必要があり、小型、小電力用には適さな
い。かつ、スイッチングトランジスタを用いる記録増幅
器は電力損失の少ない小型で構成され得るが、記録電流
の立ち上がり特性を改善する等化処理が困難になり、高
速度、高密度の記録には適合でない。これについて本発
明が提案しているラッチアップに似た現象を用いるフラ
イバックスイッチング記録増幅方式は記録等化せずに記
録電流の立ち上がり特性を改善でき、小型、省電力用に
適している。

【００７０】このような三つの方式を要約すれば、表１
のように分類できる。

【００７１】

【表１】

【００７２】しかしながら、前記フライバックスイッチ
ング方式では直流成分を含む２値符号化情報（以下、デ
ィジタル信号という）を磁気記録する場合には共通問題
がある。図２０（Ａ）に示したように、回転シリンダに
搭載されている磁気ヘッドに直流成分を含むディジタル
信号記録電流Ｉ_r を流す場合、Ｒ／Ｔ及びＰ／Ｔを介し
て磁気ヘッド電流Ｉ_h を供給するので、直流成分が欠落
するのは当然として特に問題なのはヘッド電流瞬時値の
振幅変動を生じることである。即ち、微素子化を発生す
るということである。図２０（Ａ）に示したヘッド部で
Ｐ／Ｔは必ずしも必要としない。

【００７３】この対策として、回転シリンダ内にディジ
タル信号整形処理回路と記録増幅器を搭載する方式があ
る。図２４（Ａ）乃至図２４（Ｃ）に示したように、Ｐ
／Ｔ及びＲ／Ｔを経由し直流成分欠落により波形歪みを
発生したディジタル信号（図２４（Ａ））をディジタル
信号整形回路（図示せず）で整形し直し、元の直流成分
を復元した信号（図２４（Ｂ））を記録増幅器（図示せ
ず）に入力し、記録増幅器でこの信号に対応する磁気ヘ
ッド駆動電流（図２４（Ｃ））を供給する方法である。
前記方式の問題点としては、回転シリンダ内に波形処理
のためのディジタル信号整形回路、特に記録増幅器を搭
載することは装置を複雑にしてコストアップの要因とな
る。このうち、電源用直流を回転シリンダ内に供給する
方法には信頼性その他で問題が多い。

【００７４】Ｒ／Ｔを経由することにより生じる記録電
流直流分の欠落はディジタル信号の歪曲はヘッドの帯磁
を防ぐ効果がある一方で、記録電流立ち上がりの瞬時値
の変動を引き起こす欠点がある。この記録電流立ち上が
り瞬時値の変動について詳細に検討する。記録電流の立
ち上がり部分に着目し、記録増幅器、Ｐ／Ｔ、Ｒ／Ｔ及
びヘッドから構成される記録系で解析するため、各々の
等化回路は図２５のように設定される。ここでは、直流
電流の欠落の影響を調べるため、漂遊キャパシタＣ_s 及
びヘッド並列漂遊キャパシタＣ_h を省略し、またＲ／Ｔ
の１次側巻線数と２次巻線数との比を１とし、駆動する
磁気ヘッドの数も１とする。従って、図２０（Ｂ）に示
した等価回路の常数は下記のように定義し直して図２５
に示したような回路常数とする。

【００７５】即ち、Ｌ_pt：Ｐ／Ｔの１次側インダクタン
ス、Ｌ_rt；Ｒ／Ｔの１次側インダクタンス、Ｌ_k ：Ｒ／
Ｔの漏洩インダクタンス、Ｌ_h ：磁気ヘッドの並列イン
ダクタンス、Ｒ_h ：磁気ヘッドの並列損失抵抗、
Ｌ_prt ；Ｌ_pt・Ｌ_rt合成インダクタンス、Ｌ_hprt：Ｐ／
Ｔ，Ｒ／Ｔ，ヘッドの並列インダクタンス、Ｒ_S ：記録
増幅器の出力抵抗、Ｉ_pt：Ｐ／Ｔの励磁電流、Ｉ_rt：Ｒ
／Ｔの励磁電流、Ｉ_h1：ヘッドの励磁電流、Ｉ_prt ：合
成励磁電流、Ｉ_hr：ヘッドの損失電流、Ｉ_o ：定電流制
御出力電流、Ｉ_s ：記録増幅器出力電流、Ｉ_do：ダンパ
電流初期値、δ：ダンパ電流減衰時定数、Ｒ_d ：ダンパ
・ダイオ−ドｏｎ抵抗、ｓ：複素周波数、ｔ：時間、
¶：デルタ関数である。

【００７６】この定義により、 Ｌ_prt ＝（Ｌ_pt・Ｌ_rt）／（Ｌ_pt＋Ｌ_rt） Ｉ_prt ＝Ｉ_pt＋Ｉ_rt （式２２） Ｌ_hprt＝（Ｌ_h ・Ｌ_prt ）／（Ｌ_h ＋Ｌ_prt ） （式２３） ここで、実際はＬ_prt ＞＞Ｌ_k の場合が一般であり、ま
た、計算を簡易化するためにＬ_K をＬ_h に含めることと
し、下記の近似条件の式２４で説明する。

【００７７】 Ｌ_prt 》Ｌ_k ，Ｌ_h ＋Ｌ_k →Ｌ_h （Ｌ_h 》Ｌ_k ） （式２４） ここで、α≡Ｒ_h ／Ｌ_prt β≡Ｒ_h ／Ｌ_h γ≡Ｒ_h ／Ｌ_hprt （従って、α＋β＝γ） δ≡Ｒ_d ／Ｌ_hprt と置く。

【００７８】ところで、図２３（Ａ）及び図２３（Ｂ）
に示したように、記録増幅記の出力電流Ｉ_s には定電流
制御素子で制御されている定電流成分Ｉ_a （＝Ｉ_o ）と
ダンパ・ダイオ−ドＤを通る電流成分Ｉ_d （Ｑ_s ′→Ｌ
_t →Ｄ）とが含まれている。ダンパ・ダイオ−ドＤのｏ
ｎ抵抗をＲ_d とすると、Ｉ_d の減衰時定数Ｒ_d ／Ｌ _t は Ｌ_t ≒Ｌ_hprt ｏｒ Ｒ_d ／Ｌ_t ≒Ｒ_d ／Ｌ_hprt＝δである。 （式２５） 従って、 Ｉ_d ＝Ｉ_do・ｅｘｐ（−δ・ｔ） ｏｒ Ｉ_d ＝Ｉ_do・¶／（ｓ＋δ） （式２６） のように示すことができる。

【００７９】また、定電流制御成分は、 Ｉ_a ＝Ｉ_o ｏｒ Ｉ_a ＝Ｉ_o ・Ｉ_o （¶／ｓ） （式２７） である。故に、記録増幅器出力電圧Ｉ_s は、 Ｉ_s ＝Ｉ_o ＋Ｉ_do・ｅｘｐ（−δ・ｔ） または、Ｉ_s ＝Ｉ_o ・¶／ｓ＋Ｉ_do・¶／（ｓ＋δ） （式２８） 従って、Ｐ／Ｔ及びＲ／Ｔの合成励磁電流Ｉ_prt は、

【００８０】

【数２】

【００８１】のように示すことができる。式２９のラプ
ラス変換を求めると、 Ｉ_prt ＝Ｉ_o ・（α／ｒ）・〔１−ｅｘｐ（−ｒ・ｔ）〕＋ Ｉ_do・（α／ｒ−α）・〔ｅｘｐ（−δ・ｔ）−ｅｘｐ（−ｒ・ｔ）〕 （式３０） 一方、ヘッド励磁電流Ｉ_h1は式３１で示すことができ
る。

【００８２】

【数３】

【００８３】ここで、β／α＝Ｌ_prt ／Ｌ_h 式３１のラプラス変換を求めると、式３２のようにな
る。 Ｉ_h1＝（β／α）・Ｉ_prt （式３２） 反面、ヘッド損失電流Ｉ_hrは、

【００８４】

【数４】

【００８５】式３３のラプラス変換は式３４の通りであ
る。 Ｉ_hr＝Ｉ_o ・exp(-r・t)+ Ｉ_do・ r/(r-δ) ・exp(-r・t)+ δ/(δ-r) ・exp( -δ・t) （式３４） ここで、 r/(r-δ) ＝Ｒ_h ／Ｌ_hprt／（Ｒ_h ／Ｌ_hprt−Ｒ_d ／Ｌ_hprt） ＝１／（１−Ｒ_d ／Ｒ_h ） δ/(δ-r) ＝Ｒ_d ／（Ｒ_d −Ｒ_h ）＝−Ｒ_d ／Ｒ_h ／（１−Ｒ_d ／Ｒ_h ） α/(r-δ) ＝Ｒ_h ／Ｌ_prt ／（Ｒ_h ／Ｌ_hprt−Ｒ_d ／Ｌ_hprt） ＝（Ｌ_hprt／Ｌ_prt ）／（１−Ｒ_d ／Ｒ_h ） β/(r-δ) ＝（Ｌ_hprt／Ｌ_h ）／（１−Ｒ_d ／Ｒ_h ） 従って、 Ｉ_prt ＝Ｉ_o ・〔（Ｌ_hprt／Ｌ_prt ）・｛1-exp(-r・t)｝〕＋ Ｉ_do〔(L_hprt/L_prt )/(1-R_d /R_h ) ・｛exp( -δ・t)- exp(-r・t)｝〕 （式３５） Ｉ_h1＝Ｉ_o ・〔（Ｌ_hprt／Ｌ_h ）・｛1-exp(-r・t)｝〕＋ Ｉ_do・〔(L_hprt/L_h ) ／(1-R_d /R_h ) ・｛exp( -δ・t)- exp(-r・t)｝〕 （式３６） Ｉ_hr＝Ｉ_o ・ exp( -r・t) +Ｉ_do・〔 1/( 1-R_d /R_h ) ・exp(-r・t) + ( -R_d /R_h ) / (1-R_d /R_h ) ・exp( -δ・t)〕 （式３７） 以上の結果をさらに簡略にするため、ヘッドの損失抵抗
Ｒ_h に比べ、ダンパ・ダイオ−ドＤのｏｎ抵抗Ｒ_d は十
分に小さいとする。

【００８６】 Ｒ_h 》Ｒ_d （式３８） 従って、 Ｉ_prt ＝Ｉ_o ・ (L_hprt/L_prt ) ・｛ 1-exp・(-r ・t)｝ ＋ Ｉ_do・ (L_hprt/L_prt ) ・（exp( -δ・t)- exp(-r・t)｝ ＝ ( L_hprt/L_prt ) Ｉ_do・（1-exp ・(-r ・t)｝＋Ｉ_do・｛exp ・(-δ・ t)- exp(-r・t)｝ （式３９） Ｉ_h1＝Ｉ_o ・〔（Ｌ_hprt／Ｌ_h ）・｛1-exp(-r・t)｝〕＋ Ｉ_do・〔（Ｌ_hprt／Ｌ_h ) ・｛exp( -δ・t)- exp(-r・t)｝〕 ＝ (Ｌ_hprt／Ｌ_h ) 〔Ｉ_o ・（1-ex(-r ・t)｝＋Ｉ_do・｛exp ・(-δ・t) - exp(-r・t)｝ （式４０） Ｉ_hr＝Ｉ_o ・ exp( -r・t) +Ｉ_o ・exp(-r・t) （式４１） 前記の式を用いて計算した定電流源電流Ｉ_s 、Ｐ／Ｔと
Ｒ／Ｔの合成励磁電流Ｉ_prt 、ヘッド損失電流Ｉ_hrとヘ
ッド励磁電流Ｉ_h1はそれぞれ図２６（Ａ）乃至図２６
（Ｅ）に示した通りである。

【００８７】ここで、図２６（Ａ）に示したＩ_s は式２
８で示すことができ、図２６（Ｂ）に示したＩ_prt は式
３９で示すことができる。かつ、図２６（Ｃ）に示した
Ｉ_hはＩ_hrとＩ_h1との和電流であり、図２６（Ｄ）に示
したＩ_hrは式４１で示すことができ、図２６（Ｅ）のＩ
_h1は式４０で示すことができる。ところで、フライバッ
クスイッチング方式の記録増幅器では電流源出力Ｉ_s の
うち、過度パルス電流振幅成分Ｉ_doは増幅器のインダン
タクス負荷Ｌ_pt，Ｌ_rt及びＬ_h に蓄積されたエネルギ−
Ｅ_pt，Ｅ_rt及びＥ_h により発生する。ここで、Ｐ／Ｔ及
びＲ／Ｔの合成励磁電流Ｉ_prt 及び合成インダクタンス
Ｌ_Prt を用いて蓄積エネルギ−値Ｅ_prt を示すと、式４
２のようになる。

【００８８】 Ｅ_prt ≡Ｌ_pt・Ｉ_pt ² ／２＋Ｌ_rt・Ｉ_rt ² ／２＝Ｌ_prt ・Ｉ_prt ² ／２ （式４２） 一方、磁気ヘッドインダクタンスに蓄積されたエネルギ
Ｅ_h は式４３のようになる。

【００８９】 Ｅ_h ＝Ｌ_h ・Ｉ_h1 ² ／２ （式４３） 従って、記録増幅器のインダクタンス負荷Ｌ_prt 及びＬ
_h に蓄積された合計エネルギ−Ｅ_t は、 Ｅ_t ＝Ｅ_prt ＋Ｅ_h （式４４） である。

【００９０】ここで、Ｅ_t は式３８に示した実用条件で
式３９〜式４１を代入して得られるが、数式で簡潔に表
せないので、この計算結果の概要を図２７に示す。図２
７に示したように蓄積エネルギ−Ｅ_t はオ−バ−シュ−
トを起こすが、時間経過と共に減衰して一定値に収斂し
ていく。一方、離散値を有する入力デ−タビット長さに
対応する電流スイッチング時間は（ｔ／τ）＝１，２，
３ ｏｒ ４と変化する。その電流切替え時点での蓄積
電子エネルギ−Ｅ_t は並列漂遊容量Ｃ_s に転移して蓄積
電荷エネルギ−となり、図２８（Ａ）乃至図２８（Ｃ）
に示したようにフライバックパルスが発生するが、この
パルスの振幅は蓄積エネルギ−の平方根に比例する。

【００９１】即ち、図２８（Ａ）はスイッチング時間
（ｔ／τ）が１のとき、図２８（Ｂ）はスイッチング時
間（ｔ／τ）が２のとき、図２８（Ｃ）はスイッチング
時間（ｔ／τ）が４のとき、フラスバックパルスの振幅
を示しており、時間経過と共にフライバックパルスの振
幅が減衰することがわかる。このＣ_s の蓄積エネルギ−
は必ず電子エネルギ−に転移されて過度パスル電流成分
の初期値Ｉ_doを発生する。このため、時間経過と共に電
子蓄積エネルギ−が減衰していくフライバックスイッチ
ング方式の記録増幅器では、電流の極性切替え時に電流
立ち上がり瞬時値が変動する問題点があった。

【００９２】この問題点を改善したフライバック型のス
イッチング方式の記録増幅器の他の実施例によるブロッ
ク図は図２９に示す。図２９において、２値符号化入力
信号に対応して正及び負極性信号を出力する整形駆動部
１０と、整形駆動部１０から供給される正及び負極性信
号に対応してプッシュプル増幅器１４に供給する電流を
切り替える電流切替え素子１２と、整形駆動部１０から
供給される正及び負極性の信号を入力として電流極性の
高速切替えによる得られた記録電流をヘッド部１８に供
給するプッシュプル増幅器１４と、プッシュプル増幅器
１４に一定な電流が流れるように制御する定電流制御素
子１６と、Ｐ／Ｔ及びＲ／Ｔを経由することにより発生
される記録電流の瞬時値振幅の変動に対応するために記
録電流の瞬時値を一定値に制御するための補償信号を形
成する補償信号形成部２０より構成されている。

【００９３】図３０は図２９に示した記録増幅器の原理
を説明するための回路図である。図３０において、増幅
用トランジスタＱ_a ，Ｑ_a ′はｎｐｎトランジスタによ
り構成され、一方、電流切替え素子１２はｐｎｐトラン
ジスタＱ_s ，Ｑ_s ′により構成されている。ここで、ト
ランジスタＱ_a 及びトランジスタＱ_s のベ−ス駆動源は
同じ信号源Ｅ_i を共用し、そこからそれぞれ抵抗分割に
よりトランジスタＱ_a のベ−スにはＥ_abが、トランジス
タＱ_s のベ−スにはＥ_sbが加えられている。これに対し
て、トランジスタＱ_a ′及びトランジスタＱ_s ′の各ベ
−スには前記Ｅ_i とは逆極性の共用信号源Ｅ_i ′により
駆動されるが、Ｅ_i ′から抵抗分割によりトランジスタ
Ｑ_a ′のベ−スにはＥ_ab′が、トランジスタＱ_s ′のベ
−スにはＥ_sb′が加えられている。

【００９４】かつ、トランジスタＱ_a 及びトランジスタ
Ｑ_s の共通接続コレクタＲ／Ｔの１次側の一端子に接続
され、トランジスタＱ_a ′及びトランジスタＱ_s ′の共
通接続コレクタはＲ／Ｔの１次側の他の端子に接続され
て記録電流はＲ／ＴまたはＲ／ＴとＰ／Ｔを通してヘッ
ドに供給される。かつ、トランジスタＱ_a 及びトランジ
スタＱ_s の共通コレクタと直流電圧供給端Ｖ⁺ との間に
はダンパ・ダイオ−ドＤが、トランジスタＱ_a ′及びト
ランジスタＱ_s ′の共通コレクタと直流電圧供給端Ｖ⁺
との間にはダンパ・ダイオ−ドＤ′が挿入されている。

【００９５】一方、Ｑ_a 及びＱ_a ′の共通エミッタには
定電流制御トランジスタＱ_k のコレクタに接続され、そ
の定電流制御トランジスタＱ_k のエミッタには電流帰還
用の抵抗Ｒ_k が接続されているので、定電流制御トラン
ジスタＱ_k のベ−ス電圧Ｅ_kbにほぼ比例した電流Ｉ
_k （＝Ｉ_a ＋Ｉ_a ′）が流れて記録電流Ｉ_r の定常時振
幅のピーク−ツウ−ピーク値を制御する。

【００９６】ところで、式３９に示したＰ／Ｔ、Ｒ／Ｔ
の合成励磁電流Ｉ_prt 及び式４０に示したヘッド励磁電
流Ｉ_h1は下記の式４５及び４６のようになる。 Ｉ_prt ＝(L_hprt/L_prt ) ・〔（Ｉ_o + Ｉ_do）・｛ 1-exp・(-r ・t)｝− Ｉ_do・｛ 1- exp( -δ・t)｝〕 （式４５） Ｉ_h1＝（Ｌ_hprt／Ｌ_h ）・〔（Ｉ_o + Ｉ_do）・｛ 1-exp・(-r ・t)｝− Ｉ_do・｛ 1- exp( -δ・t)｝〕 （式４６） ここで、合成励磁電流Ｉ_prt に含まれている二つの電流
成分（Ｉ_o ＋Ｉ_do）及びＩ_doをみると、前者の減衰時定
数γは後者の時定数δに比べて大きく、直ちに定常値に
達するが、後者が定常値に達するまでの時間は比較的長
く、その電流変化が問題を生ずる。

【００９７】従って、この電流変動を打ち消すためには
式４７に示す補償電流△Ｉ_prt を余分に流すように制御
すれば、合成励磁電流Ｉ_prt の電流変動がなくなり、入
力デ−タビットの長さが変化しても合成励磁電流Ｉ_prt
は一定値に保たれてＰ／Ｔの１次側のインダクタンスＬ
_ptとＲ／Ｔの１次側のインダクタンスＬ_rtの合成インダ
クタンスＬ_prt に蓄積される電子エネルギ−の変動は生
じない。

【００９８】 △Ｉ_prt ＝（Ｌ_hprt／Ｌ_prt ) ・Ｉ_do・｛ 1-exp・（ -δ・t)｝− （式４７） Ｉ_prt ＋△Ｉ_prt ＝（Ｌ_hprt／Ｌ_prt ) ・(I_o +I_do) ｛1-exp ・( -r・t)｝ （式４８） これはヘッド励磁電流Ｉ_h1については式４９に示す同様
の補償電流△Ｉ_h1を流し、ヘッド励磁電流Ｉ_h1の電流変
動をなくすことができる。

【００９９】 △Ｉ_h1 ＝（Ｌ_hprt／Ｌ_h ) ・Ｉ_do・｛1-exp ・（ -δ・t)｝ （式４９） △Ｉ_hprt＝△Ｉ_prt ＋△Ｉ_h1 ＝Ｉ_do・｛1-exp ・（ -δ・t)｝ （式５０） Ｉ_hprt＋△Ｉ_hprt＝（Ｉ_o + Ｉ_do）・｛ 1-exp・(-r ・t)｝ （式５１） である。

【０１００】このために電流制御用トランジスタＱ_k の
ベ−ス電圧Ｅ_kbに補償用電流△Ｉ_{hp rt}を発生させる補償
用信号Ｖ_ccを加える必要がある。このＶ_ccの形成方法を
図３１（Ａ）乃至図３１（Ｅ）に示した信号波形で説明
する。即ち、記録電流Ｉ_r の極性反転に伴い、トランジ
スタＱ_a のコレクタ及びトランジスタＱ_a ′のコレクタ
には図３１（Ａ）及び図３１（Ｂ）に示したようなフラ
イバックパルスが発生し、このフライバックパルスを抵
抗Ｒ_ac，Ｒ_ac′，Ｒ_ciにより加算して演算増幅器ＯＰで
増幅及び極性反転により図３１（Ｃ）に示したような合
成パルスＶ_bcを得てこれを補償信号形成用のスイッチン
グトランジスタＱ_c のベ−スに加えるが、この場合、ス
イッチングトランジスタＱ_c のエミッタには一定の基準
電圧Ｅ（＝Ｅ_co＋Ｖ^- ）をかけておき、スイッチングト
ランジスタＱ_c がｏｎの時の電圧に設定とする。従っ
て、スイッチングトランジスタＱ_cのコレクタ電圧Ｖ_cc
は図３１（Ｄ）に示したような充放電波形が形成され
る。

【０１０１】この波形形成のパラメ−タはＱ_c の電源電
圧Ｅ_c と充電時定数Ｒ_c ・Ｃ_c により下記の式５２で与
えられる。 Ｖ_cc＝Ｅ_ck＋（Ｅ_c −Ｅ_ck）／〔 1-exp｛−ｔ／Ｒ_c ・Ｃ_c ｝〕 ＝Ｅ_ck〔１＋（Ｅ_c ／Ｅ_ck−１）｛ 1-exp（−ｔ／Ｒ_c ・Ｃ_c ）｝〕 （式５２） 式５２の各定数を式５１の定数と対応させて適当な波形
形成パラメ−タを選ぶことにより補償電流（△Ｉ_hprt）
を形成させることができる。

【０１０２】電流制御用トランジスタＱ_k のベ−スに注
入される補償電圧信号Ｖ_cc（図３１（Ｄ））により流れ
る電流Ｉ_k の波形は図３１（Ｅ）に示した通りである。
このように電流制御用トランジスタＱ_k のベ−スに補償
信号を注入させる結果として図２７に示したように、記
録系インダクタンスに蓄積される電子エネルギ−の合計
量は減衰せず一定に保たれるので、入力ビット長さに対
応して記録電流極性のスイッチング時刻が変動しても図
２８（Ａ）乃至図２８（Ｃ）に示したこととは異なり、
フライバックパルスの振幅値の変動は発生しない。即
ち、常に一定パルス幅、一定パルス振幅を保つことによ
り記録電流極性の切替え時の記録電流立ち上がり特性
（立ち上がり時間、立ち下がり瞬時値）を常に一定に保
つことができる。

【０１０３】図３２は記録電流スイッチング特性の安定
化のために加える補償電流の計算値を示す。本発明の第
２実施例ではパルストランスフォ−マ及び回転トランス
フォ−マを用いることにより発生する記録電流の瞬時値
の変動を補償して記録電流極性の切替え時の記録電流の
立ち上がり特性を非常に安定に保ことができる。

【０１０４】

【発明の効果】以上述べたたように、本発明の装置は定
電流制御スイッチング方式による記録増幅器の構成で、
本発明で用いられるトランジスタの電力損失は小さくな
り、電力用トランジスタを必要としないのでコンパクト
な小電力型の記録増幅器を構成することができる。

【０１０５】かつ、本発明の装置は別途の記録等化器な
しにもヘッド電流の立ち上がり特性を改善すると共に過
渡（オーバシュート）特性を有することが可能である。
これによりヘッド電流から発生する磁束の開始を加速化
させ、テ−プ上に記録された磁化パタ−ンの解像度を高
め、数Ｍｂｐｓ〜数十Ｍｂｐｓの速度で記録できて高速
度及び高密度の記録が可能である。

【０１０６】かつ、本発明は定電流制御素子を制御して
安定化補償電流を加えることにより記録電流極性切替え
時の記録電流の立ち上がり特性を極めて安定に保つこと
ができ、この装置により記録したテ−プから再生アイパ
タ−ンの開口率を向上させる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＡ級記録増幅器を示す。

【図２】（Ａ）〜（Ｄ）は図１に示した記録増幅器の各
部の電圧及び電流波形図である。

【図３】図１に示した記録増幅器の等価回路図である。

【図４】従来のＢ級記録増幅器の例である。

【図５】従来のＢ級記録増幅器の例である。

【図６】（Ａ）〜（Ｅ）は図４に示した記録増幅器の各
部の電圧及び電流波形図である。

【図７】（Ａ）〜（Ｄ）は図４に示した記録増幅器の等
価回路図である。

【図８】（Ａ）〜（Ｆ）は図７（Ｄ）に示した等価回路
の各部の電流波形図である。

【図９】従来の定電流制御スイッチング方式の記録増幅
器の例である。

【図１０】従来の定電流制御スイッチング方式の記録増
幅器の例である。

【図１１】（Ａ）及び（Ｂ）は図９に示した記録増幅器
の等価回路図及びヘッド電流の波形図である。

【図１２】（Ａ）及び（Ｂ）は図１０に示した記録増幅
器の等価回路図及びヘッド電流の波形図である。

【図１３】本発明によるディジタル磁気記録装置の概略
的なブロック図である。

【図１４】図１３に示した記録増幅器の一実施例による
詳細ブロック図である。

【図１５】図１４に示した記録増幅器の原理を説明する
回路図である。

【図１６】（Ａ）乃至（Ｇ）は図１５に示した記録増幅
器の各部の電圧及び電流波形図である。

【図１７】図１５に示した記録増幅器の詳細回路図であ
る。

【図１８】（Ａ）〜（Ｃ）は図１７に示した記録増幅器
に供給される入力電圧信号とヘッド電流の波形図であ
る。

【図１９】（Ａ）はフライバック型の記録増幅器で電流
極性反転スイッチング直前の回路図であり、（Ｂ）はｔ
＝０のとき、各部の電圧及び電流の初期値を示す図面で
ある。

【図２０】（Ａ）及び（Ｂ）はヘッド部の負荷インピ−
ダンスと等価回路を示す図である。

【図２１】（Ａ）はフライバック型の記録増幅器で電流
極性反転スイッチング前半の過度現象を説明するための
回路各部の電圧及び電流の変化を示す回路状態図であ
り、（Ｂ）はこの際の電圧及び電流波形図である。

【図２２】（Ａ）はフライバック型の記録増幅器で電流
極性反転スイッチング後半の過度現象を説明するための
回路各部の電圧及び電流の変化を示す回路状態図であ
り、（Ｂ）はこの際の電圧及び電流波形図である。

【図２３】（Ａ）は図２２（Ａ）に示した回路に一対の
ダンパ・ダイオ−ドを加えた場合の回路各部の電圧及び
電流の変化を示す回路状態図であり、（Ｂ）はこの際の
電圧及び電流波形図である。

【図２４】（Ａ）乃至（Ｃ）は回転シリンダ内に搭載し
た記録増幅器の入力及び出力信号波形図である。

【図２５】記録電流瞬時値の変動を説明するための記録
系の等価回路図である。

【図２６】（Ａ）乃至（Ｅ）は図２５に示した各部の電
流変化図である。

【図２７】図２５に示した記録系の負荷インピ−ダンス
に蓄積されたエネルギ−合計量の時間変化図である。

【図２８】（Ａ）乃至（Ｃ）は入力ビット長さに対応す
るフライバックパルスの振幅値の変化を示す図面であ
る。

【図２９】図１３に示した記録増幅器の他の実施例によ
るブロック図である。

【図３０】図２９に示した記録増幅器の詳細回路図であ
る。

【図３１】（Ａ）乃至（Ｅ）は図２９に示した補償信号
形成部の入出力信号の波形図である。

【図３２】記録電流スイチッング特性の安定化のために
加える補償電流計算値を示した図面である。

【符号の説明】

１ ソース ２ ソース符号化器 ３ チャンネル符号化器 ４ 記録増幅器 １０ 整形駆動部 １２ 電流切替え素子 １４ プッシュプル増幅器 １６ 定電流制御素子 １８ ヘッド部 ２０ 補償信号形成部

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル情報に対応する記録電流を磁
   気ヘッドに供給して磁気記録媒体を磁化させてディジタ
   ル信号を記録する装置において、 前記ディジタル情報に対応して極性の反転された正及び
   負極性の信号を供給する整形駆動部と、 前記正及び負極性の信号に対応して記録電流を発生さ
   せ、該記録電流の極性切替え時に過渡パルス電流を発生
   して磁気ヘッドに供給するプッシュプル手段と、 前記正及び負極性の信号に応答して前記プッシュプル手
   段に流れる電流を切り替える電流切替え手段と、 前記プッシュプル手段から発生する記録電流の瞬時値の
   変動に対応する補償信号を形成する補償信号形成手段
   と、 前記補償信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定に
   なるように制御する定電流制御手段と を具備して、 前記過渡パルス電流に基づいて前記磁気記録媒体に前記
   ディジタル信号を記録することを特徴とする磁気記録装
   置。
2. 【請求項２】 ディジタル情報に対応する記録電流を磁
   気ヘッドに供給して磁気記録媒体を磁化させてディジタ
   ル信号を記録する装置において、 前記ディジタル情報に対応する極性の反転された正及び
   負極性の電流信号を供給する整形駆動部と、 前記正及び負極性の電流信号を切り替える一対のスイッ
   チング手段と、 前記一対のスイッチング手段の一つにより切り替えられ
   た電流信号に相応する記録電流を発生させ、記録電流の
   極性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記磁気ヘ
   ッドに供給する第１増幅素子と、 前記一対のスイッチング手段のもう一つにより切り替え
   られた電流信号に相応する記録電流を発生させ、記録電
   流の極性切替え時に過渡パルス電流を発生して前記磁気
   ヘッドに供給する第２増幅素子と、 前記第１及び第２増幅素子に一定の電流が流れるように
   制御する定電流制御素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段の一つと前記第１増
   幅素子との間に接続さ れ、他端は電源に接続された第１
   ダンパ素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段のもう一つと前記第
   ２増幅素子との間に接続され、他端は前記電源に接続さ
   れた第２ダンパ素子とを具備して、 前記第１及び第２ダンパ素子により前記過渡パルス電流
   が速く定常値電流値に収斂していくようにして 前記磁気
   記録媒体にディジタル信号を記録することを特徴とする
   磁気記録装置。
3. 【請求項３】 ディジタル情報に対応する記録電流を回
   転トランスフォ−マを通して磁気ヘッドに供給して磁気
   記録媒体を磁化させてディジタル信号を記録する装置に
   おいて、 前記ディジタル情報に対応する極性の反転された正及び
   負極性の電流信号を供給する整形駆動部と、 前記正及び負極性の電流信号を切り替える一対のスイッ
   チング手段と、 前記一対のスイッチング手段の一つにより切り替えられ
   た電流信号に相応する記録電流を発生させ、記録電流の
   極性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記磁気ヘ
   ッドに供給する第１増幅素子と、 前記一対のスイッチング手段のもう一つにより切り替え
   られた電流信号に相応する記録電流を発生させ、記録電
   流の極性の切替え時に過度パルス電流を発生して前記磁
   気ヘッドに供給する第２増幅素子と、 前記記録電流が回転トランスフォ−マを経ることにより
   発生する記録電流の瞬時値の変動に応じて電圧信号形態
   の補償信号を発生する補償信号発生器と、 前記補償信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定に
   なるように定電流制御素子とを具備して、 前記過渡パルス電流を前記磁気ヘッドに流して前記磁気
   記録媒体にディジタル信号を記録することを特徴とする
   磁気記録装置。
4. 【請求項４】 一端は前記一対のスイッチング手段の一
   つと前記第１増幅素子との間に接続され、他端は電源に
   接続された第１ダンパ素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段のもう一つと前記第
   ２増幅素子との間に接続され、他端は前記電源に接続さ
   れた第２ダンパ素子とをさらに含み、 前記第１及び第２ダンパ素子により前記過渡パルス電流
   が速く定常値電流値に収斂していくようにすることを特
   徴とする請求項３に記載の磁気記録装置。
5. 【請求項５】 ディジタル情報に対応する記録電流を磁
   気ヘッドに供給して磁気記録媒体を磁化させてディジタ
   ル信号を記録する装置において、 前記ディジタル情報に対応する極性の反転された正及び
   負極性の信号を供給すする整形駆動部と、 前記正極性の信号に応答して記録電流を発生させ、記録
   電流の極性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記
   磁気ヘッドに供給する第１相補半導体素子と、 前記第１相補半導体素子とは並列に連結され、前記負極
   性の信号に応答して記録電流を発生させ、記録電流の極
   性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記磁気ヘッ
   ドに供給する第２相補半導体素子と、 前記第１及び第２相補半導体素子に共通的に連結されて
   前記第１及び第２相補半導体素子に常時一定の電流が流
   れるように制御する定電流制御素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段の一つと前記第１増
   幅素子との間に接続され、他端は電源に接続された第１
   ダンパ素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段のもう一つと前記第
   ２増幅素子との間に接続され、他端は前記電源に接続さ
   れた第２ダンパ素子と を具備して、前記第１及び第２ダンパ素子により過渡パルス電流が速
   く定常値電流値に収斂していくようにして 磁気記録媒体
   にディジタル信号を記録することを特徴とする磁気記録
   装置。
6. 【請求項６】 ディジタル情報に対応する記録電流を回
   転トランスフォ−マを通して磁気ヘッドに供給して磁気
   記録媒体を磁化させてディジタル信号を記録する装置に
   おいて、 前記ディジタル情報に対応する極性の反転された正及び
   負極性の信号を供給すする整形駆動部と、 前記正極性の信号に応答して記録電流を発生させ、記録
   電流の極性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記
   磁気ヘッドに供給する第１相補半導体素子と、 前記第１相補半導体素子とは並列に連結され、前記負極
   性の信号に応答して記録電流を発生させ、記録電流の極
   性の切替え時に過渡パルス電流を発生して前記磁気ヘッ
   ドに供給する第２相補半導体素子と、 前記記録電流が回転トランスフォ−マを経ることにより
   発生する記録電流の瞬時値の変動に応じて電圧信号形態
   の補償信号を発生する補償信号発生器と、 前記第１及び第２相補半導体素子に共通的に連結されて
   前記補償信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定に
   するように定電流制御素子とを具備して、 前記過渡パルス電流に基づいて磁気記録媒体にディジタ
   ル信号を記録することを特徴とする磁気記録装置。
7. 【請求項７】 一端は前記一対のスイッチング手段の一
   つと前記第１増幅素子との間に接続され、他端は電源に
   接続された第１ダンパ素子と、 一端は前記一対のスイッチング手段のもう一つと前記第
   ２増幅素子との間に接続され、他端は前記電源に接続さ
   れた第２ダンパ素子とをさらに含み、 前記第１及び第２ダンパ素子により過渡パルス電流が速
   く定常値電流値に収斂していくようにすることを特徴と
   する請求項６に記載の磁気記録装置。
8. 【請求項８】 ディジタル情報に対応する記録電流を磁
   気ヘッドに供給して磁気記録媒体を磁化させてディジタ
   ル信号を記録しこれを再生する装置において、 前記ディジタル情報に対応して極性の反転された正及び
   負極性の信号を供給すする整形駆動部と、 所定の第１及び第２直流電圧を受信する第１及び第２直
   流電圧供給端と、 ベ−スは整形駆動部に結合され、エミッタは前記第１直
   流電圧供給端に結合され、前記負極性の信号に応じて導
   通される第１ｐｎｐトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、エミッタは前記第
   １直流電源供給端に結合され、前記正極性の信号に応じ
   て導通される第２ｐｎｐトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、コレクタは前記第
   １ｐｎｐトランジスタのコレクタに結合され、前記第１
   ｐｎｐトランジスタが遮断される瞬間の立ち上がりパル
   ス電流を発生して前記磁気ヘッドに記録電流として供給
   する第１ｎｐｎトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、コレクタは前記第
   ２ｐｎｐトランジスタのコレクタに結合され、前記第２
   ｐｎｐトランジスタが遮断される瞬間の立ち上がりパル
   ス電流を発生して前記磁気ヘッドに記録電流として供給
   する第２ｎｐｎトランジスタと、 ベ−スは前記第１直流電源供給端に結合され、コレクタ
   は前記第１及び第２ｎｐｎトランジスタのエミッタに共
   通的に接続され、エミッタには第２直流電圧供給端に結
   合された電流制御用の可変抵抗が接続される第３ｎｐｎ
   トランジスタとを具備して、前記第１及び第２直流電圧の大きさを調節して前記記録
   電流の極性の切替え時に前記第１乃至第３ｎｐｎトラン
   ジスタを短絡させて全ての電源に相当する電圧を前記磁
   気ヘッドに印加して急速に立ち上がり特性の改善された
   過渡パルス電流を発生して 前記磁気記録媒体にディジタ
   ル信号を記録することを特徴とする磁気記録装置。
9. 【請求項９】 一端は前記第１ｐｎｐトランジスタと前
   記第１ｎｐｎトランジスタとの共通コレクタに接続さ
   れ、他端は前記第１直流電圧供給端に接続された第１ダ
   ンパ・ダイオ−ドと、 一端は前記第２ｐｎｐトランジスタと前記第２ｎｐｎト
   ランジスタとの共通コレクタに接続され、他端は前記第
   １直流電圧供給端に接続された第２ダンパ・ダイオ−ド
   とをさらに含み、 前記第１及び第２ダンパ・ダイオ−ドにより立ち上がり
   パルス電流が速く定常値電流値に収斂していくようにす
   ることを特徴とする請求項８に記載の磁気記録装置。
10. 【請求項１０】 ディジタル情報に対応する記録電流を
    回転トランスフォ−マを通して磁気ヘッドに供給して磁
    気記録媒体を磁化させてディジタル信号を記録する装置
    において、 前記ディジタル情報に対応して極性の反転された正及び
    負極性の信号を供給する整形駆動部と、 所定の第１及び第２直流電圧を受信する第１及び第２直
    流電圧供給端と、 ベ−スは整形駆動部に結合され、エミッタは前記第１直
    流電圧供給端に結合され、前記負極性の信号に応じて導
    通される第１ｐｎｐトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、エミッタは前記第
    １直流電圧供給端に結合され、前記正極性の信号に応じ
    て導通される第２ｐｎｐトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、コレクタは前記第
    １ｐｎｐトランジスタのコレクタに結合され、前記第１
    ｐｎｐトランジスタが遮断される瞬間の立ち上がりパル
    ス電流を発生して前記磁気ヘッドに記録電流として供給
    する第１ｎｐｎトランジスタと、 ベ−スは前記整形駆動部に結合され、コレクタは前記第
    ２ｐｎｐトランジスタのコレクタに結合され、前記第２
    ｐｎｐトランジスタが遮断される瞬間の立ち上がりパル
    ス電流を発生して前記磁気ヘッドに記録電流として供給
    する第２ｎｐｎトランジスタと、 前記第１及び第２ｎｐｎトランジスタの各コレクタに接
    続されて前記記録電流を回転トランスフォ−マを経るこ
    とにより発生される記録電流の瞬時値の変動を予め設定
    された基準値とを比べる比較器と、 前記比較器の出力を積分して電圧信号形態の補償信号を
    発生する積分器と、 ベ−スは前記積分器の出力端に接続され、コレクタは前
    記第１及び第２ｎｐｎトランジスタのエミッタに共通的
    に接続され、エミッタは第２直流電圧供給端に結合され
    た電流制御用の可変抵抗が接続される第３ｎｐｎトラン
    ジスタとを具備して、 前記立ち上がりパルス電流に基づいて前記磁気記録媒体
    にディジタル信号を記録することを特徴とする磁気記録
    装置。
11. 【請求項１１】 前記第１及び第２直流電圧の大きさを
    調節して前記記録電流が反転するとき、前記第１乃至第
    ３ｎｐｎトランジスタを短絡させて全ての電源に相当す
    る電圧を磁気ヘッドに印加して急速に立ち上がり特性の
    改善された過渡パルス電流を発生することを特徴とする
    請求項１０に記載の磁気記録装置。
12. 【請求項１２】 一端は前記第１ｐｎｐトランジスタと
    前記第１ｎｐｎトランジスタとの共通コレクタに接続さ
    れ、他端は前記第１直流電圧供給端に接続された第１ダ
    ンパ・ダイオ−ドと、 一端は前記第２ｐｎｐトランジスタと前記第２ｎｐｎト
    ランジスタとの共通コレクタに接続され、他端は前記第
    １直流電圧供給端に接続された第２ダンパ・ダイオ−ド
    とをさらに含み、 前記第１及び第２ダンパ・ダイオ−ドにより立ち上がり
    パルス電流が速く定常値電流値に収斂していくようにす
    ることを特徴とする請求項１０に記載の磁気記録装置。
13. 【請求項１３】 磁気ヘッドに供給されるディジタル情
    報に相応する記録電流により磁気記録媒体にディジタル
    信号を記録する磁気記録方法において、 前記ディジタル情報に対応して極性の反転された正及び
    負極性の信号を発生する段階と、 前記正及び負極性の信号に対応して記録電流を発生さ
    せ、この記録電流の極性の切替え時に過渡パルス電流を
    発生して前記磁気ヘッドに供給する段階と、 前記記録電流の瞬時値の変動に対応する補償信号を発生
    する段階と、 前記補償信号に応答して前記記録電流の瞬時値が一定に
    なるように制御する段階と を含み、 前記過渡パルス電流に基づいて前記磁気記録媒体に前記
    ディジタル信号を記録することを特徴とする磁気記録方
    法。