CN1065088C

CN1065088C - 磁记录设备及方法

Info

Publication number: CN1065088C
Application number: CN961022787A
Authority: CN
Inventors: 岩村总一; 全镇圭
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1995-08-16
Filing date: 1996-06-14
Publication date: 2001-04-25
Anticipated expiration: 2016-06-14
Also published as: DE69630740T2; DE69630740D1; KR970012302A; EP0758782A3; CA2178882A1; EP0758782A2; US5867334A; CA2178882C; ES2116920A1; KR0183824B1; EP0758782B1; ES2116920B1; CN1153425A

Abstract

本发明为一种磁记录设备和方法。该磁记录设备包括：用于极性相反，对应于数字信息的正、负信号的整形驱动器，根据正、负信号产生记录电流并在记录电流极性反转期间产生瞬变脉冲电流的推挽部分，以及根据正、负信号切换流经上述推挽部分的电流的电流开关。数字信号根据瞬变脉冲电流记录在磁记录介质上。这样，无需额外的记录均衡器即可提高磁头电流的上升特性，满足小型、低功能的要求。此外，记录电流的上升特性在极性反转时也能维持稳定。

Description

磁记录设备及方法

本发明涉及一种磁记录设备及方法，更具体地说，涉及一种磁头通过使用适合于高速度、高密度记录的低功耗记录放大器来把音频、视频信息记录在磁记录介质上的磁记录设备和方法。

信息的磁记录是由流过磁头的一个磁头电流产生磁通，将磁记录介质磁化来实现的。一般均采用具有恒定电流源的记录放大器来把一个具有所希望的信号波形的电流供给具有一定感抗的磁头。为了获得所需的电流信号波形，必须预先在一个信号处理器中产生相应的电压信号波形。

图1是常规的甲类单端记录放大器的电路器。

如图中所示，一个电流反馈电阻R_k与放大晶体管Q_a的发射极相连。该晶体管Q_a的基极上加有一个输入电压信号E_i，并被注入一个偏置电流I_bo和一个对应于图2A中所示的输入电压信号E_i的基极电流I_br。晶体管Q_a以该基极电流工作。因此，一个集电极交流(AC)分量I_a(亦即图2B中所示的记录电流I_r)和一个对应于偏置电流I_bo的直流(DC)分量I_ao将加至旋转变压器(以下称之为R／T)的初级一侧，而在R／T的次级一侧就会有一个如图2D所示的磁头电流I_h流动。

此刻，当一个经二进制编码的、用于指示二进制编码信息的记录电流在晶体管Q_a的集电极流动并且传送至磁头等电感负载上时，在磁头上就会产生一个如图2C所示的瞬变脉冲电压。为防止集电极电压V_a的波形失真，晶体管Q_a的静态工作点应该设定在其特性曲线的线性部分中，从而以甲类放大器工作。

在如图1所示的甲类记录放大器中，

E_i≈I_aR_k或I_a／E_i≈常数……(1)

图1中的记录放大器可以被近似为图3所示的等效电路。其中，一个等效电感L_h、一个损耗电阻R_h以及一个等效电容C_h互相并联连接，产生一个磁头阻抗Z_h，它是一个感抗。假定传输频带的上限频率为f_m，R／T的初级绕组的匝数与次级绕组的匝数之比为N，则

R_h／(2πf_mL_h) ≈ (3-4)＞＞1……(2)

由于图1中晶体管Q_a的负载为一个感抗，及晶体管Q_a的输出阻抗R_s应大于磁头阻抗Z_h，从而使预定的磁头电流I_h流动。

R_s＞＞︳Z_hn｜，或R_s＞＞2πf_mL_h……(3)

假定放大倍数为A，则晶体管Q_a输出的记录电流I_r可由下式计算出：

I_r = A·E_i／(R_s + Z_h) ≈ A·E_i／R_s......... (4)

Z_h =R_h·j2πL_h／(R_h+j2πL_h)

=j2πL_h..................(5)

在图1所示的线性放大器中还可执行相应的记录均衡补偿，从而提供与输入电压信号E_i成正比的磁头电流I_h。

在这样情况下，如有效带宽的上限频率为f_m，则根据R_h＞(2πf_mL_h)和2πf_m＜

\sqrt{(L_{h} C_{h}}

这二个前提，R_s＞＞｜Z_h｜等条件应该得到满足。

图4中示出了一个具有脉冲变压器(以下称为P／T)的乙类推挽式记录放大器，而图5中示出了一个无P／T的乙类推挽式放大器。

在如图4所示的乙类推挽式记录放大器中，晶体管Q_k具有一个进行电流反馈的发射极电阻，以控制恒定的电流。晶体管Q_k的集电极与晶体管Q_a和Q′_a发射极相连，在高电压下呈现出阻抗特性。由于记录放大器是推挽型的，因此，初级一侧的直流分量可以消除，实际上可忽略不计。

由如图6A和6B中所示的输入电压信号E_i和E′_i产生的基极电流I_br和I_br′分别注入晶体管Q_a和Q′_a的基极，从而交替地使晶体管Q_a和Q′_a导通和截止。

当晶体管Q_a因有基极电流I_br而导通时，一个如图6C所示的预定的记录电流I_a被传送至P／T的次级绕组一侧，并被转换成记录电流I_r。而晶体管Q′_a因基极电流I_br′而导通时，一个如图6D所示的预定的集电极电流I_a′会被传送至P／T的次级绕组一侧，并被转换成记录电流I_r。记录电流I_r通过R／T送至磁头HD，从而在磁头H′D中会有一个如图6E所示的磁头电流I_h流动。这里，记录／重放头的开关被用作记录／重放开关REC／PB SW和REC／PB SW′。

另一方面，与图4中的记录放大器相比，图5中的记录放大器具有电阻R_L和R′_L，分别作为推挽式放大器Q_a和Q′_a的集电极负载，从而省略了R／T。

下面结合图4，详细描述乙类推挽式记录放大器的记录均衡。

图7A示出了图4中的记录放大器的等效电路。参照图7A，当小信号时测得磁头阻抗为Z_h时，图4中的记录放大器可以通过把一个等效损耗电阻R_h、一个电感L_h和一个寄生电容C_h相互并联(如图中的虚线框所示)的方法近似成图7A中的等效电路。当大电流如记录电流流动时，可以得到同样的等效电路。

由经二进制编码的输入信号E_i及其反极性信号E_i′通过各自的输出电阻R_s输出的电流经开关SW和SW′切换后，通过P／T和R／T，到达磁头。

这里，P／T的耦合系数近似1．00，而R／T的耦合因数则为0．94-0．98。因此，P／T的泄漏电感可以省略不计。假定R／T的泄漏电感为L_k，P／T和R／T的初级电感分别为L_PT和L_RT，实际电路中存在的杂散电容为C_s，R／T的定子(初级侧)绕组匝数与转子(次级侧)绕组匝数之比为N，则图7A中的等效电路可以被简化成图7B中的电路。

如根据实际情况如L_RT＞＞N²L_h，C_s＞C_h／N²，L_RT＞N²L_h和L_K＜N²L_h等对初级例进行近似处理，则图7B中所示的等效电路可以进一步简化成如图7C中所示的电路。

在磁头电感L_h中流动的、用于产生记录磁场的磁头激励电流i_L可以在图7D所示电路中得到。图7中的电路等效于图6中所示的电路，只是分别用C，L，R代替了C_s，N²L_h和N²R_h。如上所述，记录电流i_r近似为E_i／R_s。

首先确定流过R／T的初级绕组中的总寄生电容中的电流i_C，然后计算出流过磁头的损耗电阻R中的电流i_RS和流过磁头电感L的电流i_l。

如图8A所示，i_C波形的周期T定义为正弦波的一个周期，使用该周期T可以计算出加到电容C上的电压V_P。

i_C=i_CO·sin(2πt／T)= C·dV_P／dt..........(6)这里i_CO为i_C的最大值，

T = 2 π \sqrt{(LC)} \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (7)

图8B中所示的流过电阻R的电流i_RS可以由下式计算出：i_RS = V_P／R=∫(i_C·dt)／CR...........(8)

图8B中所示电流i_RS的最大值i_RO与图8A中所示电流i_C的最大值i_CO之比由下式给出：i_RO／i_CO=T／πCR..........(9)流过电感L的电流i_L的波形如图8C所示，并且V_P=-L·di_L／dt，因此

i_{L} = - 1 / L \cdot &Integral; V_{pdt} \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (10)

因此，为了使所希望的电流流过L，必须把电流i_C和电流i_RS都作为记录电流i_R提供。因此，

i_R=i_L+i_C+i_RS......(11)

图8C中所示的电流i_l的最大值i_LO与电流i_C的最大值i_CO之比可表示为：

i_LO／i_CO=T²／(2πLC)……(12)

另一方面，图4中的记录放大器中的记录／重放开关REC／PBSW和REC／PB SW′处或者集电极分布电容C_SO和C_SO′上会有在一个寄生杂散电容。如果开关SW和SW′为半导体器件，则还会存在10pf的附加寄生电容，鼓组件的杂散电容加上R／T及扁平电缆的杂散电容将达10pf或更高，而寄生电容C_s一般整体上考虑约为20pf。电流i_L和i_C的和(i_L+i_C)如图8D中所示。

因此，当寄生电容变大时，从等式(7)中可以看出，磁头磁化电流i_L的上升特性(平均上升时间和T)将劣化。图8C中的虚线示出了磁头磁化电流i_L的波形，其上升特性已经劣化。

为了得到其上升特性如图8C中的实线所示的电流i_L，必须同时给寄生电容C_s提供一个充放电电流I_c。如想得到一个具有如图8D所示的更陡的上升特性的电流，还有必要改善记录放大器中输入电压信号E_i的上升特性。

另外，为了提高i_L的上升特性，应该把比i_L具有更陡的上升特性曲线的i_L和i_RS的电流和(i_L+i_RS)用作磁头磁化电流。电流(i_L+i_RS)的量值小于i_L经i_C补偿后亦即图8D中所示的电流(i_L+i_C)的量值。这一和值电流的波形示于图8E中。

为了减少流过电感L的磁头磁化电流i_L的上升时间，输入脉冲的孔径(aperture)必须加以校正。由于记录均衡可以采用在一个附加的记录均衡器中产生一个波形如图8D所示的输入信号再把该信号提供给记录放大器的方法来进行，所以在数字信号重放期间，误码率可以得到改善。这样，为了进行高速度、高密度的记录，需要进行旨在减少磁头电流的上升时间的记录均衡。

不进行这种记录均衡的话，磁头磁化电流i_L中的一部分上升部分将由于寄生电容C_s的充放电而丢失，而不能起到磁化的作用。结果，上升时间将增加，用于磁化磁带的电流i_L的上升特性将降低，导致高速度、高密度记录性能恶化。

图9和图10示出了采用了恒流源的开关型记录放大器。图9中的是一个单端型记录放大器，而图10是一种推挽记录放大器。

在图9所示的单端型记录放大器中，晶体管Q_K的发射极上接有一个电流反馈电阻R_k，以控制记录电流I_r使之恒定。晶体管Q_s起到一个开关的作用，用于根据输入的二进制编码脉冲信号E_i来提供或阻断记录电流I_r。

如果晶体管Q_s导通时的电阻为R_ON，截止时的电阻为R_OFF，恒流输出阻抗为R_s，则图9中所示的记录放大器的等效电路如图11所示，实际电路中满足下列条件：

R_{ON} < < R_{S} < < R_{OFF} \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (13)

同时，记录电流I_r的波形示于图11B中。

图11B中所示的电流I_r的上升时间常数T_r和上升电流I_Rr由下式给出：

T_r=N²L_h／R_s..........(14)

(R_{S} < < R_{ON})

I_Rr=I_O{1-exp(-t／T_r)}...........(15)这里I_o≈E／R_s

上升开始时(t＜T_r)时I_Rr为：

I_{R} = \frac{E}{R_{S}} {1 - [1 - (R_{S} \cdot t) / N^{2} L_{h} + (R_{S} \cdot t / (N^{2} L_{h})^{2} /_{2} - \cdot \cdot \cdot]}

= \frac{E}{(N^{2} L_{h})} \cdot t {1 - (R_{S} / (N^{2} L_{h})) / 2 \cdot t + \cdot \cdot \cdot \cdot}

同样，I_r的下降时间常数I_f和下降电流I_Rf可表示为：T_f=N²L_h／R_OFF...........(16)

(R_{OFF} < < N^{2} R_{h})

I_Rf=I_O{1-exp(-t／T_f)}...........(17)下降开始时(t＜T_f)的I_Rf为：I_Rf=E／(N²L_h)·t{1-(R_OFF／(N²L_h))／2·t + ...}

这里的减幅振荡鉴于图9中所示的晶体管Q_s的集电极电容C_so。而言是由寄生电容C_s和磁头电感N²L_h产生的。这种振荡的周期T_Tg可由下式给出：

T_{rg} = N \sqrt{(L_{h} C_{s})} \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (18)

从等式(18)中可以看出，电阻N²R_h对记录电流I_r的上升特性没有显著影响。

由于如图11B中所示的电流波形中的上升时间和下降时间之间存在很大的差异，因此在记录电流中将有偶次高阶谐波分量产生，重放信号的眼形图将会失真，产生误差。

为防止这些偶次高阶谐波分量的产生，应该使用图10中所示的推挽式记录放大器，图10中所示的记录放大器的等效电路示于图12A中，流经磁头的记录电流I_r的波形示于图12B中。

如图12B所示，记录电流I_r的上升及下降时间常数是相等的，可由下式给出：

T_r=T_f=N²L_h／R_s……(19)

另外，P／T和R／T的各端口之间的杂散电容C_s′及图10中的晶体管Q_s和Q_s′的集电极电容S_so和C_so′形成的总寄生电容C_s产生的减幅振荡在垂直方向上是对称的，如图12B所示。

为了能使磁头电流I_h和记录电流I_r迅速上升，有关时间常数T_r和T_f的等式(19)中的磁头电感L_h必须很小，或者恒流源的输出电阻R_s必须很大。磁头电感L_h与信号重放特性有关。一般为了进行高效率的重放，磁头电感L_h都设定在一个最佳值上。

如果恒流源的输出电阻R_s很大，由于寄生电容C_s的关系，振荡生成的电压很大，而振荡衰减作用将变很较小。也就是说，R_s较大，振荡的幅度就越大，振荡的频率也就越大。因此，R_s被限制在几百欧姆，如果R_s为200Ω，R／T初级线圈的电感N²L_h为10μH，则T_r=T_f=50ns，不足于进行高速记录。

综上所述，结合附图1-12所描述的记录放大器具有下列缺点：

图1中的甲类记录放大器使用一个记录均衡器对具有恒流控制功能的晶体管Q_a所接收到的输入电压信号E_i进行记录均衡。这样，由杂散寄生电容C_s引起的记录系统记录特性的下降可以得到补偿，但是为了该线性放大器工作，功率损耗很大，需要有功率晶体管，还需要高电压源。结果，该记录放大器无法实现小型化。

图4和图5中的记录放大器也有功率消耗大的问题，也需要有大功率晶体管，无法实现低功耗记录。

因此，这些甲类和乙类记录放大器能实现记录均衡，但需要具备线性放大功能，消耗的功率也较大。它们无法满足小尺寸、低功耗的要求。

图9和图10中所示的恒流开关型记录放大器除了开关晶体管Q_s和Q_s′之外还需要一个恒流源晶体管作为功率晶体管。这样的记录放大器可以做得小型化、低功耗。但是，经记录均衡的电压信号输入至开关晶体管Q_s和Q_s′时只是简单地接通和切断电路，从而无法达到记录均衡所要达到的改进作用。此外，为了缩短记录电流的上升时间，恒流源晶体管Q_k的输出特性还需要大带宽和高阻抗。

因此，为了解决以上问题，本发明的目的在于提供一种采用能进行高速、高密度记录的记录放大器的磁记录设备，其中记录电流的上升特性无需附加的记录均衡器就可以得到改进。

本发明的另一目的是提供一种小型、低功耗的磁记录设备，该设备中采用了能进行高速、高密度记录的记录放大器。

本发明还有一个目的是提供一种采用记录放大器的磁记录设备，在所述的记录放大器中有一个具有恒定的瞬时值的记录电流在流动，在加至磁头的记录电流的极性反转时会产生一个瞬态脉冲电流。

本发明还有一个目的在于提供一种通过记录电流的极性反转期间产生的瞬态脉冲电流来记录数字信号的磁记录设备。

本发明的另一目的在于提供这样一种磁记录设备，该设备通过提供具有预定瞬时值的记录电流并且在加至磁头的记录电流的极性反转时产生一个瞬态脉冲电流的方法来记录数字信号。

为实现上述目的，本发明提供了一种磁记录设备，用于通过提供一个表示加至磁头的数字信息的记录电流来记录数字信号，该设备包括：用于极性相反、对应于数字信息的正、负信号的整形驱动器；用于产生一个对应于正、负信号的记录电流并且在记录电流极性反转时产生一个瞬态脉冲电流的推挽装置；以及根据上述的正、负信号切换流过上述推挽装置的电流的电流开关装置；其中数字信号根据瞬态脉冲电流记录在磁记录介质上。

在下面参照附图对本发明的最佳实施例进行的描述中，本发明的上述目的、优点将变得更为明显。附图中，

图1为常规的甲类记录放大器，

图2A、2D示出了图1中的记录放大器中各部分的电压、电流波形图，

图3是图1中的记录放大器的等效电路图，

图4和图5示出了常规的乙类记录放大器的例子，

图6A至6E示出了图4中的记录放大器各部分的电压、电流波形图，

图7A-7D为图4中的记录放大器的等效电路图，

图8A-8F为图7D中所示的等效电路中各部分的电压、电流波形图，

图9和图10示出了用于控制一个恒定电流的、常规开关型记录放大器的例子，

图11A和11B示出了图9中所示的记录放大器的等效电路及磁头电流的波形，

图12A和12B示出了图10中所示的记录放大器的等效电路及磁头电流的波形，

图13是适用于本发明的数字磁记录设备的示意性框图，

图14是图13所示的记录放大器的一个实施例的详细方框图，

图15是图14中所示的记录放大器的示意图，用于解释其原理，

图16A-16G示出了图15中所示的记录放大器中各部分的电压、电流波形。

图17为图15中所示的记录放大器的详细电路图，

图18A-18C示出了加至图17中所示的记录放大器的输入电压信号和磁头电流的波形图，

图19A是进行电流极性反转切换之前的翻转记录放大器的电路图，

图19B示出了t=0时各部分的电压及电流的初始值，

图20A和20B是用来解释磁头部分及其等效电路的负载阻抗的示意图，

图21A是用于解释电流极性反转切换之前的翻转记录放大器中的瞬态现象的电路图，

图21B示出了图21A中的电压、电流波形，

图22A是用于解释电流极性反转切换之后翻转记录放大器中的瞬态现象的电路图，

图22B为图22A中的电压、电流波形图，

图23A为表示图22A中的电路中增加了一对阻尼器之后各电路部分上的电压、电流变化的电路图，

图23B为图23A中的电压、电流波形图，

图24A-24C示出了装入旋转鼓中的一个记录放大器的输入、输出波形图，

图25为用于解释记录电流的瞬态值变化的记录系统的等效电路图，

图26A-26E为表示图25中的电路的各部分中的电流变化的示意图，

图27是表示积累在图25中的记录放大器的负载阻抗中的能量之和随时间流逝而变化的示意图，

图28A-28C示出了对应于输入位长度的翻转脉冲的幅度变化，

图29为图13中所示的记录放大器的另一实施例的方框图，

图30为图29中所示的记录放大器的详细电路图，

图31A-31E示出了图29中所示的补偿信号发生部分的输入、输出信号波形图，

图32示出了旨在稳定记录电流的转换特性而加的补偿电流的计算值。

下面参照附图描述本发明的磁记录设备的几个最佳实施例。

图13是本发明的数字磁记录设备示意性方框图。

参照图13，从信号源1输出一个数字视频和／或音频信号。源数据在源编码器2中进行压缩，以去掉源数据中的冗余部分。通道编码器3对压缩后的数据进行通道编码，它与源编码不同的是给数据增加一定的冗余度，从而增加系统对通道中产生的差错的耐久性。这种通道编码称之为调制。记录放大器4把经过通道编码的数据转换成相应的电流信号，并把上升特性得到了改善的瞬时脉冲信号提供给磁头H′D，从而对记录介质5进行磁化，记录下数字信息。

图14是本发明所建议的翻转开关式记录放大器的方框图，它是图13中所示的记录放大器的一个实施例。

图14中的记录放大器包括：用于提供与输入脉冲相对应的正、负信号的整形驱动器10；用于根据整形驱动器10输出的正、负信号切换流经推挽放大器14的记录电流的电流开关装置12；用于从整形驱动器10接收正、负信号并且向磁头部分18提供一个记录电流的极性反转时的上升特性得到改善的反相信号即瞬时脉冲电流以提高记录效率的推挽放大器14；以及用于控制推挽式放大器14的恒定电流的恒流控制装置16。

图15是图14中所示的记录放大器的电路图，用于解释其工作原理。在该电路中，记录电流的极性在翻转时反转，同时使用与在C-MOS电路中引起问题的“锁定(latch-up)”现象同时提高记录电流的转换速度。

上述的与“锁定”相似的现象是指，加至直流电压源V⁺和V^-的电源电压的绝对值确定为维持记录放大器功能和电流上升特性所需的最小值。在本发明中，当记录电流反转时，通过适当地增加电源电压可产生一个瞬态脉冲电流，通过提高该瞬态脉冲电流的上升特性可以进行记录均衡，从而可进行高密度记录。

参照图15，图中一对元件(即电流开关SW和与该开关SW连接的放大晶体管Q_a)与另一对元件(即电流开关SW′及与该开关SW′相连的放大晶体管Q′B)相互并联，构成一个桥式电路。在该桥式电路中，开关与对角位置上的晶体管同时工作。

上述的那对开关SW和SW′中的固定端子共同连接至DC电源端V⁺。

上述的晶体管对Q_a和Q_a′中的各个集电极与和磁头H′D相连的R／T的初级绕组的两端相连，晶体管Q_a和Q_a′的发射极均通过恒流源I_o与DG电源端V^-相连。

用于产生正、负电压信号E_i、E_i′的整形驱动器10包括：异或门G；异或门G′；与异或门G的输出端相连、用于控制开关SW的开关驱动器11；以及与异或门G′的输出端相连、用于控制开关SW′的开关驱动器11′。异或门G的一个输入端接地，另一输入端接受驱动脉冲E_io，输出端与晶体管Q_a的基极相连。异或门G′的一个输入端与直流电源端V⁺相连，另一输入端接受驱动脉冲E_io，其输出端与晶体管Q_a′的基极相连。

恒流源I_o的一端与晶体管对Q_a、Q_a′的共同发射极相连，另一端与DC电源端V^-相连。

这里的异或门G和G′、开关驱动器11和11′对应于整形驱动器10，晶体管对Q_a、Q_a′对应于推挽放大器14，恒流源I_o对应于恒流控制装置16，磁头H′D和R／T对应于磁头部分18。

下面结合图15描述记录放大器的工作。

图15中，由虚线包围起来的整形驱动器10接受驱动脉冲E_io，并分别通过异或门G和G′输出正电压信号E_i和负电压信号E_i′。正电压信号E_i加至晶体管Q_a的基极，晶体管Q_a中含有一集电极电流I_a流动。负电压信号E_i′加至晶体管Q_a′的基极，在晶体管Q_a′中会有一集电极电流I_a′流动。

与此同时，异或门G，G′输出的正电压信息E_i和负电压信号E_i′使电流开关SW和SW′工作，分别控制流过开关SW和SW′的电流I_s和I_s′。晶体管Q_a和Q_a′的共同发射极电流I_k是集电极电流I_a和I_a′之和。

由于晶体管Q_a和Q_a′的共同发射极通过恒流源I_o与直流电压源端V^-相连，因此在R／T的初级一侧流动的记录电流I_r为2×I_o。

假定电流开关SW和SW′以及晶体管Q_a、Q_a′执行预定的开关操作，电流切换的瞬变期间可以忽略不计，则记录放大器各部分中的电流、电压波形如图16A-16G所示。

图16A示出了驱动脉冲E_io间波形，图16B示出了正电压信号E_i的波形，图16C示出了负电压信号E_i′的波形，图16D示出了在电流开关SW′中流动的电流I_s′和在晶体管Q_a中流动的电流I_a的波形，图16E示出了在电流开关SW中流动的电流I_s和在晶体管Q_a′中流动的电流I_a′的波形，图16F示出了晶体管Q_a和Q_a′的共发射极电流I_k，而图16G则示出了R／T中流过的记录电流I_r。

图17是图15中的电流开关SW和SW′由晶体管Q_s和Q_s′取代后的电路。在该电路中，晶体管Q_s、Q_s′以及晶体管Q_a、Q_a′同时由用于通用目的的高速逻辑电路驱动。

图17中，一个NPN晶体管用作图15中的放大晶体管Q_a，一个与晶体管Q_a相补的PNP晶体管Q_s起到电流开关SW的作用，这二个晶体管Q_a和Q_s同时由电压信号E_i驱动。电流开关晶体管Q_s′和放大晶体管Q_a′分别对应于晶体管Q_s和Q_a，并同时由与E_i极性相反的电压信号E_i′控制。

晶体管Q_a与晶体管Q_d相补，而晶体管Q_a′与晶体管Q_s′相补。

电阻r₂与一端和DC电压源端V⁺相连的电阻r₁串联。峰值电容C1与电阻r₂并联；电阻r₂的一端及峰值电容C1的一端一起接至晶体管Q_s的基极，而电阻r₂及峰值电容C2的另一端接至异或门G的输出端。

电阻r₃与具有接地端的电阻r₄串联连接，峰值电容C2与电阻r₃并联连接；电阻r₃和峰值电容C2的一端接至晶体管Q_a的基极，而电阻r₃和峰值电容C2的另一端接至异或门G的输出端。

连接至晶体管Q_s′和Q_a′的电阻r₁′-r₃′和峰值电容C₁′和C₂′与上述的电阻r₁-r₃和峰值电容C1和C2成对称设置。

另一方面，恒流控制装置16具有一个电流反馈NPN晶体管Q_k。晶体管Q_k的集电极与晶体管对Q_a和Q_a′的共同发射极相连，其发射极通过电流反馈电阻R_k与DC电压源端子V^-相连，其基极与DC电压源端子V⁺相连。用于控制基极电流I_BK的电阻R_B、R_B′的一端连至晶体管Q_k的基极，另一端分别连至DC电压源端V⁺和V^-。

具有预定量值的基极电流IB_k注入用于控制恒流的NPN晶体管Q_k的基极中，以进行全恒流控制。一个电流反馈电阻R_k接至恒流控制晶体管Q_K的发射极，执行电阻反馈。晶体管Q_k的集电极电流I_k可以由改变电阻R_k的值来加以控制。这样，由于放大晶体管Q_a和Q_a′的共同发射极被连至恒流控制晶体管Q_k的集电极，因此晶体管Q_a，Q_a′的集电极电流的饱和度可以被控制在预定值上。

实际上，如图18A-18C所示，当电流极性反转时，在向磁头提供记录电流的电路中会因瞬变周期而产生问题。要进行高速、高密度记录的话，瞬变周期越短越好。

图18a表示整形驱动器根据数字信息送出的信号E_i的波形，图18B示出了极性与信号E_i相反的信号E_i′，而图18C则示出了对应于这些信号E_i和E_i′的记录电流I_r的波形。

图19A为翻转记录放大器的电路图，示出了电流极性反转切换之前各部分的电压、电流初始值，图19B示出了t=0的初始状态下各部分中电压、电流的初始状态。在图19A中，晶体管Q_s和Q_s′画成了开关形式。

如图19A所示，在t＜0的初始状态下，Q_s=ON，Q_s′=OFF，Q_a=OFF，Q_a′=ON。这样电流I_o根据流经各部分的电流的定义，以V(+)→Q_s(I_s)→L₁(-I_r)-Q_a′(I_a′)→Q_k(I_k)→V(-)的顺序流动。

这里的L_t是从R／T的初级一侧向磁头看时得到的电感值，如图20B所示，更准确地说，因为它包括一个电阻分量N²R_n／2，因此它是一个复合电感。

图20A示出了磁头部分的一个例子，它具有一个P／T，一个R／T，一个双通道传送路径以及为每个通道设置的记录／重放头。省去P／T可作出一种变型。

为减小瞬变期间产生的瞬变脉冲信号的上升时间，有必要考虑P／T和R／T初级绕组一侧的电感量。

图21A示出了在0≤t≤t₂的瞬变期间使流过电感L_t的记录电流I_r反相的过程。

这时，如图21A中所示，Q_s=OFF，Q_s′=ON，Q_a=ON，Q_s′=OFF。

即使晶体管Q_s处于截止状态，记录电流I_r=I_o根据电感特性在导通和截止之间交替变化，而不是立即截止。在这种情况下，电流I_r通过从寄生在电感L_t中的并联杂散电容C_s的放电电流I_cs加到电感上。

由于有这一放电，杂散电容C_s两端的电压，亦即晶体管Q_a的集电极电压V_c将迅速下降。此外，由于在t＜0的静止状态下L_t的充电电压V_ct=C_s的充电电压V_cs≈0，故杂散电容C_s中就算有的话也只是稍稍被充电。因此，充在L_t中的电流向C_s进行放电，有一个电流对C_s进行反向充电。此时，由于C_s被充电，其两端的电压V_cs变得相当大。结果使得L_t的(+)端的电压低于晶体管Q_a的集电极电压V_c。

如果L_t中的电流达到I_r=I_o=0所需的时间为T，集电极电压V_c下降的最大程度为△V_cm，L_t中包含的电阻分量可以忽略，则从能量守恒原则可以建立起如下的关系：L_t·(I_o)²=C_s(△V_cm)²............(20)

T = (π / 2) \cdot \sqrt{(L_{t} \cdot C_{s})} \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (21)

在｜V(+)-V(-)｜＜△V_cm的情况下，晶体管Q_a和Q_k的集电极和基极在V_c下降△V_cm即V_c达到V_co(t=t₁)之前呈反向偏置，造成从晶体管Q_a和Q_k的发射极与集电路短路。结果就形成了一条导向I_t的电流供应通路，电流I_cs从电容C_s释放，从而由流过晶体管Q_a和Q_k的反相后的电流-I_r和I_k向L_t供给一个电流。因此，电容C_s的放电电流I_cs和放电电压V_c将迅速下降。

然后，在t=t2时，V_c变为其最小电压，亦即下降一个最大幅度△V_cm，放电电流I_cs为0。虽然可以认为流过晶体管Q_a′的电流I_a′也送至L_t，但是晶体管Q_a′截止时的少量延迟将阻断集电极电流I_a′的流动。记录放大器各部分中的上述电压和电流的波形示于图21B中。

图22A和22B是用来解释记录放大器中电流极性反转切换后的瞬变现象的示意图，用于表示t₂≤t≤t₄期间的记录电流I_r的反转过程。t=t₂时，I_r已经反转(I_r＞0及I_a＞0)，但由于晶体管Q_a和Q_k的基极有过量的载流子积累的缘故，它们的集电极和发射极在一个晶体管固有的载流子积累时间期间保持短路。因此，电位V⁺通过晶体管Q_s′加至R／T的初级绕组L_t的一端，而电位V^-则加至其另一侧。由于L_t为一个小阻抗，集电极电流I_a迅速上升，杂散电容C_s的充电电流也同时加到集电极电流I_a′上，从而使记录电流迅速增加。

结果，虽然Q_a的集电极电压V_c产生如图22B的△V_cm的过冲，它收敛至一个正常值V⁺。另一方面，当t=t₃时，由于具有正常值的电流I_o的缘故，记录电流I_r产生△I_rm的过冲，但马上收敛于I_o。这里的△I_rm是Q_a的集电极电流I_a提供的电流成份。至此，瞬变状态结束，其中记录电流的极性因与“锁定”相似的现象而发生反转。

如图23A所示，各个集电极电压V_c和V_c′的过冲可以通过在晶体管Q_a和Q_a′和DC电压源缩V⁺之间插入阻尼二极管D和D′的方法来加以防止。二极管电流I_d和I_d′分别流过阻尼二极管D和D′。因此，如图23B中所示的t≤t3时各部分中的电压、电流变化是图22B中所示的情况不同的。

如图23B所示，由于从记录电流I_r中分出了二极管电流I_d，故记录电流I_r将收敛于正常值I_o。

如上所述，由于进行记录均衡的放大器应该具有线性放大功能，因此需要具有较大功率损耗的大功率晶体管，因此它不能满足小型化、低功耗的要求。另一方面，采用开关晶体管的记录放大器呈现出低功耗及小型化的优势，但又很难进行记录均衡以提高记录电流的上升特性。结果，这种放大器也不适合于高速度高密度记录。本发明所建议的翻转开并式记录放大器根据近似于“锁定”的现象，能够在不进行记录均衡的情况下提高记录电流的上升特性。这样，它就可以实现小型化，并在低电压下工作。

在表1中对三种类型的记录放大器作了比较：

〔表1〕

记录放大器类型	记录特性改进	用未提高特性的电路	记录放大器的晶体管	功耗(电源)	记录放大器的电路尺寸
记录放大器类型	记录特性改进	用未提高特性的电路	记录放大器的晶体管	功耗(电源)	记录放大器的电路尺寸	恒流源线性放大器恒流源开关型逆程开关型	可以进行记录均衡困难类似锁定模式	记录放大器不必要	功率放大：大SW：小恒流源：中等SW：小恒流源：小	大(±12V)中等：恒流源(10V)小(5V)	大中小

但是，上述的翻转开关型记录放大器在对含有直流分量的二进制缩码信息(以下称为数字信息)进行磁记录时都存在以下的问题。

如图20A中所示，当用于记录含直流分量的数字信号的电流I_r流过装在旋转鼓上的磁头时，磁头电流I_n流过R／T和P／T。这样，由于失去了直流分量，记录电流I_r将下降，进行的是细微的磁化。这个问题在于磁头电流瞬时值的变化。在图20A所示的磁头部分中，P／T并不总是需要的。

作为解决这一问题的一个途径，在旋转鼓中可以提供一个数字信号形状处理电路和一个记录放大器。如图24A-24C中所示，因通过R／T和P／T后失去直流分量而失真的数字信号(见图24A)能由数字信号整形电路(图中未示出)校正过来。具有恢复好的原始直流分量的信号(见图24B)被输入至记录放大器(未示出)中，一个对应于该信号的磁头驱动电流(见图24C)就会给出。这个方法固有的问题在于要提供用于处理信号波形的数字信号整形电路，特别是旋转鼓中的记录放大器增加了结构上的复杂性，这反过来又导致成本上升。具体地讲，在旋转鼓中增设直流电压源就会引起包括可靠性考虑在内的许多问题。

由流过R／T而失去记录电流中的直流分量使数字信号发生的失真会使磁头不能进行大幅度磁化。但是，这种失真改变了记录电流上升时的瞬时值。

下面详细讨论记录电流上升时瞬时值的变化。

图25示出了记录放大器、P／T、R／T和磁头的等效电路，它们构成了一个记录系统，该附图的着重点在于记录电流的上升。为了确定缺少直流电流带来的影响，寄生电容C_s和并联寄生C_h均被省略，R／T初级绕组与次级绕组的匝组比定为1，并且只提供了一个磁头。图20B中所示的等效电路中的常数被能确定成如下值，并且修改为如图25中所示的值。

也就是，L_pt表示P／T初级一侧的电感，L_rt表示R／T初级一侧的电感。L_k表示R／T的泄漏电感，L_h表示磁头的并联电感，R_h表示磁头的并联损耗电阻，L_prt表示L_pt和L_rt的合成电感，L_hprt表示P／T，R／T和磁头的并联电感，R_s表示记录放大器的输出电阻，I_pt表示P／T的激励电流，I_rt表示R／T的激励电流，I_ht表示磁头的激励电流，I_prt表示合成激励电流，I_hr表示磁头的损耗电流，I_o表示用于控制恒流的输出电流，I_s表示记录放大器的输出电流，I_do表示阻尼电池的初值，δ表示阻尼电流的衰减时间常数，R_d表示阻尼=极管的导通电阻，S表示复数频率j_w，t表示时间，π表示△函数。

通过这些定义，L_prt= (L_pt·L_rt)／(L_pt+L_rt).............(22)I_prt=I_pt+I_rtL_hprt=(L_h·L_prt)／(L_h+L_prt)............. (23)一般实际中碰到的是L_prt＞＞L_k，为简化计算L_k包括在L_h中。这样就得到了下面的近似等式：

L_{prt} > > L_{k}, L_{h} + L_{k} &RightArrow; L_{n} (L_{h} > > L_{k}) \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot \cdot (24)

其中α≡R_h／L_prt，β≡R_h／L_h，r≡R_h／L_hprt故(α+β=γ)，以及δ≡如图23A和23B所示，记录放大器的输出电流I_s为由恒流控制装置控制的恒流分量I_a(=I_o)与电流分量I_d(Q_s′→L_t→D)之和。如R_d为阻尼二极管的导通电阻，则I_d的衰减时间常数R_d／L_t由下式给出：L_t=L_hprt or R_d／L_t= R_d／L_hprt=δ..........(25)因此，I_d=I_do·exp(-δ·t) or Id=I_do·‖(s+δ)....(26)

I_a=I_o或者I_a=I_o·(π／S)……(27)

因此，记录放大器的输出电流由下式给出，

I_s=I_o+I_do·exp(-δ·t)

或I_s=I_o·‖／s+I_do·‖／(s+δ)..........(28)

因此，R／T和R／T的合成激励电流I_prt可由下式计算得到，

I_{prt} = \frac{1 / (S L_{prt})}{1 / (S L_{prt}) + 1 / R_{h}} \cdot I_{S}

= \frac{a}{(s + r)} \cdot I_{s}

..........(29)将等式(29)进行拉普拉斯变换，得，

I_prt=I_o·(a／r)·[1-exp(-r·t)]+I_do·(a／r-a)·[exp(-δ·t)-exp(-r·t)].........(30)磁头激励电流I_hl由下式给出，

I_{hl} = \frac{1 / ({SL}_{h})}{1 / ({SL}_{prt}) + 1 / R_{h}} = I_{S} \cdot β / (s + r) = β / α \cdot I_{prt} \cdot \cdot \cdot (31)

其中β／α=L_prt／L₄。

将等式(31)进行拉普拉斯变换，得I_hr=(β／α)·I_prt……(32)相反，磁头的损耗电流I_hr为，

I_{hr} = \frac{1 / R_{h}}{1 / ({SL}_{hprt}) + 1 / R_{h}} I_{s}

= \frac{s}{s + r} I_{s} = (1 - \frac{r}{s + r}) I_{s}

..........(33)

将等式(33)进行拉普拉斯变换，得

I_hr=I_o·exp(-r·t)+I_do·[r／(r-δ)·exp(-r·t)+δ／(δ-r)·exp(-δ·t)]，其中， ...........(34)

r／(r-δ)=R_h／L_hprt／(R_h／L_hprt-R_d／L_hprt)

δ／(r-δ)=R_d／(R_d-R_h)=-R_d／R_h／(l-R_d／R_h)

a／(r-δ)= R_h／L_hprt／(R_h／L_hprt-R_d／L_hprt)

(L_hprt／L_hprt)／(1-R_d／R_h)

B／(r-δ)=(L_hprt／L_h)／(l-R_d／R_h)因此，I_prt=I_o·[(L_hprt／L_hprt)·{1-exp(-r·t)}]+

I_do·[(L_hprt／L_hprt)／(1-R_d／R_h)·{exp(-δ·t) -exp(-r·t)}]…………(35)I_hl=I_o·[(L_hprt／L_h)·{1-exp(-r·t)}] +

I_do·[(L_hprt／L_h)／(1-R_d／R_h)·{exp(-δ·t) -exp (-r·t)}].............(36)I_hr=I_o·exp(-r·t)+I_do·[1(1-R_d／R_h)·exp(-r·t)+(-R_d／R_h)／(1-R_d／R_h)·exp(-δ·t)] ....(37)

为了进一步简化结果，阻尼二极管D的导通电阻R_d被认为远小于磁头损耗电阻R_b。

R_h＞＞R_d……(38)因此，I_prt=I_o·[(L_hprt／L_prt)·{l-exp(-r·t)}] +

I_do·[(L_hprt／L_prt)·{exp (-δ· t) -exp(-r·t)}]

=(L_hprt／L_prt)[I_o·{1-exp(-r·t)}+I_do·{exp(-δ·t)

-exp(-r·t)}]...........(39)I_hl=I_o·[(L_hprt／L_h)·{1-exp(-r·t)}]+

I_do·[(L_hprt／L_h)·{exp(-δ·t)-exp(-r·t)}]

=(L_hprt／L_h)[I_o·{1-exp(-r·t)}+ I_do·{exp(-δ·t)

-exp(-r·t)}]...........(40)I_hr=I_o·exp(-r·t)+I_do·exp(-r·t).........(41)

图26A-26E中示出了恒流源电流I_a、P／T和R／T的合成激励电流I_prt磁头损耗电流I_hr以及磁头激励电流I_hl。

图26A中所示I_s可由等式(28)来表示。图26B中所示的I_prt可以等式(39)来表示，图26C中所示的I_h是I_hr和I_hl之和，图26D中所示的I_hr可由等式(41)来表示，而图26E中所示的I_hi可由等式(40)来表示。

在开关型记录放大器中，电流源输出I_s中的瞬变脉冲电流的幅度分量I_do由积蓄在放大器电感负载L_pt，L_rt和L_h中的能量E_pt，E_rt和E_h来产生。通过使用P／T和R／T的合成电流I_prt和合成电感L_prt，积蓄的能量值可由下式给出，

E_prt≡L_pt·I_pt ²／2+ L_rt·I_rt ²／2=L_pt·I_pt ²／2.....(42)

积蓄在磁头电感中的能量E_h为：

E_h=L_h·I² _rL／2……(43)

因此，积蓄在记录放大器电感负载L_prt和L_h中的能量之和E_t可表示为

E_t=E_prt+E_h……(44)

虽然通过用等式(39)-(40)取代等式(38)能得到E_t，但它不能简化成一个等式。其计算结果示于图27中。如图27所示，虽然积蓄的能量E_t产生一个过冲，但它随时间衰减，收敛于一个预定值。

对应于具有离散值的输入数据的位长度的电流转换时间t／T以1，2，3或4变化。在电流转换时，积蓄的电磁能E_t传送至并联寄生电容器C_s中，转换成积蓄的电荷能量。这样，就产生了如图28A-28C所示的翻转脉冲，这些翻转脉冲的幅度正比于所积蓄的能量的平方根。

亦即，图28A示出了开关时间t／T为1时翻转脉冲的幅度，图28B示出了开关时间t／T为2时翻转脉冲的幅度，而图28C则示出了开关时间t／T为4时翻转脉冲的幅度、从这些附图中可以看出，翻转脉冲的幅度随着时间的流逝在衰减。

C_s的积蓄能量肯定转换成电磁能，并且形成瞬变脉冲电流分量的初始值I_do。在翻转开关型记录放大器中积蓄的电磁能随着时间的消逝而衰减，这样就会引起电流极性翻转期间电流上升的瞬时值会发生变化的问题。

图29中示出了翻转开关型记录放大器的另一个实施例，旨在克服上述问题。

图29中的记录放大器具有：用于提供对应于二进制编码输入信号的正、负信号的整形驱动器；用于响应于上述正、负信号切换送至推挽放大器14中的电流的电流开关装置12；用于接收正、负极性信号且提供一个通过快速切换得到的记录电流的推挽放大器14；用于控制通过推挽放大器14输出的一个恒定电流的恒流控制装置16；以及用于产生一个补偿信号从而将记录电流的瞬时值控制为一个预定值以抵消瞬时值变化的补偿信号发生部分20。

图30中示出了图29中的记录放大器的电路图，用于解释其工作原理。

图30中，放大晶体管Q_a和Q_a′为NPN型晶体管，电流开关装置12具有PNP晶体管Q_s和Q_s′。这里采用了一个共同的信号源E_i来驱动晶体管Q_a和Q_s′的基极，对该公用的信号源E_i进行电压分压得到的E_ab和E_sb分别加到晶体管Q_a和Q_s′的基极。晶体管Q_a′和Q_s′的各自的基极由极性与E_i相反的共同信号源E_i′驱动，由电阻对该共同信号源E_i′分压得到的E_ab′攻E_sb′分别加至晶体管Q_a′和Q_s′的基极。

晶体管Q_a，Q_s的共同集电极连至R／T的初级绕组的一端，而晶体管Q_a′和Q_s′的共同集电极连至R／T初级绕组的另一端。这样，通过R／T(或R／T和P／T)可向磁头提供记录电流。一个二极管D插入至直流电压源V⁺端和晶体管Q_a和Q_s的共同集电极之间，而二极管D′则插入至直流电源V⁺端和晶体管Q_a′和Q_s′的共同集电极之间。

同时，晶体管Q_a和Q_a′的共同发射极与恒流控制晶体管Q_k的集电极相连，该恒流控制晶体管Q_k的发射极与一个电流反馈电阻R_k相连。这样就有一个几乎正比于恒流控制晶体管Q_k的基极电压E_kb的电流I_k(=I_a+I_a′)流动，从而控制记录电流I_r的正常幅度和峰-峰值。

等式(39)中的P／T和R／T的合成激励电流I_prt以及等式(40)中的磁头激励电流I_hL可表示为：

I_prt=(L_hprt／L_prt)·[(I_o+I_do)·{1-exp(-r·t)}-I_do·{1-exp(-δ·t)}] .........(45)

I_hl=(L_hprt／L_h)·[(I_o+I_do)·{1-exp(-r·t)}-I_do·{1-exp(-δ·t) }]...........(46)

由于电流分量I_o+I_do的衰减时间常数大于电流分量I_do的时间常数δ，包括在合成激励电流I_prt，I_o+i_do中的这二个分量都立即达到正常值，但I_do将花费较长的时间达到正常值，因此I_prt的变化将引起问题。

为了消除这种电流变化问题，提供了补偿电流△I_prt。这样，合成电流I_prt将不会变化，并且无论输入数据的位长度如何都将维持在一预定值上。因此，积蓄在R／T初级侧的电感L_rt和P／T初级侧的电感L_pt的合成电感L_prt中的电磁能将不会发生变化。

△I_prt=(L_hprt／L_prt)·I_do·(1-exp(-δ·t)}........(47)

I_prt+△I_prt=(L_hprt／Lpr+I_do){1-exp(-r·t)}........(48)

对于磁头激励电流I_hl加上与等式(49)中所示的同样的补偿电流I_hl，就能防止磁头激励电流I_hl发生偏移。

△I_hl=(L_hprt／L_h)·I_do{1-exp(-δ·t)}··...... (49)

假定补偿电流的和值为△I_hrpt，

△I_hprt =△I_prt+△I_hl=I_do·{1-exp(-δ·t)}......(50)

I_hprt+△I_hprt=(I_o+I_do)·{1-exp(-r·t)}.......(51)

因此，有必要把一个用来产生补偿电流△I_hprt的补偿信号V_cc加至电流控制晶体管Q_k的基极电压E_kb上。下面结合图31A至31E中所示的波形图描述产生V_cc的方法。记录电流的极性反转后，晶极管Q_a和Q_a′的集电极上就会产生如图31A和31B中所示的翻转脉冲。这些翻转脉冲通过电阻R_ac，R_ac′和R_ci混合在一起，并在运算放大器DP中被放大和反转极性，从而产生一个如图31C所示的合成脉冲V_bc。该脉冲加至开关二极管Q_c的基极，产生一个补偿信号。这里，一个预定的基准电压E(=E_co+V(-))加至开关晶体管Q_c的发射极上，并确定为一个使开关晶体管Q_c导通的电压。因此，开关晶体管Q_c的集电极电压V_cc上出现了如图31D所示的充电、放电波形。

这一波形的形成参数可由Q_c的电源电压E_c、以时间常数R_c·C_c给出：

V_cc=E_ck+(E_c-E_ck)[l-exp{-t／R_c·C_c}]

=E_ck[l+(E_c／E_ck-1) {1-exp(-t／R_cC_c)}]......(52)

补偿电流△I_hprt可以通过使上述等式(52)中的每个整数与等式(51)中相应的部分匹配并且选择一个合适的波形形成参数来生成。

由注入电流控制晶体管Q_k的基极的补偿电压信号V_cc(见图31D)所产生的电流I_k的波形示于图31E中。

作为上述补偿信号注入电流控制晶体管Q_k的基极的结果，积蓄在记录系统的电感中的电磁能量之和能始终保存着，而不会有任何衰减。这样，即使对应于输入数据位长度的记录电流极性的开关时间有变化，翻转脉冲的幅度也不会有变化，这与图28A-28C中所示的脉冲成对比。换句话说，由于翻转脉冲具有非常恒定的宽度和幅度，记录电流极性转换时的记录电流上升特性(上升时间和下降瞬时值)可以保持稳定。

图32示出了为稳定记录电流的开关特性而加的补偿电流的计算值。

在本发明的第二实施例中，通过补偿由使用脉冲变压器和旋转变压器产生的记录电流的瞬时值偏移，记录电流的极性转换期间的记录电流上升特性能够保持稳定。

综上所述，由于本发明的磁记录设备采用了开关型记录放大器来控制恒定电流，所以用于该磁记录设备中的晶体管呈现较低的功率损耗，不需要大功率晶体管。这些优点使得制造一个小型、低功耗的记录放大器成为可能。

而且在无需额外的记录均衡器的情况下，磁头电流的上升特性得到改善，而且还具有过冲特性。这样，由磁头电流开始产生磁道时可以得到加速，记录在磁带上的磁化图形的分辨率可以提高，信息可以以几到几十MPbs的速度高密度地被记录。

本发明的效果在于：通过控制恒流控制装置迭加一个稳定性补偿电流，记录电流极性反转期间的记录电流上升特性可以维护得非常稳定，并且从记录有由本发明的记录设备记录的信息的磁带上再现的眼形图的孔径率也得到提高。

Claims

1．一种磁记录设备，该设备通过一个旋转变压器向磁头提供一个对应于数字信息的记录电流使磁记录介质磁化，从而进行数字信号记录，该设备的特征在于包括：

用于提供极性相反的正、负电流信号的整形驱动器，

一对用可切换所述的正、负电流信号的开关，

第一放大装置，用于产生一个对应于由上述的那对开关中的一个开关所切换的电流信号的记录电流，并在供给上述磁头的记录电流的极性反转时产生一个瞬变脉冲电流，

第二放大装置，用于产生一个对应于由上述的那对开关中的另一个开关所切换的电流信号的记录电流，并在供给上述磁头的记录电流的极性反转时产生一个瞬变脉冲电流，

补偿信号发生器，用于根据记录电流通过上述的旋转变压器产生的瞬时值的变化以电压信号的形式产生一个补偿信号，以及

根据上述的补偿信号将上述记录电流的瞬时值控制为恒定的恒流控制装置，

其中所述的瞬变脉冲电流流过上述的磁头，数字信号记录在上述的磁记录介质上。

2．根据权利要求1的磁记录装置，还包括：

一端接在上述的那对开关中的一个开关和上述第一放大装置之间、另一端与电源相连的第一阻尼装置，

一端接在上述的那对开关中的另一个开关和上述第二放大装置之间、另一端与电源相连的第二阻尼装置，

其中上述的瞬变电流借助于上述的第一、第二阻尼装置很快地收敛为一个正常电流值。

3．根据权利要求1的磁记录设备，其中所述对开关、所述第一放大装置、所述第二放大装置，所述补偿信号发生器和所述恒流控制装置由第一互补半导体装置，第二互补半导体装置，恒流控制装置代替，其中

所述第一互补半导体装置，根据上述的正信号产生一个记录电流，并且在供给上述磁头的记录电流的极性发生反转时产生一个瞬变脉冲电流，

与上述第一互补半导体装置并联的所述第二互补半导体装置，在供给上述磁头的记录电流的极性发生反转时产生一个瞬变脉冲电流，以及

所述恒流控制装置与上述的第一、第二互补半导体装置相连接。

4．根据权利要求3的磁记录设备，进一步包括一个补偿信号发生器，用于根据记录电流通过上述的旋转变压器产生的瞬时值变化，以电压信号的形式产生一个补偿信号。

5．根据权利要求1的磁记录设备，其中所述对开关、所述第一放大装置、所述第二放大装置、所述补偿信号发生器和所述恒流控制装置由第一和第二直流电压源端子、第一pnp晶体管、第二pnp晶体管、第一npn晶体管、第二npn晶体管、第三npn晶体管代替，其中

所述第一pnp晶体管的基极与上述整形驱动器相连、发射极与上述的第一直流电压源端子相连，根据上述的负信号进行激励，

所述第二pnp晶体管的基极与上述的整形驱动器相连、发射极与上述的第一直流电压端子相连，根据上述的正信号进行激励，

所述第一npn晶体管的基极与上述的整形驱动器相连、集电极与上述的第一pnp晶体管的集电极相连，在上述第一pnp晶体管截止时产生一个上升脉冲电流，并把这个上升脉冲电流作为记录电流供给上述的磁头，

所述第二npn晶体管的基极与上述的整形驱动器相连、集电极与上述的第二pnp晶体管的集电极相连的，在上述的第二pnp晶体管截止时产生一个上升脉冲电流，并把该上升脉冲电流作为记录信号供给上述磁头，

所述第三npn晶体管，其基极与上述和一直流电压源端子相连，集电极与上述的第一、第二npn晶体管的发射极相连，发射极连至一个用于控制电流的、与上述的第二直流电压源端子相连的可变电阻。

6．根据权利要求5的磁记录设备，该设备进一步包括与上述的第一、第二npn晶体管的集电极相连的比较器，用于把一个基准值和因通过上述的旋转变压器而发生变化了的记录电流的瞬时值进行比较，一个对上述比较器的输出进行积分以产生一个补偿信号的积分器。

7．如权利要求6中所述的磁记录设备，其中，通过调整上述的第一、第二直流电压的幅度，在上述记录电流极性转换期间使第一至第三npn晶体管截止并把对应于整个电源的电压加至磁头上来产生一个瞬变脉冲电流，从而迅速提高上升特性。

8．如权利要求6所述的磁记录设备，还包括：

一端与上述第一pnp晶体管和第一npn晶体管的共同集电极相连、另一端与上述的第一直流源端子相连的第一阻尼装置，

一端与上述第二pnp晶体管和第二npn晶体管的共同集电极相连、另一端与上述的第一直流电压源端子相连的第二阻尼装置，

其中所述的上升脉冲电流在第一、第二阻尼装置的作用下很快收敛为一个正常电流值。

9．一种将数字信号记录在磁记录介质上的磁记录方法，其中的记录通过向磁头提供一个指示数字信息的记录电流来进行，上述方法包括下列步骤：

产生极性相反、对应于上述数字信息的正负信号，

产生一个对应于上述正、负信号的记录电流，在上述记录电流极性反转期间产生一个瞬变脉冲电流，并把该瞬变脉冲电流供给上述的磁头，

其中所述的数字信号根据上述的瞬变脉冲电流记录在磁记录介质上。

10．如权利要求9所述的磁记录方法，还包括下列步骤：

针对上述记录电流的瞬时值产生一个补偿信号，以及

根据上述补偿信号将上述记录电流的瞬时值控制为恒定值。